ich muss aus einem Trafo mit einer Sekundärspannung von 160V eine stabilisierte Spannung von 150V bei max. 0,05A bereitstellen.
Die Anforderungen sind nicht besonders hoch - es wird kein Verpolschutz
benötigt und Kurzschlussfestigkeit/Strombegrenzung ist ebenfalls kein Thema, die verheizte Verlustleistung in der Schaltung ist völlig egal. Es ist nur wichtig, dass die 150V +-5% eingehalten werden. Für den Fall, dass der Schleifer von R3 mal den Kontakt verliert, habe ich deshalb R11 als Schutz vorgesehen.
D1 und D3 sind Schutzdioden, die ich so von MOSFET-Schaltungen kenne. In keinem Stromlaufplan eines Linearreglers mit BJT/Darlington, die ich bisher gefunden habe, werden diese Dioden verwendet. Sind diese Dioden bei BJT nicht notwendig?
Hm, und ich kenne solche Dioden-Schaltungen gar nicht von MOSFET-Schaltungen.
Wenn, dann klemmt man dort die GS-Spannung auf 10...12 v mit einer Z-Diode und spendiert eine Freilaufdide antiparallel zur Last bzw. deren Anschluss, falls der FET als Schalter verwendet wird.
Auf D1 kann ich mir fast keinen Reim machen.
Eine Möglichkeit wäre, falls die Eingangsspannung schlagartig zusammenbricht z.B. bei einem Defekt des Gleichrichters entlädt C2 sich über die D1 und nicht über die BC-Strecke von Q1.
Die Ausgangs-Elkos folgen über die (hoffentlich auch vorhandene) eingezeichnete Diode über der CE-Strecke von Q1. Falls nicht, wäre hier tatsächlich eine externe Diode nicht fehl am Platze.
Bei D3 könnte ich mir vorstellen, dass man den inversen BE-Durchbruch von Q2 verhindern will, wenn der Ausgang kurzgeschlossen wird. Der Emitter wird nämlich auf ca. 130 V gehalten über die Ladung von C3, während er sich nur langsam über R5 entladen kann. Ein Teil des Entladestromes fließt dann auch über R11 || (R2 + R3), weil die BE-Strecke invers bei ca. 6 V durchbricht.
D3 entlädt den C3 schlagartig.
Übrigens: Auch C2 würde über die BE-Strecke von Q1 schlagartig entladen werden und zwar ohne jegliche Strombegrenzung.
Auf D1 kann ich mir fast keinen Reim machen.
Eine Möglichkeit wäre, falls die Eingangsspannung schlagartig
zusammenbricht z.B. bei einem Defekt des Gleichrichters entlädt C2 sich
über die D1 und nicht über die BC-Strecke von Q1.
Die Ausgangs-Elkos folgen über die (hoffentlich auch vorhandene)
eingezeichnete Diode über der CE-Strecke von Q1. Falls nicht, wäre hier
tatsächlich eine externe Diode nicht fehl am Platze.
Dieser Defekt im Gleichrichter müsste dann aber auch C1 dermaßen schnell entladen, dass C2 ggü. C1 positiv wird, oder? Lässt die BC-Strecke bei einem BJT denn irgendwas "geplant" durch oder ist das dann ein Schadensfall? In Ersatzschaltbildern ist die Kollektor-Basis-Diode von Basis nach Kollektor leitend dargestellt, deshalb gehe ich mal davon aus, dass dieser Betriebsfall zu dulden ist? Beim ST901T ist sowohl die antiparallele Diode drin, als auch die Widerstände. Dieser Typ ist wohl ursprünglich für das Schalten induktiver Lasten entwickelt worden.
Bei D3 könnte ich mir vorstellen, dass man den inversen BE-Durchbruch
von Q2 verhindern will, wenn der Ausgang kurzgeschlossen wird. Der
Emitter wird nämlich auf ca. 130 V gehalten über die Ladung von C3,
während er sich nur langsam über R5 entladen kann. Ein Teil des
Entladestromes fließt dann auch über R11 || (R2 + R3), weil die
BE-Strecke invers bei ca. 6 V durchbricht.
D3 entlädt den C3 schlagartig.
Ist der inverse BE-Durchbruch zu dulden bzw. verhält sich in diesem Fall die BE-Diode dann wie eine Zenerdiode? Falls nicht, wäre es doch viel sinnvoller, direkt eine Diode von E nach B zu schalten und damit den Durchbruch sicher zu verhindern, oder?
Übrigens: Auch C2 würde über die BE-Strecke von Q1 schlagartig entladen
werden und zwar ohne jegliche Strombegrenzung.
Da kann ein 1k Widerstand zwischen C2 und Q1 helfen, sehr guter Punkt.
Auch die 130V Z-Diode D2 ist nötig! Stell dir mal die Hebelwirkung von 150 Volt auf 0,7 Volt vor. Die Schaltung wäre ohne die Z-Diode D2 überhaupt nicht temperaturstabil!
ich habe die Schaltung mal in die Simulation gebracht (der Darlington wurde durch einen BC547C + 2N3055 ersetzt), ohne C3 und ohne Schutzdioden. Die Spannungsquelle (230Veff, 50Hz) wird nach 4s abgeschaltet.
Die Graphen links zeigen die Ube von Q1 (grün) und Q2 (blau).
Selbst ohne C3 wird die zulässige Ube von Q2 überschritten, warum auch immer.
Ich werde aus diesem Grund eine Diode von E nach B bei Q2 vorsehen.
C2 wird auf jeden Fall bleiben, der erhöht die Brummunterdrückung der Schaltung massiv.
Ist es zulässig, C2 über die Basis-Kollektorstrecke von Q1 zu entladen oder ist ein Stromfluss von Basis nach Kollektor unzulässig?
Die +-5% schaffst du mit Zenerdioden nur in einem begrenzten Temperaturbereich.
Die Zenerdiode hat schon bei Auslieferung +-5% und 0.1%/°C.
Die letzte Schaltung schaut irgendwie komisch aus.
Baue wenigstens einen Sicherungswiderstand ein, wenn du mit einer einfachen Strombegrenzung überfordert bist.
Die +-5% schaffst du mit Zenerdioden nur in einem begrenzten
Temperaturbereich.
Die Zenerdiode hat schon bei Auslieferung +-5% und 0.1%/°C.
50K Temperaturhub sind bei einem belüfteten Gehäuse, in dem außer durch die Linearregeltransistoren beinahe keine Abwärme entsteht, wahrscheinlich einzuhalten - falls nicht, muss ich schauen, dass ich auf einen Mittelwert korrigiere (z.B. bei 30K Erwärmung).
Gäbe es denn Möglichkeiten, diese Schaltung temperaturkompensiert aufzubauen?
Die letzte Schaltung schaut irgendwie komisch aus.
Warum?
Baue wenigstens einen Sicherungswiderstand ein, wenn du mit einer
einfachen Strombegrenzung überfordert bist.
Die letzte Schaltung schaut irgendwie komisch aus.
Warum?
Ich verstehe die Gleichrichterschaltung in der Simulation nicht. Für was brauchst du die 470 uF?
Der 10uF Lastkondensator ist viel zu viel für 150V/50mA. Da reichen 100 nF völlig.
Die 47k/10uF zur Kompensation sind völlig daneben. Die Grenzfrequenz ist 0.33 Hz, der Regler kann praktisch nicht mehr auf Laständerungen reagieren.
Da kannst du gleich eine günstigere Widerstands-Zener Kombination mit einem Emitterfolger an der Zener Diode verwenden.
Stabiler bekommst du die Schaltung mit einer TL431 Referenz (ca. auf 2%). Da brauchst du auch kein Poti (schauder). Eventuell kannst du auch einen fertigen Regler verwenden. Es gibt ein paar die bis 450 Volt Eingangsspannung raufgehen.
Einen 150V/50mA Regler ohne eine simple elektronische Strombegrenzung ist unterste Schublade. Das hat man sogar in den 70ern besser gekonnt.
Was soll das ganze werden? Wozu brauchtst du die 150 Volt?
Ich verstehe die Gleichrichterschaltung in der Simulation nicht. Für
was brauchst du die 470 uF?
Für eine zweite, größere Spannung, deren Last in Form von R2 dargestellt ist. Ist für diesen Regler aber nicht wirklich relevant.
Der 10uF Lastkondensator ist viel zu viel für 150V/50mA. Da reichen 100
nF völlig.
Schaden die 10µ dort hinten?
Die 47k/10uF zur Kompensation sind völlig daneben. Die Grenzfrequenz
ist 0.33 Hz, der Regler kann praktisch nicht mehr auf Laständerungen
reagieren.
Da kannst du gleich eine günstigere Widerstands-Zener Kombination mit
einem Emitterfolger an der Zener Diode verwenden.
Die RC-Kombi 47k/10µ dient doch aber nur der Strombereitstellung für den Basisstrom des Stelltransistors, die sieht doch die Sekundärseite (also die Last) gar nicht. Oder habe ich da einen Denkfehler?
Stabiler bekommst du die Schaltung mit einer TL431 Referenz (ca. auf
2%). Da brauchst du auch kein Poti (schauder). Eventuell kannst du
auch einen fertigen Regler verwenden. Es gibt ein paar die bis 450 Volt
Eingangsspannung raufgehen.
Bei einem TL431 brauche ich aber wieder einen Transistor mit großem Uce. Welchen Vorteil hätte ich davon? Die Spannung soll einstellbar sein, da spricht doch nichts gegen ein Poti.
Einen 150V/50mA Regler ohne eine simple elektronische Strombegrenzung
ist unterste Schublade. Das hat man sogar in den 70ern besser gekonnt.
Die RC-Kombi 47k/10µ dient doch aber nur der Strombereitstellung für den
Basisstrom des Stelltransistors, die sieht doch die Sekundärseite (also
die Last) gar nicht. Oder habe ich da einen Denkfehler?
Teile den 47k Widerstand in 2x 22k Widerstände auf und setze die 10 uF dazwischen, dann hast du eine aktive Brummunterdrückung und Q3 kann wieder vernünftig regeln!
Die RC-Kombi 47k/10µ dient doch aber nur der Strombereitstellung für den
Basisstrom des Stelltransistors, die sieht doch die Sekundärseite (also
die Last) gar nicht. Oder habe ich da einen Denkfehler?
Für die Bereitstellung des Basisstroms reicht ein 220kOhm Widerstand locker.
Der Kollektorstrom deines Regeltransistors fliesst in den 10µF rein, das ist praktisch ein Kurzschluss (AC betrachtet). Dein Regler ist totgedämft, damit regelt der nicht mehr, bzw. nur mehr Laständerungen unter 0.3 Hz. Damit hast du deine Regelschaltung effektiv durch eine Stellschaltung ersetzt, die du auch einfacher mit drei Bauteilen haben kannst. Das kann gut genug sein, ich kenne deine Anforderungen nicht und du sagst auch nicht wozu du die Schaltung brauchst.
Ahhhhh, ich verstehe. Der Regeltransistor würde beim Nachregeln vermutlich zuerst den Kondensator entladen, ehe er den Basisstrom vom Stelltransistor regelt. Stimmt - das sollte behoben werden. Die Idee mit der Aufteilung in 2x22k ist super, das werde ich so machen.
Mal noch eine andere Frage - ich habe Entwürfe für Linearregler gesehen, in denen der Strom für die Referenz-Zenerdiode von der Eingangsseite, also ungeregelt, abgeholt wird. Andere Entwürfe, wie auch im Schaltbild oben, holen sich den Zenerstrom von der Sekundärseite des Reglers bzw. der Emitterseite des Stelltransistors. Was ist da die bessere Lösung?
Auch habe ich Entwürfe gefunden, die eine Konstantstromquelle in Form eines JFET oder eines mit einer Referenz versehenen BJT für die Zurverfügungstellung des Basisstroms des Stelltransistors verwenden. Das wäre ja quasi eine perfekte aktive Brummunterdrückung, oder?
Stelltransistor regelt. Stimmt - das sollte behoben werden. Die Idee mit
der Aufteilung in 2x22k ist super, das werde ich so machen.
Du brauchst nur einen widerstand (deutlich höher) oder wenn du es genauer brauchst eine Stromquelle mit etwa 0.2 mA. Damit das was bringt musst du erst mal den Regler verstehen und besser einstellen. Tipp: Du brauchst überhaupt keinen Kondensator zwischen Basisstromwiderstand und GND.
Andere Entwürfe, wie auch im Schaltbild
oben, holen sich den Zenerstrom von der Sekundärseite des Reglers bzw.
der Emitterseite des Stelltransistors. Was ist da die bessere Lösung?
Natürlich die zweite Lösung. Nur du sagst uns nicht wozu du den Regler brauchst, und was deine Anfordern sind. Da kann man dann endlos optimieren und diskutiere :-)
Du brauchst nur einen widerstand (deutlich höher) oder wenn du es
genauer brauchst eine Stromquelle mit etwa 0.2 mA. Damit das was bringt
musst du erst mal den Regler verstehen und besser einstellen. Tipp: Du
brauchst überhaupt keinen Kondensator zwischen Basisstromwiderstand und
GND.
In der LTSpice-Simulation zeigt sich eine deutlich bessere Brummunterdrückung unter Verwendung von C2. Klar, die Schaltung funktioniert auch ohne C2, aber wie erhalte ich sonst eine ähnlich gute Brummunterdrückung, ohne den Lade-C von 47µ deutlich zu vergrößern?
Nur du sagst uns nicht wozu du den Regler
brauchst, und was deine Anfordern sind. Da kann man dann endlos
optimieren und diskutiere :-)
Das hat auch was mit dem Umgang hier im Forum zu tun. Wenn man seinen Anwendungszweck bzw. sein Vorhaben genau nennt, gibt es div. Zeitgenossen, die dann mit zynischen Antworten à la "mit Kanonen auf Spatzen schießen" oder anderen, missbilligenden Kommentaren aufwarten. Muss auf euch keinesfalls zutreffen, als jahrelanger stiller Mitleser habe ich hier aber schon ein wenig über den Umgangston gelernt. :-)
Aber wenn es für Dich wichtig ist - der Regler soll für die Bereitstellung einer Schirmgitterspannung für eine Leistungsröhre dienen. Die eingesetzte Röhre hat eine große Schirmgitterverstärkung, deshalb ist die Stabilisierung der Schirmgitterspannung absolut notwendig. Der Strom liegt bei 5-50mA, das wäre für eine einfache Parallelregelung mit Zenerdiode(n) zu viel, ein Glimmstabi kommt auch nicht in Frage - deshalb sollte es dieser einfache Regler machen. Bisher habe ich sowas einfach immer mit MOSFET und Zenerdioden (also nur ein Steller, kein Regler) gemacht oder MOSFET vor LM317 (MOSFET als Vorsteller, damit der LM317 nur eine bestimmte Spannungsdifferenz sieht) gemacht, wollte hier aber einen neuen Weg gehen und gleichzeitig was Neues dazu lernen.
da reicht auch 1 Transistor und ein Widerstand. Das meinte ich mit meiner Frage. Was sollte an 2 Bauteilen (nämlich einem weiteren Transistor und einem Widerstand) überfordernd sein? Den Kommentar von Udo diesbezüglich hatte ich nicht so recht verstanden. Aber wie geschrieben - die Strombegrenzung werde ich mit vorsehen, das ist kein Thema.
Bisher
habe ich sowas einfach immer mit MOSFET und Zenerdioden (also nur ein
Steller, kein Regler) gemacht oder MOSFET vor LM317 (MOSFET als
Vorsteller, damit der LM317 nur eine bestimmte Spannungsdifferenz sieht)
gemacht, wollte hier aber einen neuen Weg gehen und gleichzeitig was
Neues dazu lernen.
Die Zernerdiode/Mosfet Kombi geht für die Anwendung sicher gut.
Wenn du den Ripple stark genug filterst erreichst du sehr gute Werte.
Im Bild eine mögliche Schaltung mit einem 1-Transistor Regler.
Der Kollektor vom Regeltransistor geht auf eine hochohmige Stromquelle und hat daher eine relativ hohe Leerlaufverstärkung.
Die Bandbreite ist ca. 30 kHz (durch R7 und C4), der Tiefpass durch den 100nF Kerko am Ausgang mit dem Ausgangswiderstand von Leistungstransistor liegt aber deutlich drüber (> 100 kHz), und damit reicht der 47 pF Kondensator zwischen Basis und Kollektor für die Stabilisierung aus. Der Leistungstransistor sollte nicht zu langsam sein, sonst sind die Transistoren unkritisch.
Wenn du bessere Werte für Rippleunterdrückung und Temperaturstabilität brauchst musst du einen Opamp und eine TL431 Referenz spendieren.
Als Vergleich noch die einfache Stellvariante ohne elektronische Strombegrenzung. Die ist auch gut und kann durch einen grösseren Filter-Elko noch verbessert werden.
Die Temperaturstabilität ist bei beiden Varianten durch die Zenerdiode bestimmt.
Die Verlusstleistung ist bei beiden Varianten relativ klein, sodass SMD Bestückung möglich ist, ausser beim Leistungstransistor.
Noch ein Update - weil ich gerade so schön in der Schaltung drinnenstecke: Ich habe die erste Schaltung so umgebaut, das eine TL431 Referenz anstatt der Zener Diode vewenden werden kann.
Der Transistor Q3 schirmt die TL431 vor zu hoher Spannung.
Der Vorteil ist eine bessere Genauigkeit (±0.5%) und eine deutlich bessere Temperaturstabilität von ca 1% über 50°C.
Die TL431 wird gleich als OPV mitverwendet. Da sind die Kenndaten nicht supergut, aber ganz brauchbar (2.5 mVpp Ripple).
wow - da hast Du ja massiv Aufwand betrieben.
Vielen herzlichen Dank für die Auslegungen!
Mir sind ein paar Fragen zu Deinem Design aufgekommen - gleich vorweg: Bitte werte meine Fragen nicht als Kritik oder Infragestellen Deiner Auslegung. Ich möchte aber gerne was dazu lernen und verschiedene Hintergründe verstehen.
Ich kann und möchte nur THT-Bauteile verwenden. Gibt es irgendwelche Bauteile, die nur als SMD funktionieren oder kann ich beispielsweise die FMMTA42 durch z.B. einen MPSA43 ersetzen bzw. den Strombegrenzungs-NPN durch einen BC547C?
Als Basisstromquelle für den Stelltransistor verwendest Du einen PNP-Stromspiegel. Im Einschaltmoment liegt die Basis von Q6 auf Masseniveau, der Ermitter von Q6 jedoch auf Niveau der Eingangsspannung (oder?). Gibt es hier keinen Basis-Emitterdurchbruch?
Im ersten Schaltbild wird der Zenerstrom ausschließlich über den Emitterstrom von Q3 gespeist. Ist es nicht sinnvoll, den Zenerstrom durch einen Widerstand zur Verfügung zu stellen, damit er nicht so stark abhängig vom Emitterstrom von Q3 ist?
Da ich bedingt durch den großen 470µF-Ladekondensator auf der 400V-Schiene schon große Einschaltströme habe, wollte ich den Ladekondensator für den Regler mit 47µF rel. klein halten. Sind die 100µF unbedingt notwendig?
Entstehen Nachteile, wenn ich den Ausgangskondensator von 100nF auf beispielsweise 1-10µF vergrößere (Elkos sind kompakter als Folkos in dieser Spannungsregion)
Wird die Schaltung ohne C4 instabil?
Die letzte Schaltung mit TL431 gefällt mir besonders gut, ich denke, die werde ich so auf Platine bringen.
Nur aus Interesse - für eine Umdimensionierung (in Form eines anderen Projektes) auf 400V/60mA müsste außer spannungsfestere Bauteile nichts geändert werden, oder?
Ich kann und möchte nur THT-Bauteile verwenden. Gibt es irgendwelche
Bauteile, die nur als SMD funktionieren oder kann ich beispielsweise die
FMMTA42 durch z.B. einen MPSA43 ersetzen
Nur aus Interesse - für eine Umdimensionierung (in Form eines anderen
Projektes) auf 400V/60mA müsste außer spannungsfestere Bauteile nichts
geändert werden, oder?
Die Transistoren sind nicht leicht zu beschaffen.
Die müssen auch eine vernünftige SOA für DC haben.
Irgend welche schnelle Schalttransistoren sind nicht wirklich gut
für Linearbetrieb geeignet.
Ich kann und möchte nur THT-Bauteile verwenden. Gibt es irgendwelche
Bauteile, die nur als SMD funktionieren oder kann ich beispielsweise die
FMMTA42 durch z.B. einen MPSA43 ersetzen bzw. den Strombegrenzungs-NPN
durch einen BC547C?
Schon von hhinz gut beantwortet :-)
Ich würde auch für den Strombegrenzungs-NPN einen MPS42 nehmen.
Für den Leistungstransistor geht auch ein MJE15034, MJE340 oder TIP50.
Theoretisch müsste auch ein Mosfet gehen.
Als Basisstromquelle für den Stelltransistor verwendest Du einen
PNP-Stromspiegel. Im Einschaltmoment liegt die Basis von Q6 auf
Masseniveau, der Ermitter von Q6 jedoch auf Niveau der Eingangsspannung
(oder?). Gibt es hier keinen Basis-Emitterdurchbruch?
Nein. Erstens hüpft die Eingangsspannung nicht und zweitens sind dazwischen 1-2 MOhm.
Wenn du genauer schaust, siehst du das das kein Stromspiegel ist.
Im ersten Schaltbild wird der Zenerstrom ausschließlich über den
Emitterstrom von Q3 gespeist. Ist es nicht sinnvoll, den Zenerstrom
durch einen Widerstand zur Verfügung zu stellen, damit er nicht so stark
abhängig vom Emitterstrom von Q3 ist?
Nein. Der Zenerstrom ist praktisch gleich dem Emitterstrom, der wiederum ziemlich gleich dem Strom
der Stromquelle ist. Der Strom hat aber eine Temperaturabhängigkeit.
Da ich bedingt durch den großen 470µF-Ladekondensator auf der
400V-Schiene schon große Einschaltströme habe, wollte ich den
Ladekondensator für den Regler mit 47µF rel. klein halten. Sind die
100µF unbedingt notwendig?
Geht auch mit 47µF. Der Ripple steigt von 0.9 auf 1.3 µV @ 50mA.
Ein Filter 47µF-33R-47µF reduziert den Ripple auf 0.4 mVpp, insbesondere den höherfrequenten Anteil.
Entstehen Nachteile, wenn ich den Ausgangskondensator von 100nF auf
beispielsweise 1-10µF vergrößere (Elkos sind kompakter als Folkos in
dieser Spannungsregion)
Wenn du einen typischen Elko mit > 5 Ohm ESR nimmst, passt das.
Die Schaltung ist recht unempfindlich auf den Ausgangselko und ist auch ohne stabil.
Ich würde im Zweifel eher einen kleineren Kerko 10-100nF statt einem Elko verwenden, da der Elko wahrscheinlich eher Zierde ist - müsste man aber messen.
Wird die Schaltung ohne C4 instabil?
In der Simulation ist die Schaltung auch ohne C4 und ohne CL stabil.
Das Bodediagramm schaut aber nicht mehr gut aus.
Mit sehr langsamen Leistungstransistoren habe ich ohne die 5 Ohm für die Strombegrenzung Probleme gesehen, aber weil der Darlington instabil werden kann und es zu lokalen Schwingungen kommt.
Die letzte Schaltung mit TL431 gefällt mir besonders gut, ich denke, die
werde ich so auf Platine bringen.
Die ist die genaueste Schaltung. Wenn du mehr Leistung verbraten kannst, dann erhöhe den Strom durch die TL431 (R6 kleiner machen), der ist am unteren Ende wegen SMD.
Nur aus Interesse - für eine Umdimensionierung (in Form eines anderen
Projektes) auf 400V/60mA müsste außer spannungsfestere Bauteile nichts
geändert werden, oder?
wow - da hast Du ja massiv Aufwand betrieben.
Vielen herzlichen Dank für die Auslegu
Ja, ist ein spannedes Thema und etwas ausgeartet.
Ich hatte aber schon etliche Entwürfe auf der Festplatte und habe die Designs auf 150V/50mA geändert. Irgendwo habe ich auch noch OPV Designs, die die Rippleunterdrückung auf über 130 dB bringen.
Die letzte Schaltung mit TL431 gefällt mir besonders gut, ich denke, die
werde ich so auf Platine bringen.
Und genau diese Schaltung ist die ungenaueste Schaltung! Denn was nützt es, wenn die unteren 2,5 Volt am TL431 zwar hochstabil sind aber die restlichen 147,5 Volt von der Temperaturdrift der BE-Strecke des Transistors abhängen!
Man erkennt die hohe Ungenauigkeit schon an der ungünstigen Auslegung des Spannungsteilers (261k zu 38k). In diesem Fall ist es dann besser eine 130 Volt Z-Diode einzusetzen, so wie bei der ersten Schaltung (56k zu 470k).
Für den Leistungstransistor geht auch ein MJE15034, MJE340 oder TIP50.
Spricht was gegen den von mir angedachten Darlington? Oder lieber nur einen normalen NPN oder einen diskret aufgebauten Darlington?
Wenn du genauer schaust, siehst du das das kein Stromspiegel ist.
Mein Fehler, es ist natürlich eine Ube-Stromquelle. Ich habe eine maximale Spannungsdifferenz von Ein- zu Ausgang (+10% Netzspannungstoleranz, Leerlauf der Wicklung) 100V Spannungsdifferenz zwischen Ein- und Ausgang. Da muss ich mal schauen, welcher Kleinsignal-PNP da passen könnte.
Könnte man die Ube-Stromquelle durch eine PNP-Eintransistor-Stromquelle oder eine JFET-Stromquelle ersetzen? Das würde ein paar Bauteile sparen.. Wobei ich keinen JFET mit Uds von 100V kenne.
In der Simulation ist die Schaltung auch ohne C4 und ohne CL stabil.
Das Bodediagramm schaut aber nicht mehr gut aus.
Mit sehr langsamen Leistungstransistoren habe ich ohne die 5 Ohm für die
Strombegrenzung Probleme gesehen, aber weil der Darlington instabil
werden kann und es zu lokalen Schwingungen kommt.
Was sind denn typische langsame oder schnelle Leistungstransistoren?
Die Idee hatte ich auch schon.. Aber irgendwie wollte ich das dann diskret aufbauen, um was Neues zu lernen. Wäre aber sicherlich deutlich weniger aufwendig, das ist richtig.
Und genau diese Schaltung ist die ungenaueste Schaltung! Denn was nützt
es, wenn die unteren 2,5 Volt am TL431 zwar hochstabil sind aber die
restlichen 147,5 Volt von der Temperaturdrift der BE-Strecke des
Transistors abhängen!
Die BE-Strecke geht nicht in die Regelung ein. Die Genauigkeit wird nur von der TL431 und dem Spannungsteiler bestimmt, Diodes-Inc gibt etwa 0.3% max von 0-70°C für die AS431 an. Das sind 0.5 Volt bei 150 Volt.
Könnte man die Ube-Stromquelle durch eine PNP-Eintransistor-Stromquelle
oder eine JFET-Stromquelle ersetzen? Das würde ein paar Bauteile
sparen.. Wobei ich keinen JFET mit Uds von 100V kenne.
Ja, eventuell wird aber der Ripple etwas schlechter. Es gibt selbstleitende Mosfets, etwa den LND150 der könnte gut passen.
Ich habe den LND150 in der Simulation getestet, da funktioniert er sehr gut.
Auch ein kurzer Blick ins Datenblatt passt zur Simulation. Aber ohne Messung bin ich skeptisch, die Erbebnisse sind zu gut.
Müsstest du ausprobieren ob die Praxis hält was die Simulation verspricht.
Mit R10 kannst du den Strom durch die TL431 einstellen. Für CL kannst du einen gut erhältlichen 22nF/600V Kerko verwenden.
Die Spannung hat eine Delle von ca. 0.2-0.3 Volt mit einer Dauer von ca.
15-30 µs
Damit kann man sich sehen lassen!
👍
Ich hätte nur ein bisschen Schiss was die Spannungsfestigkeit der Bauteile angeht. Mit einer 130 Volt Z-Diode, werkeln alle anderen Bauteile gesichert oberhalb der Z-Spannung!
Das ist eine gute Frage.
Ich habe mehrere Modelle für den Leistungstransistor getestet und keine grossen Unterschiede gesehen. Zu langsam sollte er aber nicht sein, also kein 2N3055.
Der TL431 ist ein diskretes Model, dem ich halbwegs vertraue (der Temperaturgang ist aber falsch).
Die FMMT42 dürften gut stimmen, die Modelle von Diodes-Inc gehören zu den besseren (mit Sättigungsmodellierung).
Die Stromquelle ist für die Stabilität nicht kritisch, da geht auch ein Widerstand, dann ist halt die Rippleunterdrückung nicht so gut (die Simulation sagt 70 dB mit der LND150).
Die Kompensation mit C4 und C5 ist ziemlich unkritisch. Die Last sollte nicht mehr als 10µF Keramik sein, Elko im Bereich 1-100µF mit ordentlich ESR ist unkritisch.
Für die TL431 Variante mit dem Kaskodetransistor Q3 ist die Regelung aber schon kompliziert.
Im ersten Moment eines Lastsprungs dürfte der Q3 regeln, da die TL431 langsamer ist, dann kommt verzögert die TL431, die den Emitter von Q3 nachregelt. Der C5 kompensiert beide Regelschleifen, C4 nur die TL431.
Ich hätte nur ein bisschen Schiss was die Spannungsfestigkeit der
Bauteile angeht. Mit einer 130 Volt Z-Diode, werkeln alle anderen
Bauteile gesichert oberhalb der Z-Spannung!
Muss man ausprobieren. Eigentlich sollte nichts passieren, aber Simulationen sind geduldig...
Die beiden Varianten unterscheiden sich eigentlich nur minimal (Zener mit anderem Spannungsteiler oder die TL431).
kannst Du mir eventuell Deine Modelle für den TL431 und LND150 zukommen lassen?
Mein vorhandenes TL431-Modell macht mir schon länger immer mal wieder Ärger durch fehlenden Konvergenz während der Simulation und mein vorhandenes LND150-Modell ist kein DMOS-Modell.
Um etwas dazu zu lernen, würde ich auch gerne ein paar Infos zur Auslegung haben, insofern Du die preisgeben möchtest. Hast Du das ganz klassisch mit dem Aufstellen einer ÜTF gemacht?
kannst Du mir eventuell Deine Modelle für den TL431 und LND150 zukommen
lassen?
Ich habe dir den Regler mit den Modellen zusammengezipt.
Ich verwende LTSpice 24.0.12 mit angepasstem standard.bjt, ist im Zip File.
Das Bild zeigt noch eine Variante mit Mosfet statt Darlington. Nimm einen mit möglichst wenig Gate-Charge und viel Rds_on und eingebauter Zener Diode.
Die ÜTF habe ich nicht aufgestellt. Ich überlege mir bei sowas immer wie die Schaltung im Prinzip funktionieren soll. Dann überlege ich mir die Open-Loop-Gain. Die soll wie ein RC Tiefpass ausschauen, das gibt eine gute und stabile Impulsantwort.
Im konkreten Fall hast du eine Übertragungsfunktion von nahe 1 von der Basis Treibertransistor zum Emitter Leistungstransistor bis zu sehr hohen Frequenzen > 30 MHz.
Dann kommt ein Tiefpass durch den Ausgangswiderstand des Leistungstransistors plus Stromshunt (etwa 5R bei 5 mA + 5.6R Shunt) und dem Lastkondensator: Tau = 10R * 20n = 200ns oder 800kHz. Der Pol ist weit über der angepeilten Unity-Gain-Frequency (UGF) von 10-100 kHz und hat damit keinen Einfluss. Der Tiefpass ist aber ganz praktisch weil er hochfrequente Schwingungen vom Darlington zuverlässig dämpft. Ausserdem sorgt er durch den Kerko für einen akzeptablen Ripple bei schnellen Laststromänderungen wo die Regelschleife nicht mehr mitkommt.
Der TL431 ist praktisch ein invertierender Verstärker. C4 wirkt wie ein Integrator mit fg=1 / (2 * pi * R * C), mit R ca. 200 kOhm vom Spannungsteiler, 22 pF ergeben also eine UGF von 36 kHz. Damit gehe in die Simulation und schaue ob die Sprungantwort passt.
Die Kompensation funktioniert im Bild etwas anders mit einem dominanten Pol mittels C5. Geht auch gut und die Gate Charge macht vielleicht weniger Probleme.
Wenn du aber einen 10 µF Kerko am Ausgang hast, dann ist der Pol bei 1.5 kHz statt bei 800 kHz. Der Integrator hat aber da auch 90°C Phasendrehung. Zusammen ergibt das 180 Grad und das macht hässliche Überschwinger. Daher brauchst du im Integrator eine Nullstelle bei 1.5 Khz. Das geht durch einen Serienwiderstand zu den 22 pF.
Ist der Kerko aber ein Elko mit ESR=10 Ohm, dann ist wieder alles entspannt, da der Elko selber mit seinen 10 Ohm ESR eine Nullstelle bei 1.5 kHz macht. Über 1.5 kHz schaut der Elko wie 10 Ohm aus, und das ergibt nur einen harmlosen Abschwächer mit dem Ausgangswiderstand von ca 1/3.
Ich habe mir das Rauschen des Reglers angeschaut. Da schaut es nicht so gut aus. Die Bandbreite ist relativ hoch und das Rauschen des TL431 wird um den Faktor 150V/2.5V = 60 verstärkt. Das ergibt etwa 12 mV Peak-Peak Rauschen mit der schnellen Ausregelung.
Die einfachste Möglichkeit das Rauschen runterzubekommen ist die Bandbreite zu reduzieren. Wenn man für den Integratorkondensator C4 330pF wählt bekommt man das Rauschen auf 3.5 mVpp runter. In dem Fall braucht die Regelung aber 170 µs um einen 50mA Pulse auszuregeln, die Delle hat aber nur 0.3 Volt Tiefe was meist kein Problem ist.
Wenn das Rauschen noch weiter runter soll, dann muss man den Spannungsteiler verkleinern. Also etwa einen Faktor 5 statt 60. Das geht mit einem zusätzlichen C8-R8 mit dem der Teiler bei höheren Frequenzen überbrückt wird.
Damit bekommt man das Rauschen auf 1 mV Peak-Peak runter und hat trotzdem eine sehr schnelle Ausregelung.
Damit wird auch das Fehlersignal für den TL431 weniger stark runtergeteilt, und der Ripple weiter reduziert, in der Simulation von 13 Volt am Eingang auf 0.12 mV am Ausgang, das sind 100 dB.
bitte entschuldige vielmals die verspätete Antwort - ich war im Urlaub.
Bei Verwendung eines MOSFET könnte ich mir einen IRF820 vorstellen, der ist ja relativ gutmütig in Bezug auf Gate Charge.
Welchen Vorteil hätte ich bei einem MOSFET?
Kann ich die rauschoptimierte Variante des Reglers auch bei einem MOSFET als Leistungstransistor einsetzen? Wie verhält sich das Rauschthema dort?
Ich hoffe du hattest einen schönen Urlaub. Bei mir ist es erst Anfang Juni soweit 😉.
Die grösste Rauschquelle bei der Schaltung ist der TL431 und der Spannungsteiler.
Den Leistungstransistor/Mosfet kannst du für Rauschen vernachlässigen.
Wenn du mit etwas mehr Rauschen leben kannst, dann kannst du C8/R8 auch weglassen.
Mosfets haben eine höheren Spannungsfestigkeit. Dafür handelst du dir Probleme mit dem lineren Betrieb ein.
Die musst du daher stark überdimensionieren und ausgiebig testen. Die SOA Diagramme sind meist nur für den Schaltbetrieb gültig.
Ohne echte Not würde ich bei bipolaren Transistoren bleiben.
Der IRF820 hat recht viel nichtlineare Kapazität vor allem wenn
V_DS klein ist. Der ist auch obsolet, wäre also nicht meine erste Wahl.
Wenn du C8/R8 verwendest dann ziehst du die Regelschleife stark an, dann braucht es auch C6 damit die Verstärkung von Q3 nicht zu hoch wird (Q3 sieht sonst ein stärkeres Rückkoppel-Signal als die TL431).
Den C6 würde ich aber immer drinnen lassen, damit ist der Regler recht gutmütig.
Eine echte Kaskodenschaltung mit einer festen Basisspannung hat auch Stabilitätsprobleme ohne C6, ganz verstehe ich die Zusammenhänge leider noch nicht...
Ohne echte Not würde ich bei bipolaren Transistoren bleiben.
Das wäre dann wahrscheinlich ein diskreter Darlington aus MPSA43 und TIP50. Ein integrierter Darlington à la ST901T hat leider viel zu kleine Basiswiderstände, damit wird die Konstantstromquelle stark belastet. Kann ich R4 aus Deiner Simulation gegen einen 1k oder sogar 10k ersetzen oder wird das System dann zu langsam?
Der ist auch obsolet, wäre also nicht meine erste Wahl.
Hast Du einen Vorschlag für einen N-MOSFET? er IRF720 hat ein SOA-Diagramm für DC, ist aber auch recht alt. Der IPA65R1K0CE hat ebenfalls eine DC-Kurve im SOA-Diagramm, ist sogar vollisoliert und hat weniger Qg als der IRF720. Wäre dieser MOSFET eine Überlegung wert?
Wenn du C8/R8 verwendest dann ziehst du die Regelschleife stark an, dann
braucht es auch C6 damit die Verstärkung von Q3 nicht zu hoch wird (Q3
sieht sonst ein stärkeres Rückkoppel-Signal als die TL431)
C8/R8 ist sicher kein Thema, da würde ich als nächste Normgröße aber 22n/15k vorsehen. Die 2n werden keinen allzu großen Unterschied machen, oder?
Ich muss zugeben, dass ich bisher hauptsächlich mit MOSFET gearbeitet habe. BJT sind mir von ihrem Verhalten her noch nicht so gut bekannt, deshalb wäre rein für das Verständnis der Schaltung ein MOSFET für mich leichter. Zum lernen ist der BJT aber sicher besser geeignet.
Das wäre dann wahrscheinlich ein diskreter Darlington aus MPSA43 und
TIP50. Ein integrierter Darlington à la ST901T hat leider viel zu kleine
Basiswiderstände, damit wird die Konstantstromquelle stark belastet.
Kann ich R4 aus Deiner Simulation gegen einen 1k oder sogar 10k ersetzen
oder wird das System dann zu langsam?
Lass die 330R, das macht den Transistor schneller, speziell wenn du nur 10-20nF am Ausgang verwendest oder langsame Transistoren. Der Strom fliesst ja über die Last ab und ist nicht verloren.
Der ist auch obsolet, wäre also nicht meine erste Wahl.
Hast Du einen Vorschlag für einen N-MOSFET? er IRF720 hat ein
SOA-Diagramm für DC, ist aber auch recht alt. Der IPA65R1K0CE hat
ebenfalls eine DC-Kurve im SOA-Diagramm, ist sogar vollisoliert und hat
weniger Qg als der IRF720. Wäre dieser MOSFET eine Überlegung wert?
Der ST STP5N80K5 schaut brauchbar aus. Musst du aber testen. Bei 50 mA wird der Mosfet nicht so kritisch sein.
Schau dir die Rippleunterdrückung an und das Ausregelverhalten wenn du den Ausgang mit 3 kOhm beaufschlagst.
C8/R8 ist sicher kein Thema, da würde ich als nächste Normgröße aber
22n/15k vorsehen. Die 2n werden keinen allzu großen Unterschied machen,
oder?
Passt, kann auch grösser sein. 22nF kannst du auch parallel zu den 47µF schalten.
Ich muss zugeben, dass ich bisher hauptsächlich mit MOSFET gearbeitet
habe. BJT sind mir von ihrem Verhalten her noch nicht so gut bekannt,
deshalb wäre rein für das Verständnis der Schaltung ein MOSFET für mich
leichter. Zum lernen ist der BJT aber sicher besser geeignet.
Ist Geschmacksache, Mosfets sind für den Schaltbetrieb gebaut und brauchen mehr V_GS.
Beim Mosfet würde ich noch eine Zener zwischen GS vorsehen wenn keine integriert ist.
Bau die Schaltung einfach mal auf Lochraster auf und berichte wie es läuft!
Die ÜTF habe ich nicht aufgestellt. Ich überlege mir bei sowas immer
wie die Schaltung im Prinzip funktionieren soll. Dann überlege ich mir
die Open-Loop-Gain. Die soll wie ein RC Tiefpass ausschauen, das gibt
eine gute und stabile Impulsantwort.
Im konkreten Fall hast du eine Übertragungsfunktion von nahe 1 von der
Basis Treibertransistor zum Emitter Leistungstransistor bis zu sehr
hohen Frequenzen > 30 MHz.
...
Der TL431 ist praktisch ein invertierender Verstärker. C4 wirkt wie ein
Integrator mit fg=1 / (2 pi R * C), mit R ca. 200 kOhm vom
Spannungsteiler, 22 pF ergeben also eine UGF von 36 kHz. Damit gehe in
die Simulation und schaue ob die Sprungantwort passt.
Hast du zu dem Thema eine AppNote bzw. ein Buch?
Ich habe ab und zu mit Regelschelifen zu tun, v.a. bei Buck-Schaltreglern. Meißt ist es egal wie schnell die sind, bei Konstant-Spannungsquellen kann man eine nicht optimal schnelle Regelung immer mit Elkos kompensieren.
Ab und zu habe ich aber das Problem dass eine Regelung eine gute Sprungantwort haben soll. Ich schaue mir dann das Bode-Diagrmm des offenen Regelkreises an, das kann man auch ganz gut messen und mit der Simulation vergleichen. Aber ich habe nie raus gefunden auf was man achten muss wenn man das Bode-Diagrmm des offenen Regelkreises verändert, und zwar so dass die Sprungantwort besser wird (schneller, wenig überschwinger, wenig nachschwingen). Klar, den 0dB Übertrittspunkt zu höheren Frequenzen hin schieben und auf mind. 45° Phasenreserve achten. Aber selbst wenn man das tut, schaut die Sprungantwort im geschlossenen Regelkreis oft nicht gut aus: nicht schneller als vor der Veränderung, schwach gedämpfte Schwinger, oder geht schnell nahe zum Endwert und kriecht dann fürchterlich langsam den Rest der Strecke.
Die soll wie ein RC Tiefpass ausschauen, das gibt
eine gute und stabile Impulsantwort.
Bei mir sind es meist (Buck-)Schaltregler und die haben immer eine Resonanz des L-C-Kreises der die Phase um 180° nach unten drückt und in der Amplitude einen Hubbel anch oben verursacht.
Hast du einen Literaturtipp für mich (Online oder Papier) wie man solche Regelkreise auf Geschwindigkeit trimmt?
Ich schaue mir dann das Bode-Diagrmm des
offenen Regelkreises an, das kann man auch ganz gut messen und mit der
Simulation vergleichen. Aber ich habe nie raus gefunden auf was man
achten muss wenn man das Bode-Diagrmm des offenen Regelkreises
verändert, und zwar so dass die Sprungantwort besser wird (schneller,
wenig überschwinger, wenig nachschwingen). Klar, den 0dB Übertrittspunkt
zu höheren Frequenzen hin schieben und auf mind. 45° Phasenreserve
achten. Aber selbst wenn man das tut, schaut die Sprungantwort im
geschlossenen Regelkreis oft nicht gut aus: nicht schneller als vor der
Veränderung, schwach gedämpfte Schwinger, oder geht schnell nahe zum
Endwert und kriecht dann fürchterlich langsam den Rest der Strecke.
Es könnten aber auch thermische oder nichtlineare Effekte sein, die meisten Regler verwenden eine Mischung aus Current-Mode und Voltage Mode Control und begrenzen die Paramter als draufgabe nichtlinear.
So superallgemein kann man da keine Antwort geben, glaube ich.
Schaut sich heute überhaupt noch jemand so kompliziertes Zeugs an?
Das ist gut. Erklärt vieles von den Effekten die ich in der Simulation gesehen habe. Aber was nehme ich mit? Ich muss den Regler so gestalten dass der Open Loop Frequenzgang immer mit 20dB/Dekade und 90° Phasenverschiebung hat?
Ein Buck Regler hat zwangsläufig zwei komplexe Pole durch den L-C-Schwingkreis. Bisher habe ich immer per lead-Lag glied da zwei Nullstellen hin gelegt und zwei Pole weiter oben, um zu erreichen dass ich einigermaßen schnell auf einen Sollwertsprung reagiere. Der Artikel oben erklärt warum das nicht so schön funktioniert. Aber was tun? Die Nullstellen komplex machen um sie näher an die Nullstellen legen zu können ? Aber mit welcher Schaltung (bzw. Rechenvorschrift, wenn es ein Regler im digitalen wird)?
Oder ist das auch wieder ein Holzweg? Und man müsste ganz anders vorgehen wenn man einen Buck Regler auf schnelle Sollwert-Sprünge optimieren will (also: H-Brücke, L-C, dann die Spannung und den Strom messen, daraus einen duty cycle für die H-Brücke generieren).
Das muss ich noch durcharbeiten. Scheint ziemlich genau das zu sein was ich machen will, nur dass ich es auch im digitalen umsetzen könnte wenn das Vorteile hat.
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