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Forum: Analoge Elektronik und Schaltungstechnik SG3524 - Regelung funktioniert nicht


Autor: Jürgen Hems (misteret)
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Hi Leute,

ich habe da ein Problem mit meiner Spannungsregelung. Die Regelung ist 
für ein Netzteil, dass die Ausgangsspannung möglichst konstant halten 
soll. Die Beschaltung des ICs SG3524 ist dem Datenblatt entnommen. An 
Pin 2 liegt die Referenzspannung an, an Pin 1 wird die Ausgangsspannung 
über einen Spannungsteiler zurückgeführt.

Bei Erhöhung der Last bricht bei mir aber die Ausgangsspannung ein. Bei 
3-4 A bricht sie schon um mehrere Volt ein. Das ist ja eigentlich genau 
das, was der Regler verhindern soll. Der soll das Tastverhältnis für den 
MOSFET erhöhen, damit die Ausgangsspannung bei größerer Last konstant 
bleibt.

Der Regler macht das schon, aber nicht in dem Maße, dass die Spannung 
konstant bleibt.


Hoffe, es weiß jemand weiter!!

Viele Grüße

Autor: naja (Gast)
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L1 ungeeignete Ausführung eventuell?
Spannungsquelle zu leistungsschwach?

Autor: Raimund Rabe (corvuscorax)
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Um die Sache besser analysieren zu können, fehlt ausgerechnet der Teil 
links vom SG3524. Insbesondere würde mich interessieren, ob der SG3524 
mit 12V versorgt wird (um 90° gedreht steht zwar was von 12V, aber ob 
genau die zum SG3524 gehen ...?) und wie hoch die Spannung ist, die an 
den MOSFET geht. Sollten das mehr als 20V sein, so könnte das zu viel 
für den 'armen' MOSFET werden (absolute Grenzwerte beachten, z.B. 
UGSmax. usw.).

Das gilt alles nur, wenn das folgende Problem nicht bestehen würde:

Die Ansteuerung von Q4 kann nicht funzen, weil der SG3524, so wie er 
laut Schaltplan beschaltet ist, die Basis von Q4 nur nach GND schaltet. 
Wie soll man ihn (Q4) denn so jemals zum Aufsteuern bewegen können??? 
Wenn es denn ein PNP-Transistor und Emitter und Kollektor getauscht 
wären, könnte es möglicherweise funzen - vorausgesetzt die Rückkopplung 
ist noch richtig und wird nicht zur Mitkopplung.

Autor: Jürgen Hems (misteret)
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Bei der Quelle handelt es sich um ein Labornetzteil. Die schafft schon 
bis 8 Ampere. Wenn die Strombegrenzung der Quelle kommt, bekomm ich das 
schon mit. Dann brichts auch ein, ist klar.

Und mit der Spule? Ich denke schon, dass sie richtig dimensioniert 
wurde. Ich habe sie berechnet und laut 
http://schmidt-walter.eit.h-da.de/smps/abw_smps.html kommt es auch hin. 
Sie schafft einige Ampere mehr, als die 3-4 A, mit denen ich teste.

Autor: Jürgen Hems (misteret)
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Raimund Rabe schrieb:
> Um die Sache besser analysieren zu können, fehlt ausgerechnet der Teil
> links vom SG3524.

Ok, hab ich mal hinzugefühgt...



> Die Ansteuerung von Q4 kann nicht funzen, weil der SG3524, so wie er
> laut Schaltplan beschaltet ist, die Basis von Q4 nur nach GND schaltet.
> Wie soll man ihn (Q4) denn so jemals zum Aufsteuern bewegen können???
> Wenn es denn ein PNP-Transistor und Emitter und Kollektor getauscht
> wären, könnte es möglicherweise funzen - vorausgesetzt die Rückkopplung
> ist noch richtig und wird nicht zur Mitkopplung.

Der Transistor schaltet aber zwischen 20 und 30 V. Der Arbeitspunkt 
liegt bei mir halt mitten auf der Arbeitsgerade. So lange er nicht 
kaputt geht, ist das ja okay. Der MOSFET bekommt sein U_GS Signal und 
schaltet auch durch. Das Problem ist nur, wieso die Spannung bei mehr 
Belastung einbricht...

Autor: Raimund Rabe (corvuscorax)
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Okay, mal abgesehen davon, daß der 'linke Teil' immer noch fehlt, und 
angeblich alles korrekt angesteuert wird, wirst Du wohl oder übel mal 
von einigen markanten Punkten ein Oszi-Screenshot hier reinstellen 
müssen.

Weiterhin bleibt meine Frage bestehen, wo Q4 sein positives 
Basis-Potential herbekommen soll. Die beiden NPN-Transistoren im SG3524 
sind parallelgeschaltet, was i.O. ist. Die beiden Emitter gehen an GND 
und die beiden Kollektoren gehen über R41 an die Basis von Q4. Wie 
bitteschön soll da Q4 ein positiveres Basis-Potential gegenüber dem 
Emitter bekommen können, daß er durchschalten kann???
Die Schaltung kann so nie und nimmer funktionieren, oder der Aufbau 
unterscheidet sich vom Schaltplan (was ich ehrlich gesagt mittlerweile 
für am wahrscheinlichsten halte).
Von wo nach wo hast Du denn die 20V bzw. 30V gemessen?

Autor: Jürgen Hems (misteret)
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Raimund Rabe schrieb:

> Weiterhin bleibt meine Frage bestehen, wo Q4 sein positives
> Basis-Potential herbekommen soll.

Der schaltet doch durch, ich verstehe das mit dem positiven 
Basis-Potential nicht.

> Von wo nach wo hast Du denn die 20V bzw. 30V gemessen?

Das ist die Kollektor-Emitter-Spannung. Die kommt ans Gate des MOSFETS, 
der braucht genau diese Spannung zum Schalten.

Autor: Michael O. (mischu)
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Selbst wenn die Beschaltung des Transistors korrekt wäre, könnten noch 
folgende Probleme vorliegen:

1. Ich würde mal auf ein Problem mit deinen Kondensatoren im 
Zwischenkreis und dem Ausgang tippen. Arbeitest Du mit Schaltfrequenzen 
oberhalb von 1kHz dann können diese dicken Becherelkos eventuell eine zu 
hohe Induktivität besitzen. D.h. sie verhalten sich nicht wie eine 
idealer Kondensator sondern wie eine Reihenschaltung von Kondensator und 
Induktivität. Bei jedem Schaltvorgang kann so dein Regelbaustein eine 
Gleichspannung mit überlagerten Nadelimpulsen sehen und regelt dann (wie 
eigentlich gewünscht) zurück.

2. Es kommt auf dein Layout / Aufbau an. Sind die Strompfade alle eng 
gelegt? Greifst Du die Masse für die Messung am zugehörigen Kondensator 
oder irgenwo sonst in der Schaltung ab? Die Ausgangsspannung wird laut 
Schaltplan direkt an der Spule gemessen -> optimal wäre direkt am 
Kondensator.

Apropos 20-30V... Das wird der MOSFET aber garnicht gut finden. 30V ist 
sehr wahrscheinlich außerhalb der Spek.

Autor: Michael O. (mischu)
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Was Raimund versucht dir mitzuteilen ist, dass der SG3524 einen 
Transistor im Ausgang hat, der NUR NACH MASSE schaltet.
Damit würde er den NPN Transistor Q4 nur AUS und niemals AN schalten 
können.
Q4 benötigt eine Spannung > +0.5V an seiner Basis gegenüber seinem 
Collector.

So wie der Schaltplan gezeichnet ist, dürfte der MOSFET niemals angehen.
Es fehlt ein PullUP-Widerstand con Pin12 / Pin 13 nach Plus.

Autor: Jürgen Hems (misteret)
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> So wie der Schaltplan gezeichnet ist, dürfte der MOSFET niemals angehen.
> Es fehlt ein PullUP-Widerstand con Pin12 / Pin 13 nach Plus.


Ok, also könnte die Schalötung funktionieren, wenn ich schnell 
Pull-Up-Widerstände an Pin12/Pin13 löte?



Ich dachte, der Ausgang gibt 5 V aus, womit ich den Q4 locker schalten 
kann..

Autor: Jürgen Hems (misteret)
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Michael O. schrieb:
> 1. Ich würde mal auf ein Problem mit deinen Kondensatoren im
> Zwischenkreis und dem Ausgang tippen. Arbeitest Du mit Schaltfrequenzen
> oberhalb von 1kHz dann können diese dicken Becherelkos eventuell eine zu
> hohe Induktivität besitzen. D.h. sie verhalten sich nicht wie eine
> idealer Kondensator sondern wie eine Reihenschaltung von Kondensator und
> Induktivität. Bei jedem Schaltvorgang kann so dein Regelbaustein eine
> Gleichspannung mit überlagerten Nadelimpulsen sehen und regelt dann (wie
> eigentlich gewünscht) zurück.

Hi Michael.. Ich habe mal ein Oszi-Screenshot mit angehängt. Ist es das
vielleicht, was du meintest??

Oben ist das Gate-Signal für den MOSFET.
Unten ist die zurückgeführte Vergleichsspannung.

Die Referenzspannung beträgt 2,5 V, das habe ich gemessen und das ist so
wie es sein sollte...

Autor: Tobias Plüss (hubertus)
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Der 3524 hat, wie du im Datenblatt unschwer erkennen wirst, leider Open 
Collector Ausgänge (aus dem Grund darf man die ja auch parallel 
schalten).
Du brauchst also einen Pullup!
Abgesehen davon könnte es funktionieren.
Mach mal ein Bild vom Signal an Pin 12/13.

Autor: Michael O. (mischu)
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Hallo Jürgen,

die Gatespnnung sieht ja unterirdisch aus...
Damit die Verluste im Rahmen bleiben, sollte das eigentlich die Form 
eines Rechecks haben. Sonst bist Du im linearen Betrieb und nicht im 
Schaltbetrieb.
Ich nehme mal an, dass deine konzipierte Treiberstufe mit fehlendem 
PullUp Schuld daran ist.

(Hast Du den Screenshot mit 12V Versorgung gemacht?)

Autor: Raimund Rabe (corvuscorax)
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Jürgen Hems schrieb:

>
> Oben ist das Gate-Signal für den MOSFET.

Das ist voll 'grottig' und vom Ideal sooooo weit entfernt.
Auch bei 14µs Periodendauer sollte der MOSFET ein annähernd 
Rechteckförmiges Signal an seinem Gate 'sehen'. Dein gemessenes Signal 
ist ja wohl kein Rechteck - aber korrigier mich ruhig wenn ich da 
falsch liegen sollte. ;-)
Durch den mehr oder weniger dreieckförmigen Spike von ca. 30V nach ca. 
17V arbeitet der MOSFET wie ein lineares Stellelement (und er dürfte 
wohl auch etwas warm werden - natürlich abhängig vom Laststrom). Eine 
steile Schaltflanke sieht jedenfalls anders aus!

> Unten ist die zurückgeführte Vergleichsspannung.

Auch die sieht alles andere als gut aus. Vom DC-Pegel in etwa passend 
zur Ref.-Spannung von 2,5V aber die Schwingungspakete mit bis zu 1,5Vpp 
sind definitiv nicht in Ordnung.

> Die Referenzspannung beträgt 2,5 V, das habe ich gemessen und das ist so
> wie es sein sollte...

Das glaube ich Dir durchaus.

Autor: Michael O. (mischu)
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Na bei dem 2,5V Signal wäre ich vorsichtig.
Das kann auch schnell passieren, wenn man die Masse falsch anklemmt.

@Jürgen
Mach doch bitte mal ein Foto von deinem Aufbau UND dem Punkt wo du die 
Masse zum Messen anklemmst!!!
Dicke Linien im Schaltplan bedeuten nicht, dass das Layout auch 
niederinduktiv aufgebaut ist.

Autor: Jürgen Hems (misteret)
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Ok, hier erstmal das Bild der gesamten Ansteuerungsschaltung mit dabei..
Am Ausgang habe ich 8 parallel geschaltete Low-ESR-Kondensatoren mit je 
39mF. Die sieht man jetzt nicht..

Tobias Plüss schrieb:
> Mach mal ein Bild vom Signal an Pin 12/13.
Des Weiteren habe ich ein Bild angehängt mit den Signalen an Pin 12/13, 
mit Pullup-Widerstand. Dieser ist so dimensioniert, dass ich bei den 30 
V Eingangsspannung bei hochohmigen Pin einen Basisstrom von 10 mA habe.

Michael o. schrieb:
>Damit die Verluste im Rahmen bleiben, sollte das eigentlich die Form
>eines Rechecks haben. Sonst bist Du im linearen Betrieb und nicht im
>Schaltbetrieb.
Das ist zur Zeit das Problem: Dass der Transistor nicht richtig 
schaltet. Die Basis von Q4 bekommt doch ein ordentliches 
Rechtecksignal...


Raimund Raabe schrieb:
> Unten ist die zurückgeführte Vergleichsspannung.

>Auch die sieht alles andere als gut aus. Vom DC-Pegel in etwa passend
>zur Ref.-Spannung von 2,5V aber die Schwingungspakete mit bis zu 1,5Vpp
>sind definitiv nicht in Ordnung.

Ja, das ist ebenfalls noch ein großes Problem...ich habe bisher versucht 
dies durch Parallelschalten von Kondensatoren zu unterbinden. Es wird 
auch immer besser, aber eigentlich soll es eine schöne Gleichspannung 
ergeben.

Autor: Michael O. (mischu)
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@Jürgen:

1.  Bitte ein FOTO vom AUFBAU nicht - der Schaltplan ist nur die halbe 
Wahrheit.

2. Welchen P-FET setzt Du genau ein?  -> 30V Basisspannung sind meiner 
Meinung nach definitiv zu viel.

3. Welchen Transistor verwendest Du?

4. D8 kannst Du dir sparen, die bricht mit 1ma bei 56V durch. Selbst 
wenn die Spannung steigt wird dein 45V NPN Transistor vorher sterben.

5. Wie beschrieben, die Spikes auf der 2,5V - Leitung können von Deiner 
Messung kommen und müssen nicht zwangsläufig auch tatsächlich da sein.

Autor: Raimund Rabe (corvuscorax)
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Oha, Du scherzt wirklich nicht mit Deiner Aussage, daß Du 8x 39.000µF 
(39mF) am Ausgang 'hängen' hast ?!?
Im ersten Schaltplanauszug konnte man gerade noch die 3900 erkennen. Da 
ging ich von 3900µF aus, was okay gewesen wäre - aber 312.000µF (oder 
eben 312mF) sind entschieden zu viel des Guten. Da es zunächst darum 
geht den Regler überhaupt zum ordnungsgemäßen Laufen zu überreden, mach 
einfach nur einen 1000µF ELKO dran, und mehr nicht.

Bei den von Dir erstellten Oszi-Screenshot haben wir eine ca. 3µs 
High-Time und eine ca. 11µs Low-Time. Während der High-Time wird der 
MOSFET ja leitend, womit wir einen DC (Duty-Cycle) von etwa 21,4% haben. 
Da sich die die zu erwartende Ausgangsspannung (wie hoffentlich bekannt) 
aus Ue * DC = Ua ergibt, sollte die gemessene Ausgangsspannung 
theoretisch bei etwa mehr als 1/5 der Eingangsspannung liegen. => 30V 
rein macht dann (theoretisch) etwa 6,4Vdc. Kam das so in etwa bei Deiner 
Messung raus?

Ach ja und noch etwas, was das Prinzip von (diesen einfachen) 
Buck/Boost-Wandlern betrifft: Sie haben immer einen Ripple auf der 
Ausgangsspannung. Die Höhe ergibt sich primär aus der verwendeten 
Induktivität der Spule und sekundär aus der Schaltfrequenz. D.h. je 
höher die Schaltfrequenz umso kleiner kann die Induktivität der Spule 
werden - bei gleichbleibenden Ripple-Werten.
Mein diesbezüglicher Tip:
Lies Dir bitte, bitte, bitte unbedingt die Funktionsweise und die 
mathematischen Grundlagen zu diesem Wandler genau durch - wie z.B. hier 
(wie Du schon selbst angegeben hattest - zumindest was die 
Berechnungsseite anbelangt):
http://schmidt-walter.eit.h-da.de/smps/abw_hilfe.html

Autor: Tobias Plüss (hubertus)
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Das Signal am Pin 12/13 sieht jedenfalls gut aus. Genau so muss das 
sein.
Allerdings schätze ich, ist bei dir das Problem eher das folgende:
Wenn Q4 leitet, dann liegen bei Q1 30VDC UGS an, was der MOSFET wohl 
eher nicht so toll findet.
Du könntest aber beim Collector von Q4 noch einen Widerstand einfügen, 
der so bemessen ist, dass UGS vom Q1 nicht grösser als ca. 15..20V wird. 
Das wäre schon mal besser.

Wozu ist der TLC272 da?

Soweit ich mich an den '3524 erinnern kann, ist die Schaltung soweit 
richtig. Nur eben die 30V UGS gefallen mir (und dem MOSFET wohl auch) 
nicht wirklich. Ausserdem sollte man wirklich einen Treiberbaustein 
benutzen, wenn man eine ordentliche MOSFET-Ansteuerung will. 
Pullup-Widerständen (oder Pulldown, je nach dem) funktioniert es zwar 
schon auch, aber die Schaltflanken werden einfach laaaaaangsam. Und das 
freut den MOSFET auch nicht wirklich.
Ich benutze zum Ansteuern von MOSFET- oder IGBT-Gates immer Treiber wie 
den HCPL-331 oder den HCPL-316. Das ergibt zwar einen erhöhten 
Bauteilaufwand, aber die MOSFETs schalten damit wirklich schön sauber 
und schnell, genau so muss es sein ;-)

Autor: Michael O. (mischu)
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Na das Problem ist aber auch, dass das Gate eben keine unendlich hohe 
Impedanz besitzt, sondern sich wie eine Kapazität vrehält.
Konkret muss man (abhängig von der Cgs und der Millerkapazität) 
teilweise mit Strömen im A-Bereich das Gate umladen um eine gute 
Anstiegszeit zu erhalten. Bei größerer Leistungselektronik auch im 10 - 
50 A Bereich.

Diese Ströme wird Jürgen aber nicht hinbekommen können mit seinen 330 
Ohm Vorwiderstand...

Die 30Vgs sind ein Totschlagargument für die Gate-Isolation..

Autor: Tobias Plüss (hubertus)
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Michael,
> teilweise mit Strömen im A-Bereich das Gate umladen
sag' ich doch ;-)
ich arbeite hier grade mit 10A (irgend ein IXYS-Treiber).
Ansonsten reichen meist schon die 1.5A, die die genannten HCPL-Typen von 
Avago abkönnen, um ordentlich schnell zu schalten.

Autor: Jürgen Hems (misteret)
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> Oha, Du scherzt wirklich nicht mit Deiner Aussage, daß Du 8x 39.000µF
> (39mF) am Ausgang 'hängen' hast ?!?

Ja habe ich. Ich habe in diesem Buch (Meyer, Hans-Jürgen: 
Stromversorgungen für die Praxis) gelesen, dass für die Ausgangselkos 
der ESR Wert entscheidend ist, da die Wechselstrombelastung sonst 
unzulässig hoch wird.
Dort steht ESR = dUaus / Ia. Ich kam auf 1,25 mOhm und habe deshalb 8 
Stück à 10 mOhm genommen.

> mach einfach nur einen 1000µF ELKO dran, und mehr nicht.
Wieso denn ausgerechnet einen 1000 µF Elko? Wie berechnet man den 
Ausgangselko? Das habe ich niergends gefunden. Im Buch stand, der Wert 
wäre nebensächlich, auf den ESR Wert käme es an.

> Lies Dir bitte, bitte, bitte unbedingt die Funktionsweise und die
> mathematischen Grundlagen zu diesem Wandler genau durch
Die Spule habe ich dementsprechend berechnet und gewickelt.


> Während der High-Time wird der MOSFET ja leitend, womit wir einen DC
> (Duty-Cycle) von etwa 21,4% haben.
Der MOSFET ist hier in der Low-Flanke leitend. Ich komme bei 30 V 
Eingangsspannung dann auf etwa 25 V..


> Diese Ströme wird Jürgen aber nicht hinbekommen können mit seinen 330
> Ohm Vorwiderstand...

> Wozu ist der TLC272 da?
Der ist für die Referenzspannungserzeugung von 2,5 V da.

> Du könntest aber beim Collector von Q4 noch einen Widerstand einfügen,
> der so bemessen ist, dass UGS vom Q1 nicht grösser als ca. 15..20V wird.
> Das wäre schon mal besser.
Ja ok, das werde ich mir nochmal zu Gemüte führen. Aber der MOSFET lebt 
ja noch ;-)

> Konkret muss man (abhängig von der Cgs und der Millerkapazität)
> teilweise mit Strömen im A-Bereich das Gate umladen...
> Diese Ströme wird Jürgen aber nicht hinbekommen können mit seinen 330
> Ohm Vorwiderstand...
Hm, na ich dachte, der MOSFET sei spannungsgesteuert??
Der 330 Ohm Widerstand ist für den Strom Ic des Q4. Dieser beträgt 100 
mA, womit ich Q4 im Arbeitspunkt UCE_sat betrieben.

Autor: Michael O. (mischu)
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>Hm, na ich dachte, der MOSFET sei spannungsgesteuert??
Na, dann führe dir mal das reale Ersatzschaltbild des MOSFET vor Augen.
http://www.semikron.com/internet/webcms/objects/ap...

Im Prizip ist er auch Spannungsgesteuert. Die Kapazitäten sind 
parasitäre Elemente, die in deiner Schaltung nicht vernachlässigt werden 
können.

>Der 330 Ohm Widerstand ist für den Strom Ic des Q4. Dieser beträgt 100
>mA, womit ich Q4 im Arbeitspunkt UCE_sat betrieben.
Der MOSFET hat vom Gate aus zwei interne parasitäre Kapazitäten, je 
einen nach Drain und Source. Möchtest man das aktuelle Potential 
verändern, so müssen diese Kapazitäten umgeladen werden. Das Umladen 
geht durch einen Strom. Mit dem Widerstand von 330 Ohm definierst Du den 
maximalen strom, der zum positiven Aufladen der Kapazitäten (und damit 
zur Verarmung des P-MOSFET) führt (30V / 330 Ohm = 0,091 A im Moment der 
höchsten Spannung, danach exponentiell abnehmend).

Das Anschalten geht deutlich schneller, da der Transistor mit maximalem 
Ice den FET aufladen kann.

EDIT:
Ich glaube man kann bei deinem Transistor auch nicht von Arbeitspunkt 
sprechen, da du ihn als Schalter verwendest. Arbeitspunkt würde man 
sagen, wenn er als linearer Verstärker mit einem Ruhestrom läuft.

Autor: Tobias Plüss (hubertus)
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Jaja, in den Lehrbüchern heisst es immer so schön, dass man MOSFETs 
leistungslos ansteuern könne, da sie nur Spannungsgesteuert sind.
Leider, und das steht in keinem Lehrbuch, sieht die Praxis etwas anders 
aus:
übliche Gates haben eine Kapazität von 1 nF, ich habe sogar schon 
wirklich grosse MOSFETs mit 10 nF Gatekapazität oder mehr gesehen. Und 
der MOSFET schaltet nur dann schnell, wenn dieses Gate schnell umgeladen 
wird - und dazu braucht es viel Strom. Um die 10 nF in nützlicher Frist 
umzuladen von, sagen wir mal, -15V auf +15V, braucht es bereits Ströme 
im A-Bereich.
Statisch gesehen braucht die Ansteuerung aber wirklich keinen Strom, 
denn wenn das Gate mal die gewünschte Ladung erreicht hat, fliesst kein 
Strom mehr - die Gatekapazität ist dann auf die entsprechende Spannung 
aufgeladen.

> Der MOSFET ist hier in der Low-Flanke leitend. Ich komme bei 30 V
> Eingangsspannung dann auf etwa 25 V..

Nein. Wenn der 3524 einen low-Pegel ausgibt, dann Sperrt Q4, wodurch die 
Spannung am Gate von Q1 über den 330 Ohm Widerstand nach VCC gezogen 
wird, UGS wird zu Null und der MOSFET sperrt.
Gibt der 3524 einen high-Pegel aus (mithilfe des Pullups, den du noch am 
Pin 12/13 befestigen musst), dann wird Q4 über diesen high-Pegel 
durchgesteuert, das Gate des MOSFET wird auf Masse heruntergerissen und 
UGS beträgt jetzt -30V, was den MOSFET einschalten (und kaputt machen) 
wird (MOSFETs vertragen meistens nur so um die +/-20V UGS).

>> Wozu ist der TLC272 da?
> Der ist für die Referenzspannungserzeugung von 2,5 V da.

Den brauchst du aber gar nicht. Der 3524 hat eine interne 
Referenzspannung von 5V, die man mit einem Spannungsteiler auf 2.5V 
herunterteilen kann (wenn man will; man kann aber auch gleich die 5V als 
Referenz benutzen). Dazu braucht es keinen  272.

Autor: Jürgen Hems (misteret)
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Hmm, also den Widerstand von 330 Ohm verringern? Auf?
Auf einen Strom, der groß genug ist, den MOSFET ordentlich zu schalten?
Also versuche ich es mal mit einem 10 Ohm Widerstand, dann habe ich 3 A 
für das Gate des MOSFETs.

Dann brauche ich aber auch einen anderen Transistor Q4. Der schafft nur 
die 100 mA....

Autor: Max M. (xxl)
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@Jürgen Herms

Hallo, dir wird hier ja schon recht sachverständig geholfen,
allerdings sollteste deine Zeichnung/Schaltplan/Dokumentation,
den Änderungen entsprechend, anpassen und Korrekturen einzeichnen.
Der Schaltplan ist die Grundlage für alle Tätigkeiten in der
Elektronik. Stimmt der nicht mit der Schaltung überein kann
man sich dumm und dämlich(nicht persönlich gemeint) suchen.
In deinem Post 11:43 ist immer noch nicht der Pullup-Widerstand
zwischen der Betriebsspannung und den PINs 12/13 eingezeichnet
womit, zumindest mir nicht klar ist, ob die vorgeschlagene
Änderung bereits realisiert ist(hab nicht alle Posts Wort
für Wort gelesen).
Mach das mal bitte erst und stell dann den Schaltplan nach
jeder Änderung wieder ein.

Übrigens Siebelkos werden in der Regel mit 1µF/1mA Laststrom
dimensioniert. Die können dann auch etwas größer (~20%) sein
was nicht weiter stört. Jeden errechneten Wert gibts ohnehin
nicht und man nimmt dann eben den nächst größeren.
Man muss den Elko ja auch irgendwie platzmäßig unterbringen.
Bitte darauf achten das der Siebelko auch Schaltfest ist
und eine ausreichend hohe Spannung hat, also nicht gerade an
der Grenze der aufgedruckten Spannung betrieben wird.

Autor: Michael O. (mischu)
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Oder nimm gleich einen Gatetreiber!

Kannst natürlich versuchen mit 2 Transistoren (NPN / PNP) eine 
Push-Pull-Stufe aufzubauen. Damit wäre das Problem der überspannung für 
das Gate aber immer noch nicht gelöst.

Eine ganz praktikable Lösung für Dich wäre der Einsatz eines NPN - 
MOSFETs (niedrigerer Rds,ON) in Verbindung mit einem Gatetreiber (z.B. 
ICL7667 MC33151 oder was auch immer ) mit einer Boorstrap 
Spannungsversorgung.
Dann wird nur eine Leistungsloses Levelshifting der Ansteuerung nötig.

Mit einem Gatetreiber mit integrierten Optokoppler (z.B. HCPL316J) 
entfällt auch der Level-Shifter.

Autor: Tobias Plüss (hubertus)
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Ich würde auch dazu raten, einen ordentlichen Gatetreiber zu verwenden. 
Die Spannungsversorgung des Gatetreibers lässt sich gut mit einer 
Bootstrap-Schaltung realisieren. Ausserdem sind zahlreiche 
Schutzmassnahmen für den MOSFET bereits integriert - z.B. 
DESAT-Erkennung ( =MOSFET wird abgeschaltet, wenn er überlastet ist oder 
auf einen Kurzschluss schaltet) und ähnliches.

Autor: Jürgen Hems (misteret)
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Hallo,

ich habe jetzt mal einen aktuellen Plan reingestellt.
In dem neuen Schaltplan habe ich den MOSFET mal anders beschaltet. Ich 
habe zusätzlich zum Kollektrowicderstand von 330 Ohm oben drüber noch 
einen R = 30 Ohm verschaltet. Jetzt führe ich dazwischen das Signal zum 
MOSFET. D.h., ich kann im Schaltvorgang 1 A ziehen (bei 30 Ohm). Mal 
gucken, ob es besser wird.

Jetzt schreiben hier alle, dass ich einen Gate-Treiber verwenden solle. 
Ich würde es gerne noch mit diesem versuchen. Oder meint ihr, es wäre 
nicht zu schaffen?

Autor: Jürgen Hems (misteret)
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Hm ich glaube, mit der Spule ist auch etwas nicht in Ordnung. Die 
klackert total, wenn man ordentlich Strom draufgibt. Das ist ein richtig 
lautes klackern mit nem Takt von ca. 5 Hz. War halt auch ein recht 
billiger Spulenkörper, sodass der Draht nicht richtig fest befestigt 
werden konnte. So ein Körper aus Plastik. Und das für 10 €....

Naja, ich habe sie jetzt mal ausgelötet, jetzt sind die Spannungsspitzen 
am Ausgangssignal geringer geworden....

Ich fasse nochmal kurz zusammen:
1. Das Taktsiganel an Pin12/13 ist sehr gut.
2. Der Pullup-Widerstand erfüllt auch, was ihr versprochen habt
3. Das Ausgangssignal von Q4 ist noch nicht zufriedenstellend.
4. Das Gatesignal des Mosfets dann auch nicht mehr.
5. In der Ausgangsspannung treten in den Schaltmomenten recht große 
Unsymmetrien auf. Habe bereits versuucht, diese mit einem Tiefpass 
(RC-Kombo, LC-Kombo) auszumerzen, hat aber nur bedingt geklappt....

Autor: Jürgen Hems (misteret)
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Tobias Plüss schrieb:
> Du könntest aber beim Collector von Q4 noch einen Widerstand einfügen,
> der so bemessen ist, dass UGS vom Q1 nicht grösser als ca. 15..20V wird.
> Das wäre schon mal besser.

Ich kann doch den Bipolar aber auch so betreiben, dass er beim 
Durchschaltung mitten auf der Arbeitsgerade liegt. D.h., U_CE beträgt 
bei mit beim durchschalten 15..20 V, je nachdem, wie ich den Basisstrom 
einstelle. Solange der Transistor das überlebt, ist ja gut..und das tut 
er ja auch....also es klappt jedenfalls..
So ich mach Feierabend. Hoffe, mir kann noch jemand ein paar Tips geben.

Autor: Raimund Rabe (corvuscorax)
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Oh oh oh. Es wird immer schlimmer anstatt besser:

Wenn R41 nur 30 Ohm hat und in Reihe mit R10 von 330 Ohm ergeben sich 
bitte welche Spannungspegel am Gate bei gesperrtem/leitendem Q4 ?!?

- Wenn Q4 sperrt fließt im statischen Zustand 0A durch R41/R10/Q4 und 
somit fällt auch keine Spannung an R41 ab, Q1 sperrt dann ebenfalls.

- Wenn Q4 leitet (mal als idealer Schalter vorausgesetzt) fällen die 
vollen 30V vom Eingang über die beiden Widerstände R41 und R10.
Nach Adam Riese ergibt das dann über R41 einen Spannungsabfall von nur 
2,5V. Dies reicht bei weitem nicht aus, um den MOSFET richtig 
aufzusteuern!

Mit dieser Schaltung macht man fast den Einsatz eines Schaltreglers ad 
absurdum, weil der Treiber bald genauso viel Leistung verbrät wie ein 
Linearregler - naja, ein bißchen übertrieben ist das schon, aber es soll 
Dir die Tendenz aufzeigen, in die derzeitig Deine Bemühungen gehen mit 
dieser Schaltung den MOSFET schnell anzusteuern.

Mein Tip wäre mal bei den üblichen Verdächtigen von Herstellern des 
xx3524 nach Application Notes zu suchen, bei denen der xx3524 zum 
Einsatz kommt. SGS Thomson hat da eine ganze Menge, National 
Semiconductor sicherlich auch, usw, usw., usw.
Die Schaltung an sich ist nicht neu und man sollte eigentlich in der 
Lage sein eine Schaltung zu finden, die Deiner sehr ähnelt.

Ähm, eins noch, bezüglich der Größe der Sieb-ELKOs:
Die Faustformel mit 1...2µF pro mA wendet man bei Linearnetzteilen an, 
wo man nach dem (Brücken-)Gleichrichter üblicherweise eine pulsierende 
Gleichspannung mit 100Hz hat. Bei Schaltnetzteilen, die im Bereich von 
einigen zig bis hunderten oder gar tausenden von kHz schalten, kann man 
die Kapazität mit dem gleichen Faktor verkleinern, wie sich die 
Schaltfrequenz gegenüber den 100Hz vergrößert hat. Wären Deine 312mF gut 
für sagen wir mal 50A, so könnten bei 100kHz dann folglich 330µF 
reichen.
In der Praxis wird man schon 'dickere' ELKOs finden. Schau Dir z.B. mal 
die PC-Netzteile an, da findet man am Ausgang häufig ELKOs mit Werten 
von 100µF...200µF pro Ampere Ausgangsstrom, meistens aufgeteilt auf 
mehrere ELKOs, um die Baugröße (bzw. -höhe) zu reduzieren und auch um 
einen niedrigen ESR-Wert zu erreichen.

Autor: Max M. (xxl)
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>Ähm, eins noch, bezüglich der Größe der Sieb-ELKOs:
>Die Faustformel mit 1...2µF pro mA wendet man bei Linearnetzteilen an,
>wo man nach dem (Brücken-)Gleichrichter üblicherweise eine pulsierende
>Gleichspannung mit 100Hz hat.

Das hatte ich auch gemeint und zwar hinter den Gleichrichtern,
es sei denn die Schaltung wird aus einer Autobatterie gespeist,
was ja wohl nicht sein wird. Dann kann man den Siebelko auch so
in einem Schaltnetzteil bemessen vor dem Schalttransistor.
Von einer Beschaltung am Ausgang (Hinter der Spule)bin ich
nicht ausgegangen zumal für eine Bemessung entsprechende
Werte fehlen bzw. unbekannt sind. Man gut, das Jürgen einen
aktuellen Schaltplan gepostet hat. Das ist allemal besser
als zig Vorschläge zu machen die dann doch nicht realisiert werden
und keiner mehr weiss wie die Schaltung im Endeffekt aussieht
(außer dem TS).So ist das praktischer. Die Elkos am Ausgang müssen da 
jedenfalls weg und vernünftig bemessen werden. In der Linear-
Spezifikation des Chip ist am Ausgang bei 5Volt/1A ~500µF angegeben.
Nach einer Bemessungsgleichung hab ich jetzt aber nicht geguckt.

Autor: Michael O. (mischu)
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Das 5Hz klakkern der Spule ist kein Problem derselbigen sondern ein 
Nichtfunktionieren der Regelung, die vermutlich in 200 ms Paketen 
überschwingt (oszilliert).

### Hier zum dritten mal die Bitte nach einem FOTO des Aufbaus. ###


Elkos werden in Schaltnetzteilen typischerweise nach folgenden Kriterien 
dimensioniert:
- Nominalspannung
- Temperatur / Lebensdauer
- Spannungsripple (nach einer Formel mit Schaltfrequenz, Tastgrad, 
Eingangsspannung, Ausgangsspannung, Induktivität)
- Stromripple Belastbarkeit (steht im Datenblatt)


Geh mal auf die Seite von National
http://www.national.com/analog
Auf der rechten Seite findest Du einen Kasten mit der Beschriftung 
"WEBBENCH@ Designer". Unter der Kategorie "Power" trag mal deine Werte 
ein und dann auf "Start Design". Auch wenn das kein Design mit dem Uralt 
- SG3524 wird, kannst Du dir anschauen, wie ein Design aussehen könnte 
und dieses auch komplett simulieren.
EDIT: Deutlich über 10A wird es eng - das Prinzip ist aber dasselbe ob 
Du 10 oder 100 A Belastung hast.

Autor: Jürgen Hems (misteret)
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Okay, ich möchte mich dann mal für die sehr gute und kompetente Hilfe 
bedanken, vor allem bei Michael O., Raimund Raabe, Max M. und Tobias 
Plüss!

Und zum Foto: Es wird denke jetzt sowieso ein Redesign fällig, da sich 
auf der kompletten Masseleitung diverse Störungen eingeschlichen haben. 
Man müsste das alles elektromagnetisch etwas besser positionieren, das 
ist im ersten Entwurf nicht optimal geglückt...

Und danke für den Link, die Schaltungen sehen ja Top aus. Und die 
Bauelemente passen auch alle schon zusammen....

Viele Grüße und viel Erfolg bei euern eigenen Projekten!

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