Hi Jungs,
ich bin gerade am reparieren dran von einem alten Hifi-Verstärker.
Ich habe leider keine Digicam zur Hand und deshalb mal den kaputten Teil
aufgemalt. Der sitzt auf einer extra Platine (2 mal) und versorgt wie es
scheint den Vorverstärker. Der Transistor war verschmort und die
Sicherung im Netzteil kaputt. Nach Auswechseln der Sicherung und dem
Transistor ging es wieder.
Die Messwerte sind vom anderen Kanal, der geht noch.
Was zum Henker macht diese Schaltung? Ist das eine Art Schutzschaltung?
Diese Schaltung stabilisiert die Versorgungsspannung. Die Kapazität von
mehreren hundert uF hält die Spannung an der Basis des Transistors in
bezug auf die 50,100.. Hz konstant. Damit wird auch die Spannung am
Emitter konstant gehalten.
Man kann sich das auch so vorstellen, als werde die an der Basis
angeschlossene Kapazität um die Stromverstärkung des Transistors
vervielfacht.
R1 und die Z-Diode beschleunigen dabei zusätzlich den Spannungsanstieg.
Im "eingeschwungenen" Zustand hat dann nur noch R3 und die 100 µF-Cs die
Filterwirkung. Zu stark "schleichende" Spannungsanstiege können zu
unerwünschten Geräuschen oder instabilen Zuständen (Schwingen) führen.
Und R2 begrenzt den Basisstrom auf 200mA, wenn der Eingang oder Ausgang
kurzgeschlossen wird. Dummerweise ist die Schaltung nicht
dauerkurzschlußfest gegen Kurzschlüsse am Ausgang, was auch das Ableben
des Transistors verursacht haben dürfte...
Kai Klaas
Die Schaltung ist entsprechend der Erklärung von Peter R. auch als
"Capacitance Multiplier" / "Kapazitätsmultiplizierer" bekannt.
Bei einem angenommenen beta von etwa 100 für den BD139 erhältst du
effektiv eine Siebkapazität von 50.000µF. Man kann die Schaltung (wie
hier) einsetzen, um teure Kondensatoren zu sparen. Man kann sie aber
noch weiter verbessern: Zum Beispiel könnte man ein Filter höherer
Ordnung vor die Basis setzen und statt des BD139 einen
Darlingtontransistor einsetzen.
Auf jeden Fall hat diese Schaltung als Netzteil für Audioschaltungen
einige Vorteile gegenüber den herkömmlichen integrierten
Spannungsreglern.
Siehe auch hier:
http://sound.westhost.com/project15.htm
@ Peter R.
Warum kann man denn sagen, dass die Kapazität an der Basis um den
Stromverstärkungsfaktor vervielfacht wird??
Ich glaub dir das schon, aber leider verstehe ich es nicht und würde
mich sehr über eine Erklärung freuen, die mein Verständnis von
Transistorschaltungen erweitern würde!!!
Danke schon mal.
Viele Grüße,
spule
In dieser Grundschaltung ist die Spannung am Emitter etwa 650mV kleiner
als an der Basis. Der Basisstrom des Transistors ist nur ein hundertstel
des Kollektorstromes. Können wir uns darauf einigen? (Ansonsten schau
mal in die Wikipedia.)
Das heißt also, das Filter aus R3 und C2, C4, C6 und C7 wird nur mit
einem hundertstel des Stromes belastet, der am Ausgang der Schaltung vom
Verbraucher "gezogen" wird. Die Restwelligkeit des Netzteils ist deshalb
etwa hundert mal kleiner, als würde man den Verbraucher direkt an eine
Siebkapazität von nur 500µF anschließen.
Oder anders herum: Um die gleiche Restwelligkeit zu erreichen, müsste
man anderenfalls 50.000µF Siebkapazität spendieren.
Daher der Name der Schaltung. Selbstverständlich ist der aber ein wenig
irreführend, den in der Schaltung kann nicht die gleiche Ladungsmenge
gespeichert werden wie in einem großen Kondensator. Das heißt, die
Spannung bricht bei starker Belastung und fehlender "Nachladung" am
Eingang natürlich genauso schnell zusammen wie ohne den Transistor.
Danke für die Antwort!
Hätte aber noch eine Frage: Warum hängt die Restwelligkeit davon ab, mit
welchem Strom das Filter belastet wird?
(Dass der Basisstrom ein Hundertstel des Kollektorstroms ist, weiss ich.
Etwas Grundwissen habe ich schon, aber auch viele Lücken.)
Wäre das Filter nicht belastet, wäre die Restwelligkeit 0 - einen
idealen Kondensator ohne Leckstrom vorausgesetzt.
Durch die Belastung entlädt sich der Kondensator zwischen den Pulsen,
die vom Gleichrichter kommen. Wie stark er sich entlädt, hängt von der
Belastung ab.
Die Belastung ist auch in dieser Schaltung noch vom Ausgangsstrom
abhängig, wenn auch um den Faktor 100 gemindert.
Es handelt sich bei dieser Schaltung im Prinzip um einen Gyrator, der
die Kapazitäten an der Basis des Transistors in eine sehr große
eingangsseitige Induktivität transformiert. Das Ganze bildet dann
zusammen mit dem Ausgangskondensator einen LC-Tiefpass 2. Ordnung. Die
Grenzfrequenz liegt üblicherweise weit unter 50 Hz, sodass Netzbrummen
zuverlässig herausgesiebt wird.
Jörg
Hallo Jörg,
>Das Ganze bildet dann zusammen mit dem Ausgangskondensator einen LC->Tiefpass 2. Ordnung.
Ich habe die Schaltung mal mit TINA simuliert (20VDC + 0/1V
Spannungssprung am Eingang) und kann aber keine "Induktivität" finden.
Wie du dem Anhang entnehmen kannst, fällt der Frequenzang mit 20dB pro
Dekade, was nur auf ein RC-Tiefpaßfilter 1.Ordnung schließen läßt.
Kai Klaas
Hallo Oliver,
>Die Schaltung ist entsprechend der Erklärung von Peter R. auch als>"Capacitance Multiplier" / "Kapazitätsmultiplizierer" bekannt.>Bei einem angenommenen beta von etwa 100 für den BD139 erhältst du>effektiv eine Siebkapazität von 50.000µF.
Diese Kapazitätsvergrößerung gilt so aber nur für Störungen am Eingang.
Wenn ein Verbraucher Strom zieht, sieht er nicht viel davon.
Auch das habe ich mit TINA simuliert: Ein Verbraucher ziehe einen DC
Strom von 100mA und einen zusätzlichen sinusförmigen Strom von +/-50mA.
Im linken Bild ist eine Siebkapazität von 5µF simuliert, im rechten Bild
50000µF. Kein Unterschied! Beides Mal bescheidene 0,6 Ohm
Innenwiderstand. (Ein LM317 hat nur 0,002 Ohm Innenwiderstand bei 1kHz!)
Warum? Wegen des Transistors selbst. Ein größerer Kollektorstrom
korrespondiert mit einer größeren Basis-Emitter-Spannung. Deswegen sinkt
die Ausgangsspannung ab, wenn der Kollektorstrom zunimmt und umgekehrt.
Auch wenn die Spannung am Siebkondensator völlig gleich bleibt.
Kai Klaas
Hallo Kai,
sorry, war mein Fehler. Die Induktivität wird so nur von der
Spannungsquelle "gesehen". Damit sie auch der Ausgangskondensator
"sieht", muß C1 direkt zwischen Basis und Emmiter liegen. Dann sollte
sich ein LC-Tiefpass ergeben. Allerdings muß R1 evtl. hochohmiger sein,
da er quasi parallel zur Induktivität liegt und bei höheren Frequenzen
gegenüber der Induktivität dominiert, sodass dann wieder ein RC-Tiefpass
entsteht
Jörg
Kai Klaas schrieb:
> Hallo Jörg,>>>Das Ganze bildet dann zusammen mit dem Ausgangskondensator einen LC->>Tiefpass 2. Ordnung.>> Ich habe die Schaltung mal mit TINA simuliert (20VDC + 0/1V> Spannungssprung am Eingang) und kann aber keine "Induktivität" finden.> Wie du dem Anhang entnehmen kannst, fällt der Frequenzang mit 20dB pro> Dekade, was nur auf ein RC-Tiefpaßfilter 1.Ordnung schließen läßt.>> Kai Klaas
Hallo Kai!
> Diese Kapazitätsvergrößerung gilt so aber nur für Störungen am Eingang.> Wenn ein Verbraucher Strom zieht, sieht er nicht viel davon.
Völlig richtig. Es geht hier darum, die Brummspannung vom Netzteil zu
vermindern und dabei mit weniger teurer Siebkapazität auszukommen, ohne
jedoch einen stark rückgekoppelten Spannungsregler zu verwenden.
> Beides Mal bescheidene 0,6 Ohm Innenwiderstand.
Die Schaltung versorgt in der Regel Vorverstärkerstufen, die in Klasse A
arbeiten - da ist der Innenwiderstand des Netzteils relativ egal.
> (Ein LM317 hat nur 0,002 Ohm Innenwiderstand bei 1kHz!)
Dafür andere Nachteile...
Hallo Oliver,
>Die Schaltung ist entsprechend der Erklärung von Peter R. auch als>"Capacitance Multiplier" / "Kapazitätsmultiplizierer" bekannt.>Bei einem angenommenen beta von etwa 100 für den BD139 erhältst du>effektiv eine Siebkapazität von 50.000µF.>Es geht hier darum, die Brummspannung vom Netzteil zu vermindern und>dabei mit weniger teurer Siebkapazität auszukommen, ohne jedoch einen>stark rückgekoppelten Spannungsregler zu verwenden.
Hhm. Ich habe die Simulation nochmals ganz genau angeschaut, aber nicht
mal ein Indiz für eine verbesserte Siebwirkung finden können.
Das Bild im Anhang zeigt das Ergebnis der Simulation. Gezeigt ist der
Frequenzgang, also Uauseff/Ueineff, wobei die Eingangsspannung 20DC mit
überlagertem Spannungssprung 0/1V ist. Man erkennt den Verlauf eines
Tiefpasses 1.Ordnung, also 20dB pro Dekade, mit einer Grenzfrequenz von
0,67Hz, also genau das, was man für 470 Ohm und 500 µF erwartet. Von
einer Kapazitätsmultiplikation um den Faktor 100 keine Spur!
Kai Klaas
Kai, dieses Ergebnis ist zu erwarten. Der Trick der Schaltung liegt
woanders. Ich bin kein "Simulant", weiß also nicht, wie man das richtig
abbildet.
Betrachte mal die Standard-Anordnung eines konventionellen Netzteils -
also Wechselspannungsquelle mit Innenwiderstand (Trafo),
Brückengleichrichter, Sieb-Elko. Beim unbelasteten Netzteil (ideale
Bauteile angenommen) ist die Ripple-Spannung gleich null. Sie steigt mit
zunehmender Stromentnahme, da sich der Siebelko zwischen den Peaks der
nachladenden "abs(sin(2*pi*50Hz*t))" - Funktion stärker entladen kann.
Die Ripplespannung ist auch abhängig von der Kapazität des Siebelkos.
Und diese wirksame Siebkapazität wird durch die obige Schaltung
vervielfacht, weil eben die Belastung des Siebelkos durch den
Stromverstärkungsfaktor des Transistors geteilt wird.
Natürlich können aus der Schaltung keine Stromspitzen entnommen werden,
so als seien 50.000µF Siebkapazität vorhanden. Die Physik überlisten
kann man damit auch nicht.
Für die Unterdrückung von 50Hz Störungen ist ein regler wie 317 sicher
besser geeigent. Der Vorteil dieser Schaltung liegt im geringen
Rauschen. Wenn man unbedingt will, kann auch erst einen LM317 und dann
den Transistor dahinter nehmen. Die Elkos kann man dann auch kleiner
wählen, denn die 50/100 Hz sind ja schon fast weg.
Hallo Oliver, hallo Ulrich,
bei diesen Filtern in der Spannungsversorgung gibt es drei Aspekte. Ich
möchte hier den Gyrator und das normale RC-Filter miteinander
vergleichen:
1. Die Filterwirkung gegen Störspannungen von außen, wie 100Hz-Ripple
vom Netzteil, Rauschen vom Spannunsgregler oder andere Störspannungen
auf der Versorgungsleitung, sei es von Spannungsabfällen an Leitungen
oder am Ausgangswiderstand vom Spannungsregler aufgrund relevanter
Lastwechselströme:
Hier hilft der Gyrator genauso wie ein einfaches RC-Filter. Die Spannung
an der Basis ist um die Filterwirkung des RC-Glieds gesäubert, der
Emitter liegt um ca. 0,6V tiefer und ist ebenfalls um den gleichen Grad
gesäubert. Die Störspannung, die noch am Kollektor in unveränderter Höhe
anliegt, wird vom Transistor geblockt, solange die Kollektor Emitter
Spannung nicht zu klein wird. Das kann man durch den Widerstand des
RC-Glieds und eine Grundlast am Ausgang des Gyrators aber immer
einstellen.
Gyrator und RC-Filter unterscheiden sich hier nicht voneinander,
vorausgesetzt die Zeitkonstanten der RC-Glieder sind gleich. Keine
Kapazitätsmultiplikation und auch keine Induktivitätswirkung beim
Gyrator. Überhaupt kein Unterschied!
2. Die Filterwirkung von Lastströmen:
Wenn der Verbraucher einen Strom zieht, bewirkt das normale RC-Filter,
daß nur ein Teil davon durch den Widerstand fließt, also von der
Speisung geliefert werden muß. Wenn beispielsweise das RC-Glied eine
Dämpfung von 40dB bei 1kHz besitzt, dann fließt von einem 1kHz-Laststrom
von 10mA nur noch 100µA durch den Widerstand, die restlichen 9,9mA
werden vom Kondensator geliefert.
Beim Gyrator sieht das ganz anders aus. Es fließt von den 10mA zwar nur
1/100 davon, also 100µA, durch die Basis und wird dort ebenfalls nahezu
rückwirkungsfrei vom RC-Glied gefiltert, aber die restlichen 99%, also
9,9mA, die vom Kollektor geliefert werden, sehen keinerlei Filterwirkung
sondern müssen ganzlich von der Speiseschaltung geliefert werden. Das
ist ein erheblicher Nachteil gegenüber dem normalen RC-Glied, wenn man
einen ganz besonders störenden Laststrom in einer Schaltung erzeugen und
gleichzeitig woanders ein kleines Signal hochverstärken muß.
3. Spannungsschwankung aufgrund des Spannungsabfalls des Laststroms am
Filter selbst. Ein eher unerwünscheter Nebeneffekt des RC-Filters bzw.
Gyrators, wenn beispielsweise der Laststrom starke Verzerrungen
aufweist, wie bei einem OPamp mit in Klasse-AB eingestellter
Ausgangsstufe.
Bei einem normalen RC-Filter ergibt sich diese Spannungsschwankung
folgendermaßen: Im obigen Beispiel fließt der 1kHz Lastwechselstrom ja
nur noch zu 1% durch den Widerstand, also ist die Spannungsschwankung
gleich dem Spannungsabfall dieses Stroms an R, also 100µA x R.
So, jetzt kommt endlich der Vorteil des Gyrators zum Tragen: Aufgrund
der Stromverstärkung des Transistors fließt nur 1% des 1kHz Laststroms
durch die Basis. Durch die Filterwirkung des RC-Glieds führt wieder 1%
davon zur Spannungsschwankung. Da aber der Strom 100mal kleiner ist, ist
auch die Spannungsschwankung 100mal kleiner, beträgt also nur 1µA x R.
Es gibt aber noch einen zusätzlichen, negativen Effekt beim Gyrator, den
ich früher schon erwähnt habe: Wenn ein Transistor einen größeren
Kollektorstrom fließen lassen soll, muß seine Ube steigen. Das hat gemäß
meiner früheren Simulation den gleichen Effekt wie ein Quellwiderstand
von 0,6Ohm. Also, selbst, wenn die Stromverstärkung so groß sein sollte,
daß es eigentlich keinen Spannungsabfall aufgrund von Lastströmen mehr
geben sollte, dann hat man aber immer noch die 0,6 Ohm Quellwiderstand.
Meistens spielt der aber keine Rolle.
Was ist denn nun der Vorteil des Gyrators?
Da nur 1% des Laststroms durch die Basis fließt, kann man R 100mal
größer machen als bei einem normalen RC-Glied. Das erlaubt viel größere
Filterzeitkonstanten. Oder, man begnügt sich mit der gleichen
Filterwirkung und kann dann C 100mal kleiner machen. In bestimmten
Anwendungen kann man so auf den Einsatz von ELkos mit ihren vielen
Nachteilen verzichten.
Ein Gyrator hat aber auch Nachteile, da er Lastströme überhaupt nicht
filtern kann, sondern sie zu fast 100% an die Speisung weiterreicht.
Kai Klaas
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