Hallo zusammen,
ich überlege gerade eine H-Brückenschaltung für einen 24V/750W
Gleichstrommotor mithilfe eines HIP4080A anzusteuern.
Momentan hänge ich im Datenblatt Seite 3 (typische Beschaltung) fest und
mache mir ein paar Gedanken über die Ansteuerung der 2 High-Side
Mosfets. Zur Bereitstellung des Gate-Stromes dient ja beim B-Kanal der
Kondensator zwischen BHS und BHB, oder? (A-Kanal natürlich völlig
analog)
Ist es richtig, dass dieser Kondensator
1.) Im Normalfall (PWM < 100%) über die Diode zwischen VDD und BHB
geladen wird, wenn jeweils der Low-Side Mosfet aktiv geschaltet ist
(Bootstrapping)
2.) Im Dauer-Ein (PWM = 100%) die Ladungspumpe den Kondensator aus BHB
heraus selbst lädt (laut Sheet mit 30uA auf ca 12.8V, muss der nicht auf
24V laden um den H-Side Mosfet optimal zu schalten?) ?
Es wäre nett, wenn ihr meine Gedanken kurz kommentiert :)
Viele Grüße,
Daniel
MaWin schrieb:>> der nicht auf 24V laden>> Nein, 12.8 bezogen auf AHS.
Stimmt natürlich, 12V als U_GS sollten reichen.
Die spannende Frage ist nun natürlich, wie man die Diode und Kapazität
richtig dimensioniert. Im Datenblatt finde ich dazu leider garnichts.
Wie kommt man da auf vernünftige Werte?
Die Diode muss ja besonders schnell und stromfest sein, damit sie den
Kondensator in den ggf. kurzen Low-Side Phasen schnell laden kann, oder?
Da das Datenblatt explizit von Positiver/Negativer Seite des
Kondensators spricht, gehe ich mal von einem Elko aus. Aber welche
Kapazität sollte der haben?
Vielen Dank für eure Mithilfe,
Daniel
> Aber welche Kapazität sollte der haben?
Ein mehrfaches der Gate-Kapazität des MOSFETs, so ab dem 10-fachen
reicht schon, insofern sind Elkos (mit eventuell hohem Reststrom) nicht
nötig.
Die Diode muss schnell sein, aber nicht so besonders stark. Eine 1N4004
also eher nicht, einen 1N4148 könnte reichen, fällt bei mir aber selbst
als Relais-Snubber-Diode recht oft aus, ist also wohl nicht richtig
geeignet, so was tuts lock http://www.vishay.com/docs/88580/egl34.pdf
Hallo,
schau dir mal noch das AN9404A an, das gehört zum HIP4080A.
Das Datenblatt sagt, wie du schon erwähnt hast über die Dinge sehr wenig
aus. Habe mit einer Schrittmotorsteuerung mit dem HIP4080A begonnen,
leider liegt das Projekt gerade da ich (im Studium...) keine Zeit finde.
Bootstrapdioden hab ich UF4004 gewählt, beim Kondensator bin ich bei
Vielschichtkerkos geblieben, da die auch schon in großen Kapazitäten
verfügbar sind, einen niedrigen ESR haben und nicht so stark altern wie
Elkos. Bei Elkos solltest du auf Low-ESR achten.
Wenn du weitere Überlegungen und Dimensionierungen machst, lass es uns
wissen.
Gruß
Die Application Notes zum HIP4080A haben mir schon sehr weitergeholfen,
jetzt habe ich wenigstens einen Ansatz um die Werte verünftig zu
dimensionieren. Wenn ich damit fertig bin, werde ich mal
Schaltplan+Werte hier online stellen.
Grade versuche ich aber noch die Hysterese-Steuerung über den OP zu
verstehen. In den AN wird leider nur erklärt, wie das technisch
funktioniert, aber nicht warum man das überhaupt macht.
Kann mir das jemand kurz erklären?
So wie ich es verstehe, werden die Ströme über die beiden
MOSFET-Halbbrücken miteinander verglichen -> es ist aber doch jeweils
nur eine Halbbrücke zu der Lowside hin aktiv?!
So, ich habe die Hysterese-Sache jetzt erst einmal weggelassen und
steuer das ganze über ein Disable/Direction/PWM Signal an. Der Vergleich
IN+/IN- wird über das Direction-Signal (5V/0V) mit konstant 2.5V
hergestellt. Gepulst wird dann über den HEN Eingang mit 10kHz.
Kurz zur Dimensionierung:
Die Diode habe ich wie vorgeschlagen verwendet, bei den Kondensatoren
nehme ich Folienkondensatoren mit 470nF. Die Gate-Gesamtladung liegt bei
meinen Mosfets zwar bei 200nC (max) und ich habe somit nur den
doppelten, nicht den zehnfachen Wert wie vorgeschlagen. Das habe ich so
aus den AppNotes übernommen.
Was meint ihr zu der Schaltung?
Ich bin noch am zweifeln, ob ich 4 Schutzdioden antiparallel einbauen
muss, oder ob es die internen FET-Dioden tun?
Zur Last:
Ein 24V / 750W DC Motor. Nennstrom 33A, maximaler Blockierstrom: 120A.
Danke für eure Hilfe, Daniel
> nehme ich Folienkondensatoren mit 470nF. Die Gate-Gesamtladung liegt bei> meinen Mosfets zwar bei 200nC (max) und ich habe somit nur den> doppelten, nicht den zehnfachen Wert wie vorgeschlagen.
Coloumb und Farad verwechselt ? Wenn ja, dann wo ?
MaWin schrieb:>> nehme ich Folienkondensatoren mit 470nF. Die Gate-Gesamtladung liegt bei>> meinen Mosfets zwar bei 200nC (max) und ich habe somit nur den>> doppelten, nicht den zehnfachen Wert wie vorgeschlagen.>> Coloumb und Farad verwechselt ? Wenn ja, dann wo ?
Ich weiß nicht genau, was du meinst ;)
Ich habe mich bei der Berechnung der Kapazität des Boostrap-Kondensators
an die App-Notes gehalten: http://www.intersil.com/data/an/an9404.pdf
Auf Seite 8 wird die Kapazität berechnet zu:
C_Bootstrap = (Q_DiodeRecovery + Q_Gate) / DeltaU
Wenn man jetzt einen Spannungsabfall von 1V an dem auf 12V aufgeladenen
Bootstrap Kondensator akzeptiert, kommt da eben etwas in der Richtung
von 200-300nF heraus.
Bei Folienkondensatoren kann man doch davon ausgehen, dass sie unter
jeden Umständen bei einer so niedrigen PWM-Frequenz(10kHz) innerhalb
einer Schaltperiode wieder aufgeladen sind, oder nicht?
Viele Grüße,
Daniel
Die Dioden gehören andersherum rein.
In die Gateleitungen kommen noch kleine Rs, evtl. mit einem kleineren R
und einer Diode dazu.
Die IN+ und IN- -Eingänge sind gedacht, den Brückenstrom, der über einen
gemeinsamen Sense-Widerstand gemessen wird, zu regeln.
Wenn Du das nicht brauchst, kannst Du auch den HIP4081A verwenden.
HIP4082 gibt es auch noch.
Bei mir sind die Totzeit-Rs größer ausgefallen (390k), weil die
verwendeten FETs mit niedrigem RDSon große Gatekapazität haben.
Die Wahl der richtigen Totzeit ist sehr wichtig, weil man so verhindern
kann, dass die Body-Diode leitend wird und man sie über den
gegenüberliegenden FET "entladen" muss. Dabei fließen fette Ströme, die
man nur mit gutem Equipment messen kann.
Externe Dioden sind empfehlenswert, bei Deinen Strömen muss man fast
Aktive Gleichrichtung betreiben, d.h. die FETs wieder einschalten, damit
sie den Diodendrop verringern. Erfordert halt eine genaue Analyse, wann
das sinnvoll - notwendig - erlaubt ist.
Lies Dir das mal durch:
Do´s and dont´s for mosfets
Habe ich alles hier schon beschrieben (ganzen Thread lesen):
Beitrag "H-Brücke für stepper - so beschaltbar?"
Viel Erfolg
eProfi schrieb:> Die Dioden gehören andersherum rein.
Da war ich wirklich unaufmerksam, du hast natürlich Recht.
eProfi schrieb:> In die Gateleitungen kommen noch kleine Rs, evtl. mit einem kleineren R> und einer Diode dazu.
Um einen Schwingkreis zu verhindern, habe ich jetzt jeweils 15Ohm
eingeschaltet. Über die Höhe gibts ja auch verschiedene Empfehlungen.
Nach meiner Vorstellung müsste aber doch ein höherer Gate-Widerstand
automatisch zu einer längeren Umschaltzeit und daher auch zu höheren
Verlusten (da der FET länger in den verlustreichen Zuständen zwischen
leitend/nicht leitend verbleibt) führen, oder nicht?
eProfi schrieb:> Die IN+ und IN- -Eingänge sind gedacht, den Brückenstrom, der über einen> gemeinsamen Sense-Widerstand gemessen wird, zu regeln.>> Wenn Du das nicht brauchst, kannst Du auch den HIP4081A verwenden.> HIP4082 gibt es auch noch.
Ich plane evtl. später diese Funktionalität vom HIP4080A zu benutzen,
deswegen würde ich schon jetzt gerne diesen Baustein verwenden. Sollte
doch wie eingezeichnet (mit dem konstanten Spannungspegel IN- = 2.5V
gegenüber 0V/5V am IN+ funktionieren, oder?
eProfi schrieb:> Bei mir sind die Totzeit-Rs größer ausgefallen (390k), weil die> verwendeten FETs mit niedrigem RDSon große Gatekapazität haben.>> Die Wahl der richtigen Totzeit ist sehr wichtig, weil man so verhindern> kann, dass die Body-Diode leitend wird und man sie über den> gegenüberliegenden FET "entladen" muss. Dabei fließen fette Ströme, die> man nur mit gutem Equipment messen kann.
Ich habe den verlinkten Thread und die "Do´s and dont´s for mosfets"
gelesen und mir versucht die Stromrichtungen etc. klarzumachen.
Allerdings verstehe ich nicht, warum man nicht versucht die Deadtime
möglichst genau an den tatsächlichen Wert der Mosfet turn-off-delays
heranzubringen.
Ein Beispiel (mein Sheet): Q1 und Q4 leiten. Nun will ich die stark
induktive Last über Q1 mit PWM pulsen. Schalte ich Q1 ab, wird die
Body-Diode von Q3 leitend um den Strom aufrecht zu erhalten. Schalte ich
dann Q1 wieder ein, fließt über die Body-Diode von Q3 noch für die
Reverse-Recovery Time trr ein Fehlerstrom.
Da hat jetzt aber doch die eingstellte Deadtime überhaupt nichts mit zu
tun, oder?
Ich sehe die Deadtime-Problematik nur im Hinblick auf die Umschaltung
der Richtung, daher Umschaltung aller 4 Mosfets auf einmal. Das passiert
aber ja nur sehr selten. Das Hauptaugenmerk liegt auf der gepulsten
Ansteuerung in einer Richtung.
Hast du zufällig ein paar grobe Empfehlungen, was für (gebräuchliche)
externe Dioden man verwenden könnte? Reichelt hat als stromstärkste die
TO247AD (600V, 60A, trr=35ns) im Angebot. Das sollte ja eigentlich
reichen, da die hohen Blockierströme (120A ca) nur bei einer sehr stark
ausgelasteten PWM auftreten, wo dann die Dioden wenig belastet werden.
Merkwürdig allerdings dass die max. Pulsströme nur bei f=50Hz angegeben
werden, dass hier nur die niedrige Netzfrequenz genannt wird,
verunsichert mich ein bisschen.
Ich danke allen, ganz besonders dir, eProfi, für eure Hilfe. Ich weiß
das sehr zu schätzen :)
15 Ohm sind bei dicken FETs zu viel, versuche 3,3 bis 10 Ohm
(niederinduktiven Typ wählen), sonst nutzt Du die 2,5A-Fähigkeit des ICs
auch nicht aus. Für den R in Reihe zur Diode eher die kleineren Werte.
Die R+D ist zur Kompensierung der nicht bei 12/2=6V liegenden
Schwellspannung:
Wenn der FET nichtleitend wird, geht Drain hoch und zieht durch die die
G-D-(Miller)-Kapazität das Gate hoch, wodurch der FET wieder leitend
werden will. Deshalb entsteht in diesem Augenblick das typische
Gate-Plateau (bei nicht LL-FETs ca. 4-0=4 V). Am Widerstand fallen nur
4V ab und damit fließt ein gering Gatestrom. Um das zu kompensieren,
schaltet man die R-D-Kombi parallel zum Gate-R.
Da im umgekehrten Fall (Gatespannung steigt und Drainspannung sinkt) die
Spannungsdifferenz (12-4=8 V) und damit der Gate-Ladestrom größer ist,
sperrt die Diode und etwa der gleiche Strom fließt nur durch den Gate-R.
> Ein Beispiel (mein Sheet): Q1 und Q4 leiten. Nun will ich die stark> induktive Last über Q1 mit PWM pulsen. Schalte ich Q1 ab, wird die> Body-Diode von Q3 leitend um den Strom aufrecht zu erhalten.> Schalte ich dann Q1 wieder ein, fließt über die Body-Diode von Q3> noch für die Reverse-Recovery Time trr ein Fehlerstrom.> Da hat jetzt aber doch die eingstellte Deadtime überhaupt nichts> mit zu tun, oder?
Doch, da Du vermutlich kein Interesse daran hast, dass die Diode bei
vollem Strom zeitweise über 120W verheizt, schaltest Du nach der Totzeit
den Q3 ein, denn der Fet hat idR einen geringeren Spannungsabfall als
die (externe) Diode.
Das ist z.B. in der Beschreibung des L6208 recht gut beschrieben.
Der Reverse-Recovery-Strom fließt übrigens auch dann, wenn der FET die
eigene Diode nichtleitend macht, aber man "sieht" diesen Strom nicht von
außen, man spürt ihn jedoch an der zusätzlichen Erwärmung.
Ziel ist, die Totzeit genau so lange zu machen, dass Q1 den Strom
nahtlos an Q3 übergibt, ohne dass die Diode leitend wird. Ist natürlich
nur eine idealisierte Wunschvorstellung, da die Ströme und Zeiten von
vielen Parametern abhängen.
Gut, für den Anfang muss man das nicht unbedingt machen, aber zum
Wirkungsgradoptimieren kommst Du nicht daran vorbei.
Ohne die Diode näher angeschaut zu haben, halte ich sie für ungeeignet,
da die Sperrspannung und damit auch die Durchflußspannung zu hoch sind.
Nimm eine Schottky, die 30-50% mehr als die maximale Betriebsspannung
aushält.
Denke daran, dass jeder mm Leitung etwa 1 nH hat, an dem bei den steilen
Flanken und hohen Strömen schnell mal etliche hundert mV induziert
werden.
Deshalb alles sehr kompakt aufbauen und die Schaltzeiten nicht zu klein
machen. Ein paar W Schaltverluste dürfen (müssen) schon sein.
eProfi schrieb:>> Ein Beispiel (mein Sheet): Q1 und Q4 leiten. Nun will ich die stark>> induktive Last über Q1 mit PWM pulsen. Schalte ich Q1 ab, wird die>> Body-Diode von Q3 leitend um den Strom aufrecht zu erhalten.>> Schalte ich dann Q1 wieder ein, fließt über die Body-Diode von Q3>> noch für die Reverse-Recovery Time trr ein Fehlerstrom.>> Da hat jetzt aber doch die eingstellte Deadtime überhaupt nichts>> mit zu tun, oder?> Doch, da Du vermutlich kein Interesse daran hast, dass die Diode bei> vollem Strom zeitweise über 120W verheizt, schaltest Du nach der Totzeit> den Q3 ein, denn der Fet hat idR einen geringeren Spannungsabfall als> die (externe) Diode.> Das ist z.B. in der Beschreibung des L6208 recht gut beschrieben.
Ah ok, jetzt verstehe ich worauf du hinauswillst. Ich hatte die irrige
Annahme, dass FETs grundsätzlich nur in eine Richtung stromleitend
schaltbar sind, dass also die Gegenrichtung immer von der Bodydiode
übernommen wird. So ergibt das natürlich alles Sinn, was du sagst.
Unter diesen Umständen sollte man doch bei geeigneter Wahl von der
Totzeit erst einmal völlig auf eine externe Diode verzichten können,
oder nicht?
Mir geht es nicht vordergründig um den Wirkungsgrad, sondern eher darum,
dass die ganze Schaltung nicht abraucht ;) Wobei das natürlich
zusammenhängt, da bei 24*120A fast 3kW umgesetzt werden... Auch ein
Wirkungsgrad von 10% hätte da ja eine zu hohe Verlustleistung, die
thermisch nicht/schwer abgeführt werden kann.
Denkt ihr dass die oben hochgeladene Schaltung mit niedrigeren
Gate-Widerständen (R=3...10Ohm) funktionieren wird, oder muss ich die
angegebenen Verfeinerungen noch zwingend einbauen (stehe ein wenig unter
Zeitdruck)?
Viele Grüße,
Daniel
Evtl kann man statt des etwas betagten IRF1404 einen aktuelleren
Typ mit einem geringeren Qg Wert einsetzen, z.B:
http://www.vishay.com/docs/65902/sup90n04.pdfIRF1404: 40V 4mOhm Qg=131nC
SUP90N04: 40V 3,3mOhm Qg=87nC
Wobei letzterer auch für Vgs=4,5V spezifiziert ist und da
könnte man die Treiberleistung noch weiter verringern,
indem man die Treiberspannung auf etwa 9,5V reduziert.
BMK schrieb:> Evtl kann man statt des etwas betagten IRF1404 einen aktuelleren> Typ mit einem geringeren Qg Wert einsetzen, z.B:> http://www.vishay.com/docs/65902/sup90n04.pdf>> IRF1404: 40V 4mOhm Qg=131nC> SUP90N04: 40V 3,3mOhm Qg=87nC>> Wobei letzterer auch für Vgs=4,5V spezifiziert ist und da> könnte man die Treiberleistung noch weiter verringern,> indem man die Treiberspannung auf etwa 9,5V reduziert.
An einen anderen Mosfet habe ich auch schon gedacht, habe aber beim
Stöbern (Reichelt) nichts anderes gefunden.
Dein vorgeschlagenen Typ haben RS und Reichelt offensichtlich auch nicht
im Angebot :/
Wobei ich auch einen höheren Strom braue. Dein Typ hat nur Id=90A, der
IRF1404 hat (temperaturabhängig) 110-160A max. Dauerstrom.
Vergiss 100A oder mehr aus einem Gehäuse TO220.
Der IRF1404 z.B. hat 'Package-Limitation current' von 75A.
Und hierbei darf der Heatsink nicht über 35°C kommen
und die Bonding Wires haben dann über 200°C und
die Anschluss PINs etwa 180°C. Grenzwertig.
Ich würde so ein Gehäuse so max. mit 30-40A belasten,
ich weiss nicht, wie das die anderen sehen...
BMK schrieb:> Ich würde so ein Gehäuse so max. mit 30-40A belasten,> ich weiss nicht, wie das die anderen sehen...
Was schlägst du denn vor? So wie ich das sehe haben die geläufigsten
MOSFETs alle diesen Bautyp. Nicht falsch verstehen: Ich will die ja
nicht mit 100A dauerhaft belasten, der Nennstrom wird bei ca. 30A
liegen.
Nur kann es sein, dass die eben mal 1-10s bei 100A laufen müssen...
Ich bin für alle Vorschläge offen :)
TO-247 hat teilweise mehr Package Current.
Oder dieses Gehäuse
http://de.farnell.com/international-rectifier/irf2...
z.B. ist mit 160A Limit angegeben.
Oder - wie schon gesagt- parallel schalten. Bei MOSFETs geht das,
weil sich die Ströme bei Temperaturerhöhung gleichmäßig aufteilen.
Lediglich die Gates sollten jeweils separate Vorwiderstände bekommen.
BMK schrieb:> Oder - wie schon gesagt- parallel schalten. Bei MOSFETs geht das,> weil sich die Ströme bei Temperaturerhöhung gleichmäßig aufteilen.> Lediglich die Gates sollten jeweils separate Vorwiderstände bekommen.
Okay, aber dann sinkt doch automatisch die Geschwindigkeit mit der die
FETs geladen/umgeladen werden?!
Meint ihr, ich könnte einfach 2 IRF1404 (davon habe ich jetzt schon
einige gekauft) jeweils parallel schalten mit jeweils 6.8 Ohm
Gatewiderstand?
Schafft der HIP4081A das?
So, ich habe jetzt mal selbst nach anderen Mosfets geschaut.
Dabei bin ich bei RS auf den PHD101NQ03LT gestoßen:
V_DS = 30 V
RDS_on = 5.5 mOhm
ID_max = 75A
P_tot = 166W
Dabei hat er allerdings nur eine Q_gate_gesamt von ca 50nC bei V_GS=10V.
Zwei von diesen Mosfets parallel haben also immer noch eine nur knapp
halb so große Gateladung wie mein vorher favourisierter IRF1404. Die
Verlustleistung verteilt sich aber auf 2 Mosfets, daher sollte man diese
Lösung mit 2 Mosfets bevorzugen, oder?
Meien Last hat, wie gesagt, 24V und max 120A Kurzschlussstrom.
Sieht erstmal gut aus.
Aber: Bei 24V tippe ich mal auf 2x 12V Bleiakkus,
die haben vollgeladen bis zu 28V.
Da ist der Abstand zu den 30V des MOSFET zu knapp.
Da sollte mind. ein 40V Typ her. Wobei ich zu einem
ähnlichen Fall auch schon Meinungen vernommen habe,
dass besser ein Typ >= 60V genommen werden sollte.
Hi BMK,
dein verlinkter Mosfet sieht in der Tag absolut vielversprechend aus!
Leider finde ich diesen in gewöhnlichen Shops (RS, Reichelt) nicht :(
Und nur wegen den FETs bei mouser (20€ versandkosten...) bestellen ist
auch recht happig.
Gibt es vielleicht noch einen geläufigeren Mosfet-Typen dafür?
Viele Grüße,
Daniel
