Hi Leute, ich habe da ein Problem mit meiner Spannungsregelung. Die Regelung ist für ein Netzteil, dass die Ausgangsspannung möglichst konstant halten soll. Die Beschaltung des ICs SG3524 ist dem Datenblatt entnommen. An Pin 2 liegt die Referenzspannung an, an Pin 1 wird die Ausgangsspannung über einen Spannungsteiler zurückgeführt. Bei Erhöhung der Last bricht bei mir aber die Ausgangsspannung ein. Bei 3-4 A bricht sie schon um mehrere Volt ein. Das ist ja eigentlich genau das, was der Regler verhindern soll. Der soll das Tastverhältnis für den MOSFET erhöhen, damit die Ausgangsspannung bei größerer Last konstant bleibt. Der Regler macht das schon, aber nicht in dem Maße, dass die Spannung konstant bleibt. Hoffe, es weiß jemand weiter!! Viele Grüße
L1 ungeeignete Ausführung eventuell? Spannungsquelle zu leistungsschwach?
Um die Sache besser analysieren zu können, fehlt ausgerechnet der Teil links vom SG3524. Insbesondere würde mich interessieren, ob der SG3524 mit 12V versorgt wird (um 90° gedreht steht zwar was von 12V, aber ob genau die zum SG3524 gehen ...?) und wie hoch die Spannung ist, die an den MOSFET geht. Sollten das mehr als 20V sein, so könnte das zu viel für den 'armen' MOSFET werden (absolute Grenzwerte beachten, z.B. UGSmax. usw.). Das gilt alles nur, wenn das folgende Problem nicht bestehen würde: Die Ansteuerung von Q4 kann nicht funzen, weil der SG3524, so wie er laut Schaltplan beschaltet ist, die Basis von Q4 nur nach GND schaltet. Wie soll man ihn (Q4) denn so jemals zum Aufsteuern bewegen können??? Wenn es denn ein PNP-Transistor und Emitter und Kollektor getauscht wären, könnte es möglicherweise funzen - vorausgesetzt die Rückkopplung ist noch richtig und wird nicht zur Mitkopplung.
Bei der Quelle handelt es sich um ein Labornetzteil. Die schafft schon bis 8 Ampere. Wenn die Strombegrenzung der Quelle kommt, bekomm ich das schon mit. Dann brichts auch ein, ist klar. Und mit der Spule? Ich denke schon, dass sie richtig dimensioniert wurde. Ich habe sie berechnet und laut http://schmidt-walter.eit.h-da.de/smps/abw_smps.html kommt es auch hin. Sie schafft einige Ampere mehr, als die 3-4 A, mit denen ich teste.
Raimund Rabe schrieb: > Um die Sache besser analysieren zu können, fehlt ausgerechnet der Teil > links vom SG3524. Ok, hab ich mal hinzugefühgt... > Die Ansteuerung von Q4 kann nicht funzen, weil der SG3524, so wie er > laut Schaltplan beschaltet ist, die Basis von Q4 nur nach GND schaltet. > Wie soll man ihn (Q4) denn so jemals zum Aufsteuern bewegen können??? > Wenn es denn ein PNP-Transistor und Emitter und Kollektor getauscht > wären, könnte es möglicherweise funzen - vorausgesetzt die Rückkopplung > ist noch richtig und wird nicht zur Mitkopplung. Der Transistor schaltet aber zwischen 20 und 30 V. Der Arbeitspunkt liegt bei mir halt mitten auf der Arbeitsgerade. So lange er nicht kaputt geht, ist das ja okay. Der MOSFET bekommt sein U_GS Signal und schaltet auch durch. Das Problem ist nur, wieso die Spannung bei mehr Belastung einbricht...
Okay, mal abgesehen davon, daß der 'linke Teil' immer noch fehlt, und angeblich alles korrekt angesteuert wird, wirst Du wohl oder übel mal von einigen markanten Punkten ein Oszi-Screenshot hier reinstellen müssen. Weiterhin bleibt meine Frage bestehen, wo Q4 sein positives Basis-Potential herbekommen soll. Die beiden NPN-Transistoren im SG3524 sind parallelgeschaltet, was i.O. ist. Die beiden Emitter gehen an GND und die beiden Kollektoren gehen über R41 an die Basis von Q4. Wie bitteschön soll da Q4 ein positiveres Basis-Potential gegenüber dem Emitter bekommen können, daß er durchschalten kann??? Die Schaltung kann so nie und nimmer funktionieren, oder der Aufbau unterscheidet sich vom Schaltplan (was ich ehrlich gesagt mittlerweile für am wahrscheinlichsten halte). Von wo nach wo hast Du denn die 20V bzw. 30V gemessen?
Raimund Rabe schrieb: > Weiterhin bleibt meine Frage bestehen, wo Q4 sein positives > Basis-Potential herbekommen soll. Der schaltet doch durch, ich verstehe das mit dem positiven Basis-Potential nicht. > Von wo nach wo hast Du denn die 20V bzw. 30V gemessen? Das ist die Kollektor-Emitter-Spannung. Die kommt ans Gate des MOSFETS, der braucht genau diese Spannung zum Schalten.
Selbst wenn die Beschaltung des Transistors korrekt wäre, könnten noch folgende Probleme vorliegen: 1. Ich würde mal auf ein Problem mit deinen Kondensatoren im Zwischenkreis und dem Ausgang tippen. Arbeitest Du mit Schaltfrequenzen oberhalb von 1kHz dann können diese dicken Becherelkos eventuell eine zu hohe Induktivität besitzen. D.h. sie verhalten sich nicht wie eine idealer Kondensator sondern wie eine Reihenschaltung von Kondensator und Induktivität. Bei jedem Schaltvorgang kann so dein Regelbaustein eine Gleichspannung mit überlagerten Nadelimpulsen sehen und regelt dann (wie eigentlich gewünscht) zurück. 2. Es kommt auf dein Layout / Aufbau an. Sind die Strompfade alle eng gelegt? Greifst Du die Masse für die Messung am zugehörigen Kondensator oder irgenwo sonst in der Schaltung ab? Die Ausgangsspannung wird laut Schaltplan direkt an der Spule gemessen -> optimal wäre direkt am Kondensator. Apropos 20-30V... Das wird der MOSFET aber garnicht gut finden. 30V ist sehr wahrscheinlich außerhalb der Spek.
Was Raimund versucht dir mitzuteilen ist, dass der SG3524 einen Transistor im Ausgang hat, der NUR NACH MASSE schaltet. Damit würde er den NPN Transistor Q4 nur AUS und niemals AN schalten können. Q4 benötigt eine Spannung > +0.5V an seiner Basis gegenüber seinem Collector. So wie der Schaltplan gezeichnet ist, dürfte der MOSFET niemals angehen. Es fehlt ein PullUP-Widerstand con Pin12 / Pin 13 nach Plus.
> So wie der Schaltplan gezeichnet ist, dürfte der MOSFET niemals angehen. > Es fehlt ein PullUP-Widerstand con Pin12 / Pin 13 nach Plus. Ok, also könnte die Schalötung funktionieren, wenn ich schnell Pull-Up-Widerstände an Pin12/Pin13 löte? Ich dachte, der Ausgang gibt 5 V aus, womit ich den Q4 locker schalten kann..
Michael O. schrieb: > 1. Ich würde mal auf ein Problem mit deinen Kondensatoren im > Zwischenkreis und dem Ausgang tippen. Arbeitest Du mit Schaltfrequenzen > oberhalb von 1kHz dann können diese dicken Becherelkos eventuell eine zu > hohe Induktivität besitzen. D.h. sie verhalten sich nicht wie eine > idealer Kondensator sondern wie eine Reihenschaltung von Kondensator und > Induktivität. Bei jedem Schaltvorgang kann so dein Regelbaustein eine > Gleichspannung mit überlagerten Nadelimpulsen sehen und regelt dann (wie > eigentlich gewünscht) zurück. Hi Michael.. Ich habe mal ein Oszi-Screenshot mit angehängt. Ist es das vielleicht, was du meintest?? Oben ist das Gate-Signal für den MOSFET. Unten ist die zurückgeführte Vergleichsspannung. Die Referenzspannung beträgt 2,5 V, das habe ich gemessen und das ist so wie es sein sollte...
Der 3524 hat, wie du im Datenblatt unschwer erkennen wirst, leider Open Collector Ausgänge (aus dem Grund darf man die ja auch parallel schalten). Du brauchst also einen Pullup! Abgesehen davon könnte es funktionieren. Mach mal ein Bild vom Signal an Pin 12/13.
Hallo Jürgen, die Gatespnnung sieht ja unterirdisch aus... Damit die Verluste im Rahmen bleiben, sollte das eigentlich die Form eines Rechecks haben. Sonst bist Du im linearen Betrieb und nicht im Schaltbetrieb. Ich nehme mal an, dass deine konzipierte Treiberstufe mit fehlendem PullUp Schuld daran ist. (Hast Du den Screenshot mit 12V Versorgung gemacht?)
Jürgen Hems schrieb: > > Oben ist das Gate-Signal für den MOSFET. Das ist voll 'grottig' und vom Ideal sooooo weit entfernt. Auch bei 14µs Periodendauer sollte der MOSFET ein annähernd Rechteckförmiges Signal an seinem Gate 'sehen'. Dein gemessenes Signal ist ja wohl kein Rechteck - aber korrigier mich ruhig wenn ich da falsch liegen sollte. ;-) Durch den mehr oder weniger dreieckförmigen Spike von ca. 30V nach ca. 17V arbeitet der MOSFET wie ein lineares Stellelement (und er dürfte wohl auch etwas warm werden - natürlich abhängig vom Laststrom). Eine steile Schaltflanke sieht jedenfalls anders aus! > Unten ist die zurückgeführte Vergleichsspannung. Auch die sieht alles andere als gut aus. Vom DC-Pegel in etwa passend zur Ref.-Spannung von 2,5V aber die Schwingungspakete mit bis zu 1,5Vpp sind definitiv nicht in Ordnung. > Die Referenzspannung beträgt 2,5 V, das habe ich gemessen und das ist so > wie es sein sollte... Das glaube ich Dir durchaus.
Na bei dem 2,5V Signal wäre ich vorsichtig. Das kann auch schnell passieren, wenn man die Masse falsch anklemmt. @Jürgen Mach doch bitte mal ein Foto von deinem Aufbau UND dem Punkt wo du die Masse zum Messen anklemmst!!! Dicke Linien im Schaltplan bedeuten nicht, dass das Layout auch niederinduktiv aufgebaut ist.
Ok, hier erstmal das Bild der gesamten Ansteuerungsschaltung mit dabei.. Am Ausgang habe ich 8 parallel geschaltete Low-ESR-Kondensatoren mit je 39mF. Die sieht man jetzt nicht.. Tobias Plüss schrieb: > Mach mal ein Bild vom Signal an Pin 12/13. Des Weiteren habe ich ein Bild angehängt mit den Signalen an Pin 12/13, mit Pullup-Widerstand. Dieser ist so dimensioniert, dass ich bei den 30 V Eingangsspannung bei hochohmigen Pin einen Basisstrom von 10 mA habe. Michael o. schrieb: >Damit die Verluste im Rahmen bleiben, sollte das eigentlich die Form >eines Rechecks haben. Sonst bist Du im linearen Betrieb und nicht im >Schaltbetrieb. Das ist zur Zeit das Problem: Dass der Transistor nicht richtig schaltet. Die Basis von Q4 bekommt doch ein ordentliches Rechtecksignal... Raimund Raabe schrieb: > Unten ist die zurückgeführte Vergleichsspannung. >Auch die sieht alles andere als gut aus. Vom DC-Pegel in etwa passend >zur Ref.-Spannung von 2,5V aber die Schwingungspakete mit bis zu 1,5Vpp >sind definitiv nicht in Ordnung. Ja, das ist ebenfalls noch ein großes Problem...ich habe bisher versucht dies durch Parallelschalten von Kondensatoren zu unterbinden. Es wird auch immer besser, aber eigentlich soll es eine schöne Gleichspannung ergeben.
@Jürgen: 1. Bitte ein FOTO vom AUFBAU nicht - der Schaltplan ist nur die halbe Wahrheit. 2. Welchen P-FET setzt Du genau ein? -> 30V Basisspannung sind meiner Meinung nach definitiv zu viel. 3. Welchen Transistor verwendest Du? 4. D8 kannst Du dir sparen, die bricht mit 1ma bei 56V durch. Selbst wenn die Spannung steigt wird dein 45V NPN Transistor vorher sterben. 5. Wie beschrieben, die Spikes auf der 2,5V - Leitung können von Deiner Messung kommen und müssen nicht zwangsläufig auch tatsächlich da sein.
Oha, Du scherzt wirklich nicht mit Deiner Aussage, daß Du 8x 39.000µF (39mF) am Ausgang 'hängen' hast ?!? Im ersten Schaltplanauszug konnte man gerade noch die 3900 erkennen. Da ging ich von 3900µF aus, was okay gewesen wäre - aber 312.000µF (oder eben 312mF) sind entschieden zu viel des Guten. Da es zunächst darum geht den Regler überhaupt zum ordnungsgemäßen Laufen zu überreden, mach einfach nur einen 1000µF ELKO dran, und mehr nicht. Bei den von Dir erstellten Oszi-Screenshot haben wir eine ca. 3µs High-Time und eine ca. 11µs Low-Time. Während der High-Time wird der MOSFET ja leitend, womit wir einen DC (Duty-Cycle) von etwa 21,4% haben. Da sich die die zu erwartende Ausgangsspannung (wie hoffentlich bekannt) aus Ue * DC = Ua ergibt, sollte die gemessene Ausgangsspannung theoretisch bei etwa mehr als 1/5 der Eingangsspannung liegen. => 30V rein macht dann (theoretisch) etwa 6,4Vdc. Kam das so in etwa bei Deiner Messung raus? Ach ja und noch etwas, was das Prinzip von (diesen einfachen) Buck/Boost-Wandlern betrifft: Sie haben immer einen Ripple auf der Ausgangsspannung. Die Höhe ergibt sich primär aus der verwendeten Induktivität der Spule und sekundär aus der Schaltfrequenz. D.h. je höher die Schaltfrequenz umso kleiner kann die Induktivität der Spule werden - bei gleichbleibenden Ripple-Werten. Mein diesbezüglicher Tip: Lies Dir bitte, bitte, bitte unbedingt die Funktionsweise und die mathematischen Grundlagen zu diesem Wandler genau durch - wie z.B. hier (wie Du schon selbst angegeben hattest - zumindest was die Berechnungsseite anbelangt): http://schmidt-walter.eit.h-da.de/smps/abw_hilfe.html
Das Signal am Pin 12/13 sieht jedenfalls gut aus. Genau so muss das sein. Allerdings schätze ich, ist bei dir das Problem eher das folgende: Wenn Q4 leitet, dann liegen bei Q1 30VDC UGS an, was der MOSFET wohl eher nicht so toll findet. Du könntest aber beim Collector von Q4 noch einen Widerstand einfügen, der so bemessen ist, dass UGS vom Q1 nicht grösser als ca. 15..20V wird. Das wäre schon mal besser. Wozu ist der TLC272 da? Soweit ich mich an den '3524 erinnern kann, ist die Schaltung soweit richtig. Nur eben die 30V UGS gefallen mir (und dem MOSFET wohl auch) nicht wirklich. Ausserdem sollte man wirklich einen Treiberbaustein benutzen, wenn man eine ordentliche MOSFET-Ansteuerung will. Pullup-Widerständen (oder Pulldown, je nach dem) funktioniert es zwar schon auch, aber die Schaltflanken werden einfach laaaaaangsam. Und das freut den MOSFET auch nicht wirklich. Ich benutze zum Ansteuern von MOSFET- oder IGBT-Gates immer Treiber wie den HCPL-331 oder den HCPL-316. Das ergibt zwar einen erhöhten Bauteilaufwand, aber die MOSFETs schalten damit wirklich schön sauber und schnell, genau so muss es sein ;-)
Na das Problem ist aber auch, dass das Gate eben keine unendlich hohe Impedanz besitzt, sondern sich wie eine Kapazität vrehält. Konkret muss man (abhängig von der Cgs und der Millerkapazität) teilweise mit Strömen im A-Bereich das Gate umladen um eine gute Anstiegszeit zu erhalten. Bei größerer Leistungselektronik auch im 10 - 50 A Bereich. Diese Ströme wird Jürgen aber nicht hinbekommen können mit seinen 330 Ohm Vorwiderstand... Die 30Vgs sind ein Totschlagargument für die Gate-Isolation..
Michael,
> teilweise mit Strömen im A-Bereich das Gate umladen
sag' ich doch ;-)
ich arbeite hier grade mit 10A (irgend ein IXYS-Treiber).
Ansonsten reichen meist schon die 1.5A, die die genannten HCPL-Typen von
Avago abkönnen, um ordentlich schnell zu schalten.
> Oha, Du scherzt wirklich nicht mit Deiner Aussage, daß Du 8x 39.000µF > (39mF) am Ausgang 'hängen' hast ?!? Ja habe ich. Ich habe in diesem Buch (Meyer, Hans-Jürgen: Stromversorgungen für die Praxis) gelesen, dass für die Ausgangselkos der ESR Wert entscheidend ist, da die Wechselstrombelastung sonst unzulässig hoch wird. Dort steht ESR = dUaus / Ia. Ich kam auf 1,25 mOhm und habe deshalb 8 Stück à 10 mOhm genommen. > mach einfach nur einen 1000µF ELKO dran, und mehr nicht. Wieso denn ausgerechnet einen 1000 µF Elko? Wie berechnet man den Ausgangselko? Das habe ich niergends gefunden. Im Buch stand, der Wert wäre nebensächlich, auf den ESR Wert käme es an. > Lies Dir bitte, bitte, bitte unbedingt die Funktionsweise und die > mathematischen Grundlagen zu diesem Wandler genau durch Die Spule habe ich dementsprechend berechnet und gewickelt. > Während der High-Time wird der MOSFET ja leitend, womit wir einen DC > (Duty-Cycle) von etwa 21,4% haben. Der MOSFET ist hier in der Low-Flanke leitend. Ich komme bei 30 V Eingangsspannung dann auf etwa 25 V.. > Diese Ströme wird Jürgen aber nicht hinbekommen können mit seinen 330 > Ohm Vorwiderstand... > Wozu ist der TLC272 da? Der ist für die Referenzspannungserzeugung von 2,5 V da. > Du könntest aber beim Collector von Q4 noch einen Widerstand einfügen, > der so bemessen ist, dass UGS vom Q1 nicht grösser als ca. 15..20V wird. > Das wäre schon mal besser. Ja ok, das werde ich mir nochmal zu Gemüte führen. Aber der MOSFET lebt ja noch ;-) > Konkret muss man (abhängig von der Cgs und der Millerkapazität) > teilweise mit Strömen im A-Bereich das Gate umladen... > Diese Ströme wird Jürgen aber nicht hinbekommen können mit seinen 330 > Ohm Vorwiderstand... Hm, na ich dachte, der MOSFET sei spannungsgesteuert?? Der 330 Ohm Widerstand ist für den Strom Ic des Q4. Dieser beträgt 100 mA, womit ich Q4 im Arbeitspunkt UCE_sat betrieben.
>Hm, na ich dachte, der MOSFET sei spannungsgesteuert?? Na, dann führe dir mal das reale Ersatzschaltbild des MOSFET vor Augen. http://www.semikron.com/internet/webcms/objects/applica_help/d/1_2_1.pdf Im Prizip ist er auch Spannungsgesteuert. Die Kapazitäten sind parasitäre Elemente, die in deiner Schaltung nicht vernachlässigt werden können. >Der 330 Ohm Widerstand ist für den Strom Ic des Q4. Dieser beträgt 100 >mA, womit ich Q4 im Arbeitspunkt UCE_sat betrieben. Der MOSFET hat vom Gate aus zwei interne parasitäre Kapazitäten, je einen nach Drain und Source. Möchtest man das aktuelle Potential verändern, so müssen diese Kapazitäten umgeladen werden. Das Umladen geht durch einen Strom. Mit dem Widerstand von 330 Ohm definierst Du den maximalen strom, der zum positiven Aufladen der Kapazitäten (und damit zur Verarmung des P-MOSFET) führt (30V / 330 Ohm = 0,091 A im Moment der höchsten Spannung, danach exponentiell abnehmend). Das Anschalten geht deutlich schneller, da der Transistor mit maximalem Ice den FET aufladen kann. EDIT: Ich glaube man kann bei deinem Transistor auch nicht von Arbeitspunkt sprechen, da du ihn als Schalter verwendest. Arbeitspunkt würde man sagen, wenn er als linearer Verstärker mit einem Ruhestrom läuft.
Jaja, in den Lehrbüchern heisst es immer so schön, dass man MOSFETs leistungslos ansteuern könne, da sie nur Spannungsgesteuert sind. Leider, und das steht in keinem Lehrbuch, sieht die Praxis etwas anders aus: übliche Gates haben eine Kapazität von 1 nF, ich habe sogar schon wirklich grosse MOSFETs mit 10 nF Gatekapazität oder mehr gesehen. Und der MOSFET schaltet nur dann schnell, wenn dieses Gate schnell umgeladen wird - und dazu braucht es viel Strom. Um die 10 nF in nützlicher Frist umzuladen von, sagen wir mal, -15V auf +15V, braucht es bereits Ströme im A-Bereich. Statisch gesehen braucht die Ansteuerung aber wirklich keinen Strom, denn wenn das Gate mal die gewünschte Ladung erreicht hat, fliesst kein Strom mehr - die Gatekapazität ist dann auf die entsprechende Spannung aufgeladen. > Der MOSFET ist hier in der Low-Flanke leitend. Ich komme bei 30 V > Eingangsspannung dann auf etwa 25 V.. Nein. Wenn der 3524 einen low-Pegel ausgibt, dann Sperrt Q4, wodurch die Spannung am Gate von Q1 über den 330 Ohm Widerstand nach VCC gezogen wird, UGS wird zu Null und der MOSFET sperrt. Gibt der 3524 einen high-Pegel aus (mithilfe des Pullups, den du noch am Pin 12/13 befestigen musst), dann wird Q4 über diesen high-Pegel durchgesteuert, das Gate des MOSFET wird auf Masse heruntergerissen und UGS beträgt jetzt -30V, was den MOSFET einschalten (und kaputt machen) wird (MOSFETs vertragen meistens nur so um die +/-20V UGS). >> Wozu ist der TLC272 da? > Der ist für die Referenzspannungserzeugung von 2,5 V da. Den brauchst du aber gar nicht. Der 3524 hat eine interne Referenzspannung von 5V, die man mit einem Spannungsteiler auf 2.5V herunterteilen kann (wenn man will; man kann aber auch gleich die 5V als Referenz benutzen). Dazu braucht es keinen 272.
Hmm, also den Widerstand von 330 Ohm verringern? Auf? Auf einen Strom, der groß genug ist, den MOSFET ordentlich zu schalten? Also versuche ich es mal mit einem 10 Ohm Widerstand, dann habe ich 3 A für das Gate des MOSFETs. Dann brauche ich aber auch einen anderen Transistor Q4. Der schafft nur die 100 mA....
@Jürgen Herms Hallo, dir wird hier ja schon recht sachverständig geholfen, allerdings sollteste deine Zeichnung/Schaltplan/Dokumentation, den Änderungen entsprechend, anpassen und Korrekturen einzeichnen. Der Schaltplan ist die Grundlage für alle Tätigkeiten in der Elektronik. Stimmt der nicht mit der Schaltung überein kann man sich dumm und dämlich(nicht persönlich gemeint) suchen. In deinem Post 11:43 ist immer noch nicht der Pullup-Widerstand zwischen der Betriebsspannung und den PINs 12/13 eingezeichnet womit, zumindest mir nicht klar ist, ob die vorgeschlagene Änderung bereits realisiert ist(hab nicht alle Posts Wort für Wort gelesen). Mach das mal bitte erst und stell dann den Schaltplan nach jeder Änderung wieder ein. Übrigens Siebelkos werden in der Regel mit 1µF/1mA Laststrom dimensioniert. Die können dann auch etwas größer (~20%) sein was nicht weiter stört. Jeden errechneten Wert gibts ohnehin nicht und man nimmt dann eben den nächst größeren. Man muss den Elko ja auch irgendwie platzmäßig unterbringen. Bitte darauf achten das der Siebelko auch Schaltfest ist und eine ausreichend hohe Spannung hat, also nicht gerade an der Grenze der aufgedruckten Spannung betrieben wird.
Oder nimm gleich einen Gatetreiber! Kannst natürlich versuchen mit 2 Transistoren (NPN / PNP) eine Push-Pull-Stufe aufzubauen. Damit wäre das Problem der überspannung für das Gate aber immer noch nicht gelöst. Eine ganz praktikable Lösung für Dich wäre der Einsatz eines NPN - MOSFETs (niedrigerer Rds,ON) in Verbindung mit einem Gatetreiber (z.B. ICL7667 MC33151 oder was auch immer ) mit einer Boorstrap Spannungsversorgung. Dann wird nur eine Leistungsloses Levelshifting der Ansteuerung nötig. Mit einem Gatetreiber mit integrierten Optokoppler (z.B. HCPL316J) entfällt auch der Level-Shifter.
Ich würde auch dazu raten, einen ordentlichen Gatetreiber zu verwenden. Die Spannungsversorgung des Gatetreibers lässt sich gut mit einer Bootstrap-Schaltung realisieren. Ausserdem sind zahlreiche Schutzmassnahmen für den MOSFET bereits integriert - z.B. DESAT-Erkennung ( =MOSFET wird abgeschaltet, wenn er überlastet ist oder auf einen Kurzschluss schaltet) und ähnliches.
Hallo, ich habe jetzt mal einen aktuellen Plan reingestellt. In dem neuen Schaltplan habe ich den MOSFET mal anders beschaltet. Ich habe zusätzlich zum Kollektrowicderstand von 330 Ohm oben drüber noch einen R = 30 Ohm verschaltet. Jetzt führe ich dazwischen das Signal zum MOSFET. D.h., ich kann im Schaltvorgang 1 A ziehen (bei 30 Ohm). Mal gucken, ob es besser wird. Jetzt schreiben hier alle, dass ich einen Gate-Treiber verwenden solle. Ich würde es gerne noch mit diesem versuchen. Oder meint ihr, es wäre nicht zu schaffen?
Hm ich glaube, mit der Spule ist auch etwas nicht in Ordnung. Die klackert total, wenn man ordentlich Strom draufgibt. Das ist ein richtig lautes klackern mit nem Takt von ca. 5 Hz. War halt auch ein recht billiger Spulenkörper, sodass der Draht nicht richtig fest befestigt werden konnte. So ein Körper aus Plastik. Und das für 10 €.... Naja, ich habe sie jetzt mal ausgelötet, jetzt sind die Spannungsspitzen am Ausgangssignal geringer geworden.... Ich fasse nochmal kurz zusammen: 1. Das Taktsiganel an Pin12/13 ist sehr gut. 2. Der Pullup-Widerstand erfüllt auch, was ihr versprochen habt 3. Das Ausgangssignal von Q4 ist noch nicht zufriedenstellend. 4. Das Gatesignal des Mosfets dann auch nicht mehr. 5. In der Ausgangsspannung treten in den Schaltmomenten recht große Unsymmetrien auf. Habe bereits versuucht, diese mit einem Tiefpass (RC-Kombo, LC-Kombo) auszumerzen, hat aber nur bedingt geklappt....
Tobias Plüss schrieb: > Du könntest aber beim Collector von Q4 noch einen Widerstand einfügen, > der so bemessen ist, dass UGS vom Q1 nicht grösser als ca. 15..20V wird. > Das wäre schon mal besser. Ich kann doch den Bipolar aber auch so betreiben, dass er beim Durchschaltung mitten auf der Arbeitsgerade liegt. D.h., U_CE beträgt bei mit beim durchschalten 15..20 V, je nachdem, wie ich den Basisstrom einstelle. Solange der Transistor das überlebt, ist ja gut..und das tut er ja auch....also es klappt jedenfalls.. So ich mach Feierabend. Hoffe, mir kann noch jemand ein paar Tips geben.
Oh oh oh. Es wird immer schlimmer anstatt besser: Wenn R41 nur 30 Ohm hat und in Reihe mit R10 von 330 Ohm ergeben sich bitte welche Spannungspegel am Gate bei gesperrtem/leitendem Q4 ?!? - Wenn Q4 sperrt fließt im statischen Zustand 0A durch R41/R10/Q4 und somit fällt auch keine Spannung an R41 ab, Q1 sperrt dann ebenfalls. - Wenn Q4 leitet (mal als idealer Schalter vorausgesetzt) fällen die vollen 30V vom Eingang über die beiden Widerstände R41 und R10. Nach Adam Riese ergibt das dann über R41 einen Spannungsabfall von nur 2,5V. Dies reicht bei weitem nicht aus, um den MOSFET richtig aufzusteuern! Mit dieser Schaltung macht man fast den Einsatz eines Schaltreglers ad absurdum, weil der Treiber bald genauso viel Leistung verbrät wie ein Linearregler - naja, ein bißchen übertrieben ist das schon, aber es soll Dir die Tendenz aufzeigen, in die derzeitig Deine Bemühungen gehen mit dieser Schaltung den MOSFET schnell anzusteuern. Mein Tip wäre mal bei den üblichen Verdächtigen von Herstellern des xx3524 nach Application Notes zu suchen, bei denen der xx3524 zum Einsatz kommt. SGS Thomson hat da eine ganze Menge, National Semiconductor sicherlich auch, usw, usw., usw. Die Schaltung an sich ist nicht neu und man sollte eigentlich in der Lage sein eine Schaltung zu finden, die Deiner sehr ähnelt. Ähm, eins noch, bezüglich der Größe der Sieb-ELKOs: Die Faustformel mit 1...2µF pro mA wendet man bei Linearnetzteilen an, wo man nach dem (Brücken-)Gleichrichter üblicherweise eine pulsierende Gleichspannung mit 100Hz hat. Bei Schaltnetzteilen, die im Bereich von einigen zig bis hunderten oder gar tausenden von kHz schalten, kann man die Kapazität mit dem gleichen Faktor verkleinern, wie sich die Schaltfrequenz gegenüber den 100Hz vergrößert hat. Wären Deine 312mF gut für sagen wir mal 50A, so könnten bei 100kHz dann folglich 330µF reichen. In der Praxis wird man schon 'dickere' ELKOs finden. Schau Dir z.B. mal die PC-Netzteile an, da findet man am Ausgang häufig ELKOs mit Werten von 100µF...200µF pro Ampere Ausgangsstrom, meistens aufgeteilt auf mehrere ELKOs, um die Baugröße (bzw. -höhe) zu reduzieren und auch um einen niedrigen ESR-Wert zu erreichen.
>Ähm, eins noch, bezüglich der Größe der Sieb-ELKOs: >Die Faustformel mit 1...2µF pro mA wendet man bei Linearnetzteilen an, >wo man nach dem (Brücken-)Gleichrichter üblicherweise eine pulsierende >Gleichspannung mit 100Hz hat. Das hatte ich auch gemeint und zwar hinter den Gleichrichtern, es sei denn die Schaltung wird aus einer Autobatterie gespeist, was ja wohl nicht sein wird. Dann kann man den Siebelko auch so in einem Schaltnetzteil bemessen vor dem Schalttransistor. Von einer Beschaltung am Ausgang (Hinter der Spule)bin ich nicht ausgegangen zumal für eine Bemessung entsprechende Werte fehlen bzw. unbekannt sind. Man gut, das Jürgen einen aktuellen Schaltplan gepostet hat. Das ist allemal besser als zig Vorschläge zu machen die dann doch nicht realisiert werden und keiner mehr weiss wie die Schaltung im Endeffekt aussieht (außer dem TS).So ist das praktischer. Die Elkos am Ausgang müssen da jedenfalls weg und vernünftig bemessen werden. In der Linear- Spezifikation des Chip ist am Ausgang bei 5Volt/1A ~500µF angegeben. Nach einer Bemessungsgleichung hab ich jetzt aber nicht geguckt.
Das 5Hz klakkern der Spule ist kein Problem derselbigen sondern ein Nichtfunktionieren der Regelung, die vermutlich in 200 ms Paketen überschwingt (oszilliert). ### Hier zum dritten mal die Bitte nach einem FOTO des Aufbaus. ### Elkos werden in Schaltnetzteilen typischerweise nach folgenden Kriterien dimensioniert: - Nominalspannung - Temperatur / Lebensdauer - Spannungsripple (nach einer Formel mit Schaltfrequenz, Tastgrad, Eingangsspannung, Ausgangsspannung, Induktivität) - Stromripple Belastbarkeit (steht im Datenblatt) Geh mal auf die Seite von National http://www.national.com/analog Auf der rechten Seite findest Du einen Kasten mit der Beschriftung "WEBBENCH@ Designer". Unter der Kategorie "Power" trag mal deine Werte ein und dann auf "Start Design". Auch wenn das kein Design mit dem Uralt - SG3524 wird, kannst Du dir anschauen, wie ein Design aussehen könnte und dieses auch komplett simulieren. EDIT: Deutlich über 10A wird es eng - das Prinzip ist aber dasselbe ob Du 10 oder 100 A Belastung hast.
Okay, ich möchte mich dann mal für die sehr gute und kompetente Hilfe bedanken, vor allem bei Michael O., Raimund Raabe, Max M. und Tobias Plüss! Und zum Foto: Es wird denke jetzt sowieso ein Redesign fällig, da sich auf der kompletten Masseleitung diverse Störungen eingeschlichen haben. Man müsste das alles elektromagnetisch etwas besser positionieren, das ist im ersten Entwurf nicht optimal geglückt... Und danke für den Link, die Schaltungen sehen ja Top aus. Und die Bauelemente passen auch alle schon zusammen.... Viele Grüße und viel Erfolg bei euern eigenen Projekten!
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