Hallo,
ich möchte möglichst stabile 2kV erzeugen und bin gerade am Überlegen
wie die Rückkopplung dieser Spannung auf den Regler wohl am
geschicktesten wäre.
Ich werde ja in jedem Fall einen Hochspannungswiderstand brauchen über
dem ca. 2kV abfallen müssen und dann einen zweiten Widerstand, der
entweder dazu dient den Strom am Eingang eines
Transimpedanzverstärkers/Integrators zu kompensieren oder als unterer
Widerstand eines Spannungsteilers.
Das ganze soll für Mess- und Kalibrierzwecke herhalten. Darum möchte ich
es so präzise machen wie es im Hobby-Bereich erschwinglich ist.
Widerstände habe ich von Caddock gefunden (insgesamt 100Meg 5ppm/K
0,6ppm/V) der zweite Widerstand wird wohl ein Drahtwiderstand (8G16D
ebenfalls 5ppm/K).
Zur Verdeutlichung habe ich beides mal angehängt. R1 ist der
Hochspannungswiderstand und R2 der Drahtwiderstand. Der Ausgang der
Schaltung würde dann das Netzteil steuern.
Meine Überlegung ist nun, dass bei Variante A zumindest der erste OP
noch alles vermurksen kann, wenn dieser driftet usw. Bei Variante B ist
im Prinzip am Eingangsknoten des OP schon alles gelaufen und der OP
verstärkt nur noch den Fehler. Dieser OP muss also nicht mal besonders
präzise sein und müsste auch deutlich mehr Fehlerverstärkung möglich
sein. Aber bringt einem das bei einem Integrator überhaupt noch etwas?
Variante A hat natürlich den Vorteil, dass man die Spannung noch zu
einem Wandler führen kann und so gleich eine Anzeige der Ist-Spannung
hat. Und man könnte sich auch überlegen den ersten OP wegzulassen und
dann ggf. alle Vorteile von Variante B auch hier zu haben. Oder hat man
selbst dann bei B noch Vorteile, weil der Sollwert nicht später erst in
den OP geführt wird?
Über Kritik und Anregungen würde ich mich sehr freuen
PS: Es geht erst mal nur um präzise. Wenn die Spannung wirklich steht
und nichts mehr wackelt, dann würde ich mal anfangen zu Überlegen wie
man es auch genau hinbekommt, aber das soll erst mal nicht das Thema
sein.
B)
An dem Feedback-Knoten Begrenzerdioden nicht vergessen. Wenn du ein Poti
nehmen möchtest, beschalte es am besten als Rheostaten für den unteren
Widerstand.
Philipp schrieb:> Dieser OP muss also nicht mal besonders> präzise sein und müsste auch deutlich mehr Fehlerverstärkung möglich> sein.
Oh doch. Sein Offset ist ja trotz Integrator ein bleibender Fehler der
Regelschleife. Allerdings spielt seine CMR viel weniger eine Rolle,
außerdem kann man das Offset sehr gut über den (+) Eingang kompensieren.
Philipp schrieb:> Meine Überlegung ist nun, dass bei Variante A zumindest der> erste OP noch alles vermurksen kann, wenn dieser driftet usw.
Du hast nicht zufällig mal nachgerechnet?
Die Drift guter OPVs liegt in der Größenordnung µV/K. Das ist
ein relativer Fehler im Bereich 10^-6, d.h. ein Millionstel.
Denkst Du im Ernst, dass Du den Rest Deiner Schaltung so
stabil hinbekommst?
Ich würde übrigens nicht 1:1000 teilen, das wäre mir zu
krass. 1:200 tuts auch.
Marian B. schrieb:> Sein Offset ist ja trotz Integrator ein bleibender Fehler
Hmm, ja klar :). Ist am Ende ja egal ob ich auf Soll regeln will oder
auf 0V. Darum ja meine Zweifel ob bei A nicht ein weglassen des ersten
OPs zu den gleichen Ergebnissen führt.
Possetitjel schrieb:> Die Drift guter OPVs liegt in der Größenordnung µV/K. Das ist> ein relativer Fehler im Bereich 10^-6, d.h. ein Millionstel.>> Denkst Du im Ernst, dass Du den Rest Deiner Schaltung so> stabil hinbekommst?
Ja darauf soll es hinauslaufen. Das ganze soll schon stabiler als 10
ppm/K werden.
Ich möchte halt so schnell wie möglich unempfindliche Spannungen
bekommen. Die 10ppm wären bei 2kV ja 20mV. Wenn man nun nicht alles in
einem Rutsch machen würde und den OP erstmal nur als Fehlerverstärker
nimmt, dann könnte man den Rückkopplungswiderstand genauso groß machen
wie R1. Damit würde man dann für 10ppm mit 20mV hinter dem OP hantieren
und nicht mit einer Spannung die auch hinter dem OP für sich selbst noch
auf 10ppm stehen muss. So die Überlegung..
Bei Variante B ist man mit dem Kondensator an den Widerstand der
Rückkopplung gebunden, und kommt da ggf. in komische Größenordnungen. Es
hängt halt von der genauen Schaltung ab, ob es überhaupt vernünftig
passt.
Der Vorteil ist dass die Ref. Spannung auch schon hoch sein kann.
Weniger Teilen ist auf alle Fälle zu empfehlen. Eventuell auch nur durch
20 oder so - dann könnte man den Teiler ggf. noch aus 20 gleichen
Widerständen haben. Es gibt ggf. auch gleich fertige Teiler für solchen
Spannungen - ob erschwinglich ist realtiv. Die spez. Widerstände sind ja
auch nicht umsonst.
Für ganz mutige gäbe es ggf. auch noch einen Kapazitiven Spannungsteiler
mit Relais - laut, aber ggf. keine so schlechte Lösung. Das ist eine
Frage von paraistären Kapazitäten - die Kondensatoren selber müssen
nicht so genau oder stabil sein. Für die normale Regelung selber ist das
vermultich aber wohl zu langsam.
Lurchi schrieb:> Weniger Teilen ist auf alle Fälle zu empfehlen. Eventuell auch nur durch> 20 oder so
Dann benötige ich ja aber sehr gute 100V oder so. Da muss man dann ja
auch basteln um die zu bekommen. Momentan dachte ich an MAX6350 und
AD5791. Der AD5791 käme (wenn man es noch weiter treiben will) auch
direkt mit den 7V aus einer LM399 zurecht. Hier würde ich auch gern so
wenig wie möglich reinbauen.
Lurchi schrieb:> Für ganz mutige gäbe es ggf. auch noch einen Kapazitiven Spannungsteiler> mit Relais
Meinst Du in der Art wie LTC1043?
Lurchi schrieb:> Bei Variante B ist man mit dem Kondensator an den Widerstand der> Rückkopplung gebunden
Naja, es würde doch sogar ohne den Widerstand in der Rückkopplung
funktionieren, dann als reiner Integrator. Der Widerstand macht ja nur
ein wenig P dazu.
Philipp schrieb:> Ist am Ende ja egal ob ich auf Soll regeln will oder> auf 0V.
Die Gleichtaktunterdrückung (CMR) vom Op-Amp ist nicht unendlich. (Aber
bei guten Präzisions-Ops schon sehr hoch)
Philipp schrieb:> Oder hat man selbst dann bei B noch Vorteile, weil> der Sollwert nicht später erst in den OP geführt wird?
Ja.
Ich habe es nicht gleich gesehen, weil Du etwas...
ähhh... "vermurxt" argumentiert hast, aber Variante B
läuft auf eine Vollbrücke hinaus: Der eine Zweig besteht
aus dem Spannungsteiler 100 MOhm : 100 kOhm, der andere aus
der stellbaren Hochspannungsquelle und der Referenzquelle.
Der OPV ist der Fehlerverstärker in der Brückendiagonale.
Das hat in der Tat den Vorteil, dass nur das Teilungsverhältnis
des Spannungsteilers (als multiplikativer Fehler) und der
Offset des OPV (als additiver Fehler) in voller Größe in das
Ergebnis eingehen.
Alles, was hinter dem ersten OPV kommt, ist weitgehend
unkritisch.
Den Kapazitiven Teiler meinte ich so wie beim LTC1043 - nur halt mit
Relais. Das war aber nur so eine Idee, um von den Widerständen und dem
Spannungskeffizienten los zu kommen. Das dürfte nichts für die
eigentliche Regelung sein, sondern mehr eine Alternative für die
Kalibirierung - einfach nur ein Teiler, ggf. mit Puffer dazu. Vermutlich
also ein anderes, verwandtes Projekt. Mit parasitären Kapazitäten und
Leckströmen wird es wohl auch nicht so einfach.
Bei Variante B Bestimmt der HV Widerstand mit dem Kondensator die
Zeitkonstante bzw. Verstärkung. Der Extra Widerstand im Reihe zum
Kondensator ist da eher unwichtig. Von der Tendenz her ist das ganze
recht hochohmig - ensprechend klein müsste ggf. der Kondensator bei
Variante B sein. Vermutlich wird es aber noch gehen, weil die Regelung
bei Hochspannung meist eher langsam ist.
Lurchi schrieb:> Das war aber nur so eine Idee, um von den Widerständen> und dem Spannungskeffizienten los zu kommen.
Da müsste er aber Luftkondensatoren nehmen; feste
Dielektrika sind im ppm-Bereich auch feldstärkeabhängig.
Übrigens Du brauchst nicht unbedingt Hochspannungswiderstände.
Normale Widerstände können oft 200V ab. Bilde die hochohmigen
Widerstände einfach aus einer Reihenschaltung normaler Widerstände.
10 Widerstände á 100 K ergeben ebenfalls 1M (2KV) und die Spannung
verteilt sich brav zu 200V pro Dingsbums.
Possetitjel schrieb:> Ich habe es nicht gleich gesehen, weil Du etwas...> ähhh... "vermurxt" argumentiert hast, aber Variante B> läuft auf eine Vollbrücke hinaus: Der eine Zweig besteht> aus dem Spannungsteiler 100 MOhm : 100 kOhm, der andere aus> der stellbaren Hochspannungsquelle und der Referenzquelle.> Der OPV ist der Fehlerverstärker in der Brückendiagonale.
:) Darum hab ich lieber noch Bilder angehängt um es klarer zu machen.
Der Hauptgrund warum ich wirr über die Brücke schrieb ist wohl, weil ich
diese selber nicht gesehen habe :). Wenn man das mal umzeichnet (siehe
Anhang) dann wird es klar. Vielen Dank!
Allerdings kann man so natürlich nichts mehr am Teilerverhältnis drehen.
Die Widerstände müssen dann im Verhältnis der Spannungen sein und der
Absolutwert folgt dann aus dem maximal zulässigem Strom.
Amateur schrieb:> Übrigens Du brauchst nicht unbedingt Hochspannungswiderstände.> Normale Widerstände können oft 200V ab. Bilde die hochohmigen> Widerstände einfach aus einer Reihenschaltung normaler Widerstände.> 10 Widerstände á 100 K ergeben ebenfalls 1M (2KV) und die Spannung> verteilt sich brav zu 200V pro Dingsbums.
Ja die angegebenen Caddock sind auch schon in Reihe um den
Spannungskoeffizienten zu reduzieren. Einigermaßen hochohmig muss es
trotzdem werden, weil die Quelle nicht viel mehr als 1mA liefern
kann/soll. Hier muss dann neben der Rückkopplung noch etwas übrig
bleiben. Darum wollte ich in Richtung 100Meg gehen.
Lurchi schrieb:> Den Kapazitiven Teiler meinte ich so wie beim LTC1043 - nur halt mit> Relais. Das war aber nur so eine Idee, um von den Widerständen und dem> Spannungskeffizienten los zu kommen.
Das sollte man wohl im Hinterkopf behalten, wenn die Schaltung stabil
ist und man dann die Spannung genau messen möchte. Dafür kann es dann ja
auch langsam sein.
Philipp schrieb:> Widerstände habe ich von Caddock gefunden (insgesamt 100Meg 5ppm/K> 0,6ppm/V) der zweite Widerstand wird wohl ein Drahtwiderstand (8G16D> ebenfalls 5ppm/K).
warum nicht fertige Spannungsteiler die für genau so etwas hergestellt
werden.
z.B. Caddock USVD2 - B20M - 010 mit 2ppm/K tracking und 0.02ppm/V
Die Frage ist nur wie Du das ganze abgleichen willst.
Selbst gute Meßgeräte haben bei den hohen Spannungen Probleme mit dem
voltage coefficient.
Gruß Anja
Der geschaltete kapazitive Teiler braucht keine hochwertigen
Kondensatoren. Da kann man sogar Elkos, MLCC oder im extemfall Akkus
nehmen. Das Problem sind eher Leckströme wegen der eher geringen
Frequenzen die die Relais vorgeben. Die Kondensatoren dienen dabei nur
als Speicher für eine Spannung, es kommt weder auf Linearität noch die
genauen Kapazitätswerte an.
Damit man da mit den Leckströmen und parasitärem Kapazitäten klar kommt,
fürchte ich, müsste man schon große Kapazitäten (ggf. wirklich Elkos)
nutzen. Das wäre also ein nicht ganz ungefährliches Teil, durch die hohe
gespeicherte Energie.
Ein Brute Force Ansatz wäre es z.B. 20 Spannungsquellen mit je 100 V für
die hohe Spannung einfach in Reihe zu schalten, und die Spannungen
einzeln zu messen, mit einem gavanisch getrenntem Voltmeter die Stufen
einzeln zu vermessen.
Ggf. muss man da wirklich zwischen der sicheren, rauscharmen 1 mA Quelle
und dem genauen nachmessen unterscheiden.
Philipp schrieb:> Allerdings kann man so natürlich nichts mehr am> Teilerverhältnis drehen. Die Widerstände müssen> dann im Verhältnis der Spannungen sein und der> Absolutwert folgt dann aus dem maximal zulässigem> Strom.
Klar, logisch.
Irgend ein variables Element musst Du natürlich einbauen,
wenn Du die Spannung variieren willst. Vernünftigerweise
wird man wohl die Referenzspannung wählen; Kelvin-Varley-
Teiler oder etwas in der Art.
Vom Stellglied und der Last haben wir bisher noch nicht gesprochen. Auch
schon 0.1% an Stabilitaet waere eine Herausforderung. Wir reden von
Steckbrett, resp Lochraster Aufbau...
Anja schrieb:> warum nicht fertige Spannungsteiler die für genau so etwas hergestellt> werden.> z.B. Caddock USVD2 - B20M - 010 mit 2ppm/K tracking und 0.02ppm/V
Vielen Dank. Die hatte ich aus den Augen verloren, weil die für die
ursprüngliche 10kV Anwendung nicht passten.
Possetitjel schrieb:> Klar, logisch.>> Irgend ein variables Element musst Du natürlich einbauen,> wenn Du die Spannung variieren willst.
Ich meinte hier eher, dass man nun nicht mehr die Widerstände so
anpassen kann, dass es zu hohen Spannungen am Spannungsteiler führt. Du
hattest ja anfangs vorgeschlagen nicht so stark herunterzuteilen sondern
ggf. nur durch 200 oder so.
Ich werde wohl einen AD5791 (20bit DAC) verwenden mit vernünftiger
Referenz. Für meinen KVD brauche ich erst mal noch einen vernünftigen
Buffer, aber das ist ein anderes Thema.
Ein kleiner Nachteil von Variante B ist imho noch, dass man seine
Referenzspannung invertieren muss (evtl. etwas für LTC1043).
Pfnott schrieb:> Vom Stellglied und der Last haben wir bisher noch nicht gesprochen. Auch> schon 0.1% an Stabilitaet waere eine Herausforderung. Wir reden von> Steckbrett, resp Lochraster Aufbau...
Naja, ich bin zwar nicht die PTB, aber 0,1% kann man auch im
Hobby-Bereich weit unterbieten. Ich habe gerade mal die aktuelle
Spannungsquelle (1kV) an mein HP3456A gehängt und eine Stunde
aufgezeichnet. Im Anhang kannst Du sehen, dass es eine ganze Ecke besser
als 0,1% ist. Ich erhoffe mir schon hier noch ein wenig Verbessern zu
können.
Arno H. schrieb:> Vielleicht findest du hier noch ein paar Anregungen:> http://www.linear.com/docs/26421
Vielen Dank, die Spannungsquelle an sich steht allerdings schon. Die
Appnote hat mir vor einiger Zeit sehr geholfen, als es darum ging -200V
mit weniger als 100µVpp Ripple zu bauen.
Philipp schrieb:> Ich meinte hier eher, dass man nun nicht mehr die> Widerstände so anpassen kann, dass es zu hohen> Spannungen am Spannungsteiler führt.
Warum denn nicht?
> Du hattest ja anfangs vorgeschlagen nicht so stark> herunterzuteilen sondern ggf. nur durch 200 oder so.
Ja, klar. - Es ist natürlich klar, dass am unteren
Teilwiderstand des Hochspannungsteilers genau die
Referenzspannung abfällt. Insofern ist logisch, dass
Du Dir eins frei aussuchen kannst, beim anderen dann
aber festgelegt bist.
Wenn Du nur durch 200 teilst, muss Deine stellbare
Referenzspannung den Bereich 0-10V abdecken; das
erscheint mir noch machbar. Oder bist Du auf ein
Referenzelement mit 2V festgelegt?
> Ein kleiner Nachteil von Variante B ist imho noch,> dass man seine Referenzspannung invertieren muss (evtl.> etwas für LTC1043).
Ich würde wahrscheinlich versuchen, den Referenzteil
mit Masse auf Plus aufzubauen, um das zu vermeiden.
Bei Deinen Ansprüchen an das Ergebnis würden mich
vermutlich auch 5 Versorgungsspannungen nicht weiter
stören...
Possetitjel schrieb:> Wenn Du nur durch 200 teilst, muss Deine stellbare> Referenzspannung den Bereich 0-10V abdecken; das> erscheint mir noch machbar. Oder bist Du auf ein> Referenzelement mit 2V festgelegt?
Nein bin ich nicht, als Referenz wird es wohl ein MAX6350 oder LM399
werden. Ich wollte nur möglichst nichts weiter mit diesen Spannungen
anstellen bevor sie auf die Regelung gehen (nur den DAC dazwischen). Das
schöne am AD5791 ist, dass man direkt 7V Referenz verwenden kann (auch
negativ).
Dann werde ich wohl mal ein wenig weiterbasteln.
Vielen Dank an alle für die Anregungen und Kritik hier!
Philipp schrieb:> Ich habe gerade mal die aktuelle> Spannungsquelle (1kV) an mein HP3456A gehängt und eine Stunde> aufgezeichnet.
Könntest Du bitte die Rohdaten Deiner Messung hier hochladen?
Interessierter schrieb:> Könntest Du bitte die Rohdaten Deiner Messung hier hochladen?
Die gibt es nicht mehr. Ich habe das VI nur eben schnell in LabView
zusammengeklickt um den Verlauf zu zeigen. Ich kann es aber gerne noch
einmal laufen lassen. Bist du an etwas bestimmten interessiert?
Philipp schrieb:> Die gibt es nicht mehr. Ich habe das VI nur eben schnell in LabView> zusammengeklickt um den Verlauf zu zeigen. Ich kann es aber gerne noch> einmal laufen lassen. Bist du an etwas bestimmten interessiert?
Wenn's keine großen Umstände macht, wäre das super. Ich bin an Daten um
Allan-Deviation zu berechnen interessiert.
Vielen Dank für Deine Daten.
Im Anhang meine "Untersuchung". Bitte beachten, ich bin noch absolut in
der Lernphase. Folgendermaßen interpretiere ich die Daten:
a.) Kurzzeitstabilität ist am besten bei 3 bis 4 Sekunden.
b.) Bis zu einer Integrationszeit von ca. 1000 Sekunden sind die 1000
Volt stabil, zwischen 1.5ppm und 2ppm Standardabweichung.
c.) Zwischen 1000 und 4000 Sekunden driftet die Spannungsquelle am
stärksten.
Interessant wäre nun zu wissen, ob das Messgerät driftet, oder die
Spannungsquelle. Wahrscheinlich müsste man viel länger messen. Ein, zwei
Tage oder so. Wäre sicher interessant... ;-)
Aber Vorsicht: Ich bin kein Experte!
>>>>Interessant wäre nun zu wissen, ob das Messgerät driftet,
Messgerät eine Stunde vorher einschalten zum Aufwärmen.
Mein 34461A driftet ca. 20 Minuten lang.
Dirk F schrieb:> Messgerät eine Stunde vorher einschalten zum Aufwärmen.
wenn man sich den zeitlichen Verlauf anschaut ist keine signifikante
Aufwärmdrift innerhalb der ersten 3600 Sekunden zu sehen.
Interessierter schrieb:> a.) Kurzzeitstabilität ist am besten bei 3 bis 4 Sekunden.
Das sieht für mich nicht signifikant aus.
bei 4 Sekunden (4 Meßwerte) müßte bei einer stabilen Anordnung (Prüfling
+ Meßgerät) eine Halbierung der Allan Deviation stattfinden. (bei weißem
Rauschen).
Das ganze ist oberhalb 1 Sekunde mehr oder weniger schon im Bereich
"flicker noise" der dann in "random walk" übergeht.
Merkwürdigerweise zeigt die Meßwertverteilung eine gute gaußsche
Verteilung (weißes Rauschen).
Bei einer solchen Drift würde ich eher eine schiefe Verteilung erwarten.
Frage: mit welcher NPLC Einstellung wurde das ganze aufgenommen?
Bei einem HP34401A hätte man über die Schnittstelle eine Stelle mehr
Auflösung bei 10 oder 100 NPLC. (bei letzterem dann 4 Sekunden Dauer für
einen Meßwert einschließlich Offsetabgleich).
Gruß Anja
Anja schrieb:> Merkwürdigerweise zeigt die Meßwertverteilung eine gute gaußsche> Verteilung (weißes Rauschen).> Bei einer solchen Drift würde ich eher eine schiefe Verteilung erwarten.
Warum? Random-Walk kann doch problemlos Gauß-verteilt sein? Soweit ich
das verstehe, ist beim Random-Walk nur wichtig, dass alle
Zufallsschritte die gleiche Verteilung haben. Welche Verteilung konkret,
ist egal.
Siehe auch:
https://en.wikipedia.org/wiki/Random_walk#Gaussian_random_walk
Anja schrieb:> Frage: mit welcher NPLC Einstellung wurde das ganze aufgenommen?> Bei einem HP34401A hätte man über die Schnittstelle eine Stelle mehr> Auflösung bei 10 oder 100 NPLC. (bei letzterem dann 4 Sekunden Dauer für> einen Meßwert einschließlich Offsetabgleich).
Die Messungen wurden mit einem HP3456A auf 10NPLC gemacht. Ich habe auch
ein wenig mit 100NPLC gepielt die Daten sahen aber im Prinzip genauso
aus. Das 3456A liefert dabei auch keine weitere Stelle. Darum habe ich
mich für mehr Messpunkte pro Zeit entschieden.
Leider wackelt bei meinem Datron 1071 zur Zeit die letzte Stelle (schon
bei 6,5 Digits) so dass ich auch keine höhere Auflösung liefern kann.
Die Spannungsquelle so wie das Multimeter liefen bereits ca 30min bei
1kV bevor ich die Messung gestartet habe. Das Multimeter war zu diesem
Zeitpunkt sicher schon eine Stunde an.
Mein 3456A scheint auch recht stabil zu sein. Zumindest bewegt sich kein
Digit, wenn ich meine LTZ1000 anschließe (dann natürlich im 10V Range).
Etwas OT: Warum wird bei eBay eigentlich so viel für das 34401A gezahlt?
Ich habe bei der Arbeit eins (und ein 34361A) aber ich habe bisher noch
keinen wirklichen Vorteil zu meinem 3456A festgestellt (bis auf die
Größe).
Das 34461A kostet ja gerade mal doppelt so viel (ich meine "ich" habe
844€ bezahlt), wie für das 34401A oft gezahlt wird und ist doch
unglaublich viel praktischer. Alleine die Trendfunktion nutze ich fast
täglich.
Philipp schrieb:> Mein 3456A scheint auch recht stabil zu sein. Zumindest bewegt sich kein> Digit, wenn ich meine LTZ1000 anschließe (dann natürlich im 10V Range).
Das wäre auch mal eine statistische Untersuchung über ein paar Stunden
wert.
Philipp schrieb:> (ich meine "ich" habe> 844€ bezahlt)
Das war sicher der "netto" Preis.
Interessierter schrieb:> Warum? Random-Walk kann doch problemlos Gauß-verteilt sein?
Die Messungen die ich mir bisher angeschaut habe waren es eher nicht.
Da hatte man bei Instabilitäten entweder 2 (überlappende) Gauß peaks
oder eine sehr breite Verteilung.
Gruß Anja
Ich habe hier bei der Arbeit gerade ein nettes Spielzeug, dessen
Ergebnisse euch ja vielleicht auch interessieren könnten: Ein 34470A
(7,5 Digit)
An das Gerät habe ich mal eine LTZ1000A gehängt. Das Gerät steht
allerdings einfach bei mir auf dem Tisch. Das LTZ1000A Board ist zwar
abgedeckt, aber zum Multimeter gehen nur verdrillte Hirschmann-Leitungen
(diese 4mm -> 0,64mm) dessen Stecker nicht weiter thermisch isoliert
wurden.
Moin,
sowohl Applied Kilovolt als auch Spellman verwenden Variante "A".
Bei Variante B sehe ich außer einem konstanten Common Mode nur weitere
Nachteile:
* Der Spannungsteiler wird zuätzlich mit dem Gegenkopplungsstrom
belastet (schlechteres dynamisches Verhalten)
* der OPV muss auf jeden Fall Split-Supply haben, da ein Single-Supply
trotz Rail2Rail eben einige mV über GND floaten würde. Das wirkt sich
vielfach schlimmer aus, als jede Offset-Spannung.
Version A kann auch in Single-Supply sein und muss halt nur mit dem
Commom-Mode == U_soll klar kommen.
M.N. schrieb:> Nachteile:> * Der Spannungsteiler wird zuätzlich mit dem Gegenkopplungsstrom> belastet (schlechteres dynamisches Verhalten)
Wie meinst Du das? Meinst Du den größeren Strom durch den Teiler, weil
Uout+Uref am Teiler liegen und nicht nur Uref? Und warum verschlechtert
dies die Dynamik?
M.N. schrieb:> sowohl Applied Kilovolt als auch Spellman verwenden Variante "A".
Ich habe bisher nur MS3P12 von Spellmann zerlegt und war nicht
sonderlich beeindruckt, aber die bauen ja alles Mögliche. Von Applied
Kilovolts kenne ich nur die floatenden Supplies und die scheinen ja
einen Differenzverstärker halb mit eingegossen zu haben (anders wird es
floatend ja auch schwierig).
Als Entgegenhaltung hätte ich, dass zB ein Fluke 343 auch eine
Brückenanordnung nutzt.
Vielleicht sollte ich mich einfach mal noch ein wenig mehr nach anderen
Geräten umsehen. Vielen Dank für diese Info!
Hi,
ja die floatenden AK's und Spellmans kenn ich auch, habe ich aber noch
nicht zerpflückt. Bieten ja beide ein breites Portfolio an.
Ich meine, dass wenn bei Variante B der OPV am Ausgang zappelt
(irgendwas ist ja immer) dieser Strom sich durch den
Integrationskondensator direkt auf den Eingang des OPV auswirkt. Dieser
Strom kann dann nur aus dem hochohmigen Feedbackwiderstand (100 Meg)
bzw. dem Fußpunktwiderstand R2 = 100k kommen. Beide Widerstände sind
recht hochohmig, so dass der Eingang stärker durch die Gegend wandern
kann, obwohl sich die HV nicht ändert.
Der OPV "zieht" also direkt über den Feedbackwiderstand an der HV und
deiner Referenz!
Andererseits kann die HV sich stärker verändern (Lastsprung), durch den
niederimpedanten Kondensator in der Gegenkopplung wirkt sich die
Veränderung aber gar nicht so sehr auf den Eingang des OPVs aus und er
kann gar nicht gegenregeln.
Bei Variante A kannst du den Einkoppelwiderstand R3 zwischen den OPVs ja
fast beliebig verkleinern. Ich verwendet typisch 10k als Konstante und
optimiere dann in der Gegenkopplung mit dem Widerstand den P-Anteil und
dem Kondensator den I-Anteil.
Das Rauschen auf dem OPV-Ausgang wird somit durch die gesamte
Leistungs-Kette gefiltert: Stellglied (linear oder PWM), Trafo, Kaskade,
Siebglied. Anderseits wird aber jede kleine Schwankung sofort und
niederohmig an den OPV-Eingang weitergereicht
Gute Erfahrungen habe ich mit dem "Doppel-Pol-Ansatz" gemacht. Teils aus
Literatur [1] entlehnt, teils empirisch durch Ausprobieren: Dabei
bedämpfe ich den unteren Teilerwiderstand mit einem kleinen Kondensator.
Die Zeitkonstante dieses Kondensators und Teilerwiderstandes ist etwa
gleich der des Siebgliedes für die HV (RC-Tiefpass angenommen). Damit
ereicht man die 40dB/Dekade. Danach optimiere ich klassisch nach
Phasenreserve einen Type-2-Amplifier mit einem Venable Factor K von ca.
10 [2].
Der zus. Kondensator direkt zwischen OPV-Ausgang und Eingang ist dann um
den Faktor 100 (K²) kleiner als der I-Kondensator.
Meist muss man dann P- und I-Anteil um etwa Faktor 2 bis 3 optimieren,
je nach dem wie schnell man die Schaltung haben möchte und wie viel
Überschwinger erlaubt sind und da sich der Leistungsteil nicht besonders
gut modellieren lässt. Aber als Hausnummer für den Start hat sich das
Verfahren bei mir bewährt.
Einen Typ-3-Amplifier mit D-Anteil über dem Einkoppelwiderstand oder gar
einem Kondensator über dem HV-Widerstand (schon mal gesehen) habe ich
bis jetzt noch nicht gebraucht, bzw. keinen Vorteil dabei erkennen
können.
[1] Abraham Pressman + Keith Billings, Switching Power Supply Design
[2]
http://win.maurogaeta.it/tecnica/uni/dispense/pcep/venable_k_factor.pdf
Naja, diese Vorteile der Variante A rühren ja aber fast alle aus dem
Buffer der vor R3 sitzt. Diesen könnte man ja in Variante B auch
einfügen. Darüberhinaus ist der Teilerausgang ja gar nicht so
unglaublich hochohmig. Es sind ja die beiden Widerstände parallel und
das C ist dementsprechend anzupassen. Damit sollten dann ja auch die
gleichen Zeitkonstanten entstehen. In Variante A wird ja auch an R3
"gezogen"
Meine urpsrüngliche Idee war eigentlich auch keine Brücke sondern den
ersten OP quasi als Transimpedanzverstärker auszulegen. Dabei dann den
gleichen Widerstand in die Rückkopplung wie man ihn auch für die HV
verwendet. Das würde dann eine Fehlerverstärkung von 1 ergeben. Also 1V
Fehler auf der Hochspannung ergeben hinter dem OP dann auch direkt 1V
und nichts durch 200 geteiltes (also auch eine Fehlerspannung die 200
mal kleiner ist und dementsprechend schlechteres SNR hat) oder so.
Hinter dem TIA könnte dann der normale Regler kommen.
Philipp schrieb:> Ein 34470A> (7,5 Digit)
Hallo,
Ist halt nicht ganz ein 3458A:
die beste Stabilität ist bei 100NPLC (gehe ich mal bei 4 Sekunden aus)
bereits erreicht. ca 250nV.
Ein HP3458A würde bei Mittelung von ca 10 Messwerten auf ca 100nV
herunter kommen. (also erst mal ein fallendes Allan-Diagramm).
Die Werte sind (wie erwartet) nicht Gauß-verteilt.
Von den 8 Nachkomma-Stellen werden auch alle benutzt.
Wobei die Verteilung darauf hindeutet daß die physikalische Auflösung
mindestens Faktor 4-5 geringer ist.
Gruß Anja
Philipp schrieb:> Wir haben> aber nur die 8ppm/a Version.
Nach 1-2 Jahren spielt das kaum noch eine Rolle.
Die meisten Referenzen erreichen dann die maximale Stabilität.
Die 4 oder 2 ppm/a Option bezieht sich nur auf die Referenz.
Die wird in der Herstellung dann halt ein paar Monate länger beobachtet.
Gruß Anja
Anja schrieb:> Die 4 oder 2 ppm/a Option bezieht sich nur auf die Referenz.> Die wird in der Herstellung dann halt ein paar Monate länger beobachtet.
Aber dann doch auch selektiert oder? Ich dachte immer man würde dann
halt eine bessere LTZ1000 bekommen, die dann auch nur zB 4ppm/a driftet.
Oder gleicht sich die Drift so ziemlich aller Referenzen irgendwann an,
so dass es keinen Unterschied mehr macht welche man bekam?
Und es gibt auch eine 2ppm/a Version? Und ich dachte ich hätte damals in
der Uni das bestmögliche 3458A gekauft (da war es noch/schon ein
Agilent). Wie alt die Geräte hier in der Firma sind weiß ich nicht.
Zumindest sind es noch HP und die sehen auch schon recht gelblich aus.
Die sollten also schon gut gealtert sein.
Vielleicht schaffe ich es morgen mal beide Geräte gleichzeitig (34470A
und eins der 3458A) die LTZ1000A messen zu lassen. Die 3458 sind immer
recht gut ausgebucht.
Mein LTZ1000A Aufbau wird aber sicher schlechter sein als der in den
Messgeräten. Ich habe Drahtwiderstände (5ppm/K) und einen Plastik LT1013
verwendet (immerhin DIP).
Philipp schrieb:> Aber dann doch auch selektiert oder? Ich dachte immer man würde dann> halt eine bessere LTZ1000 bekommen, die dann auch nur zB 4ppm/a driftet.> Oder gleicht sich die Drift so ziemlich aller Referenzen irgendwann an,> so dass es keinen Unterschied mehr macht welche man bekam?
Selektiert wird schon (es gibt auch Ausschuß).
Und natürlich werden nur die "besten" Referenzen länger gealtert.
Aber das ist natürlich auch eine Kostenfrage.
Wie lange kannst Du eine Referenz altern lassen für $300?
Stromversorgung, Temperaturschrank Meßequipment und Auswertung?
Die anfängliche Alterung (0,5-2 Jahre) ist IMHO hauptsächlich durch die
Befestigung (die attach = Epoxy (Leit-)kleber) im Gehäuse bestimmt.
Irgendwann geht das Ganze mehr oder weniger in eine finale Drift über
die hauptsächlich durch die Chip-Temperatur bestimmt ist.
Philipp schrieb:> Und es gibt auch eine 2ppm/a Version?
Heißt dann wohl Fluke 3458A HFL. Dort ist zusätzlich der
Temperatur-Setpoint reduziert um die Alterung zu verringern.
Philipp schrieb:> Mein LTZ1000A Aufbau wird aber sicher schlechter sein als der in den> Messgeräten. Ich habe Drahtwiderstände (5ppm/K) und einen Plastik LT1013> verwendet (immerhin DIP).
Solange die Temperatur und die Luftfeuchtigkeit sich nicht drastisch
ändern wird das in den wenigen Stunden sicher nicht sichtbar.
Wichtiger ist eine gute Entstörung der Versorgung.
(ich verwende Akkus: 12*AA NiMH auf 14V herunterstabilisiert).
Und wenn Du dir das 3458A Referenzboard anschaust:
3*S102 (mit +/- 4.5ppm/K) für die kritischen Widerstände (ok im CLIP
steht 1.3ppm/K) und 2*70K "normale 10ppm/K" Metallfilm dann müssen 5ppm
Drahtwiderstände (bei Raumtemperatur) nicht schlechter sein.
Damit das ganze gut driftet ist der Setpoint (90 Grad?) auch noch sehr
hoch.
Wichtiger ist daß Du den Setpoint auf ca 40-45 (LTZ1000) bis 50-55 Grad
(LTZ1000A) eingestellt hast.
Und außerdem sollte die Referenz thermisch gut isoliert sein.
Gruß Anja
Anja schrieb:> Die Werte sind (wie erwartet) nicht Gauß-verteilt.
Das ist eine recht kurze Messreihe, mit knapp 1800 Werten. Ich würde
sagen, 10 bis 100 mal mehr Messpunkte, und es wird belastbarer, oder?
Interessierter schrieb:> Anja schrieb:>> Die Werte sind (wie erwartet) nicht Gauß-verteilt.>> Das ist eine recht kurze Messreihe, mit knapp 1800 Werten. Ich würde> sagen, 10 bis 100 mal mehr Messpunkte, und es wird belastbarer, oder?
Solange die Drift nicht beseitigt wird: es wird nicht besser.
Als "Gegenbeweis" habe ich mal die Anzahl der Klassen auf 30 gesetzt.
Man sieht deutlich 2 (oder mehr) überlappende Gauß Kurven.
Eventuell wenn der Raum besser klimatisiert wird. (Falls Temperatur die
Ursache ist).
Gruß Anja
Anja schrieb:> Heißt dann wohl Fluke 3458A HFL. Dort ist zusätzlich der> Temperatur-Setpoint reduziert um die Alterung zu verringern.
Achso. Ja von der Fluke Version habe ich mal gehört.
Anja schrieb:> Wichtiger ist daß Du den Setpoint auf ca 40-45 (LTZ1000) bis 50-55 Grad> (LTZ1000A) eingestellt hast.
Das Board, dass ich zur Zeit nutze ist noch mit der LTZ1000A. Ich bin da
wohl auf (wie einige andere wohl auch) darauf reingefallen, dass die A
einfach teurer ist bei Digikey und ich daraus schloss, dass die dann ja
auch besser sein muss... Eine LTZ1000 ohne A habe ich aber auch bereits
beschafft.
Die Schaltung ist momentan noch die, wie sie auch in AN86 drin ist. Ich
habe aber schon Widerstände bestellt, um R4 von 13k auf 12,5k zu
reduzieren. Mit dem Board hatte ich einfach mal einen Probeschuss
gemacht, weil ich eine (über einige Stunden) stabile und rauscharme
Referenz brauchte. Den ewig langen Thread im EEVBlog Forum habe ich noch
nicht ganz durch. Darum habe ich momentan keine Schlitze im Board (weiß
auch noch nicht ob die wirklich sinnvoll sind, wenn man sich
Heizleistung erlauben kann) und ich habe die Beine der LTZ auch noch
nicht gekürzt. Agilent scheint die Beine aber immer kurz zu haben. Naja,
wenn etwas mehr Zeit ist werde ich mich dem Thema noch mal intensiver
widmen.
Ich hätte gerne etwas langzeitstabiles als Transfernormal, dass ich ab
und zu an den kalibrierten 3458A vermesse und zuhause dann meine
privaten Multimeter damit überprüfen kann.
Du scheinst ja eine Menge Erfahrung mit diesem Thema zu haben. Ich habe
z.B. im EEVBlog Forum gelesen, dass einer dort sein 3458A immer nur
solange betreibt wie er es benötigt, weil es ausgeschaltet dann nicht
driften soll. Bekommt man dann aber nicht Probleme mit der Hysterese?
Worauf ich hinaus möchte ist: Sollte man die LTZ1000 nach dem vermessen
am kalibrierten DVM dann mit Akku laufen lassen, bis man sie nach Hause
gebracht hat?
Philipp schrieb:> Ich bin da> wohl auf (wie einige andere wohl auch) darauf reingefallen, dass die A> einfach teurer ist bei Digikey und ich daraus schloss, dass die dann ja> auch besser sein mus
Die A ist nicht schlechter nur anders.
Ich habe die bewußt ausgewählt weil ich Batteriespeisung wollte.
Wobei ich fürchte daß es mit einer niedrigeren Heizertemperatur gar
keine Rolle spielt.
Ich denke daß durch die bessere thermische Isolation der A-Version auch
die Hysterese kleiner ist. Wäre mal ein interessanter Vergleich.
Auf der anderen Seite habe ich ein Paper gesehen das für Temperaturen um
die 40 Grad die Alterung ca -1ppm/Jahr ist während bei 50 Grad (minimale
Temperatur für die A-Version bei bis zu ca 30 Grad Raumtemperatur) die
Alterung ca -2ppm/Jahr beträgt.
Philipp schrieb:> um R4 von 13k auf 12,5k zu> reduzieren.
Du weißt aber schon daß sich dadurch die Ausgangsspannung um ca 4-500ppm
ändert. (10 Grad Temperaturdifferenz und 40-50 ppm/K für die LTZ).
Wenn Du schon umbaust dann würde ich noch einen Kondensator zwischen
Basis und Emitter des Temperatur-Transistors einbauen. (ist die
empfindlichste Stelle in der Schaltung besonders bei Netzbetrieb).
Philipp schrieb:> Darum habe ich momentan keine Schlitze im Board (weiß> auch noch nicht ob die wirklich sinnvoll sind,
Scheint mehr eine Glaubensfrage zu sein.
Keithley hat sie im DMM7510 wieder drin (dort für die (beheizte)
LTFLU-1).
Nach den Messungen von Branadic an LM399 denke ich daß Schlitze zu dicht
an den Pins auch wieder schädlich sein können.
Philipp schrieb:> und ich habe die Beine der LTZ auch noch> nicht gekürzt.
Ich würde sie auch eher lang lassen und dafür aber thermisch gut gegen
Umgebung isolieren.
Die Beinchen sind Kovar mit 40ppm/K gegen Kupfer. -> die Lötstellen
sollten möglichst alle dieselbe Temperatur haben.
Philipp schrieb:> Bekommt man dann aber nicht Probleme mit der Hysterese?> Worauf ich hinaus möchte ist: Sollte man die LTZ1000 nach dem vermessen> am kalibrierten DVM dann mit Akku laufen lassen, bis man sie nach Hause> gebracht hat?
Die Frage ist: was kannst Du zuverlässig messen.
Bei meinen LTZ1000A kann ich mit meinen Meßmitteln (ca 1ppm) keine
Hysterese feststellen.
Es gab auch mal eine Serie von 3458A mit hoher Hysterese.
Philipp schrieb:> Sollte man die LTZ1000 nach dem vermessen> am kalibrierten DVM dann mit Akku laufen lassen, bis man sie nach Hause> gebracht hat?
Meine laufen 24/7 über Akku. (tue ich also automatisch).
siehe auch Batteriewächter
Ansonsten: versuche mal die Hysterese zu messen (ggf. als
Differenzspannung zwischen 2 Referenzen).
Den einzigen Unfall mit Hysterese hatte ich mal nach einem
versehentlichen Kurzschluß (dicker Kondensator) am Ausgang der
ungepufferten Referenz. Dabei geht dann der Heizer an den Anschlag. Die
Ausgangsspannung der Referenz ändert sich drastisch. Danach kann man bei
jedem Einschaltvorgang die Hysterese sehen bis (fast) wieder der
ursprüngliche Wert erreicht wird. Es dauert allerdings danach Monate bis
die Referenz sich beruhigt.
Gruß Anja
Anja schrieb:>> um R4 von 13k auf 12,5k zu>> reduzieren.> Du weißt aber schon daß sich dadurch die Ausgangsspannung um ca 4-500ppm> ändert.
Solange es danach dann dort bleibt wäre mir es mir wichtiger für die
Zukunft etwas stabiles zu haben.
Anja schrieb:> Wenn Du schon umbaust dann würde ich noch einen Kondensator zwischen> Basis und Emitter des Temperatur-Transistors einbauen.
Hast Du da einen Tipp, wie groß dieser gewählt werden sollte? Die
Regelung zu träge zu machen ist sicher auch kontraproduktiv.
Was für einen Buffer verwendest Du für die LTZ1000 eigentlich? Ich habe
momentan einen LTC2057 genommen. Allerdings sind die Messungen hier im
Thread alle direkt an der Referenz gemacht.
Heute habe ich zwischen den Meetings dann doch noch mal ein 3458A geholt
und das 34470A daraufgestellt. Die Eingänge beider Multimeter habe ich
mit meinen kürzesten 4mm Kabeln verbunden (verdrillt und die haben auch
vergoldete Stecker gehabt). Dann habe ich wieder die Hirschmann 4mm ->
0,64mm Kabel auf die Kabel gesteckt, die im 3458A steckten. Mir ging es
darum die beiden Multimeter möglichst gut zu verbinden. Alles was dann
an der schlechteren Verbindung passiert sollten somit beide Multimeter
sehen.
Für diesen Versuch habe ich dann die LTZ1000 nach einigen Monaten
Betrieb an einem linearen Labornetzteil an zwei 12V Bleiakkus mit einem
7815 angeschlossen. Bis zum Start der Messungen im Anhang habe ich ca.
1h gewartet und die LTZ1000 war auch weniger als eine Minute stromlos.
Anfangs haben dann beide Multimeter noch ziemlich genau das Gleiche
angezeigt, bis ich ACAL am 34470A gedrückt habe. Danach hat es sich, wie
in den Messungen zu sehen "ziemlich" vom 3458A entfernt. Es ist eine
handvoll Digits wieder zurückgelaufen aber dann dort stehengeblieben.
ACAL beim 3458A brachte im Prinzip keine Änderung der Messwerte. Den
Lüfter des 3458A habe ich vor der Messung auch noch einmal gereinigt.
Leider hat das 34470A Demogerät nicht die GPIB Option, so dass ich
keinen GPIB GET verwenden konnte. Die Geräte liefen beide einfach frei
auf 100NPLC. In einer Schleife habe ich dann immer beide Geräte
abgefragt und es wurde immer auf das jeweils langsamere gewartet. Die
Zeit zwischen zwei Messungen war im Prinzip immer bei 4,05s (in Labview
gemessen). Dadurch, dass sie nicht synchonisiert waren ist die Zeit
einige male auf 4,1s gestiegen. Aber ich denke das sollte für diese
Betrachuntungen nicht so relevant sein. Mir ging in der Schleife darum,
dass die Werte immer zusammengehören und die Anzahl der Messungen nicht
auseinander driftet.
An Auswertungen und Interpretationen eurerseits wäre ich sehr
interessiert. Wir sind bei der Arbeit zwar recht gut ausgestattet, aber
hier geht es eigentlich nie um absolute Genauigkeit. Viele Schaltungen
müssen einfach für einige Stunden auf x ppm stabil sein. Ich würde aber
sehr gern mehr über die Hintergründe eurer Betrachtungen erfahren. Im
Plot ist ja schon zu sehen, dass die Messgeräte doch sehr
unterschiedliche Ergebnisse liefern.
Viele Grüße
Philipp
Es sieht ja so aus, als hätte sich meine LTZ1000 noch nicht ganz
beruhigt. Beide Multimeter laufen ja nach unten. Zu Schade, dass ich das
34401A und 34461A nicht mit dran hatte. Die Unterschiede zu den LTZ1000
Multimetern wären interessant gewesen.
Philipp schrieb:> Hast Du da einen Tipp, wie groß dieser gewählt werden sollte? Die> Regelung zu träge zu machen ist sicher auch kontraproduktiv.
Das ist doch nur der Setpoint.
Datron/Wavetek hat an der Leitung 2*100nF dran. (habe ich mir aber im
Layout nicht angeschaut). Außerdem ist der 1K Widerstand ja parallel.
Die Regelung erfolgt über den Kollektor (Vorsicht ein Transistor
invertiert). Dort hängen ja auch schon 100nF bei 70K dran.
Die eigentliche Regelgeschwindigkeit ist über den Feedback-Kondensator
0.1uF eingestellt. (mehr als ein paar hundert Hz Bandbreite machen bei
einer Temperaturregelung keinen Sinn.
Ich habe 100nF dran. (10 nF würden es auch tun).
Philipp schrieb:> Was für einen Buffer verwendest Du für die LTZ1000 eigentlich?
Im Moment gar keinen (deswegen ja der "Unfall").
Für die nächste Version plane ich auch einen LTC2057. (oder evtl.
ADA4638-1).
Philipp schrieb:> Es sieht ja so aus, als hätte sich meine LTZ1000 noch nicht ganz> beruhigt. Beide Multimeter laufen ja nach unten.Philipp schrieb:> Alles was dann> an der schlechteren Verbindung passiert sollten somit beide Multimeter> sehen.
Verkabelungsproblem?
Ansonsten:
Das 3458A verhält sich in etwa so wie ich es erwarte. (Rauschen geht
unter 100nV eff). Wenn auch durch die Drift das Minimum bei ca 10 Werten
nicht ganz so ausgeprägt ist. Trotzdem ein gutes Ergebnis.
(normalerweise werden die 100nV gerade so erreicht, hier ist ggf. noch
etwas Luft nach unten).
Das 34470 ist mindestens Faktor 2 schlechter.
Übrigens: ich verwende die "Plotter" Software von Ulrich Bangert
(DF6JB).
Die Original Web Site gibt es nicht mehr. (Ulrich ist leider zu früh von
uns gegangen).
Die Software steht z.Zt. hier im Web:
http://www.bartelsos.de/dk7jb.php/timenuts-genaue-frequenzmessung
Gruß Anja
Vielen Dank! Ich werde mir die Software mal ansehen.
Anja schrieb:> Philipp schrieb:>> Alles was dann>> an der schlechteren Verbindung passiert sollten somit beide Multimeter>> sehen.> Verkabelungsproblem?
Da das 34470A wieder weg ist habe ich mir ein weiteres 3458A geholt. Mit
derselben Verkabelung sind die beiden Geräte sich auf ca. 1µV einig. Ich
werde mal ins Handbuch schauen ob die Abweichung mit den Specs zu
erklären ist. Die 3458A wurden letzten Monat kalibriert und das 34470A
hatte ne Werkskalibrierung aus dem Februar.
Anja schrieb:> Ich habe 100nF dran. (10 nF würden es auch tun).
Werde ich dann beim Umbau auf 12,5k gleich mit machen.
Leider ist die private Bastelzeit momentan sehr begrenzt :(
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