HAllo Bastler,
ich baue gerade einen Durchflusswandler auf, doch leider brennt mir
immer die Diode D4 im Leistungskreis ab. Wie kann es sein das die SF68G
Diode die für 600V und 6a ausgelegt ist bei einem Strom von 1A und einer
Spannung von rund 220V abraucht?. Ist mir ein Rätsel kann mir jemand
helfen.
Gruß Rainer
Wahrscheinlich ist die Polung der Primärwicklung falsch.
Dazu müsste man aber auch das Schaltbild der Primärseite sehen, wie die
Polung der Wicklung in der Flusszeit des Wandlers ist.
Wenn pin6 des trafo an Plus liegt, und an 13 der Schalter, ist das ein
Sperrwandler und die Überspannung sekundär haut die Diode durch.
So wie ich das sehe, sind da zwei Primärwicklungen (und nicht eine, wie
das bei einem Sperrwandler der Fall wäre, Peter!).
Frage daher:
ist es ein Eintakt- oder ein Gegentakt-Durchflusswandler? In letzterem
Falle wäre die Beschaltung der Sekundärwicklung falsch.
Sie ist ebenfalls falsch, wenn der Schalttransistor an Pin 6 des Trafos
liegt.
Zeig doch bitte noch die Beschaltung primär, einfach mit der
Entmagnetisierungsdiode (im Falle eines Eintaktwandlers) oder mit den
beiden Transistoren (wenns ein Gegentaktwandler ist).
PS:
Warum hast du die Beschriftung deiner Spule übermalt? Dürfen wir nicht
sehen was es für eine ist? ;-)
Sag doch mal was es für ein Typ ist.
Welche Schaltfrequenz hast du?
Auf der Primärseite gibt es auch beim Eintakt-Wandler zwei Wicklungen,
eine als Hauptwicklung, die zweite als Hilfswicklung für die
Spannungsversorgung des Schalt-IC .
Hi Peter,
ja natürlich du hast recht, habe ich nicht daran gedacht.
Wie auch immer, der Effekt, dass die Diode durchbrennt, kann daher
rühren, dass sie zu langsam ist.
Ich hatte mal einen Gegentakt-Durchflusswandler gebaut, mit einem
Brückengleichrichter auf der Sekundärseite. Frequenz 100 kHz. Und als
Gleichrichterdiode hatte ich eine gewöhnliche, keine schnelle Si-Diode
genommen (weil ich meinte, es sei eine Schottkydiode...). Beim ersten
Einschalten des Wandlers sind mir die Dioden dann abgeraucht, und zwar
weil sie zu langsam waren - bei der hohen Frequenz vermochten sie
während der negativen Halbwelle nicht zu sperren, und so fliesst dann
natürlich ein sehr grosser Querstrom durch die Dioden - und dann raucht
es.
Wichtig zu wissen ist, dass ein richtig dimensionierter
Durchflusswandler sich sekundärseitig wie eine sehr gute Spannungsquelle
verhält (solange er im nicht lückenden Betrieb ist). Und dann werden die
Querströme durch nicht rechtzeitig sperrende Dioden exorbitant, was
natürlich zu deren Abrauchen führt.
lowrainer schrieb:
> ich baue gerade einen Durchflusswandler auf, doch leider brennt mir> immer die Diode D4 im Leistungskreis ab. Wie kann es sein das die SF68G> Diode die für 600V und 6a ausgelegt ist bei einem Strom von 1A und einer> Spannung von rund 220V abraucht?. Ist mir ein Rätsel kann mir jemand> helfen.
Du solltest vielleicht doch mehr Einzelheiten zu Deinem Aufbau verraten,
z.B. das Tastverhältnis. Wie kommst Du auf 220 V ? Bei einem geregelten
Eintakt-Flußwandler mit 100 V Ausgangsspannung mußt Du mit mindestens
300 V an den Dioden rechnen, bei ungünstiger Dimensionierung auch
deutlich mehr. Dazu kommen aber noch die Überschwinger, die sich durch
parasitäre Induktivitäten und Kapazitäten bilden, wenn der Strom durch
die Dioden abreißt. Um die zu dämpfen, gehört an min. eine Diode ein
R-C-Dämpfungsglied. Du solltest die Diodenspannungen mal
oszillographieren. Vermutlich liegen dort Spannungsspitzen bis weit über
600 V an. Die Dioden sind jedenfalls weder zu langsam noch zu schwach.
Jörg
300-600V da im SEKUNDÄRkreis? WTF?! da muß der trafo aber schon sehr
ungünstig dimensioniert sein und das will ich mal nicht hoffen!
er sagt ihm brennt D4 ab. die hat mit den rückschlagimpulsen aus dem
trafo schon gar nichts mehr zu tun, diese werden ja bereits durch D3
geblockt (und die bleibt dabei wohl heile). D4 ist nur die freilaufdiode
für die drossel auf der sekundärseite. das bedeutet in der leitend-phase
(des primären schalttransistors) ist sie gesperrt, der strom fließt vom
trafo über D3 und die drossel zur last, D4 muß nur die sekundärspannung
des trafos sperren (und das werden keine 600V sein!). in der sperrphase
sperrt D3 durch die jetzt negative spannung aus dem trafo und D4 öffnet
damit die drossel den stromfluß zur last aufrecht erhalten kann. im
grunde wie bei einem step-down-wandler.
das tastverhältnis ist bei so einem wandler kein fester wert, sondern
abhängig vom belastungszustand. bei tastverhältnis =0% wird keine
energie auf die ausgangsseite übertragen, D4 kann ohne nicht abrauchen.
bei 100% bzw. generell bei zu hohem taktverhältnis gerät der
transformatorkern in die sättigung und ohne strombegrenzung macht der
primäre schalttransistor den deckel auf, nicht D4. alles dazwischen
"funktioniert", liefert ggf. nur nicht die gewünschte ausgangsspannung.
das einzige was ich mir noch vorstellen könnte wäre daß irgendwelche
parasitären Cs und Ls einen schwingkreis bilden, der D4 in schneller
folge öffnen und sperren läßt. versuch mal eine oder zwei ferritperlen
an den beinchen der diode einzusetzen oder probier es mit anderen
dioden.
Hallo,
es handelt sich um einen Eintaktdurchflusswandler, ich habe unnötige
Teile des Schaltplans weggelassen um Verwirrung zu vermeiden. Da ich
z.B. 2 Ausgangsspulen im Schematic habe, natürlich aber nur eine
Bestücke. Ich kann leider das komplette Bild nicht anhängen, da ich erst
morgen wieder an mein Werk komme. Bei Wicklung mit Pin 6/13 handelt es
sich um die Entmagnetisierungswicklung, die andere halb Abgebildete
Wicklung ist die Primärwicklung an ihr ist auch der Transitor.-->
Wickelsinn sollte so stimmen, ich werde aber nochmal den Trafo auf
Wickelsinn überprüfen. Die Spule ist ein ETD39 Kern mit 195 Wicklungen,
leicht überdimensiniert meine ich. Frequenz ~50kHz. Als DCDCController
kommt der UC3845 zum Einsatz.
Meiner Meinung sind die Dioden auch nicht zu langsam, wie schon erwähnt
handelt es sich um super fast rectifiers mit 35ns.
Mehr infos zur Schaltung
Es sollen durch eine Durchfluswandler Ue=12V auf ca Ua=100V gewandelt
werden. Bei einem übersetztungsverhältnis von 128/5, ergibt dies eine
maximale Sekundärspannung von 307,2V leider habe ich die 220V nur
schnell beim Eintrag editieren getippt. Die Diode sollte auch mit der
Sekundärspannung von 307 auskommen.
Ach noch ein Kleinigkeit, der Transistor des Typs IRFB4110 ist auch
immer kurz vorm abrauchen, dies liegt aber wohl eher daran das der
UC3845 nicht richtig treibt, hoffe ich zumindest.
Vielen Dank für eure erste Hilfe;)
Prüf bei Gelegenheit mal noch den Wickelsinn.
Wenn du Zugriff auf eine Strommesszange hast, miss doch bitte noch den
Strom in der Primärwicklung.
Was für ein Kernmaterial hat dein Trafo? Luftspalt? Bei einem
Durchflusswandler darf es keinen haben.
Gruss
Kernmaterial N27, LLuftspalt =0 ..ist ja kein Sperrwandler, reiner
Übertrager, wieso soll der Luftspalt aber den Einfluss auf die Freilauf
diode haben?
Hi Rainer,
ich habe nach dem Luftspalt gefragt, weil ich die Info brauche, um jetzt
hie rmit meinem Excel Sheet anhand des Kernmaterials die Induktivität zu
berechnen. Du hast gesagt, dass du 195 Windungen hast. Und genau das
rechne ich jetzt nach, ob das passt. ;-)
Also,
ich komme nach der Formel
Nprim = (Ue * tein) / (Ae * DeltaB)
auf ~10 Windungen, wenn wir einen Flussdichtehub von 200 mT annehmen.
Ue = 12V
tein habe ich mal auf 20 us gesetzt (worst case)
Ae = 125 mm^2
DeltaB = 0.2T
Wobei mehr Windungen natürlich eher besser sind.
Dann kann das beinahe-Abrauchen des Schalttransistors nur noch begründet
sein durch:
- suboptimale Ansteuerung
- defekter Transistor
- Entmagnetisierungswicklung verpolt
Frage: wie ist die Entmagnetisierungsdiode gepolt, und was hat die für
Werte?
Ben _ schrieb:
> 300-600V da im SEKUNDÄRkreis? WTF?! da muß der trafo aber schon _sehr_> ungünstig dimensioniert sein und das will ich mal nicht hoffen!
Wie gesagt, bei optimaler Dimensionierung mußt Du bereits mit einer
regulären Sperrspannung von mindestens 300 V rechnen.
> er sagt ihm brennt D4 ab. die hat mit den rückschlagimpulsen aus dem> trafo schon gar nichts mehr zu tun, diese werden ja bereits durch D3> geblockt (und die bleibt dabei wohl heile). D4 ist nur die freilaufdiode> für die drossel auf der sekundärseite. das bedeutet in der leitend-phase> (des primären schalttransistors) ist sie gesperrt, der strom fließt vom> trafo über D3 und die drossel zur last, D4 muß nur die sekundärspannung> des trafos sperren (und das werden keine 600V sein!). in der sperrphase> sperrt D3 durch die jetzt negative spannung aus dem trafo und D4 öffnet> damit die drossel den stromfluß zur last aufrecht erhalten kann. im> grunde wie bei einem step-down-wandler.
... soweit die Theorie bei idealen Bauteilen. Nun hat aber dummerweise
der Trafo eine Streuinduktivität und die Dioden eine Sperrverzugszeit.
Hast Du Dir mal überlegt, was an den Dioden wirklich passiert ? Während
der Sperrphase des primären Schalters leitet D4 den Laststrom. Schaltet
der Transistor ein, muß er "hart" gegen die immer noch leitende D4
arbeiten. Die Streuinduktivität des Trafos begrenzt zwar den
Stromanstieg, aber wenn D4 dann endlich sperrt, kommt es zu einem
schnellen Spannungsanstieg an D4. Die in der Streuinduktivität während
der Sperrverzugszeit gespeicherte Energie kann dann eine beliebig hohe
Sperrspannung an D4 induzieren, die letzlich durch die parasitären
Kapazitäten begrenzt wird und sich in in einer abklingenden
HF-Schwingung entlädt. Diese Spannungsspitze läßt sich nur mit einem
RC-Dämpfungsglied absorbieren.
Der Übergang in die Sperrphase ist weniger kritisch. Hier muß nur der
reguläre Laststrom unterbrochen werden. D3 wird "sanft" durch den
geringen Magnetisierungsstrom gesperrt. Insofern ist es logisch, dass
immer D4 zerstört wird.
> das tastverhältnis ist bei so einem wandler kein fester wert, sondern> abhängig vom belastungszustand. bei tastverhältnis =0% wird keine> energie auf die ausgangsseite übertragen, D4 kann ohne nicht abrauchen.
Das Tastverhältnis ist bei gegebener Dimensionierung in erster Linie von
dem gewünschten Übersetzungsverhältnis des Wandlers abhängig und
weitgehend unabhängig von der Belastung. Die geringfügige Änderung des
Tastverhältnisses in Abhängigkeit von der Last dient nur der Korrektur
parasitärer Effekte. Erst im Leerlauf oder geringfügiger Last, muß das
Tastverhältnis deutlich heruntergeregelt werden.
> bei 100% bzw. generell bei zu hohem taktverhältnis gerät der> transformatorkern in die sättigung und ohne strombegrenzung macht der> primäre schalttransistor den deckel auf, nicht D4. alles dazwischen> "funktioniert", liefert ggf. nur nicht die gewünschte ausgangsspannung.>> das einzige was ich mir noch vorstellen könnte wäre daß irgendwelche> parasitären Cs und Ls einen schwingkreis bilden, der D4 in schneller> folge öffnen und sperren läßt. versuch mal eine oder zwei ferritperlen> an den beinchen der diode einzusetzen oder probier es mit anderen> dioden.
so einfach ists leider nicht...
Jörg
Tobias Plüss schrieb:
> Also,> ich komme nach der Formel>> Nprim = (Ue * tein) / (Ae * DeltaB)>> auf ~10 Windungen, wenn wir einen Flussdichtehub von 200 mT annehmen.>> Ue = 12V> tein habe ich mal auf 20 us gesetzt (worst case)> Ae = 125 mm^2> DeltaB = 0.2T>> Wobei mehr Windungen natürlich eher besser sind.
Irgendwie haben wir uns da Missverstanden, die Speicherdrossel/Spule im
Ausgangskreis hat 195Wdg, der Trafo hat einen Luftspalt=0 und 5Wdg als
Primärwicklung, als Trafokern kommt der ETD44 zum Einsatz, der eine min
Kernfläche von Aemin=172mm^2 hat. dmax=0,47 Maximales Tastverhältnis
Np= Ue* dmax /(DeltaB *Aemin*f)~=5Wdg.
> Frage: wie ist die Entmagnetisierungsdiode gepolt, und was hat die für> Werte?
Die Entmagnetisierungswicklung besitzt ebenfalls 5 Wdg.
Ich werde denn Wickelsinn noch einmal überprüfen.
@J_R
Wie sollte ich den ein RC-Dämpfungsglied dimensionieren?
Gruss Rainer
Rainer Tief schrieb:
> @J_R> Wie sollte ich den ein RC-Dämpfungsglied dimensionieren?
Berechnen wird schwierig, da die Parameter unbekannt sind. Am besten
experimentell ermitteln. Den Widerstand so wählen, dass bei Volllast die
Überschwinger im sicheren Bereich der Diode liegen und den Kondensator
so wählen, dass die HF-Schwingung nach wenigen Perioden ausklingt. Ohne
die genauen Daten zu kennen, würde ich mal einen Tipp wagen: Mit 470pF
und 220 Ohm könntest Du mal anfangen und Dich dann an das Optimum
herantasten. Das ist immer ein Kompromis: Je besser die Dämpfung, desto
höher die Verlustleistung im Widerstand.
Das R-C-Glied (Serienschaltung) am besten parallel zur Sekundärspule.
Jörg
hmm 12V eingangsspannung und 100W ausgangsleistung? dafür finde ich
eintaktwandler etwas ungeeignet, sollte aber möglich sein sowas zu
bauen. diese leistung packt auch ein sperrwandler noch. habe gerade in
mein SNT buch geschaut, da ist kein einziger eintakt-durchflußwandler
mit 12V eingangsspannung drin. das sollte aber für den sekundärkreis
keine rolle spielen. es ist aber auch leider keiner mit einer
ausgangsspannung über 30V da drin. vielleicht doch die falsche
wandlertopologie?
sind die 300V nach dem trafo wirklich notwendig oder nur da weil's sich
gerade so ergeben hat? ich find die 200V über der drossel ganz schön
viel.
die dioden sind mit ihrer sperrzeit von 35ns schnell genug für so einen
wandler. so schnell steigt selbst bei einem durchflußwandler der strom
nicht an, daß es irgendwas killen würde. ich greife bei solchen
schaltungen immer auf gegentaktwandler zurück, dort sind solche
freilaufdioden wie D4 nicht mal drin weil die beiden gleichrichter diese
funktion mit übernehmen. da hab ich schon eine ähnlich hohe spannung mit
erzeugt, 350V aus 12V zum testbetrieb von primärgetakteten
schaltnetzteilen. der gleichrichter davon überlebt selbst den leerlauf
ohne angeschlossene siebelkos und wird im normalfall (das angeschlossene
SNT arbeitet ohne große last) nichtmal warm.
übrigens muß der strom der D4 zerstört irgendwie erst durch D3 gekommen
sein. bleibt/ist D3 wirklich okay? in welcher betriebssituation wird D4
zerstört, im leerlauf oder beim leistungsbetrieb?
prüfe wirklich nochmal den wickelsinn.
mit welcher betriebsfrequenz betreibst du den wandler? wenn der primäre
transistor auch so heiß wird könnte die zu hoch liegen. ansonsten zeig
mal die gatebeschaltung von dem FET.
Guten Morgen,
@Rainer.
1. Wegen des RC-Glieds. Dessen Werte kann man nicht wirklich berechnen,
da wie mein Vorposter bereits geschrieben hat, die parasitären Elemente
nicht bekannt sind. Es gibt zum dimensionieren dieses "Snubbers" aber
eine AppNote von Maxim, ich such nachher den Link raus.
2. Wegen deines Trafos.
Bist du sicher, dass das mit den 5 Windungen passt? Wenige Windungen
ergeben einen grösseren Flussdichtehub. Bei Ferrit N27 sollte man mit
der maximalen Flussdichte nicht wirklich über 200 mT gehen.
Des weiteren: wie ist das Tastverhältnis? Beim Eintaktwandler muss es
auf allerhöchstens 0.5 begrenzt werden; aufgrund der nicht idealen
Bauteile eher weniger, ich würde mal sagen so 0.45 höchstens.
Des weiteren gilt die Beziehung
Ua / (ü * Ue) = vT,
welche man nach ü umstellen kann und so das Übersetzungsverhältnis des
Trafos erhält.
Angenommen, du hast 12V als minimale Eingangsspannung, dann kann man
festlegen:
vT @ 12V = 0.4 (damit nach oben noch ein wenig "Luft" zum Regeln bleibt)
Somit wird
ü = Ua / (vT * Ue),
was in diesem Fall 2.5 ergibt, wenn ich mich mit dem Windoof-Rechner
nicht vertippt habe.
Wie viele Windungen es primär mindestens braucht kannst du ja nach der
anderen Formel selber berechnen; den Wert kann man dann grosszügig
aufrunden, um volle Wicklungslagen zu erhalten. Anschliessend anhand des
Übersetzungsverhältnisses die Sekundärwicklung berechnen und gut.
Hilfreich in dieser Beziehung ist auch
http://schmidt-walter.eit.h-da.de/smps/smps.html.
Gruss Tobias
Hallo,
hier mal eine AppNote, die auch die Tipps meiner Vorposter beherzigen.
In der Beispielschaltung sind auch die von Vorpostern erwähnten Snubber
drin.
Vielleicht hilft es dir weiter.
http://www.onsemi.com/pub_link/Collateral/AND8039-D.PDF
Gruß
Mandrake
Hier noch die erwähnte AppNote, welche sich mit der Dimensionierung
eines Snubbers auseinander setzt.
Ich habe das Verfahren selber ausprobiert, es funktioniert erstaunlich
gut.
Gruss
Hmm, Frage:
hat ein Mod wohl meinen Post bearbeitet? Ich hatte da eigentlich einen
Link zu der erwähnten AppNote eingefügt....
Dann halt noch ein Versuch:
http://pdfserv.maxim-ic.com/en/an/AN3835.pdf
Hallo,
erster Fehler gefunden: Die Entmagnetisierungswicklung hatte falschen
Wickelsinn. Nach richtiger kontaktierung der Wicklung brennt die
Freilaufdiode nicht mehr ab. Juhu
Ein Snubbernetzwerkes R=5 Ohm und C=1uF WIMAMKP Kondensator mit
schneller Diode habe ich aus integriert. Dimensioniert nach der Theroie
aus dem Hirschmann Schaltnetzteile Buch.
Jetzt bricht leider bei Belastung die Ausgangsspannung zusammen, der
Transistor wird immer noch zuheiß, kann das daran liegen das der UC384x
den IRFB4110 nicht ausreichend treibt? Eigentlich sollte der Controller
den Mosfet treiben können.
Hohe Verlustleistung:
1. MOSFET Schaltverluste (zu langsames Aufsteuern des Gates)
-> mit Oszi die Anstiegsszeit und Höhe der Gatespannung anschauen
2. hoher Strom durch MOSFET (z.B. teilweise Sättigung des Kerns, falsch
dimensionierter Snubber)
-> Kannst Du mit einer Stromesszange oder einem Shuntwiderstand
(VORSICHT ! achte genau auf möglichst kleine Induktivität der
Zuleitungen) die Höhe der Stromspitzen messen?
Spannung bricht zusammen:
1. ESR der Elkos zu groß (bei 12V/100W und 50% Tastgrad hättest Du
minimale Ströme von ca. 20A)
2. Probleme mit dem Regler -> Stabilität / Messfehler
3. Schlechte Leiterbahnführung (hohe Streuinduktivität)
Natürlich gibt es auch noch diverse andere Gründe...
Ben__,
jawoll. Oder einfach mal beim Schmidt Walter schauen, das würde auch
helfen...
Angesichts der Tatsache, dass hier immer mehr Fragen zu DCDC-Wandlern
auftauchen, könnte ich vielleicht einmal einen Artikel dazu schreiben.
Immerhin habe ich schon ein paar Durchflusswandler gebaut, welche auch
laufen....
Rainer, gib uns doch mal ein Bild von deinem Aufbau bzw. ein Schema. Ben
hat Recht.
Hi,
ihr habt ja Recht, Schaltplan ist jetzt vollständig da. Die
SchmidtWalther seite kenne ich, ich habe mich danach auch teilweise
gerichtet.
Beim Snubbernetzwerk bin ich überfragt, ich habe zuerst nach der
Hirschmann Theroie gehandelt.
RCD-Glied über Trafo
I_Tdach=~25A
L_streu=~0.8uH
C= L_streu(I_Tdach/ Delta U) bei zulässigen Spitzen von ca 22V ergibt
das eine Kapazität von 1uF
R=1/(f*C*3)=~6.6 Ohm
Ebenfalls habe ich die Methode von Tobias ausprobiert. noch kein Erfolg
Das Gate ansteuerung ist innerhalb von t=500-600ns auf 12V, dies sollte
den Mosfet doch komplett durschalten, wie man
sieht.?!?-->Ansteuerproblem: keins
Die Ausgangsspannung Ua gammelt so bei 45V rum anstelle von 100V, das
hängt aber mit der falschen Messwerterfassung /Verstärkung im OP
zusammen. Mittlerweile bricht die Ausgangsspannung nicht ein.
Einzigstes Problem..der Mosfet wird thermisch zerstört nach einigen
Sekunden
Bildbeschreibung: Gelb : Gateansteuerugn
Grün : Spannung am Mosfet gegen Masse
Lila : Shunt Spannung gegen Masse
irgendwas ist am strom durch den trafo faul. da sollte nichts schwingen,
da sollte ein stetiger anstieg bis zum maximalwert (wo der transistor
wieder sperrt) erfolgen. deine lila kurve müßte als ein dreieck sein,
ist sie aber nicht. sicher daß der wickelsinn stimmt? das signal sieht
so aus als ob auch nach dem schließen des transistors noch strom durch
diesen fließt (einen anderen grund für die spannungsänderungen am shunt
gibts wohl nicht) und das sollte eigentlich nicht sein.
und wieso ist das ganze eigentlich überhaupt ein
eintakt-durchflußwandler mit trafo? es gibt wegen der rückkopplung
sowieso keine galvanische trennung zwischen ein- und ausgang, da könnte
man auch einen drosselwandler für bauen. bei entsprechender auslegung
der spule schafft der sogar die 100V aus 12V.
Widerspruch oder Messfehler:
Dein Schaltplan zeigt einen 0.005 Ohm Shuntwiderstand im Massezweig.
Die Lila-Kurve geht bei 200mV/div auf max 600mV.
Flux I = U/R => 0.6 / 0,005 => 120A >> 25A
Entweder hast Du eine hohe Streuinduktivität der Messleitung oder einen
etwas zu hohen Strom.
Deine Spannungsanstiegsgeschwindigkeit ist echt lahm. 12V/500ns oder
24V/us ist gar nix - außer vielleicht deutlich zu langsam. Zumindest die
Gatespannung sollte etwas schneller da sein um die Schaltverluste zu
minimieren.
Prüf bitte nochmals den Strom!
die Schaltung hat noch einen gravierenden prinzipiellen Fehler:
Der UC3845 ist für Sperrwandler im Current-Mode gedacht. Für die
PWM-Regelung benötigt er zwingend eine Rampenspannung an Pin 3, die beim
Sperrwandler am Sense-Widerstand abfällt. Bei Verwendung in einem
Flußwandler ist eine sog. Slope-Compensation erforderlich. Dazu koppelt
man die Rampenspannung des Oszillators auf Pin 3 zurück. Guckst Du hier
auf Seite 6:
http://www.datasheetcatalog.org/datasheet2/b/0fk35y61kfj46d8swg8tyxp26hpy.pdf
Jörg
das wäre mir neu!
> A fraction of the oscillator ramp can be resistively summed with the> current sense signal to provide slope compensation for converters> requiring duty cycles over 50%.
ein eintakt-durchflußwandler hat maximal 50%, in der praxis sogar noch
etwas weniger.
Ich finde auch, der Trafostrom sollte _ein wenig_ anders aussehen.
Da ist was komplett faul....
Kannst du vielleicht mal versuchen, den ISense vom UC3845 wegzulassen?
bzw. den Eingang mal auf Masse hängen.
Wie sehen die Signale primärseitig aus, wenn auf der sekundärseite
nichts angeschlossen ist?
Ben _ schrieb:
>> A fraction of the oscillator ramp can be resistively summed with the>> current sense signal to provide slope compensation for converters>> requiring duty cycles over 50%.> ein eintakt-durchflußwandler hat maximal 50%, in der praxis sogar noch> etwas weniger.
Die Slope-Compensation dient in diesem Fall auch nicht dazu, das
Tastverhältnis über 50% zu bringen, was beim 3845 sowieso nicht möglich
ist, sondern um die Rampenspannung an Pin 3 zu erzeugen. In diesem Fall
könnte man eher von "Slope-Generation" sprechen. Wie dem auch sei, die
Slope-Compensation erzeugt genau das Signal, was der 3845 an Pin 3
braucht, um als PWM-Regler für Flußwandler arbeiten zu können.
Jörg
ich denke nicht daß der IC so ein rampensignal an Isense braucht. wozu
auch? du kannst doch keinen stromanstieg voraussetzen... tschuldigung,
aber solange du mir nicht zeigst wo das steht halte ich das für unsinn.
Ben _ schrieb:
> ich denke nicht daß der IC so ein rampensignal an Isense braucht.
Da denkst Du definitiv falsch.
> wozu> auch? du kannst doch keinen stromanstieg voraussetzen... tschuldigung,
jeder PWM-Komparator braucht ein solches Rampensignal. Der Sperrwandler
im Current-Mode, für den der 384x konzipiert ist setzt sehr wohl einen
Stromanstieg voraus.
> aber solange du mir nicht zeigst wo das steht halte ich das für unsinn.
Du solltest mal das Blockschaltbild des 384x etwas genauer studieren,
bevor Du sowas schreibst (befindet sich ebenfalls im o.a.Link). Die
Eingänge des PWM-Komparators kommen direkt vom Ausgang des Error-Amp und
von Pin 3. Erstgenannter liefert im Idealfall eine Gleichspannung, also
muß die Rampe an Pin 3. Eine interne Verbindung der Rampe vom Oszillator
(Pin 4) zum PWM-Komparator gibt es nicht.
Jörg
@Ben
Leider ist es doch so, dass eine Rampe an Isense erforderlich ist.
Wenn du dir das Blockschaltbild im Datenblatt ansiehst, wirst du es
sehen.
->Der Oszillator schaltet den MOSFET ein.
->Ist die Spannung VFB < 2.5V so liegt eine Spannung <= 1V am
Stromkompensator an.
->Erst wenn nun am Isense eine Spannung anliegt die größer als die
Vegleichsspannung ist wird der MOSFET abgeschaltet.
Um nun tatsächlich eine PWM zu bekommen braucht man ein Rampensignal am
ISense. Ein Rechteck würde hier den Transistor direkt nach dem
einschalten wieder abschalten. Der Transistor schaltet eigentlich gar
nicht mehr ein.
Wenn man Isense auf GND legen würde, schaltet der MOSFET mit max. PW
also hier 50%.
Übrigens der uc3845 ist durch ein internes Zeitglied auf eine maximale
Pulsweite von 50% beschränkt. Das braucht man also nicht mehr
sicherstellen beim Flusswandler. Stolperfalle:
Die Schaltfrequenz = 1/2 x Oszillatorfrequenz
@all
Warum ist der OP eigentlich nötig? Meiner Meinung nach ist der
überflüssig.
Dein TPass hinter dem Shunt ist außerdem falsch dimensioniert.
Die Grenzfrequenz sollte man ungefähr bei der 8fachen Schaltfrequenz
ansiedeln.
Aber Achtung bei DIESEM Baustein! Die Schaltfrequenz ist nur halb so
große wie die Oszillatorfrequenz! Das hängt mit dem integrierten
Zeitglied zusammen.
Desweiteren gebe ich zu bedenken, dass bei einem richtig ausgelegten
Trafo der Stromanstieg am Shunt der transformierte Stromanstieg der
Sekundärdrossel ist und nicht, wie beim Sperrwandler der Stromanstieg
der Primärspule des Trafos. Der Energiespeicher ist hier die
Sekundärdrossel und nicht der Trafo.
Gruß
Mandrake
>Warum ist der OP eigentlich nötig? Meiner Meinung nach ist der>überflüssig.
Prinzipiell ist er überflüssig, aber bei 12V Eingangsspannung ist es
eben effizienter, wenn man einen kleinen Shunt Widerstand nimmt und
dessen Spannungsabfall verstärkt.
ein rechtecksignal würde auch sofort die überstromschutzschaltung
auslösen.
ich denke Isense auf GND geknallt funktioniert genauso wie mit
irgendwelchen stromgeführten rampensignalen.
@Ben
Offensichtlich verstehst du das Funktionsprinzip des Bausteins nicht.
Bei Isense auf GND hast du keine PWM Funktion mehr. Selbst ein Knallen
von Isense gewährleistet keine Regelungsfunktion.
Auch IRGENDWELCHE Signale funktionieren NICHT. Es muss ein Signal sein,
dass mit der Zeit ansteigt.
Auch deine Behauptung ein Rechtecksignal würde die
Überstromschutzschaltung (die es im konventionellen Sinne (abschalten
bei Überstrom) nicht gibt) sofort auslösen ist falsch. Siehe Datenblatt.
Speziell bei dem Baustein den der Threadstarter nutzt taktet der
Baustein dann munter mit 50% und das wars. Was du dann an dem
Spannungs-Feedback-Eingang einspeist spielt dann keine Rolle mehr. Die
PW ist fest 50%. Eine Regelung findet dann nicht mehr statt.
Aber wie auch Jörg dir schon nahegelegt hat, solltest du mal einen Blick
in das Datenblatt werfen und versuchen das Blockschaltbild (Seite 2) zu
verstehen.
Gruß
Mandrake
@Ben
Offensichtlich verstehst du das Funktionsprinzip des Bausteins nicht.
Bei Isense auf GND hast du keine PWM Funktion mehr. Selbst ein Knallen
von Isense gewährleistet keine Regelungsfunktion.
Auch IRGENDWELCHE Signale funktionieren NICHT. Es muss ein Signal sein,
dass mit der Zeit ansteigt.
Auch deine Behauptung ein Rechtecksignal würde die
Überstromschutzschaltung (die es im konventionellen Sinne (abschalten
bei Überstrom) nicht gibt) sofort auslösen ist falsch. Siehe Datenblatt.
Bei Isense = GND:
Speziell bei dem Baustein den der Threadstarter nutzt taktet der
Baustein dann munter mit 50% und das wars. Was du dann an dem
Spannungs-Feedback-Eingang einspeist spielt dann keine Rolle mehr. Die
PW ist fest 50%. Eine Regelung findet dann nicht mehr statt.
Aber wie auch Jörg dir schon nahegelegt hat, solltest du mal einen Blick
in das Datenblatt werfen und versuchen das Blockschaltbild (Seite 2) zu
verstehen.
Gruß
Mandrake
Hi,
der OP ist nötig, da der Shunt Widerstand zu viel Leistung verbraten
würde.
Nach UC384X app note berechnet sich der benötigte Shuntwiderstand zu
1V/Ispitze=1V/25A = einen Shunt von 40 mOhm, was eine Verlustleistung
von 6W mitsichbringen würde I_rms=~15A. Da nur ein 0,005Ohm Shunt zur
Hand war, kam dieser zum Einsatz, mit der entspechenden Verstärkung von
8,2 wird fast genau beim Spitzenstrom dem UC384x 1V vorgegaukelt.
Die Dimensionierung des Tiefpasses ist nach der APP Note
http://www.icbase.com/pdf/TI/TI39740501.pdf
dimensioniert. Bin gerne für verbesserungsvorschläge offen.
Meiner meinung nach liegt der Fehler immer noch beim Snubbernetzwerk,
den wie in der Aufnahmezusehen ist entsehen im Abschaltmoment
Spannungsspitzen von 80V die setzen dem IRFB4110 wahrscheinlich zu.
Irgendwie stoße ich beim Snubber immer auf Probleme.
W=0.5CU^2=0,5LI^2
C=(I/U)^2*L=~20uF
U hier Delta U mit vielleicht 5V ergibt einen Kondensator mit 20 uF bei
Ispitze 25A und Lstreu=0,8mikroH
ergibt einen Widerstand R= 1/(3*f*C)=0,33 Ohm???
Da kann doch was nicht stimmen.
Jörg R. schrieb:
> die Schaltung hat noch einen gravierenden prinzipiellen Fehler:> Der UC3845 ist für Sperrwandler im Current-Mode gedacht. Für die> PWM-Regelung benötigt er zwingend eine Rampenspannung an Pin 3, die beim> Sperrwandler am Sense-Widerstand abfällt. Bei Verwendung in einem> Flußwandler ist eine sog. Slope-Compensation erforderlich. Dazu koppelt> man die Rampenspannung des Oszillators auf Pin 3 zurück. Guckst Du hier> auf Seite 6:> http://www.datasheetcatalog.org/datasheet2/b/0fk35y61kfj46d8swg8tyxp26hpy.pdf>> Jörg
Und was ist jezt der gravierende Fehler, beim Durchflusswandler entsteht
genauso wie beim Sperrwandler ein Rampensignal, sobald die
Referenspannung am Shunt erreicht ist, schaltet der UC384x den Mosfet
ab. Die Slope compensation dient ja lediglich nur dazu bei verschiebung
der Rampe nicht erreichen des Sollwertes, diese Auszugleichen und zu
verhindern das der Controller aus dem "Takt kommt". bzw in der richtigen
Frequenz schaltet.
Die Slope Compensation ist nur zwingend notwendig falls man ein Duty
Cycle über 50% hat. Da dies nicht der fall ist, ist die Slope Comp doch
nicht zwingend nötig? oder
Rainer Tief schrieb:
> Und was ist jezt der gravierende Fehler, beim Durchflusswandler entsteht> genauso wie beim Sperrwandler ein Rampensignal, sobald die> Referenspannung am Shunt erreicht ist, schaltet der UC384x den Mosfet> ab.
Beim Flusswandler gibt es nicht unbedingt eine Rampenspannung.
Allenfalls bei lückendem Drosselstrom, was aber nicht die Regel ist. Je
nach Belastung und Art der Drossel kann die Rampe beliebig flach werden
und ermöglicht keine stabile Regelung. Ein ähnlicher Effekt tritt auch
bei Sperrwandler bei großer Einschaltdauer (nicht unbedingt bei genau 50
%) auf, wenn die Sperrphase beendet wird, bevor der Spulenstron restlos
abgeklungen ist. Die Slope-Compensation wirkt dann beim Flußwandler
genauso effektiv wie beim Sperrwandler
Jörg
bei nichtlückendem strom entsteht ein rampensignal mit offset, d.h. die
spannung springt dann auf einen wert über GND bevor sie "linear" weiter
ansteigt. dieser betriebsmodus geht aber beim eintakt-durchflußwandler
nicht, das würde den transformatorkern in die sättigung bringen.
deswegen hat so ein wandler ein tastverhältnis von leicht unter 50%
damit die magnetisierung des kerns in der off-zeit des transistors
sicher vollständig abgebaut werden kann.
was den Isense pin angeht, auf irgendeiner meiner teilespender-platinen
finde ich bestimmt einen 3842. wenn ich mal viel zeit und langeweile
habe werde ich das probieren. ansonsten nutz ich für solche aufgaben
immer den TL494, der scheint der deutlich bessere IC zu sein, auch von
der funktionsvielfalt her.
Ben _ schrieb:
> bei nichtlückendem strom entsteht ein rampensignal mit offset, d.h. die> spannung springt dann auf einen wert über GND bevor sie "linear" weiter> ansteigt.
Das ist zwar richtig, aber 1. hat die Rampe keinen definierten Startwert
und 2. ist die Steilheit der Rampe sehr stark von der Ausgangsspannung
abhängig. Das bedeutet, dass Du auch kein definiertes Tastverhältnis
bekommst; es kann von Periode zu Periode variieren. Beides
destabilisiert den Regelkreis und führt zu sehr ungesund klingender
Geräuschentwicklung.
> dieser betriebsmodus geht aber beim eintakt-durchflußwandler> nicht, das würde den transformatorkern in die sättigung bringen.
Das ist Unsinn, um es mal in Deinen Worten auszudrücken
> deswegen hat so ein wandler ein tastverhältnis von leicht unter 50%> damit die magnetisierung des kerns in der off-zeit des transistors> sicher vollständig abgebaut werden kann.
Die Entmagnetisierung des Trafos hat mit dem Drosselstrom überhaupt
nichts zu tun.
> was den Isense pin angeht, auf irgendeiner meiner teilespender-platinen> finde ich bestimmt einen 3842. wenn ich mal viel zeit und langeweile> habe werde ich das probieren. ansonsten nutz ich für solche aufgaben> immer den TL494, der scheint der deutlich bessere IC zu sein, auch von> der funktionsvielfalt her.
Der ist nicht unbedingt besser, sondern nur besser für Flusswandler
geeignet, weil sein PWM-Komparator eben intern mit einer Rampenspannung
versorgt wird. Dazu kommen weitere Optionen, z.B. für
Gegentaktanwendungen. Dafür ist er größer, braucht mehr externe Bauteile
als ein 384x, hat keinen Ausgangstreiber und keine Anlaufschaltung. Der
384x hat auch seine Vorteile. Nicht ohne Grund wird er so oft
eingesetzt, sogar in Flusswandlern.
Jörg
irgendwie schmeißt du alles zusammen und durcheinander. natürlich hat
die entmagnetisierung nichts mit dem drosselstrom zu tun. das hab ich
aber auch nie behauptet.
der stromanstieg in der primärwicklung beginnt bei einem
funktionierenden eintakt-durchflußwandler immer im punkt 0, weil der
trafo in der sperrhase des schalttransistors vollständig entmagnetisiert
werden muß. deswegen auch ein tastverhältnis von maximal 50%. macht man
das nicht hat man einen vormagnetisierten kern, der nach ein paar
schaltperioden in der sättigung ist - und dann macht der
schalttransistor dicke backen. daher kann diese wandlerbauart nur mit
lückendem stromfluß arbeiten. zumindest im transformator, in der drossel
kann das anders aussehen.
Ben _ schrieb:
> irgendwie schmeißt du alles zusammen und durcheinander. natürlich hat> die entmagnetisierung nichts mit dem drosselstrom zu tun. das hab ich> aber auch nie behauptet.
Du hast das selbst durcheinandergebracht. Ich zitiere:
> der stromanstieg in der primärwicklung beginnt bei einem> funktionierenden eintakt-durchflußwandler immer im punkt 0, weil der> trafo in der sperrhase des schalttransistors vollständig entmagnetisiert> werden muß.
Wenn Du den anteiligen Magnetisierungsstrom der Primärwicklung meinst,
mußt Du das auch explizit dazu sagen, zumal wenn davon in dieser
Diskussion nie die Rede war. Dieser ist bei Flusswandlern meistens sehr
gering gegenüber dem Laststrom und dementsprechend bedeutungslos für die
Rampe am primärseitigen Shunt-Widerstand. Du sprichst hier aber vom
"stromanstieg in der primärwicklung". In der Primärwicklung und damit
auch am Shunt-Widerstand tritt faktisch der transformierte Drosselstrom
auf und der beginnt, abgesehen von parasitären Effekten, bei nicht
lückendem Drosselstrom niemals bei null.
Jörg
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