Photodioden Frontends Bandbreitenfrage

Grosse aktive Flaeche bedeutet grosse Kapazitaet. Bedeutet langsam. 
Allenfalls kann mann was machen, inden man die Kaazitaet als Null 
erscheinen laesst, zB mit einer Kaskodenschaltung

Deine Antwort zeigt nur dass du den Beitrag nicht richtig gelesen oder 
nicht richtig verstanden hast und die Simulation nicht angesehen hast. 
leider nicht hilfreich

Ah, okay da sehe ich meinen Denkfehler, grundsätzlich prügelt mir die 
parasitäre kapazität im feedbackzweig schon die Bandbreite runter, 
allerdings wird das durch das hohe GBWP teils kompensiert. ^^ alright. 
jetzt wird das klarer. Die kapazität der Diode spielt kaum noch eine 
Rolle über den Bootstrap und den Transistor in Basisschaltung vor dem 
OP-Eingang. Danke für die Antwort ! Wie kommt die Formel mit dem GBWP 
zustande weisst du das zufällig?

Bei der großen Detektorkapazität macht es nichts wenn der Widerstand in 
der Rückkopplung relativ klein wird. Den größten Anteil am Rauschen hat 
man vermutlich durch die Detektorkapazität und das Spannungsrauschen der 
Verstärkerschaltung.

Wirklich weiter helfen tut da eigentlich nur die vorher ausgeschlossene 
Optik.

Wie oben beschrieben habe ich mich schon ausreichend um die 
Detektorkapazität gekekümmert und sie bestmöglich entkoppelt + 
minimiert. Wie in den Simulationen auch zu sehen, liegt das Problem wohl 
eher am Rf in Kombination mit Cf bzw. den parasitären kapazitäten im 
FEEDBACKKREIS...kann dazu jemand noch was sagen? Kompensiere ich das 
tatsächlich nur mit einer höheren bandbreite des verwendeten OPs?

ist eine Hamamatsu S6801 visible cut. hat ca. 80-100pf 
terminalkapazität. Die Bootstrapschaltung reduziert die effektive 
kapazität jedoch deutlich effektiver als eine negative Vorspannung. Das 
ist in langwierigen Messreihen mit den unterschiedlichsten Parametern 
ausgemessen worden. Wie bereits mehrfach gesagt, die Bandbreite wird 
aktuell NICHT von der Photodiodenkapazität limitiert, die ist bestens 
entkoppelt. Es liegt momentan viel mehr am TIA + dessen Feedbackzweig

Um das Produkt Cf mal Rf kleiner zu machen, muss man ggf. einfach Rf 
kleiner machen, wenn man Cf nicht mehr kleiner kriegt. Man braucht dann 
ggf. eine 2. Stufe zur Spannungsverstärkung dahinter.

Bei einer großen Detektorkapazität darf Rf auch recht klein (z.B. 1 K) 
werden, denn es gibt genügend andere Rauschquellen die größer sind.

2. Stufe verwende ich schon. Momentan habe ich zwei aufbauten. Einen 
Aufbau mit OPA847, Bandbreite von 3,9GHz und einem THS3091 in der 
zweiten Stufe der auch direkt 50Ohm Eingänge treiben kann. Die 
Eingangskapazität wird mit dem Bootstrap verringert.

Zweite variante ist mit einem AD8066 und einem BF862 als Bootstrap 
sowieo einem superbeta-Transistor als "Cascode" input. Das Problem ist 
der große Dynamikbereich einerseits und die kleinen Signalamplituden. 
Das liegt schon im Bereich 1µA und darunter, da die Signale oft einen 
recht großen Crestfaktor aufweisen (QAM bzw. DQPSK)

Was denkt ihr, welcher Rauschbeitrag der größte an dieser Stelle ist? 
Ist das Bootstrap auch für die Betrachtung des Noise-Gain relevant? 
Stromrauschen sollte kein größeres Problem darstellen bei diesen noch 
relativ niedrigen Feedbackwiderständen, zumal der AD8066 mit nur 
0,6fA/sqrtHZ angegeben ist. Spannungsrauschen bei 7nV/sqrtHZ auch noch 
nicht sonderlich groß. Der OPA847 ist da and der Stelle deutlich besser. 
Layout ist auch schon optimiert bezüglich parasitärer Kapazitäten und 
kurzer Signalwege, verwendete Kondensatoren sind Keramik X7R 0603 sowie 
Widerstände 0603, das ganze in ein geschirmtes Gehäuse verbaut. 
versorgungsspannungen sind sauber. Auch schon mit Akkus getestet.

Langsam aber sicher gehen mir die Ideen aus. Was man noch dazu sagen 
sollte, es gibt relativ starkes umgebungslicht teilweise, das wenn nötig 
von einem Auto Zero Circuit ausgeregelt wird.

>Übertreibst du es da nicht ein wenig?

Ich hab mich da an ein Design von Thor Labs PD10A Empfänger angelehnt, 
die machen das so. Der OPA847 hat ja nicht nur den Vorteil der großen 
Bandbreitem auch das Spannungsrauschen kleiner 1nV/sqrtHZ ist grade bei 
der großen Kapazität am Detektor sicher kein Fehler oder? Was halt ist, 
er ist ein bisschen giftig was Schwingneigungen angeht.

Der AZC funkioniert gut, allerdings mache ich die Bandbreiten und 
Rauschmessungen gerade ohne AZC, da ich auf dem Arbeitstisch bei 
Umgebungslicht und aktuell 22k Feedback noch nicht in die Begrenzung 
laufe.

Christoph K schrieb:

> Was denkt ihr, welcher Rauschbeitrag der größte an dieser Stelle ist?

Die Erzeugung der 100µ Bias-Strom. Dort muß ein wenn auch kleiner 
Widerstannd rein, dessen Rauschen z.B. an den 50k verstärkt wird.

Wenn Du schon einen Transistor in Basisschaltung hast, für was dann noch 
den TIA? Der bringt ja nur Rauschen und Instabiltät. (Vorteil natürlich 
Betriebsspannungsentkopplung.)

Ansatz/Vorschlag: TIA weg lassen und mit C auskoppeln.

Gruß

Falk Brunner schrieb:

> Den Transistor weglassen und nur den normalen TIA nutzen. Denn
> dessen Aufgabe ist ja gerade, nahezu Null Ohm Eingangswiderstand
> darzustellen und ZUSÄTZLICH die Spannung zu verstärken!

Genau diese beiden Dinge leistet auch der Transistor.

Falk Brunner schrieb:

> ... den normalen TIA nutzen. Denn
> dessen Aufgabe ist ja gerade, nahezu Null Ohm Eingangswiderstand
> darzustellen und ZUSÄTZLICH die Spannung zu verstärken!

Die fast 0 hat er aber nur im Gleichstromfall! Wenn Du GBW=50 MHz hast 
und R=50k sieht die Stromquelle bei 1 MHz: 1k. Diese wiederum ergeben 
eine Spannung <> 0, so daß durch die 100p ein Strom fließt der dann für 
den TIA fehlt.


Der Vergleich der beiden Varianten mudss wohl übers Rauschen entschieden 
werden.

Gruß

Falk Brunner schrieb:
> Genau DAS wäre reichlich sinnfrei. Genau anders herum wird ein Schuh
> draus! Den Transistor weglassen und nur den normalen TIA nutzen. Denn
> dessen Aufgabe ist ja gerade, nahezu Null Ohm Eingangswiderstand
> darzustellen und ZUSÄTZLICH die Spannung zu verstärken! Da braucht es
> keinen zusätzlichen Transistor in Basisschaltung!

Nee nee. Der OPV erzeugt nur einen virtuellen Nullpunkt und das indem 
er über den Rückkoppelwiderstand Rf den nötigen Strom in den 
Summierpunkt einspeist. Wenn da aber (ohne den Transistor) die große 
Detektorkapazität wirksam wird, ergibt das eine entsprechende 
Phasendrehung (und damit Instabilität), die durch einen entsprechend 
großen Cf aufgefangen weden muss. Das reduziert die Bandbreite 
drastisch.

www.electrooptical.net/www/frontends/frontends.pdf‎

Falk Brunner schrieb:

> Jain. Niemand hat behauptet, dass ein TIA perfekt ist, genausowenig wie
> der Transistor in Basisschaltung. Aber der TIA stellt bis zu seiner 3dB
> Frequenz eingangsseitig nahezu Null Ohm dar.

Dann würde V(ein) nicht so ansteigen.

Gruß

Joachim schrieb:

>> Jain. Niemand hat behauptet, dass ein TIA perfekt ist,
>> genausowenig wie der Transistor in Basisschaltung. Aber
>> der TIA stellt bis zu seiner 3dB Frequenz eingangsseitig
>> nahezu Null Ohm dar.
>
> Dann würde V(ein) nicht so ansteigen.

Doch. Folgendes:

1) Falk hat Recht. Er vergisst aber, dass ein OPV mit Deinen
angenommenen 50MHz GBWP und einer (jetzt von mir angenommenen)
Leerlaufverstärkung von 1000 eine 3dB-Grenzfrequenz von 50kHz (!)
hat. Unterhalb dieser Frequenz ist der Eingangswiderstand des
TIA allerdings nahezu Null, soweit stimmt das.

2) Joachim hat auch Recht. Aufgrund der Phasenverschiebung des
OPV hat ein TIA oberhalb der 3dB-Grenzfrequenz des OPV einen
induktiven Eingangswiderstand. Seine Simulation bestätigt
meine Zahlen.
Ein unkompensierter TIA an einer kapazitiven Quelle ist deshalb
eine ganz schlechte Idee; man bekommt einen Schwingkreis ziemlich
hoher Güte.

Falk Brunner schrieb:

>>> Den Transistor weglassen und nur den normalen TIA nutzen.
>>> Denn dessen Aufgabe ist ja gerade, nahezu Null Ohm
>>> Eingangswiderstand darzustellen und ZUSÄTZLICH die
>>> Spannung zu verstärken!
>
>>Genau diese beiden Dinge leistet auch der Transistor.
>
> Wollen wir wetten,

Nein.

> dass das der OPV deutlich besser kann?

Was "besser" oder "schlechter" ist, liegt im Auge des
Betrachters. Wenn es um Geschwindigkeit geht, verliert
der OPV haushoch.

> Warum wohl werden in fast allen professionellen
> Schaltungen/ICs TIAs und keine einfachen Transitoren
> eingesetzt?

Das weiss ich nicht. Ich vermute, dass es sehr häufig um
minimales Rauschen geht; da kann es wohl sein, dass der OPV
aufgrund der hohen Verstärkung im Vorteil ist.

Possetitjel schrieb:

>
> ... Aufgrund der Phasenverschiebung des
> OPV hat ein TIA oberhalb der 3dB-Grenzfrequenz des OPV einen
> induktiven Eingangswiderstand.


Das mit dem induktiven Eingangswiderstand ist natürlich eine sehr 
interessante Sichtweise und erklärt sehr gut die Peaks.

Aber ganz einfach: Wenn man am Ausgang 1 V haben möchte, der OPV aber 
bei dieser Frequenz dann nur noch 10 mal verstärkt, dann muss am Eingang 
100 mV anliegen.

Gruß

die Idee mit dem Transistor stammt nicht von mir sondern aus dem Artikel 
- Photodiode Frontends -  The real Story. Ich habe sowohl gemessen als 
auch simuliert und konnte seine Ergebnisse dort bestätigen. Der 
Transistor in Basisschaltung vergrößert die Bandbreite Merklich für den 
Fall dass Rfeedback > rE der Basisschaltung ist. Der Transistor in 
Basisschaltung ersetzt nicht den TIA sondern arbeitet ZUSÄTZLICH! zum 
TIA, der ja weiterhin den Strom abführt und die Spannung über der 
Photodiode nahezu konstant hält. Des Weitern wird das ja noch verbessert 
indem ich aktiv mit JFET oder OP-Spannungsfolger die Voltage Swing über 
der Photodiode minimiere!

@ Guido:

ich habe in Absprache mit den Ignenieuren von Hamamatsu versuche gemacht 
und die Diode mit Vorspannung betrieben. Das hat diverse Nachteile und 
am Ende auch kein besseres Ergegnis gebracht als der Bootstrap-Trick. 
Nachteile waren unter anderem der weite Dynamikbereich der den 
Arbetispunkt der Vorspannung verschiebt. Die müsste dann relativ 
niederohmig dimensioniert sein. Ausserdem sind -20V nicht eben besodners 
praktikabel.

Wie gesagt, zum was weiß ich wievielten Mal: Über das Bootstrap wird die 
wirksame Kapazität der Diode genauso gut reduziert wie mit Vorspannung, 
zumindest haben die Bandbreitenmessungen das so ergeben. Ob das auch 
fürs Noise Gain so stimmt kann ich nicht sagen

Joachim schrieb:

>> ... Aufgrund der Phasenverschiebung des
>> OPV hat ein TIA oberhalb der 3dB-Grenzfrequenz des OPV einen
>> induktiven Eingangswiderstand.
>
> Das mit dem induktiven Eingangswiderstand ist natürlich eine
> sehr interessante Sichtweise und erklärt sehr gut die Peaks.

Nun ja, man kann ausrechnen, dass es tatsächlich so ist.

> Aber ganz einfach: Wenn man am Ausgang 1 V haben möchte, der
> OPV aber bei dieser Frequenz dann nur noch 10 mal verstärkt,
> dann muss am Eingang 100 mV anliegen.

Das ist richtig. Diese 100mV sind zusätzlich um 90° gegen das
1V am Ausgang verschoben.

Mal abgesehen davon dass reduzierung von Cd keine Lösung für das Rf Cf 
Problem ist

Die Bootstrapschaltung reduziert die Kapazität die der TIA sieht. Das 
Rauschen wird bei der relativ großen Kapazität vor allem vom 
Spannungsrauschen der Bootstrapschaltung und der Impedanz des Detektors 
(also der Kapazität) bestimmt. Entsprechend ist da ein sehr niedriges 
Spannungsrauschen und gff. doch etwas Vorspannung für weniger Kapazität 
sinnvoll. Das müssen keine 20 V sein, auch schon 5 V sind ein deutlicher 
Fortschritt. Auch die Zusätzliche Schaltung zur Kompensation des 
Gleichstrom Untergrundes kann deutlich zum Rauschen beitragen.

Schließlich hat man auch noch das Schrotrauschen - ab etwa 50 mV 
Gleichspannung am Feedbackwiderstand ist das auf dem Niveaus des 
Rauschens vom Feedback Widerstand des TIA. Da kommt man also schon 
relativ schnell in den Bereich wo das Schrotrauschen dominiert. 
Entsprechend klein darf man den Feedbackwiderstand auch machen und kann 
sich oft die extra Bias Schaltung sparen.

Wenn man die Simulation schon hat, kann man das ja auch relativ gut 
nachverfolgen wo das Rauschen her kommt.

Ob man den extra Transistor in Basisschaltung noch braucht, muss man 
dann sehen. Der macht den TIA ggf. schneller, aber erhöht auch das 
Rauschen - vor allem bei kleinem Bias.

Um die Kapazität Cf noch keiner zu machen könnte man z.B. statt 20 K in 
der Rückkopplung auch einfach 2 mal 10 K in Reihe nutzen. Ein bisschen 
an Kapazität braucht man aber für die Stabilität auch, so dass sich das 
Problem mit der Kapazität normalerweise gar nicht stellt.