Hallo,
für einige Solarmodule (345Wp) habe ich step-up-Laderegler gebaut.
Eingang jeweils 1 Modul, Ausgang LiFePo4 15s(->ca 50V).
Der Schalttransistor Tr1(CSD19536) geht in unregelmäßigen Abständen kaputt (Kurzschluss zwischen Drain und Source).
Ich habe schon andere Transistoren (150V statt 100V max. UDS) probiert, ohne Verbesserung.
Gerne liefere ich noch weitere Angaben.
Ich hoffe, dass mir jemand helfen kann, meine(n) Fehler zu finden.
Er geht immer dann kaputt, wenn die Spule ihre Energie nicht los wird in der zur Verfügung stehenden Zeit und der Strom erst diskontinuierlich dann kontinuierlich immer weiter zunimmt, durch den Eingangselko auch über das vom PV Panel hinausgehende Mass hinaus ?
Wie sieht das Layout aus? Hast du den Switchnode (Drain des Schalttransistors) mal mit dem Oszilloskop angeschaut? Klingelt da was? Gibt es Stufen in der Schaltflanke?
Ich habe schon andere Transistoren (150V statt 100V max. UDS) probiert,
ohne Verbesserung.
Gerne liefere ich noch weitere Angaben.
Ich hoffe, dass mir jemand helfen kann, meine(n) Fehler zu finden.
Das Zauberwort lautet EMV. Genauer, der Abschaltvorgang des Transistors ist kritisch. Wenn dein Ausgangsstrompfad nicht HF-tauglich ist, gibt es "nette", sehr kurze Überspannungspulse am Drain und killen dir irgendwann mal den MOSFET. Zeig uns dein Layout.
D10 ist ein riesen Klopper d.h. hat eine große Kapazität.
Die treibst Du fröhlich mit.
Sinnlos ist die außerdem.
Was regelt den die ganze Chose?
Was schützt den Transistor gegen Überstrom, was verhindert Überspannung?
Ist das wieder eines dieser direkt MCU geregelten Netzteile (dsPIC) deren MCU Regelkreis zu langsam ist und mit brachialem Aufwand fast alles schlechter macht als ein dediziertes Schaltwandler IC?
Naja wenn er am Eingang nur ein PV-Modul hat... damit kriegt er keinen IRFB4110 getötet, zumindest nicht wegen Überstrom.
Aber was mir gerade noch eingefallen ist, wäre es möglich, daß der Akku am Ausgang von einem BMS abgeschaltet wird oder so? Das mögen solche Wandler gar nicht wenn sie dann nicht bei hochlaufender Ausgangsspannung abgeschaltet werden.
33µs Zeitkonstante für den Stromsensor finde ich gewagt. In der Zeit
steigt der Strom um 50A.
Da sehe ich auch den Knackpunkt. Bei 33V und 22uH steigt der Spulenstrom um 1,5A/us. Wieviel us dauert es dann, bis der Sättigungsstrom der Speicherdrossel überschritten wird?
33µs Zeitkonstante für den Stromsensor finde ich gewagt. In der Zeit
steigt der Strom um 50A.
Da sehe ich auch den Knackpunkt. Bei 33V und 22uH steigt der Spulenstrom
um 1,5A/us. Wieviel us dauert es dann, bis der Sättigungsstrom der
Speicherdrossel überschritten wird?
Wer sagt denn, daß die Schaltung mit Pulsstrombegrenzung arbeitet? Wenn man es richtig macht, reicht eine Messung des mittleren Stroms, die kann deutlich langsamer erfolgen. Weder das Solarpanel noch der Akku sind schnelle, dynamische Komponenten.
33µs Zeitkonstante für den Stromsensor finde ich gewagt. In der Zeit
steigt der Strom um 50A.
Da sehe ich auch den Knackpunkt. Bei 33V und 22uH steigt der Spulenstrom
um 1,5A/us. Wieviel us dauert es dann, bis der Sättigungsstrom der
Speicherdrossel überschritten wird?
Dein R33 ist "etwas" zu niederohmig ;-)
Die Masseverbindung zwischen IC3 (Treiber) und TR1 (MOSFET) ist ungünstig. Da kann vom Drain ordentlich induktiv was einkoppeln, außerdem klingelt dein Gate dann mehr. Die Masseanbindung von C13 ist auch schlecht.
"Masseflächen können eine Schaltung deutlich verbessern, wenn sie richtig benutzt werden. Sie können aber auch genau das Gegenteil bewirken, wenn sie als automatisches Wundermittel betrachtet werden."
Hier schon mal alle Angaben. die ich ohne weitere Messungen machen kann.
(Messungen morgen, wenn die Sonne mitspielt)
D4, D9 und D10 sind tatsächlich Angstdioden, die kann ich natürlich weglassen
Stimmt, der Wandler ist von einem dsPIC33 gesteuert.
Geregelt wird auf MPP, d.h. die Einschaltdauer der PWM wird nachgeführt, bis die aufgenommene Leistung maximal ist.
Bei 140 KHz dauert ein Takt ca 7,14µs, Einschaltdauer liegt unter 45% (30V -> 50V), also bei max 3,2µs.
Heute lag die Einschaltdauer zwischen 30% und 40%
Solarmodul-Daten (LG340N1T-V5)
Leerlaufspannung: 40,8V;
Spannung im MPP: 34,4V;
Kurzschlussstrom: 10,38A;
Strom im MPP: 9,89A
Der angeschlossene Akku hat kein Batteriemanagement (nur Balancer), die Überwachung nach oben erledigen die hier behandelten Wandler.
Die Diode D1 statt Synchron-Mosfet hat für mich den Vorteil, dass ich zum Zusammenschalten mehrerer Module keine weitere Diode benötige.
Nach http://schmidt-walter-schaltnetzteile.de/smps/aww_smps.html fängt mit 22µH und 140KHz der nichtlückende Betrieb bei ca 1,25A an.
Macht es Sinn, bei darunter liegenden Strömen die PWM-Frequenz zu erhöhen?
Der letzte Defekt heute erfolgte bei ca 5A Ausgangsstrom.
Stimmt, der Wandler ist von einem dsPIC33 gesteuert.
Das wäre zum Beispiel auch eine mögliche Fehlerquelle. Für einen solchen Fall, dass so ein Chip für ein ein paar µs hängen sollte, könnte noch ein Monoflop (mit logischer &-Verknüpfung) eingeschleift werden um die maximale On-Zeit des Mosfet zu begrenzen.
Die Schaltflanken sehen ziemlich mies aus. Mal nen kräftigeren Treiber versuchen und/oder PowerMOSFET mit weniger gate-Kapazität.
Hilfreich ist in jedem Fall ein Zweikanal plot mit Vds vs Vgs.
Siehe Bildformate!!!
Entweder macht man direkt digitale Screenshots mit dem Oszi und exportiert über den USB-Stick oder man macht, warum auch immer ein Photo mit dem Smartphone/Digitalkamera und speichert als JPG. Siehe Anhang!
Hier noch Bilder der Drain-Spannung
Sieht etwas komisch aus. Langesame Flanken, vor allem die fallende, die eigentlich sehr schnell sein sollte, und ein komisches Ausschwingen in dem einen Bild.
Ich wiederhole mich. Auch wenn du wahrscheinlich keine Lust hast.
Wie heir schon erwähnt, sind die Schaltflanken viel zu langsam. Ursache ist vermutlich ein zu schwacher Treiber. Dadurch ist der Mosfet zu lange in einem halb eingeschalteten Zustand mit hoher Verlustleistung, so dass er letztendlih den Hitzetod stirbt. Im halb durchgeschalteten Bereich sind Mosfets auch oft thermisch instabil, da die Gate.Source Schewellspannung mit steigender Temperatur sinkt und es in Bereichen zu einem lokalen thermischen "Weglaufen" ähnlich dem Durchbruch 2.Art bei Bipolartransitoren kommen kann. Hier ein Artikel der NASA zu diesem wenig bekannten Problem:
https://www.nasa.gov/sites/default/files/files/NESC-TB-10-01_Power_MOSFET_Thermal_Instability-1-28-10_NRB_TECH_BULLETIN_FINAL.pdf
Ich würde es mal mit einem stärkeren Treiber probieren.
Der Schalttransistor Tr1(CSD19536) geht in unregelmäßigen Abständen
kaputt (Kurzschluss zwischen Drain und Source).
Offensichtlich stocherst Du im Dunklen. Deine Schaltflanken sind nicht steil. Der TC427 ist mir auch zu schwach. Der Output Widerstand beträgt 6 Ohm. Selbst wenn Du zwei Outputs parallel schaltest dann hast Du immer noch 3 Ohm. Mit welcher Spannung wird der TC427 betrieben?
Ich kann Dir nur empfehlen mit LTspice zu simulieren. Würth stellt für so gut wie jede Induktivität ein Modell bereit. Ob TI für den MOSFET ein Modell hat ist fraglich. Die sind bei Modellen oft proprietär. Aber man kann unter LTspice in der Liste der MOSFET nach ähnlichen Typen suchen, Gate Charge & Ron ... .
Aber wenn es nur die flachen Flanken wären, dann würde der MOSFET heiß werden.
mfg Klaus
Der Schalttransistor Tr1(CSD19536) geht in unregelmäßigen Abständen
kaputt (Kurzschluss zwischen Drain und Source).
Offensichtlich stocherst Du im Dunklen. Deine Schaltflanken sind nicht
steil. Der TC427 ist mir auch zu schwach. Der Output Widerstand beträgt
6 Ohm. Selbst wenn Du zwei Outputs parallel schaltest dann hast Du immer
noch 3 Ohm. Mit welcher Spannung wird der TC427 betrieben?
Das Ganze sieht hoffnungslos unterdimensioniert aus.
Die Drossel mit Sättigung bei 15,5A ist für 11A sehr knapp.
Die Elkos 220µF vertragen vielleicht 1A Ripple, da lachen die 11A darüber. Für hohe Frequenzen hätte ich nen Haufen MLCCs vorgesehen. Auch die Leiterzüge sind verdammt schmal, selbst bei 105µ Dicke.
Sich nur auf die Software zu verlassen, kommt mir auch riskant vor. Ich hab deshalb einen ATtiny261 zur Steuerung verwendet, der hat in Hardware eine Schnellabschaltung über den Analog-Komparator direkt auf die PWM-Ausgänge (Fault Protection Unit). Man kann damit die Steuerung gefahrlos optimieren ohne ständig neue Transistoren zu füttern.
Sich nur auf die Software zu verlassen, kommt mir auch riskant vor. Ich
hab deshalb einen ATtiny261 zur Steuerung verwendet, der hat in Hardware
eine Schnellabschaltung über den Analog-Komparator direkt auf die
PWM-Ausgänge (Fault Protection Unit).
Das gibt es auch fertig als MOSFET-Treiber mit Stromeingang.
Step-up_Leistungsteil.jpg
(100 KB)
StepUpTop1.jpg
(160 KB)
StepUpTop2.jpg
(150 KB)
