Salut zusammen, ich designe gerade einen Empfänger für VLC kommunikation bzw. bin schon länger dabei. Ich muss eine Photodiode mit großer aktiver Fläche verwenden, da es nicht in Frage kommt externe Optiken zu verwenden. Diese hat eine Sperrschichtkapazität von 100pf. Ich möchte über TIA das Signal verstärken und brauche dabei eine möglichst hohe Transimpedanz. Die Bandbreite muss dabei aber auch mindestens 5-10MHz betragen. Ich hab verschiedenes Probiert, Bootstrapping mit BF862 oder OP-Amp um die Diodenkapazität zu "eliminieren" und damit den RC-Term zu verkleinern, ich habe vor den Eingang des OPs einen Transistor in Basisschaltung um die Impedanz die die Photodiode sieht vom Feedbackwiderstand auf rE der Basisschaltung zu verringern. Allerdings komme ich immer (siehe simulation), auch mit sehr schnellen OPAs wie OPA847 auf eine relativ eingeschränkte Bandbreite. Mir ist aufgefallen das ich bei 50k Feedbackwiderstand und geschätzt 0.5...1pf minimaler Kapazität im Feedbackzweig ja zwangsläufig in eine Bandbreitenbegrenzung laufe, ergo ich kann mit dem Feedbackwiderstand nicht wirklich größer werden, da dann zwangsläufig, egal wie gut der Rest ist, 1/(2*pi*Rfeedback*1pf) greift?
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Grosse aktive Flaeche bedeutet grosse Kapazitaet. Bedeutet langsam. Allenfalls kann mann was machen, inden man die Kaazitaet als Null erscheinen laesst, zB mit einer Kaskodenschaltung
Deine Antwort zeigt nur dass du den Beitrag nicht richtig gelesen oder nicht richtig verstanden hast und die Simulation nicht angesehen hast. leider nicht hilfreich
@ Christoph K (Gast) >Basisschaltung zu verringern. Allerdings komme ich immer (siehe >simulation), auch mit sehr schnellen OPAs wie OPA847 auf eine relativ >eingeschränkte Bandbreite. Zunächst kann und sollte man die Sperrschichtkapazität mit ausreichend Vorspannung minimieren. Faktor 2-10 ist da möglich, je nach Diode. > Mir ist aufgefallen das ich bei 50k >Feedbackwiderstand und geschätzt 0.5...1pf minimaler Kapazität im >Feedbackzweig ja zwangsläufig in eine Bandbreitenbegrenzung laufe, Sicher, nix ist unendlich, ausser vielleicht . . . >ergo >ich kann mit dem Feedbackwiderstand nicht wirklich größer werden, da >dann zwangsläufig, egal wie gut der Rest ist, 1/(2*pi*Rfeedback*1pf) >greift? Nein. http://www.mikrocontroller.net/articles/Lichtsensor_/_Helligkeitssensor#Photodiode Das Verstärkung-Bandbreiteprodukt geht mit in die Rechnung ein, sonst wäre der OPV ja sinnlos. Ich vermute ein Problem mit den PSpicemodellen.
Ah, okay da sehe ich meinen Denkfehler, grundsätzlich prügelt mir die parasitäre kapazität im feedbackzweig schon die Bandbreite runter, allerdings wird das durch das hohe GBWP teils kompensiert. ^^ alright. jetzt wird das klarer. Die kapazität der Diode spielt kaum noch eine Rolle über den Bootstrap und den Transistor in Basisschaltung vor dem OP-Eingang. Danke für die Antwort ! Wie kommt die Formel mit dem GBWP zustande weisst du das zufällig?
@ Christoph K (Gast) >OP-Eingang. Danke für die Antwort ! Wie kommt die Formel mit dem GBWP >zustande weisst du das zufällig? Kann man herleiten, kann ich aber auf die Schnelle nicht. Knotentregel etc. So wie bei den einfachen OPV-Schaltungen.
Bei der großen Detektorkapazität macht es nichts wenn der Widerstand in der Rückkopplung relativ klein wird. Den größten Anteil am Rauschen hat man vermutlich durch die Detektorkapazität und das Spannungsrauschen der Verstärkerschaltung. Wirklich weiter helfen tut da eigentlich nur die vorher ausgeschlossene Optik.
Wie oben beschrieben habe ich mich schon ausreichend um die Detektorkapazität gekekümmert und sie bestmöglich entkoppelt + minimiert. Wie in den Simulationen auch zu sehen, liegt das Problem wohl eher am Rf in Kombination mit Cf bzw. den parasitären kapazitäten im FEEDBACKKREIS...kann dazu jemand noch was sagen? Kompensiere ich das tatsächlich nur mit einer höheren bandbreite des verwendeten OPs?
@ Christoph K (Gast) >Wie oben beschrieben habe ich mich schon ausreichend um die >Detektorkapazität gekekümmert und sie bestmöglich entkoppelt + Nein. Ich sehe keine Sperrspannung an der Photodiode. Welche ist es denn überhaupt?
ist eine Hamamatsu S6801 visible cut. hat ca. 80-100pf terminalkapazität. Die Bootstrapschaltung reduziert die effektive kapazität jedoch deutlich effektiver als eine negative Vorspannung. Das ist in langwierigen Messreihen mit den unterschiedlichsten Parametern ausgemessen worden. Wie bereits mehrfach gesagt, die Bandbreite wird aktuell NICHT von der Photodiodenkapazität limitiert, die ist bestens entkoppelt. Es liegt momentan viel mehr am TIA + dessen Feedbackzweig
Um das Produkt Cf mal Rf kleiner zu machen, muss man ggf. einfach Rf kleiner machen, wenn man Cf nicht mehr kleiner kriegt. Man braucht dann ggf. eine 2. Stufe zur Spannungsverstärkung dahinter. Bei einer großen Detektorkapazität darf Rf auch recht klein (z.B. 1 K) werden, denn es gibt genügend andere Rauschquellen die größer sind.
2. Stufe verwende ich schon. Momentan habe ich zwei aufbauten. Einen Aufbau mit OPA847, Bandbreite von 3,9GHz und einem THS3091 in der zweiten Stufe der auch direkt 50Ohm Eingänge treiben kann. Die Eingangskapazität wird mit dem Bootstrap verringert. Zweite variante ist mit einem AD8066 und einem BF862 als Bootstrap sowieo einem superbeta-Transistor als "Cascode" input. Das Problem ist der große Dynamikbereich einerseits und die kleinen Signalamplituden. Das liegt schon im Bereich 1µA und darunter, da die Signale oft einen recht großen Crestfaktor aufweisen (QAM bzw. DQPSK) Was denkt ihr, welcher Rauschbeitrag der größte an dieser Stelle ist? Ist das Bootstrap auch für die Betrachtung des Noise-Gain relevant? Stromrauschen sollte kein größeres Problem darstellen bei diesen noch relativ niedrigen Feedbackwiderständen, zumal der AD8066 mit nur 0,6fA/sqrtHZ angegeben ist. Spannungsrauschen bei 7nV/sqrtHZ auch noch nicht sonderlich groß. Der OPA847 ist da and der Stelle deutlich besser. Layout ist auch schon optimiert bezüglich parasitärer Kapazitäten und kurzer Signalwege, verwendete Kondensatoren sind Keramik X7R 0603 sowie Widerstände 0603, das ganze in ein geschirmtes Gehäuse verbaut. versorgungsspannungen sind sauber. Auch schon mit Akkus getestet. Langsam aber sicher gehen mir die Ideen aus. Was man noch dazu sagen sollte, es gibt relativ starkes umgebungslicht teilweise, das wenn nötig von einem Auto Zero Circuit ausgeregelt wird.
@Christoph K (Gast) >Aufbau mit OPA847, Bandbreite von 3,9GHz und einem THS3091 in der Übertreibst du es da nicht ein wenig? >Langsam aber sicher gehen mir die Ideen aus. Was man noch dazu sagen >sollte, es gibt relativ starkes umgebungslicht teilweise, das wenn nötig >von einem Auto Zero Circuit ausgeregelt wird. Muss ja auch, sonst wird ja gar nichts mehr.
>Übertreibst du es da nicht ein wenig? Ich hab mich da an ein Design von Thor Labs PD10A Empfänger angelehnt, die machen das so. Der OPA847 hat ja nicht nur den Vorteil der großen Bandbreitem auch das Spannungsrauschen kleiner 1nV/sqrtHZ ist grade bei der großen Kapazität am Detektor sicher kein Fehler oder? Was halt ist, er ist ein bisschen giftig was Schwingneigungen angeht. Der AZC funkioniert gut, allerdings mache ich die Bandbreiten und Rauschmessungen gerade ohne AZC, da ich auf dem Arbeitstisch bei Umgebungslicht und aktuell 22k Feedback noch nicht in die Begrenzung laufe.
Christoph K schrieb: > Was denkt ihr, welcher Rauschbeitrag der größte an dieser Stelle ist? Die Erzeugung der 100µ Bias-Strom. Dort muß ein wenn auch kleiner Widerstannd rein, dessen Rauschen z.B. an den 50k verstärkt wird. Wenn Du schon einen Transistor in Basisschaltung hast, für was dann noch den TIA? Der bringt ja nur Rauschen und Instabiltät. (Vorteil natürlich Betriebsspannungsentkopplung.) Ansatz/Vorschlag: TIA weg lassen und mit C auskoppeln. Gruß
@ Joachim (Gast)
>Ansatz/Vorschlag: TIA weg lassen und mit C auskoppeln.
Genau DAS wäre reichlich sinnfrei. Genau anders herum wird ein Schuh
draus! Den Transistor weglassen und nur den normalen TIA nutzen. Denn
dessen Aufgabe ist ja gerade, nahezu Null Ohm Eingangswiderstand
darzustellen und ZUSÄTZLICH die Spannung zu verstärken! Da braucht es
keinen zusätzlichen Transistor in Basisschaltung!
Falk Brunner schrieb: > Den Transistor weglassen und nur den normalen TIA nutzen. Denn > dessen Aufgabe ist ja gerade, nahezu Null Ohm Eingangswiderstand > darzustellen und ZUSÄTZLICH die Spannung zu verstärken! Genau diese beiden Dinge leistet auch der Transistor.
Falk Brunner schrieb: > ... den normalen TIA nutzen. Denn > dessen Aufgabe ist ja gerade, nahezu Null Ohm Eingangswiderstand > darzustellen und ZUSÄTZLICH die Spannung zu verstärken! Die fast 0 hat er aber nur im Gleichstromfall! Wenn Du GBW=50 MHz hast und R=50k sieht die Stromquelle bei 1 MHz: 1k. Diese wiederum ergeben eine Spannung <> 0, so daß durch die 100p ein Strom fließt der dann für den TIA fehlt. Der Vergleich der beiden Varianten mudss wohl übers Rauschen entschieden werden. Gruß
Falk Brunner schrieb: > Genau DAS wäre reichlich sinnfrei. Genau anders herum wird ein Schuh > draus! Den Transistor weglassen und nur den normalen TIA nutzen. Denn > dessen Aufgabe ist ja gerade, nahezu Null Ohm Eingangswiderstand > darzustellen und ZUSÄTZLICH die Spannung zu verstärken! Da braucht es > keinen zusätzlichen Transistor in Basisschaltung! Nee nee. Der OPV erzeugt nur einen virtuellen Nullpunkt und das indem er über den Rückkoppelwiderstand Rf den nötigen Strom in den Summierpunkt einspeist. Wenn da aber (ohne den Transistor) die große Detektorkapazität wirksam wird, ergibt das eine entsprechende Phasendrehung (und damit Instabilität), die durch einen entsprechend großen Cf aufgefangen weden muss. Das reduziert die Bandbreite drastisch. www.electrooptical.net/www/frontends/frontends.pdf
@ Possetitjel (Gast) >> Den Transistor weglassen und nur den normalen TIA nutzen. Denn >> dessen Aufgabe ist ja gerade, nahezu Null Ohm Eingangswiderstand >> darzustellen und ZUSÄTZLICH die Spannung zu verstärken! >Genau diese beiden Dinge leistet auch der Transistor. Wollen wir wetten, dass das der OPV deutlich besser kann? Warum wohl werden in fast allen professionellen Schaltungen/ICs TIAs und keine einfachen Transitoren eingesetzt?
@Joachim (Gast) >> dessen Aufgabe ist ja gerade, nahezu Null Ohm Eingangswiderstand >> darzustellen und ZUSÄTZLICH die Spannung zu verstärken! >Die fast 0 hat er aber nur im Gleichstromfall! Wenn Du GBW=50 MHz hast >und R=50k sieht die Stromquelle bei 1 MHz: 1k. Diese wiederum ergeben >eine Spannung <> 0, so daß durch die 100p ein Strom fließt der dann für >den TIA fehlt. Jain. Niemand hat behauptet, dass ein TIA perfekt ist, genausowenig wie der Transistor in Basisschaltung. Aber der TIA stellt bis zu seiner 3dB Frequenz eingangsseitig nahezu Null Ohm dar.
@ ArnoR (Gast) >Nee nee. Der OPV erzeugt nur einen virtuellen Nullpunkt und das indem >er über den Rückkoppelwiderstand Rf den nötigen Strom in den >Summierpunkt einspeist. Wenn da aber (ohne den Transistor) die große >Detektorkapazität wirksam wird, ergibt das eine entsprechende >Phasendrehung (und damit Instabilität), die durch einen entsprechend >großen Cf aufgefangen weden muss. Das reduziert die Bandbreite >drastisch. Da ist so und auch ganz normal. Aber der Transistor verhindert das NICHT, zumindest nicht so stark wie du vielleicht glaubst!
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Falk Brunner schrieb: > Jain. Niemand hat behauptet, dass ein TIA perfekt ist, genausowenig wie > der Transistor in Basisschaltung. Aber der TIA stellt bis zu seiner 3dB > Frequenz eingangsseitig nahezu Null Ohm dar. Dann würde V(ein) nicht so ansteigen. Gruß
Joachim schrieb: >> Jain. Niemand hat behauptet, dass ein TIA perfekt ist, >> genausowenig wie der Transistor in Basisschaltung. Aber >> der TIA stellt bis zu seiner 3dB Frequenz eingangsseitig >> nahezu Null Ohm dar. > > Dann würde V(ein) nicht so ansteigen. Doch. Folgendes: 1) Falk hat Recht. Er vergisst aber, dass ein OPV mit Deinen angenommenen 50MHz GBWP und einer (jetzt von mir angenommenen) Leerlaufverstärkung von 1000 eine 3dB-Grenzfrequenz von 50kHz (!) hat. Unterhalb dieser Frequenz ist der Eingangswiderstand des TIA allerdings nahezu Null, soweit stimmt das. 2) Joachim hat auch Recht. Aufgrund der Phasenverschiebung des OPV hat ein TIA oberhalb der 3dB-Grenzfrequenz des OPV einen induktiven Eingangswiderstand. Seine Simulation bestätigt meine Zahlen. Ein unkompensierter TIA an einer kapazitiven Quelle ist deshalb eine ganz schlechte Idee; man bekommt einen Schwingkreis ziemlich hoher Güte.
Falk Brunner schrieb: >>> Den Transistor weglassen und nur den normalen TIA nutzen. >>> Denn dessen Aufgabe ist ja gerade, nahezu Null Ohm >>> Eingangswiderstand darzustellen und ZUSÄTZLICH die >>> Spannung zu verstärken! > >>Genau diese beiden Dinge leistet auch der Transistor. > > Wollen wir wetten, Nein. > dass das der OPV deutlich besser kann? Was "besser" oder "schlechter" ist, liegt im Auge des Betrachters. Wenn es um Geschwindigkeit geht, verliert der OPV haushoch. > Warum wohl werden in fast allen professionellen > Schaltungen/ICs TIAs und keine einfachen Transitoren > eingesetzt? Das weiss ich nicht. Ich vermute, dass es sehr häufig um minimales Rauschen geht; da kann es wohl sein, dass der OPV aufgrund der hohen Verstärkung im Vorteil ist.
Possetitjel schrieb: > > ... Aufgrund der Phasenverschiebung des > OPV hat ein TIA oberhalb der 3dB-Grenzfrequenz des OPV einen > induktiven Eingangswiderstand. Das mit dem induktiven Eingangswiderstand ist natürlich eine sehr interessante Sichtweise und erklärt sehr gut die Peaks. Aber ganz einfach: Wenn man am Ausgang 1 V haben möchte, der OPV aber bei dieser Frequenz dann nur noch 10 mal verstärkt, dann muss am Eingang 100 mV anliegen. Gruß
Hallo, ich gebe zu, ich habe diesen Thread nur überfolgen. Dabei ist mir jedoch aufgefallen, dass die folgenden zwei Aussagen von Dir nich zusammenpassen. Christoph K schrieb: > Diese hat eine Sperrschichtkapazität von 100pf. Christoph K schrieb: > Wie oben beschrieben habe ich mich schon ausreichend um die > Detektorkapazität gekekümmert und sie bestmöglich entkoppelt + > minimiert. Laut Datenblatt hat die Diode bei einer Vorspannung von z. B. 20 V eine Kapazität von 30 pF (bei 10 V sind es 30 pF) http://www.hamamatsu.com/resources/pdf/ssd/s6801_etc_kpin1046e02.pdf Dass Du die Diode mit Vorspannung betreiben sollst wurde bereits geschrieben. Mit freundlichen Grüßen Guido
die Idee mit dem Transistor stammt nicht von mir sondern aus dem Artikel - Photodiode Frontends - The real Story. Ich habe sowohl gemessen als auch simuliert und konnte seine Ergebnisse dort bestätigen. Der Transistor in Basisschaltung vergrößert die Bandbreite Merklich für den Fall dass Rfeedback > rE der Basisschaltung ist. Der Transistor in Basisschaltung ersetzt nicht den TIA sondern arbeitet ZUSÄTZLICH! zum TIA, der ja weiterhin den Strom abführt und die Spannung über der Photodiode nahezu konstant hält. Des Weitern wird das ja noch verbessert indem ich aktiv mit JFET oder OP-Spannungsfolger die Voltage Swing über der Photodiode minimiere!
@ Guido: ich habe in Absprache mit den Ignenieuren von Hamamatsu versuche gemacht und die Diode mit Vorspannung betrieben. Das hat diverse Nachteile und am Ende auch kein besseres Ergegnis gebracht als der Bootstrap-Trick. Nachteile waren unter anderem der weite Dynamikbereich der den Arbetispunkt der Vorspannung verschiebt. Die müsste dann relativ niederohmig dimensioniert sein. Ausserdem sind -20V nicht eben besodners praktikabel. Wie gesagt, zum was weiß ich wievielten Mal: Über das Bootstrap wird die wirksame Kapazität der Diode genauso gut reduziert wie mit Vorspannung, zumindest haben die Bandbreitenmessungen das so ergeben. Ob das auch fürs Noise Gain so stimmt kann ich nicht sagen
Joachim schrieb: >> ... Aufgrund der Phasenverschiebung des >> OPV hat ein TIA oberhalb der 3dB-Grenzfrequenz des OPV einen >> induktiven Eingangswiderstand. > > Das mit dem induktiven Eingangswiderstand ist natürlich eine > sehr interessante Sichtweise und erklärt sehr gut die Peaks. Nun ja, man kann ausrechnen, dass es tatsächlich so ist. > Aber ganz einfach: Wenn man am Ausgang 1 V haben möchte, der > OPV aber bei dieser Frequenz dann nur noch 10 mal verstärkt, > dann muss am Eingang 100 mV anliegen. Das ist richtig. Diese 100mV sind zusätzlich um 90° gegen das 1V am Ausgang verschoben.
Mal abgesehen davon dass reduzierung von Cd keine Lösung für das Rf Cf Problem ist
Die Photodiodenverstärker ist übrigens spannend genug, um Stoff für über 250 Seiten Papier zu liefern: Jerald Graeme Photodiode Amplifiers: Op Amp Solutions ISBN 007024247X Wenn du dich intensiver mit dem Thema beschäftigen möchtest, lohnt sich evtl. ein Blick in dieses Buch.
Die Bootstrapschaltung reduziert die Kapazität die der TIA sieht. Das Rauschen wird bei der relativ großen Kapazität vor allem vom Spannungsrauschen der Bootstrapschaltung und der Impedanz des Detektors (also der Kapazität) bestimmt. Entsprechend ist da ein sehr niedriges Spannungsrauschen und gff. doch etwas Vorspannung für weniger Kapazität sinnvoll. Das müssen keine 20 V sein, auch schon 5 V sind ein deutlicher Fortschritt. Auch die Zusätzliche Schaltung zur Kompensation des Gleichstrom Untergrundes kann deutlich zum Rauschen beitragen. Schließlich hat man auch noch das Schrotrauschen - ab etwa 50 mV Gleichspannung am Feedbackwiderstand ist das auf dem Niveaus des Rauschens vom Feedback Widerstand des TIA. Da kommt man also schon relativ schnell in den Bereich wo das Schrotrauschen dominiert. Entsprechend klein darf man den Feedbackwiderstand auch machen und kann sich oft die extra Bias Schaltung sparen. Wenn man die Simulation schon hat, kann man das ja auch relativ gut nachverfolgen wo das Rauschen her kommt. Ob man den extra Transistor in Basisschaltung noch braucht, muss man dann sehen. Der macht den TIA ggf. schneller, aber erhöht auch das Rauschen - vor allem bei kleinem Bias. Um die Kapazität Cf noch keiner zu machen könnte man z.B. statt 20 K in der Rückkopplung auch einfach 2 mal 10 K in Reihe nutzen. Ein bisschen an Kapazität braucht man aber für die Stabilität auch, so dass sich das Problem mit der Kapazität normalerweise gar nicht stellt.
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