Hallo Leute, muss mir eine ~200W @24V H-Brücke basteln und bin dabei die entsprechenden FETs zu suchen. Dabei fielen mir in meiner Grabbelkiste eine Rolle (~100Stück) FDD6670A in die Hände. Diese habe eine maximale GS-Spannung von 30V. Ist dies für meine Anwendung in Ordnung? oder müssen die FETs mehr Spannungsfestigkeit aufweisen? mfg - Henning
@ Henning (Gast) >muss mir eine ~200W @24V H-Brücke basteln und bin dabei die >entsprechenden FETs zu suchen. Macht ca. 8,5A. >Dabei fielen mir in meiner Grabbelkiste eine Rolle (~100Stück) FDD6670A >in die Hände. Diese habe eine maximale GS-Spannung von 30V. Was hat die Gate Source Spannung damit zu tun? Die ist bei fast allen MOSFETs auf 20..30V begrenzt. Was du suchst ist die Drain Source Spannung! Und da sind 30V bei einer 24V Anwendung ausreichend. MFG Falk
>Und da sind 30V bei einer 24V Anwendung ausreichend.
Immer?
Wenn die Betriebsspannungen nicht ordentlich gepuffert sind, könnten
schon einige "Ausreißer" nach oben auf der Spannung zu finden sein.
Gerade wenn ein Motor drann hängt...
Wäre mir zu heikel, ich würde nach 55V-Typen U_DS_max Ausschau halten.
Ist aber nur meine Meinung ;-))
Gruß
Axelr.
Sorry, ich meinte natürlich die Drain-Source Spannung! Mir wurde geflüstert, dass man in einer halbgesteuerten H-Brücke maixmal die halbe maxDS-Spannung des Mosfets ausreizen sollte aufgrund der Gegeninduktionsspannung der Motoren, ist dies nicht zutreffend? Gibt es entscheidende Vorteile einer halbgesteuerten zur vollgesteuerten H-Brücke?
@ Axel Rühl (axelr) >Wenn die Betriebsspannungen nicht ordentlich gepuffert sind, könnten >schon einige "Ausreißer" nach oben auf der Spannung zu finden sein. >Gerade wenn ein Motor drann hängt... Dafür gibt es dicke Z-Dioden. @ Henning (Gast) >Mir wurde geflüstert, dass man in einer halbgesteuerten H-Brücke maixmal >die halbe maxDS-Spannung des Mosfets ausreizen sollte aufgrund der >Gegeninduktionsspannung der Motoren, ist dies nicht zutreffend? Nöö, denn die wird ja durch die (hoffentlich vorhandenen) Freilaufdioden begrenzt. So denn auch ein dicker Elko im Zwischenkreis hängt. >Gibt es entscheidende Vorteile einer halbgesteuerten zur vollgesteuerten >H-Brücke? Was soll das sein? MfG Falk
Falk Brunner wrote: > Nöö, denn die wird ja durch die (hoffentlich vorhandenen) Freilaufdioden > begrenzt. Braucht man nicht, die Mosfets können aktiv als Freilaufdioden arbeiten. Und moderne Niederspannungsfets haben interne Dioden mit wenigen 10 oder 100ns, das sollte reichen. >>Gibt es entscheidende Vorteile einer halbgesteuerten zur vollgesteuerten >>H-Brücke? > > Was soll das sein? Eine Seite macht PWM, die andere dient nur zur Drehrichtungsumschaltung. Ich mache das zumindest immer so, denn so hat man weniger Schaltverluste. Nachteil ist, dass man dann keine Bootstrapschaltung für den Highside Treiber verwenden kann.
Also der FDD6670A ist mit 28ns ReverseRecovery Time angegeben, der IRF1404 den ich als Alternative sah mit 71ns. Also sehe ich da derzeit etwas falsch oder gibt es für meine Anwendungn keinen Vorteil im IRF1404 gegenüber meinen FDD6670A die ich bereits massig beistze?
Nachtrag: @Benedikt: Ja genau so meinte ich das mit der halbgesteuerten Brücke. Was könnte man dann für Treiber einsetzen?
Angehängte Dateien:
Ich habe da grad noch etwas entdeckt, was mich stutzig macht - die safe operating area grafik (siehe anhang) muss ich von Betriebsspannung gesamt als DrainSource ausgehen oder nur vom Spannungsfall der durch den Strom darin hervorgerufen wird? Wenn ich von Uds 24V ausgehe, könnte ich den IF1404 aber ebensowenig verwenden, da die SafeOperating-Area nahezu identisch ist.
Was oft bei Batteriebetriebenen Geräten nicht bedacht wird ist das die Spannung des voll geladenen Akkus erheblich über der Nennspannung liegt. Uds 30V wären da bei 24V Akkus viel zu knapp bemessen. Der IRF 1404 sollte aber auf jeden Fall gehen der hat ausreichend Reserven. Für mich sind die SOAR der FDD6670 und IRF 1404 alles andere als nahezu identisch. Der IRF1404 kann schliesslich ein mehrfaches an Leistung verbraten auch wenn die Leistung durch das TO220 Gehäuse auf 175W begrenzt wird.
okay, okay ihr habt mich überzeugt. es wird der irf1404, die 1,40€ extra stellen auch nicht das problem dar, vor allem gefällt mir to220 für leistungsanwendungen viel besser. die fdd werd ich sicherlich auch nochmal brauchen für ein paar schaltregler oder sowas... (falls einer so einen/mehrere fdd6670a braucht einfach melden!)
@ derWarze (Gast) >verbraten auch wenn die Leistung durch das TO220 Gehäuse auf 175W >begrenzt wird. Na da nenn ich mal ne sportliche Herausforderung, auf einem TO220 Gehäuse 175W rauszuziehen, ohne den Transistor zu killen. Ich kann mich an Datenblätter erinnern, die max. 75W angeben. Aber ich behaupte mal, selbst "nur" 50W sind alles andere als Peanuts. Da kann man sich bei dT von 100K gerade mal 2K/W Wärmewiderstand leisten, knapp die Hälfte davon hat da TO220 schon als JC Wärmewiderstand. MfG Falk
>verbraten auch wenn die Leistung durch das TO220 Gehäuse auf 175W >begrenzt wird. Bei 200W zu übertragender Leistung rechne ich auch mit 175W Verlusten alleine in den Schaltern :-D
sehr viel mehr als 10W Verluste fänd ich ehrlich gesagt schon zu hoch!
nochmal eine Frage wegen der näherungsweisen Berechnung der Schaltverluste. Psw = U I Ts * F ?? also wenn man z.b. von IR2110 an FDD6770A ausgeht dann Psw = 24V * 33A (Spitzenstrom) 55ns 10kHz = ~0,44W Ist dies korrekt?
also sehe ich es richtig, dass der FDD6670A statische Verluste von 2,25W mit sich bringt und Schaltverluste von 0,44W und der IRF1404 statische Verluste von 0,9W und Schaltverluste von 1,76W. ergo Gesamtverluste wie folgt: FDD6670A -> 2,69W IRF1404 -> 2,66W also gibt es in den FETs außer der vom D-Pak des FDD schlecht abzuführenden Verlustleistung und der höheren DS-Spannung des IRF keine Vorteile gegenpüber des IRF1404 für meine Anwendung?? Ist schon irgendwie krass muss ich mal sagen, meine FDD sind also ziemlich liestungsstark kann man sagen, vor allem aufgrund der sehr niedrigen Gatekapazität.
Die Schaltverluste mit Psw = U · I · ts · f zu berechnen, ist schon sehr pessimistisch. Das würde ja bedeuten, dass für die komplette Dauer des Umschaltens die volle Spannung anliegt und gleichzeitig der volle Strom fließt, was natürlich nicht sein kann. Unter der Annahme, dass während des Umschaltens Strom und Spannung linear steigen bzw. fallen, ist die Verlustleistung deutlich geringer, nämlich Psw = 1/6 · U · I · ts · f was für ohmsche Lasten eine halbwegs vernünftige Schätzung sein dürfte. Bei induktiven Lasten und hohen Schaltfrequenzen fällt die Spannung am MOSFET beim Einschalten anfänglich nur langsam, dafür steigt sie beim Auschalten sehr schnell auf den Maximalwert an. Dadurch wird die Verlustleistung größer. Im Extremfall liegt die Spannung für die komplette Dauer des Umschaltens auf ihrem Maximalwert. Wenn gleichzeitig der Strom linear steigt bzw. fällt, ist Psw = 1/2 · U · I · ts · f In der Praxis hat man es aber immer mit "krummen" Spannungs- und Stromverläufen zu tun, die von der MOSFET-Ansteuerung, der Last (ohmsch oder induktiv) und bei induktiver Last der Art und Weise, wie die induzierte Spannung begrenzt wird, abhängen. Die Schaltverluste lassen sich deswegen nur schwer berechnen. Sie werden aber meist irgendwo zwischen den beiden angegebenen Werten 1/6 · U · I · ts · f und 1/2 · U · I · ts · f liegen. Das sind aber nur Anhaltspunkte, erst eine anständige Messung verrät, was wirklich Sache ist :) Auf jeden Fall relativiert diese Überlegung die Vorteile des FDD6670A bei den Schaltzeiten etwas, so dass am Ende wahrscheinlich der IRF1404 besser abschneidet. Da du aber die FDDs tonnenweise herumliegen hast, würde ich diese erst einmal ausprobieren, zumal du damit bei der PWM-Frequenz mehr Luft nach oben hast (10kHz pfeifen halt noch, 20kHz nicht mehr).
Thread beobachten
Seitenaufteilung abschaltenBitte melde dich an um einen Beitrag zu schreiben. Anmeldung ist kostenlos und dauert nur eine Minute.
Bestehender Account
Schon ein Account bei Google/GoogleMail? Keine Anmeldung erforderlich!
Mit Google-Account einloggen
Mit Google-Account einloggen
Noch kein Account? Hier anmelden.