Hallo, wir haben uns jetzt schon diverse Schaltungsvarianten ausgedacht, können uns aber nicht so recht einigen was das sinnvollste hinsichtlich Aufwand und erzielbarer Genauigkeit ist. Folgendes Problem: Wir haben eine Halbleiterdiode die mit Katode gezwungener Maßen auf GND liegt. Plan ist, in die Diode einen Konstantstrom einzuprägen (so wenige µA wegen Eigenerwärmung, mittels RefSpannungsquelle und Präzisionswiederstand), und dann die 1,97V/K Temperaturabhängigkeit mit nem ATmega über den ADC zu messen. Die Genauigkeit und Auflösung sollte bei 0,5K liegen, Messbereich 5-55°C. Ich denke mehr ist bei Halbleiterdiode eh kaum realistisch. Plan 1: Spannungsabgriff der Flussspannung, mit Subtrahiererschaltung ca 0,5V abziehen, Rest verstärken (extern oder intern über Diffeingang..?), mit 0-5V Eingangsbereich A/D-wandeln. Plan 2: Spannungsabgriff der Flusspannung, Benutzung des Diff Eingangs des ADC mit ca 0,5V auf dem zweiten Eingang. Eingangsbereich ADC 0-5V . Bringt etwa 4Bit/K Auflösung Plan 3: elegante Analogschaltung die ich nicht habe die 55°C -> 5V und 5°C-0V fabriziert...oder so ähnlich Version 2 hab ich schon mal realisiert, bin aber mit der Genauigkeit nicht zufrienden, Messwert schwankt um gut 1K, Hat jemand eine nette Idee ohne komplizierte Beschaltung? Einschränkung ist nur das die Diode auf der einen Seite unabänderlich auf GND liegt.
@ Pöhli
> Die Genauigkeit und Auflösung sollte bei 0,5K liegen, Messbereich
Auflösung ist kein Problem, GENAUIGKEIT schon eher. Ohne Kalibrierung
wird das kaum was.
Wenn es darum geht die Temperatur so genau zu messen -> digitaler
Temperatursensor, den hat der Hersteller kalibriert.
Wenn es aber unbedingt diese Schaltung sein soll, dann würde ich Plan 1
vorziehen. Geht mit einem (Präzisions) OPV.
MFG
Falk
das mit der Kalibrierung bekomme ich hin, PT100 4-Leiter als Referenzmessgerät ist vorhanden. Ja, es muss die Schaltung mit der Diode sein, die Diode steckt in einem Sensormodul mit drin.
Hallo Pöhli, ohne eine zusätzliche Analogschaltung wirst du wohl nicht auskommen. Wenn ich von deiner Temperaturänderung von 50K ausgehe, entspricht dies einer Spannunsgänderung von rund 100mV über den gesamten Bereich. Mit einem ADC-Eingang 0..5V und einer Auflösung von 10 Bit kommst du im Idealfall auf rund 5mV pro LSB, was bei deiner Sensor-Diode schon über 2K pro LSB entspricht. Deine Schaltung muss also die Flussspannung bei 5°C subtrahieren und dann etwa 50-fach verstärken, um den vollen Bereich des ADC ausnutzen zu können. Gruß, Alexander
@ Alexander ja, das Problem ist mir bewußt. Deswegen hatte ich die Sache mit ADC - Differenzeingang und interner 10x gemacht. Also einen Dual OPV nehmen, den ersten als Subtrahierer, den zweiten als Verstärker. Wobei 50-fach nicht so gut ist. Besser wäre wohl eine Verstärkung wo ich immer auf 2^n komme, wegen der Rechnerei. Also dann 16Bits/K zB. Ich kann halt nicht einschätzen ob ich durch das subtrahieren und verstärken bei Temperaturänderung (Genauigkeit der Faktoren und Bauelemente) nicht im Endeffekt genauso ungenau bin wie bisher. Ich hoffe das noch jemand mit Plan 3 kommt :-) und irgendeinen eleganten Trick in der Hinterhand hat. Derzeit geht das ganze ohne zusätzlichen IC, nur ein paar Wiederstände zu dem sowieso benötigten UREF IC.
Ich frag mich gerade, warum es unbedingt eine Diode sein muss-- es gibt doch auch diese billigen, näherungsweise linearen Temperaturfühler KTY oder so ähnlich. Ist die Diode eine Photodiode, integriert in einer Laserdiode? Na ob das funktioniert?
@Pöhli > Also einen Dual OPV nehmen, den ersten als Subtrahierer, den zweiten als > Verstärker. Wobei 50-fach nicht so gut ist. Besser wäre wohl eine Naja, die klassische Addierschaltung arbeitet invertierend, d.h. der zweite OPV müsse wieder zurück invertieren. Braucht ggf. Dual supply :-0 > Verstärkung wo ich immer auf 2^n komme, wegen der Rechnerei. Also dann >16Bits/K zB. Kann mann machen. Kleiner Hinweis. Man speicht meist von LSB/K oder LSB/mV. 16bit/K ist irreführendund ungebräuchlich. > Ich kann halt nicht einschätzen ob ich durch das subtrahieren und > verstärken bei Temperaturänderung (Genauigkeit der Faktoren und > Bauelemente) nicht im Endeffekt genauso ungenau bin wie bisher. Nun, die OPVs sollten was taugen. Geiz ist nicht geil. Für die Aussenbeschaltung kann man sich dahingehen trösten, dass die Widerstände ratiometrisch wirken. Wenn sie also den gleichen Temperaturkoeffizeinten haben und nah beieinader sind (gleiche Temperatur), sollte es schon passen. MFG Falk
Korrigiere mich, verstärkender Subtrahierer geht ja auch, also nur 1 OPV
Hallo Pöhli, wenn ich äußere Problemchen in die MCU, sprich in die Software verlagern kann, dann beschreite ich diesen Weg. Da Du von einem ATMega sprichst, sollte es auf ein paar Byte nicht ankommen. Die Erfassung der T via Schwellspannung bei konstantem Strom verspricht eine sehr gute Linearität bei minimalen Kosten. Die großen Chiphersteller machen es auch nicht anders. Um Deinen Bereich zu überstreichen, muss Deine MCU etwas genauer wandeln, der Rest ist Mathematik. Um den Abgleich wirst Du nicht herumkommen, aber auch hier reichen zwei Punkte. Genauigkeiten bis 16Bit erreichst Du mit Oversampling (Applikation Note AN121). Dir reichen sicher 12Bit, geht dann auch schneller, wobei es bei thermischen Prozessen nicht auf ein paar ms ankommt. Du kannst mit Uref auch weiter runter gehen, 1,023V sind ein Bit/mV bei 10Bit. So sparst Du den ganzen analogen Bereich, der ja auch wieder Fremdfaktoren (Drift, Offset..) mitbringt. Grüße Lothar
>1,97V/K Temperaturabhängigkeit mit nem ATmega über den ADC zu messen. Meinst du 1,97mV/K? >Plan ist, in die Diode einen Konstantstrom einzuprägen (so wenige µA >wegen Eigenerwärmung, mittels RefSpannungsquelle und >Präzisionswiederstand) Das brauchst du nicht. Stattdessen würde ich so machen: AVCC AVCC | | --- --- 1 1 0 0 K K --- --- |-|8K|-.-|2K|-.--ADC1 | | | __ A --- \ / D |1| Poti \/ C |K| Einstellbar ---- 0 --- | | AGND AGND Diode und Widerstände bilden eine Brückenschaltung. Mit dem Einstellbaren Widerstand(Poti) ist auch Nullpunkt einstellbar. Einfach Diode ins Wasser mit Eis eingeben(0°C) und Brücke einstellen dass der Spannung zwischen Diode und Poti 0 ist. Spannungsänderung ist dann 98,5mV bei Temperaturänderung von 50°C. Ein 1 zu 5 Spannungsteiler zwischen Diode und Poti Einsetzen(z.B. 8K und 2K). Analogeingänge ADC0 und ADC1 an 2K Widerstand anschließen. Differential Analogeingänge benutzen mit Gain 200. Aref auf 4,026V einstellen. Dann ist die Eingangs-Spannungsbereich +-20,13mV. -20,13mV >ADCW=-512 0,0mV>ADCW=0 //0°C +19,7mV>ADCW=500 //50°C +20,13mV>ADCW=511 Auflösung beträgt dann 0,1°C. Branko
Branko Golubovic schrieb am 14.12.2006 um 15:02 Uhr
> Differential Analogeingänge benutzen mit Gain 200
Ich fürchte "Differential Analogeingänge mit Gain 200"
wird extrem ungenau, Drift usw. Die Genauigkeit ist schon laut
Datenblatt nicht toll.
Diode grundsätzlich: Soll denn jedes Gerät einzeln abgeglichen werden?
Wird ja wohl nötig sein.
Gruß
Stefan Salewski
@ Stefan: ja es muß die Diode sein weil sie nun mal in einem hochintegrierten Sensor drinsteckt. @ Falk ... Addierschaltung? Ich hatte eigentlich eine nicht invertierende verstärkende Subtrahierschaltung vor Augen, dachte sowas mal gesehen zu haben. (WIKIPEDIA?) @ Lothar: ich höre und lerne... also wenn das mit 12bit Oversampling geht in Verbindung mit Absenkung der Uref wäre das schon toll. Ohne das ich da Profi bin frage ich mich aber ob das nicht mit einem ähnlichen Verlust an Genauigkeit behaftet ist, denn ich löse einen kleineren Bereich höher auf, und das mit den gleichen Komponenten. Da muß es doch Grenzen geben wo das dann keinen Zugewinn an realer Genauigkeit mehr bringt... Ich hatte auch schon mit dem Gedanken gespielt ADC-GND auf 0,4V und ADC-REF auf 0,6V zu setzen, da löse ich dann 0,2V mit 1000LSB auf . Glaub aber nicht so recht das das brauchbare Ergebnisse liefert und bin nicht sicher das das möglich ist.
@Pöhli > Falk ... Addierschaltung? Ich hatte eigentlich eine nicht > invertierende verstärkende Subtrahierschaltung vor Augen, dachte sowas > mal gesehen zu haben. (WIKIPEDIA?) Addieren, subtrahieren. Ist alles das Gleiche. Wen kümmert schon das Vorzeichen? ;-) > @ Lothar: ich höre und lerne... also wenn das mit 12bit Oversampling > geht in Verbindung mit Absenkung der Uref wäre das schon toll. Vorsicht, das hat alles Grenzen. Vor allem die versprochen 16 Bit halte ich für etwas optimistisch. 12, naja vielleicht. > Ohne das ich da Profi bin frage ich mich aber ob das nicht mit einem > ähnlichen Verlust an Genauigkeit behaftet ist, denn ich löse einen > kleineren Bereich höher auf, und das mit den gleichen Komponenten. Da > muß es doch Grenzen geben wo das dann keinen Zugewinn an realer > Genauigkeit mehr bringt... Genau, nennt sich Rauschen. > Ich hatte auch schon mit dem Gedanken gespielt ADC-GND auf 0,4V und > ADC-REF auf 0,6V zu setzen, da löse ich dann 0,2V mit 1000LSB auf . > Glaub aber nicht so recht das das brauchbare Ergebnisse liefert und bin > nicht sicher das das möglich ist. Ist viel Gefummel und bringt kaum was. Nimm nen Präzions-OPV und die Subtrahier-Verstärkerschaltung. Vref 5V (oder 3.3). Dann hat nämlich der ADC (der nun auch nicht zu den besten 10-Bittern der Welt gehört) mehr Luft und Spannungshub, und misst somit weniger sein eigenes Rauschen und Nichtlinearitäten. MFG Falk
boah, ich kann gar nicht so schnell durchdenken und antworten wie geschrieben wird. @ Steffan: ja, Geräteeinzelabgleich ist akzeptabel @Branco: also das muß ich mir erst mal in Ruhe durchdenken, morgens am besten :-), klingt auf den ersten Blick interessant. Wobei ich mit der Genauigkeit der internen Verstärkung bisher keine guten Erfahrungen gemacht habe, von der Runterstufung auf 8bit noch abgesehen.
@Stefan >Ich fürchte "Differential Analogeingänge mit Gain 200" >wird extrem ungenau, Drift usw. Die Genauigkeit ist schon laut >Datenblatt nicht toll. Laut Datenblatt ist die Genauigkeit 0,2%(Gain Error bei Gain=200) und Offset Error Typ. 4,5LSB und lass sich kompensieren.
Branko Golubovic schrieb am 14.12.2006 um 16:07 Uhr: > Laut Datenblatt ist die Genauigkeit 0,2%(Gain Error bei Gain=200) > und Offset Error Typ. 4,5LSB und lass sich kompensieren. Ich weiß jetzt nicht genau auf welches Datenblatt Du Dich beziehst -- ich hatte es mir mal bei dem ATtiny26 genauer angesehen und habe gerade das Datenblatt des AT90USB vor mir. Ich denke das ist im Prinzip alles sehr ähnlich, bloß das ältere AVRs Gain 200 und differentielle Messung nicht können. Bei Resolution ist für "Single Ended Conversion" 10 Bit, bei "Differential Conversion, Gain 200x" 7 Bit angegeben. Das klingt schon mal nicht so gut. Die übrigen angegebenen Fehler sind wohl alle auf "Single Ended Conversion" bezogen. Über Drift schreiben sie nichts, das ist schon mal sehr verdächtig. Ich habe als Kind mal so eine Schaltung wie Du sie vorschlägst mit einfachen OPs (741) aufgebaut, Abgleich Eiswasser und Wasserdampf. Durch (Temperatur)-drift haben die Messwerte um +- 2 Grad geschwankt, der tatsächliche Messfehler war wahrscheinlich noch größer wegen anderer Effekte. Besser als die 741 werden die internen Verstärker der AVRs kaum sein. Gruß Stefan Salewski
Wenn digitale Sensoren (DS18B20) preislich ausscheiden, nimm den LM335 (Reichelt: 0,87€), das ist quasi ne Z-Diode mit 10mV/°K, einfach nen Vorwiderstand an VCC und gut is. Peter
Peter Dannegger schrieb am 14.12.2006 um 17:07 Uhr: >Wenn digitale Sensoren (DS18B20) preislich ausscheiden, nimm den LM335 >(Reichelt: 0,87€), das ist quasi ne Z-Diode mit 10mV/°K, einfach nen >Vorwiderstand an VCC und gut is. Danke für den Tipp. Sind die LM335 besser als die KTY? Aber der ursprüngliche Fragesteller hatte auf meine Nachfrage ja schon geantwortet: >ja es muß die Diode sein weil sie nun mal in einem >hochintegrierten Sensor drinsteckt.
Hallo, 10mV/K wie es Peter vorschlägt, bringt einen wesentlich besseren Spannungshub. Wenn die Diode aber - weil intern - vorgegeben ist, musst Du wohl mit 100mV auskommen. Oversampling habe ich vorgeschlagen, weil sich die Hardware nur minimal vergrößert. 16Bit halte ich auch für sehr optimistisch, irgendwann teste ich das mal. Laut Abtasttheorem sind, wenn die Anzahl des Messwerte hoch genug ist, noch höhere Genauigkeiten möglich. Für 16Bit schon mal 4096. Schau Dir AVR121 mal an, die Software sieht gut aus, die Schaltung weniger. Uref muss eben mit einem Dreieck überlagert werden. Muss auch nicht vom PWM kommen. Wenn Hardware nicht das Problem ist, der LT2400 macht auch 24Bit, braucht fast keine Strom, ist mini (SO08), hat SPI, kostet halt knapp 10€. Gruß Lothar
Ich habe jetzt nicht den ganzen Thread durchgelesen, aber bei der ursprünglichen Fragestellung fiel mir sofort der AD8555 ein. Vielleicht schaust Du Dir mal das Datenblatt an. Programmierbare Verstärkung, programmierbarer Offset und eine Konstantstromquelle am Eingang. Genau was Du wolltest.
@Lothar > 16Bit halte ich auch für sehr optimistisch, irgendwann teste ich das > mal. Laut Abtasttheorem sind, wenn die Anzahl des Messwerte hoch genug > ist, noch höhere Genauigkeiten möglich. ???? Das Abtasthteorem hat damit wohl weniger zu tun. > Für 16Bit schon mal 4096. Schau Dir AVR121 mal an, die Software ??? 16 Bit sind bei mir 65536 Werte. 4096 sind 12 Bit. > sieht gut aus, die Schaltung weniger. Uref muss eben mit einem Dreieck > überlagert werden. Muss auch nicht vom PWM kommen. Wenn Hardware nicht > das Problem ist, der LT2400 macht auch 24Bit, braucht fast keine Strom, > ist mini (SO08), hat SPI, kostet halt knapp 10€. Halte ich für maximalen Overkill. Selbst "lausige" 10 Bit Auflösung bei 0-55C sind immerhin 0,053 C Auflösung. Das ist mehr als genug. Noch bissel Mittelwertbildung um das Rauschen zu dämpfen und gut ist. Man sollte nicht immer eierlegende Wollmilchsäue erschaffen. MFG Falk
Hallo Falk, das die 10Bit ohne zusätzlichen Aufwand nicht reichen ist ja Pölis Problem. Der Spannungshub, den die Diode liefert liegt bei ca. 100mV. Es gibt also nur die Möglichkeit analog verschieben und verstärken, oder die Stufen im Fenster feiner zu machen. Was unterscheidet Mittelwertbildung von Oversampling?? Samples und Auflösung sind zwei paar Schuhe. Wenn wir darüber diskutieren, was 2^16 ist, dann bin ich im falschen Forum. Wenn ich einen 10Bit Wandler habe, und 16Bit brauche, muss ich nach (entschuldige) Nyquist-Shannon Abtasttheorem aus 4^n Messwerten den Mittelwert bilden. N=6 (16Bit-10Bit) --> 4^6=4096 bei 12Bit noch 16. Wir wollen Pöhli aber nicht mit Signaltheorie zutexten, sondern ein paar Möglichkeiten aufzeigen. Der LT2400 war halt das andere Extrem, wie man's übertreiben kann. Ich habe - durch einen Tip aus dem Forum - einen "Christmas Tree" am PC, gesteuert von einem ARM7.... Overkill vom Feinsten, aber Online. Embeddet Artists macht möglich ... für Euro 14,99 + Shipping + Tax. Grüßle Lothar
@Lothar > Samples und Auflösung sind zwei paar Schuhe. Wenn wir darüber > diskutieren, was 2^16 ist, dann bin ich im falschen Forum. Wenn ich Wohl wahr. Aber ich versteh deine Aussgae immer noch nicht. > einen 10Bit Wandler habe, und 16Bit brauche, muss ich nach Braucht er den? Ach so, ohne Vorverstärker. > (entschuldige) Nyquist-Shannon Abtasttheorem aus 4^n Messwerten den > Mittelwert bilden. N=6 (16Bit-10Bit) --> 4^6=4096 bei 12Bit noch 16. ???? Das wäre mir ganz neu. Das Abtasttheorem von Shannon sagt was über die Abtastfrequenz und Signalfrequenz aus (f_Sample >= 2* f_signal), aber praktisch nichts über die Quantisierung der Amplitude (10/16 Bit AD-Wandler) MFG Falk
Dann nenn es eben Abtasttheorie. Die als Nyquist-Frequenz bekannt gewordene Formel ist ein kleiner Teil einer Theorie und beschreibt f_min einer Abtastung. Die komplexe Theorie beschreibt aber viel mehr, auch das Oversampling, Quantisierungsfehler, Quantisierungsrauschen... Die Formel exakt 2^2^n kommt auch aus der Ecke. Das ich 16Bit angenommen habe war als Beispiel und wie die erreicht werden können. Das andere Beispiel waren 12Bit, die für das dargestellt Problem vielleicht ausreichen. Da die im AVR angewandte sukzessive Approximation schon verfahrensbedingt Grenzen hat, würde ich, wenn Zeit da ist, das für die gewünschte Genauigkeit erforderliche Oversampling ausprobieren. Atmel gibt 0,5LSB Linearitätsfehler und 2LSB Absolutfehler an, unter optimalen Bedingungen.
Ich glaube ich muss mich hier doch noch ein (letztes) mal zu Wort melden, weil hier einige Leute extrem digital denken. Was nützt denn eine noch so feine digitale Auflösung, wenn einem der Temperaturdrift des zu messenden (Analog)-Signals alles kaputt macht? Selbst wenn man ganz auf Vorverstärker verzichtet (auch auf die internen der AVRs) hat man noch zwei Driftquellen: Referenzspannung und den in die Diode eingeprägten Konstantstrom. Beide können merklich temperaturabhängig sein. Und die AD-Wandler der AVRs sind wahrscheinlich auch bei Gain=1 temperatursensitiv, zudem kann alles noch von der Versorgungspannung abhängen. Ich denke, wenn man einen Fehler von weniger als 1% will (0,5 Kelvin im Bereich 0 bis 50 Grad Celsius), und nur das kleine Diodensignal von 2mV/K hat, dann braucht man sehr präzize Analgteile. Prazions-OPs bzw. Instrumentenverstärker usw. Gruß Stefan Salewski
Ah, na ich hatte ja geahnt das zu dem Beitrag einige was beitragen :-) Ich bin weder echter Digitaltechniker noch Analoger, aber die Meinungsverschiedenheit der beiden Lager spiegelt im wesentlichen ja auch meine Überlegungen wieder bezüglich das praktisch ( und halt nicht nur theoretisch) erfolgreicheren Wegs. AD8555 sagt mir im Moment nix, nehm ich mir am Mo mal zur Brust. Ich stell am Mo mal eine Variante mit analoger Vorverstärkung online, so von wegen Dimensionierung der Widerstände und Eingangswiderstand der Schaltung und so...vieleicht hilft das noch etwas zur Bewertung. Bis dahin danke für die zahlreichen konstruktiven Kommentare bisher (..und die hoffentlich noch folgenden) Pö
So, ich hatte noch was gefunden - ein App Note von BB ( AB-036: Diode-Based Temperature Measurment, Figure 4). Kann ja nicht so schlecht sein wenns von BB kommt...., also hab ich mal einen dementsprechenden Entwurf gemacht. Die Anforderungen an die Trimpotis sind aber reichlich hoch. 6,372K und 441,5k einzustellen wird mit einem Poti kaum klappen... Damit ist die Theorie: 50 °C = 5,0V = 1000LSB 1000LSB/2 = 500LSB = 50,0°C
Naja, sieht ganz brauchbar aus. Allerdings würde ich das "analoge" Kalibrieren sein lassen und einfach präzise (1%) Festwiderstände einbauen. Kalibriert wird dann mittels Zweipunktmessung (0/50C) und digitaler Korrektur. MFG Falk
Ach so, beim nächste Mal bitte als GIF oder PNG speichern. Auch im DSL Zeitalter sollte man eine gewisse Bandbreitendisziplin beherzigen. MFG Falk
ok.... also den R5 als "groben" Offset bzw.ungefähren NullPunktabzug, die Verstärkerkombi muß dann einen schön rechenbaren Faktor haben...., dann brauch ich nicht mal eine externe REF für den A/D und raus kommt siehe Anhang :-). ( bmp war in Eagle voreingestellt, sorry, kommt nicht wieder vor .-) )
Naja, 2mV/K x 20 sind bei mir 40 mV/K. Kritsch sehe ich die Verwendung von R5 als Offset-Generator. In welchen Temperaturbereich arbeitet denn die Schaltung? Im gleichen wie der Sensor? D-h. dann aber auch, dass die Temperaturdrift von R5 eine Drift dess Offsets hervorruft. Besser wäre hier eine (driftarme) Konstantspannungsquelle und ein Spannungsteiler. Der ist nämlich prinzipbedingt wesentlich unanfälliger, wenn beide Widerstände den gleichen Temperaturkoeffizienten haben und die gleiche Temperatur aufweisen. Dieses Prinzip greift bei R1 und R4. Ansonsten kann ich mich nur der Aussage von Stefan Salewski anschliessen. MfG Falk
ups. ja, 40 mV ist natürlich richtig, (vor den Kopf schlag) macht dann 2V Hub und 16bit/K. Mehr als genug. Ich würde erst mal davon ausgehen das die Schaltung den gleichen Temperaturbereich abkönnen muß wie der Sensor. Also grob 5 - 55°C. Die Probleme mit R5 sehe ich eigentlich nicht so kritisch, REF200 ist eine Konstantstromquelle, und wenn ich für R5 einen 0,1% mit geringer T-Drift nehme sollte sich das ganze in Grenzen halten.
> Die Probleme mit R5 sehe ich eigentlich nicht so kritisch, REF200 ist > eine Konstantstromquelle, und wenn ich für R5 einen 0,1% mit geringer > T-Drift nehme sollte sich das ganze in Grenzen halten. Nun, welchen TK hat die Konstantstromquelle? Welchen TK hat R5? Der Absoltwert von R5 ist zweitrangig. Zahlen, Zahlen, Zahlen. MfG Falk P.S. Mal so ein Schuss ins Blau. Ein TK von 50ppm/K macht bei 50K dT schon mal 2500 ppm = 0,25%! Damit ist deine 10Bit Genauigkeit locker im A*****
Hallo, Bei 0,5K Auflösung und wenn man keine punktgenauen Messungen braucht, kann man auch 5 Dioden in Reihe schalten. Das macht 9,85mV/K. Bei 5V Referenz ergeben 10Bit eine Auflösung von 4,88mV, Ein K Temperaturdifferenz entspricht dann ca. 2,017 Schritten. Sinnvoll ist es auf jeden Fall, dem ADC einen digitalen Tiefpass nachzuschalten. Dazu zum Beispiel den letzten gemittelten Messwert mit 15 multiplizieren, den aktuellen Messwert dazuaddieren, das Ganze durch 16 dividieren (rechts-shift) und den erhaltenen Wert als neuen gemittelten Messwert speichern. Ein Referenzpunkt bei 0 Grad lässt sich dann per Software kalibrieren. Gruß Jörg
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