JFET Verstärker

Ohne die Schaltung genauer zu betrachen: Wenn Vcc nicht 
superspezialrauscharm ist, wird das nix. Ich möchte anregen, 
professionelle Audio OP (z.B. von AD wie SSM2019) mal anzuschauen, bevor 
man hier ein ziemliches Fass aufmacht.

schau Dir diesen Verstärker einmal an
http://www.wenzel.com/wp-content/uploads/lowamp.pdf

Der hat wirklich weniger als 0.6nV/sqrt(Hz) macht 30 und 60dB 
(umschaltbar)
und ist wirklich hervorragend.
Im HamRadio-Vortrag 2014 findest Du was wir damit angestellt haben
http://www.dg8saq.darc.de/

EMU

@ths
Da der Verstärker erst ab 10 kHz eingesetzt wird, sollte sich die 
Versorgungsspannung schon ausreichen filtern lassen. Der SSM2019 hat 
schon ein geringen Spannungsrauschen aber bei dieser Impedanz dominiert 
das Stromrauschen.

@EMU
Diesen Verstärker kenne ich. Leider wird keine Aussage über die 
Variation der Verstärkung gemacht.

Tom schrieb:
> @EMU
> Diesen Verstärker kenne ich. Leider wird keine Aussage über die
> Variation der Verstärkung gemacht.

Wenn Du auf das angehängte Bild schaust, ist angegeben wie die 
Verstärkung berechnet wird
EMU

Den Kondensator im Sensor hatte ich übersehen, da ist in der Tat FET 
günstiger.

LT's Application Note 21 "Composite Ampflifier" gibt in Fig 3 eine 
Grundschaltung an, die ich für ausbaufähig halte. U401 o.ä. wären für 
die Eingangsstufe keine schlechte Wahl.

@EMU
Es geht mir nicht um die Verstärkung, sondern um den Fehler. 
Entschuldige wenn ich falsch liege ich arbeite mich noch in dieses Thema 
ein: So viel ich weiss, gilt diese Berechnung nur bei sehr hoher 
Verstärkung. JFETs haben aber generell eine geringe Verstärkung.

@ths
werde es bei Gelegenheit anschauen. Eine Aussage über meine Schaltung 
würde mich aber dennoch interessieren.

Ich würde einen OPV verwenden.
OP37 oder LT1037 würden sich anbieten.
Wenn das Stromrauschn wichtiger ist auch LT6233.

Ich glaube es ist recht schwer mit diskreten JFETs das Stromrauschen 
unter das des LT6233 zu bekommen. Insbesondere dann, wenn Du 1 mA BIAS 
auf den JFET gibst.

Mit CMOS könntest Du das Stroimrauschen auch weiter runter bringen, aber 
das Spannungsrauschen kann dann nicht auf 2 nV/Wurzel(Hz) gebracht 
werden.

@Harald Wilhelms
Um in die nähe von 2nV/sqrt(Hz) zu kommen, dürfte der OP bei 
1nV/sqrt(Hz) Spannungsrauschen gerade mal 100fA/sqrt(Hz) Stromrauschen 
haben. Um noch einmal auf meine Aussage zurückzukommen. Op amps mit 
solch niedrigem Spannungsrauschen haben meist ein hohes (~2pA/sqrt(Hz)) 
Stromrauschen.

@Christoph Kessler
Die equivalente Rauschquelle des Sensors entspricht dem eines 100 Ohm 
Widerstandes. Die hohe Quellimpedanz kommt durch die Kapazität zu 
Stande.

Um es ein wenig klarer zu formulieren:

Man kann nicht gleichzeitig wenig spannungsrauschen und wenig 
Stromrauschen haben. Also entweder nimmt man viel Stromrauschen oder 
viel Spannungsrauschen in Kauf um beim jeweils anderen Wert gut 
dazustehen.

Eine Konstruktion de auf ein Spannungsrauschen von 1 nV/Wurzel(Hz) 
abzielt, ist also vornherein zum scheitern verurteilt.

Die Tatsache daß Du ggf. keinen zufriedenstellenden OPV gefunden hast 
liegt daran, daß kein solcher aus physikalischen Gründen machbar ist.

Unoise + Inoise = Naturkonstante + ev. Fertigungsfehler (i.d.R. 
vernachlässigbar, außer im tiefen Frequenzbereich < 1000 Hz)

Marian  . schrieb:
> Das Stromrauschen ist ja nur proportional zu sqrt(naturkonstante *
> Ig).
> Für Ig dürfte Uds relevanter sein als Ids [Und Uds könnte man zur Not
> weg-kaskodieren]. Da seine Quelle mit 10 kΩ aber recht niederohmig ist,
> wird es eher keine wesentliche Rolle spielen und das Spannungsrauschen
> dominant sein.
Bei dem enormen Quellenwiderstand von 10 KOhm ist unter der 
Vorraussetzung, daß man den geeigneten OPV verwendet definitiv das 
Stromrauschen dominant, das hat der Themaersteller schon richtig 
erkannt.

Bei Quellwiderständen von 0 Ohm bis zu 1 KOhm ist das Spannungsrauschen 
dominant. Ab 1 KOhm bis unendlich Ohm ist das Stromrauschen dominant. So 
als Faustregel.

Das hängt natürlich auch vom Operationsverstärker ab, was tatsächlich 
dominant ist. Also die Frequenz bzw. der Quellenwiderstand für die/den 
der Operationsverstärker optimiert wurde. Mit einem falschen OPV kann 
man natürlich noch mehr "kaput machen".

Mit so billigen Zaubertricks wie JFETs vorstellen kann man nichts 
erreichen. Damit kann man die Optimierung eines OPV hin zu einem 
niedrigeren Quellenwiderstand (z.B. für 100 Ohm) machen, das geht, aber 
sonst auch nichts.

Von Linear gibt es übrigens eine Liste, für welchen Quellenwiderstand 
welcher OPV der geeignetste bzgl. Rauschen ist. Finde ich grad nicht.

Doch ich habs wieder gefunden:
http://cds.linear.com/docs/en/design-note/dn355f.pdf
LT1677 ware z.B: optimal dann.
(oder die anderen auf der 10 KOhm Linie im untersten Diagramm)

@Marian
vielen Dank für den Link. Werde die Schaltung bei Gelegenheit studieren. 
Ich dachte aber, dass ein Verstärker mit einer Variation von +- 2dB 
einfacher zu bauen wäre.

@Frank
Der LT1037 währe eine gute Alternative leider kein single supply. Ich 
bin aber schon der Meinung, dass mit einer diskreten Schaltung ein 
bessere Performance erreicht werden kann.

Bei dieser Liste wird davon ausgegangen, dass das Rauschen mit 
0.13*sqrt(Ohm) zunimmt. Bei meiner Quelle bleibt das Rauschen konstant 
bei 1.3 nV/sqrt(Hz). Die Impedanz ist Kapazitiv! Der Sensor ist übrigens 
als Ersatzschaltung im Schema eingezeichnet.

Tom schrieb:
> Bei dieser Liste wird davon ausgegangen, dass das Rauschen mit
> 0.13*sqrt(Ohm) zunimmt. Bei meiner Quelle bleibt das Rauschen konstant
> bei 1.3 nV/sqrt(Hz). Die Impedanz ist Kapazitiv! Der Sensor ist übrigens
> als Ersatzschaltung im Schema eingezeichnet.

Natürlich spielt der Realteil der Impedanz die Rolle. Sind die 10 KOhm 
nun real, imaginär oder beides zusammen?

Falls real, dann gilt auch für die kapazitive Impedanz die entsprechende 
Rauschoptimierung gemäß Linear-Empfehlung. Bei einem zusätzlichen 
Imaginäranteil ergeben sich lediglich zusätzliche Schwierigekeiten, 
durch die Phasenverschiebung.

Für Single Supply dann auch z.B. Lt1677 ist ja genau optimal für Dich 
und hat Single Supplay. Ggf. auch der LT6202, der ist zwar eher für 3 
KOhm optimiert aber ziemlich nah dran an 10 KOhm.

Tom schrieb:
> @EMU
> Es geht mir nicht um die Verstärkung, sondern um den Fehler.
> Entschuldige wenn ich falsch liege ich arbeite mich noch in dieses Thema
> ein: So viel ich weiss, gilt diese Berechnung nur bei sehr hoher
> Verstärkung. JFETs haben aber generell eine geringe Verstärkung.

Was Du hier übersiehst ist, dass die Fets in die Schleife mit dem 
nachfolgenden OPV einbezogen werden und dieser mit seiner hohen 
Verstärkung, Verstärkungen der Fets und andere Größen wie beim normalen 
OPV eliminiert werden.

Die in der Formel im Bild oben angegbene Verstärkung ist rein durch das 
Widerstandverhältnis (und ggf. der Temperaturgang der Widerstände und 
deren Drift) festgelegt.
So wie das halt bei normalen OPV-Schaltungen auch ist.
EMU

Mit BJT basierten Verstärkern hat man das Problem mit hohem Rauschstrom 
für die Rauscharmen Typen. Bei JFETs oder JFET basieren OPs hat man 
deutlich weniger Stromrauschen - zumindest bei niedriger Frequenz.

Das Stromrauschen der JFETs ist nicht so sehr vom Strom abhängig (da 
geht mehr der Leckstrom ein) und kann schon sehr viel kleiner sein als 
bei BJTs, auch bei vergleichbarem Spannungsrauschen.

Ein Problem ist ggf. das viele Datenblätter bei den JFETs keine Angaben 
zum Stromrauschen machen. Ein paar grobe Kurven findet man bei 2SK170 / 
2SK117 - die sollte auch bei 100 kHz noch ganz gut sein. Jedenfalls sind 
da Noise figure Werte deutlich unter 1 dB angegeben - also schon mal 
deutlich unter dem Eigenrauschen der Quelle.

Der AD743 JFET OP geht schon mal in die richtige Richtung. So etwas wie 
4 Stück davon parallel würde wohl passen mit ca. 1.5 nV /Sqrt(Hz) und 20 
fA/Sqrt(Hz) Stromrauschen. Diskrete JFETs (z.B. BF862, 2SK117,...) 
sollten vor allem günstiger sein und auch nicht mehr Rauschen - nur die 
DC Performance wird schlechter sein.

Nur mal so interessehalber...LNAs gibts doch auch fertig zu kaufen, 
oder?

@EMU
Dass die Verstärkung über die Rückkopplung stabilisiert wird, ist mir 
durchaus bewusst. Bei meinem Design hat einen open loop gain von 80 und 
einen closed loop gain von 20. Die Rückkopplung wirkt beim FET wie der 
Rs 420 Ohm hätte. Die Verstärkung der ersten Stufe berechnet sich mit 
S*Rd/(1+S*Rs). In Tieze Schenk steht, dass die forward transfer 
admittance vernachlässigt werden kann, wenn S*RS >> 1 ist. Bei meinem 
Verstärker entspricht S*Rs = 4.2, ist das nun hinreichend?

Mag sein, dass der Wenzel Verstärker einen höheren open loop gain hat 
und somit stabiler ist. Ich möchte aber nicht einfach einen anderen 
Verstärker einsetzten ohne die Eigenschaften meines Verstärkers 
verstanden zu haben. Was ich wissen muss, ist die Variation von der 
forward transfer admittance des 2SK3557.

Schau mal hier:
http://www.onsemi.com/pub_link/Collateral/2SK3557-D.PDF

in diesem Datenblatt ist zumindest mal ein Bereich angegeben.
Das wird dir aber noch nicht reichen. Die Werte sind immer nur in einem 
bestimmten Arbeitspunkt angegeben.
Die werden sicher noch schwanken über Temperatur, Betriebsspannung und 
Drainstrom.
Aber vielleicht ist das für dich ja kein Problem. Willst du mit der 
Schaltung in Serie gehen? Wenn nicht, dann musst du deine FETs 
selektieren.
Einfach einen Beutel kaufen und die guten aussuchen. So kannst du deine 
Schaltung auf einen Wert einstellen und gut.

Grüße, Jens

Das Datenblatt habe ich schon studiert, mir sind dabei die gleichen 
Punkte aufgefallen wie dir. Selektieren liegt nicht drin, die Verstärker 
sollen mehrfach in einem Gerät verbaut werden und dürfen nicht all zu 
stark von Kanal zu Kanal abweichen. Dabei ist die Gesamtverstärkung kaum 
Relevant nur die Variation unter den Kanälen.

Eventuell wäre eine Kalibrierung des Gains möglich, aber ist so ein 
Verstärker überhaupt stabil?

Tom schrieb:
> Ich möchte aber nicht einfach einen anderen
> Verstärker einsetzten ohne die Eigenschaften meines Verstärkers
> verstanden zu haben.

Das ist ja sehr löblich, dass Du verstehen willst und das finde ich auch 
gut.
Wenn Du Dir die Mühe einmal machst und Dein Design mit dem von Wenzel 
vergleichst, dann wirst Du schnell feststellen dass beide Designs eine 
ähnliche Topologie verfolgen.
Der Wenzel nimmt nur gegenüber Deinem Design die DC-Komponente mit und 
stabilisiert damit die Arbeitspunkte gegen Umwelteinflüsse. Außerdem ist 
sie sehr viel nieder-ohmiger dimensioniert, was aus Rauschgründen 
gemacht wurde und es verwendet 2 (wir haben bis 4 probiert und kamen 
dann auf 0.4nV/SQRT(Hz)) parallel geschaltete FETs.
Außerdem ist die Rückkopplung des OPVs als Integrator ausgelegt also mit 
dem Ziel "Ausregelung auf 0 (ohne bleibende Regelabweichung))
Da FETs sehr stark in ihren Steilheitswerten schwanken haben wir die 
FETs nach Steilheit selektiert und paarweise verbaut.
Hier ist ein sehr genaues Studium der Datenblätter norwendig und "leider 
auch Erfahrung" um den richtigen FET auszusuchen. Der 2SK369 ist alt, 
aber bekannt für seine Rauscharmut.

Also:
mein Credo ist nicht einfach einen anderen Verstärker einzusetzen, 
sondern zu verstehen wo der Unterscheied eines Design von einem 
offensichtlichen Profi zu einem der lernt liegt und was man aus dem 
professionellen Design als Anregungen für den eigenen Entwurf mitnehmen 
kann.

Ist das so akzeptabel ?

EMU

Wie bereits mehrfach erwähnt, bin ich nicht der Meinung, dass der Wenzel 
Verstärker frei von Gain Variationen ist. Ich lasse mich aber gerne 
eines besseren belehren. Es ist mir bewusst, dass der Wenzel in vielen 
Hinsichten besser ist als meiner. Ich möchte ihn aber nicht einfach nach 
dem Motto kopieren: Der Beste wird bestimmt gut genug sein!

Klaus R. schrieb:
> Es gibt einen wenige Tage alten Thread dazu. Schau Dir mal alles an.
> Beitrag "Re: Parallelschalten von Halbleitern für kleines Rauschen"
> mfg klaus
Das bringt überhaupt nichts.

Hier geht es nicht darum ein möglichst geringes Spannungsrauschen auf 
kosten eines exorbitanten Stromrauschens zu erzielen, sondern der liebe 
Themaersteller sucht eine optimale Lösung für seinen Quellwiderstand und 
die wurde ihm auch schon genannt.

Lurchi schrieb:
> ...
> Ein Problem ist ggf. das viele Datenblätter bei den JFETs keine Angaben
> zum Stromrauschen machen. Ein paar grobe Kurven findet man bei 2SK170 /
> 2SK117 - die sollte auch bei 100 kHz noch ganz gut sein. Jedenfalls sind
> da Noise figure Werte deutlich unter 1 dB angegeben - also schon mal
> deutlich unter dem Eigenrauschen der Quelle.
> ...

Bei OPVs mit JFETs ist das Stromrauschen deshalb so klein, weil durch 
den hochohmigen JFET-Eingang mit sehr kleinen BIAS-Strömen durch die 
JFETs gearbeitet werden kann. Deshalb haben die JFET-OPVs auch alle ein 
so großes Spannungsrauschen. Bei OPVs mit BJT-Eingangstransistoren haben 
alle hohe BIAS-Ströme und hohes Stromrauschen dafür fantastisch kleine 
Spannunsrauschwerte. Nur mal so nebenbei.

Ich sag es wiederholt: Urausch + Irausch = const

Man kann also für super niedriges Spannungsrauschen optimieren, das ist 
total prima, wenn die Quellimpedanz klein ist, was häufig der Fall ist. 
Hier ist die Quellimpedanz aber enorm hoch mit 10 KOhm und daher eine 
Optimierung auf ein optimales Verhältnis von Spannungs- zu Stromrauschen 
notwendig.

Ich behaupte und Wette, daß Du keine Lösung findest die weniger rauscht 
als ein LT1677 (alternative LT6202). Da kannst Du davorschalten was Du 
möchtest. Setzt natürlich voraus, daß Deine Qullimpedanz von 10 KOhm 
stimmt.

Frank schrieb:
> Ich sag es wiederholt: Urausch + Irausch = const

Wenn schon dann sollte man Urausch * Irausch betrachten. Da gibt es 
Grenzen die man nicht so leicht unterbieten kann. Allerdings ist die 
Grenze von der Technologie abhängig  und liegt für Silizium JFETs um 
einiges niedriger als für Silizium BJTs.

Es stimmt schon dass OPs mit JFETs in der Regel mehr Spannungsrauschen 
als welche mit BJTs haben stimmt schon, das ist aber vor allem eine 
Frage der Auslegung und Auswahl. OPs auf JFETs können z.B. schon vom 
Rauschen besser werden als etwa ein LT1012 und dann  gleichzeitig 
kleineres Spannungsrauschen und kleineres Stromrauschen erreichen. JFETs 
wie etwa die oben schon genannten 2SK369 oder BF862 liegen bei etwa 1-5 
mA irgendwo bei knapp unter 1 nV/Sqrt(Hz) und wohl unter 10 fA/Sqrt(Hz) 
damit ist man etwa beim Spannungsrauschen der besten OPs aber mit einem 
Stromrauschen das gut einen Faktor 100 drunter liegt.

Die Verstärkerschaltung oben begrenzt die Verstärkung am OP. Dadurch ist 
die Reserve für die Rückkopplung relativ klein und die Steilheit des 
FETs hat noch einen kleinen Einfluss. Den Effekt könnte man reduzieren 
indem man die Schleifenverstärkung vergrößert. Das dürfte einfacher 
werden, wenn man dabei nicht so streng nach AC und DC unterscheidet. Je 
nach Auslegung des Verstärkers muss man ggf. die FETs selektieren, oder 
den DC
Arbeitspunkt individuell einstellen, um DC mäßig einen vernünftigen 
Arbeitspunkt zu erreichen. Mit genügender Schleifenverstärkung wird es 
dann praktisch unabhängig von der Steilheit des FETs.