Hallo, ich hatte heute schon ein recht seltsames Phänomen bei meinem
Sperrwandler-Netzteil. Das Netzteil habe ich heute nach dem Aufbauen das
erste mal getestet. Bei Betrieb im Leerlauf lief alles richtig und die
korrekte Ausgangsspannung von 24 V wurde erreicht. Dann habe ich nach
Start im Leerlauf eine elektronische Last angeschlossen und dabei den
Strom langsam erhöht, währenddessen auch vom R-Modus in den I-Modus
umgeschalten. Dieses Umschalten bzw. die Stromerhöhung scheinen dem
Netzteil nicht gut getan zu haben. Auf jeden Fall gab es einen lauten
Knall, inklusive Funken und nichts ging mehr.
Jetzt ein paar Stunden später muss ich feststellen, dass sich einige
Bauteile (darunter der 800 V-MOSFET und ein 400V NPN-Transistor)
verabschiedet haben. Außerdem sind noch einige Leiterbahnen abgeraucht.
Wenn man näher betrachtet, welche Bauteile/Leiterbahnen abgeraucht sind,
stellt man fest, dass eine Überhöhung der Spannung im Zwischenkreis,
welche normalerweise ca. 325 V sein sollte, Ursache für die
Bauteildefekte war. Die Frage ist jetzt nur warum. Meine Vermutung ist
ja, dass die Drain-Source-Spannung am MOSFET durch die Belastung auf
einen unzulässigen Wert angestiegen ist, deswegen der MOSFET dauerhaft
leitend wurde, so die Zwischenkreisspannung stark angestiegen ist und
als Folge die anderen Bauteile abgeraucht ist.
Aber warum sollte die Zwischenkreisspannung ansteigen? Hat so etwas
jemand bei einem Sperrwandler-Netzteil schon einmal erlebt bzw. eine
Erklärung für mein Bauteilsterben? In der Simulation lief die Schaltung
auch unter Belastung problemlos.
Gruß
Andi schrieb:> bei meinem> Sperrwandler-Netzteil.
Hast Du nen Snubber drin? Beim Sperrwandler geht im Moment des Sperrens
die Spannung auf der Primärseite hoch. Kann gut sein daß die einfach
über das Limit von Deinem FET gegangen ist und der daher dann
durchgeschlagen ist. Also unabhängig von der Zwischenkreisspannung.
Der Snubber fängt - wenn er richtig dimensioniert ist - das ab.
>>> vom R-Modus in den I-Modus umgeschalten> Das sagt mir nicht viel.
Ich schätze er meint den Einstellmodus seiner elektronische Last. Die
meisten kann man ja im Konstant-R- und im Konstant-I-Modus betreiben.
Nur hat das glaube ich weniger mit dem Problem zu tun - er halt wohl
halt einfach die Leistung die vom Wandler abgefordert wird erhöht.
Klaus Ra. schrieb:>>> vom R-Modus in den I-Modus umgeschalten> Das sagt mir nicht viel.
Beim R-Modus verhält sich die elektronische Last wie ein ohmscher
Widerstand, beim I-Modus wie eine Stromsenke.
Gerd E. schrieb:> Hast Du nen Snubber drin? Beim Sperrwandler geht im Moment des Sperrens> die Spannung auf der Primärseite hoch. Kann gut sein daß die einfach> über das Limit von Deinem FET gegangen ist und der daher dann> durchgeschlagen ist. Also unabhängig von der Zwischenkreisspannung.
Ein Snubber ist drin, allerdings wurde der nur sehr grob mit einer
geschätzten Streuung von 1% in der Simulation ausgelegt. Die reale
Streuung weicht von diesem Wert allerdings ab. Deshalb ist es gut
möglich, dass der Snubbernoch nicht optimal arbeitet.
Gerd E. schrieb:>>>> vom R-Modus in den I-Modus umgeschalten>> Das sagt mir nicht viel.>> Ich schätze er meint den Einstellmodus seiner elektronische Last. Die> meisten kann man ja im Konstant-R- und im Konstant-I-Modus betreiben.> Nur hat das glaube ich weniger mit dem Problem zu tun - er halt wohl> halt einfach die Leistung die vom Wandler abgefordert wird erhöht.
Mein Professor hat heute gemeint, dass das mit dem Umschalten schon das
Problem sein könnte, weil dann zwei Regelkreise gleichzeitig arbeiten,
von denen einer eine Spannungsregelung (Netzteil) und einer eine
Stromregelung (Last) machen will. Er hat gemeint, dass sich das dann
aufschaukeln könnte.
Ich bin jetzt gerade dabei die Schaltung noch einmal neu aufzubauen und
dann erst mal langsam Schritt für Schritt testen. Erst im Leerlauf, dann
mit einem Schiebepotentiometer langsam stärker belasten und die
Drain-Source-Spannung des MOSFETs ständig im Auge behalten. So sollte
sich zumindest mal feststellen lassen, ob der Snubber richtig arbeitet.
Gruß
Hallo,
Von welchem Hersteller sind denn die Lasten?
Die von Zentro sind mit Vorsicht zu genießen.
Diese kann man nicht einfach im Betrieb zwischen R, I oder U Mode
umschalten. D.h. kann man schon, sollte man aber nicht tun.
Außerdem sind bei manchen Lasten die Ströme/Last beim Umschalten nicht
identisch und Du kannst Dein Netzteil in die Strombegrenzung schicken.
Im Z Mode sind diese Lasten sehr empfindlich und schwingen sehr schnell,
wenn man Lastsprünge macht. Insofern hat Dein Prof recht.
Wenn dann Deine Regelschleife nicht sauber abgeglichen ist und das ist
sie nach dem ersten Einschalten nun mal nicht, dann kann es schon zu
solch einem Problem wie Deinem kommen.
Ist Dein Netzteil kurzschlussfest?
Gruß
Noch was,
Beim ersten einschalten schon mal mit dem Oszi die Spannung am MOSFET
Drain Source ansehen, nicht das er avalanced.
RLCD Snubber machen noch nicht schlecht.
Gruß
Die Kunst ist: den Hochspannungstransitor/MOSFET NUR im gesunden Bereich
zu betreiben. Irgendein Snubber ist da nur ein Teil vom Lottospiel.
Schlachte Schrottnetzteile und lerne davon. Du wärst der Erste wo alles
GLEICH ohne Opfer funktioniert.
Gregor B. schrieb:> Was für ein Übersetzungsverhältnis Ns/Np hat denn der Übertrager?> An die reflektierte Spannung hast Du gedacht?
Übersetzungsverhältnis ist Ü=7,5. Mein MOSFET verträgt Vds=800 V. So wie
es ausschaut kommt das Problem aber doch woanders her. Hab jetzt mal den
Schaltplan als Bild mitangehängt.
Heut habe ich das ganze noch einmal getestet. Im Leerlauf geht alles wie
gewünscht, nur die Ausgangsspannung ist 24.8 V im Mittel, also ein wenig
höher als die simulierten 24.1 V. Aber die Regelung scheint im Leerlauf
mal zu funktionieren.
Dann habe ich das Netzteil mit 80 Ohm Schiebewiderstand belastet.
Auffällig war, dass die Spannung Uaux, also Emitter von Q2 gegen Masse
nur 8.3V betrug, also ca. 1V unter dem Wert den sie haben sollte. Das
Potential VREF war auf dem Sollwert von 10V. Da ist schon mal die Frage
warum das Potential Uaux 1 V unter dem simulierten Wert liegt. Sollte ja
eigentlich nicht passieren, da der Transistor ja für das Gegenteil
sorgen sollte. Auf jeden Fall ist dann nach kurzer Zeit der Transistor
explodiert (gemessener Kurzschluss Kollektor-Basis, Unterbrechung
Basis-Emitter), weshalb Uaux auf einmal 300V betrug, wodurch dann der
Controller LT3758, der MOSFET M1, die Zenerdioden D11 und D12
durchgebrannt sind. Selbst der Shunt R3 weist nun eine Unterbrechung
auf.
Da mir schon im Betrieb aufgefallen ist, dass der Transistor Q2 sehr
warm wurde, bin ich mir ziemlich sicher dass das Ganze so vorgefallen
ist. Die Frage ist jetzt nur warum das passiert. Warum brennt Q2
überhaupt durch? Warum ist Uaux bei Belastung auf der Sekundärseite so
niedrig?
Gruß
Ohne Schaltplan nicht beurteilbar.
Wenn z.B. Die Stromsenke den Strom nicht vollständig aufnimmt und keine
ausreichenden Kondensatoren den Strom aufnehmen, dann geht die Spannug
hoch. Jetzt ist die Frage ob das Netzteil schnell genug gegenregelt. Es
kann sogar sein daß die Spannung Sekundärseitig innerhalb eines
PWM-Zyklus zu weit hochgeht. Dann ist nix mit gegenregeln. Die
Ausgangsspannung überträgt sich im Windungsverhältnis auf die
Primärseite, zusätzlich zur Eingangsspannung.
Ein krasses Beispiel zur Veranschaulichung.
Schießt bei einem Sperrwandler, bei dem hinter dem Gleichrichter
deutlich über 300 Volt anliegen und der 5 Volt ausgelegt ist, die
Ausgangsspannung auf 10 Volt hoch, so muß die Primärtranse deutlich über
900 Volt verkraften, anstatt 600. Diese Zahlen sind der Anschaulichkeit
halber arg gerundet.
An solchen Stellen merkt man:
Nicht nur die Struktur des Bauplans, sondern auch die exakten
Bauteilewerte sind wichig um den Fehler eingrenzen zu können.
Bau' mal eine andere Diode in den Snubber ein.
Wenn Du an der Stelle tatsächlich eine MRA4007 bzw. 1N4007 verbaut hast,
so ist die viel zu langsam.
Die hat nämlich eine ziemlich große Forward-Recovery-Time, d.h. Es
dauert lange, bis Sie leitfähig wird. Das könnte dazu führen, dass der
Snubber praktisch wirkungslos ist.
Gregor B. schrieb:> Bau' mal eine andere Diode in den Snubber ein.> Wenn Du an der Stelle tatsächlich eine MRA4007 bzw. 1N4007 verbaut hast,> so ist die viel zu langsam.> Die hat nämlich eine ziemlich große Forward-Recovery-Time, d.h. Es> dauert lange, bis Sie leitfähig wird. Das könnte dazu führen, dass der> Snubber praktisch wirkungslos ist.
Danke für diesen Supertipp. Hab da beim Auswählen gar nicht darauf
geachtet, sondern mehr auf die Spannungsfestigkeit geschaut. Hab jetzt
in der Simulation mal die Diode MURA160T3 eingesetzt und jetzt ist meine
maximale Drain-Source-Spannung nur bei 620V. Deswegen werde ich diese
Diode in die reale Schaltung jetzt mal einbauen.
Aber mein Problem mit dem Transistor wird das voraussichtlich auch nicht
beheben. Deswegen bin ich jetzt mal am überlegen, ob ich das Thema
Selbstversorgung ein wenig anders gestalte. Im Anhang habe ich jetzt mal
ein Bild des Demoboards des LT3758 angehängt. Hier ist VIN nicht mit
INTVcc verbunden und die Hilfswicklung versorgt auch nur das Gate
selber. Deswegen werde ich jetzt mal probieren, mein VIN an meine
10V-Referenzspannung zu hängen und VIN von INTVcc zu trennen. So kann
ich dann auch auf den ungeliebten Transistor verzichten.
Gruß
Leider sind Angaben zu forward recovery Zeiten nicht ganz so leicht zu
finden. Jedenfalls sucht man diese Angabe in vielen Datenblättern
vergeblich. Sie ist noch seltener als die reverse recovery time, die
auch nicht jeder Hersteller ins Datenblatt schreibt. Daer ist nicht jdem
diese Größe und ihr Einfluß bewußt.
Ich hatte hier im Forum mal gelesen alle Doden seien da sehr schnell und
daher seien diese Zeiten oftmals nicht angegeben. Offenbar ist dies ein
Trugschluß und nur für bestimmte (langsamere) Anwendungen so
verallgemeinerbar.
Ich würde mich freuen dazu ausführlichere Quellen zu finden. Bislang
habe ich dazu immer nur vereinzelte Informationen gefunden. Vielleicht
gilt hier auch:
Manchmal sieht man den Wald vor lauter Bäumen nicht.
