Announcement: there is an English version of this forum on 
Hallo zusammen, ich suche eine Schaltung um das 0.1Hz - 10 Hz Rauschen von Referenzspannungsquellen am Oszi-Eingang (2-5mV/Div bei 1MegOhm) zu vergleichen. Ich erwarte etwa Pegel im Bereich 1 - 3 (-5) uV Peak-Peak an Rauschspannung bei einem DC-Offset von ca 5, 7 oder 10V. Die Anforderungen an den Verstärker wären: - Eigenrauschen < 0.3uVpp im Bereich 0.1 - 10 Hz - Bandpaßfunktion 0.1 - 10 Hz - Verstärkung ca. 10000 - Die maximale Stromspitze beim anschließen der Referenz (Eingangs-Kondensator) darf nicht über ca 3mA gehen da sonst die Gefahr besteht daß die Referenz altert. (also Eingangsimpedanz > 2500 Ohm). Die angehängte Schaltung zeigt mal das Prinzip. Hat jedoch ein zu hohes Eigenrauschen von ca. 0.7uVpp. Außerdem scheint die Schaltung instabil zu werden sobald das Eingangsrauschen kleiner als 2 uVpp wird. Ich messe da Ausreißer > 6uVpp die nicht im Meßsignal sein können. Probehalber habe ich den LT1013 durch 2 "rauschärmere" LT1037 ersetzt mußte aber feststellen daß wegen dem Stromrauschen das Eigenrauschen viel schlechter wurde. Eventuell kennt ja jemand die Schaltung oder Bezeichnung von entsprechenden Oszi-Einschüben. Oder irgendwelche Schaltungstricks wie man den Eingang gestalten muß. Gruß Anja
Angehängte Dateien:
-
filt0903.PNG
17 KB
Hast du schon mal in Richtung Chopper/Autozero überlegt? Die AN70 von LT kennst du? http://cds.linear.com/docs/Application%20Note/an70.pdf Anhang B ist hier interessant, lass dich nicht vom Titel täuschen. Arno
Arno H. schrieb: > Hast du schon mal in Richtung Chopper/Autozero überlegt? Ja klar allerdings haben alle Chopper die ich kannte ein Rauschen von mindestens 1.5 uVpp (also Faktor 5 mehr als ich benötige). Der LMP scheint ein bischen besser zu sein ist aber immer noch Faktor 3 (bei 100 Ohm Eingangsimpedanz) zu groß. Die AN70 werde ich noch auswerten vielleicht findet sich ja von den älteren Verstärkern irgendwo eine Schaltung. Danke hierfür. Gruß Anja
Wie wäre es mit rauschärmeren OPVs bspw. von Texas Instruments? Die haben vor nicht all zu langer Zeit die Werbetrommel für diese Bautseine hier gerührt: - OPA211/2211 - OPA209/2209/4209 - OPA1611/1612 Mal ausprobieren? branadic
Nebenbei bemerkt sei noch auf die bekannte AN124 von Linear (Jim Williams) hingewiesen. branadic
branadic schrieb: > Nebenbei bemerkt sei noch auf die bekannte AN124 von Linear (Jim > Williams) hingewiesen. > > branadic AN83 ist schon ausreichend, denn da ist der rauscharme Vorverstärker im Detail super beschrieben .-) Aber klar, in der AN124 hat JW nochmal die Sache getoppt mit 750 nV. Anja schrieb: > Eventuell kennt ja jemand die Schaltung oder Bezeichnung von > entsprechenden Oszi-Einschüben. > Oder irgendwelche Schaltungstricks wie man den Eingang gestalten muß. nein Anja, da gibt es leider keine Einschübe die die von Dir angepeilte Rauscharmut noch erreichen: Es gibt keine zu akzeptablen Preisen erwerbbare Einschübe/Vorsätze, die das erreichen. Du kommst um den (Selbstbau) nicht drumrum. Es sit aber kein Hexenwerk. Ich habe das in Leereinschübe für tek7xxx/5xxx System integriert, und bin damit recht zufrieden. Da der relevante Bereich zw. 0.1Hz bis 100 kHz liegt (bei meinen Messanwwendungen), habe ich das dann letztlich auf die 5xxx Serie optimiert (denn die 5103 scopes sind so attraktiv billig, und vor allem stört da kein Lüftergeräusch bei stundenlangen Messungen .-)
branadic schrieb: > Nebenbei bemerkt sei noch auf die bekannte AN124 von Linear (Jim > Williams) hingewiesen. > > branadic Insbesondere die Eigenschaften von resp. Anforderungen an C1 sind dort schön beschrieben. Und schon mal Gebäckdose beiseitelegen ;) Gruß Henrik
AN83 ist schon fast ausreichend, denn da ist der sehr rauscharme Vorverstärker im Detail super beschrieben .-) Aber klar, in der AN124 hat JW nochmal die Sache getoppt mit 160 nV Eigenrauchen. Wenn anja also wirklich dieses Rauschverhalten benötigt, dann kommt sie darum kaum herum.
> Und schon mal Gebäckdose beiseitelegen ;)
Ich nehme fuer solche Sachen Pullmolldosen. .-)
Olaf
Andrew Taylor schrieb: > 160 nV > Eigenrauchen Seit wann kann man den Konsum von Tabakwaren als Spannung ausdrücken? mfg mf
Hallo, Henrik V. schrieb: > Und schon mal Gebäckdose beiseitelegen ;) Das ist meine geringste Sorge wenn ich an den Elko und die FETs denke. Die Dose liegt schon bereit :-) so was wie AN124 habe ich gesucht. Die 0.16uVpp scheinen also das Ende der Fahnenstange zu sein. Ich muß wohl mit meinem Design deutlich niederohmiger werden. Die Einschaltströme muß ich dann durch Vorladen des Eingangskondensators in den Griff kriegen. Und gute Elkos finden. Die OSCONs aus AN83 sind ja noch halbwegs bezahlbar. Nasse Tantals mit 470uF sind bei RS nicht unter 100 Eur/Stück zu kriegen. Die Eingangswiderstände werde ich wohl auch auf Draht oder Metallfolie (S102) anstelle Metallfilm umstellen müssen. Mit einem guten OP (AD797 oder LT1028) müßte ich dann halbwegs hinkommen. Gruß Anja
Was soll denn der Quellenwiderstand sein? Du kannst das Spannungsrauschen beliebig drücken, erkaufst damit aber Stromrauschen mehr und mehr. Was du wirklich brauchst, sind hochwertige Transistoren! Das sind welche mit niedrigem 1/f-Rauschen und großer Verstärkung. Schau mal beim NIST vorbei. Die haben endlos AppNotes über solche Verstärkerschaltungen. Für den Audio-Bereich empfehlen sich da JFET-Transistoren wie 2SK369. Bei sehr niedriger Quellenimpedanz kann ein bipolarer von Vorteil sein, z.B. 2N4401.
Auf Seite 23 des LTC6240 wird ein Rauschen von 40nVpp für den gewünschten Frequenzbereich angegeben. Auch im Datenblatt des LTC201 wird auf Seite 9 ebenfalls ein Rauschen von 40 nVpp erreicht. Warum man bei LT aber für die Spezifikation der LTC6655 eine neue Schaltung entwickelt hat und nicht auf die bereits in der Schublade liegende zurückgegriffen hat ist mir Schleierhaft. Christian
Anja schrieb: > Hallo, > > Henrik V. schrieb: >> Und schon mal Gebäckdose beiseitelegen ;) > Das ist meine geringste Sorge wenn ich an den Elko und die FETs denke. > Die Dose liegt schon bereit :-) Das ist halt designtypisch für JW. Eine persönliche Marotte von ihm, und wenn man JW ist, dann kann man sich sowas auch erlauben. Ich denke, ein etwas professioneller aussehendes Gehäuse ist sicher dem Kundenvertrauen nützlich ;-) > > so was wie AN124 habe ich gesucht. > Die 0.16uVpp scheinen also das Ende der Fahnenstange zu sein. Nein, definitv sind es die 0.16uVpp nicht. Das geht noch einiges besser . > > Ich muß wohl mit meinem Design deutlich niederohmiger werden. > Die Einschaltströme muß ich dann durch Vorladen des Eingangskondensators > in den Griff kriegen. > > Und gute Elkos finden. Die OSCONs aus AN83 sind ja noch halbwegs > bezahlbar. > Nasse Tantals mit 470uF sind bei RS nicht unter 100 Eur/Stück zu > kriegen. Darauf wies JW ja bereits hin in seiner AN124. Und auch diese mußte er selektieren, damit sein Design lief. Wobei ich mir nicht wirklich vorstellen kann, das es bei Dir am Geld für die Elkos scheitert, denn es ist ein Firmenentwicklung. Ich habe mir das privat gebaut, und selber bezahlt -- ging auch .-) > Die Eingangswiderstände werde ich wohl auch auf Draht oder Metallfolie > (S102) anstelle Metallfilm umstellen müssen. > > Mit einem guten OP (AD797 oder LT1028) müßte ich dann halbwegs > hinkommen. sollte eigentlich passen. Christian (Gast) schrieb: > Warum man bei LT aber für die Spezifikation der LTC6655 eine neue > Schaltung entwickelt hat und nicht auf die bereits in der Schublade > liegende zurückgegriffen hat ist mir Schleierhaft. Naheliegend: Weil der choppertakt in der Gebäckdose beim Messen des LTC6655 doch deutlich stört.
>Die angehängte Schaltung zeigt mal das Prinzip. Hat jedoch ein zu hohes >Eigenrauschen von ca. 0.7uVpp. Außerdem scheint die Schaltung instabil >zu werden sobald das Eingangsrauschen kleiner als 2 uVpp wird. Ich messe >da Ausreißer > 6uVpp die nicht im Meßsignal sein können. Hängt die linke Seite des Eingangscaps dann dabei in der Luft oder ist sie mit Masse verbunden? Dieser Ausreißer kann tiefstfrequentes Popcornrauschen sein. Eine Unart, die oft dem Stromrauschen zugeordnet und nur selten spezifiziert wird. Man findet ja gewöhnlich Spezifikationen über das 0,1...10Hz Spannungsrauschen in den Datenblättern aber nur sehr spärliche Angaben über das Stromrauschen. Der LT1028 wird dir nur befriedigende Resultate liefern, wenn du mit um die 100R äußerst niederohmig am Eingang arbeitest. Such doch mal nach einem OPamp, der niedrigeres Stromrauschen hat und dort besser spezifiziert ist.
Andrew Taylor schrieb: >Naheliegend: >Weil der choppertakt in der Gebäckdose beim Messen des LTC6655 doch >deutlich stört. Hmm, hätte ich so nicht erwartet, denn die Störungen treten ja immer synchron zur Chopperfrequenz auf, weshalb sie sich doch eine wenig herausmitteln sollten. Außerdem liegt die Chopperfrequenz deutlich über der gewünschten Frequenz und damit auch die Störungen, weshalb sie sich relativ leicht herausfiltern lassen. Wenn die Störungen in der Dose der Referenz Probleme machen, könnte man ja auch den Messverstärker und die Referenz in getrennten Dosen aufbauen und nur die Referenzspannung übertragen. Christian
>Außerdem liegt die Chopperfrequenz deutlich über der gewünschten >Frequenz und damit auch die Störungen, weshalb sie sich relativ leicht >herausfiltern lassen. Ja, in der Theorie. Aber in der Realität gibt es Demodulationseffekte an unlinearen Kennlinien und anderes Ungemach. Das Datenblatt verspricht dann gerne das Blaue vom Himmel, was der Chip letztlich aber nicht halten kann. Bei den Rauschspezifikationen wird allzu häufig zu sehr Gewicht gelegt auf das Spannungsrauschen. Das Stromrauschen ist bei höherohmigen Schaltungen aber viel unangenehmer und in der Regel wesentlich schlechter dokumentiert. Doch selbst, wenn das Datenblatt mit hervorragenden Rauschwerten glänzt, gilt es zu beachten, daß das immer nur statistische Mittelwerte sind und ein Einzelexemplar jederzeit ganz erheblich davon abweichen kann. Das Selektieren einer Handvoll Chips auf niedrigstes Rauschen ist in solchen Anwendungen fast immer unumgänglich. Auch kann es sich durchaus lohnen, eine solche Meßschaltung diskret aufzubauen, zumindest den ersten Differenzverstärker am Eingang und hier ultra rauscharme Transistoren zu verwenden.
Abdul K. schrieb: > Was soll denn der Quellenwiderstand sein? Na in meiner Schaltung oben sind dies R1 bzw. R4 die das rauschen wesentlich bestimmen. Wenn am Eingang noch eine Referenz angeschlossen ist kommt noch die Impedanz von C1 parallel dazu. Christian schrieb: > ebenfalls ein Rauschen von 40 nVpp erreicht. > Warum man bei LT aber für die Spezifikation der LTC6655 eine neue > Schaltung entwickelt hat und nicht auf die bereits in der Schublade > liegende zurückgegriffen hat ist mir Schleierhaft. Interessanter Ansatz. Was mich aber stutzig macht ist der fehlende Hochpaß am Eingang bzw. der niederohmige Eingangswiderstand. Vermutlich wird die Schaltung in realer Umgebung (mit 1-2 kOhm am Eingang) nicht mehr so gut abschneiden. (sorry aber ich bin jetzt in der Richtung sensibilisiert). Andrew Taylor schrieb: > denn es ist ein Firmenentwicklung. Wie kommst Du den auf so eine Idee. Bei mir ist das reines Hobby um mich weiterzubilden. Da überlegt man schon ob man mehrere hundert Euro in Tantal und vertrauensbildende Gehäuse oder in Meßgeräte anlegt. Andrew Taylor schrieb: > Darauf wies JW ja bereits hin in seiner AN124. Und auch diese mußte er > selektieren, damit sein Design lief. Wenn er nur auf Leckstrom und nicht auf Rauschen selektiert, hat er wahrscheinlich einen Designfehler gemacht: Die Verstärkung vor dem Hochpaß könnte man leicht um den Faktor 10 auf 1000 anstelle 10000 reduzieren und hätte dann Faktor 10 mehr übrig für den Leckstrom. Oder sehe ich da was falsch? Andrew Taylor schrieb: > Weil der choppertakt in der Gebäckdose beim Messen des LTC6655 doch > deutlich stört. Oder weil der notwendige Hochpaß für eine zu hohe Eingangsimpedanz sorgt. Berauschter schrieb: > Hängt die linke Seite des Eingangscaps dann dabei in der Luft oder ist > sie mit Masse verbunden? Der Eingang ist dann kurzgeschlossen (was ja auch einer niederimpedanten Referenz mit max 1 Ohm dynamischer Widerstand entspricht). Aber rechne mal die Impedanz von 20uF bei 0.1Hz aus da bringt der Kurzschluß auch nicht mehr sooo viel. Berauschter schrieb: > Dieser Ausreißer kann tiefstfrequentes Popcornrauschen sein. Vermute ich in der Zwischenzeit auch. Berauschter schrieb: > Such doch mal nach einem OPamp, der niedrigeres Stromrauschen hat und > dort besser spezifiziert ist. Ist leider gegenläufig. Die meisten OPs mit niedrigem Stromrauschen haben dann ein Spannungsrauschen über 0.55uVpp. Ein Kompromiß könnte der LT1001 mit 0.3uVpp sein. Ist aber wahrscheinlich auch noch zu hoch wenn das Stromrauschen hinzu kommt. Gruß Anja
Du interessierst dich also nur für AC? Da Rauschen. Dann nimm doch einen einzelnen Transistor. Einen OpAmp nimmt man, wenn man bis DC lineare Zusammenhänge brauch. Umso mehr Transis in der Schaltung, umso mehr Rauschen. Was willste mit dem +Eingang des OpAmps? Unsinnig, denke ich. LTspice kommt auch mit Einzeltransistor-Modellen wunderbar klar! Das ist kein Popcorn-Rauschen. Diese Sprünge heißen anders. Leider fällt mir der Name gerade nicht ein. Rauschanalysen wird ja in mehrere Genauigkeitsklassen eingeteilt. Die einfachen Modelle bestehen nur aus 1/f und 1-Komponente. Die mehr präzise Anschauung geht bis uf 1(f^4), durchläuft also Phasenrauschen usw..... Bei NIST alle AppNotes lesen! Keksdose: Naja, wenn der Kunde keine Ahnung hat, mag es unangebracht sein. Ein Profi würde erstmal das Maul halten und nachdenken und dann zustimmend nicken... Was soll das mit dem Tantal? Habs jetzt nicht nachgelesen. Hm. Wie wäre es mit Polymer-Kondis wie OSCON usw.
Hier ist eine nette Bilderserie zum Popcornrauschen: http://www.elektronikpraxis.vogel.de/index.cfm?pid=7525&pk=155621&op=1&type=article#gallery_content Achtung: Anja würde mit ihrem knapperen Hochpaßfilter das Rauschen anders sehen als auf diesen Bildern, mit weniger Treppenstufencharakter, dafür aber mehr Spitzen.
Einzelne Transistoren sind oft auch nicht besser als gute OPs. Im Bereich unter 1nV/ Sqrt(Hz) wird es da auch relativ dünn. Um einen Chopper Verstärker wird man kaum herum kommen - sonst wird es schwer das 1/f und Popkorn-rauchen los zu werden. Ein guter fertiger Chopper OP sollte auch reichen: Typen mmit etwa 0,5 uVpp gibt es - und davon dann halt 2 oder 3 parallel. Das ist vom Aufwand vermutlich immer noch besser als einen Chopper Verstärker aus Einzelteilen Aufzubauen. Beim Eigebau ist die Ladungsinjektion am Schalter wohl die größe Schwierigkeit. Ein weiterer Plan für einen Eigenbau Chopper verstärker, ähnlich AN124: www.techlib.com/files/lowamp.pdf
Die AN124 hat 1300uF am Eingang als Hochpass. Ich bin da nicht wirklich eiinverstanden. Zum Einen ist der Leckstom eines Elkos riesig, zum Anderen ist der Leckstrom nicht DC, sondern auch mit einem Rauschen behaftet. Das sag ich jetzt nicht, weil ich's gemessen habe, sondern weil es aufgrund des physikalischen Prozesses erwartbar waere. Da wuerd ich anstelle einen Stoss von den 10uF Folien empfehlen. Ich bewundere Anja fuer ihre spannenden Projekte.
Abdul K. schrieb: > Du interessierst dich also nur für AC? Da Rauschen. Ja, Ich habe gelesen daß Zener-Referenzen mit geringer Alterung anhand vom Rauschen selektiert werden können. Ich weis natürlich nicht ob das 1/f-Rauschen oder das Breitbandrauschen relevant ist. Ich dachte für den Anfang ist das 1/f-Rauschen für mich interessanter da beim Sigma-Delta Wandler das 1/f-Rauschen auch ins Meßergebnis mit eingeht. Abdul K. schrieb: > Umso mehr Transis in der > Schaltung, umso mehr Rauschen. Was willste mit dem +Eingang des OpAmps? > Unsinnig, denke ich. Guter Denkanstoß. Im ersten Schuß habe ich mich wohl zu sehr an den Datenblättern orientiert die ich zum Thema gefunden habe. > Bei NIST alle AppNotes lesen! Da fehlt mir wohl das richtige Stichwort zur Suche. Ich finde nur Rauschen von Mikrowellenoszillatoren oder Nano-Transistoren. > Keksdose: Naja, wenn der Kunde keine Ahnung hat, mag es unangebracht > sein. Ein Profi würde erstmal das Maul halten und nachdenken und dann > zustimmend nicken... Mir gefällt eigentlich die Lackbüchse aus den TI-Applikationen besser. Meine Keksdose ist leider lackiert eine blanke Weißblechbüchse wäre ideal. > Was soll das mit dem Tantal? Habs jetzt nicht nachgelesen. Hm. Wie wäre > es mit Polymer-Kondis wie OSCON usw. Ist sogar ein "nasser" Tantal. Wohl wegen geringerem Rauschen als ein AL-Elko. Vom Preis her Tendiere ich auch eher zu den OSCONs. Aber ich denke der Leckstrom ist wahrscheinlich etwas höher. Allerdings will ich sowieso keine Stufe mit mehr als 100-Facher Verstärkung betreiben. Ulirch schrieb: > Einzelne Transistoren sind oft auch nicht besser als gute OPs. Im > Bereich unter 1nV/ Sqrt(Hz) wird es da auch relativ dünn. Wenn ich den Elektronik-Praxis-Artikel-Reihe lese ist das Problem bei OP´s der Serienwiderstand für den ESD-Schutz. Dieses Rauschen könnte man sich also bei diskretem Aufbau sparen. Mini Nilp schrieb: > Das sag ich jetzt nicht, weil ich's gemessen habe, sondern > weil es aufgrund des physikalischen Prozesses erwartbar waere. Da wuerd > ich anstelle einen Stoss von den 10uF Folien empfehlen. Da handle ich mir dann Rauschen (EMV) aus der Umgebung ein. Zumal es die 10uF-Teile nicht mehr bei Reichelt zu kaufen gibt. Das Maximum sind jetzt 6,8uF also etwa 200 Stück im 5mm Raster bei 8*9 mm Grundfläche ... -> was ist denn die größte Keksdose die es zu kaufen gibt? Gruß Anja
>Die AN124 hat 1300uF am Eingang als Hochpass. Ich bin da nicht wirklich >eiinverstanden. Zum Einen ist der Leckstom eines Elkos riesig, zum >Anderen ist der Leckstrom nicht DC, sondern auch mit einem Rauschen >behaftet. Völlig richtig! Deswegen lassen sie den Elko ja auch solange an der Gleichspannungsversorgung, bis sich der Leckstrom auf ausreichend niedrige Werte verringert hat (-> Abnahmereststrom!). Außerdem wird dort ein Elko verwendet, der von sich aus schon einen kleinen Leckstrom aufweist. Der große Cap ist einfach erforderlich, weil niedriges Rauschen am Eingang des Verstärkers nur mit aureichend niedrigen Impedanzen erreichbar ist. Es geht hier nicht nur um das Stromrauschen, welches über nicht zu große Impedanzen fließen darf, sondern auch um das thermische Widerstandsrauschen selbst. >Da wuerd ich anstelle einen Stoss von den 10uF Folien empfehlen. Was die ganze Geschichte wieder sehr empfindlich gegen elektrische und magnetische Einstreuungen machen kann. Klar, ein Versuch wäre es wert...
>Ist sogar ein "nasser" Tantal. Wohl wegen geringerem Rauschen als ein >AL-Elko. Vom Preis her Tendiere ich auch eher zu den OSCONs. Aber ich >denke der Leckstrom ist wahrscheinlich etwas höher. Allerdings will ich >sowieso keine Stufe mit mehr als 100-Facher Verstärkung betreiben. Es geht um das Rauschen, daß mit diesem Leckstrom verbunden ist. Das Rauschen, das der Elko selbst erzeugt!!!
>Wenn ich den Elektronik-Praxis-Artikel-Reihe lese ist das Problem bei >OP´s der Serienwiderstand für den ESD-Schutz. Dieses Rauschen könnte man >sich also bei diskretem Aufbau sparen. Häng doch den Verstärker erst an, wenn der Cap aufgeladen ist...
Der Kondensator muss nur wegen dem Stromrauschen so groß sein. Die Impedanz des Kondensators ist nicht verlustbehaftet. Es gibt daran also kein Widerstandsrauschen. Der Widerstand hinter dem Verstärker gegen Masse dürfte ruhig auch etwas größer werden als in der AN124. Im interessanten Frequenzbereich soll des ja groß gegen die Impedanz des Kondensators sein. Solange das Rauschen bei noch viel niedrigeren Frequenzen hier nicht so groß wird das der Verstärker in die Sättigung geht ist ein größerer Widerstand (z.B. 1 M) auch kein Problem. Solange der eigentliche Verstärker die höhere Spannung verträgt wäre damit auch das Problem des Eingangsstroms beim verbinden mit der Referenz gelöst. Dann sollte man auch mit einem kleineren Kondensator (z.B. 100 µF) auskommen. Die lange Zeitkonstante wäre wohl auch nicht so schlimm - die untere Grenzfrequenz muss man dann halt noch mal extra nach der ersten z.B. 100 fachen Verstärkung festlegen. Man muss aber natürlich die Eingangsströme im Blick behalten. Der sollte sich schon im pA Bereich bewegen. Sonst reicht auch der 1300 µF Elko aus AN124 nicht.
>Solange das Rauschen bei noch viel niedrigeren Frequenzen hier nicht so >groß wird das der Verstärker in die Sättigung geht ist ein größerer >Widerstand (z.B. 1 M) auch kein Problem. 1M erzeugt über einer Bandbreite von 10Hz 400nVeff, also 2,7µVpp thermisches Widerstandsrauschen. Anja will aber <0,3µVpp. Dafür dürften es dann höchstens 12k sein, vorausgesetzt es kommt kein zusätzliches Rauschen dazu, was natürlich nicht zutrifft. Vernachlässigbar wird das Widerstandsrauschen, wenn es weniger als 1/3 des angepeilten Wertes ausmacht, also 0,1µVpp. Das wären dann rund 1,4k...
Das Rauschen erzeugt der 1 M Widerstand nur, wenn er nicht belastet wird. Selbst bei 0,1 Hz hat ein 100 µF Kondensator aber eine Impedanz von rund 15 kOhm. Damit wird das Rauschen rund 60 mal kleiner als bei einem offenen Eingang. Für die Höherfrequenten Anteile wird es noch weniger. Man kann also mit weniger als 0,05 µVpp rechnen. Da ist ein kleinerer Widerstand sogar noch schlimmer.
Berauschter schrieb: > Vernachlässigbar wird das Widerstandsrauschen, wenn es weniger als 1/3 > des angepeilten Wertes ausmacht, also 0,1µVpp. Das wären dann rund > 1,4k... Das sind doch endlich mal klare ansagen. Ich werde also schauen daß ich für R1 irgendwo zwischen 1000 und 1500 Ohm rauskomme. (also ca 3300uF bis 2200uF). R2 und R4 werde ich auch Faktor 10 kleiner machen. Das mit dem Leckstrom des Kondensators ist mir noch nicht ganz klar. Hat dieser nun einen Einfluß aufs Rauschen oder nur auf den Offset? Ich habe da widersprüchliche Aussagen von: Rauschen ist konstant (nur von Kapazitätswert abhängig) bis Rauschen korreliert mit Leckstrom http://downloads.hindawi.com/journals/apec/1987/010769.pdf Ulirch schrieb: > Da ist ein > kleinerer Widerstand sogar noch schlimmer. Ich glaube du vergißt das Stromrauschen des Op-Amps. (war bei mir der Denkfehler im 2. Versuch mit LT1037) Gruß Anja
Das Stromrauschen des Verstärkers ist definitiv ein Problem, aber dagegen hilft der Widerstand gegen Massen (R1 im ersten Plan) nicht. Der Widerstand R1 ist wichtig dafür wie sehr die Spannung Gleichspannungsmäßig gegenüber der 0 verschoben ist, durch den den Bias strom den Verstärkers und den Leckstrom. Solange man dadurch nicht den optimalen Eingangsbereich verlässt ist das keine Problem. Es ist sogar gut, wenn die untere Grenzfrequenz nicht duch R1 und den Eingangskondensator, sondern erst durch die 2. Stufe bestimmt wird. Der Leckstrom des Elkos oder Kondensators kann (wird es sehr Wahrscheinlich auch) zum Rauschen beitragen. Der Leckstrom wird vermutlich nicht gleichmäßig fließen wie in einem Metall Widerstand, sondern eher ungleichmäßig, mehr wie in einem Kohleschichtwiederstand oder gar noch schlimmer. Als erste Näherung würde ich wenigstens so viel rauschen wie für einen entsprechenden Biasstrom des Verstärkers erwarten. Der Rauschanteil des Leckstroms muss ähnlich wie das Stromrauschen des Verstärkers gesehen werden. Je größer der Kondensator, desto mehr Rauschstrom wird man haben. Das Stromrauschen wird vermutlich auch das Problem sein ! Der legt die Größe des nötigen Kondensators fest. OPs mit BJT haben ein Problem mit dem Stromrauschen (großer Kondensator nötig) OPs mit JETs haben ein Problem mit dem 1/f Rauschen Ein Alternative wäre eventuell diskrete JFets wie 2sk369 Chopper OPs sind da ggf. keine so schlechte Wahl. Hier hat man aber wohl auch ein Problem mit "Rauschstrom".
>Das Rauschen erzeugt der 1 M Widerstand nur, wenn er nicht belastet >wird. Selbst bei 0,1 Hz hat ein 100 µF Kondensator aber eine Impedanz >von rund 15 kOhm. Damit wird das Rauschen rund 60 mal kleiner als bei >einem offenen Eingang. Für die Höherfrequenten Anteile wird es noch >weniger. Man kann also mit weniger als 0,05 µVpp rechnen. Ach, so meinst du das, 1M plus 100µF? Ist mit 100 Sekunden aber eine ganze andere Zeitkonstante als die 3sec von Anja... >Das mit dem Leckstrom des Kondensators ist mir noch nicht ganz klar. Hat >dieser nun einen Einfluß aufs Rauschen oder nur auf den Offset? >Ich habe da widersprüchliche Aussagen von: Rauschen ist konstant (nur >von Kapazitätswert abhängig) bis Rauschen korreliert mit Leckstrom Der Link sagt ja ganz am Ende, daß der Rauschstrom in der Regel vom Leckstrom abhängt, also "kleiner Leckstrom" = "kleiner Rauschstrom", eben bis auf gewisse Ausnahmen. Kommt wahrscheinlich drauf an, wo der Leckstrom denn fließt. Fließt er über irgendwelche vom Elektrolyt verunreinigten Oberflächen, also eher ohmsch zwischen den Kontakten, trägt das natürlich weniger zum Rauschen bei, als wenn er "echt", also durch Isolationsfehler in der Oxidschicht "durchtunnelt". Ein solcher "echter" Leckstrom dürfte in der Tat direkt mit dem Rauschstrom korrelieren, also "mehr echter Leckstrom" -> "mehr Rauschen". Du mußt das einfach so sehen: Du hast Rauschstrom vom OPamp und Rauschstrom vom Elko. Um den Einfluß des Rauschstroms des OPamps klein zu halten, sollte der OPamp-Eingang möglichst kleine Eingangsimpedanzen sehen, also einen kleinen Widerstand und/oder eine große Kapazität (C1, R1 in deiner Schaltung). Doch je größer diese Kapazität, um so größer DESSEN Rauschstrom, weil ja eine größere Kapazität mit größerem Leckstrom verbunden ist. Da beide Prozesse gegenläufig sind, wirst du vielleicht einen Kompromiß finden müssen, bei dem beide Rauschstromanteile ungefähr gleich groß sind und sich die Waage halten.
Anja schrieb: > -> was ist denn die größte Keksdose die es zu kaufen gibt? Es gibt Weisblechdosen von der Fa Schubert. Die findet man bei alle möglichen Händlern, die mit Amateurfunkartikeln handeln. Aber ich glaube Schubert verkauft die auch selbst. UKW-Berichte, Amidon z.B. hat sie im Programm. Aber was ganz anderes, ist eventuell off Topik Ich suche genau das Gegenteil. Eine Schaltung die möglichst giftige niederfrequentes Popkornrauschen erzeugt. Als Demoobjekt. Hat jemand eine Idee wie man das mit möglichst geringen Aufwand erzeugt? Ralph Berres
Ralph Berres schrieb: > Aber was ganz anderes, ist eventuell off Topik > > Ich suche genau das Gegenteil. Eine Schaltung die möglichst giftige > niederfrequentes Popkornrauschen erzeugt. Als Demoobjekt. > Hat jemand eine Idee wie man das mit möglichst geringen Aufwand erzeugt? Simulatorschaltung über Funkelrauschen einer Flackerkerzenglimmlampe?
Die Spannung die man nachher aus dem Stromrauschen bekommt, ist umgekehrt proportional zur Kapazität. Dabei ist es Egal ob es Stromrauschen vom Kondensator oder Verstärker (OP) ist. Im Nutzbereich ist der Widerstand gegen Masse gerade groß gegen die Impedanz des Kondensators, d.h. der Widerstand reduziert das Rauschen im Nutzbereich nicht. Der kann höchstens noch selber etwas zum Rauschen (als Rauschstrom) beitragen, wenn er zu klein ist. Wenn der Rauschstrom in den Kondensator-teilen unkorreliert ist, sollte der Rauschstrom da etwa mit der Wurzel der Kapazität an steigen. Die Reduktion der Spannung am Ausgang durch den Größeren Kondensator ist also Effektiver als Anstieg des Rauschens des Kondensators. Wenn die Zeitkonstante etwas größer ist, sollte das kein Problemm sein. Damit man nicht noch zusätzliche Beiträge aus der dielektrischen Relaxation hat, wird man ohnehin erst nach längerer Zeit (z.B. 12 h) wirklich messen können. Etwas Wartezeit wird auch schon zur thermischen Stabilisierung nötig sein. Wenn man eine oder ein paar Leermessungen macht, und sich da mehr als die 10 s Zeit zur Datenaufnahme nimmt, sollte es auch nicht unbedingt nötig sein das der Verstärker selber so wenig rauscht. Weniger Rauschen des Verstärkers als der Ref. Spannungsquelle wäre aber sicher Sinnvoll. Es gäbe auch noch eine Möglichkeit den großen Kondensator am Eingang einfach zu vermeiden, indem man die erste Stufe gleichspannungsmäßig koppelt. Das geht vor allem gut wenn die Ref. Spannung eher klein ist. Die Schwierigkeit verlagert sich dann ein wenig von einem Rauscharmen Kondensator zu einem wirklich rauscharmen (im Sinne von Zusatzrauschen bei Stromfluss) Widerstand. Man hat dann aber das Problem mit dem Kondensator zu höheren Spannungen verschoben. Es könnte aber leichter einen (PP) Folien Kondensator mit 50 µF und 500 V zu bekommen als einen für 500 µF und 50 V.
Ralph Berres schrieb: > Ich suche genau das Gegenteil. Eine Schaltung die möglichst giftige > niederfrequentes Popkornrauschen erzeugt. Als Demoobjekt. > Hat jemand eine Idee wie man das mit möglichst geringen Aufwand erzeugt? CA3130 mit voller Verstärkung sein Eigenrauschen verstärken lassen. Gegenkopplung 10M und am -IN 100µF gegen +IN und +IN auf VCC/2. Oder so ähnlich.
Ich möchte mal diese Schaltung zur Diskussion stellen: http://web.mac.com/gwj/Site/Test_Equipment_files/Low-Z%20Low-Noise%20Preamp.jpg (Der Trafo am Eingang ist optional!) Auf der hüllebildenden Webpage steht ziemlich unten dazu eine Beschreibung Ultra-Low Noise Preamplifier: http://web.mac.com/gwj/Site/Test_Equipment.html
Abdul K. schrieb: > Ich möchte mal diese Schaltung zur Diskussion stellen: Ist sicher "lowest noise", allerdings um die Bandbreite auf 0.1 Hz zu erweitern müßte ich den Eingangselko auf 2,5 Farad erweitern. (müßte so ein ganzer 19Zoll Einschub an Kondensatoren sein). Ich habe mich eigentlich schon festgelegt: 3200 uF am Eingang (1000+2200) an 1K + LT1037. Die Elkos will ich nach Leckstrom selektieren (sind grad am aufladen). Am Eingang kommt noch ein 3K6 (Schutz-) Serienwiderstand der über einen Schalter überbrückt werden kann. Die Verstärkung der 1. Stufe wird dann über 100R + 10K eingestellt. Für meinen Zweck (< 0.3Vpp) müßte es eigentlich reichen. @Ralph: im bereits weiter oben verlinkten Artikel findest Du auch was über das messen des Popcorn-Rauschens: http://www.elektronikpraxis.vogel.de/index.cfm?pid=856&pk=155621 Da steht aber auch: "Das Popcorn-Rauschen ist somit fertigungsbedingt. Bei modernen Prozessen tritt es in relativ geringem Umfang auf. Im Allgemeinen besteht eine „Chargenabhängigkeit“, d.h., bei einigen Chargen tritt kein Popcorn-Rauschen auf, während bei anderen ein kleiner Prozentsatz (z.B. 5%) festgestellt wird. " Also viel Spaß beim selektieren der OP-Amps aus verschiedenen (alten) Chargen. Gruß Anja
>Ich habe mich eigentlich schon festgelegt: 3200 uF am Eingang >(1000+2200) an 1K + LT1037. Die Elkos will ich nach Leckstrom >selektieren (sind grad am aufladen). Am Eingang kommt noch ein 3K6 >(Schutz-) Serienwiderstand der über einen Schalter überbrückt werden >kann. Die Verstärkung der 1. Stufe wird dann über 100R + 10K >eingestellt. >Für meinen Zweck (< 0.3Vpp) müßte es eigentlich reichen. Ja, klingt vernünftig. Vereinfacht gerechnet sollte es dann unter 0,18µVpp sein, wobei das Stromrauschen bei dieser Rechnung ungefähr 0,16µVpp ausmacht. Dazu kommt dann noch das Elkorauschen... Wenn du rund 200 Euro übrig hast, könntest du auch eine Kondensatorbatterie mit diesen Caps hier aufbauen: http://de.rs-online.com/web/search/searchBrowseAction.html?method=getProduct&R=6911237P&cm_sp=PP-_-BLL-_-6911237P Immer zwei in Serie macht 20V Spannungsfestigkeit. Um auf 3200µF zu kommen, solltest du dann rein rechnerisch rund 270 Caps verbauen. Du hast zwar dabei wegen des X5R Materials etwas Kapazitätstschwund, aber dafür entfällt das Elkorauschen. Das Kapazitätstrauschen einer solchen Anordnung sollte dann eigentlich kein Thema mehr sein... >Also viel Spaß beim selektieren der OP-Amps aus verschiedenen (alten) >Chargen. Ich habe in der Tat mal vor langer Zeit für eine Audioanwendung etliche NE5532A auf niedriges Rauschen selektiert. Selbst geringstes Popcornrauschen macht sich dabei als deutlich wahrnembares "Prasseln" bemerkbar, das sehr störend in Erscheinung tritt.
Berauschter schrieb: > Das Kapazitätstrauschen einer solchen > Anordnung sollte dann eigentlich kein Thema mehr sein... Bei Keramik (X5R) habe ich die Angst daß Mikrophonie auftritt. Die Standard-Elkos habe ich mir mal schon auf Vorrat angelegt. -> Vom Preis her fällt mir die Entscheidung leicht. Ich denke am Wochenende werde ich sehen wo ich rauskomme. Berauschter schrieb: > Ich habe in der Tat mal vor langer Zeit für eine Audioanwendung etliche > NE5532A auf niedriges Rauschen selektiert. Die schlechten hast Du hoffentlich nicht weggeworfen, die könntest Du jetzt an Ralph weitergeben. Gruß Anja
Es gibt keine schlechten NE5532/4, höchstens schlechte 4558 ;-) Als Spannungsquelle eignen sich übrigens Batterien/Akkus. Da gibts ein Paper, wo aufs korrelative Eigenrauschen eingegangen wird.
Hat einer denn Erfahrung, welche die schlechtesten aktiven Elemente bezüglich Popcornrauschen sind? dann könnte ich gezielt danach suchen. Ich weis es klingt verrückt. Aber ich habe auch irgendwie nicht so richtig Lust mir jetzt ein Händlersortiment an Museumsbauteilen zu bestellen, um das richtige Bauteil daraus zu selektieren. Ralph Berres
>Hat einer denn Erfahrung, welche die schlechtesten aktiven Elemente >bezüglich Popcornrauschen sind? Die genannten CA3130 sind Originale von RCA aus den 70ern ;-) Da mußte man nicht selektieren, die waren alle popkörnig.
Ralph, guck mal ob du trotz des Clippings was damit anfangen kannst: http://www.ti.com/litv/zip/sloc054a Arno
Abdul K. schrieb: > Als Spannungsquelle eignen sich übrigens Batterien/Akkus. Da gibts ein > Paper, wo aufs korrelative Eigenrauschen eingegangen wird. Gibts da auch einen Link dazu? ich glaube mal gelesen zu haben daß Quecksilberzellen besonders Rauscharm sind. (Sind jetzt wohl nicht mehr erhältlich). Was sind denn die nächstbesten leicht erhältlichen Zellen? Ich sollte meine Schaltung mit einer rauscharmen Bias-Spannung (<30nVpp) am Eingang beaufschlagen um den Einfluß des Leckstroms des Eingangselkos aufs Eigenrauschen zu bestimmen. Beim Folienkondensator war dies ja nicht notwendig. Gruß Anja
Link müßte ich suchen. Ich weiß meistens nicht, wie ich die Unterlagen einsortieren soll. Aber eine NiCd-Zelle sollte bestens sein.
Zum 1/f-Rauschen: http://www.amplifier.cd/Technische_Berichte/Netzteil/Messergebnisse_Versorgung.html (ganz unten auf der Seite)
>ich glaube mal gelesen zu haben daß Quecksilberzellen besonders >Rauscharm sind. (Sind jetzt wohl nicht mehr erhältlich). Bastel dir doch welche aus alten Energiesparlampen... >Was sind denn die nächstbesten leicht erhältlichen Zellen? Ich sollte >meine Schaltung mit einer rauscharmen Bias-Spannung (<30nVpp) am Eingang >beaufschlagen um den Einfluß des Leckstroms des Eingangselkos aufs >Eigenrauschen zu bestimmen. Ersetze den 3200µF Elko durch einen 500R Widerstand, also die Wechselstromimpedanz des Elkos bei 0,1Hz, und verbinde seine linke Seite mit Masse. Das liefert dir den Worst Case. Je nach Stromrauschen des OPamp sollte das Gesamtrauschen im Band zwischen 0,1Hz und 10Hz nun typisch zwischen rund 90nVpp und 180nVpp liegen (Vpp = 6,6 x Veff), und zwar deutlich näher bei 90nVpp als bei 180nVpp. Mit idealem Kondensator statt des 500R Widerstands liegen die Rauschwerte natürlich sogar noch darunter, jedoch keineswegs unter den 60nVpp Eingangsspannungsrauschen des OPamp. Da du eine Grenze von 300nVpp anstrebst, kannst du dem Elkorauschen also fast die völligen 300nVpp zubilligen.
Um zu sehen wie sehr die Akkus / Batterie rauschen kann man 2 gegen einander Schalten. Dann hat man DC mäßig die Differenz aber das Rauschen der beiden Zellen. Ein Test des Elkos ist sicher angebracht. Für wenig Rauschen sollten auch größere Batterien / Akkus besser sein, oder ggf. eine Parallelschaltung mit einem kleinen Widerstand als Ausgleich.
>Um zu sehen wie sehr die Akkus / Batterie rauschen kann man 2 gegen >einander Schalten. Dann hat man DC mäßig die Differenz aber das Rauschen >der beiden Zellen. Das Problem dabei dürfte sein, daß sie schon exakt die gleiche Spannung haben müssen, wenn Rauschen im 100nVpp Bereich gemessen werden soll. Behelfsmäßig könnte man den beiden Batterien hochohmige Potis über die Anschlüsse schalten und diejenige Batterie mit der geringfügig höheren Spannung geringfügig stärker belasten. Aber dann fließen wieder Ströme durch die Batterien, was das Rauschen theoretisch verändern kann. Außerdem sinken die Spannungen um so schneller ab, je stärker die Batterien belastet werden. Am Ausgang des hoch verstärkenden LT1037 wartet man dann mit dem Oszi, bis das Meßsignal von oben oder unten aus der Sättigung kommt. Da allerdings bis herab zu 0,1Hz gemessen werden soll, muß das Oszibild schon 10sec beobachtbar sein. Das dürfte eine echte Geduldsprobe werden... Eine andere Variante verwendet zwei LT1037 in der klassischen Instrumentationsverstärkerschaltung und tastet beide Batterien über individuelle und abstimmbare Spannungsteiler ab. Beide OPamp-Eingänge müssen dabei allerdings ausreichend niedrige Impedanzen zur Masse sehen, sonst dominiert wieder das Eigenrauschen der OPamps. Der Vorteil dieser Schaltung wäre, daß man die ohmsche Belastung beider Batterien gleich halten könnte und die Spanungen deshalb vielleicht weniger schnell von einander abhauen. Wieder eine andere Variante tastet beide Baterien mit je einem eigenen LT1037 Spannungsfolger ab, um die Belastung der Batterien und damit Abnahme der Spannungen mit der Zeit auf ein Minimum zu reduzieren. Die Spannungsteiler zur Abstimmung können dann bequem hinter diesen Spannungsfolgern angeordnet und ausreichend niederohmig ausgelegt werden.
So ein Problem ist die geringfügig verschiedene Spannung nicht. Wenn man 10 mV an Differenz hat, kann man bei 10 V Spannungsbereich am Ausgang schon 1000 fach DC gekoppelt verstärken. Nach der ersten Verstärkung kann man dann ohne größere Probleme den DC Teil per RC Glied abtrennen.
>So ein Problem ist die geringfügig verschiedene Spannung nicht. Wenn man >10 mV an Differenz hat, kann man bei 10 V Spannungsbereich am Ausgang >schon 1000 fach DC gekoppelt verstärken. Nach der ersten Verstärkung >kann man dann ohne größere Probleme den DC Teil per RC Glied abtrennen. Aha, du hängst beide Batterien, deren Spannungen um nicht mehr als 10mV differieren, umgekehrt in Serie und daran direkt den LT1037? Also ohne die Batterien durch einen Laststrom zu belasten? Dann könnte es gehen, wie du sagtest, da dann die Batteriespannungen ausreichend stabil sein sollten. Sobald die Batterien durch Ströme belastet würden, würden die Spannungen beginnen abzufallen und das wohl unangenehmerweise bei beiden Batterien unterschiedlich stark und schnell.
Die Idee ist gut. 'schnell' ist doch kein Problem. Überlegt mal wie langsam das vor sich geht. Es ging ja nicht um eine dauerhafte Anwendung. Die Batterien dürfen allerdings keine Flüssigkeiten enthalten, in denen sich Gasblasen aufbauen können. Das gibt dann jedesmal einen Sprung! Hab mal ein Dokument rausgesucht. Ich habe aber noch mehr ;-)
Ulrich schrieb: > Dann hat man DC mäßig die Differenz aber das Rauschen > der beiden Zellen. Wobei die Zellen sich dann geometrisch addieren. Werde ich aber hoffentlich nicht brauchen s.u. Ulla schrieb: > muß das Oszibild > schon 10sec beobachtbar sein. Das dürfte eine echte Geduldsprobe > werden... Ich habe zu meinem Oszi einen "Speicherzusatz" = Digitalkamera mit Langzeitbelichtung von 10 sec. Da geht das schon (offline). Abdul K. schrieb: > Hab mal ein Dokument rausgesucht. Ich habe aber noch mehr Klasse: wenn ich das also richtig verstanden habe ist das Rauschen bei NiCD (und hoffentlich auch NiMH) in erster Näherung abhängig vom Innenwiderstand. Daher brauche ich mir um rauscharme Spannungsquellen im Verhältnis zum 1kOhm Widerstand vom Hochpaß keine Gedanken zu machen. Das Rauschen ist mindestens Faktor 10 kleiner und daher als max 1% Änderung mit meinen Mitteln nicht meßbar. Tja ansonsten: Die Elkos sind selektiert <10 nA zusammen bei 10V vor dem Einlöten. Nach dem Einlöten leider einiges mehr. Ich hoffe die beruhigen sich bis morgen noch, damit ich mit den Rauschmessungen beginnen kann. Gruß Anja
Die niederohmigsten Zellen sind NiCd Hochstrom für Modellbau. Ich erwarte mit denen nach dieser Theorie daher auch das niedrigste Rauschen. Außerdem kann man NiCd liegenlassen, ohne das sie aufgrund finaler Entladung sterben. Das geht mit NiMH nicht!
Mal ne Seitenfrage: Was haltet ihr von einem invertierenden MOSFET-Verstärker mit kräftigen MOSFETs eigentlich für Power gedacht? Also CMOS-Anordnung.
Das "Widerstandsrauschen" der Akkus / Batterien wird das kleinste Problem sein. Das wird auch bei einfachen Zink kohle Zellen noch klein genug sein. Möglich ist ein Problem mit 1/f Rauschen der Akkus. Vermutlich wird das aber auch einiges kleiner sein als bei der Ref. Quelle. Die Batterien wird man ja nur für einen Test der Elkos brauchen. Wenn da raus kommt, dass daher keine wesentlicher Beitrag kommt, muss man die Akkus auch nicht mehr extra nachmessen. Wenn man mit den Akkus und Elkos relativ viel rauschen hat, könnte es sich lohnen die Akkus einzeln auch noch mal zu messen, um zu kontrollieren das die nicht die Rauschquelle sind. Damit könnte man dann ggf. das Rauschen der Elkos "abziehen", wenn es vergleichbar mit dem Rauschen der Ref. Spannungsquelle wird.
Bin sehr gespannt, was Anja da so herausbekommt. Solche Messungen macht man ja nicht alle Tage...
schrieb im Beitrag #2053190: > Die genannten CA3130 sind Originale von RCA aus den 70ern ;-) Da mußte > > man nicht selektieren, die waren alle popkörnig. Wow geballte Frauenpower hier :-) Frank ich habe das mit dem CA3140 ausprobiert. Das Mist Ding produziert bei mir einfach kein Popkornrauschen, dafür normales Rauschen jede Menge. Auch 1/F Rauschen, dies aber ganz gleichmäßig. Hat hier sonst noch eine Idee wie man giftiges Popkornrauschen auf elektronischen Wege produziert? ( Ich meine nicht als Wavefile ). Ist zwar nicht das eigentliche Thema, ich hoffe Anja verzeiht mir :-). Ralph Berres
Ganz gleichmäßig?? In welchem Bereich meinst du? siehe Fig. 35 Datenblatt input referenced voltage noise. Wo da wohl das Knie ist?
Eigentlich nahm das Rauschen mit der Frequenz kontinuierlich ab. Unterhalb 10 Hz war das Rauschen schon ziemlich kräftig, aber eben kein Popkornrauschen. Man könnte fast schreiben. Das Teil hat nur 1/F Rauschen. Ralph Berres
Hallo Ralph, das ganze wird hier erklärt: http://www.elektronikpraxis.vogel.de/index.cfm?pid=856&pk=155621 Zitat: "CMOS-Verstärker neigen im Allgemeinen weniger zu Popcorn-Rauschen." Die CA3130/40 haben CMOS-Eingangsstufen. -> probiers mal mit einem Bipolar-OP der nicht auf rauschen spezifiziert ist und hochohmiger Beschaltung. Gruß Anja
Anja Kennst du einen ( richtig !! ) schlechten Bipolar OP. Der uA741, der MC1455 und der LM324 sind diesbezüglich offenbar auch schon viel zu gut. schon kurios. Jetzt sucht man mal einen grottentief schlechten OP, und man findet keinen. Ich habe es auch schon mal mit Zenerdioden, oder in Sperrichtung betriebenen Collektorbasis Srecken mit 30V UB versucht. Aber die rauschen alle nur gleichmäßig. Ralph Berres
Woran bist du nochmal interessiert? Hier ankreuzen: [] white PM f^0 [] flicker PM f^-1 [] white FM f^-2 [] flicker FM f^-3 [] random walk FM f^-4 In 'Frequency Synthesizer Design Handbook' by Crawford steht dazu ein interessanter Satz: "Flicker noise is a particulary interesting phenomena within nature. It can be found almost everywhere, from the daily height of the Nile river to the music of Bach and the Beatles. In fact, 1/f noise process provides a remarkably good starting point for stochastic music composition." (mit Referenzen)
Abdul Ich weis nicht wie man es noch nennen sollte. Ein Rauschen mit sporatischen kräftigen Ausreißer nach oben, so alle paar Sekunden. Nennt man sowas eventuell auch Flickerrauschen? Ich kenne wie schon geschrieben nur Popkornrauschen. Ralph Berres
>Kennst du einen ( richtig !! ) schlechten Bipolar OP. Der uA741, der >MC1455 und der LM324 sind diesbezüglich offenbar auch schon viel zu gut. Ralph, das "schlecht" bezieht sich nicht auf die Innenschaltung, sondern auf den Herstellungsprozess. Früher hatte man die einzelnen Prozessierungsschritte nicht so gut im Griff. Da hat es bei der Reinkristallzüchtung, der Dotierung, dem Ätzen und vielem anderen gehapert. Die ganz billigen OPamps ließ man in den älten Fertigungsstraßen fabrizieren, während man mit den moderneren Fertigfungsstraßen die lukrativeren OPamps herstellte. In den Datenbüchern aus den 80igern findet man eine Menge Hinweise, was dann alles verbessert wurde: Passivierungsschichten aus Siliziumnitirid und was sonst noch alles... Du wirst heute schlicht kaum noch einen OPamp finden, der auf einer solchen alten Fertigungstraße hergestellt wurde! Es sei denn, du besorgst dir so ein Teil aus einen Schwellenland, in dem noch auf "althergebrachte" Weise Chips produziert werden. Vielleicht findet man auch noch das eine oder andere "nützliche" Teil in historischen Geräten oder Elektronischrott...
Martina Danke erst mal für die Antwort. Das habe ich auch schon befürchtet. Es gibt defakto diesbezüglich also keine wirklich schlechten Bauteile mehr. Leider bin ich auch nicht mehr im Besitz von irgendwelchen Konsumschrott aus den 60ger Jahren. Das habe ich alles längst der ordnungsgemäßen Entsorgung ( Flohmarkt etc ) zugeführt. Es sollte eventuell einen Vesuch werden , wo Studenten Rauschen von Baugruppen vermessen sollen, und da wäre so ein Objekt mit kräftigen Popkornrauschen ein prima AHA Erlebnis , sowas gabs auch , gewesen. Jetzt könnten die Einwände kommen, warum man nicht sowas schnell mal auf einen Mikroprozessor programmiert. Naja ein Mikroprozessor ist nun mal kein OPamp. Vielleicht fällt dem einen oder anderen ja noch was ein, oder mir kommt ( meistens Nachts gegen 2:30 ) doch noch eine geistige Erleuchtung. Ralph Berres
Hi Ralph, betreib mal diese Diode mit einem 1MOhm Vorwiderstand in Sperrrichtung und miss die Spannung über der Diode mit einem 10MOhm Tastkopf. http://de.farnell.com/nxp/bzx585-b15-115/diode-zener-0-3w-15v-sod523/dp/1757833
Ich habe mal verschiedenes Versucht. BZX85 15V, BC170, AC121, BC107. Letztere 3 in Collektor Basis Sperrichtung. Die AC121 rauscht noch am meisten. Leider aber wieder ziemlich gleichmäßig. Kaum Popkornrauschen. BC170 und AC121 am meisten. BC107 und BZX85 fast garnicht. Arbeitswiderstand 1Mohm Betriebsspannung 30V. Ralph Berres
Hier noch ein paar interessante Links: http://www.analog.com/static/imported-files/tutorials/MT-047.pdf http://www.analog.com/static/imported-files/application_notes/AN-940.pdf http://www.analog.com/static/imported-files/tech_articles/MS-2066.pdf http://www.analog.com/en/amplifiers-and-comparators/operational-amplifiers-op-amps/ad8675/products/technical-articles/CU_over_iPolar_revolutionary_new_high-voltage/resources/fca.html http://www.analog.com/static/imported-files/data_sheets/AD8665_AD8666_AD8668.pdf Bipolare OPamps mit niedrigen Eingangsruheströmen sollen besonders davon betroffen sein. Es geht wohl um die Art und Weise wie der Basis-Emitter-Übergang prozessiert wird, in Verbindung mit Kristalldefekten und Oberflächengeschichten.
Angehängte Dateien:
-
Kurzschluss.JPG
220 KB
Martina schrieb: > Bin sehr gespannt, was Anja da so herausbekommt. Solche Messungen macht > man ja nicht alle Tage... Hallo, hat etwas länger gedauert da der Meßverstärker erst mal das getan hat was mann von einem guten Oszillator erwartet. Ich mußte erst noch den OP-Amp der 2. Stufe gegen einen nicht ganz so schnellen LT1012 tauschen. Ok, hier mal das erste Bild. Rauschen des Meßverstärkers bei kurzgeschlossenem Eingang: Oszi ist bei allen Messungen auf 2mV/Div (maximale variable Verstärkung) und 1sek/Div eingestellt. Auf den Eingang des Meßverstärkers bezogen ergibt dies 200nV/Div. Im Bild ca 110nVpp Mittelwert aus 16 Messungen ca 100nVpp bei 10nVpp Standardabweichung. Gruß Anja
Angehängte Dateien:
-
ENELOOP.JPG
170 KB
Hier das 2. Bild: Meßverstärker mit 8*AA ENELOOP = 11.4V Biasspannung am Elko. Meist ist kein Unterschied zu einem Kurzschluß zu erkennen. bei 2 Messungen habe ich ein leichtes sehr niederfrequentes Driften mit auf dem Bild. Max. Rauschen einschließlich Drift 120nVpp Mittelwert ca 100nVpp Standardabweichung 10nVpp Gruß Anja
Angehängte Dateien:
-
LTZ1000_2.JPG
170 KB
3. Bild Referenz LTZ1000: Laut Datenblatt typ Rauschen 1.2uVpp Im Bild ca. 1.02uVpp Mittelwert 0.96uVpp Standardabweichung 0.15uVpp einschließlich "Ausreißer" ansonsten MW = 0.93uVpp und SA = 0.073uVpp. Gruß Anja
Angehängte Dateien:
-
Ausreisser.JPG
140 KB
4. Bild: Ausreißer bei LTZ1000 mit 1.46uVpp (ansonsten immer <= 1.04uVpp) Da kann man jetzt lange über die Ursache Diskutieren: Ist es jetzt die LTZ1000 oder die Eingangselkos des Meßverstärkers oder Popcorn-Rauschen des Eingangs LT1037 oder schlicht und einfach eine Netzstörung die über das Oszi eingestrahlt ist? Gruß Anja
>Im Bild ca 110nVpp Mittelwert aus 16 Messungen ca 100nVpp bei 10nVpp >Standardabweichung. Kompliment für deinen Aufbau, wenn du so nahe am theoretischen Wert bist!! Gut gemacht!
>Ist es jetzt die LTZ1000 oder >die Eingangselkos des Meßverstärkers >oder Popcorn-Rauschen des Eingangs LT1037 >oder schlicht und einfach eine Netzstörung >die über das Oszi eingestrahlt ist? Wenn du einen einzelnen Einschwingimpuls hast, der letztlich nur die Zeitkonstante deines RC-Hochpasses wiederspiegelt, dann war es in der Tat ein Stufensprung wie beim Popcornrauschen. Kannst du solche einzelnen Einschwinger isolieren, oder ist immer noch mehr Welliges dabei, wie auf deinem Plot?
Martina schrieb: > Kannst du solche > einzelnen Einschwinger isolieren, oder ist immer noch mehr Welliges > dabei, wie auf deinem Plot? Ich verstehe nicht ganz was Du mit "Einschwinger isolieren" meinst. Das Bild ist genau so wie ich es vom Oszi abfotografiert habe. War bisher das einzige derartige "Ereignis". Gruß Anja
>Ich verstehe nicht ganz was Du mit "Einschwinger isolieren" meinst. >Das Bild ist genau so wie ich es vom Oszi abfotografiert habe. War >bisher das einzige derartige "Ereignis". Wenn ich heute Abend noch Zeit habe, simulier ich dir, was ich meine.
Angehängte Dateien:
-
FILT1105.PNG
12 KB
Hallo, anbei nochmal der (vereinfachte) aktuelle Schaltplan. Am Eingang sitzt noch ein 3K6 + Schalter als Schutz für die Referenz. Die Opamps sind natürlich nach allen Regeln der Kunst abgeblockt. Mein Ziel <300uVpp ist erreicht. Und das ohne teure Spezialbauteile und Chopper. Zum Glück muß ich nicht noch weitere zeitraubende Experimente mit antiseriellen Batteriezellen und ähnlichem durchführen. Außerdem gibt es hier eine Fülle an nützlichen Infos für weitere Verbesserungen und ggf. einem Breitbandverstärker für 10Hz..100kHz fürs Breitbandrauschen den ich irgendwann mal in Angriff nehmen werde. Ich möchte mich an der Stelle für alle Links, Hinweise, Denkanstöße und Diskussionsbeiträge bedanken. Mein besonderer Dank geht an Berauschter für die Hinweise mit entsprechend fundierten Abschätzungen und an Abdul für seine Links und insbesonders den Beitrag mit Rauschen von Batteriezellen. Und natürlich auch an alle anderen. Gruß Anja
Angehängte Dateien:
-
popcorn_settling.PNG
31 KB
So, jetzt habe ich das mal simuliert. Meine Idee war, daß du aufgrund deiner Bandbreitenbegrenzung als Sprungantwort auf die "Treppensprünge" des Popcorn-Rauschens eigentlich den in der Simulation gezeigten Peak (grüne Kurve), oder eine Überlagerung mehrerer solcher Peaks, sehen müßtest. Siehst du also solche charakteristischen Peaks auf deinem Oszi, dann könnte das in der Tat von Popcorn-Rauschen herrühren. Oder anders ausgedrückt: Da du eine Bandbreitenbegrenzung in deiner Schaltung hast, würde Popcorn-Rauschen auf deinem Oszibildschirm anders in Erscheinung treten, als hier gezeigt: http://www.elektronikpraxis.vogel.de/index.cfm?pid=7525&pk=155621&op=1&type=article#gallery_content
Eneloop haben einen relativ hohen Innenwiderstand bezogen auf die Baugröße. Sie sind ja auf niedrige Leckströme gezüchtet. Andererseits scheint mir dieser Akkutyp dadurch gekennzeichnet, daß er enge Fertigungstoleranzen in der Serie hat. Die Referenz ist doch laut LTC eine Zenerdiode. Ich habe mal gelernt, das diese relativ viel rauschen. Eine Leuchtdiode sollte wesentlich besser sein. So wie jede andere in Durchlaßrichtung betriebene Diode. Kommt es dir nun auf niedriges Rauschen oder hohe Konstanz an? Zur Frage wie man das Rauschen beurteilen könnte: SpectrumLab FFT mit ner Soundkarte. Da siehste ALLE externen Ursachen wie Blitze, Netzstörungen, starke HF-Sender. Sprünge dagegen, zeigen einen breiten Peak im Spektrum.
Ich hatte deine Frage mal den time-nuts vorgeworfen. Man muß bei solchen Sachen schon etwas Geduld an den Tag legen. Meine Projekte laufen manchmal Jahre. Hier die ersten Antworten jenseits dessen was bereits versucht wurde: 1. extensive Simulation mit Soundkarte: http://socrates.berkeley.edu/~phylabs/bsc/Supplementary/NoiseGenerator.html 2. http://ipnpr.jpl.nasa.gov/progress_report/42-77/77M.PDF 3. "On 12/02/11 21:02, Bruce Griffiths wrote: > Flicker noise is not the same as random walk noise, the spectra differ. > Using an AC coupled generator (eg a sound card) filters out the low > frequency content. > > Zeners and transistors (biased at low current) can be used to generate > flicker noise directly at least for low frequencies where it dominates. > Generating random walk noise is more difficult, integrating white noise > is one technique that can be used (at least in principle). Of course... head-slapp white noise has a flat power spectrum flicker noise has a power spectrum of slope f-1 random walk noise has a power spectrum of slope f-2 For random walk you need to do integration. If you do it in analogue, care in low-frequency cut-off comes in and below it you will have white noise. For digital it's a trivial, but you may end up with digital wrap-around but doing a low-frequency leakage you avoid it and end up with the same situation as in the analogue domain. So expect there to be a frequency limit for it if synthesized. Cheers, Magnus" Aber das ist noch nicht das Ende der Geschichte.
Abdul K. schrieb: > Die Referenz ist doch laut LTC eine Zenerdiode. Ich habe mal gelernt, > das diese relativ viel rauschen. > Eine Leuchtdiode sollte wesentlich besser sein. So wie jede andere in > Durchlaßrichtung betriebene Diode. > > Kommt es dir nun auf niedriges Rauschen oder hohe Konstanz an? Die LTZ1000 rauscht im Verhältnis zu anderen Zener-basierten Referenzen (typischer Wert ist so 0,6uVpp/Volt) mit < 0,2uVpp/V relativ wenig. Was ich eigentlich wissen will ist welche meiner Referenzen (LTZ1000, LM399, LT1027) die geringste Alterungsrate (= höchste Konstanz) hat. Für das nötige Meßequipment wie Josephson-Normal und HP3458A fehlt mir leider das Kleingeld. Also muß eine andere Methode her. Im nachfolgenden Link (Seite 6-7) habe ich den Hinweis gefunden daß zumindest bei Referenzverstärkern (Die LTZ1000 ist einer) die Alterung mit dem Rauschen am Anfang und Ende einer Alterungsperiode in Korrelation gebracht werden kann: http://www.kalibrierinfo.de/kalib/buch/CAL6A.PDF Mal schauen wie weit ich damit komme. Parallel dazu werde ich natürlich die Referenzen untereinander vergleichen und schauen welche sich am schnellsten vom Mittelwert entfernt. Gruß Anja
Martina schrieb: > Siehst du also > solche charakteristischen Peaks auf deinem Oszi, dann könnte das in der > Tat von Popcorn-Rauschen herrühren. Ok, wenn ich also das hochfrequente Rauschen auf meinem Ausreißer-Bild abziehe bleiben in der Tat 2 Einschwingvorgänge mit einer Zeitkonstante von ca 1 Sek übrig. Da das jetzt ein einmaliges Ereignis war werde ich diese Messung aus den Mittelwertbetrachtungen ausschließen und das auf den Meßverstärker schieben. Mit dem LT1013 und dem hochohmigen Design hatte ich wesentlich häufiger noch stärkere Ausreißer. Seltsamerweise nur bei der LTZ1000 und nie bei den LM399-Referenzen die ein höheres Rauschen haben und auch nie beim Messen des Eigenrauschens mit kurzgeschlossenem Eingang. Gruß Anja
Hier noch was für Ralph. Dieser Bruce ist wirklich interessant. Bruce: ehydra wrote: > I think the confusion is now perfect: > Beitrag "Re: Meßverstärker für 1/f-Rauschen 0.1 - 10 Hz" > > Let Google translate it from german to your language. > > Does the difference come from voltage vs. power spectrum? > Yes, integrating the power spectrum of white noise produces flicker noise whilst integrating it twice produces random walk noise. In practice integrating the power spectrum requires implementing fractional order (=1/2) integration of the signal ( voltage or current) and single integration of the signal is equivalent to double integration of the power spectrum. Wer noch Zeit übrig hat ;-) kann sich ja bei den time-nuts eintragen.
Anja schrieb: > HP3458A Ach ja, wenn man Jim Williams Glauben schenkt ist auch das LTZ1000A basiert, HP kocht also auch nur mit Wasser. Deshalb werden in einer Appnote gleich 3(!) davon verwendet, um eine LTZ1000A zu vermessen - alles andere wäre auch widersinning. Wie schneiden eigentlich die alte chemischen Standardzellen im Vergleich zu den neuen Zener-Referenzen ab?
Luk4s K. schrieb: > Ach ja, wenn man Jim Williams Glauben schenkt ist auch das LTZ1000A > basiert, HP kocht also auch nur mit Wasser. > Wie schneiden eigentlich die alte > chemischen Standardzellen im Vergleich zu den neuen Zener-Referenzen ab? In gut klimatisierter Umgebung kann man mit Standardzellen unter 1ppm/Jahr erreichen. Durch Selektion der Zellen auch noch weit darunter. Rauschen soll 4nV/srqt(Hz) sein. Siehe auch: http://www.kalibrierinfo.de/kalib/buch/CAL6A.PDF Die LTZ hat 2uV/sqrt(kHr) bei einem Jahr 9000 std kommt man auch auf etwa 1ppm/Jahr. Das HP3458A (AFAIK LTZ1000 und nicht LTZ1000A) ist mit 8ppm/Jahr angegeben. Mit Option 02 (langzeitstabile Referenz) kommt man auf 4ppm/Jahr. Selbst gute Halbleiternormale Fluke 732B/734 sind mit 2ppm/Jahr spezifiziert. Aber für Alterungsuntersuchungen im Bereich 1ppm/Jahr müßte man halt vor jeder Messung mit einem Josephson Normal neu kalibrieren. Der größte Vorteil von Halbleiterreferenzen gegenüber Standardzellen ist daß sie ohne größere Ausgangsspannungsänderung transportierbar sind. (Transfer-Normale). Eine Standardzelle braucht ca. 1 Woche bis sie wieder auf dem alten Wert ist. Gruß Anja
>Mit dem LT1013 und dem hochohmigen Design hatte ich wesentlich häufiger >noch stärkere Ausreißer. Seltsamerweise nur bei der LTZ1000 und nie bei >den LM399-Referenzen die ein höheres Rauschen haben und auch nie beim >Messen des Eigenrauschens mit kurzgeschlossenem Eingang. Also, ich würde dem hochohmigen Meßaufbau nicht mehr soviel Bedeutung beimessen, seit du wesentlich niederohmiger messen kannst, einfach weil du beim hochohmigen Design den Eigenarten des Stromrauschens des OPamps viel zu viel Bedeutung schenkst! Ein nicht koscher OPamp kann sich in einem hochohmigen Aufbau ja regelrecht austoben und du weißt nie, was jetzt vom OPamp oder der Referenz kommt. Ich würde an deiner Stelle noch automatische Langszeitmessungen machen und auf die Jagd nach außergewöhnlichen Peaks gehen. Auch ruhig mal ohne angeschlossene Schaltung also nur mit dem nackten Scope, natürlich realistisch am Eingang abgeschlossen. Du mußt einfach ein Gefühl dafür bekommen, woher die Störungen denn genau herkommen. Für Messungen mit Referenzen würde ich dir DRINGENST nur einen Aufbau empfehlen, der NICHT netzgespeist ist. Von Vorteil wäre auch ein akkugespeistes Oszi, aber die sind natürlich sehr teuer. Optimiere auch noch deine Schaltung bezüglich des Oszis: Verlange einfach nicht so viel Verstärkung von ihm. Du mußt ja nicht seinen 5mV Meßbereich verwenden, das macht ihn nur störungsanfällig. Hänge an deine Schaltung einfach noch eine Verstärkerstufe dran, damit das Signal so groß ist, daß das Oszi kaum noch einen Einfluß auf die Signalintegrität hat. Wenn du automatische Langzeitmessungen machen und später den PC zum Auswerten heranziehen willst, dann verwende doch einen Datenlogger, am besten auch akkugespeist. Das läßt dann keine Wünsche mehr offen, und du hast die Meßzeit frei für andere Dinge. Diese Messungen verlangen das Höchste an Geschick, Erfahrung und Intelligenz, das macht sie ja gerade so spannend! Und viele Sachen sind einfach unerklärlich. Das muß man dann auch akzeptieren. Beispielsweise hatte ich mal einen LM317, bei dem die Ausgangsspannung einfach plötzlich einen Sprung um 5mV nach oben machte. Etliche Minuten danach nichts, und dann plötzlich wieder. Für viele Merkwürdigkeiten gibt es keine griffige Theorie oder Erklärung, sondern das sind einfach ganz ordinäre Herstellungsfehler oder über die Zeit entstandene Chipdefekte. Chapeau, Anja!
@Ralph: Was dein Rauschexperiment angeht, habe ich gerade was interessantes gelesen: Bauelemente mit Schwermetall-Ionen-Verunreinigung sollen besonders stark Telefonrauschen haben. Außerdem, wenn mit Gold dotiert wurde. Gold wird zur Ladungsdauerreduzierung implantiert. Die 1N4148 soll gold-dotiert sein, außerdem diverse HF-Transistoren. Ob das nun für deine in der Bastelkiste liegende 4148 zutrifft...
>Anja, wie machst du eigentlich diese tollen Scope-Bilder? Schreibt sie weiter oben: >Ich habe zu meinem Oszi einen "Speicherzusatz" = Digitalkamera mit >Langzeitbelichtung von 10 sec. Da geht das schon (offline).
Abdul K. schrieb: > Anja, wie machst du eigentlich diese tollen Scope-Bilder? Hallo, habe ich eigentlich oben schon andeutungsweise beschrieben: - normales analoges Oszi (Hameg) Ablenkung 1cm/sek - Digi-Cam mit 10 sek Dauerbelichtung im Macro-Modus bei ca 50 cm Abstand - Beleuchtung ist ein wenig kritisch. Das beste Ergebnis habe ich mit einer LED-Taschenlampe (indirekt) im Hintergrund bei abgedunkeltem Raum Gruß Anja
Aber wie kann man mit einem Analogscope 10 Sekunden lang ein stehendes Bild erzeugen? Rauschen ist ja bekanntlich nichtdeterministisch. Vielleicht bin ich mit 45 auch einfach verblödet?
Abdul K. schrieb: > Aber wie kann man mit einem Analogscope 10 Sekunden lang ein stehendes > Bild erzeugen? Rauschen ist ja bekanntlich nichtdeterministisch. > > Vielleicht bin ich mit 45 auch einfach verblödet? Zeitbasis, auf 1sec/Häuschen stellen, Single Sweep Mode, Belichtung starten, Reset drücken, Strahl durchlaufen lassen, fertig Alternativ natürlich Speicherröhre ;)
Achso. Man merkt, das ich langsame Signale nicht betrachte. Sorry. Also doch verblödet und jeden Tag neue Freunde :-)
Luk4s K. schrieb: > Zeitbasis, auf 1sec/Häuschen stellen, Single Sweep Mode, > Belichtung starten, Reset drücken, Strahl durchlaufen lassen, fertig so ginge es natürlich auch. Ich warte immer bis der Strahl bei Auto-Trigger immer kurz vor Ende Bildschirm ist. Dann drücke ich ab. Gruß Anja
HI, ich bin gerade über diesen thread gestolpert.. paar Bemerkungen dazu: - Popcorn noise soll von Kontamination mit Schwermetallen kommen. - Im 1974er IC-Datenbuch von RCA ist eine Mess-Schaltung dafür. Das Buch ist vermutlich nicht mehr sehr verbreitet, aber wenn ich mal wieder zu Hause bin, kann ich die paar Seiten scannen. - Popcorn noise hatte damals fast jeder, nicht nur RCA. - Popcorn noise ist heute kaum noch ein Problem. - buried Zeners sind ziemlich rauscharm, weil sie per ion implant tief unten im Kristall erzeugt werden, wo der Dreck der Oberfläche keine Rolle mehr spielt. Dagegen leben Bandgaps davon, dass sie Differenzen von kleinen Spannungen verstärken, was natürlich rauscht. - Vom NIST gibt es einen Bericht über das Rauschen von Batterien, wurde -glaub ich- im thread schon erwähnt. Weil die filenames bei nist.gov nur zahl.pdf sind, sucht am besten nach "time frequency group", Fred Walls und battery. - Batterien sind nicht so toll wie vermutet. Aber Masseschleifen machen sie weg. Über das Rauschen wird man dann am einfachsten mit einem capacitance multiplier Herr. (Simpler Emitterfolger mit RC- glied an der Basis 1K/100u aus der Versorgungsspannung, evtl. Darlington) Mitternacht, tschuess - Gerhard, dk4xp@arcor.de
Ich habe mir den 0.1-10Hz Verstärker jetzt auch aufgebaut. Dazu habe ich mir diverse Elektrolytkondensatoren kommen lassen und selektiert. Dabei hat sich herausgestellt, dass die 85° Typen von Yageo (Reichelt) wirklich super abschneiden. Die Kombination 1.000µF/25 || 2.200µF/35V zeigen nach 24h formieren an einem 9V-Block einen Leckstrom von <5nA. Die 105° Typen schneiden um Größenordnungen schlechter ab. Scheint als wäre es nicht zwingend notwendig auf teure und schwer zu beschaffende Tantal oder die "beliebten" Sanyo Oscon zurückgreifen zu müssen und das Jim Williams seine Preferenzen zu Zeiten auf diese Art Kondensatoren gelegt hat, als man noch mit Schwierigkeiten bei den Elkos zu kämpfen hatte. Eine schöne Erklärung zu dem Thema habe ich auch im Netz gefunden: www.tadiranbatteries.de/pdf/BothDeu.pdf Ich denke diese Informationen dürften für diejenigen die sich ebenfalls mit dem Thema beschäftigen von Interesse sein.
Angehängte Dateien:
-
RCA_Popcorn_noise.png
28 KB
Gerhard hat das zwar schon im Februar erwähnt, war es diese Applikation? (Ich habe nur die Kurzbeschreibung, vielleicht hilft die ICAN-Nummer weiter)
Christoph Kessler (db1uq) schrieb: > RCA_Popcorn_noise.png Das ist dieses Dokument: Measurement of Burst ("Popcorn") Noise in Linear Integrated Circuits RCA application note ICAN-6732, 1971. p.6 Aber woher bekommt man den Volltext?
Da könnte was drin sein, ich schau mal näher rein: http://electronicsandbooks.com/eab1/manual/index.php?dir=Electronic+Component+Databook+Datasheet%2FBrand%2FRCA+%28Harris%29%2FApplication%2F hier hat man viiiel Zeit... wie in der Whiskyreklame dafür gibts jede Menge alter Schätze
Habe mal zum Spaß bei TI nach Popcorn-Rauschen gesucht: Ein OpAmp wird wohl noch wie damals gefertigt... http://www.ti.com/lit/ds/symlink/lm124-sp.pdf NI(PC) Noise popcorn max. 50 uV/peak
2 Stunden für 45 MByte und das auch nur wenn er nicht hängenbleibt. Ich bin am ersten Applikationsbuch-Download, mal sehen, ob die ICAN da drin ist oder erst im zweiten Band. Ich suche noch eine andere RCA-Applikation zum CA3089, die könnte auch drin sein.
Der erste Teil war schon ein Volltreffer Da ist die ICAN-6732, hab noch Titelbild und Inhaltsverzeichnis angehängt.
Welche ander ICAN suchst du denn? Ich habe einiges. Das mit dem Popcorn-Noise ist so eine Sache. Man findet unterschiedliche Definitionen und ich befürcht daher, daß so einiges Blödsinn ist bzw. falsch kategorisiert wurde. Bereits ca. 1970 findet man etwas in der Art "CMOS hat kein Popcorn-Noise". Wie paßt das zusammen zu Schwermetallverunreinigung? Beide Prozesse Bipolar und CMOS basieren auf Silizium-Wafern. Dotiert wird wohl auch mit den gleichen Stoffen.
Schon gefunden - im 1975er Band der Appnotes war sie drin. Die Popcorn-App auch nochmal. Meine Appnote-Kurzübersicht ist aus einem 1976er Datenbuch etwa DINA4.Größe von RCA. Der Holländer (?) hat das Buch auch, SSD210 156MByte, das dauert ja Tage sie runterzuladen. Ob die Zeitverzögerung Absicht ist?
Anja schrieb: > Hallo zusammen, > > ich suche eine Schaltung um das 0.1Hz - 10 Hz Rauschen von > Referenzspannungsquellen am Oszi-Eingang (2-5mV/Div bei 1MegOhm) zu > vergleichen. Ich erwarte etwa Pegel im Bereich 1 - 3 (-5) uV Peak-Peak > an Rauschspannung bei einem DC-Offset von ca 5, 7 oder 10V. Hi, Anja, einer, die öfters gute Antworten gibt, auch mal eine: "Dicke Switch" - die Lösung der Radioastronomen zur Messung kleinster Rauschquellen im Universum. Der frühe Vorschlag mit dem Chopper war schon die halbe Miete, aber kein Choppen des DUT gegen Masse, sondern gegen eine Rauschquelle bekannter Rauschtemperatur. Diese Rauschquelle kann ein beheizter Widerstand sein. Bei Zweifeln an der Linearität der Messapparatur ist sogar eine Regelung möglich, die den Widerstand so heiß macht, dass die Rauschdifferenz gegen Null geht. "Chopper" heißt hier: Umschalter wechselt zwischen DUT und Referenzwiderstand. Ich hätte keine Bedenken gegen einen Reed-Umschaltkontakt. Von den quecksilberbenetzten erwarte ich geringste Umschaltgeräusche, aber in der Umschaltzeit setzt man die Messung besser aus. Die Rauschleistungen werden durch einen gemeinsamen Verstärker angehoben und jeweils gemittelt. Die Mittel werden verglichen. Nach Differenz wird die Heizung des Referenzwiderstandes gestellt. Der Heistrom liefert dann den Meßwert. Die Astronomen werden sich größte Mühe gegeben haben, das günstigste Verfahren zu finden. Warum also weiter suchen und sie damit beleidigen? Das Rauschmaß des Verstärkers mittelt sich dabei raus. Je geringer dieses, desto größer die Meßgenauigkeit bei gegebener Mittelungszeit. Ein weiterer Vorteil ist die Reduzierung der Unbekannten in der Gleichung auf das DUT. Viel Spaß! Wolfgang Horn
branadic schrieb: > Ich habe mir den 0.1-10Hz Verstärker jetzt auch aufgebaut. Schön. Hast Du schon Messungen zum Eigenrauschen? Wäre mal interessant wie reproduzierbar das ganze ist. Ich habe ehrlich gesagt nicht darauf geachtet welche Elko-Typen es sind ich habe einfach die Teile aus der Bastelkiste ausgemessen. Der 2200uF ist ein normaler "ELNA" (gut abgelagert) ohne weitere Kennzeichnung. Der 1000uF ist als 85 Grad Typ gekennzeichnet. Gruß Anja
Wolfgang Horn schrieb: > Die Astronomen werden sich größte Mühe gegeben haben, das günstigste > Verfahren zu finden. Warum also weiter suchen und sie damit beleidigen? Danke für den Hinweis. Ich behalte das mal Im Hinterkopf falls ich noch höhere Anforderungen haben sollte. Meine Ursprüngliche Anforderung ist voll erfüllt. Und solange es keine neuen Referenzen gibt die besser als 0.5uVpp (bei 5V-10V) sind reicht mir die Schaltung voll aus. Gruß Anja
Anja schrieb: > Hast Du schon Messungen zum Eigenrauschen? Wäre mal interessant wie > reproduzierbar das ganze ist. Ich habe die zwei Verstärkeraufbauten überprüfender Weise mal in Betrieb genommen und mich am Oszi über erste Lebenzeichen gefreut, allerdings gehört der Verstärker noch in ein Gehäuse. Eine nicht unerhebliche Handempfindlichkeit habe ich auch feststellen können. Ich hatte, wie du ja weißt, die Verstärkung auf A=80dB geändert, da ich vorhabe den Verstärker mit meinem STM32-basierten 10Hz-100kHz Rauschmessplatz für quasi automatisierte Messungen zu koppeln. Momentan ist aber erst einmal Kurzurlaub, sodass ich danach erst dazu kommen werde den Verstärker auf Eigenrauschen hin analysieren zu können.
branadic schrieb: > allerdings > gehört der Verstärker noch in ein Gehäuse. Eine nicht unerhebliche > Handempfindlichkeit habe ich auch feststellen können. Da gibt es sooo schöne Keksdosen wo man nicht nur den Messverstärker sondern auch noch das Messobjekt samt Akkus mit reinlegen kann. Gruß Anja
Ich schrieb schon an anderer Stelle einmal, dass es in meinem Haushalt keine Kekse gibt, daher auch keine Keksdosen. Von der Optik solcher Lösungen möchte ich lieber gar nicht anfangen. Dem Ästeht in mir sagen solche Lösungen einfach nicht zu.
Tja, branadic, vornehm geht die Welt zugrunde. > ... dass es in meinem Haushalt keine Kekse gibt, daher auch keine > Keksdosen. ... Dem Ästeht in mir sagen solche Lösungen einfach nicht zu. Schon in meiner Kindheit programmierte ein Erlebnis am Kaffeetisch meine Ingenieurlaufbahn. "Schatz, die Kaffeekanne leckt und erzeugt Kaffeeflecken auf dem Tischtuch!" tadelte Vatern. "Aber die Kanne ist doch so schön, da konnte ich nicht widerstehen!" antwortete Muttern, etwas beleidigt. Am nächsten Sonntag hatte die Tülle einen häßlichen Schwamm unter ihrem Kinn, der hielt das Tischtuch schön. Astethik ist ein hübscher Charakterzug, Pragmatismus aber auch. Wenn abgeschirmt werden muss, die Keksdose (aus Weißblech) dafür reicht, wäre sie besser als das Warten auf eine Bestellung. Ciao Wolfgang Horn
Wenn du mit solchen Lösungen leben magst, schön für dich. Ich mag es nicht und wie ich schon sagte, in meinem Haushalt gibt es keine Kekse und keine Keksdosen, also ist Pragmatismus hier fehl am Platz. Ich müsste erst eine Keksdose kaufen und die Kekse sinnlos entsorgen. Da ich Nahrungsmittel aber nur ungern entsorge (ich selbst esse kein Zucker+Butter-Gebäck) und mir die Lösung ohnehin nicht gefällt bestelle ich doch lieber ein Gehäuse und tu allen damit ein Gefallen. Wenn du das als vornehm bezeichnen möchtest dann bitte. Was dein Beispiel angeht, so wäre es cleverer gewesen einfach die Tischdecke wegzulassen, was nicht auf dem Tisch liegt kann nicht dreckig und der Tisch abgewischt werden. Das wäre pragmatisch gewesen! ;)
branadic schrieb: > Zucker+Butter-Gebäck =Mehl Hätte nicht gedacht, diesen Schwämmchen nach Jahrzehnten nochmal wiederzubegegnen. Die 70er müssen unheimlich spießig gewesen sein.
Mir kommt vor, manchmal wird was altes, gutes vergessen. z.B. MAT03 und OP27 (mein Liebling) siehe: http://www.analog.com/static/imported-files/data_sheets/MAT03.pdf
Ohne jetzt mal alles durchgelesen zu haben, werfe ich mal die THS4130 in die Runde. Fully differential amplifier mit 1.3nV / SQRT(Hz) bei 10 kHz.
> Ohne jetzt mal alles durchgelesen zu haben Den Thread-Titel zu lesen hätte schon gereicht: "Meßverstärker für 1/f-Rauschen 0,1-10Hz (Hz und nicht kHz) > werfe ich mal die THS4130 in > die Runde. Fully differential amplifier mit 1.3nV / SQRT(Hz) bei 10 kHz. Der mit über 10nV/SQRT(Hz) unter 10Hz rel. schlecht ist (DB Figure 24). > Mir kommt vor, manchmal wird was altes, gutes vergessen. > z.B. MAT03 und OP27 Ja, finde ich auch, nur dass ich in solchen Schaltungen keinen OPV verwende. Man kann in diesem und in ähnlichen Parallelthreads Beitrag "Messverstärker nach tangentsoft, Modifikationen" Beitrag "Einfacher Messverstärker 10 Hz - 100 KHz" schön sehen, dass die Schaltungsauslegeung im Wesentlichen von den miserablen Eigenschaften der OPVs bestimmt wird und man daher unnötige Schwierigkeiten hat, das eigentliche Ziel zu erreichen. Mit geschickter diskreter Schaltungstechnik kann man das weitgehend vermeiden. Aber wie so oft werden OPVs eben als Allheilmittel betrachtet.
ArnoR schrieb: > Aber wie > so oft werden OPVs eben als Allheilmittel betrachtet. Das Problem liegt wohl eher daran, dass Bauteile wie MAT03 inzwischen unverschämt teuer sind, gewisse diskrete Bauteile einfach gar nicht mehr zu bekommen sind oder zum Teil nur noch über Auktionen und für zum Teil abartige Preisvorstellungen. Ob in letzterem Fall dann auch Originale oder fernöstliche Nachbauten geliefert werden stellt man allerdings erst nach dem Kauf fest, wenn überhaupt geliefert wird. Wenn es dann noch hermetisch gehäust sein darf lässt man sich die Bauteile noch einmal zum x-fachen vergolden, sodass sich ein teurer OPV schon lange gerechnet hat. Ich denke es gibt genug Leute die gern auf gewisse Schaltungsvarianten zurückgreifen würden, aber nicht bei den Preisen die heutzutage veranschlagt werden. Leider sind die Bauteilhersteller auch nicht intelligent genug ihre guten diskreten Bauteile die auch heute noch nach Konkurrenten suchen in moderene (vielleicht auch hermetisch dichte SMD-) Gehäuse zu packen. Der Verfall ist also nicht dem Endverbraucher allein anzulasten, die Hersteller sind zum Großteil selbst dran schuld bzw. deren Marketingabteilungen und Profitoptimierern, denn die intessiert es nicht was der Wegfall guter diskreter Bauteile für die Zukunft bedeuten wird.
> Das Problem liegt wohl eher daran, dass Bauteile wie MAT03 inzwischen > unverschämt teuer sind... > Ich denke es gibt genug Leute die gern auf gewisse Schaltungsvarianten > zurückgreifen würden, aber nicht bei den Preisen die heutzutage > veranschlagt werden. Für einen sehr rauscharmen VV (besser als AD797) braucht man keinen MAT03, da reichen ganz einfache Bipos.
ArnoR schrieb: > da reichen ganz einfache Bipos. ... die dann aber auch noch selektiert werden wollen. Dazu bedarf es wieder entsprechender Messtechnik. In weniger als die Hälfte der Zeit hat man einen matched Pair Transistor verwendet und in noch weniger Zeit einen OPV.
> ... die dann aber auch noch selektiert werden wollen.
Da muss gar nichts selektiert werden. Man nimmt bestimmte, als rauscharm
ausgewiesene Transistoren und das wars. Die einfache Emitterschaltung
rauscht gegenüber einem Diff schon mal wesentlich weniger, weil die
wirksame Eingansspannung doppelt so groß ist (sich nicht zu gleichen
Teilen auf 2 Transistoren aufteilt) und nur ein Transistor zum Rauschen
beiträgt.
branadic schrieb: > Dem Ästeht in mir sagen > solche Lösungen einfach nicht zu. Schade, gerade wollte ich die Lösung von Texas Instruments vorstellen: eine Farbdose aus Weissblech. ArnoR schrieb: > Da muss gar nichts selektiert werden. Man nimmt bestimmte, als rauscharm > ausgewiesene Transistoren und das wars. Eigentlich habe ich ja schon meine Lösung (siehe oben). Das einzige was mich daran stört ist, daß wenn ich vergesse beim anschließen der Referenz den Schalter für die Schutzimpedanz zu betätigen die LTZ1000 gaaanz schnell altert. Also wenn es so einfach ist dann stell doch mal eben eine dimensionierte Schaltung hier rein mit folgenden Eigenschaften: Eingangsimpedanz (auch kurzzeitig und bei fehlender Versorgung des Meßverstärkers) nicht kleiner als 3,6 KOhm (maximaler Strom 2mA bei 7,2V auch unter transienten Bedingungen beim Anschließen der Referenz). Tiefpass 4. Ordnung 10 Hz. Hochpass 2.-3. Ordnung 0.1 Hz. Verstärkung an Oszilloskop-Eingang (1MOhm) 10000-fach +/-10% Eigenrauschen <0.3uVpp bei kurzgeschlossenem Eingang / Eneloop Akku 9.6V Eingangsspannung 0-10V DC mit überlagerter Rauschspannung. Gut wäre dann wenn du noch ein paar Messungen mit bekannten Quellen (LT1027, LT1236, MAX6350, AD586 oder LTZ1000) reinstellen könntest. Gruß Anja
Im Prinzip, und in der Simulation kann man mit einfachen Transistoren einen sehr rauscharmen Verstärker aufbauen. Gerade bei den niedrigen Frequenzen hat man aber die Schwierigkeit mit thermischen Effekten - und da haben dann 2 gepaarte Transistoren auf dem gleichen Chip einfach einen Vorteil, den man nicht so leicht durch mehr Strom (und damit auch mehr Wärme) ausgleichen kann. Von daher ist ein fertiger OP oder eine Differenzverstärker mit einem Transistorpaar auf einem Chip schon gut. Die Alternative zum OP wäre ggf. ein mehr oder weniger diskret aufgebauter Chopperverstärker, weil man damit das 1/f Rauschen größtenteils los wird. Zur Strombegrenzung könnte man ggf. FETs in Reihe zum Eingang haben. Zum einen könnte man die erst aktivieren, wenn die Versorgungsspannung seht. Zum anderen könnten die mit einem relativ kleinen Serienwiderstand (und damit wenig extra Rauschen) den Strom aktiv begrenzen. Wenn man ohnehin schon FETs am Eingang hat, wäre der Schritt in Richtung Choppperverstärker auch nicht mehr so groß.
>Im Prinzip, und in der Simulation kann man mit einfachen Transistoren >einen sehr rauscharmen Verstärker aufbauen. Natürlich kann man das. Niemand wird gezwungen, OPamps zu verwenden. Opamps bieten den Vorteil der Universalität, extrem leichten Beschaltbarkeit und der hohen Linearität, dank seiner speziellen Topologie. Extremste Rauscharmut erhält man dagegen nicht mit OPamps. Manche sind besonders rauscharm, aber es gibt immer diskrete Schaltungen, die noch rauschärmer sind. Die Frage ist nur, ob es sinnvoll ist, so etwas aufzubauen. In der Regel tut man das nicht, sondern verwendet OPamps, weil man damit aufgrund der leichten Beschaltbarkeit praktisch immer sofort eine Funktionsgarantie hat. Nur wenn das nicht reicht, versucht man es diskret und muß dann aber eine anspruchsvolle Schaltung entwickeln. Damit lassen sich dann schnell Diplomarbeiten und wissenschaftliche Publikationen füllen. Trivial ist es nicht.
Hallo, in die Runde und die Frage an @Anja: Hast du mit eneloop- Akkus so gute Erfahrungen bezüglich Rauschen, oder war die Bemerkung als Randbedingung gemeint? Für mich sind nach wie vor (gerade im Bereich unter 100 Hz) Pb- Quellen die optimalen. Viele Grüße Ralf
Ralf Haeuseler schrieb: > Hast du mit eneloop- Akkus so gute Erfahrungen bezüglich Rauschen, oder > war die Bemerkung als Randbedingung gemeint? Für Eneloop gibt es eine Vergleichsmessung siehe oben. Der hintergedanke war eine rauscharme Spannung von ca 10V anstelle eines Kurzschlusses zu haben um auszuschließen daß die Eingangsspannung einen wesentlichen Einfluß auf die Rauschmessung hat. Gruß Anja
> Also wenn es so einfach ist dann stell doch mal eben eine dimensionierte > Schaltung hier rein mit folgenden Eigenschaften: Ich habe nicht gesagt das es einfach ist, sondern, dass man mit geschickten diskreten Schaltungen einige Nachteile von OPVs vermeiden kann und das man die Eingangstransistoren nicht gesondert ausmessen muss um beim Rauschen besser als der AD797 zu sein. Leider kann ich dir keine Schaltung nach deinen Forderungen anbieten, weil meine Schaltung deine erste Bedingung (hoher Eingangswiderstand ohne Versorgung und bei transienten Bedingungen) nicht erfüllen kann und außerdem breitbandig (1Hz...1MHz bei V=60dB) ist. Damit war meine Argumentation in diesem Thread wohl nicht gut platziert und würde eher in den 10Hz...100kHz-Thread gehören.
ArnoR schrieb: > Ich habe nicht gesagt das es einfach ist, sondern, dass man mit > geschickten diskreten Schaltungen einige Nachteile von OPVs vermeiden > kann Ganz so schön hast du es nicht formuliert, vielmehr machst du OPVs schlechter als sie sind und stelltst Transistoren dar als hätten sie keine Nachteile. Vielmehr lernt man doch, dass trotz der vielen Transistoren in einem OPV mit ihren nichtlinearen Eigenschaften ein naherzu lineares Bauteil herauskommen kann. ArnoR schrieb: > Leider kann ich dir keine Schaltung nach deinen Forderungen anbieten, > weil meine Schaltung deine erste Bedingung (hoher Eingangswiderstand > ohne Versorgung und bei transienten Bedingungen) nicht erfüllen kann und > außerdem breitbandig (1Hz...1MHz bei V=60dB) ist. Ist ja auch nicht nötig eine bereits fertige Schaltung aus der Tasche zu zaubern, du kannst ja stattdessen die Schaltungsentwicklung "live" für jeden transparent hier durchführen, bei der du auf die von Anja gestellten Anforderungen mit geeigneten Maßnahmen reagierst und diese erläuterst. Dann haben alle etwas davon und können im Zweifelsfall sogar noch was dazu lernen. Jetzt einen Rückzieher mit einer faulen Ausrede zu machen wäre strategisch schlecht :)
Guten Tag und Hallo in die Runde, erstmal Danke an @Anja: Das ist auch meine Einschätzung; das mit der Einstufung der Stromquellen. Zu den Diskussionen um OPV und BiPops. Hier laufen mehrere Threads (ich glaube insgesamt 3) die sich mit dem Verhalten von Verstärkern (Rauschen in verschiedenen Frequenzbereichen und mit den unterschiedlichsten Verstärkungen)in denen die Einflüsse der verschiedensten BE betrachtet werden. Dazu wurden meherere Verstärker praktisch aufgebaut und die erzielten Ergebnisse hier zur Diskussion gestellt. So wie ich es überblicke sind auch hier wieder die gleichen OMs im Thread versammelt. Deshalb ist es doch den beteiligten eigentlich klar was @ArnoR hier meint. Die bestimmentsten Stufen und BE, sind die im Eingang (egal ob Elko, Widerstand oder Transistor)und dazu ist doch, nach wie vor der gemischte Aufbau der, der optimal zu dimensionieren und dann auch praktisch aufzubauen ist. Die "eigentliche" Verstärkung übernimmt dann der OPV und da dann, der für den jeweiligen Aufbau optimale Typ. Das ist hier nicht als "Rückendeckung" für @ArnoR gedacht, sondern ich habe seine Beiträge so gelesen und verstanden. Gerade in den niedrigen Frequenzbereichen unter 100 bis 10 Hz wird der Einfluß der Eingangsstufe dominierend und da macht es Sinn diese Stufe mit Transistoren, die dann auch paarig selektiert werden, zu bestücken. Viele Grüße Ralf
> vielmehr machst du OPVs schlechter als sie sind Ja mag sein, ich hab in bestimmten Anwendungen wohl zuviel schlechte Erfahrungen damit gemacht. > Jetzt einen Rückzieher mit einer faulen Ausrede zu > machen wäre strategisch schlecht :) Eine Emitterschaltung mit niederohmiger Stromgegenkopplung hat ohne Versorgung oder bei Übersteuerung nunmal einen sehr kleinen Eingangswiderstand von einigen Ohm. Und das ist genau das, was Anja nicht gebrauchen kann. Eine diesbezügliche Alternative wäre ein Eingangs-Diff und eine Schaltung mit der Struktur eines OPV, da kann man auch gleich einen nehmen. > du kannst ja stattdessen die Schaltungsentwicklung "live" für > jeden transparent hier durchführen, bei der du auf die von Anja > gestellten Anforderungen mit geeigneten Maßnahmen reagierst Das finde ich etwas viel verlangt. Wenn ich zu bestimmten Themen was Passendes in der Schublade habe, dann hab ich auch schon mal was gutes Neues und Unbekanntes rausgerückt (z.B. Virtual Ground, Nulldurchgangsdetektor), aber was du vorschlägst frisst viele Ressourcen und ich hab keine Verwendung dafür.
>Vielmehr lernt man doch, dass trotz der vielen Transistoren in einem OPV >mit ihren nichtlinearen Eigenschaften ein naherzu lineares Bauteil >herauskommen kann. Der Aufbau einer diskreten Schaltung, die ausreichend linear ist, dürfte hier nicht allzu schwierig sein, weil die Eingangsspannung ja nur eine sehr kleine Amplitude hat. >Die bestimmentsten Stufen und BE, sind die im Eingang (egal ob Elko, >Widerstand oder Transistor)und dazu ist doch, nach wie vor der gemischte >Aufbau der, der optimal zu dimensionieren und dann auch praktisch >aufzubauen ist. Genau. Die allererste Stufe ist es, die das Rauschen bestimmt. Die Eingangsstufe sollte ein klein wenig Verstärkung erzeugen, den Rest übernehmen dann nachgeschaltete OPamp-Schaltungen. Klirr ist ebenso relativ unwichtig wie Temperaturkonstanz der Verstärkung. Also ist ein symmetrischer Aufbau mit Differenzverstärker in der Eingangstufe eigentlich gar nicht nötig. Die Eingangsimpedanz sollte im 10k Bereich liegen, wenn Anja einen 1k Widerstand im Hochpaß vom Eingang nach Masse legt. Die Ausgangsimpedanz sollte möglichst niedrig sein. Bei ausreichender Verstärkung reicht aber eine Impedanz, die im Bereich des Rauschminimums des nachfolgenden OPamps liegt.
Angehängte Dateien:
-
MAT03.png
45 KB
Die Schaltung soll so hochohmig sein, dass man das Rauschen eines ACCUs messen kann. Da dürften einige kOhm ausreichen. Als Basis schlage ich vor, aus dem Datenblatt von MAT03 die angegebene Schaltung mit passiven RC-Filter aufzubauen. Die schon angeführten hohen Kosten betragen bei Digikey ca. 15 Euro. Was kostet ein Arbeitstag in einer Firma?
> Also ist ein > symmetrischer Aufbau mit Differenzverstärker in der Eingangstufe > eigentlich gar nicht nötig. Die Eingangsimpedanz sollte im 10k Bereich > liegen Dann meinst du wohl eine Emitterschaltung? 10k Eingangswiderstand kann man da zwar auch mit Gegenkopplungswiderständen im Ohm-Bereich schaffen (die wegen des Rauschens so niederohmig sein müssen), aber nur wenn die Eingangssignale kein sind und der Verstärker arbeitsfähig ist, weil anderenfalls die Gegenkopplung wegfällt und am Eingang nur noch die Basis-Emitter-Diode + Re erscheinen. Für Anjas Forderungen geht das nicht. > unwichtig wie Temperaturkonstanz der Verstärkung. Der Arbeitspunkt der Eingangs-Emitterschaltung sollte auf jeden Fall stabilisiert werden, weil wegen des niederohmigen Emitterwiderstandes dort keine wirksame Stromgegenkopplung und damit Temperaturstabilisierung erreicht wird und die Schaltung außerdem eine große Steilheit hat, was den ungeregelten, z.B. durch Einspeisen eines konstanten Basisstromes eingestellten AP stark mit der Temperatur verschiebt und damit u.a. auch die Schleifenverstärkung ändert. Parallelgegenkopplung zur Stabilisierung kommt wegen der Forderung nach hohem re nicht in Frage. Bei direkt gekoppelten Stufen ist die Stabilisierung zwingend, da wegen der nachfolgenen Gleichspannungsverstärkung die Drift nochmals verstärkt wird und die Stufen schnell "anschlagen".
Hallo, hier mal der Link, den wir schon diskutiert haben, ist ein Jahr her, aber gleiche Ergebnisse und gleiche Schaltungen, mal ein anderer Name oder ein anderes BiPo- Paar aber ansonsten. . . Beitrag "Re: Einfacher Messverstärker 10 Hz - 100 KHz" Viele Grüße Ralf
Nach langem Überlegen habe ich beschlossen nun auch einen Meßverstärker zu bauen, soweit meine karge Freizeit es zuläßt. Ich möchte aber gerne auch in Schaltungen mit nicht besonders niederohmigen Quellimpedanzen messen. Der Frequenzbereich soll die zwei Bereiche von 0,1Hz bis 10Hz und von 10Hz bis 100kHz umfassen, möglichst mit nur einer Meßschaltung. Wenn ich am Eingang ein Tiefpaßfilter vorsehe mit 1nF Kapazität nach Masse, dann hätte das eine Impedanz von knapp 8kOhm bei 20kHz zur Folge. Also könnte ich auch mal in Schaltungen mit Quellimpedanzen bis rund 5kOhm bis zu dieser Frequenz messen. 5k liefert rund 9nV/SQRT(Hz) thermisches Rauschen. Also sollte die Rauschstromdichte deutlich unter 9nV/SQRT(Hz) / 5k = 1,8pA/SQRT(Hz) liegen. Wenn ich dann mal bis 1Hz herunter messen möchte, was bei Schaltungen mit Elkos, Tantals und Akkus interessant sein dürfte, scheiden Verstärker mit BJT oder bipolaren OPamps eigentlich aus. Zum Vergleich: Ein LT1037 hat eine Rauschstromdichte von rund 5pA/SQRT(Hz) bei 1Hz, der LT1028 von immerhin rund 15pA/SQRT(Hz). Und bei noch niedrigeren Frequenzen steigt das Stromrauschen auch noch deutlich an. Interessanterweise findet man kaum bipolare OPamps mit bei 1Hz spezifiziertem niedrigen Stromrauschen. Um der Problematik mit dem Stromrauschen ganz aus dem Weg zu gehen, möchte ich daher mit einem FET-Verstärker arbeiten, weil FET-Verstärker um Größenordnungen kleine Rauschstromdichten haben. JFET scheint besser abzuschneiden als MOSFET, weil sich bei JFET offenbar niedrigere 1/f-Grenzfrequenzen realisieren lassen. Es gibt zwar auch OPamps mit JFET, die sehr niedriges Spannungsrauschen aufweisen, aber diese müssen immer symmetrisch aufgebaut werden, also von jedem Eingang nach Masse identische Impedanzen sehen, um wirklich rauscharm zu arbeiten. Damit wäre ich aber an eine bestimmte Quellimpedanz gebunden, was für das Messen in unterschiedlichen Schaltungen völliger Murks wäre. Also kommt nur eine Schaltung mit einem diskreten JFET am Eingang in Frage. Hier fällt die Wahl natürlich sofort auf den 2SK369 (ähnlich dem 2SK170), der überragende Rauscheigenschaften zeigt: Bei 10Hz beträgt die Rauschspannungsdichte 2,5nV/SQRT(Hz), bei vernachlässigbarem Stromrauschen. Bei höheren Frequenzen fällt der Wert auf unter 1nV/SQRT(Hz). Bei niedrigeren Frequenzen steigt das Spannungsrauschen allerdings mit einer typischen 1/f-Charakteristik an. Eventuell hilft Parallelschalten von mehrern 2SK369, womit das Spannungsrauschen um den Faktor SQRT(n) kleiner wird, wobei n die Anzahl der parallelgeschalteten JFETs ist. Glücklicherweise ist der 2SK369 im Gegensatz zu den hochgezüchteten Spezial-OPamps sehr preisgünstig, sodaß das Parallelschalten nicht zu teuer wird. Zuerst habe ich daran gedacht, den JFET nicht innerhalb einer OPamp-Gegenkopplung einzusetzen, sondern als nackten Vorverstärker oder Buffer. Da kommt zunächst mal die Drainschaltung in Frage. Die SIMU zeigt ein sehr gutes Verhalten, also praktisch völlige Unabhängigkeit der Verstärkung von der Quellimpedanz, etc. Leider hat die Drainschaltung mit Rd=0 überhaupt keine Verstärkung, sodaß mit einem nachgeschalteten LT1028 die gesamte Verstärkung erzeugt werden müßte. Die Drainschaltung liefert dann eine niedrige Ausgangsimpedanz von rund 20R bei 10mA Drainstrom (hoher Drainstrom = niedriges Rauschen), sodaß das Stromrauschen des LT1028 kaum noch einen Einfluß hat und sich das besonders niedrige Spannungsrauschen des LT1028 voll positiv bemerkbar machen würde. Nachteilig an dieser Schaltung ist der hohe Preis für den LT1028 und der Umstand, daß Drainschaltungen, vor allem mit RD=0, ziemlich instabil sind, was zum Problem werden könnte, da die Gesamtschaltung extrem hoch verstärken wird. Dann kommt die Source-Schaltung. Vorteil hierbei ist die kräftige Verstärkung von rund Faktor 40, die der 2SK369 ganz alleine liefert, sogar bei einem recht hohen Drainstrom von 10mA. Nachteil: Schon bei kleinen Pegeln ab 10mV schnellen die Verzerrungen in die Höhe und erreichen Werte im Prozentbereich. Außerdem hat die Quellimpedanz am Eingang des JFET einen kräftigen Einfluß auf viele Paramter der Schaltung, wie Verzerrungen, Verstärkung etc. Ich denke, ich werde deshalb eine Schaltung verwenden, die den JFET mit in der Gegenkopplung eines OPamp verwendet. Mit dieser bekannten Schaltung aus dem Internet habe ich mich schon angefreundet: http://www.techlib.com/files/lowamp.pdf Die SIMU sieht gut aus. Statt des LM833 läßt sich wohl auch ein OPA27 einsetzen. Wenn ich etwas Zeit habe, werde ich diese Schaltung einmal aufbauen und testen. Hat damit schon jemand von Euch Erfahrung gemacht?
Kai Klaas schrieb: > Der Frequenzbereich soll die zwei Bereiche von 0,1Hz bis 10Hz > und von 10Hz bis 100kHz umfassen, möglichst mit nur einer Meßschaltung. Da bin ich aber sehr gespannt auf die praktische Realisierung. Die Anforderungen für die beiden Bereiche sind schon stark unterschiedlich. Bei 0.1-10Hz sind die üblichen Rauschamplituden im Bereich 1uVpp bis mehrere 10 uVpp. Die Verstärkung sollte mindestens 10000 fach sein. Wegen der geringen Bandbreite schafft man das mit 2 Verstärkerstufen. Bei 10Hz-100kHz ist man dann eher bei 100uV-mehreren mV. Wegen der Bandbreite kann man je Stufe maximal ca Faktor 10 verstärken. Aber zum Glück reichen 3 Stufen normalerweise aus. Gruß Anja
Hallo, in dem Artikel Re: Einfacher Messverstärker 10 Hz - 100 KHz habe ich begonnen, meine Ergebnisse aus der Arbeit der letzten zwei Jahre darzustellen. Kann es aber erst Ende August 2013 hier veröffentlichen. So viel vorne weg, meinen an der Arbeit beteiligten Kollegen und mir, ist es nicht gelungen die beiden von @klaas angesprochenen Bereiche zu belegen, d.h. mit respektablen Werten abzudecken. In jedem Fall blieb uns nur der getrennte Aufbau (0,1 bis 10 Hz;; und 10 Hz bis 100 kHz) übrig. Auch hatten wir getrennte Vorstufen, einmal SSM 2220 und einmal Fets mit aufgebaut, jede dieser Aufbauten, - zum Vergleich in gleiche Gehäuse und gleiche Stromversorgungen aufgebaut- , brachte immer nur in einem Bereich gute Werte. Vergleichbar mit den von @Anja angedeuteten Grenzen, bzw. Maxima/ Minima. Es ist für mich hochinteressant und ich bin auch zu Unterstützungen bereit, Dein Projekt @klaas mit zu begleiten, da diese Werte von der SIMU her doch vielversprechend sind. Beste Grüße Ralf
Habe den Verdacht, dass der SSM2220 und der "alte" MAT03 dasselbe ist. Offensichtlich ist eine Verbesserung der Rauscheigenschaften nicht mehr möglich. Ein Aufbau mit SMD Bauteilen, die ich bei Experimenten am liebsten vermeide, wird allerdings alle von außen kommenden Störungen verkleinern. Alle Induktionsschleifen sind kleiner. Also dieses mal SMD Aufbau ins Auge fassen. Aber bei überlegten Massepunkten könnte es auch konventionell klappen. Vergleicht mal diese Datenblätter nach dem Motto: "Nichts neues unter der Sonne" und das nach Jahrzehnten. http://www.analog.com/static/imported-files/data_sheets/MAT03.pdf http://www.analog.com/static/imported-files/data_sheets/SSM2220.pdf
>habe ich begonnen, meine Ergebnisse aus der Arbeit der letzten zwei >Jahre darzustellen. Kann es aber erst Ende August 2013 hier >veröffentlichen. Ich freue mich schon sehr auf deine Ergebnisse! >Da bin ich aber sehr gespannt auf die praktische Realisierung. >Die Anforderungen für die beiden Bereiche sind schon stark >unterschiedlich. Ich möchte in Schaltungen messen, die einfach "mittelohmiger" sind. Und auch noch in einem Frequenzbereich, der nicht nur Audio umfaßt, sondern auch noch deutlich darunter geht, also auf jeden Fall von 1Hz bis 20kHz. Beispielsweise interessiert es mich schon seit geraumer Zeit, wie sich Potis und Fader rauschmäßig verhalten. Die Schaltung dazu ist fast immer ein Elko (manchmal auch Foliencap) in Serie mit besagtem Poti. Der Elko trägt irgendeine Offsetspannung eines vorausgehenden OPamps. Also fließt ein kleiner Gleichstrom, der das (Kohleschicht-)Poti zum Rauschen anregen dürfte. Die Quellimpedanz, die die Meßschaltung dann sieht, ist die Parallelschaltung der beiden Potihälften, jeweils vom Abgriff aus gesehen, während die eine Hälfte am anderen Ende direkt mit Masse verbunden ist und die andere über den Cap. Jetzt schwanken die Caps von sagen wir mal 330n bis 220µ und die Potis von 1k bis 100k. Also ergibt sich eine komplexe Quellimpedanz, mit zu tiefen Frequenzen hin ansteigender Impedanz. Wenn ich jetzt zuviel Stromrauschen im Meßverstärker habe, muß ich dauernd darüber nachdenken, woher das Rauschen wohl gerade kommt. Also versuche ich eine Meßschaltung zu verwenden, die möglichst geringes Stromrauschen erzeugt. Ich weiß, man kann darüber viel lesen, aber ich möchte es einmal selbst messen. Übrigens bin ich nicht so sehr an einem Effektivwert über irgendeinem Frequenzband interessiert, sondern möchte das Signal lieber mit einem Spektrumanalyser auswerten.
Two-channel amplifier for high-sensitivity voltage noise measurements, Crupi, Giusi, Pace, 2007 (basierend auf Kreuzkorrelation, das Rauschen der Verstärker fällt theoretisch weg) Differential ultra low noise amplifier for low frequency noise measurements, Scandurra, Cannata, Ciofi, 2011 Low-frequency noise measurements: applications, methodologies and instrumentation, Ciofi, Neri, 2003 High-Sensitivity Instrumentation for Low Frequency Noise Measurements, Giusi, PhD Thesis u.U. auch noch interessant Long term stability estimation of DC electrical source from low frequency noise measurements, Giusi, Scandurra, Ciofi, 2004
Angehängte Dateien:
-
wenzel_amp.PNG
4,6 KB
Ich gebe hier mal meine SIMU-Schaltung an. Sie läuft in TINA-TI. Das Spice Model für den 2SK369 habe ich von hier: http://www.diyaudio.com/forums/parts/26525-2sk369-spice.html Das Spice Model für den 2N5639 habe ich von der Website von Onsemi. Der OPamp ist ein OPA627. Aber es geht auch ein ganz normaler OPA27. Man steuere den Eingang mal mit einem Rechteck an und verändere dabei C2...
Hallo Kai, ich will ja kein Spaßverderber sein, aber verändere doch mal V1 im DC-Sweep ein wenig und schau dir das Ausgangssignal an. Die Betriebsspannungsunterdrückung der Schaltung ist ca. 0dB, es schlägt also alles von der Betriebsspannung voll durch. Das war auch eins der Hauptprobleme damals bei meinem diskreten Vorverstärker.
>ich will ja kein Spaßverderber sein... Wieso Spaßverderber? Hey, es macht doch erst Spaß, wenn jemand sachliche Kritik übt! Wegen Leuten wie dir mache ich mir doch erst die Mühe, das hier alles ins Forum zu stellen. >...aber verändere doch mal V1 im DC-Sweep ein wenig und schau dir das >Ausgangssignal an. Ich werde im späteren Meßbetrieb keine nenneswerten Gleichspannungen am Eingang haben. Außerdem müssen die Versorgungsspannungen für die FETs stabilisiert sein und R4 muß individuell angepaßt werden. An den Ausgang der Schaltung wird sich ein Hochpaß anschließen, der das Weiterverstärken der DC-Driften verhindert. Ich hoffe, daß das reicht... >Die Betriebsspannungsunterdrückung der Schaltung ist ca. 0dB, es schlägt >also alles von der Betriebsspannung voll durch. Das war auch eins der >Hauptprobleme damals bei meinem diskreten Vorverstärker. Ja, das habe ich auch schon bemerkt. Ich möchte die Versorgungsspannung für die FETs mit einfachen Gyrator-Schaltungen stabilisieren. Die Zeitkonstanten an den Basen werden dafür wohl riesig sein...
>Das war auch eins der Hauptprobleme damals bei meinem diskreten >Vorverstärker. Hast du einen Link?
Kai Klaas schrieb: > Ja, das habe ich auch schon bemerkt. Ich möchte die Versorgungsspannung > für die FETs mit einfachen Gyrator-Schaltungen stabilisieren. Die > Zeitkonstanten an den Basen werden dafür wohl riesig sein... Warum dafür nicht einen OpAmp verwenden, der die notwendige PSRR mitbringt und den FET versorgt?
Leider kann man sich die Literaturlinks ja nicht ansehen. Ich würde allerdings noch Rubiola erwähnen, falls es vergessen wurde. Und natürlich BF862. Für hochohmige Quellen und etwas höherer unterer Grenzfrequenz kann auch CMOS interessant sein (Die Transkonduktanz ist durch die Komplementarität höher).
>>Das war auch eins der Hauptprobleme damals bei meinem diskreten >>Vorverstärker. > > Hast du einen Link? Nur zu mir selbst, denn der ist 100% von mir.
>>...aber verändere doch mal V1 im DC-Sweep ein wenig und schau dir das >>Ausgangssignal an. > > Ich werde im späteren Meßbetrieb keine nenneswerten Gleichspannungen am > Eingang haben. ... Da hast du mich wohl falsch verstanden, ich meinte nicht VG1, sondern V1, also die Betriebsspannung V1.
Kai Klaas schrieb: >>Das war auch eins der Hauptprobleme damals bei meinem diskreten >>Vorverstärker. Also nicht das du mich falsch verstehst, das war eines der Probleme (neben Verstärkung, Bandbreite, Rauschen, Stromaufnahme, Versorgungsspannung, Temperaturstabilität) die ich lösen musste. Der Verstärker schafft jetzt etwa 80dB PSRR.
Abdul K. schrieb: > Leider kann man sich die Literaturlinks ja nicht ansehen. Welchen? Differential ultra low noise amplifier for low frequency noise measurements bspw. zu finden unter http://scitation.aip.org/getpdf/servlet/GetPDFServlet?filetype=pdf&id=AAIDBI000001000002022144000001&idtype=cvips&doi=10.1063/1.3605716&prog=normal Genutzt werden in der ersten Stufe JFETs (IF3602), die Schaltung ist ziemlich detailliert beschrieben (die anderen Paper sollten sich ebenso finden lassen...)
> Welchen?
Low-frequency noise measurements: applications, methodologies and
instrumentation, Ciofi, Neri, 2003
Ungeachtet dessen gibt es natürlich zahlreiche andere
Veröffentlichungen, bei denen FET-Schaltungen für die Messung von
Rauschen zum Einsatz kommen:
A post-SQUID ac amplifier aimed for multiplexed detector readouts
A very low-noise FET input amplifier
Design of ultra low noise amplifiers
um nur mal einige wenige zu nennen.
>Und natürlich BF862. Ja, den hatte ich mir auch schon angeschaut. Leider ist sein Rauschen nur bei 100kHz spezifiziert. >Warum dafür nicht einen OpAmp verwenden, der die notwendige PSRR >mitbringt und den FET versorgt? Ja, wie bei Jim Williams in seiner AN124, als Teil eines DC-Servos? Mache ich vielleicht so, wenn die DC-Drift zu groß wird. >Der Verstärker schafft jetzt etwa 80dB PSRR. Unabhängig von der Quellimpedanz?
Kai Klaas schrieb: >>Und natürlich BF862. > > Ja, den hatte ich mir auch schon angeschaut. Leider ist sein Rauschen > nur bei 100kHz spezifiziert. > Hier ein paar Sachen von meiner 3,5"-Hirn-Erweiterung: http://www.edaboard.co.uk/low-noise-amplifier-for-high-impedance-source-t120587,start,30.html http://www.24. fi/kiviranta/bf862_no3.gif Physical noise limit: <by Mikko S Kiviranta> un=sqrt( 8/3 k T / gm)
Kai Klaas schrieb: >>Der Verstärker schafft jetzt etwa 80dB PSRR. > > Unabhängig von der Quellimpedanz? Weitgehend. Bei 0...3K Quellwiderstand fällt die PSRR um 2dB. Allerdings sind die 80dB der 0Hz-Wert und fallend mit der Frequenz (wie bei jedem OPV o.ä.).
Angehängte Dateien:
-
wenzel_amp_neg_psrr.PNG
26 KB -
wenzel_amp_pos_psrr.PNG
25 KB
>Weitgehend. Bei 0...3K Quellwiderstand fällt die PSRR um 2dB. Allerdings >sind die 80dB der 0Hz-Wert und fallend mit der Frequenz (wie bei jedem >OPV o.ä.). Nicht schlecht... >Die Betriebsspannungsunterdrückung der Schaltung ist ca. 0dB, es schlägt >also alles von der Betriebsspannung voll durch. Ich habe jetzt mal die PSRR mit der SIMU überprüft. Siehe Anhang. Die negative PSRR profitiert von der Konstantstromquelle (T2). Der gezeigte Verlauf gilt für alle Quellimpedanzen zwischen 0Ohm und 100kOhm. Eigentlich auch für noch größere Quellimpedanzen, aber ich habe die Darstellung bei 100kOhm abgebrochen, weil ich mit der Schaltung deutlich niedrigere Quellimpedanzen anstrebe. Die PSRR ist übrigens sogar noch um 30dB größer als die angezeigten Werte, weil der Graph ja das Geschehen auf das Ausgangssignal der Schaltung bezieht. Die PSRR wird aber immer auf den Eingang zurückgerechnet. Eine PSRR zwischen 70dB und 130dB im Bereich bis 10MHz ist doch ganz ordentlich. Die positive PSRR ist erwartungsgemäß deutlich schlechter als die negative, weil hier die Schaltung nicht von einer Konstantstromquelle profitieren kann. Dennoch kommen hier immerhin noch rund 30dB bis 50dB PSRR bis 10MHz zustande. Auch hier ist das Geschehen so gut wie unabhängig von der Quellimpedanz. Jedenfalls zeigt die SIMU zwischen 0Ohm und weit über 100kOhm Quellimpedanz weitgehend identische Graphen. Der 1n Cap am Eingang der Schaltung (C4) unterdrückt übgrigens eine Spitze von rund 10dB bei der positiven PSRR. Auf einen solchen Cap würde ich bei einem JFET-Verstärker, auch aus anderen Gründen, grundsätzlich niemals verzichten wollen. Mit einer PSRR von mindestens 30dB kann man schon einiges reißen: Wenn Anja und Jim Williams mit dem zusätzlichen Rauschen eines RC-Glieds mit fettem Elko mit einer Zeitkonstane im Sekundenbereich direkt im Signalweg leben können, dann kann ich auch ein solches RC-Glied in einem Gyrator unterbringen, um die Versorgungsspannung zu filtern. Ich habe sogar noch 30dB Reserve, wegen der zusätzlichen PSRR von 30dB. Das sieht doch ganz gut aus. An der Schaltung von Wenzel ist mir aber noch ein ganz anderer gravierender Nachteil aufgefallen: Der Klirr beträgt rund 10% bei 100kHz! Daran ist C3 und C2 Schuld. Verkleinert man C3 und C2 fällt er auf akzeptable Werte. Offenbar hat Wenzel mit C3 eine Bandbreitenbegrenzung vornehmen wollen und ihn hat der erhöhte Klirr nicht gestört. Aber für eine Meßschaltung geht ein Klirr von 10% bei einer Frequenz innerhalb ihrer Bandbreite natürlich gar nicht! Ein weiterer Nachteil ist, daß sich T2 in der Schaltung massiv aufheizen dürfte. Aber es läßt sich wohl die negative Versorgungsspannung deutlich verkleinern.
Angehängte Dateien:
-
wenzel_amp_phasengang1.PNG
24 KB -
wenzel_amp_phasengang2.PNG
24 KB -
wenzel_amp_klirr1.PNG
26 KB -
wenzel_amp_klirr2.PNG
26 KB
>An der Schaltung von Wenzel ist mir aber noch ein ganz anderer >gravierender Nachteil aufgefallen: Der Klirr beträgt rund 10% bei >100kHz! Daran ist C3 und C2 Schuld. Verkleinert man C3 und C2 fällt er >auf akzeptable Werte. Offenbar hat Wenzel mit C3 eine >Bandbreitenbegrenzung vornehmen wollen und ihn hat der erhöhte Klirr >nicht gestört. Aber für eine Meßschaltung geht ein Klirr von 10% bei >einer Frequenz innerhalb ihrer Bandbreite natürlich gar nicht! Ich habe mal eine Phasenganganalyse durchgeführt. Es wird ein OP27 mit einer "open loop output impedance" von 70R angenommen. Man erkennt, daß Wenzel den Verstärker mit C3=1n und C2=820p perfekt phasekompensiert hat. Die SIMU zeigt, daß das aber auch für C3=0 und C2=47p möglich sein sollte. Man erkennt, daß die Modifikation einen erheblichen Einfluß auf den Klirrfaktor bei 100kHz haben dürfte!
Kai Klaas schrieb: > Die PSRR ist übrigens sogar noch um 30dB größer als die angezeigten > Werte, weil der Graph ja das Geschehen auf das Ausgangssignal der > Schaltung bezieht. Die PSRR wird aber immer auf den Eingang > zurückgerechnet. Naja, man kann es auf den Eingang oder auf den Ausgang beziehen: http://www.analog.com/static/imported-files/tutorials/MT-043.pdf Aber wegen der größeren Zahlenwerte schreibt man in die DB wohl lieber die RTI-Werte. Meine Angaben bezogen sich auf den Ausgang PSSR (RTO). > Die positive PSRR ist erwartungsgemäß deutlich schlechter als die > negative, weil hier die Schaltung nicht von einer Konstantstromquelle > profitieren kann. Die Ursache ist nicht eine fehlende Konstantstromquelle, sondern der falsche Potentialbezug des OPV. Die Funktion ist so: der Sfet erzeugt mit seiner Steilheit durch die Eingangsspannung dUe einen Drainstrom dId, der am Widerstand R1 eine Spannung dUa erzeugt. Der OPV misst aber nicht diese Spannung, sondern (wegen seines Bezugs am +-Eingang auf Masse) die Differenz V1-dUa. Und damit erscheint die Betriebsspannung V1 direkt als Eingangsspannung des OPV. Ein schwerer Designfehler. Man kann das vermeiden, indem man den Drainstrom z.B. mit einem Stromspiegel von V1 wieder nach Masse spiegelt und damit dem OPV die Möglichkeit gibt, gegen Masse zu messen, allerdings müssen dann die OPV-Eingänge vertauscht werden.
Angehängte Dateien:
-
2SK369ar1.png
16 KB
Ich hab mal auf die Schnelle simuliert was ich oben sagte. Die PSRR nimmt mit dem einfachen Stromspiegel um mehr als 45dB zu, somit kommt man wohl ohne Gyrator aus.
>Hier ein paar Sachen von meiner 3,5"-Hirn-Erweiterung: >http://www.edaboard.co.uk/low-noise-amplifier-for-... > >http://www.24. fi/kiviranta/bf862_no3.gif Das GIF-File wird im Web leider nicht gefunden. Hast du noch eine private Kopie? >Ich hab mal auf die Schnelle simuliert was ich oben sagte. Die PSRR >nimmt mit dem einfachen Stromspiegel um mehr als 45dB zu, somit kommt >man wohl ohne Gyrator aus. Ist denn die Schaltung dann noch ultra rauscharm, bis auf 0,1Hz herunter? >An der Schaltung von Wenzel ist mir aber noch ein ganz anderer >gravierender Nachteil aufgefallen: Der Klirr beträgt rund 10% bei >100kHz! Daran ist C3 und C2 Schuld. Hier muß ich wohl zurückrudern. Der hohe Klirrfaktor könnte ein Softwarefehler von TINA-TI sein, der den Einschwingvorgang der Schaltung aus der Klirrfaktorberechnung nicht ausblendet, obwohl man den Modus "Calculate operating point" angewählt hat. Wählt man nämlich in der "Sampling start time" nicht "0" sondern "100µs" wird der Klirrfaktor schlagartig erheblich kleiner. Jetzt erhält man nicht mehr knapp 10%, sondern nur noch 0,005%. Aufgefallen ist mir der Fehler, als ich bei den angezeigten "Fourier coefficients" eine viel zu kleine Amplitude der Grundschwingung festgestellt habe. Der Fehler entsteht immer dann, wenn die Schaltung Caps enthält, die relevante Zeitkonstanten nach sich ziehen, die beim Start der Schaltung das Einpendeln auf den Arbeitspunkt verzögern. Dann sollte man die "Sampling start time" solange vergrößern, bis der berechnete Klirrfaktor stabile Werte annimmt.
> Ist denn die Schaltung dann noch ultra rauscharm, bis auf 0,1Hz > herunter? Ja natürlich, denn der Stromspiegel wird ja erst nach der Verstärkung durch die Sfets (das verstärkte Eingangssignal ist nicht der Spannungsabfall über R1, sondern der Drainstrom!) mit seinem Eigenrauschen und seiner Drift wirksam. Eine andere Möglichkeit wäre, die Referenzspannung am +Eingang des OPV auf V1 zu beziehen und auf den Stromspiegel zu verzichten. Dann bekommt der OPV die Betriebsspannungsschwankungen als Gleichtakteingangsspannung.
>Ja natürlich, denn der Stromspiegel wird ja erst nach der Verstärkung >durch die Sfets (das verstärkte Eingangssignal ist nicht der >Spannungsabfall über R1, sondern der Drainstrom!) mit seinem >Eigenrauschen und seiner Drift wirksam. Stimmt, klingt einleuchtend. >Eine andere Möglichkeit wäre, die Referenzspannung am +Eingang des OPV >auf V1 zu beziehen und auf den Stromspiegel zu verzichten. Dann bekommt >der OPV die Betriebsspannungsschwankungen als >Gleichtakteingangsspannung. In gewisser Weise geschieht das für DC, wenn der Spannungsteiler R3/R5 (in meiner Schaltung) von V1 gespeist wird. Naja, es sind nur 5dB Gewinn...
> In gewisser Weise geschieht das für DC, wenn der Spannungsteiler R3/R5 > (in meiner Schaltung) von V1 gespeist wird. Naja, es sind nur 5dB > Gewinn... Ja genau, weil die "Referenzspannung" dann ja etwa in der Mitte zwischen V1 und Masse hängt. Wenn du V5 von V1 "herunterhängen" lässt, dann geht es.
Kai Klaas schrieb: >>Hier ein paar Sachen von meiner 3,5"-Hirn-Erweiterung: >>http://www.edaboard.co.uk/low-noise-amplifier-for-... >> >>http://www.24. fi/kiviranta/bf862_no3.gif > > Das GIF-File wird im Web leider nicht gefunden. Hast du noch eine > private Kopie? > Leider nein. Was willst du wissen? Eckfrequenz ist ca. bei 1,5KHz. Der 2N4401 ist auch interessant. Falls du mit CMOS mal spielen willst: Die Daten für CD4000er findet man im DB des CA3600.
Abdul K. schrieb: > Der 2N4401 ist auch interessant. Ja, aber der 2N4403 ist noch interessanter (rauschärmer), falls man mit der umgekehrten Polarität der Schaltung leben kann. Ich hab auch den 4401 genommen. Irgendwie hab ich den Eindruck, dass das nur anders gelabelte PN2222a bzw. PN2907a sind, jedenfalls hab ich in den DB keine Unterschiede gefunden.
Abdul K. schrieb: >> Das GIF-File wird im Web leider nicht gefunden. Hast du noch eine >> private Kopie? >> > > Leider nein. Was willst du wissen? Eckfrequenz ist ca. bei 1,5KHz. Zu "kiviranta" und "low noise" habe ich zwar kein bf862_no3.gif, aber dieses hier gefunden: https://docs.google.com/viewer?a=v&pid=sites&srcid=ZGVmYXVsdGRvbWFpbnxuaWtvbGFpYmVldnxneDo2NTNlNDM3YzliY2MwOGUx Der Link stammt vom 3. Eintrag in https://sites.google.com/site/nikolaibeev/misc Nikolai Beev and Mikko Kiviranta. Cryogenic low-noise dc-coupled wideband differential amplifier based on SiGe heterojunction bipolar transistors. Da ist eine Schaltung mit NESG3031 und OPA836 gezeigt, aber für T = 4,2 bis 77 K.
ArnoR schrieb: > Abdul K. schrieb: >> Der 2N4401 ist auch interessant. > > Ja, aber der 2N4403 ist noch interessanter (rauschärmer), falls man mit > der umgekehrten Polarität der Schaltung leben kann. Ich hab auch den > 4401 genommen. Irgendwie hab ich den Eindruck, dass das nur anders > gelabelte PN2222a bzw. PN2907a sind, jedenfalls hab ich in den DB keine > Unterschiede gefunden. Mag sein, hört man öfters das diverse Nummern nur noch dem Kunden gegenüber als separat verkauft werden. Wiederum andere Hersteller verkaufen andere Designs unter gleichem Standardnamen. Tja. Es gibt Designformeln, mit denen man die zu erwartenden Rauschwerte bestimmen kann ->Anhang.
>Leider nein. Was willst du wissen? Was er rauschmäßig zwischen 0,1Hz und 10Hz macht. Übrigens, falls jemand den Wenzel-Amp nachbauen will: Der 2N5639 scheint von einigen Herstellern abgekündigt worden zu sein, jedenfalls ist er kaum noch verfügbar. Als Alternative scheint der 2N4860A geeignet zu sein. Jedenfalls läßt sich der Arbeitspunkt praktisch genauso wie beim 2N5639 einstellen. Im Anhang ist die SIMU mit den von mir verwendeten Spice Parametern für die JFETs.
Angehängte Dateien:
-
bf862low.gif
36 KB
Kai Klaas schrieb: >>Leider nein. Was willst du wissen? > > Was er rauschmäßig zwischen 0,1Hz und 10Hz macht. In diesem Frequenzbereich ist eher BJT angesagt. Die Quellimpedanz dürfte riesig sein müssen, um hier mit einem JFET bessere Werte zu bekommen. Ich habe nur diese Messung obigen Autors noch gefunden. Laut seiner Beschreibung ist sie aber fehlerhaft unterhalb 1KHz, weil er einen Z5U-Kondi nahm und der zu spannungsabhängig reagierte. Für deinen Meßbereich von 0,1 bis 10Hz ist das nicht aussagefähig.
>In diesem Frequenzbereich ist eher BJT angesagt. Die Quellimpedanz >dürfte riesig sein müssen, um hier mit einem JFET bessere Werte zu >bekommen. Wenzel gibt das Rauschen seines Verstärkers mit den zwei parallelgeschalteten 2SK369 am Eingang mit 2,5nV/SQRT(Hz) bei 10Hz und 0,6nV/SQRT(Hz) bei Frequenzen darüber an. Der Rauschstrom ist dabei völlig vernachlässigbar bei nieder- bis mittelohmigen Quellimpedanzen. Der LT1028 bringt es auf 1nV/SQRT(Hz) bei 10Hz und 0,9nV/SQRT(Hz) bei Frequenzen darüber. Sein Rauschstrom ist bei niedrigen Frequenzen aber so gigantisch, daß nur sehr niederohmige Quellimpedanzen von dem niedrigen Spannungsrauschen des LT1028 davon profitieren. Also, so schlecht ist der 2SK369 nicht.
Der richtige Weg ist die Integration der Rauschwerte über den gewünschten Betrachtungsfrequenzbereich (noise bandwidth). Das setzt auch das Limit für die maximale Verstärkung, denn obendrüber wird zumindest die letzte Verstärkungsstufe in zumindest zeitweise Begrenzung gehen. Macht man eine FFT eines in die Begrenzung gehenden Verstärkers (aka nun Komparator) und schraubt langsam den Pegel höher, so ist das sehr ernüchternd. Da ist praktisch kein Spielraum selbst bei nur mäßiger Bandbreite des Eingangssignals. Begrenzung ist ein zeitlich lokaler Effekt. Dafür kann man die Spitzenwert zu RMS-Wert Regel benutzen mit 6,6:1 . Die entspricht soweit ich mich erinnere 6-sigma bzw. 99,5%. Auf einem Analogscope benutze man gerne den Faktor 6 zum Ablesen. Alles für quasi-Rauschsignale. Für andere Kurvenformen gelten andere Werte. Damit hätten wir den (Eingangs-)Dynamikbereich definiert. Dann braucht man noch die (komplexe möglicherweise frequenzabhängige -)Quellimpedanz. Der Rest ist schnödes Rechnen was man mit SPICE deutlich schneller kann. Am Ende hat man also einen idealen Kandidaten. Die Anzahl der Verstärkerstufen hängt von der Einzelverstärkung der aktiven Bauelemente ab. Für möglichst wenig Gesamtrauschen (=max. S/N am Ausgang) muß die erste Stufe die maximale Verstärkung haben. Ein Bauelement mit viel Verstärkung ist also genauso wichtig wie sein geringes Rauschen. Dummerweise beißt sich viel Verstärkung mit möglicher Bandbreite. Für Limiter wurde das theoretisch untersucht und es gibt eine optimale Lösung zur Verteilung der Einzelstufen. Hier aber nicht anwendbar, denn am Ausgang soll nicht ein digitales Signal mit exakt einer Frequenz rauskommen! Naja, das weißt du sicherlich alles. Kann aber nicht schaden es zu wiederholen und es lesen ja Anfänger mit. Vorausgesetzt die SPICE-Modelle stimmen, kann man die besten Kandidaten also rein durch Simulation finden. BTW: Eine andere interessante Sache ist der Ersatz der Widerstände (an OpAmps), die die Verstärkung definieren, durch Kondensatoren. Kondis rauschen nur mit ihrem ESR. Allerdings fand ich mal einen Hinweis, daß sobald die Ersatzschaltung durch Kondis einen Widerstand simuliert, diese Schaltung dann ebenso Rauschwerte bekommt. Hat das mal jemand genauer untersucht? Es würde sich anbieten, da quasi-Rauschen als Eingangssignal keinen DC-Wert hat und daher eine solche Ersatzschaltung funzt. hm. Ich habe sowas in einer Ultraschall-Verstärkerschaltung praktisch realisiert und es geht einwandfrei. Nur eben noch nicht den Gegentest mit konventionellen Widerständen gemacht.
branadic schrieb: >> Welchen? > > Low-frequency noise measurements: applications, methodologies and > instrumentation, Ciofi, Neri, 2003 http://ing.unime.it/ciofi/public_html/hidden/FaN_03.pdf
Arc Net schrieb: > branadic schrieb: >>> Welchen? >> >> Low-frequency noise measurements: applications, methodologies and >> instrumentation, Ciofi, Neri, 2003 > > http://ing.unime.it/ciofi/public_html/hidden/FaN_03.pdf Hm, vielleicht Zufall oder mit Absicht gepostet? Jedenfalls ab Seite 9 versuchen sie es dort auch mit kapazitiver Rückkopplung wie ich beschrieb. Danke, das bringt bestimmt noch Erkenntnisse!
>>> Welchen? > >> Low-frequency noise measurements: applications, methodologies and >> instrumentation, Ciofi, Neri, 2003 > >http://ing.unime.it/ciofi/public_html/hidden/FaN_03.pdf Diese Dokument sagt auf Seite 7 oben, daß bei einer Quellimpedanz über einigen 10R der JFET dem BJT bei niedrigen Frequenzen vorzuziehen ist, weil der Rauschstrom des BJT zu groß wird. Nun, ich werde bei meinen Messungen mit der Quellimpedanz immer über dieser magischen Grenze liegen. Also, ist der 2SK369 für mich wohl eine gute Wahl. Interessant: Die verwenden wie Arno einen Stromspiegel in der Eingangsschaltung.
Abdul K. schrieb: > Eine andere interessante Sache ist der Ersatz der Widerstände (an > OpAmps), die die Verstärkung definieren, durch Kondensatoren. > Jedenfalls ab Seite 9 > versuchen sie es dort auch mit kapazitiver Rückkopplung wie ich > beschrieb. Danke, das bringt bestimmt noch Erkenntnisse! Das geht aber nur bei den gezeigten Schaltungen (bei denen am ersten Verstärker die Verstärkung mit der Frequenz reduziert wird und zum Ausgleich dafür der Teilerfaktor zum zweiten Verstärker frequenzabhängig vermindert wird), nicht jedoch bei konventionellen nichtinvertierenden Spannungsverstärkern. Dort würde der kapazitive Rückkoppelteiler nämlich eine lästige kapazitive Last am Verstärkerausgang sein und Widerstände für den Bias braucht man trotzdem. > Der richtige Weg ist die Integration der Rauschwerte über den > gewünschten Betrachtungsfrequenzbereich (noise bandwidth). Das setzt > auch das Limit für die maximale Verstärkung, denn obendrüber wird > zumindest die letzte Verstärkungsstufe in zumindest zeitweise Begrenzung > gehen. Ja, nur von welchen Verstärkungen redest du hier? Mein VV hat 60dB und liefert <500µVeff bzw. 3,3mVss am Ausgang bei B=0,1Hz...1MHz, da wird noch lange nichts übersteuert. Mehr Verstärkung hat kaum Sinn, da das Ausgangsrauschen so gerade an der Auflösungsgrenze der Oszis liegt (1...2mV/dev). Bei geringeren Bandbreiten (z.B. 0,1Hz...10Hz) kann man entsprechend auch bis 80dB gehen und liegt am Ausgang dann im gleichen Bereich. > Dummerweise beißt sich viel Verstärkung mit möglicher > Bandbreite. Das stimmt zwar, nur spielt es hier keine Rolle. Man schafft mit solchen Vorstufen problemlos 1GHz GBP, also 1MHz bei V=60dB.
> Die verwenden wie Arno einen Stromspiegel in der Eingangsschaltung. Der Stromspiegel dort ist nichts weiter als die Stromquelle für den Diff (Q3/Q4) und hat nicht direkt mit der Signalverarbeitung zu tun. Außerdem kann der so wie gezeichnet nur mit gepaarten Dualtransistoren gebaut werden. Da finde ich die Lösung aus dem DB des SSM2220 besser.
>Der Stromspiegel dort ist nichts weiter als die Stromquelle für den Diff >(Q3/Q4) und hat nicht direkt mit der Signalverarbeitung zu tun. Außerdem >kann der so wie gezeichnet nur mit gepaarten Dualtransistoren gebaut >werden. Da finde ich die Lösung aus dem DB des SSM2220 besser. Sehe ich das richtig, daß im Datenblatt des SSM2220 das Stromrauschen mit keiner einzigen Silbe spezifiziert wird?? Das ist ja echt schwach. Was soll denn der Blödsinn??
Abdul K. schrieb: > Arc Net schrieb: >> branadic schrieb: >>>> Welchen? >>> >>> Low-frequency noise measurements: applications, methodologies and >>> instrumentation, Ciofi, Neri, 2003 >> >> http://ing.unime.it/ciofi/public_html/hidden/FaN_03.pdf > > Hm, vielleicht Zufall oder mit Absicht gepostet? Der Server war als ich die Sachen oben erwähnt hatte nicht erreichbar und was anderes als die Seite eines der Autoren wollte ich nicht posten.
>Der Server war als ich die Sachen oben erwähnt hatte nicht erreichbar >und was anderes als die Seite eines der Autoren wollte ich nicht posten. Ist auf jeden Fall ein prima Link. Danke!
> Sehe ich das richtig, daß im Datenblatt des SSM2220 das Stromrauschen > mit keiner einzigen Silbe spezifiziert wird? Das ist ja echt schwach. > Was soll denn der Blödsinn?? Naja, wie sollen die das auch machen? Das (Basis-) Stromrauschen (Ibr)^2=2qIb=2qIc/B hängt doch vom eingestellten Kollektorstrom ab und der ist ja (anders als bei OPVs) in weiten Grenzen frei wählbar.
alfredo schrieb: > Habe den Verdacht, dass der SSM2220 und der "alte" MAT03 dasselbe ist. Kai Klaas schrieb: > Sehe ich das richtig, daß im Datenblatt des SSM2220 das Stromrauschen > mit keiner einzigen Silbe spezifiziert wird?? Das ist ja echt schwach. Sollte es wirklich so sein, wie alfredo mutmaßt, könnte man unter http://arxiv.org/pdf/physics/0503012%29 die Messungen auf Seite 3 als Referenz für das Stromrauschen heranziehen. Zumindest zur groben Orientierung sollte es reichen. LG Christian
>Naja, wie sollen die das auch machen? Das (Basis-) Stromrauschen >(Ibr)^2=2qIb=2qIc/B hängt doch vom eingestellten Kollektorstrom ab und >der ist ja (anders als bei OPVs) in weiten Grenzen frei wählbar. So wie beim Spannungsrauschen machen, auf einen Wert von 1mA Kollektorstrom beziehen.
Kai Klaas schrieb: >>Der Server war als ich die Sachen oben erwähnt hatte nicht erreichbar >>und was anderes als die Seite eines der Autoren wollte ich nicht posten. > > Ist auf jeden Fall ein prima Link. Danke! Er hat da auch noch zwei Thesis drinnen, die ich aber nicht komplett öffnen kann. Vielleicht kann die einer mit LATEX mal in pdf konvertieren?
Kai Klaas schrieb: >>http://ing.unime.it/ciofi/public_html/hidden/FaN_03.pdf > > Diese Dokument sagt auf Seite 7 oben, daß bei einer Quellimpedanz über > einigen 10R der JFET dem BJT bei niedrigen Frequenzen vorzuziehen ist, > weil der Rauschstrom des BJT zu groß wird. Nun, ich werde bei meinen > Messungen mit der Quellimpedanz immer über dieser magischen Grenze > liegen. Also, ist der 2SK369 für mich wohl eine gute Wahl. > Du meinst Fig. 8, aber wo ist da der Quellwiderstand angegeben? Das sieht mir auch nicht nach einem typischen JFET aus. Finde die Eckfrequenz viel zu niedrig. Ist erklärungsbedürftig! Wo steht da 10 Ohm?
ArnoR schrieb: > Abdul K. schrieb: >> Eine andere interessante Sache ist der Ersatz der Widerstände (an >> OpAmps), die die Verstärkung definieren, durch Kondensatoren. > >> Jedenfalls ab Seite 9 >> versuchen sie es dort auch mit kapazitiver Rückkopplung wie ich >> beschrieb. Danke, das bringt bestimmt noch Erkenntnisse! > > Das geht aber nur bei den gezeigten Schaltungen (bei denen am ersten > Verstärker die Verstärkung mit der Frequenz reduziert wird und zum > Ausgleich dafür der Teilerfaktor zum zweiten Verstärker frequenzabhängig > vermindert wird), nicht jedoch bei konventionellen nichtinvertierenden > Spannungsverstärkern. Dort würde der kapazitive Rückkoppelteiler nämlich > eine lästige kapazitive Last am Verstärkerausgang sein und Widerstände > für den Bias braucht man trotzdem. Versteh ich nicht so ganz. Vermutlich bist du auch besser informiert was Verstärkerschaltungen angeht. Wo ist der Unterschied zwischen (2=Rückkopplungselement): v=R2/R1 und v=XC2/XC1=C1/C2 mit XC=1/(omega*C) ? Bei der Kondensatorvariante wird der Rückkopplungsteiler mit steigender Frequenz immer niederohmiger, was ja eigentlich prinzipiell für jeden Verstärker vorteilhaft wäre. Mit Induktivitäten scheint das so nicht zu gehen. Man könnte über einen Übertrager nachdenken, also beide Spulen koppeln. Ist das nicht der berühmte noise-less augmentation HF-Verstärker? Müßte ich mal nachsehen. > >> Der richtige Weg ist die Integration der Rauschwerte über den >> gewünschten Betrachtungsfrequenzbereich (noise bandwidth). Das setzt >> auch das Limit für die maximale Verstärkung, denn obendrüber wird >> zumindest die letzte Verstärkungsstufe in zumindest zeitweise Begrenzung >> gehen. > > Ja, nur von welchen Verstärkungen redest du hier? Mein VV hat 60dB und > liefert <500µVeff bzw. 3,3mVss am Ausgang bei B=0,1Hz...1MHz, da wird > noch lange nichts übersteuert. Mehr Verstärkung hat kaum Sinn, da das > Ausgangsrauschen so gerade an der Auflösungsgrenze der Oszis liegt > (1...2mV/dev). Bei geringeren Bandbreiten (z.B. 0,1Hz...10Hz) kann man > entsprechend auch bis 80dB gehen und liegt am Ausgang dann im gleichen > Bereich. Ich habe da keinen allgemeinen Ansatz zu bieten. Was ich realisiert habe, ist ein Verstärker mit 4 invertierenden Stufen halbwegs gleichverteilter Verstärkung mit insgesamt 120dB. Alle Stufen arbeiten mit kapazitiver Rückkopplung und dann noch der zusätzliche Widerstand zur Einstellung des Arbeitspunktes (der dann natürlich ziemlich große Werte hat). > >> Dummerweise beißt sich viel Verstärkung mit möglicher >> Bandbreite. > > Das stimmt zwar, nur spielt es hier keine Rolle. Man schafft mit solchen > Vorstufen problemlos 1GHz GBP, also 1MHz bei V=60dB. Insgesamt realisiert der Verstärker einen Bandpaß um 40KHz mit vielleicht 5KHz Bandbreite. Mit dem Ausgangswiderstand der vorherigen Stufe und dem Rückkopplungwiderstand (der für den Arbeitspunkt der invertierenden Stufe) niedriger als notwendig, sowie der dem GBP des eigentlichen Verstärkers bekommt man dann einen Bandpaß - den ich in der Anwendung wollte! Die Phasenreserve ist nahe Null, wenn ich das richtig sehe. Trotzdem schwingt das Teil nicht. Ich habe jetzt einfach mal 4 Stufen benutzt. Vermutlich würde mindestens eine weitere Stufe auch noch gehen. Habe ich nicht probiert, da Zeit knapp. Mit CMOS realisiert, hat so eine Struktur auch ein sehr vorteilhaftes Übersteuerungsverhalten. Das tut hier aber nicht zur Sache und ist eine weitere Baustelle. Mit den Koppelkondensatoren bekomme ich auch die Offsets weg, was mit Widerständen nicht ginge. Der Kondi kostet auch praktisch dasselbe wie ein Widerstand. Also es funzt bei 40KHz und einer Quellimpedanz von ca. 500 Ohm parallel 2nF. Mir fehlt momentan einfach noch die optimale theoretische Auslegung, daher poste ich das überhaupt. Vielleicht ergeben sich für mich Tipps.
Wenn jemand Zugriff auf IEEE hat, dann schaue man mal hier rein: http://ieeexplore.ieee.org/iel5/19/4303372/04303389.pdf "ciofi" a "new circuit topology for the realization of very low noise, wide bandwidth transimpedance" Das würde mich interessieren. Beschäftigt sich mit den Vorteilen von kapazitiven Teilern zur Rauschreduzierung.
Abdul, hast du diesen Link gespeichert: http://ing.unime.it/ciofi/public_html/hidden/FaN_03.pdf ? Im Internet ist er nicht mehr auffindbar. Häng ihn doch mal bitte als Anhang an, dann beantworte ich dir gerne deine Frage. Das mit den Caps zum Verstärkungseinstellen funktioniert für mich so: Der Cap "rauscht" mit seiner Wechselspannungsimpedanz bei der jeweiligen Frequenz, die mit den anderen Bauteilen in Serie oder parallel liegt, also nicht mit seinem ESR allein. So kann man sich jedenfalls den Effekt anschaulich versinnbildlichen. Du kannst das auch so betrachten, daß nur die ohmschen Widerstände zum Rauschen beitragen, dieses Rauschen aber dann von der Wirkung der Caps gefiltert wird. Kommt dann am Ende auf das Gleiche heraus.
> Bei der Kondensatorvariante wird der Rückkopplungsteiler mit steigender > Frequenz immer niederohmiger, was ja eigentlich prinzipiell für jeden > Verstärker vorteilhaft wäre. > Wo ist der Unterschied zwischen (2=Rückkopplungselement): > v=R2/R1 und v=XC2/XC1=C1/C2 mit XC=1/(omega*C) ? Kann man im Bild sehen. Man braucht recht große Kapazitäten damit der Frequenzgang einigermaßen breit wird. Darauf reagieren die meisten OPV ziemlich sauer. Und der Biaswiderstand (1M) muss auch ziemlich groß sein, was den Ausgangsoffset vergrößert. > Insgesamt realisiert der Verstärker einen Bandpaß um 40KHz mit > vielleicht 5KHz Bandbreite. > Mit CMOS realisiert... Ahh darum geht es, hatte ich nicht mitbekommen. > Was ich realisiert > habe, ist ein Verstärker mit 4 invertierenden Stufen halbwegs > gleichverteilter Verstärkung mit insgesamt 120dB. Alle Stufen arbeiten > mit kapazitiver Rückkopplung und dann noch der zusätzliche Widerstand > zur Einstellung des Arbeitspunktes (der dann natürlich ziemlich große > Werte hat). > Mit dem Ausgangswiderstand der vorherigen > Stufe und dem Rückkopplungwiderstand (der für den Arbeitspunkt der > invertierenden Stufe) niedriger als notwendig Hast du mal probiert oder überlegt die Rückkopplung über 3 Stufen zu machen und nicht über jede einzeln?
Abdul K. schrieb: > Er hat da auch noch zwei Thesis drinnen, die ich aber nicht komplett > öffnen kann. Vielleicht kann die einer mit LATEX mal in pdf > konvertieren? Wer ist "Er" und wo stehen die "zwei Thesis in LaTeX" drin? LaTeX habe ich auf dem Rechner, aber konvertieren geht nur wenn man alle benötigen Dateien zur Verfügung hat.
alesi schrieb: > Abdul K. schrieb: >> Er hat da auch noch zwei Thesis drinnen, die ich aber nicht komplett >> öffnen kann. Vielleicht kann die einer mit LATEX mal in pdf >> konvertieren? > > Wer ist "Er" und wo stehen die "zwei Thesis in LaTeX" drin? > LaTeX habe ich auf dem Rechner, aber konvertieren geht nur > wenn man alle benötigen Dateien zur Verfügung hat. Hier die Pfade: 1. http://ing.unime.it/ciofi/public_html/hidden/imtc2001.pdf kann ich in Sumatrapdf nicht öffnen. 2. http://ing.unime.it/ciofi/hidden/ beide Thesis
Kai Klaas schrieb: > Abdul, hast du diesen Link gespeichert: > > http://ing.unime.it/ciofi/public_html/hidden/FaN_03.pdf > > ? > > Im Internet ist er nicht mehr auffindbar. Häng ihn doch mal bitte als > Anhang an, dann beantworte ich dir gerne deine Frage. > Doch doch, die sind schon noch da. Es gibt auch noch die Version 04. Aber der Server ist abundzu weg. Gerade gehts. > Das mit den Caps zum Verstärkungseinstellen funktioniert für mich so: > Der Cap "rauscht" mit seiner Wechselspannungsimpedanz bei der jeweiligen > Frequenz, die mit den anderen Bauteilen in Serie oder parallel liegt, > also nicht mit seinem ESR allein. So kann man sich jedenfalls den Effekt > anschaulich versinnbildlichen. Du kannst das auch so betrachten, daß nur > die ohmschen Widerstände zum Rauschen beitragen, dieses Rauschen aber > dann von der Wirkung der Caps gefiltert wird. Kommt dann am Ende auf das > Gleiche heraus. Hm. Der Beweis wäre interessant. Vielleicht findet man im IEEE Paper mehr. Habe aber keinen Zugriff drauf.
ArnoR schrieb: >> Bei der Kondensatorvariante wird der Rückkopplungsteiler mit steigender >> Frequenz immer niederohmiger, was ja eigentlich prinzipiell für jeden >> Verstärker vorteilhaft wäre. > >> Wo ist der Unterschied zwischen (2=Rückkopplungselement): >> v=R2/R1 und v=XC2/XC1=C1/C2 mit XC=1/(omega*C) ? > > Kann man im Bild sehen. Man braucht recht große Kapazitäten damit der > Frequenzgang einigermaßen breit wird. Darauf reagieren die meisten OPV > ziemlich sauer. Und der Biaswiderstand (1M) muss auch ziemlich groß > sein, was den Ausgangsoffset vergrößert. Welches Bild? Was sieht die vorherige Verstärkerstufe denn? Gut, für 10Hz ist eine kapazitive Variante natürlich Käse. Sehe ich auch so. Wollte Kai nicht breitbandig bis 100KHz? Wir sind da vom Thema abgekommen. >> Was ich realisiert >> habe, ist ein Verstärker mit 4 invertierenden Stufen halbwegs >> gleichverteilter Verstärkung mit insgesamt 120dB. Alle Stufen arbeiten >> mit kapazitiver Rückkopplung und dann noch der zusätzliche Widerstand >> zur Einstellung des Arbeitspunktes (der dann natürlich ziemlich große >> Werte hat). > >> Mit dem Ausgangswiderstand der vorherigen >> Stufe und dem Rückkopplungwiderstand (der für den Arbeitspunkt der >> invertierenden Stufe) niedriger als notwendig > > Hast du mal probiert oder überlegt die Rückkopplung über 3 Stufen zu > machen und nicht über jede einzeln? Theoretisch sollte eine Rückkopplung über mehrere Stufen besser sein, aber auch instabiler. Daher habe ich das nicht probiert. Das Gerät soll laufen und keine Schwierigkeiten in Stückzahlen machen. So Sachen habe ich aber schon in Patenten usw. gelesen. Es ist halt ein CMOS-Design aus Invertern. Könnte man auch einzelne knallhart parallelschalten... (Verringerung der eh eher unschönen Vn auf Kosten von In (was meist eh kein Problem ist) und Erhöhung der Steilheit (Was wie beschrieben die Gesamtnoise drückt)) Alles in einem IC-Gehäuse. Da sind 120dB schon abenteuerlich genug. Nennen wir es mal eine sehr anwendungsnahe Studie :-))
Angehängte Dateien:
-
a_few_tens_of_ohms.PNG
140 KB
>Wollte Kai nicht breitbandig bis 100KHz? Wir sind da vom Thema >abgekommen. Eigentlich von 0,1Hz bis 100kHz (Schmunzel). >Du meinst Fig. 8, aber wo ist da der Quellwiderstand angegeben? Das >sieht mir auch nicht nach einem typischen JFET aus. Finde die >Eckfrequenz viel zu niedrig. Ist erklärungsbedürftig! Wo steht da 10 >Ohm? Siehe die Textstelle im Anhang. Hier sind Datenblätter für den 2SK369 (bzw. 2SK170): http://www.linearsystems.com/assets/media/file/datasheets/LSK170.pdf http://www.semicon.toshiba.co.jp/docs/datasheet/en/Transistor/2SK369_en_datasheet_030326.pdf
Abdul K. schrieb: > Hier die Pfade: > 1. http://ing.unime.it/ciofi/public_html/hidden/imtc2001.pdf kann ich in > Sumatrapdf nicht öffnen. > 2. http://ing.unime.it/ciofi/hidden/ beide Thesis Das 1. kann ich auch nicht öffnen: Error: PDF file is damaged - attempting to reconstruct xref table... Error: Top-level pages object is wrong type (null) Error: Couldn't read page catalog Die zip Dateien unter 2. enthalten die Quellen und diese Diss. als postscript (.ps) “High-Sensitivity Instrumentation for. Low Frequency Noise Measurements”. Doctoral Thesis by: Gino Giusi. Supervisor: Prof. C. Ciofi. Academic Year 2004-2005 http://www.ginogiusi.com/wp-content/uploads/2013/03/GGiusi_PhD-Thesis.pdf
Kai Klaas schrieb: >>Wollte Kai nicht breitbandig bis 100KHz? Wir sind da vom Thema >>abgekommen. > > Eigentlich von 0,1Hz bis 100kHz (Schmunzel). > Irgendwo wird es eine Grenze geben. Vielleicht kann Arno eine limitierende Formel angeben. Einfach mal so zwei extreme Grenzen annehmen, ist gemein. Wärest du nicht einschlägig bekannt, gäbe es jetzt Hiebe. Vermutlich darf ich nicht mal fragen, wozu dieser Riesenbereich? Wobei rauschmäßig die ersten 10Hz dominieren. Annähernd vielleicht logarithmisch. >>Du meinst Fig. 8, aber wo ist da der Quellwiderstand angegeben? Das >>sieht mir auch nicht nach einem typischen JFET aus. Finde die >>Eckfrequenz viel zu niedrig. Ist erklärungsbedürftig! Wo steht da 10 >>Ohm? > > Siehe die Textstelle im Anhang. > Ah. Kein Wunder wenn ich das nicht fand. Ich habe quergelesen mit dem Stichwort "10" da ich in einer wissenschaftlichen Abhandlung nicht von der Schreibweise "zehn" ausging. Tut mir leid, wenn ich die meisten Dinge nur überfliege. Die Zeit reicht einfach nicht aus für detaillierte Studien, außer ich finde irgendwo einen Aufhänger, der mich wirklich interessiert und tiefere Erkenntnisse andeutet.
ArnoR schrieb: > Bild vergessen. Aber jetzt. Ah das gemeinte Bild. Genau so ist es! Hatte ne längere Zeit mit SPICE rumgespielt. Jetzt die Schaltung scharf bandbegrenzt auf Rauschen analysieren. brick-wall begrenzt, damit bei beiden Varianten vergleichbare Noise-Werte rauskommen. Und, was stimmt? 1. Die Equivalenz durch effektive Filterung (Ich glaube Kai hatte das geschrieben) oder 2. die Reduktion im Verhältnis C2/C1 (Was in den Papers von Ciofi erwähnt wird)?
>Vermutlich darf ich nicht mal fragen, wozu dieser Riesenbereich? Habe ich hier schon mal erläutert: Beitrag "Re: Meßverstärker für 1/f-Rauschen 0.1 - 10 Hz" >Jetzt die Schaltung scharf bandbegrenzt auf Rauschen analysieren. >brick-wall begrenzt, damit bei beiden Varianten vergleichbare >Noise-Werte rauskommen. Und, was stimmt? 1. Die Equivalenz durch >effektive Filterung (Ich glaube Kai hatte das geschrieben) oder 2. die >Reduktion im Verhältnis C2/C1 (Was in den Papers von Ciofi erwähnt >wird)? Ich hatte das mit der Äquivalenz etwas anders gemeint. Also, da wird sich sicherlich ein rauschmäßiger Vorteil ergeben, wenn man das geschickt macht. Aber die Sache hat natürlich ein paar Haken: Da OPamps am Ausgang kapazitive Lasten nicht sonderlich gerne sehen, geht das in der Regel nur mit relativ kleinen Kapazitäten, die dann unangenehmerweise die Schaltung recht hochohmig machen. Die sehr großen ohmschen Widerstände, die man dann trotzdem noch für das DC-Biasing braucht, haben eventuell große Offsetfehler zur Folge. Auch das Stromrauschen des OPamp kann sich extrem nachteilig bemerkbar machen. Deswegen wird das sicherlich nur für CMOS- oder JFET-OPamps funktionieren. Mit denen ist das dann aber sicherlich machbar. Ob der Vorteil gravierend ist, dürfte von Fall zu Fall verschieden sein.
Angehängte Dateien:
ArnoR schrieb: > Bild vergessen. Aber jetzt. TINA kenne ich leider nicht so gut, daher hier LTspice: Ich habe das mit Noise nun durchgespielt, also die Schaltung für optimale Anpassung auslegen. Eingangsimpedanz 50 Ohm, Frequenzbereich 100Hz bis 10KHz. Verstärkung=40dB und dem universalopamp-Symbol von LTspice (was in etwa dem NE5532 entspricht). Der OpAmp ist als noise-less definiert. Das Ergebnis ist: (100Hz-10KHz Rin=50 Ohm v=100) R-Variante: 6,5uVrms C-Variante: 11uVrms Probleme: 1. Die R-Variante bringt natürlich nur 34dB Verstärkung wegen dem Eingangsteiler. Die C-Variante bringt 40dB. 2. Die Eingangsimpedanz ist bei der C-Variante nicht konstant. Die Noise ist sehr stark vom gewählten C1 und C2 abhängig. Keine Ahnung wie man die am besten auslegt. Ich habe es per Hand so getrimmt, daß sowohl bei 100Hz als auch 10KHz die Eckfrequenz liegt. Man kann mit anderen Cs auch z.B. 3,5uVrms rausbekommen. Im Gegensatz zur R-Variante rauscht es in Richtung niedriger Frequenz deutlich stärker. Dort ist aber typischerweise bei natürlichen Signalen eh Rauschen in den Quellen enthalten. Das könnte ein Vorteil sein, wenns bei höheren Frequenzen rauschärmer ist als bei der R-Variante. Denke da an eine FFT mit konstantem S/N pro Frequenzlinie. Da muß man wohl noch länger drüber nachdenken. Vielleicht will ja jemand damit spielen. Ist jetzt heute zu spät für mich. Nebenbei zu LTspice: Wie kann man eigentlich mehrere Noise-Analysen in einem Arbeitsgang machen und das Ergebnis dann in einem Plot darstellen? So wie in der AC-Analyse gehts jedenfalls nicht.
Kai Klaas schrieb: >>Vermutlich darf ich nicht mal fragen, wozu dieser Riesenbereich? > > Habe ich hier schon mal erläutert: > > Beitrag "Re: Meßverstärker für 1/f-Rauschen 0.1 - 10 Hz" Ah ja. FFT bevorzuge ich auch. > Ich hatte das mit der Äquivalenz etwas anders gemeint. > > Also, da wird sich sicherlich ein rauschmäßiger Vorteil ergeben, wenn > man das geschickt macht. Aber die Sache hat natürlich ein paar Haken: Da > > braucht, haben eventuell große Offsetfehler zur Folge. Auch das > Stromrauschen des OPamp kann sich extrem nachteilig bemerkbar machen. > Deswegen wird das sicherlich nur für CMOS- oder JFET-OPamps > funktionieren. Mit denen ist das dann aber sicherlich machbar. Ob der > Vorteil gravierend ist, dürfte von Fall zu Fall verschieden sein. Mir dünkt, daß diese Schaltung ihren Vorteil vor allem bei einer Signalquelle ausspielen kann, die stark kapazitiv ist. Also z.B. der schon erwähnte Ultraschallwandler. Schwingen tut da nix. Schwingprobleme hatte ich bei früheren Versionen, die mit Widerständen arbeiteten. Da mußte der berühmte 33pF Kondi über den CMOS-Inverter (Sind natürlich unbuffered). Wenn ich mich recht erinnere, war das auch der erste Schritt zur Entwicklung hin zu den reinen Kondensatorsteuerungen. Nachdem mir klar wurde, daß durch Umstieg auf CMOS die Rauschwerte nicht viel schlechter als bei JFET sein werden, ich aber alle Vorteile von CMOS genießen kann. Wie das so ist, bei vielen Ideen weiß man irgendwann nicht mehr warum überhaupt eine bestimmte Entwicklungslinie entstand ;-)
Thread beobachten
Seitenaufteilung abschalten
Bitte melde dich an um einen Beitrag zu schreiben. Anmeldung ist kostenlos und dauert nur eine Minute.
Bestehender Account
Schon ein Account bei Google/GoogleMail? Keine Anmeldung erforderlich!
Mit Google-Account einloggen
Mit Google-Account einloggen
Noch kein Account? Hier anmelden.