Quarz für schmalbandiges DCF77-Filter

Der Zahn der Zeit schrieb:

> Quarz für schmalbandiges DCF77-Filter

> Ich habe meinen Quarz noch, aber der läuft seit über 40 Jahren in
> meinem DCF77-Empfänger - den werde ich niemals schlachten(!).

Für normale DCF77-Empfänger werden solche Filterquarze
nicht mehr benötigt. Du kannst dort problemlos einen
anderen Empfänger einbauen. Mit einer Zwischenplatine
am besten so, das Du das jederzeit zurückbauen kannst.
Dann hast Du Deinem eigenen Filterquarz frei für Deinen
Referenzempfänger.

Gibt's mittlerweilen für 2Euro20 bei diversen Händlern. Sind halt 
mittlerweilen etwas kleiner geworden, wie alle moderneren Quarze. 
FT243-Gehäuse ist out of date!

Kennst du Guckel? Gibste ein: "quarz 77.5 khz". Kriegste 4 Händler auf 
den ersten drei Seiten.

Hallo Hilde K,
einen solchen Quarz kann ich dir anbieten. Hatte vor Jahren eine 
Schaltung aus der Funkschau Sonderheft Nr.: 34 mit Erfolg nachgebaut.
Einen einzigen Quarz 77.5 KHz habe ich noch.
Falls noch Interesse besteht, PN an mich.

Beste 73

Hallo HildeK,
kann passieren.
Also der Quarz hat folgende Abmasse:
Breite 18.2mm
Höhe 44.2 mm
Dicke 8 mm
Ich versuche mal 2 Bilder anzuhängen.

Beste 73

Noch ein's

Hallo  Der Zahn der Zeit ,
wer lesen kan ist stetz im Vorteil! Sorry.
Die Abmasse und die Bilder des Quarzes habe reingestellt.
Wenn du an dem Quarz noch Interesse hast, PN an mich.
Beste 73

Hallo  Der Zahn der Zeit,

zu deiner "Uhr" toll, dass war noch Technik!
Diese Quarze habe ich so gegen Anfang der 80 Jahre gekauft. Da hatte ich 
noch nicht so viel Ahnung was Parallelkapazität und Co. so bedeuten. Ich 
hatte nur das Projekt aus der Funkschau vor mir und wollte das 
nachbauen. Alle Bauteile bestellt und aufgebaut. Erster Aufbau 6 von 10 
Punkten! Zweiter Aufbau war ok und lief einwandfrei. Zu meinem heutigen 
Bedauern war es für mich damals nicht so wichtig was das Fotografieren 
anbelangte.Tja, was soll's.
Aber deinen Aufbau mit Röhren, echt gut. Hast du ein Bild von der 
Vorderseite, mit laufender Uhr? Gibt es Unterlagen zu deiner Uhr?
Beste 73

Der Zahn der Zeit schrieb:
> Jetzt wollte ich auch wieder einen solchen Empfänger bauen, aber nicht,
> um die Uhrzeit zu empfangen, sondern um die 77,5 kHz als Referenz für
> eine 10 MHz PLL-Schaltung zu verwenden.

Moin,
ist das heute überhaupt noch sinnvoll, DCF als Ref. zu nutzen? Ich hatte 
an diversen Stellen gelesen, dass DCF mittlerweile den Träger 
pseudophasenmoduliert. Ist das dann nicht kontraproduktiv?

Ich hatte nämlich ebenso vor, meinen alten Geradeausempfänger irgendwann 
umzustricken, weil ich noch zwei dieser Quarze "geerbt" habe..

Für sachdienliche Antworten schon mal Danke.

Der Zahn der Zeit schrieb:

> Hat noch jemand den Funkschau-Artikel von damals?

Es gibt wohl mehrere Leihbüchereien, die auch solche alten
Hefte archiviert haben.

Old P. schrieb:
> Nein, es ist nicht mehr sinnvoll.

Danke für die Antwort; nun liegt es an mir, eine Entscheidung zu fällen, 
BEVOR ich anfange, umzustricken...

Manfred schrieb:
> Da gab es mal einen Schaltungsvorschlag, die 10MHz auf 77,5kHz herunter
> zu teilen und damit einen Quarz zu ziehen. Taugt nicht wirklich, weil
> die Kurzzeitstabilität des Trägers nicht so toll ist. Seriöse
> Schaltungen arbeiten mit dem 1Hz-Signal und integrieren über viele
> Stunden.

Wäre das Integrieren eine machbare Lösung? Welche Genauigkeit ließe sich 
damit erreichen? Gibt's Erfahrungs-/Messwerte?

Der Zahn der Zeit schrieb:
> Jetzt wollte ich auch wieder einen solchen Empfänger bauen, aber nicht,
> um die Uhrzeit zu empfangen, sondern um die 77,5 kHz als Referenz für
> eine 10 MHz PLL-Schaltung zu verwenden.

welche Stabilität und maximale Abweichung von der 1MHz Sollfrequenz 
strebst du denn an?

Ich hatte damals unzählige Lösungen aufgbaut und ausprobiert. Auch 
Bauanleitungen aus Funkschau Elrad Elektor und wie die Zeitschriften 
noch alle heisen.

Ralph Berres

DCF77 war früher(tm) mal geeignet, um ein Frequenznormal zu bauen. Es 
gab da sogar einen Bausatz von ELV, welcher einen Geradeausempfänger mit 
etlichen TCA440/A244D mit unterschiedlichen Regelzeitkonstanten 
realisiert, um die Amplitudenmodulation aus dem Signal zu entfernen.

Ein 10 MHz XO wurde dann per PLL an die Trägerfrequenz angebunden.

Heute ist diese Methode nicht mehr zu gebrauchen, da Wetterdaten für 
Wetterstationen phasenmoduliert auf dem Signal übertragen werden. Diese 
Pseudo-Phasenmodulation heißt so, weil die Langzeitstabilität der 
Trägerfrequenz sich nicht wesentlich ändert, aber dafür die 
Kurzzeitstabilität erheblich und diese ist nun einmal entscheidend für 
die Genauigkeit einer relativ kurzen Messung.

Mein derzeitiges Frequenznormal ist auch ein DCF77-Normal, allerdings 
als Superhet-RX aufgebaut. Der 10 MHz OCXO (Isotemp) wird per PLL an den 
Sekundenimpuls des Signals angebunden. Egal wie die Phase des Trägers 
nun ist, die Amplitudenmodulation erfolgt hochgenau. Der Nachteil dieser 
Lösung ist eine recht lange Rastzeit von mehreren Minuten bis zu einer 
Stunde, aber das Teil lässt man schon aufgrund des Quarzofens dauerhaft 
durchlaufen.

Fertige GPSDOs sind billiger!

Viele Grüße!

Sven

Der Zahn der Zeit schrieb:
> Diese Phasensprünge bewirken bei
> der Frequenzmessung mit 10 Sekunden Torzeit eine Schwankung von ca.
> +/-0,3 Hz, das sind +/-0,3 * 10^-7.

das ist etwa das was man mit einer analogen PLL mit DCF77 erreichen 
kann.

Aber auch nur dann wenn der Mars die richtige Konstellation zum Venus 
hat und obendrein Vollmond ist.

Der Zahn der Zeit schrieb:
> Du hattest doch auch den Bandfilter mit 4 Quarzen gemacht - wie hat das
> geklappt?

Das bandfilter hat hervorragend funktioniert. Siehe
http://df6wu.de/Bauanleitungen%20Messtechnik/DCF-Frequenznormal/

Wie ich das Projekt 1994 gestartet habe, hatte ich mit unglaublich 
vielen Schwierigkeiten zu kämpfen.

Unter anderem mit sehr viel HF_Müll in der Nähe der 77,5KHz. Die 5te 
Oberwelle der Zeilenfrequenz des analogen Fernsehens war nur 625Hz 
entfernt, und hatte bis zu 40db höhere Pegel erzeugt als das eigentliche 
DCF77 Signal.

Ein einpoliges Filter hatte bei mir nur eine weitabselektion von knapp 
30db.

Stimmgabelfilter wurden durch das Störsignal hoffnungslos übersteuert 
und es entstanden Phasenmodulationen im Filter.

Deswegen war bei mir ein Ladderfilter mit 4 Quarzen entstanden, mit 10Hz 
Bandbreite und einer Weitabselektion von über 80db.

Die eigentliche PLL hatte ich Anfangs auch analog lösen wollen. Doch die 
Regelzeitkonstante von fast 3 Stunden war mit analogen Bauelemente nicht 
realisierbar. Diese Regelzeitkonstante benötigt man aber wenn man wie 
ich es anstrebte eine Stabilität von 10exp-9 erreichen wollte. Das 
funktionierte letztendlich nur mit eine digitalen Regelschleife.

Die PLL kann aber nur die Langzeitstabilität garantieren. Die 
Kurzzeitstabilität muss der zu disziplinierende Quarzofen selbst 
bereitstellen.

Und so ging es von Rückschlag zu Rückschlag weiter, bis es letztendlich 
ein gut 1000 DM teures Projekt geworden ist, welches heute noch läuft.

Ralph Berres

Hab hier noch einen Funkschau-Artikel von 1991: DCF77-Synchro-Oszillator 
ud aus der Design&Elektronik von 1990: Atomzeit für Ihren PC (mit 8751). 
Wenn's interessiert, jage ich's mal durch den Scanner!

Sven L. schrieb:
> Fertige GPSDOs sind billiger!

so ist es.

Der von SDR-Kits kostet keine 200 Euro und funktioniert mindestens 
genauso gut wie mein damals gebauter DCF77 Frequenznormal.

Nur waren solche Geräte damals unerschwinglich teuer, genau wie 
Rubidiumfrequenznormale ( welches übrigens kein Primärnormal ist ).

Ralph Berres

Der Zahn der Zeit schrieb:
> Egon, wir werden uns niemals gegenseitig überzeugen können. Es lohnt
> sich nicht, wenn wir uns daran abarbeiten.

Sorry wenn ich es sagen muss. Egon hat aber zu großen Teilen recht.

Das waren genau die Erfahrungen die ich 1992 auch machen musste, wie ich 
meine Kiste gebaut habe. Ich hatte dabei sogar noch Hilfe durch einen 
Rohde&Schwarz Mitarbeiter, welcher mich auf manche Probleme aufmerksam 
gemacht hat, und mir auch Lösungswege aufgezeigt hat.

Ralph Berres

Darf ich Euch auch noch ein paar Bilder meines DCF77-Empfängers aus dem
Jahr 1975 zeigen ?

Auch bei mir wurde das Projekt durch den Funkschau-Artikel von 1974 
ausgelöst.
Ein Ansatz mit Quarzen im Empfangsfilter schied aber damals wegen deren 
Preis
aus. Zudem sollte das Gerät auch für den Schweizer Normalfrequenz-Sender 
HBG
auf 75 kHz funktionieren. Es musste also ein anderes Konzept her. Nach 
vielen
Versuchen erwiesen sich schmalbandige Filter mit geschalteten Kpazitäten 
als
brauchbare Lösung. Im Schaltbild filter.png sieht man wie ich das damals
realisiert habe. Der Vorteil war, dass die Filter-Mittenfrequenz 
lediglich
durch Umschaltung der Taktfrequenz eingestellt werden konnte. Die dafür
notwendigen 8-fachen Taktfrequenzen (600 und 620 kHz) habe ich aus dem 
lokalen
10 MHz-Oszillator wie folgt erzeugt: 10 MHz herunterteilen auf 500 kHz 
und 200 kHz;
Ausfiltern der 3. Harmonischen von 200 KHz ergibt 600 kHz (dient als 
Filtertakt
für 75 kHz); Teilen der 600 kHz auf 120 kHz; Mischen der 120 kHz mit 500 
kHz;
Herausfiltern der 620 kHz.

Gruss,
Kurt

Der Zahn der Zeit schrieb:
> Ralf Berres hat es ja offensichtlich noch erheblich aufwändiger
> getrieben. 300 DM für 4 Quarze - ich glaube, das passt zu dem, was ich
> bezahlt habe. Aber 6 Hz tiefer passt bei mir nicht.

Die 6Hz tiefer kommen daher das  bei einen Ladderfilter die 
Mittenfrequenz nachher um etwa die halbe Bandbreite höher ist als die 
Serienresonanz des einzelnen Quarzes. Die Erfahrung musste ich damals 
auch erst machen. Ich wuste es einfach nicht vorher.  Mit dem ersten 
Quarzen bei genau 77,5KHz war die Mittenfrequenz des Filters eben 6Hz zu 
hoch und die 77,5KHz lag genau am unteren Ende der Durchlasskurve.

Die Fa. Quarztechnik Daun, bei der ich die 4 Quarze habe herstellen 
lassen, waren dann so kulant, und haben mir die Quarze kostenlos auf die 
6Hz tiefere Frequenz umgeändert, und auch die Messprotokolle für die 4 
Quarze wieder beigelegt.
Kann man alles unter Bauanleitungen bei df6wu.de nachlesen.

Ralph Berres

Kurt M. schrieb:
> Darf ich Euch auch noch ein paar Bilder meines DCF77-Empfängers aus dem
> Jahr 1975 zeigen ?
>
> brauchbare Lösung. Im Schaltbild filter.png sieht man wie ich das damals
> realisiert habe. Der Vorteil war, dass die Filter-Mittenfrequenz
> lediglich
> durch Umschaltung der Taktfrequenz eingestellt werden konnte. Die dafür
> notwendigen 8-fachen Taktfrequenzen (600 und 620 kHz) habe ich aus dem
> lokalen
> 10 MHz-Oszillator wie folgt erzeugt: 10 MHz herunterteilen auf 500 kHz
> und 200 kHz;
> Ausfiltern der 3. Harmonischen von 200 KHz ergibt 600 kHz (dient als
> Filtertakt
> für 75 kHz); Teilen der 600 kHz auf 120 kHz; Mischen der 120 kHz mit 500
> kHz;
> Herausfiltern der 620 kHz.
>

Hast du noch andere Filterelemente im Signalweg drin oder ist das eine 
Comb-Filter alles (Mal abgesehen von der Selektivität der Antenne und 
bestimmt einigen LC-Bandpässen)?

Welche Bandbreite hat das Comb-Filter und wie weit weg wohnst du von 
Mainflingen?

Gefällt mir.

Abdul K. schrieb:

> Hast du noch andere Filterelemente im Signalweg drin oder ist das eine
> Comb-Filter alles (Mal abgesehen von der Selektivität der Antenne und
> bestimmt einigen LC-Bandpässen)?

Ja, ausser der abgestimmten Ferritantenne sind im Vorverstärker 2
Bandfilter aus gekoppelten Schwingkreisen.

> Welche Bandbreite hat das Comb-Filter und wie weit weg wohnst du von
> Mainflingen?

Die Bandbreite eines Comb-Filters beträgt etwa 60 Hz, aber es sind 2
identische Filter kaskadiert. Das dürfte die Gesamtbandbreite auf etwa
die Hälfte reduzieren.

Die Luftlinie aus der Uhrenmetrolpole Biel zu DCF77 sind etwa 340 km und
zu HBG 110km. Jetzt wohne ich in einer Distanz von 710 km von 
Mainflingen
entfernt. Da habe ich damit (und mit allen anderen Funkuhren) grosse
Empfangs-Probleme. Aber nicht so sehr wegen der Distanz, sondern wegen 
der
elektromagnetisch verseuchten Umgebung in unserem Haus.

Gruss,
Kurt

Kurt M. schrieb:
> Da habe ich damit (und mit allen anderen Funkuhren) grosse
> Empfangs-Probleme. Aber nicht so sehr wegen der Distanz, sondern wegen
> der elektromagnetisch verseuchten Umgebung in unserem Haus.

Ich habe mir so eine "Wideband Activ Small Magnetic Loop"-Antenne 
gebaut, siehe 
https://www.lz1aq.signacor.com/docs/wsml/wideband-active-sm-loop-antenna.htm 
- seitdem geht LW/MW/KW deutlich besser. Die Loop ist ein Draht, der 
läuft hier einmal ums Fenster rum und ist eigentlich zu groß 
dimensioniert, so dass bei KW oberhalb von 20 MHz Schluss ist. Dafür 
geht z.B. DCF77 gut.

Was das Thema Frequenznormal mit DCF77 angeht habe ich in den letzten 
Wochen mal einen Doppelsuper-Ansatz probiert: Antenne -> 1. Mischer auf 
5 MHz -> 200 Hz breites Crystal Ladder Filter -> 2. Mischer zurück auf 
77.5kHz -> Verstärker mit OpAmps -> 1 Bit-Quantisierer 
(Nulldurchgangsdetektor mit Komparator) -> Digitale PLL im FPGA.

Die ganze analoge Signalverarbeitung ist nix besonderes, der erste 
Mischer ist ein MC1496, der zweite ein SA612. Ein großer Teil der 
Verstärkung wird über LC-Schwingkreise direkt an den Mischer-Ausgängen 
realisiert, den größten Teil steuern aber die OpAmp-Stufen nach dem 2. 
Mischer/Tiefpassfilter bei. Der Komparator sieht aktuell ein verstärktes 
Signal mit mehr als 9V p-p (bzw. 2.5V p-p bei Trägerabsenkung).

Nachgeregelt wird mit dem Aufbau ein 10 MHz OCXO, das ist so ein 
Isotemp-Teil, die man vor einigen Jahren mal billig auf Ebay bekommen 
hat. Der OCXO lässt sich mit 0-5V um 1ppm (10Hz) einstellen.

Im FPGA wird der 10MHz-Takt vom OCXO auf 100 MHz vervielfacht. Daraus 
leite ich über einen NCO einen 77.5kHz-"VCO"-Takt ab, der zusammen mit 
dem externen DCF77-Referenzsignal aus dem Komparator in einen auf dem 
FPGA realisierten digitalen Phasenkomparator geht. Der macht eigentlich 
nichts anderes als den Abstand der steigenden Flanken von NCO-Takt und 
DCF77-Referenz in Einheiten von 10ns (=1/100MHz) zu messen. Mit diesen 
Ergebnissen füttere ich die digitale PLL-Regelschleife, die man zwischen 
unterschiedlichen Zeitkonstanten umschalten kann.

Hinter der Regelschleife sitzt im Moment ein Pulsweitenmodulator (im 
FPGA) mit RC-Tiefpaßfilter (außerhalb des FPGA) als DAC, die - ähem - 
"Referenz" dafür kommt aus einem TL431. (Ein ordentlicher 16 bit DAC 
liegt hier schon rum, ist aber noch nicht im Einsatz.)

Im FPGA ist ein RS232-Transmitter implementiert, über den sendet der IC 
ein mal pro Sekunde ein paar Statusinformationen, aus denen sind die 
angehängten Bilder erstellt. Dazu ein paar Kommentare:

"Messreihe 1": Die blaue Kurve ist die über 1s gemittelte 
Phasenabweichung von NCO gegen die DCF77-Referenz in Nanosekunden (linke 
y-Achse.) Die rote Kurve ist die DAC-Spannung in Volt (rechte y-Achse.) 
Die grauen Linien zeigen in Etwa die Zeitpunkte, an denen ich die 
Zeitkonstante der PLL raufgesetzt habe. Wenn das passiert, springt die 
Spannung am DAC und die PLL muss erstmal wieder nachregeln. (Gegen das 
Springen muss ich mir noch was einfallen lassen.)

Mit der kleinsten Zeitkonstante der PLL liegt die 3dB-Bandbreite der PLL 
bei ca. 500 Sekunden. Im Bild sieht man, dass die PLL etwa 1500s 
braucht, um die Phase von NCO gegen die DCF77-Referenz einigermassen 
auszuregeln. Das gewackel an der DAC-Spannung kommt hauptsächlich vom 
Proportionalteil der Regelung und sieht erstmal wild aus, man muss sich 
aber klar machen, dass die vielleicht 80mV hin und her bei der 
DAC-Spannung gerade mal 160 ppb in der Frequenz des OCXO bedeuten.

Mit größer werdenden Zeitkonstanten der PLL wird dann auch das Gewackel 
kleiner. Am Ende der Messung, nach knapp 2 Stunden (7132 Sekunden), 
liegt die 3dB-Bandbreite der PLL bei 2600 Sekunden und das Gewackel am 
DAC sind nur noch 10mV, das sind 20 ppb bezogen auf den 10 MHz-OCXO.

Im aktuell "langsamsten" Modus der digitalen PLL wäre die 3dB-Bandbreite 
größer als 120000 Sekunden, dazu hätte ich die Integrationszeiten aber 
mit meiner aktuellen Implementierung im FPGA noch 7 mal hochschalten 
müssen. So lange habe ich die Messung aber nicht laufen lassen. 
Allerdings ist genau das der spannende Punkt, nämlich: Wie verhält sich 
das System bei wirklich langen Zeitkonstanten?

Im Bild "Messreihe 2" habe ich übrigens die PLL-Zeitkonstante nochmal um 
eine weitere Stufe hochgesetzt, da sieht man dann in der Tat, dass sich 
die DAC-Spannung mit jeder Vergrößerung der Zeitkonstante etwas 
beruhigt. Die beiden Signal-Störungen (Peaks bei ca. 9000s bzw. 11680s) 
regelt die PLL auch relativ schnell aus (dazu aber unten mehr.) Für 
diese Messreihe habe ich aber auch den analogen Teil der 
Signalverarbeitung nochmal etwas verbessert - mehr Verstärkung vor dem 
Komparator. Man sieht, dass das die Schwankungen der mittleren 
Phasenabweichung deutlich verringert hat. In den letzten 200 Sekunden 
der Messreihe 2 liegt die DAC-Spannung im Mittel bei 2,37529V (min: 
2.37207, max: 2.37847, Standardabweichung: 1.37mV.) Max-min sind hier 
nur noch 12 ppb bezogen auf die 10MHz vom OCXO.

Insgesamt finde ich diese Ergebnisse recht ermutigend, wobei aber wie 
gesagt die echten Langzeittests noch ausstehen. Da ich über keine 
alternative Frequenzreferenz (Ribidumnormal o.ä.) verfüge dürfte es 
schwierig werden, da genaue Aussagen zu treffen. Nur gegen das 
empfangene DCF77-Signal zu testen ist eine Krücke und erlaubt zwar ein 
Gefühl, aber keine präzise Aussage.

Ein paar Anmerkungen noch zu meinen Beobachtungen mit dem Aufbau und dem 
Thema im Allgemeinen:

Mit dem 200 Hz breiten Quarzfilter bleibt zwar noch ein Teil der 
Phasenmodulation des DCF77-Signals übrig, aber nicht genug, um das 
Auszuwerten. Auf dem Oszilloskop sieht man das DCF77-Signal gegenüber 
dem NCO im FPGA jittern, man sieht da sogar sehr schön, dass der Jitter 
für 0.1/0.2 Sekunden während der Pegelabsenkung verchwindet und dann für 
0.9/0.8 Sekunden einsetzt, sowie dass die 59. Sekunde ganz ohne 
Phasenmodulation vom Sender ausgestrahlt wird.

Das dritte Bild im Anhang ist ein Histogramm über die im FPGA gemessenen 
Phasenabweichungen zwischen dem NCO und der DCF77-Referenz, wobei jeder 
Bin im Histogramm 100ns breit ist. Interessant finde ich die 
Dreiecksform, die ich mir bisher nicht wirklich erklären kann. Würde die 
Phasenmodulation das Quanzfilter besser passieren, dann würde ich 
eigentlich zwei ausgeprägte Peaks links und rechts von der Mitte 
erwarten.

Man sieht auch im Histogramm, dass die Phasenabweichungen ziemlich breit 
streuen (das Histogramm zeigt einen Bereich von -1µs bis +1µs). Aus der 
Phasenmodulation alleine würde man bei perfektem Empfang +/- 466ns 
erwarten. Ich vermute dass das alles mit Unzulänglichkeiten in der 
analogen Signalverarbeitung zu tun hat - im FPGA läuft alles zeitdiskret 
mit 10ns-Schritten ab, das, was ich beobachte, liegt da aber um den 
Faktor 200 bzw. 46 drüber.

Aus irgendeiner Quelle meine ich mich erinnern zu können, dass die 
Bandbreite des DCF77-Signals mit Phasenmodulation bei 1.3kHz liegt. Dann 
wäre mir intuitiv klar, dass mein 200Hz breites Quarzfilter nicht dazu 
taugt, die Phasenmodulation zu rekonstruieren.

Generell habe ich den Eindruck, dass das Quarzfilter in diesem Aufbau 
ein neuralgischer Punkt ist: Mit dem LO für den ersten und zweiten 
Mischer muss man die Mittenfrequenz des Filters schon um 10 oder 20 Hz 
genau treffen. Liegt man weiter daneben, dann beobachtet man eine AM des 
DCF77-Signals (nicht die Sekundenpulse, sondern ein schnelleres 
Gewackel.) Ich denke das Stichwort ist die PM-to-AM-Conversion. Aktuell 
kommt das LO-Signal aus einem HP3325A-Synthesizer, später wäre da eine 
DDS angesagt, da die LO-Frequenz (aktuell 5075.765 kHz) doch recht krumm 
ist. Es stellt sich nun halt die Frage nach den Auswirkungen eines 
Phasenrauschens der LO-Frequenz.

So schön und so ermutigend ich den aktuellen Aufbau und seine Ergebnisse 
jetzt zwar finde, frage ich mich dennoch, ob ein anderes 
Schaltungskonzept nicht sinnvoller wäre. Der analoge Teil schön und gut, 
ein DCF77-Signal zu filtern und auf einige Volt peak-peak zu verstärken 
wäre eigentlich ein schöner Demonstrator für Schulen oder sonstwas, und 
die Signalpegel sin goß genug um damit leicht einen 
Sekundenpulsbasierten DCF77-Dekoder zu bauen. Die digitale PLL im FPGA 
ist in diesem Konstrukt auch ne nette Spielerei, zumindest macht mir das 
Spaß.

Besser wäre vermutlich aber ein SDR-ähnlicher Ansatz, so wie andere 
Schaltungen das machen: Antenne -> Antialiasingfilter -> Verstärker -> 
ADC -> FPGA oder DSP.

Vielleicht mag ja noch der eine oder andere hier seine Meinung kundtun 
zu dem was ich hier geschrieben habe. Würde mich freuen.

Grüße, Stephan.

Stephan M. schrieb:

> Wie verhält sich das System bei wirklich langen Zeitkonstanten?

Ich denke, das gibt Probleme, wenn es zu kurzzeitigen
Empfangsausfällen z.B. durch Blitzschlag kommt.

Hallo Harald,

Harald W. schrieb:
>> Wie verhält sich das System bei wirklich langen Zeitkonstanten?
>
> Ich denke, das gibt Probleme, wenn es zu kurzzeitigen
> Empfangsausfällen z.B. durch Blitzschlag kommt.

Stimmt, im Moment gibt es da keinen "Schutz" dagegen (siehe Meßreihe 2.) 
Das Problem halte ich aber für lösbar: Pulslänge des 
DCF77-Referenzsignals messen und PLL "anhalten" wenn diese nicht den 
Erwartungen entspricht.

Bei den großen Zeitkonstanten macht es der PLL nix aus, wenn die 
Phasendifferenz eines NCO/DCF77-Flankenpaarrs um einige 1000 oder 10000 
Zyklen Zeitversetzt verarbeitet wird. Auf diese Weise würde ich den 
PI-Regler in der PLL nur dann mit neuen Phasendifferenzwerten füttern, 
wenn z.B. 10000 DCF77-Signalzyklen vorher und nachher korrekt empfangen 
wurden.

Stephan.

Stephan M. schrieb:
> So schön und so ermutigend ich den aktuellen Aufbau und seine Ergebnisse
> jetzt zwar finde, frage ich mich dennoch, ob ein anderes
> Schaltungskonzept nicht sinnvoller wäre.

Ja, m.M.n. ....
Warum empfängst du nicht einfach geradeaus? Oder ist dir das zu popelig?

ZWEI Mischstufen, sprich ZWEI LOs mit deren Abweichungen und 
Phasenrauschen (Jitter)....
Wenn die beiden aus einem Rub.-Normal abgeleitet wären, könnte ich das 
Konzept noch verstehen, aber....


Was erwartest du denn von einem Doppelsuper? Etwa, dass die 
Unzulänglichkeiten der LOs und Mischer außen vorbleiben?

Kurt M. schrieb:
> Die Luftlinie aus der Uhrenmetrolpole Biel zu DCF77 sind etwa 340 km und
> zu HBG 110km

HBG gibts nicht mehr. Ebenso OMA50.
MSF60 läuft wohl noch, ist aber für stabile Verhältnisse zu weit weg.
https://de.wikipedia.org/wiki/Zeitzeichensender

Er schreibt, dass er von 77.5 KHz auf 5 MHz raufmischt und auch wieder
runter, dann heben sich sich Frequenzfehler genau auf, weil es 2* der
gleiche Oszillator ist.

Wenn das Delay durch das Filter 0 wäre, dann würde sich auch das
Phasenrauschen rausheben; das könnte für tiefe Frequenzen durchaus
trotzdem zutreffen wenn das Filter sorgfältig zentriert ist.

Das Gerede von Phasenmodulation etc ist sowieso weitgehend sinnfrei
weil man Integrationszeiten über Stunden braucht; für alles was
schneller ist, ist man der Qualität seines Quarzofens ausgeliefert.

Das gleiche gilt für's Phasenrauschen; für gutes Phasenrauschen auf
77.5 KHz kann man sich rein garnix kaufen. Selbst wenn der Träger
auf 77.5 KHz in astraler Schönheit stahlt: Auf 775 KHz ist er schon
20 dB schlechter, und auf 7.75 MHz hochmultipliziert sind es schon
40 dB schlechter.

Ein ordentlicher Quarzoszillator ist damit nicht mehr zu beeindrucken;
dem kann man mit sowas nur noch den langfristigen Trend vorgeben.

Für mich habe ich das erst mal mit einem Lucent Z3811A/Z3812A GPS mit 2
MTI-260-Öfen (Redundanz) gelöst; Rubidium ist nicht besser; höchstens
zur Überbrückung, wenn GPS ausfällt. Integration über Tag/Nacht der
Langwelle bleibt mir auch erspart. Ich brauche die Redundanz nicht
wirklich; wenn die Öfen tatsächlich langfristig phasenstarr sind
(nie danach gesehen) Könnte man sie zusammenkombinern für besseres
Phasenrauschen.

Gruß, Gerhard

Stephan M. schrieb:
> Im FPGA wird der 10MHz-Takt vom OCXO auf 100 MHz vervielfacht. Daraus
> leite ich über einen NCO einen 77.5kHz-"VCO"-Takt ab, der zusammen mit
> dem externen DCF77-Referenzsignal aus dem Komparator in einen auf dem
> FPGA realisierten digitalen Phasenkomparator geht. Der macht eigentlich
> nichts anderes als den Abstand der steigenden Flanken von NCO-Takt und
> DCF77-Referenz in Einheiten von 10ns (=1/100MHz) zu messen.

Die Verzehnfachung passiert natürlich vollkommen jitterfrei....?

Ich denke, dass ich mich nicht allzuweit aus dem Fenster lehne und sage, 
dass eine aperiodische Teilung "sauberer" zu realisieren ist.
______

@ Gerhard: Stimmt, hatte ich irgendwie verdrängt, dass es nur einen LO 
gibt.

Das Gerede von PM... Ich habe es nicht angestimmt; aber jetzt:
Für meinen Geschmack ist dieses Konzept nicht gemacht, so nebenbei.
Wenn ich während der PM von DCF Samples für den Phasenvergleich ziehe, 
dann MUSS ich es eben ständig tun, um per Mittelung wieder auf "0" zu 
kommen.

Ich würde eher eine 1 PpS-Lösung vorziehen, und zwar zum Zeitpunkt, wenn 
der 77,5-Träger NICHT P-moduliert, also in der Amplituden-Absenkung.

Gruß Michael

Michael M. schrieb:

> Ich würde eher eine 1 PpS-Lösung vorziehen, und zwar zum Zeitpunkt, wenn
> der 77,5-Träger NICHT P-moduliert, also in der Amplituden-Absenkung.

Das ist die schlechtestmögliche Lösung. In der Absenkung ist das
S/N am übelsten und die Signalenergie von 59/60 der Zeit wirfst du 
überhaupt weg.

In einem früheren Leben habe ich mal den gleichen Fehler gemacht und 
gedacht, dass mehr Selektion besser ist. Dem ist nicht so wenn man
dabei auch Signalenergie verliert.

Ich habe an einem Ranging-System für einen Fernseh-Sat gearbeitet.
Da wurde ein Analogträger vom Boden über den normalen Transponder
geschickt und an anderen Stellen am Boden wieder empfangen. Das
geht einfach so als "Parasit" 20 dB unter dem normalen MPEG-Datenstrom.
Funktioniert im Prinzip wie GPS, nur umgekehrt: Die Standorte auf der
Erde sind bekannt, die genaue Position des Satelliten ist gewünscht.

Damit es genau wird, wertet man natürlich die Trägerphase aus. Die
ist aber nicht eindeutig weil sie sich alle paar cm wiederholt.
Also wird das Sendesignal BPSK-moduliert mit einem Pseudo-Noise,
wie bei GPS. Die Lauflänge des PN ist so lange, dass man eindeutige
Verhältnisse hat. Man muss halt das Sendemuster mit dem
Empfangsmuster korrelieren. Wo das Maximum ist, dort ist auch
der Anfang des PN-Rahmens und der 1pps ist am Anfang des
"richtigen" Rahmens. Die PN-Folge wird halbe-halbe früh/spät
moduliert, so dass sich das über einen Rahmen aufhebt.
Das funktioniert bestens.

Ich habe dann die Beobachtung gemacht, dass das System umso
schlechter funktioniert hat, je besser mein Modulator wurde
und je mehr ich die Empfänger-Bandbreite schmaler gemacht habe.

Im Nachhinein war's dann klar: Ein ordentliches BPSK-Signal
hat überhaupt keinen Restträger und die Costas- oder
Squaring loop lebt dann ausschließlich von der Energie in den
Seitenbändern. Wenn das Signal nicht moduliert ist, dann
ist das der Costas/SQ-Loop genauso recht.

Man bekommt jedenfalls einen wunderbar rekonstruierten Träger.

Gruß, Gerhard

Michael M. schrieb:
> Ja, m.M.n. ....
> Warum empfängst du nicht einfach geradeaus? Oder ist dir das zu popelig?

Nein, zu popelig ist mir das nicht. Ich wollte einfach das 
Zweifach-Super-Schaltungskonzept mit Quarzleiterfilter mal ausprobieren 
und war gespannt, wie sich das verhält.

Die Motivation für dieses Konzept ist ja, dass man ohne Spezialquarze 
auskommt. Andererseits erreicht man mit diesen Filtern im MHz-Bereich 
halt keine Bandbreiten im Bereich von ein paar Hz, sondern eher von ein 
paar hundert Hz. Was dabei rauskommt habe ich hier dargestellt.

Gerhard H. schrieb:
> Er schreibt, dass er von 77.5 KHz auf 5 MHz raufmischt und auch wieder
> runter, dann heben sich sich Frequenzfehler genau auf, weil es 2* der
> gleiche Oszillator ist.

Richtig, erster und zweiter Mischer verwenden die selbe LO aus dem 
selben Oszillator.

Michael M. schrieb:
> Stephan M. schrieb:
>> Im FPGA wird der 10MHz-Takt vom OCXO auf 100 MHz vervielfacht. ...
>
> Die Verzehnfachung passiert natürlich vollkommen jitterfrei....?

Nein, natürlich nicht. Über lange Zeiträume mittelt sich das aber raus.

Anders wäre es natürlich, wenn die Frequenzvervielfachung im DCM des 
FPGA nicht sauber arbeitet, und z.B. den Takt um 10.000001 vervielfacht 
statt um 10.000000. Das wäre dann ein systematischer Fehler der sich 
nicht rausmittelt. Da vertraue ich aber auf den FPGA (ohne es jetzt 
recherchiert zu haben.)

> Ich denke, dass ich mich nicht allzuweit aus dem Fenster lehne und sage,
> dass eine aperiodische Teilung "sauberer" zu realisieren ist.

Warum? Was ist der Vorteil davon?

Michael M. schrieb:
> Das Gerede von PM... Ich habe es nicht angestimmt; aber jetzt:
> Für meinen Geschmack ist dieses Konzept nicht gemacht, so nebenbei.
> Wenn ich während der PM von DCF Samples für den Phasenvergleich ziehe,
> dann MUSS ich es eben ständig tun, um per Mittelung wieder auf "0" zu
> kommen.
>
> Ich würde eher eine 1 PpS-Lösung vorziehen, und zwar zum Zeitpunkt, wenn
> der 77,5-Träger NICHT P-moduliert, also in der Amplituden-Absenkung.

Mit der Phasenmodulation des DCF77-Signals ists doch das selbe wie mit 
dem Jitter des hochskalierten Takts im FPGA - im langfristigen Mittel 
hebt sich das raus.

Gerhard H. schrieb:
> Das Gerede von Phasenmodulation etc ist sowieso weitgehend sinnfrei
> weil man Integrationszeiten über Stunden braucht; für alles was
> schneller ist, ist man der Qualität seines Quarzofens ausgeliefert.

Was das rausmitteln angeht: ja, verstehe ich auch so.

Ich wollte halt wissen, ob das Signal hinter dem 200Hz-Quarzfilter noch 
"genügend" phasenmoduliert ist, um die Zeitinformation daraus zu 
dekodieren. Ist es aber nicht. (Ich bin hier kein Experte, der sich 
sowas schnell mal mit Papier und Bleistift herrechnet - daher habe ich 
es halt mal ausprobiert. Das selbe gilt auch für den Effekt 
PM-to-AM-conversion - funktioniert alles gut, wenn Filter und LO sauber 
abgestimmt sind; wenn nicht, dann klingelt das Signal hinter dem Filter 
so stark dass der Komparator die Nulldurchgänge nicht mehr sauber 
erkennt.)

Grüße, Stephan.

> Wozu braucht man so ne genaue Zeit?
> Wollt Ihr Euch auf nen Frequenzhopper
> draufsyncronisieren?


Es ging mir lediglich darum, dass es kontraproduktiv ist, wenn man
Signalenergie wegwirft, entweder durch übertriebene Selektion, oder
gar weghören während 98% der Zeit.

Die Zeit muss man so genau wissen, weil z.B. kleine Länder nur
einen einzigen Parkplatz im geostationären Orbit haben, aber gerne
mehr als einen Sat. Die sind dann quasi auf Rufweite und man muss
sehr genau wissen, wo und wohin sie sich bewegen.
Die Sollposition wird aktiv gehalten und das kostet Treibstoff.
Minimale, optimierte Bewegungen entscheiden normalerweise
über die Lebensdauer des Sats.

3 nsec Laufzeitungenauigkeit sind eben 1 Meter Positionsfehler.
Das ist viel, wenn man m/s ausrechnen will.

Gruß, Gerhard

Stephan M. schrieb:
>> Stephan M. schrieb:
>>> Im FPGA wird der 10MHz-Takt vom OCXO auf 100 MHz vervielfacht. ...

Stephan M. schrieb:
>> Ich denke, dass ich mich nicht allzuweit aus dem Fenster lehne und sage,
>> dass eine aperiodische Teilung "sauberer" zu realisieren ist.
>
> Warum? Was ist der Vorteil davon?
Der Phasenvergleich wird aufgrund niedrigen Jitters exakter... ^^

Den Herrn Bangert (r.i.F.) und seine Ausarbeitung kennst du?

http://ulrich-bangert.de/AMSAT-Journal.pdf

Hast du ein Blockschaltbild vom FGPA?

Michael M. schrieb:
>>> Ich denke, dass ich mich nicht allzuweit aus dem Fenster lehne und sage,
>>> dass eine aperiodische Teilung "sauberer" zu realisieren ist.
>>
>> Warum? Was ist der Vorteil davon?
> Der Phasenvergleich wird aufgrund niedrigen Jitters exakter... ^^

Das ist schon klar. Bringen tut das bei meinem Aufbau aber nichts.

Die Phasenmodulation des DCF77-Signals beträgt +/- 13°. Bezogen auf die 
Nulldurchgänge des Signals sind das +/- 466 ns. Mit einem Filter für das 
DCF77-Signal gibt es nun zwei Möglichkeiten:

Entweder ist das Filter schmalbandig genug (wenige Hz), um die PM 
vollständig zu entfernen. Hier sehe ich ein, dass die Reduktion von 
Jitter sinnvoll ist und etwas bringen kann.

Oder aber das Filter ist nicht schmalbandig genug, so dass die PM oder 
Reste davon übrig bleiben. So ist das mit meinem 200 Hz 
Quarzleiterfilter. Das DCF77-Signal selbst jittert hinter dem Filter so 
stark, dass man das leicht mit einem Oszilloskop sehen kann. Siehe dazu 
auch das Histogramm in meinem Post weiter oben. Hier muss die PLL den 
Jitter ausmitteln.

Der Jitter um den es hier gerade geht ist hausgemacht. Zu dem dazu kommt 
aber noch ein systembedingter Effekt, nämlich dass die Phase des 
DCF77-Signals am Empfangsort zeitlichen Schwankungen unterworfen ist. In 
der PTB-Publikation "Zeit- und Normalfrequenzverbreitung mit DCF77" ist 
das in Bild 10 auf Seite 11 veranschaulicht: die Phase wandert 
abends/nachts um mehr als 1µs. Ich stelle mich nach meinen Überlegungen 
auf den Standpunkt, dass die PLL beide Effekte durch hohe Zeitkonstanten 
rausmitteln sollte und das auch tut (unter der Voraussetzung, dass der 
OCXO auf allen relevanten Zeitskalen stabil genug ist.)

Michael M. schrieb:
> Den Herrn Bangert (r.i.F.) und seine Ausarbeitung kennst du?
> http://ulrich-bangert.de/AMSAT-Journal.pdf

Das habe ich schon mal gesehen, kann mich aber an den Inhalt nicht mehr 
erinnern. Ich schaus mir an.

Michael M. schrieb:
> Hast du ein Blockschaltbild vom FGPA?

Ist angehängt.

Zum Verständnis: Im FPGA läuft alles synchron zum internen 100MHz-Takt, 
der durch x10-Vervielfachung aus dem 10 MHz OCXO gewonnen wird. Daraus 
ergeben sich natürlich weitere Jitter-Quellen, z.B. durch das 
einsynchronisieren des DCF77-Referenzsignals vom Komparator oder auch am 
Ausgang des NCOs.

Grüße

Stephan

Stephan M. schrieb:
>> Den Herrn Bangert (r.i.F.) und seine Ausarbeitung kennst du?
>> http://ulrich-bangert.de/AMSAT-Journal.pdf
>
> Das habe ich schon mal gesehen, kann mich aber an den Inhalt nicht mehr
> erinnern. Ich schaus mir an.
Es ist m.E. wirklich hilfreich, auch zwischen den Zeilen... ;-


> Michael M. schrieb:
>> Hast du ein Blockschaltbild vom FGPA?
> Ist angehängt.
Danke dir.

> Zum Verständnis: Im FPGA läuft alles synchron zum internen 100MHz-Takt,
> der durch x10-Vervielfachung aus dem 10 MHz OCXO gewonnen wird. Daraus
> ergeben sich natürlich weitere Jitter-Quellen, z.B. durch das
> einsynchronisieren des DCF77-Referenzsignals vom Komparator oder auch am
> Ausgang des NCOs.
Ja, ich denke auch, es sind in der Hauptsache systematische Ursachen.
So schön deine Idee ist (das schmale Q-Filter zu umghehen), so viele 
Gefahren lauern hinter allen Ecken :-)
U.Bangert schreibt (sinngemäß) z.B.: ..."Selbst Synchronteiler (im 
aperiodischen T.) sollte man nicht allzu großen Temp.-Schwankungen 
aussetzen"...

Stephan M. schrieb:
> Das DCF77-Signal selbst jittert hinter dem Filter so
> stark, dass man das leicht mit einem Oszilloskop sehen kann.
Deswegen meine Idee (auch wenn Gerhard -sicherlich mit Recht- etwas 
"dagegen" hat, 98% nicht zu nutzen :-) ), nur die Phasen ohne Pseudo-PM 
auszuwertenn. Auf die Idee, die 59. bzw. 60. Sekunde dazu zu benutzen, 
war ich offengestanden selbst noch nicht gekommen, wie schön... Da hätte 
ich dann 100% Trägeramplitude, um etliche zig Ph.-Vergleiche 
anzustellen.

Nebenbei: Ich habe in meiner (grad neu entstehenden) Bastelbude heute 
eine ca. 30 Jahre alte DCF-Uhr (Elrad oder so??, k.A.) wieder in Gang 
gesetzt. Trotz Massivbauweise ohne Fenster hat sie tags konstanten 
Empfang, und das bei 450km Entfernung bis Mainflingen mit einer 
superwinzigen Ferritantenne...
Das lässt hoffen :-)

Gegen die Tageszeit bedingten Abweicheungen hilft leider nichts außer 
a)Mitteln oder b)Speichern und "Aussitzen", wenn der Mutteroszillator 
stabil genug ist.


Dafür -gesamt gesehen- sind deine Ergebnisse qualitativ relativ gut. 
Kannst du nicht mal vllt. leihweise an ein R-Normal gelangen, um die 
Genauigkeit zu überprüfen?

Gruß, Michael