Messung von schnellen Schaltvorgängen (Bspw. GaN)

[Christian K. (einglasvollwasser)]

Hallo Zusammen,

ich habe eine Frage zur Messung der Anstiegszeit mit dem Oszilloskop von 
schnellen Schaltvorgängen, wie sie bei GaN FETs vorkommen (einstelliger 
ns Bereich) (bei 400V).

In der Literatur heißt es, das mit jedem "Messglied" (Tastkopf, Oszi), 
innerhalb der Messtrecke hin zu Oszi, ein zusätzliche Last hinzukommt, 
was unweigerlich bei der Vermessung von schnellen Schaltvorgängen zu 
einer Beeinflussung (Verlangsamung) des Schaltvorgangs führt.

Die Formel dazu lautet:

t_mess=Wurzel(t_real^2+t_Tastk^2+t_Oszi^2)

t_mess: die von Anstiegszeit 10% - 90% des Endwertes
t_real: Anstiegszeit, wenn der Tastkopf nicht mit dem Messpunkt 
kontaktiert wird
t_Task=0,35/Bandbreite_TK ; Anstiegszeit des Tastkopfes
t_Oszi=0,35/Bandbreite_TK ; Anstiegszeit des Oszis

Bei einem Oszi mit 500MHz Bandbreite sowie einem Tastkopf mit 500MHz 
Bandbreíte und t_real =2ns ergäbe sich für t_mess bereits 1,74ns - also 
ein 15%iger Fehler!

Jetzt meine eigentliche Frage:
Die Anstiegszeiten die beim Oszi und beim Tastkopf in den Datenblättern 
angegeben sind, gelten die für einen 50 Ohm Quellenwiderstand?
In der Formel für die Anstiegszeit steckt ja nichts anderes als das:
t=0,35/Bandbreite=2,2*tau=2,2*R*C
Wobei das R von der Quelle stammt.

Das würde doch bedeuten, dass wenn ich eine Quelle mit sehr geringem R 
vermesse, dass die Beeinflussung durch Oszi und Tastkopf 
vernachlässigbar wird - korrekt?
Als Beispiel habe ich mal in den Anhang ein vereinfachtes ESB für den 
Ausschaltvorgang des HS FET für einen Brückenzweig / Halbbrücke 
gezeichnet (Kommutierungsschleife beim Tiefsetzsteller).
Die Quelle ist mein Zwischenkreis (ESB aus ESR ESL und C). Das ESB soll 
für den Zeitpunkt des Millerplateaus gelten. D.h. während der 
Spannungsflanke wird ja der aktive Bereich Durchlaufen und Rhs 
entspricht einem von Ugd spannungsabhängigen Widerstand - zunächst ist 
Rhs gleich dem Rdson und wird dann am Ende des Millerplateaus zu 
R=UZ/IL=400V/10A= 40Ohm.
Das R der Quelle ist somit ESR + Rhs und lädt Cdsls und CTastk.

Also nochmal meine Fragen:
1.) Gilt die Risetime von TK und Oszi für einen 50Ohm Quellenwiderstand?
2.) Ist der Einfluss von TK und Oszi aufgrund des niedrigen 
Quellenwiderstandes vernachlässigbar, sodass gesagt werden kann, dass 
t_meas ist ca. t_real?

Was sagt ihr dazu?

Danke schonmal vorab und bis später

Ciao

Christian

[Phil (Gast)]

Ich glaube hier werden ein paar Dinge vermischt.

Zum einen stimmt es natürlich, dass die Messung die Quelle belastet und 
damit die Anstiegszeit verändert. Bei niederohmigen Quellen (dazu zähle 
ich auch die 50R) ist das in den meisten Fällen egal.

Zum anderen haben Tastkopf und Scope eine endliche Bandbreite. Das 
heißt, dass was Du da am Scope angezeigt bekommst hat eine geringere 
Anstiegszeit als das reale Signal. Und zwar auch dann, wenn es sich 
überhaupt nicht durch die Last der Messung ändern würde. Deine Formel 
beschreibt genau das. Die geometrische Addition der realen Anstiegszeit 
(so wie sie tatsächlich an der Spitze des Tastkopfes ist) mit der 
Anstiegszeit vom Tastkopf und vom Scope liefert Dir die Anzeige auf dem 
Scope.

Zu Deinen Fragen:

1.) Die Anstiegszeit bezieht sich auf die tatsächliche Anstiegszeit am 
Eingang des Tastkopfes. Damit ist diese unabhängig von der 
Ausgangsimpedanz. (Bei hoher Ausgangsimpedanz ist die reale Anstiegszeit 
also entsprechend größer)

2.) t_meas ist nur dann ungefähr t_real, wenn die Anstiegszeit von Scope 
und Tastkopf bei der geometrischen Addition vernachlässigbar sind. Das 
hat zunächst nichts mit dem Quellenwiderstand zu tun.

Du kannst halt mit einem 50MHz Scope keine Signale im GHz Bereich 
messen, selbst wenn du eine Quelle hättest die 0R Ausgangsimpedanz hat.

[Ralph B. (rberres)]

Die Anstiegszeit des Scopes kommt durch seinen Messverstärker zustande, 
der eine endliche Bandbreite hat. bei 100MHz Bandbreite z.B. 3,5nS

Der Scope hat über alles gesehen im etwa ein Übertragungsverhalten, wie 
ein Tiefpass erster Ordnung. Es sei denn es wurde am Ende des 
Übertragungsbereiches getrixt, um die obere Grenzfrequenz nach oben zu 
schieben. Das hat aber zur Konsequenz das der Abfall danach um so 
steiler ist, und im Durchlassbereich eine gewisse Welligkeit im 
Frequnzgang entsteht.

Manche Firmen haben das früher gemacht, zeugt aber von einen schlechten 
Stiel.

Bei einen 50 Ohm Abschluss kommt meist nur die Anstiegszeit des Scopes 
alleine zum tragen, da bei einer Eingangskapazität von z.B. 12pF die 
dadurch entstehende Grenzfrequenz am Eingang bei über 260MHz liegt, und 
sich somit kaum noch auswirkt.

Beim Anschluss eines Tastkopfes muss dessen Anstiegszeit zur 
Anstiegszeit des Scopes geometrisch addiert werden.

In unseren Falle würde bei einen Tastkopf mit 100MHz die gesamte 
Grenzfrequenz etwa beio 70MHz landen.

Ralph Berres

[kk (Gast)]

Du hast ja schon gemerkt, dass mit einem <1GHZ-Scope bei 
GaN-Transistoren kein Blumentopf zu holen ist. Hier mal eine Idee, wie 
die Hersteller das machen: 
http://www.edn.com/design/test-and-measurement/4437360/How-to-measure-the-world-s-fastest-power-switch