Ich kann nicht sagen, dass mir die Schaltung besonders gefällt.
Sie ist tückisch und kann einen negativen Realwert des Eingangs-
widerstands entwickeln. Unverständlich, dass die Autoren sich
das sogar zweimal antun.
Die FET-Stufe täuscht zunächst mal vor, sie wäre eine normale
CommonSource-Schaltung, zumal der Sourcewiderstand nur ein paar
Ohm beträgt. Der OpAmp ist als Transimpedanzverstärker benutzt,
die Ausgangsspannung des OpAmps ist Eingangsstrom (durch den
Koppelkondensator) * Skalierungswiderstand R4.
Das Verhältnis R5 / R3 stellt die Gesamtverstärkung von FET
und OpAmp ein. D.h., dass die Source-Spannung der Gatespannung
nachläuft. Jetzt kommt hinzu, dass der OpAmp im Vergleich zu
den Fets ziemlich lahmarschig ist, d.h. das Rückkopplungs-
signal kommt etwas zu spät.
Die Welt für den FET sieht jetzt AC-mäßig so aus: Am Gate ist
die Signalquelle, am Drain ist nichts außer der Versorgungs-
spannung (virtueller 0-Punkt am OpAmp-Eingang) und an Source
ist die verzögerte Eingansspannung.
Damit hat der FET jedes Recht, sich als kapazitiv belasteter
Sourcefolger zu fühlen. Die Impedanz am Gate entwickelt einen
negativen Realwert (in Serie zu einem C). Wenn die Signal-
quelle eine induktive Komponente hat, bekommt man einen
Oszillator. So funktionieren fast alle Mikrowellen-VCOs.
Ich habe mir einen Wolf simuliert mit solchen Dingern. Sogar
Schaltungen der Götter (Art Of Electronics ed.3) zeigen
dieses Verhalten. Wenn man einen RICHTIG schnellen OpAmp
benutzt ( 3 GHz current feedback TI THS34??? ) dann ist
das OK. Leider macht der soviel 1/f-Rauschen, dass das
Rauschen des FETs überhaupt keine Rolle mehr spielt, sogar
wenn man mit FET+Cascodestufe 40 dB gain vor den CFB zaubert.
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Bild = etwa Schaltung aus AOE3
Die gelbe Linie ist Realteil(Eingangs-U / Eingangs-I).
Zwischen 100 KHz und 10 MHz schlägt die Phase um 180° um.
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Was der Network-Analyzer zu sowas sagt:
Die Trajektorie von S11 verlässt den Einheitskreis -->
Eingang liefert mehr Leistung als man reinsendet.
Man freut sich immer wieder, wenn Simulator & Messgerät
einer Meinung sind.
Noch ein paar factoids:
Interfet IF3601 / IF3602 sind ihr Geld nicht wert.
Und das ist erheblich viel Geld. Ich habe €120 gelöhnt,
und war damals noch der Meinung, dass selektieren hilft.
Also habe ich ziemlich viele gekauft. :-(
Die aktuelle Version des Datenblattes ist optimistisch,
das alte Datenblatt wurde wohl von Donald Trump geschrieben.
Völliger Realitätsverlust. Und dann diese Eingangskapazität!!!
BF862 ist schon lange abgekündigt.
Fairchild CPH3910 ist wohl der sweet spot, oder die relativ
neuen FETs von TI. 16*3910 par = 340 pV/rtHz
ADA4898-2 ist ein doppelter OpAmp, kann mit LT1028 oder AD797
mithalten. War zumindest früher preisgünstiger, aber AD hat
das wohl mittlerweile auch gemerkt.
10 Stk. ada4898-Pärchen parallel, wie im LT1028-Datenblatt
gezeigt sind gut und harmlos. 220 pV/rt Hz
60 Ohm liefern 1 nV/rt Hz thermisches Rauschen. Das addiert
sich geometrisch zum Rauschen der FETs, wenn man so viel
als Source-Widerstand nimmt. 60 Ohm sind ein gutes 1nV-
Rauschsignal um einzuordnen wie gut der eigene Verstärker ist.
Man muss nicht mal die genaue Verstärkung wissen, nur im
Vergleich zum kurzgeschlossenen Eingang messen.
Der Bändchenmikrofonverstärker aus AOE funktioniert
wunderbar. Ich habe mich mit einer Single-ended-Version
begnügt: 70 pV/rt Hz, wie versprochen. Man bezahlt halt
mit Rauschstrom. Der Bias-servo kann schwingen wenn man
stark abweichende Kondensatoren benutzt. Das ist von
Sub-Hz-Rauschen nur schwer zu unterscheiden --> endlos
lange Messungen.
Gruß, Gerhard H DK4XP
