Angehängt ein Entwurf für einen diskreten Operationsverstärker, den ich angehängt habe. Das ist ein einfacher Verstärker, der allerdings die Transistoren für höhere Spannungen und thermisch etwas schonen soll, da diese gestapelt sind.
Für kleinere Eingangssignale funktioniert dieser Verstärker bis 10kHz aber die Slew Rate würde ich gerne noch etwas optimieren um auch größere Aussteuerungen verstärken zu können. Was wären hier Ansätze das zu verbessern?
schön das jemand sich mal selbst Gedanken macht und nicht nur fertiges nimmt.
Es muss ja letztendlich Leute geben, die wissen, wie man für andere etwas "fertiges" macht und nicht nur die, die nur Fertiglösungen anwenden können, weil sie sich selber nichts ausdenken wollen/können/dürfen.
Also Lösungsansätze sind:
höhere Querströme, um die Gatekapazitäten der Fets schneller umzuladen.
die Quellwiderstände aller Gates ansteuernden Punkte zu verringern, siehe die beiden nächsten Punkte - ein Fet ist nur schnell wenn seine Gatekapazitäten SCHNELL umgeladen werden.
einen npn-Impedanzwandlertransistor zwischen den Punkten vas zu schalten. Der kann mit dem Kollektor an Masse, was seine erforderliche Spannungsfestigkeit reduziert. Sieh dort ruhig einen Widerstand zwischen Kollektor und Masse vor und einen Kondensator zwischen Basis und Kollektor
das ergibt Spielraum zu einer guten Freqenzkompensation.
vor vg1 und vg2 ist je eine kleine bipolare Gegentaktstufe im AB Betrieb zu schalten. Das wird mit den heute erhältlichen Transistoren schon etwas schwerer, schnell zu werden. Vor zwanzig Jahren gab es dafür fantastisch gute "High-Definition-Video-Transistoren" von Sanyo, die zudem noch extrem linear waren. Aber für mehr als zehn Kilohertz solltest Du heute erhältliche nehmen können und hoffen auf >100 kHz zu kommen.
und dann natürlich Fets mit kleinen Gatekapazitäten aussuchen - aber da ist die Auswahl ja auch eingeschränkt ... - brauchst Du wirklich 10 Ampere Fets?
die Slew Rate würde ich gerne noch etwas optimieren um auch größere
Aussteuerungen verstärken zu können. Was wären hier Ansätze das zu
verbessern?
Mit C7 (und den parallelen Kapazitäten der VAS-Transistoren) wird die Frequenzgangkorrektur der Schaltung gemacht, über ihm liegt die gesamte Ausgangsspannung. Die Geschwindigkeit mit der C7 umgeladen wird bestimmt daher die SlewRate der Schaltung. Der max. Umladestrom für C7 ist der Konstantstrom der Stromquelle Q5.
Man kann also den Konstantstrom durch Q5 vergrößern, oder die Kapazität C7 reduzieren. Wird C7 reduziert, erhöht sich die erste Polfrequenz, was durch Verringern der Leerlaufverstärkung ausgeglichen werden muss und durch Vergrößern von R26/R33 geschehen kann.
Danke schonmal für die sehr konstrukiven Beiträge. Das ganze soll ein DC Verstärker werden. Ausgangsfrequenz mindesten 10kHz bei voller aussteuerung. Ich brauche im Extremfall 500mA in die Last und das schafft keines der bei APEX angebotenen Verstärker wenn man im SOA bleiben will. Rauschen ist hier erst einmal nebensächlich es wird vermutlich in einer rauen Umgebung eingesetzt. Der Offset sollte 50mV nicht überschreiten aber dazu kann ich später noch einen Präzisionsverstärker vorschalten, der über die Rückkopplung des Ausgangs den Eingang an Q1 ansteuert. In der Simulation ist der offset in Ordnung und man könnte den auch noch per Widerstand korrigieren.
Ich habe die Schaltung jetzt einmal überarbeitet und einige Ratschläge eingebaut. Zunächst einmal für die VAS Mosfets andere Typen genommen mit deutlich kleinerer Gatekapazität und nur zwei davon gestapelt. Man sieht eine deutliche Verbesserung für die negative Halbwelle (Siehe Transienanalyse). Die Mosfets der oberen Stromquelle sind nicht schnell genug da muss ich noch etwas suchen mit passenden Simulationsmodellen. Ich denke bei der oberen Halbwelle liegt es daran, dass die Stromquelle nicht hinterher kommt.
Dann habe ich mit Q14 einen Impedanzwandler eingebaut um den Differenzverstärker etwas zu entlasten. Hier bin ich nicht sicher ob es so gemeint war. Es wäre Nett das einmal zu kommentieren.
Beim Ausgang braucht es leider diese Mosfets um im SOA zu bleiben und nicht noch mehr davon stapeln zu müssen.
Resultat dieser Überarbeitung ist jedenfalls, dass es bis 10kHz in eine ohmsche Last von 300 Ohm speisen kann. Bei 15kHz wird die obere Halbwelle allerdings verzerrt, da die Slew Rate hier zu klein ist.
Die Bipolare Vorstufe an den Mosfets habe ich jetzt nicht realisiert, da ich dazu wieder mehrere Stapeln müsste, was es vermutlich nicht schneller macht.
Ich würde ganz gerne noch mehr Schutz einbauen. Wie seht ihr diese Schaltung geschützt? Wenn zum Beispiel Vcc 0V ist leitet der Ausgang (Das habe ich in der Simulation ausprobiert). Wie kann man den Verstärker am besten dagegen schützen?
Außerdem wäre die Temperaturstabilität der Biasspannung (erzeugt durch Q13) eine Sorge. Wenn die Biasspannung zu hoch wird gibt es am Ausgang einen Kurzschluss weil beide Mosfets leiten. Gibt es hier bessere Methoden zur Erzeugung? Ich würde jetzt intuitiv einfach sagen, dass man einen Widerstand am Emitter von Q13 vorsehen, kann, der einen Drift kompensiert.
Ich würde gerne noch eine Strombegrenzung und 4 Quadrant Betrieb einfügen, da es unter umständen sein kann, dass die Last aktiv ist und die Quelle speist. Wie wäre so etwas möglich?
Weswegen willst du bipolare Transistoren am Eingang (nicht) stapeln ? Wegen der Spannung ?
Eine Suche bei Digikey fuer NPN mit 400..500V, 100mA, und einer Transitfrequenz von mehr als 10MHz brachte einige.
Weswegen willst du bipolare Transistoren am Eingang (nicht) stapeln ?
Wegen der Spannung ?
Ich habe von einer Bipolaren Vorstufe am Ausgang geschrieben, die ich nicht stapeln will, was der ursprüngliche Vorschlag war.
Am Eingang,also Q1, Q7 gibt es keine 200V Spannung, da die Stromquelle des Differenzverstärkers mit 15V Versorgt wird. Die 200V fallen dann über Q2,Q3,Q8 und Q9 ab, die ich gestapelt habe um die Transistoren zu schonen.
Dann habe ich mit Q14 einen Impedanzwandler eingebaut um den
Differenzverstärker etwas zu entlasten. Hier bin ich nicht sicher ob es
so gemeint war. Es wäre Nett das einmal zu kommentieren.
Hallo Martin, exakt genau so, war es gemeint. Gut realisiert.
Im Detail aber: R33 würde ich kleiner machen - 300 Ohm? Und R11 größer, dafür wiederum C9 kleiner.
Die bipolaren AB-Treiberstufen bringen es dann richtig.
Ich habe es mal mit 100 Watt Endstufen auf mehr als 1 MHz sauber an 4 Ohm gebracht.
Allerdings mit den damals noch in Restbeständen erhältlichen High Definition Videotransis. :-((
Noch was zum Impedanzwandler Q14. Für den von Dir vorgesehenen MJE 340 finde ich auf die Schnelle keine Grenzfrequenz in drei DB.
Und schneller war hier richtig gut.
Wenn R11 genügend Spannungsreduzierung macht, hast Du dort eine größere Auswahl an schnellen Typen.
Man kann dort auch über Darlington nachdenken/experimentieren.
Noch was zum Impedanzwandler Q14. Für den von Dir vorgesehenen MJE 340
finde ich auf die Schnelle keine Grenzfrequenz in drei DB.
Und schneller war hier richtig gut.
Leider gibt es nicht für alle Transistoren für diese Spannungsfestigkeit Modelle daher habe ich zur Vereinfachung erstmal möglichst die gleichen Transistoren für NPN und PNP genommen.
Ich habe noch einmal die Schaltung angehängt. Leider kann ich C9 (Jetzt C5, da Kicad die neu benannt hat) nicht weiter reduzieren, da die Schaltung sonst schwingt.
Um die Slew Rate zu erhöhen habe ich außerdem die Widerstände der oberen Stromquelle der VAS Stufe mal reduziert, damit die Gates schneller umgeladen werden können. Ich habe versucht nach der Reduktion ohne den Impedanzwandler auszukommen. Es hat funktioniert. In der Transientanalyse sieht man nun 20kHz in eine 300Ohm Last. Der Ruhestrom liegt allerdings so bei um die 40mA.
Im Grunde ist die Designaufgabe damit erfüllt. Bei der Bipolaren Vorstufe bin ich nicht ganz sicher wie das gemeint ist. Ich bin mir gerade unsicher wie ich diese an die VAS Stufe bringen soll.
Q10, also der eingefügte Impedanzwandler muss einen Kollektorwiderstand haben. Sonst funktioniert das Millerprinzip nicht und damit die Frequenzkompensation an dieser Stelle auch nicht.
Und deshalb ist dann auch die Verlustleistung - ohne Widerstand - bei den von Dir beklagten bei 1 Watt. Ich hatte damals einen 250mW HF-Transistor eingesetzt. Läuft seit 20 Jahren problemlos in sechs Geräten.
Zu den bipolaren Gatetreibern - wie sieht das aus wenn ich FET's nur hart schalte? Okay... dann statt der einfachen "digitalen" Variante eine "analoge" Mini-AB-Endstufe davor setzen. Ich habe gerade keine Zeit das zu malen. Mal mal einen Vorschlag und dann erkläre ich das gern weiter.
Eher mit C5 und dem Kollektorwiderstand zur Erhöhung der Stabilität herum experiemntieren.
Und deshalb ist dann auch die Verlustleistung - ohne Widerstand - bei
den von Dir beklagten bei 1 Watt. Ich hatte damals einen 250mW
HF-Transistor eingesetzt. Läuft seit 20 Jahren problemlos in sechs
Geräten.
Das habe ich mal angehängt. Diese Variante macht es eher schlechter wie man in der Transienanalyse sieht. Ich habe hier auch mit den Werten mal experimentiert aber R35 darf auch nicht zu groß werden.
Zu den bipolaren Gatetreibern - wie sieht das aus wenn ich FET's nur
hart schalte? Okay... dann statt der einfachen "digitalen" Variante eine
"analoge" Mini-AB-Endstufe davor setzen. Ich habe gerade keine Zeit das
zu malen. Mal mal einen Vorschlag und dann erkläre ich das gern weiter.
Werde ich machen sofern ich noch mehr Bandbreite benötige. Digitale Endstufe, also Class D, ist keine Option.
Ohne einen Simulator wird das nichts. Nimm LTspice und Du kommst dann besser voran. Ich habe vor Jahrzenten meinen ersten Verstärker auch nur mit Oszi und Taschenrechner entwickelt. Deswegen weiß ich genau was Dir fehlt.
mfg Klaus
Ich benutze einen Simulator (Siehe Anhänge) nur ist das eben ngspice. LTSpice benutze ich nur für Schaltregler, da die Benutzeroberfläche furchtbar ist und da neue Modelle reinzubekommen ist ein Krampf. Kicad und ngspice sind einfach das womit ich am besten zurecht komme.
Hier nochmal ein Update zu der Schaltung. Im wesentlichen habe ich nochmal die obere Stromquelle angepasst mit einem anderen Mosfet. P-Kanal Mosfets für diese Spannung sind schwer zu finden daher wurden die vierfach gestapelt um im SOA zu bleiben. Leider braucht man recht niedrige Widerstände beim dazu, damit die Gates umladen können. Es sntsteht also in den Widerständen schon ordentlich Verlust.
Für den Impedanzwandler habe ich nun einen TIP50 genommen, der etwas schneller ist. Die Kompensation geht dann über C7. Den habe ich etwas höher gewählt, da ich wenig überschwingen will.
Das Resultat ist, dass ich in der Simulation auf eine Slew-Rate von 10V/µs komme wenn ich mit einem Rechteckpuls von 0 nach 147V Ausgangsspannung gehe (In eine 300Ohm Last). Eigentlich ganz ordentlich für so eine kleine Quelle.
Nächster Schritt wird die mal aufzubauen und Resultate zu Zeigen.
Mir ist bei der Simulation noch eine Sache aufgefallen, die ich so nicht intensiv getestet habe. Die Strombegrenzung durch die beiden Bipolartransistoren scheint für die negative Halbwelle nicht zu functionieren. Hier sind noch keine Dioden an den beiden Kollektroren dieser Begrenzungstransistoren eingezeichnet aber auch mit wird der Strom für eine negative Halbwelle nicht begrenzt und es fließt ein sehr hoher Strom durch den PNP Transistor zu Begrenzung. Muss man bei Mosfets zur Begrenzung irgendetwas anders machen?
Ich bin leider mit der Strombegrenzung nicht weiter gekommen. Für den positiven Teil läuft die aber eine negative Halbwelle wird nicht begrenzt und der Strom wird zu groß. Ich habe so eine Strombegrenzung mit Bipolartransistoren und Mosfets auch noch nie gesehen. Kann das so funktionieren?
Ich habe dazu nochmal den Ausschnitt der Ausgangsstufe angehängt.
Ich bin leider mit der Strombegrenzung nicht weiter gekommen. Für den
positiven Teil läuft die aber eine negative Halbwelle wird nicht
begrenzt und der Strom wird zu groß.
Natürlich, denn in der positiven Halbwelle ist der Strom den der Q19 ableiten muss begrenzt, nämlich durch die Stromquelle an der positiven Rail der VAS. In der negativen Halbwelle gibt es keine Begrenzung, die VAS liefert beliebig viel Strom, das kann der Q20 nicht ableiten.
In der negativen Halbwelle gibt es keine Begrenzung, die
VAS liefert beliebig viel Strom, das kann der Q20 nicht ableiten.
Wenn ich dich richtig verstanden habe fließt der Strom im Fall von leitendem Q20 eben nicht durch die beiden unteren Mosfets Q24,Q23 sondern durch die VAS Mosfets Q16,Q17 die in dem Fall dann voll leitend sind. Das würde sinn machen.
Ich frage mich nun wie man in der negativen Halbwelle den Strom trotzdem begrenzen kann. Das müsste dann ja am Source des VAS Mosfet passieren. Habe ich so noch nie gesehen und kommt mir komisch vor.
Wenn ich dich richtig verstanden habe fließt der Strom im Fall von
leitendem Q20 eben nicht durch die beiden unteren Mosfets Q24,Q23
sondern durch die VAS Mosfets Q16,Q17 die in dem Fall dann voll leitend
sind.
Nein. Der Ausgangsstrom wird iW von Q23/Q24 geliefert, weil die wegen der Überlastung des Q20 (durch den Strom der Q16/Q17) nicht abgeregelt werden können.
Ich frage mich nun wie man in der negativen Halbwelle den Strom
trotzdem begrenzen kann. Das müsste dann ja am Source des VAS Mosfet
passieren. Habe ich so noch nie gesehen und kommt mir komisch vor.
Wenn ich darüber nochmal nachdenke braucht man beides. Einmal Q20 und dann noch eine Begrenzung am Source der VAS.
Da muss ich erstmal ordentlich Schaltungsanalyse machen oder kann mir
jemand kurz auf die Sprünge helfen wie das dort realisiert ist?
Der PNP-Stromüberwachungstransistor speist seinen Kollektorstrom in einen Stromspiegel ein (die beiden NPN unten rechts). Der Ausgangsstrom des Spiegels zieht die Basis des Steuertransistors der VAS (vierter NPN von rechts, Emitter an der Basis des dritten) herunter und regelt damit auch die VAS/NPN-Endstufe (unten rechts, dritter von rechts) ab.
Wobei man in dieser Schaltung Steuertransistor der VAS, VAS und NPN-Endstufe nicht im klassischen Sinne strickt trennen kann.
ich habe dazu mal ein wenig herumprobiert aber bekomme das mit meiner konkreten Schaltung so nicht ans laufen. Es schwingt jetzt in der unteren Halbwelle.
Natürlich, du hast da eine gefährliche Regelschleife. Hohe Schleifenverstärkung, aber keine Kontrolle über den Frequenz- und Phasengang. So wird das nichts. Du brauchst einen anderen Schaltungsaufbau.
Und wenn ich mir in Zukunft deine Schaltungen noch ansehen soll, dann zeichne die deutlich kompakter und lesbarer; ich habe nur einen 12,5"-Monitor.
Und wenn ich mir in Zukunft deine Schaltungen noch ansehen soll, dann
zeichne die deutlich kompakter und lesbarer; ich habe nur einen
12,5"-Monitor.
Ich habe es mal lesbarer auf A4 aber ohne die Strombegrenzung im negativen Zweig gemacht, da die Version vorher einfach nicht funktioniert.
Ich möchte mit der Anzahl an Bauteilen möglichst klein bleiben. Meine Idee wäre das vielleicht per Optokoppler zu machen. Bei der Strombegrenzung für zum Beispiel Audioverstärker muss es ja auch funktionieren.
Ich brauche im Extremfall 500mA in die Last und das
schafft keines der bei APEX angebotenen Verstärker wenn man im SOA
bleiben will.
Dann schalte einfach ein paar Apex Module parallel.
Deine Schaltung ist kompliziert, teuer und schwer zu durchschauen, die Ruhestromeinstellung ist völliger Mist. Die Slewrate wirst du mit der hochohmigen Ansteuerung der Leistungsmosfet nie auf was brauchbares bringen.
Das dauert noch ein paar Monate, bis die Grundlagen sitzen, und dann fehlt noch eine funktionierende Schutzschaltung. Und wenn du es schon selber machen musst: Warum liest du nicht ein paar Grundlagenbücher, anstatt deine Zeit mit sinnlosen Simulationen zu verschwenden?
Ich brauche im Extremfall 500mA in die Last und das
schafft keines der bei APEX angebotenen Verstärker wenn man im SOA
bleiben will.
Stimmt das denn...? Klar, bei den "High Voltage" Typen
ist bei zweistelligen mA oder was Schluß, ich erinnere
mich da grau. Aber der allgemeine Selector scheint mir
nach kurzem Blick passende Ergebnisse bereitzuhalten:
15kHz oder sowas mit sauberem Sinus sollten die meisten
davon können, viele weit mehr. Und nur für den Fall daß
es "Deinen Wunsch-OPV" zwar für genug Strom, aber circa
nur halb genügend hohe V_pp gäbe: Verstärker könnte man
auch galvanisch getrennt versorgen und einen invertiert
ansteuern, Last "floatend" zw. die Ausgänge = "brücken".
(Ob letzteres in Frage käme, oder hier aus irgendwelchen
Gründen die Last einseitig an GND zu liegen hätte, weiß
man -wie vieles andere, übrigens- wg. fehlender präziser
Infos zur geplanten Anwendung ... nicht.)
Dann schalte einfach ein paar Apex Module parallel.
Also der PA92 zum Beispiel würde das schaffen, ist aber wegen der Spannung am Limit. Der nächste größere wäre der PA94, der aber bei der Spannung nur ca 15 mA schafft. Beide kosten um die 150€ und das wird am Ende nicht billiger.
Finde ich bisher nicht. Das ist eine Differenzstufe mit Spannungsverstärkung und Ausgangsstufe. Nur sind Transistoren eben gestapelt. Das sind alles Grundlagenschaltungen.
Das dauert noch ein paar Monate, bis die Grundlagen sitzen, und dann
fehlt noch eine funktionierende Schutzschaltung. Und wenn du es schon
selber machen musst: Warum liest du nicht ein paar Grundlagenbücher,
anstatt deine Zeit mit sinnlosen Simulationen zu verschwenden?
Grundlagen habe ich und lerne immer dazu. Die Schutzschaltung will ich gerade machen daher frage ich hier.
Wolltest Du nicht (zumindest laut Simus) so ca. 300Vpp?
Was genau bitte wäre denn da "spannungsmäßig am Limit"?
Schafft so ein Verstärker den gewünschten Spannungshub
(und sei's auch irgendwie "knapp" - was es jedoch nicht
ansatzweise zu sein scheint), und der Strom - und damit
die P_tot - ist weit unterhalb Maximum... gibt's keinen
Anlaß zu "Sorgen".
Dann schalte einfach ein paar Apex Module parallel.
Also der PA92 zum Beispiel würde das schaffen, ist aber wegen der
Spannung am Limit. Der nächste größere wäre der PA94, der aber bei der
Spannung nur ca 15 mA schafft. Beide kosten um die 150€ und das wird am
Ende nicht billiger.
Alleine deine 4 Leistungsmosfets kosten ca. 130 Euro. Und deine Schaltung funktioniert nicht.
Udo K. schrieb:
Deine Schaltung ist kompliziert
Finde ich bisher nicht. Das ist eine Differenzstufe mit
Spannungsverstärkung und Ausgangsstufe. Nur sind Transistoren eben
gestapelt. Das sind alles Grundlagenschaltungen.
Deine Schaltung ist viel zu komplizert, und du bist damit überfordert.
Wenn du an Grundschaltungen interessiert bist, dann lies doch ein Grundlagenbuch,
anstatt deine Zeit mit zusammenkopierten Bildern zu verschwenden.
Udo K. schrieb:
teuer und schwer zu durchschauen
Die Mosfets kosten ein bisschen mehr aber die Bipolartransistoren sind
unter 1€. Also nein das ist bisher nicht teuer.
Alleine deine 4 Leistungsmosfets kosten ca. 130 Euro.
Udo K. schrieb:
Ruhestromeinstellung ist völliger Mist. Die Slewrate wirst du mit der
hochohmigen Ansteuerung der Leistungsmosfet nie auf was brauchbares
bringen.
Du darfst gerne einen Verbesserungsvorschlag machen.
Den Tipp habe ich dir schon gegeben. Du brauchst eine niederohmige Ansteuerung.
Und bipolare Transistoren haben einen ganz anderen Temperaturkoeffizient als Mosfets. Ich bin nicht dein ausgelagerter 0€ Entwicklungssklave.
Grundlagen habe ich und lerne immer dazu. Die Schutzschaltung will ich
gerade machen daher frage ich hier.
Wenn du Grundlagen hättest, dann würdest du ordentliche Infos liefern.
Was das ganze mit F&E zu tun hat - keine Ahnung.
Mit brauchbarer Info hältst du dich zurück.
Und was das ganze am Ende werden soll, weisst auch nur du.
Mal ein weiterer Gedanke zum PA92. Wenn ich mir die Schaltung noch ansehe ich die vom Prinzip recht ähnlich zu meiner. Die Stromquellen scheinen mit Depletion Mode Mosfets gemacht zu werden. Q11, Q13 sind für die Strombegrenzung und da wundere ich mich, ob das so im positiven Zweig funktionieren würde. Dort wäre dann eben Q3 der VAS Transistor, der beliebig viel Strom liefern kann.
Mal ein weiterer Gedanke zum PA92. Wenn ich mir die Schaltung noch
ansehe ich die vom Prinzip recht ähnlich zu meiner. Die Stromquellen
scheinen mit Depletion Mode Mosfets gemacht zu werden. Q11, Q13 sind für
die Strombegrenzung und da wundere ich mich, ob das so im positiven
Zweig funktionieren würde. Dort wäre dann eben Q3 der VAS Transistor,
der beliebig viel Strom liefern kann.
Die Schaltung ist ein Prinzipschaltbild, wo wichtige Dinge nicht eingezeichnet sind. Kauf dir das Modul, und mache Reverse Engineering, eventuell tust du dir mit Nachbauen leichter.
Schaltung ohne Strombegrenzung funktioniert. Erkläre bitte genau warum nicht oder schreib hier einfach nicht. Wenn du die Schaltung nicht verstehst kann ich dir gerne etwas erklären.
Schaltung ohne Strombegrenzung funktioniert. Erkläre bitte genau warum
nicht oder schreib hier einfach nicht. Wenn du die Schaltung nicht
verstehst kann ich dir gerne etwas erklären.
Dann zeig her deinen Aufbau mit Bildern unter Volllast. Wie kühlst du die Mosfets, und welche Mosfets hast du jetzt verbaut? Wie hoch ist der Ruhestrom, warum läuft der nicht davon?
Was soll das ganze überhaupt werden? Bekomme ich Infos oder soll ich blöd sterben?
Dort wäre dann eben Q3 der VAS Transistor,
der beliebig viel Strom liefern kann.
Nein, die Kombination aus Q1, Q2, Q5 und Q6 klemmt die Spannung am Gate Q3 auf einige Volt unterhalb der positiven Rail und dadurch ist wegen R3 der Strom der VAS begrenzt.
Was Ähnliches schlage ich mal für die gestern diskutierte Strombegrenzung der VAS vor:
Du baust komplementär zu Q11 eine Stromquelle mit dem doppelten Strom in die Sourceleitung des Q17. Dann muss aber der Eingangsstrom der Anordnung begrenzt werden. R20 hat dann einen merklich großen Wert. Damit bekommst du einen weiteren Pol (Tiefpass) in die Schleife. Also Q10 raus und das Gate von Q17 an den Stromspiegel des Eingangsdiff.
(Das würde ich mir genauer ansehen) Q17 bekommt einen Sourcewiderstand (R41>=330R), an dem bei VAS-Ruhestrom (Q11) mindestens Ugs(Q17) abfällt (mehr wäre besser). Q4, Q6, Q10, R20 usw. raus und das Gate von Q17 an den passend dimensionierten R9. Damit hat man ohne weiteres eine Strombegrenzung in der VAS, weil der Diff nur die doppelte Spannung an R9 erzeugen kann und somit der VAS-Strom auf den 3-fachen Ruhestrom begrenzt ist.
(Das würde ich mir genauer ansehen) Q17 bekommt einen
Sourcewiderstand (R41>=330R), an dem bei VAS-Ruhestrom (Q11) mindestens
Ugs(Q17) abfällt (mehr wäre besser). Q4, Q6, Q10, R20 usw. raus und das
Gate von Q17 an den passend dimensionierten R9. Damit hat man ohne
weiteres eine Strombegrenzung in der VAS, weil der Diff nur die doppelte
Spannung an R9 erzeugen kann und somit der VAS-Strom auf den 3-fachen
Ruhestrom begrenzt ist.
Das habe ich eben mal ausprobiert. Dann funktioniert die Begrenzung tatsächlich (Ich hoffe es war so gemeint). Der ganze Verstärker hat dann aber logischerweise einen sehr hohen offset.
Die Ruhestromeinstellung ist tatsächlich nicht optimal. Sehr empfindlich gegen R29 und ziemlich Temperaturabhängig.
Der ganze Verstärker hat dann
aber logischerweise einen sehr hohen offset.
Der R9 muss natürlich so gewählt werden, daß durch Q1 und Q7 der gleiche Strom fließt, dann ist auch kein Offset da. 56K ist viel zu groß. 25mA je Transistor ist auch absurd viel. Ich verstehe deine ganze Dimensionierei nicht.
Der R9 muss natürlich so gewählt werden, daß durch Q1 und Q7 der gleiche
Strom fließt, dann ist auch kein Offset da. 56K ist viel zu groß. 25mA
je Transistor ist auch absurd viel. Ich verstehe deine ganze
Dimensionierei nicht.
Da fließen keine 25mA schau mal die Dioden D2,D3 sind in Flussrichtung.
Der R9 muss natürlich so gewählt werden, daß durch Q1 und Q7 der gleiche
Strom fließt, dann ist auch kein Offset da. 56K ist viel zu groß. 25mA
je Transistor ist auch absurd viel. Ich verstehe deine ganze
Dimensionierei nicht.
Und warum dann nicht weiterhin wie angehängt mit einem Stromspiegel als Last? Dann sind die Ströme doch gleich.
Dann eine 15V Zener Diode am linken Zweig des Stromspiegels und VAS
damit die Spannung begrenzt wird.
Nun ja, wenn du das so willst.
Ich hatte die Kapazität zur Kompensation vergessen das ist jetzt wieder
C7.
Der Sinn der ganzen Übung ist doch, die SlewRate möglichst groß zu machen. Dazu muss die Schaltung so gebaut werden, daß man KEINEN zusätzlichen Kompensationskondensator benutzt und die Schaltung ganz allein durch die parasitären Elemente der Transistoren kompensiert ist. Das ist möglich und ich baue alle meine Schaltungen so.
Dazu muss man einen tiefliegenden dominierenden Pol erzeugen (das macht hier die VAS) und alle anderen müssen mindestens um das doppelte der Schleifenverstärkung höher liegen. Das kann man erreichen, indem man durch gezielte lokale Gegenkopplungen passende Verstärkungen einstellt und die Grenzfrequenzen der jeweiligen Stufen erhöht.
Die primitive Methode, einfach beliebig Stufen einzubauen, hohe langsame Verstärkung zu erzeugen und das dann mit einem Kompensationskondensator zu richten, führt jedenfalls nicht zum Ziel.
Dazu muss die Schaltung so gebaut werden, daß man KEINEN
zusätzlichen Kompensationskondensator benutzt und die Schaltung ganz
allein durch die parasitären Elemente der Transistoren kompensiert ist.
Ich denke manchmal braucht man auch eine Kompensation um die Schaltung vom schwingen abzuhalten.
Die primitive Methode, einfach beliebig Stufen einzubauen, hohe langsame
Verstärkung zu erzeugen und das dann mit einem Kompensationskondensator
zu richten, führt jedenfalls nicht zum Ziel.
In "Amplifier Stages with Semiconductor Devices" gibt es doch eine Stelle, wo gesagt wird, dass man mit LEGO-tronics schon glücklich sein kann. Bin ich im Prinzip auch aber es ein bisschen besser machen ist nie verkehrt. Dein Input und das vieler anderer hier ist dabei jedenfalls sehr hilfreich.
Ich habe diese Schaltung mal aufgebaut und wie es am Anfang so ist funktioniert sie nicht. Ich möchte nun ergründen warum und brauche dazu wieder einmal eure Hilfe.
Zunächst habe ich zum testen den Eingang auf 0V gelegt und der Ausgang bleibt auf ca 10V. Entgegen der Simulation aber die bilden natürlich nie die wirklichkeit ab. Ich würde ja vermuten, dass Q15 nicht genug durchsteuern kann und der Strom durch den Differenzverstärker viel u klein ist.
Die Spannung zwischen den Gates Q29, Q30 liegt bei ca 5V also die Gate Ansteuerung scheint zu funktionieren und ein Ruhestrom fließt.
Hat jemand einen Hinweis wo man hier ansetzen kann?
tran.png
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