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Forum: Analoge Elektronik und Schaltungstechnik [HIP4080A] Beschaltung Kondensator/Diode


Autor: Daniel (Gast)
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Hallo zusammen,

ich überlege gerade eine H-Brückenschaltung für einen 24V/750W 
Gleichstrommotor mithilfe eines HIP4080A anzusteuern.

Momentan hänge ich im Datenblatt Seite 3 (typische Beschaltung) fest und 
mache mir ein paar Gedanken über die Ansteuerung der 2 High-Side 
Mosfets. Zur Bereitstellung des Gate-Stromes dient ja beim B-Kanal der 
Kondensator zwischen BHS und BHB, oder? (A-Kanal natürlich völlig 
analog)

Ist es richtig, dass dieser Kondensator
1.) Im Normalfall (PWM < 100%) über die Diode zwischen VDD und BHB 
geladen wird, wenn jeweils der Low-Side Mosfet aktiv geschaltet ist 
(Bootstrapping)
2.) Im Dauer-Ein (PWM = 100%) die Ladungspumpe den Kondensator aus BHB 
heraus selbst lädt (laut Sheet mit 30uA auf ca 12.8V, muss der nicht auf 
24V laden um den H-Side Mosfet optimal zu schalten?) ?

Es wäre nett, wenn ihr meine Gedanken kurz kommentiert :)

Viele Grüße,
Daniel

Autor: MaWin (Gast)
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> Ist es richtig

Ja

> der nicht auf 24V laden

Nein, 12.8 bezogen auf AHS.

Autor: Daniel (Gast)
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MaWin schrieb:
>> der nicht auf 24V laden
>
> Nein, 12.8 bezogen auf AHS.

Stimmt natürlich, 12V als U_GS sollten reichen.

Die spannende Frage ist nun natürlich, wie man die Diode und Kapazität 
richtig dimensioniert. Im Datenblatt finde ich dazu leider garnichts.

Wie kommt man da auf vernünftige Werte?

Die Diode muss ja besonders schnell und stromfest sein, damit sie den 
Kondensator in den ggf. kurzen Low-Side Phasen schnell laden kann, oder?

Da das Datenblatt explizit von Positiver/Negativer Seite des 
Kondensators spricht, gehe ich mal von einem Elko aus. Aber welche 
Kapazität sollte der haben?

Vielen Dank für eure Mithilfe,
Daniel

Autor: MaWin (Gast)
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> Aber welche Kapazität sollte der haben?

Ein mehrfaches der Gate-Kapazität des MOSFETs, so ab dem 10-fachen 
reicht schon, insofern sind Elkos (mit eventuell hohem Reststrom) nicht 
nötig.

Die Diode muss schnell sein, aber nicht so besonders stark. Eine 1N4004 
also eher nicht, einen 1N4148 könnte reichen, fällt bei mir aber selbst 
als Relais-Snubber-Diode recht oft aus, ist also wohl nicht richtig 
geeignet, so was tuts lock http://www.vishay.com/docs/88580/egl34.pdf

Autor: Sascha S. (dec)
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Hallo,
schau dir mal noch das AN9404A an, das gehört zum HIP4080A.
Das Datenblatt sagt, wie du schon erwähnt hast über die Dinge sehr wenig 
aus. Habe mit einer Schrittmotorsteuerung mit dem HIP4080A begonnen, 
leider liegt das Projekt gerade da ich (im Studium...) keine Zeit finde. 
Bootstrapdioden hab ich UF4004 gewählt, beim Kondensator bin ich bei 
Vielschichtkerkos geblieben, da die auch schon in großen Kapazitäten 
verfügbar sind, einen niedrigen ESR haben und nicht so stark altern wie 
Elkos. Bei Elkos solltest du auf Low-ESR achten.

Wenn du weitere Überlegungen und Dimensionierungen machst, lass es uns 
wissen.

Gruß

Autor: Daniel (Gast)
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Die Application Notes zum HIP4080A haben mir schon sehr weitergeholfen, 
jetzt habe ich wenigstens einen Ansatz um die Werte verünftig zu 
dimensionieren. Wenn ich damit fertig bin, werde ich mal 
Schaltplan+Werte hier online stellen.

Grade versuche ich aber noch die Hysterese-Steuerung über den OP zu 
verstehen. In den AN wird leider nur erklärt, wie das technisch 
funktioniert, aber nicht warum man das überhaupt macht.
Kann mir das jemand kurz erklären?
So wie ich es verstehe, werden die Ströme über die beiden 
MOSFET-Halbbrücken miteinander verglichen -> es ist aber doch jeweils 
nur eine Halbbrücke zu der Lowside hin aktiv?!

Autor: Daniel (Gast)
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So, ich habe die Hysterese-Sache jetzt erst einmal weggelassen und 
steuer das ganze über ein Disable/Direction/PWM Signal an. Der Vergleich 
IN+/IN- wird über das Direction-Signal (5V/0V) mit konstant 2.5V 
hergestellt. Gepulst wird dann über den HEN Eingang mit 10kHz.

Kurz zur Dimensionierung:
Die Diode habe ich wie vorgeschlagen verwendet, bei den Kondensatoren 
nehme ich Folienkondensatoren mit 470nF. Die Gate-Gesamtladung liegt bei 
meinen Mosfets zwar bei 200nC (max) und ich habe somit nur den 
doppelten, nicht den zehnfachen Wert wie vorgeschlagen. Das habe ich so 
aus den AppNotes übernommen.

Was meint ihr zu der Schaltung?
Ich bin noch am zweifeln, ob ich 4 Schutzdioden antiparallel einbauen 
muss, oder ob es die internen FET-Dioden tun?

Zur Last:
Ein 24V / 750W DC Motor. Nennstrom 33A, maximaler Blockierstrom: 120A.

Danke für eure Hilfe, Daniel

Autor: MaWin (Gast)
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> nehme ich Folienkondensatoren mit 470nF. Die Gate-Gesamtladung liegt bei
> meinen Mosfets zwar bei 200nC (max) und ich habe somit nur den
> doppelten, nicht den zehnfachen Wert wie vorgeschlagen.

Coloumb und Farad verwechselt ? Wenn ja, dann wo ?

Autor: Daniel (Gast)
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MaWin schrieb:
>> nehme ich Folienkondensatoren mit 470nF. Die Gate-Gesamtladung liegt bei
>> meinen Mosfets zwar bei 200nC (max) und ich habe somit nur den
>> doppelten, nicht den zehnfachen Wert wie vorgeschlagen.
>
> Coloumb und Farad verwechselt ? Wenn ja, dann wo ?

Ich weiß nicht genau, was du meinst ;)

Ich habe mich bei der Berechnung der Kapazität des Boostrap-Kondensators 
an die App-Notes gehalten: http://www.intersil.com/data/an/an9404.pdf
Auf Seite 8 wird die Kapazität berechnet zu:

C_Bootstrap = (Q_DiodeRecovery + Q_Gate) / DeltaU

Wenn man jetzt einen Spannungsabfall von 1V an dem auf 12V aufgeladenen 
Bootstrap Kondensator akzeptiert, kommt da eben etwas in der Richtung 
von 200-300nF heraus.

Bei Folienkondensatoren kann man doch davon ausgehen, dass sie unter 
jeden Umständen bei einer so niedrigen PWM-Frequenz(10kHz) innerhalb 
einer Schaltperiode wieder aufgeladen sind, oder nicht?

Viele Grüße,
Daniel

Autor: eProfi (Gast)
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Die Dioden gehören andersherum rein.
In die Gateleitungen kommen noch kleine Rs, evtl. mit einem kleineren R 
und einer Diode dazu.

Die IN+ und IN- -Eingänge sind gedacht, den Brückenstrom, der über einen 
gemeinsamen Sense-Widerstand gemessen wird, zu regeln.

Wenn Du das nicht brauchst, kannst Du auch den HIP4081A verwenden.
HIP4082 gibt es auch noch.

Bei mir sind die Totzeit-Rs größer ausgefallen (390k), weil die 
verwendeten FETs mit niedrigem RDSon große Gatekapazität haben.

Die Wahl der richtigen Totzeit ist sehr wichtig, weil man so verhindern 
kann, dass die Body-Diode leitend wird und man sie über den 
gegenüberliegenden FET "entladen" muss. Dabei fließen fette Ströme, die 
man nur mit gutem Equipment messen kann.

Externe Dioden sind empfehlenswert, bei Deinen Strömen muss man fast 
Aktive Gleichrichtung betreiben, d.h. die FETs wieder einschalten, damit 
sie den Diodendrop verringern. Erfordert halt eine genaue Analyse, wann 
das sinnvoll - notwendig - erlaubt ist.

Lies Dir das mal durch:
Do´s and dont´s for mosfets
Habe ich alles hier schon beschrieben (ganzen Thread lesen):
Beitrag "H-Brücke für stepper - so beschaltbar?"

Viel Erfolg

Autor: Daniel (Gast)
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eProfi schrieb:
> Die Dioden gehören andersherum rein.

Da war ich wirklich unaufmerksam, du hast natürlich Recht.

eProfi schrieb:
> In die Gateleitungen kommen noch kleine Rs, evtl. mit einem kleineren R
> und einer Diode dazu.

Um einen Schwingkreis zu verhindern, habe ich jetzt jeweils 15Ohm 
eingeschaltet. Über die Höhe gibts ja auch verschiedene Empfehlungen. 
Nach meiner Vorstellung müsste aber doch ein höherer Gate-Widerstand 
automatisch zu einer längeren Umschaltzeit und daher auch zu höheren 
Verlusten (da der FET länger in den verlustreichen Zuständen zwischen 
leitend/nicht leitend verbleibt) führen, oder nicht?

eProfi schrieb:
> Die IN+ und IN- -Eingänge sind gedacht, den Brückenstrom, der über einen
> gemeinsamen Sense-Widerstand gemessen wird, zu regeln.
>
> Wenn Du das nicht brauchst, kannst Du auch den HIP4081A verwenden.
> HIP4082 gibt es auch noch.

Ich plane evtl. später diese Funktionalität vom HIP4080A zu benutzen, 
deswegen würde ich schon jetzt gerne diesen Baustein verwenden. Sollte 
doch wie eingezeichnet (mit dem konstanten Spannungspegel IN- = 2.5V 
gegenüber 0V/5V am IN+ funktionieren, oder?

eProfi schrieb:
> Bei mir sind die Totzeit-Rs größer ausgefallen (390k), weil die
> verwendeten FETs mit niedrigem RDSon große Gatekapazität haben.
>
> Die Wahl der richtigen Totzeit ist sehr wichtig, weil man so verhindern
> kann, dass die Body-Diode leitend wird und man sie über den
> gegenüberliegenden FET "entladen" muss. Dabei fließen fette Ströme, die
> man nur mit gutem Equipment messen kann.

Ich habe den verlinkten Thread und die "Do´s and dont´s for mosfets" 
gelesen und mir versucht die Stromrichtungen etc. klarzumachen. 
Allerdings verstehe ich nicht, warum man nicht versucht die Deadtime 
möglichst genau an den tatsächlichen Wert der Mosfet turn-off-delays 
heranzubringen.

Ein Beispiel (mein Sheet): Q1 und Q4 leiten. Nun will ich die stark 
induktive Last über Q1 mit PWM pulsen. Schalte ich Q1 ab, wird die 
Body-Diode von Q3 leitend um den Strom aufrecht zu erhalten. Schalte ich 
dann Q1 wieder ein, fließt über die Body-Diode von Q3 noch für die 
Reverse-Recovery Time trr ein Fehlerstrom.
Da hat jetzt aber doch die eingstellte Deadtime überhaupt nichts mit zu 
tun, oder?

Ich sehe die Deadtime-Problematik nur im Hinblick auf die Umschaltung 
der Richtung, daher Umschaltung aller 4 Mosfets auf einmal. Das passiert 
aber ja nur sehr selten. Das Hauptaugenmerk liegt auf der gepulsten 
Ansteuerung in einer Richtung.

Hast du zufällig ein paar grobe Empfehlungen, was für (gebräuchliche) 
externe Dioden man verwenden könnte? Reichelt hat als stromstärkste die 
TO247AD (600V, 60A, trr=35ns) im Angebot. Das sollte ja eigentlich 
reichen, da die hohen Blockierströme (120A ca) nur bei einer sehr stark 
ausgelasteten PWM auftreten, wo dann die Dioden wenig belastet werden. 
Merkwürdig allerdings dass die max. Pulsströme nur bei f=50Hz angegeben 
werden, dass hier nur die niedrige Netzfrequenz genannt wird, 
verunsichert mich ein bisschen.

Ich danke allen, ganz besonders dir, eProfi, für eure Hilfe. Ich weiß 
das sehr zu schätzen :)

Autor: eProfi (Gast)
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15 Ohm sind bei dicken FETs zu viel, versuche 3,3 bis 10 Ohm 
(niederinduktiven Typ wählen), sonst nutzt Du die 2,5A-Fähigkeit des ICs 
auch nicht aus. Für den R in Reihe zur Diode eher die kleineren Werte.
Die R+D ist zur Kompensierung der nicht bei 12/2=6V liegenden 
Schwellspannung:

Wenn der FET nichtleitend wird, geht Drain hoch und zieht durch die die 
G-D-(Miller)-Kapazität das Gate hoch, wodurch der FET wieder leitend 
werden will. Deshalb entsteht in diesem Augenblick das typische 
Gate-Plateau (bei nicht LL-FETs ca. 4-0=4 V). Am Widerstand fallen nur 
4V ab und damit fließt ein gering Gatestrom. Um das zu kompensieren, 
schaltet man die R-D-Kombi parallel zum Gate-R.
Da im umgekehrten Fall (Gatespannung steigt und Drainspannung sinkt) die 
Spannungsdifferenz (12-4=8 V) und damit der Gate-Ladestrom größer ist, 
sperrt die Diode und etwa der gleiche Strom fließt nur durch den Gate-R.


> Ein Beispiel (mein Sheet): Q1 und Q4 leiten. Nun will ich die stark
> induktive Last über Q1 mit PWM pulsen. Schalte ich Q1 ab, wird die
> Body-Diode von Q3 leitend um den Strom aufrecht zu erhalten.
> Schalte ich dann Q1 wieder ein, fließt über die Body-Diode von Q3
> noch für die Reverse-Recovery Time trr ein Fehlerstrom.
> Da hat jetzt aber doch die eingstellte Deadtime überhaupt nichts
> mit zu tun, oder?
Doch, da Du vermutlich kein Interesse daran hast, dass die Diode bei 
vollem Strom zeitweise über 120W verheizt, schaltest Du nach der Totzeit 
den Q3 ein, denn der Fet hat idR einen geringeren Spannungsabfall als 
die (externe) Diode.
Das ist z.B. in der Beschreibung des L6208 recht gut beschrieben.

Der Reverse-Recovery-Strom fließt übrigens auch dann, wenn der FET die 
eigene Diode nichtleitend macht, aber man "sieht" diesen Strom nicht von 
außen, man spürt ihn jedoch an der zusätzlichen Erwärmung.

Ziel ist, die Totzeit genau so lange zu machen, dass Q1 den Strom 
nahtlos an Q3 übergibt, ohne dass die Diode leitend wird. Ist natürlich 
nur eine idealisierte Wunschvorstellung, da die Ströme und Zeiten von 
vielen Parametern abhängen.

Gut, für den Anfang muss man das nicht unbedingt machen, aber zum 
Wirkungsgradoptimieren kommst Du nicht daran vorbei.


Ohne die Diode näher angeschaut zu haben, halte ich sie für ungeeignet, 
da die Sperrspannung und damit auch die Durchflußspannung zu hoch sind.
Nimm eine Schottky, die 30-50% mehr als die maximale Betriebsspannung 
aushält.

Denke daran, dass jeder mm Leitung etwa 1 nH hat, an dem bei den steilen 
Flanken und hohen Strömen schnell mal etliche hundert mV induziert 
werden.
Deshalb alles sehr kompakt aufbauen und die Schaltzeiten nicht zu klein 
machen. Ein paar W Schaltverluste dürfen (müssen) schon sein.

Autor: Daniel (Gast)
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eProfi schrieb:
>> Ein Beispiel (mein Sheet): Q1 und Q4 leiten. Nun will ich die stark
>> induktive Last über Q1 mit PWM pulsen. Schalte ich Q1 ab, wird die
>> Body-Diode von Q3 leitend um den Strom aufrecht zu erhalten.
>> Schalte ich dann Q1 wieder ein, fließt über die Body-Diode von Q3
>> noch für die Reverse-Recovery Time trr ein Fehlerstrom.
>> Da hat jetzt aber doch die eingstellte Deadtime überhaupt nichts
>> mit zu tun, oder?
> Doch, da Du vermutlich kein Interesse daran hast, dass die Diode bei
> vollem Strom zeitweise über 120W verheizt, schaltest Du nach der Totzeit
> den Q3 ein, denn der Fet hat idR einen geringeren Spannungsabfall als
> die (externe) Diode.
> Das ist z.B. in der Beschreibung des L6208 recht gut beschrieben.

Ah ok, jetzt verstehe ich worauf du hinauswillst. Ich hatte die irrige 
Annahme, dass FETs grundsätzlich nur in eine Richtung stromleitend 
schaltbar sind, dass also die Gegenrichtung immer von der Bodydiode 
übernommen wird. So ergibt das natürlich alles Sinn, was du sagst.

Unter diesen Umständen sollte man doch bei geeigneter Wahl von der 
Totzeit erst einmal völlig auf eine externe Diode verzichten können, 
oder nicht?

Mir geht es nicht vordergründig um den Wirkungsgrad, sondern eher darum, 
dass die ganze Schaltung nicht abraucht ;) Wobei das natürlich 
zusammenhängt, da bei 24*120A fast 3kW umgesetzt werden... Auch ein 
Wirkungsgrad von 10% hätte da ja eine zu hohe Verlustleistung, die 
thermisch nicht/schwer abgeführt werden kann.

Denkt ihr dass die oben hochgeladene Schaltung mit niedrigeren 
Gate-Widerständen (R=3...10Ohm) funktionieren wird, oder muss ich die 
angegebenen Verfeinerungen noch zwingend einbauen (stehe ein wenig unter 
Zeitdruck)?

Viele Grüße,
Daniel

Autor: Daniel (Gast)
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Noch eine Ergänzung:
Ich habe jetzt doch den HIP4081A verwendet.

Im Anhang seht ihr die aktuelle Schaltung. Ich würde mich über Feedback 
sehr freuen

Autor: BMK (Gast)
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Evtl kann man statt des etwas betagten IRF1404 einen aktuelleren
Typ mit einem geringeren Qg Wert einsetzen, z.B:
http://www.vishay.com/docs/65902/sup90n04.pdf

IRF1404:  40V 4mOhm Qg=131nC
SUP90N04: 40V 3,3mOhm Qg=87nC

Wobei letzterer auch für Vgs=4,5V spezifiziert ist und da
könnte man die Treiberleistung noch weiter verringern,
indem man die Treiberspannung auf etwa 9,5V reduziert.

Autor: Daniel (Gast)
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BMK schrieb:
> Evtl kann man statt des etwas betagten IRF1404 einen aktuelleren
> Typ mit einem geringeren Qg Wert einsetzen, z.B:
> http://www.vishay.com/docs/65902/sup90n04.pdf
>
> IRF1404:  40V 4mOhm Qg=131nC
> SUP90N04: 40V 3,3mOhm Qg=87nC
>
> Wobei letzterer auch für Vgs=4,5V spezifiziert ist und da
> könnte man die Treiberleistung noch weiter verringern,
> indem man die Treiberspannung auf etwa 9,5V reduziert.

An einen anderen Mosfet habe ich auch schon gedacht, habe aber beim 
Stöbern (Reichelt) nichts anderes gefunden.
Dein vorgeschlagenen Typ haben RS und Reichelt offensichtlich auch nicht 
im Angebot :/
Wobei ich auch einen höheren Strom braue. Dein Typ hat nur Id=90A, der 
IRF1404 hat (temperaturabhängig) 110-160A max. Dauerstrom.

Autor: BMK (Gast)
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Vergiss 100A oder mehr aus einem Gehäuse TO220.

Der IRF1404 z.B. hat 'Package-Limitation current' von 75A.

Und hierbei darf der Heatsink nicht über 35°C kommen
und die Bonding Wires haben dann über 200°C und
die Anschluss PINs etwa 180°C. Grenzwertig.

Ich würde so ein Gehäuse so max. mit 30-40A belasten,
ich weiss nicht, wie das die anderen sehen...

Autor: Daniel (Gast)
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BMK schrieb:
> Ich würde so ein Gehäuse so max. mit 30-40A belasten,
> ich weiss nicht, wie das die anderen sehen...

Was schlägst du denn vor? So wie ich das sehe haben die geläufigsten 
MOSFETs alle diesen Bautyp. Nicht falsch verstehen: Ich will die ja 
nicht mit 100A dauerhaft belasten, der Nennstrom wird bei ca. 30A 
liegen.
Nur kann es sein, dass die eben mal 1-10s bei 100A laufen müssen...

Ich bin für alle Vorschläge offen :)

Autor: David ... (volatile)
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Schalte mehrere Mosfets parallel oder nimm Mosfets in einem brontaleren 
Gehaeuse.

Autor: BMK (Gast)
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TO-247 hat teilweise mehr Package Current.

Oder dieses Gehäuse
http://de.farnell.com/international-rectifier/irf2...
z.B. ist mit 160A Limit angegeben.

Oder - wie schon gesagt- parallel schalten. Bei MOSFETs geht das,
weil sich die Ströme bei Temperaturerhöhung gleichmäßig aufteilen.
Lediglich die Gates sollten jeweils separate Vorwiderstände bekommen.

Autor: Daniel (Gast)
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BMK schrieb:
> Oder - wie schon gesagt- parallel schalten. Bei MOSFETs geht das,
> weil sich die Ströme bei Temperaturerhöhung gleichmäßig aufteilen.
> Lediglich die Gates sollten jeweils separate Vorwiderstände bekommen.

Okay, aber dann sinkt doch automatisch die Geschwindigkeit mit der die 
FETs geladen/umgeladen werden?!
Meint ihr, ich könnte einfach 2 IRF1404 (davon habe ich jetzt schon 
einige gekauft) jeweils parallel schalten mit jeweils 6.8 Ohm 
Gatewiderstand?

Schafft der HIP4081A das?

Autor: Daniel (Gast)
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So, ich habe jetzt mal selbst nach anderen Mosfets geschaut.
Dabei bin ich bei RS auf den PHD101NQ03LT gestoßen:
V_DS = 30 V
RDS_on = 5.5 mOhm
ID_max = 75A
P_tot = 166W

Dabei hat er allerdings nur eine Q_gate_gesamt von ca 50nC bei V_GS=10V.

Zwei von diesen Mosfets parallel haben also immer noch eine nur knapp 
halb so große Gateladung wie mein vorher favourisierter IRF1404. Die 
Verlustleistung verteilt sich aber auf 2 Mosfets, daher sollte man diese 
Lösung mit 2 Mosfets bevorzugen, oder?

Meien Last hat, wie gesagt, 24V und max 120A Kurzschlussstrom.

Autor: BMK (Gast)
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Sieht erstmal gut aus.

Aber: Bei 24V tippe ich mal auf 2x 12V Bleiakkus,
die haben vollgeladen bis zu 28V.

Da ist der Abstand zu den 30V des MOSFET zu knapp.
Da sollte mind. ein 40V Typ her. Wobei ich zu einem
ähnlichen Fall auch schon Meinungen vernommen habe,
dass besser ein Typ >= 60V genommen werden sollte.

Autor: BMK (Gast)
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Gerade habe ich ein nettes Teilchen gefunden:
http://de.mouser.com/ProductDetail/STMicroelectron...

Da reicht auch einer, ohne Parallelschalten.
Und mit 55V ist auch hinreichend Spannungsfestigkeit da. Und Rdson
2,2mOhm ist rekordverdächtig und Qg 100nC ist auch akzeptabel.

Autor: Daniel (Gast)
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Hi BMK,

dein verlinkter Mosfet sieht in der Tag absolut vielversprechend aus!
Leider finde ich diesen in gewöhnlichen Shops (RS, Reichelt) nicht :(
Und nur wegen den FETs bei mouser (20€ versandkosten...) bestellen ist 
auch recht happig.

Gibt es vielleicht noch einen geläufigeren Mosfet-Typen dafür?

Viele Grüße,
Daniel

Autor: BMK (Gast)
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JA, bei RS gibt es auch so ein nettes Teilchen:
http://de.rs-online.com/web/search/searchBrowseAct...

Spannung 60V, Rdson(typ) 1,5mOhm, Qg 110nC, Package Limit 240A
und bei 5Stck unter 3 EUR .... toll, was es mittlerweile so gibt :)

Autor: Stefan (Gast)
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Ich will ja keine Leichen fledder, aber ist aus diesem Thread eigentlich 
noch eine fertige Schaltung hervorgegangen?

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