Hallo,
im Moment steuere ich die Zündspulen bei meinem Motorsteuergerät mit
IGBT's des Typs NGD8201 von ON Semiconductors an (Uce_on ~ 1.3V).
Dabei habe ich das Problem der doch erheblichen Verlustleistung und
damit starken Wärmeentwicklung!
- wäre es besser anstatt von IGBT's doch MOSFET's zu verwenden?
Ich habe eigentlich IGBT's eingesetzt, da laut meines Wissens MOSFET's
ein Problem mit hohen Drain-Spannunge haben und diese in meiner
Anwendung beim Abschalten der ohmsch-induktiven Last (Zündspule)
auftreten...
- im Moment habe ich das Gate-Vorwiderstand einen 820R Widerstand
drinnen und steuere das Gate mit einem HCT-Gatter an. Kann ich durch
eine Verkleinerung des Widerstandes ein schnelleres Schalten und damit
eine Minimierung der Verlustleistung erreichen?
- parallel zum Gate befinden sich ein Widerstand (470k) zum verhindern
des Floatens des Gates --> macht dieser das Schalten langsamer?
LG
Mario O. schrieb:
>Dabei habe ich das Problem der doch erheblichen>Verlustleistung und damit starken Wärmeentwicklung!
In irgend einer Weise muß man die Abschaltflanke der Zündspule schon
noch etwas schräg anstatt senkrecht halten, da sonst die Spannung gegen
Unendlich wächst und den Halbleiter zerstört.
Irgendwo wird da schon ein Stück Leistung verbraten.
Auch was da in industriellen Schaltungen verwendet wird/wurde, sind
bipolare Hochspannungs-Leistungstransistoren, wenn es keine IGBT oder
MOSFET sind.
@Sebastian: Was meinst du damit, ob ich den Schließwinkel/dwell-Time der
Zündspulen einhalte? Ich bekomme die Ansteuerungssignale von einem µC
(softwareseitig ist dabei nicht so mein Aufgabengebiet) und steuere
damit die Ignition-IGBT's an. Was muss ich dabei beachten?
Ladestrom der Spulen habe ich noch nicht oszilloskopiert - inwieweit
hilft mir das weiter?
@jekkyll: Danke für den Tipp, suche jedoch einen IGBT im DPAK Gehäuse,
da Layout/Platinen schon im Einsatz sind.
- Auf welche Parameter bei der IGBT AUswahl bzgl. Wärmeentwicklung muss
man besonders achten? Bis jetzt habe ich immer nur die Uce(sat)
verglichen?
LG Mario
Die Dwelltime ist die Zeit in der das Magnetfeld in der Spule aufgebaut
wird.
(sozusagen die Ladezeit der Spule)
Die liegt gerne mal bei so 1-3ms.
Wenn Deine Ladezeit zu gross wird, kommt die Spule in die Sättigung und
es wirkt nur noch der Ohmesche Widerstand,
der ist aber recht klein -> grosser Strom -> grosse Wärmeentwicklung im
gesamten Kreis.
Der Schliesswinkel(regelung) wie man das früher nannte,
geht schon auf den Umstand ein das je nach Drehzahl eine Umdrehung eine
andere Zeit braucht...
(Der Schliesswinkel ist Drehzahlabhängig)
Ok danke für den Tipp... das werde ich mir gleich mal ansehen!
Wenn also die Ladezeit viel länger als die Dwell-Time ist (also lange
ein hoher Strom nur von dem ohmschen Anteil begrenzt fliesst), dann
kommt es zu einer unnötigen Wärmeentwicklung am IGBT - wenn ich das
richtig verstanden habe?
LG Mario
Auch dort....
Geschlossener Stromkreis bedeutet auch das Deine Zündspule heisser wird.
Im schlimmsten Fall kocht dir die primär Wicklung ab.
(kurzschluss der Windungen durch thermische Überlastung des Isolators)
Das führt zu einer noch grösseren Erwärmung bis zum platzen...
Hallo,
habe im Moment nicht die Möglichkeit zu Messen, aber habe bei
Oszilloskopbildern gesehen, dass das Ansteuerungssignal für die IGBT's
ungefähr 4ms lang ist.
Was ich so recherchiert habe, ist das im normalen Bereich für
KFZ-Zündspulen.
Wie merke ich eigentlich wenn der Gate-Vorwiderstand zu klein ist -
fangt dann der IGBT beim Ansteuern oder beim Abschalten zum Schwingen
an?
LG Mario
Habe eine Frage zu dem Datenblatt des NGD8102N IGBT:
Was bedeutet "Gate Resistor (Optional)" mit einem typischen Wert von 70
Ohm?
--> ist da ein Gate-Widerstand drinnen, braucht man extern einen bei
einer Ansteuerung mit HCT?
LG mario
ich würde ein fertiges Zündmodul von Bosch benutzen! Die haben eine
eingebaute Regelung für die Ladung der Spule bzw. Strombegrenzung.
http://www.bosch-motorsport.de/content/language1/html/3676.htm
oder was fertiges aus der Serie. Eine Stunde auf dem Schrottplatz bringt
nützliches zu Tage.
Anbei der Schaltungsausschnitt der Zündung...
Ich glaube ein Grund für die Wärmeentwicklung ist nicht die
Überschreitung der Dwell-Time, sondern das der Strom nachher nicht
begrenzt wird.
Habe bei Bosch gesehen, dass die intelligente Zünd-IGBT's verwenden, die
eine Strombegrenzung (~10A) integriert haben, die nach der Dwell-Time
den Strom begrenzen. Kann das nicht eine Maßnahme sein, um die
Verlustleistung zu minimieren?
Z.B. bei einer typ. Zündspule (4mH; 0.5 Ohm) würde ein Strom nach dem
Aufladevorgang von ~24A fliessen, der ja unnötig ist.
Kann mir jemand dazu mehr sagen? Und eventuell mal bei meiner
Zündungsschaltung drüberschauen?
LG mario
Hallo Mario,
1. Was heißt "Stark Wärmeentwicklung"?? Von welcher Größenordnung
sprichst Du?? 1W 10W 100W??
2. Hast Du den IGBT auf einen Kühlkörper geschraubt?
3. Sofern Du Verlustleistungen > als 5W erhälst, müsste schon was
ziemlich schief laufen.
a) Uce < 1.6V bei 20A; du schaltest für 4ms an (der Strom steigt in der
Zeit) und hast nach dem Abschalten vermutlich wieder ewig Zeit bis zum
nächsten Puls.
Wenn der IGBT 100% der Zeit an wäre, sind 1.6V * 20A = 32W Verluste
möglich. Beträgt dein Tastverhältnis 10% sind es nur 3,6W
Durchlassverluste.
b) Der IGBT hat eine "Spannungs-Clamp" Funktion die eine Überspannung
der Collector-Emitter-Streck verhindern soll, dafür sind die Diode
(zwischen Gate und Collector) und der Rg im Schaltbild da.
Wenn Du den IGBT schlagartig ausschaltest, baut sich in der Spule das
Magnetfeld ab und die Klemmenspannungen von Primär- und Sekundärseite
laufen ins unendliche, sofern nicht eine der beiden Seiten einen Strom
aufbaut der einer Abnahme des Magnetfeldes entgegen wirkt.
Wenn zu dem Zeitpunkt die Sekundärseite keinen Zündfunken ausbildet,
dann wird der IGBT bei ca. 400V wieder leitfähig und bekommt die
komplette im Magnetkreis gespeicherte Energie übergebraten!!!
Die Energiemenge die dann im IGBT verbrutzelt wird hängt von der
Induktivität und dem Strom im Abschaltmoment ab.
Beispiel:
L = 10mH, I = 10A => E = 1/2 x L x I² = 1/2 x 0.01H x (10A)² = 0.5 J
10% Tastgrad mit 4ms Pulslänge => 40ms Periodendauer => 25 Hz
P = f x E = 12.5W Verlustleistung aufgrund falscher Ansteuerung
Lösung: Der IGBT darf nie die 400V sehen, da er sonst durchbricht!!
1. Sorge dafür, dass die Sekundärspannung einen Durchbruch schafft bevor
die Primärseite die Überspannung sieht. Funkenstrecke sekundärseitig
verkürzen.
2. Die Kabel der Primärseite sollten möglichst keine Spule bilden. In
langen zu einer "Spule" gelegten Leitung wird bei Stromfluss auch
Energie gespeichert (parasitäre Induktivität).
3. Lansamer abschalten, dadurch ist Dein dI/dt und damit das dU/dt nicht
so hoch. Du verbrätst zwar mehr Schaltenergie im IGBT, die Überspannung
wird aber nicht so hoch.
4. Nimm eine andere Zündspule die eine geringere primärseitige
Streuinduktivität und ein höheres Übersetzungsverhältnis besitzt. Damit
bricht sekundärseitig die Spannung bei kleinerer primärseitigen Spannung
durch.
5. Nimm einen Clamp-IGBT mit einer höheren Spannungsfestigkeit. Ich
kenne von ONSEMI allerdings keine mit > 400V...
Hallo Michael,
danke schonmal für die Antwort!
> 1. Was heißt "Stark Wärmeentwicklung"?? Von welcher Größenordnung> sprichst Du?? 1W 10W 100W??>> 2. Hast Du den IGBT auf einen Kühlkörper geschraubt?
Grundsätzlich befinden sich 8 IGBT's auf der Platine (knapp beisammen)
für 8 Zündspulen. Das Thermal-Pad des IGBT's ist über jeweils einige
Via's mit der anderen Seite der Leiterplatte verbunden und dort
kontaktiert das Alu-Gehäuse drauf (isoliert mit einer Wärmeleitfolie).
Mit "starken Wärmeentwicklung" habe ich gemeint, dass das Alu-Gehäuse an
dieser Stelle bei hohen Drehzahlen sehr warm wird - zu warm für eine
geschätzte Verlustleistung von etwa 3-5W pro IGBT (1.5V 15A 0.2).
Obwohl eine gewisse Wärmeentwicklung ja nicht zu vermeiden ist, da der
IGBT eine Erwärmung von 1.2°C/W besitzt (Junction-to-Case) und das mal
8!
> 3. Sofern Du Verlustleistungen > als 5W erhälst, müsste schon was> ziemlich schief laufen.> a) Uce < 1.6V bei 20A; du schaltest für 4ms an (der Strom steigt in der> Zeit) und hast nach dem Abschalten vermutlich wieder ewig Zeit bis zum> nächsten Puls.> Wenn der IGBT 100% der Zeit an wäre, sind 1.6V * 20A = 32W Verluste> möglich. Beträgt dein Tastverhältnis 10% sind es nur 3,6W> Durchlassverluste.>> b) Der IGBT hat eine "Spannungs-Clamp" Funktion die eine Überspannung> der Collector-Emitter-Streck verhindern soll, dafür sind die Diode> (zwischen Gate und Collector) und der Rg im Schaltbild da.> Wenn Du den IGBT schlagartig ausschaltest, baut sich in der Spule das> Magnetfeld ab und die Klemmenspannungen von Primär- und Sekundärseite> laufen ins unendliche, sofern nicht eine der beiden Seiten einen Strom> aufbaut der einer Abnahme des Magnetfeldes entgegen wirkt.> Wenn zu dem Zeitpunkt die Sekundärseite keinen Zündfunken ausbildet,> dann wird der IGBT bei ca. 400V wieder leitfähig und bekommt die> komplette im Magnetkreis gespeicherte Energie übergebraten!!!> Die Energiemenge die dann im IGBT verbrutzelt wird hängt von der> Induktivität und dem Strom im Abschaltmoment ab.> Beispiel:> L = 10mH, I = 10A => E = 1/2 x L x I² = 1/2 x 0.01H x (10A)² = 0.5 J> 10% Tastgrad mit 4ms Pulslänge => 40ms Periodendauer => 25 Hz> P = f x E = 12.5W Verlustleistung aufgrund falscher Ansteuerung
Wenn ich das richtig verstanden habe, dann wird die Diode zwischen
Collector und Gate bei einer Spannung von über 400V leitend und der
Spannungsteiler Diode-Rg steuert das Gate an, damit ein Kollektorstrom
fließen kann und in weiterer Folge die Uce begrenzt wird?
> Lösung: Der IGBT darf nie die 400V sehen, da er sonst durchbricht!!> 1. Sorge dafür, dass die Sekundärspannung einen Durchbruch schafft bevor> die Primärseite die Überspannung sieht. Funkenstrecke sekundärseitig> verkürzen.>> 2. Die Kabel der Primärseite sollten möglichst keine Spule bilden. In> langen zu einer "Spule" gelegten Leitung wird bei Stromfluss auch> Energie gespeichert (parasitäre Induktivität).
Auf die Sekundärseite habe ich leider keinen Einfluss, da das
Steuergerät in einem Fahrzeug eingesetzt wird und dort sowohl der
Kabelbaum schon existiert also auch die Zündspulen vorgegeben sind.
> 3. Lansamer abschalten, dadurch ist Dein dI/dt und damit das dU/dt nicht> so hoch. Du verbrätst zwar mehr Schaltenergie im IGBT, die Überspannung> wird aber nicht so hoch.
Könnte ich einfach durch einen größeren Gate-Vorwiderstand realisieren?
> 5. Nimm einen Clamp-IGBT mit einer höheren Spannungsfestigkeit. Ich> kenne von ONSEMI allerdings keine mit > 400V...
Kennst du zufällig von einem anderen Hersteller einen bzw. hast
Erfahrungen mit welchen? Habe jetzt mal ein wenig geschaut und den
STGD10HF60 von ST gefunden (hat 600V Clamp-Spannung).
Noch eine Frage?
Einige Hersteller bieten intelligente Ignition-Driver an, z.B.:
ST: VB325
Bosch: BIP355
Diese Bausteine haben alle eine "coil current limit", um die
Verlustleistung zu minimieren und um toleranter bzgl. der dwell-time zu
sein sowie eine Übertemperaturschutz --> welche Nachteile, wenn
überhaupt, ergeben sich dabei? Außer das das Gehäuse meist größer ist
(PowerSO10 gegenüber DPAK).
Danke und LG,
Mario
Mario O. schrieb:
>Grundsätzlich befinden sich 8 IGBT's auf der Platine (knapp beisammen)>für 8 Zündspulen. Das Thermal-Pad des IGBT's ist über jeweils einige>Via's mit der anderen Seite der Leiterplatte verbunden und dort>kontaktiert das Alu-Gehäuse drauf (isoliert mit einer Wärmeleitfolie).>Mit "starken Wärmeentwicklung" habe ich gemeint, dass das Alu-Gehäuse an>dieser Stelle bei hohen Drehzahlen sehr warm wird - zu warm für eine>geschätzte Verlustleistung von etwa 3-5W pro IGBT (1.5V 15A 0.2).>Obwohl eine gewisse Wärmeentwicklung ja nicht zu vermeiden ist, da der>IGBT eine Erwärmung von 1.2°C/W besitzt (Junction-to-Case) und das mal>8!
Na, das würde ich mal in Frage stellen. Strom und Spannung kann man
relativ einfach messen, Wärmestrom leider nicht.
Ich vermag nicht aus dem Stegreif zu schätzen, welche Verluste einer
Platine zu welcher Gehäusetemperatur führt.
Aber du kannst ja einen einfachen Test machen. Da sich da nach einer
komerziellen Entwicklung anhört, hast Du bestimmt eine Platine mit
Gehäuse zu testen übrig.
Versuch mal eine definierte Wärmemenge mit den IGBTs zu verbraten um
dieselbe Gehäusetemperatur zu erzielen. Dazu kannst Du alle IGBTs
parallel schalten, eine Spannungsquelle > 50V nehmen und die Gates der
IGBTs alle ein bischen aufregeln (linear verbraten).
Dann weißt Du wenigstens, ob die Leistung in etwa stimmen kann oder
nicht.
Selbst 10 - 15 W auf einem Metallgehäuse ohne Zwangsbelüftung kann schon
zu abartigen Temperaturen führen!! (Oder hast Du dir schon mal die
Finger an einer 20W Halogenbirne verbrannt? - Ich mehrfach)
> Noch eine Frage?> Einige Hersteller bieten intelligente Ignition-Driver an, z.B.:> ST: VB325> Bosch: BIP355> Diese Bausteine haben alle eine "coil current limit", um die> Verlustleistung zu minimieren und um toleranter bzgl. der dwell-time zu> sein sowie eine Übertemperaturschutz --> welche Nachteile, wenn> überhaupt, ergeben sich dabei? Außer das das Gehäuse meist größer ist> (PowerSO10 gegenüber DPAK).
Zu beiden Bausteinen habe ich quasi keine Literatur zur Funktionsweise
gefunden. Ich nehme an, die Strombegrenzung wird durch eine lineare
Regelung des Bausteins erreicht. Dadurch steigen die Verluste drastisch
an, wenn der bei 10A seine Uce erhöht um einem Steigen des Stromes
entgegen zu wirken.
Damit die Bausteine nicht kaputt gehen, haben die eine zusätzliche
thermische Schutzschaltung eingebaut und gehen dann halt nicht mehr an.
Mit den Bausteinen wirst Du Dein thermisches Problem vermutlich nicht in
den Griff bekommen!!
Wenn Du es richtig machen willst, brauchst du keine Strombegrenzung.
Deine Steuerung sollte die Dwell-Time berechnen und den Spulenstrom
entsprechend dem Zündzeitpunkt vorher einschalten!
Das ist Stand der Technik.
Die IGBTs sollten auch voll durchsteuern. Ist das nicht gegeben, ist
natürlich mit erhöhter Verlustleistung zu rechnen.
Ich empfehle trotzdem die Verwendung von einer Spule mit integrierter
Endstufe! Besser noch einzelne Stabzündspulen.
Welche Steuerung verwendest Du? Hast Du die selbst gebaut?
Michael O. schrieb:
> Zu beiden Bausteinen habe ich quasi keine Literatur zur Funktionsweise> gefunden. Ich nehme an, die Strombegrenzung wird durch eine lineare> Regelung des Bausteins erreicht. Dadurch steigen die Verluste drastisch> an, wenn der bei 10A seine Uce erhöht um einem Steigen des Stromes> entgegen zu wirken.> Damit die Bausteine nicht kaputt gehen, haben die eine zusätzliche> thermische Schutzschaltung eingebaut und gehen dann halt nicht mehr an.> Mit den Bausteinen wirst Du Dein thermisches Problem vermutlich nicht in> den Griff bekommen!!
Sebastian schrieb:
> Wenn Du es richtig machen willst, brauchst du keine Strombegrenzung.> Deine Steuerung sollte die Dwell-Time berechnen und den Spulenstrom> entsprechend dem Zündzeitpunkt vorher einschalten!> Das ist Stand der Technik.>> Die IGBTs sollten auch voll durchsteuern. Ist das nicht gegeben, ist> natürlich mit erhöhter Verlustleistung zu rechnen.
Danke für eure Erklärungen...
Also intelligente Bausteine mit einer Strombegrenzung stellen somit
keine Lösung dar, mein Problem liegt anscheinend an der grundsätzlichen
Ansteuerung.
Werde mir nun die Ansteuerung (Dwell-Time) nochmal genauer ansehen,
möglicherweise kommt meine relativ hohe Verlustleistung von dem
nicht-optimalen Timing! Ich glaube die dwell-time wurde einmal statisch
in der Software eingestellt und wird weder über den Zündzeitpunkt noch
über die Bordspannung angepasst. Außerdem wird das Steuergerät mit
verschiedenen Zündspulen verwendet und dabei erfolgt keine Anpassung auf
die Charaktaristik der Spule.
Sebastian schrieb:
> Welche Steuerung verwendest Du? Hast Du die selbst gebaut?
Die Motorsteuerung wurde von mir selbst entwickelt, zumindest die
Hardware, und wird in Kleinserienprojekten eingesetzt. Im Moment ist es
aber erst die erste Version und somit noch Verbesserungsbedarf - wie
etwa die Zündung.
@Sebastian: Mit welchen Bausteinen (IGBT's) arbeitest du? Nach deinem
Posting nach könnte man vermuten, dass du dich auch damit beschäftigst.
LG Mario
Mario O. schrieb:
> Ich glaube die dwell-time wurde einmal statisch> in der Software eingestellt und wird weder über den Zündzeitpunkt noch> über die Bordspannung angepasst. Außerdem wird das Steuergerät mit> verschiedenen Zündspulen verwendet und dabei erfolgt keine Anpassung auf> die Charaktaristik der Spule.
Das ist natürlich schlecht. Jede Zündspule hat etwas andere
Charakteristiken, insbesondere andere Induktivitäten, so dass der Strom
unterschiedlich schnell ansteigen wird.
Je kleiner die Induktivität, desto schneller läuft man in die Sättigung.
Ich bin mir nicht sicher, in wieweit die Sättigungsgrenze der Spulen
auch noch von der Temperatur abhängt und die auch berücksichtigt werden
müssten.
Aus thermischer Sicht entstehen die größten Verluste (IGBT) im letzten
Moment der Aufmagnetisierung, kurz vor der Sättigung. Nahe der Sättigung
wird die Energie auch nicht mehr im Feld der Spule gespeichert sondern
dient dem Speisen der Verluste. Mein naiver Ansatz wäre die dwell-Zeit
soweit zu reduzieren, dass Du eine sichere Zündung hast und gleichzeitig
eine minimaler Anschaltzeit.
Die integrierten Treiber sind unter Umständen auch nicht doof, da die
einen Shunt mit Feedback haben, der dir das Erreichen eines bestimmten
Stromes anzeigt. Somit könntest Du die dwell-time auch einfach im
Betrieb messen :). Oder Du implementierst in einem der 8 Schalter einen
Shunt und misst konkret selbst. Sicher hast Du Exemplarstreuungen, aber
im Groben verhalten sich die Spulen sicher ähnlich.
Unter www.bosch-motorsport.de findest du Zündspulen mit dem
dazugehörigem Datenblatt, dort ist die dwell-Time abhängig von der
Versorgungsspannung, der Sättigungsstrom und die empfohlenen
Schalttransistoren angegeben.
Ich sehe es auch so das die Strombegrenzung der Schaltmodule zusätzlich
die Temperatur derselben erhöhen. Deswegen sollte man die Spule
möglichst nicht in die Sättigung treiben, früher habe ich einige
Transistoren dadurch verbraten.
Ich hatte mal ein paar Muster von ST da, glaube das waren VB927 oder
VB925 die hatten ein oder 2 Diagnose Ausgänge wo man 2 verschiedene
Schaltströme dedektieren konnte um damit die dwell-Time zu korrigieren.
Die Messung des Sättigungsstromes ist natürlich eine feine Sache und
diagnostisch sehr hilfreich.
Ich denke aber man muß bei einfachen Sachen auf dem Teppich bleiben und
sich einfach mal zurückerinnern, wie früher die TSZ/H Zündanlagen
funtioniert haben bzw. noch funktionieren.
Da wurde auch nix geregelt oder im Voraus berechnet. Das Hall-Fenster im
Verteiler hatte eine konstante geometrische Länge und damit eine
variable zeitliche Länge (je nach Drehzahl).
Ich habe mich mal mit der Megasquirt beschäftigt. Guck dir die Hardware
einfach mal an, das ist eine gute Orientierung. Im Prinzip ist alles
halb so wild.
Ich beschäftige mich auch mit Motorsteuerungen, habe aber mittlerweile
eine gekaufte Lösung, da die Software viel Zeit in Anspruch nimmt und
ich schnell eine sichere Lösung brauche.
Momentan baue ich mehr diagnostische Hilfsmittel als Zusatz zur
Steuerung, wie zBsp. Klopfregelung.
Hallo,
habe mir heute den Spulenstrom einmal angesehen und 2 Bilder davon
mitangehängt. Die 4ms dwell-time passt für meine Zündspulen ganz gut,
man kann gut erkennen das die Sättigung gerade nicht erreicht wird.
Danach habe ich die dwell-time auf 5ms gestellt und man kann gut den
Sättigungsbereich feststellen.
Zwei Sachen sind mir aber aufgefallen, die mir nicht ganz klar sind:
- wieso ist der Strom am Beginn der Ansteuerung linear und danach folgt
erst die typische Ladekurve einer Spule?
-wieso ist der Sättigungsstrom bei ca. 11A, wenn ich eine Widerstand von
etwa 0,6 Ohm bei der Zündspulemesse?
LG Mario
Ähh - ich habe den Eindruck, du verwechselt Sättigung mit stationärem
Endwert!!
In der Sättigung nimmt die Steigung des Stromes rasant zu!!!
Bei einer Spule verhindert die Induktivität die Zunahme des Stromes.
Eine Spule mit Kern hat einen "Feldverstärker" - die Fähigkeit des
magnetischen Materials bei einem eingeprägten magnetischen Feld den
magnetischen Fluss zu vergrößern. In der Sättigung ist dieser Effet
nicht mehr vorhanden.
Meiner Meinung nach erreicht die Spule nach ca. 2ms die Sättigung,
danach nimmt der Strom stärker zu da jetzt nun noch (salopp gesagt) eine
Luftspule zur Verfügung hast. Dass Du in den Endwert von 11A läufst
liegt an dem ohmschen Widerstand der Primärwicklung.
Nach 2 ms (bei der Spannung) wird nur noch wenig zusätzliche Energie im
magnetischen Feld gespeichet, der hohe Strom verursacht aber in den
Bauteile massive Verluste. Begrenz die Zeit mal auf ca. 2,5ms.
Michael O. schrieb:
> Ähh - ich habe den Eindruck, du verwechselt Sättigung mit stationärem> Endwert!!>> In der Sättigung nimmt die Steigung des Stromes rasant zu!!!> Bei einer Spule verhindert die Induktivität die Zunahme des Stromes.> Eine Spule mit Kern hat einen "Feldverstärker" - die Fähigkeit des> magnetischen Materials bei einem eingeprägten magnetischen Feld den> magnetischen Fluss zu vergrößern. In der Sättigung ist dieser Effet> nicht mehr vorhanden.
Das verstehe ich nicht ganz...
Nach meinem Grundverständnis für Spulen hat man hier doch einen simplen
Einschaltvorgang einer Induktivität. Dabei steigt der Strom nach einer
e-Funktion (1-e^-t/T), da sich ja am Beginn eine Gegeninduktivität
aufbaut, die immer kleiner wird und dadurch der Strom immer weiter
steigen kann.
--> Wieso habe ich bei meinen Messungen zuerst einen linearen Anstieg
bis zur Sättigung und dann einen Stromanstieg nach der besagten
e-Funktion bis zum stationären Endwert?
Bis jetzt habe ich gar nicht gewusst, dass es da einen Unterschied
zwischen Sättigung und stationären Endwert gibt...
Wieso nimmt der Strom in der Sättigung zu? Bedeutet Sättigung nicht
zwangsläufig einen Endwert zu erreichen?
> Meiner Meinung nach erreicht die Spule nach ca. 2ms die Sättigung,> danach nimmt der Strom stärker zu da jetzt nun noch (salopp gesagt) eine> Luftspule zur Verfügung hast. Dass Du in den Endwert von 11A läufst> liegt an dem ohmschen Widerstand der Primärwicklung.>> Nach 2 ms (bei der Spannung) wird nur noch wenig zusätzliche Energie im> magnetischen Feld gespeichet, der hohe Strom verursacht aber in den> Bauteile massive Verluste. Begrenz die Zeit mal auf ca. 2,5ms.
Ich werde mal bei 2,5ms das Zündverhalten beobachten...
Aber wenn das so stimmt, was ich nicht anzweifle sondern einfach nicht
ganz verstehe, wäre es zumindest eine Erklärung für die
Wärmeentwicklung!
lg mario
Sättingung eines ferromag. Materials und und der Endwert einer 1-e^x
Funtion wie bei einer L-R Aufladung haben ja nichts miteinander zu tun.
Das erstere wird durch das mag Material verursacht. Letzeres nur durch
den Ohmschen Widerstand.
Die Energie in der Spule ist zwar L*I^2/2, doch ab der Sätigung sinkt
das L ab, womit die Energie (im Feld) nicht mehr steigt....
Genauer, der Koeefizent vor dem U/R*(1-e^-t/tau), ist U/R was dem
Endwert des Stromes entspricht.
Sättigt die Spule nimmt das µ und damit L schlagartig (Kennlinie H-B
wird flacher). Dies führt zu einem schnelle Ansteigen des Stromes, der
schließlich nur durch einen Widerstand oder ein sterben von Bauteilen
(zb FET bei Schaltnetzteilübertrager) begrenzt wird.
Ich würde deinen gemessenen Stromverlauf genau wie Michael
interpretieren. Den prim. Widerstand kannst du leicht Messen dann weist
du wohin sich dein Strom nähert...
MFG
Es wird bei der Spule ja auch was "gesättigt".
Nur wird nicht der Strom sondern das ferromagnetische-Material
gesättigt.
Alle Weiss'schen Bezirke sind umgeklappt.
Damit nimmt das µr >> 0 quasi auf 1 ab. Eine Erhöhung des H-Feldes führt
nicht automatisch zu einer Erhöhung des B (Flusses). Damit wirkt dem
Stromanstieg nur noch eine drastisch geringere Gesamtinduktivität
entgegen.
In deinem Fall ist der Stomanstieg ja echt harmlos, da der Innwiderstand
der Spule recht hoch ist!!
Wenn Du aber eine 500A Drossel mit 2mH und vielleicht 50mOhm (so ein
Ding wiegt locker 500kg) hast, dann Haut der Stom gerne locker auf
einige zig Kilo Ampere ab.
Ok danke, jetzt habe ich das verstanden!
Somit macht es nur Sinn den Strom bis zur Sättigung (des
ferromagnetischen Materials, also des Eisenkerns) steigen zu lassen. Der
Stromanstieg danach führt nicht zu einer Erhöhung der gespeicherten
Energie, sondern wird zum großen Teil in Wärme umgesetzt.
Danke - werde das mal Testen gehen!
lg mario
darf man fragen wie ihr die Strommessung am Oszi durchführt? Benutzt ihr
einen Shunt und hat das Oszi eine spezielle Funktion wo man den
Shunt-Widerstand eingeben kann und das Oszi invertiert den
Spannungsabfall und zieht dann dann Signal auf die ensprechenden Werte
hoch?
ich würde mal parallel zum Stromanstieg der Spule auch die Gatespannung
oszillografieren. und ENDLICH das komische HCT-Gatter zur Ansteuereung
des IGBTs da rausschmeissen! Nur um hier endlich definierte Verhältnisse
zu schaffen. (siehe "Millerplateau" usw.) ich denke, daher kommt auch
der Knick im Stromanstieg. Ich bau jetzt nicht mit Zündspulen usw.-ok.
Aber auch ein Step-Down dcdc hat eine Drossel mit "Feldverstärker"
(Kern) und hier ist auch kein Knick und dann eine Abflachung des
Spulenstromes zu verzeichnen.
Ich kann total daneben liegen - mag sein.
Auch bitte nicht als meckern auffassen...
Aber ich würde erstmal die IGBT Ansteuerung überdenken.
Viele Grüße
Axelr.
Thomas O. schrieb:
> darf man fragen wie ihr die Strommessung am Oszi durchführt? Benutzt ihr>> einen Shunt und hat das Oszi eine spezielle Funktion wo man den>> Shunt-Widerstand eingeben kann und das Oszi invertiert den>> Spannungsabfall und zieht dann dann Signal auf die ensprechenden Werte>> hoch?
Ich messe den Strom mit Hilfe einer Stromzange (100mV/A).
axelr. schrieb:
> ich würde mal parallel zum Stromanstieg der Spule auch die Gatespannung> oszillografieren. und ENDLICH das komische HCT-Gatter zur Ansteuereung> des IGBTs da rausschmeissen! Nur um hier endlich definierte Verhältnisse> zu schaffen. (siehe "Millerplateau" usw.) ich denke, daher kommt auch> der Knick im Stromanstieg. Ich bau jetzt nicht mit Zündspulen usw.-ok.> Aber auch ein Step-Down dcdc hat eine Drossel mit "Feldverstärker"> (Kern) und hier ist auch kein Knick und dann eine Abflachung des> Spulenstromes zu verzeichnen.>> Ich kann total daneben liegen - mag sein.> Auch bitte nicht als meckern auffassen...>> Aber ich würde erstmal die IGBT Ansteuerung überdenken.
Also ich sehe da grundsätzlich kein Problem mit der Ansteuerung - wieso
sollte das HCT-Gatter ein Problem darstellen?
Das "Miller-Plateau" sollte ja bei einer Ansteuerung von +5V keine
Probleme bereiten...
Wie würdest du anstatt dem HCT-Gatter den IGBT ansteuern (µC gibt +3V3
aus)?
lg mario
Thomas O. schrieb:
> Besorg dir mal einen ICL 7667 CPA als Treiber dann wäre das eine Problem>> schon gelöst.
Was ist der Nachteil bei der Ansteuerung mit einem HCT-Gatter anstatt
einem MOSFET Treiber?
lg
Mario O. schrieb:
> Thomas O. schrieb:>> Besorg dir mal einen ICL 7667 CPA als Treiber dann wäre das eine Problem>> schon gelöst.>> Was ist der Nachteil bei der Ansteuerung mit einem HCT-Gatter anstatt> einem MOSFET Treiber?> lg
Hallo Mario,
lass dich nicht verunsichern!
Figure 5 im Datenblatt spricht eine eindeutige Sprache.
http://www.onsemi.com/pub_link/Collateral/NGD8201N-D.PDF
Selbst mit 4V am Gate wärst Du noch dicke auf der sicheren Seite. Klar,
ein dickerer Treiberstrom ist besser, da Du den IGBT schneller An/Aus
schaltest und demit die Schaltverluste minimieren kannst.
Aber die Fraktion von Vorpostern arbeitet mit Netzteilen im >> 10kHz
Bereich und da kommt es dann tatsächlich auf die Flankensteilheit zur
Minimierung der Schaltverluste an.
axelr. schrieb:
> Nur um hier endlich definierte Verhältnisse> zu schaffen. (siehe "Millerplateau" usw.) ich denke, daher kommt auch> der Knick im Stromanstieg.
Diese Aussage ist hier ziemlich Sinnfrei und hat mit deinem Problem
nichst zu tun. Der Stromverlauf mag tatsächlich so aussehen, als wäre da
ein Miller-Plateau das nicht schnell genug durchlaufen wird. Man kann
das aber mit einer einfachen Rechnung nachprüfen:
Versorgung: 5V
Eingangskapazität: 1,1nF
Treiberstrom 20mA
-> Treiberstrombegrenzung wirkt wie ein Widerstand mit 5V / 0,02A = 250
Ohm.
Tau = RC = 1,1nF x (250 + 850) Ohm = 1,1nF x 1,1kOhm = 1,26µs
Beim Einschalten hast Du ja auch nur einer Spannung von ca. 12V (und
nicht wie bei Hochspannungsnetzteilen von 400V) zu überbrücken. Da ist
die Millekapazität gut zu vernachlässigen!!
Insgesamt ist der Treiber aber schnell genug! 1,26µs >>> 4ms
Periodendauer
Die Verluste kommen durch die Sättigung des Kerns der Spule.
