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Forum: Analoge Elektronik und Schaltungstechnik Meßverstärker für 1/f-Rauschen 0.1 - 10 Hz


Autor: Anja (Gast)
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Hallo zusammen,

ich suche eine Schaltung um das 0.1Hz - 10 Hz Rauschen von 
Referenzspannungsquellen am Oszi-Eingang (2-5mV/Div bei 1MegOhm) zu 
vergleichen. Ich erwarte etwa Pegel im Bereich 1 - 3 (-5) uV Peak-Peak 
an Rauschspannung bei einem DC-Offset von ca 5, 7 oder 10V.

Die Anforderungen an den Verstärker wären:
- Eigenrauschen < 0.3uVpp im Bereich 0.1 - 10 Hz
- Bandpaßfunktion 0.1 - 10 Hz
- Verstärkung ca. 10000
- Die maximale Stromspitze beim anschließen der Referenz 
(Eingangs-Kondensator) darf nicht über ca 3mA gehen da sonst die Gefahr 
besteht daß die Referenz altert. (also Eingangsimpedanz > 2500 Ohm).

Die angehängte Schaltung zeigt mal das Prinzip. Hat jedoch ein zu hohes 
Eigenrauschen von ca. 0.7uVpp. Außerdem scheint die Schaltung instabil 
zu werden sobald das Eingangsrauschen kleiner als 2 uVpp wird. Ich messe 
da Ausreißer > 6uVpp die nicht im Meßsignal sein können.

Probehalber habe ich den LT1013 durch 2 "rauschärmere" LT1037 ersetzt 
mußte aber feststellen daß wegen dem Stromrauschen das Eigenrauschen 
viel schlechter wurde.

Eventuell kennt ja jemand die Schaltung oder Bezeichnung von 
entsprechenden Oszi-Einschüben.
Oder irgendwelche Schaltungstricks wie man den Eingang gestalten muß.

Gruß Anja

Autor: Arno H. (arno_h)
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Hast du schon mal in Richtung Chopper/Autozero überlegt?
Die AN70 von LT kennst du?
http://cds.linear.com/docs/Application%20Note/an70.pdf
Anhang B ist hier interessant, lass dich nicht vom Titel täuschen.

Arno

Autor: Anja (Gast)
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Arno H. schrieb:
> Hast du schon mal in Richtung Chopper/Autozero überlegt?

Ja klar allerdings haben alle Chopper die ich kannte ein Rauschen von 
mindestens 1.5 uVpp (also Faktor 5 mehr als ich benötige). Der LMP 
scheint ein bischen besser zu sein ist aber immer noch Faktor 3 (bei 100 
Ohm Eingangsimpedanz) zu groß.

Die AN70 werde ich noch auswerten vielleicht findet sich ja von den 
älteren Verstärkern irgendwo eine Schaltung. Danke hierfür.

Gruß Anja

Autor: branadic (Gast)
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Wie wäre es mit rauschärmeren OPVs bspw. von Texas Instruments? Die 
haben vor nicht all zu langer Zeit die Werbetrommel für diese Bautseine 
hier gerührt:

- OPA211/2211
- OPA209/2209/4209
- OPA1611/1612

Mal ausprobieren?

branadic

Autor: branadic (Gast)
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Nebenbei bemerkt sei noch auf die bekannte AN124 von Linear (Jim 
Williams) hingewiesen.

branadic

Autor: Andrew Taylor (marsufant)
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branadic schrieb:
> Nebenbei bemerkt sei noch auf die bekannte AN124 von Linear (Jim
> Williams) hingewiesen.
>
> branadic

AN83 ist schon ausreichend, denn da ist der rauscharme Vorverstärker im 
Detail super beschrieben .-)

Aber klar, in der AN124 hat JW nochmal die Sache getoppt mit 750 nV.



Anja schrieb:

> Eventuell kennt ja jemand die Schaltung oder Bezeichnung von
> entsprechenden Oszi-Einschüben.
> Oder irgendwelche Schaltungstricks wie man den Eingang gestalten muß.


nein Anja, da gibt es leider keine Einschübe die die von Dir angepeilte 
Rauscharmut noch erreichen: Es gibt keine zu akzeptablen Preisen 
erwerbbare Einschübe/Vorsätze, die das erreichen.
Du kommst um den (Selbstbau) nicht drumrum. Es sit aber kein Hexenwerk.

Ich habe das in Leereinschübe für tek7xxx/5xxx System integriert, und 
bin damit recht zufrieden.
Da der relevante Bereich zw. 0.1Hz bis 100 kHz liegt (bei meinen 
Messanwwendungen), habe ich das dann letztlich auf die 5xxx Serie 
optimiert (denn die 5103 scopes sind so attraktiv billig, und vor allem 
stört da kein Lüftergeräusch bei stundenlangen Messungen .-)

Autor: Henrik V. (henrik_v)
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branadic schrieb:
> Nebenbei bemerkt sei noch auf die bekannte AN124 von Linear (Jim
> Williams) hingewiesen.
>
> branadic

Insbesondere die Eigenschaften von resp. Anforderungen an C1 sind dort 
schön beschrieben.

Und schon mal Gebäckdose beiseitelegen ;)

Gruß Henrik

Autor: Andrew Taylor (marsufant)
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AN83 ist schon fast ausreichend, denn da ist der sehr rauscharme 
Vorverstärker im Detail super beschrieben .-)

Aber klar, in der AN124 hat JW nochmal die Sache getoppt mit 160 nV 
Eigenrauchen.
Wenn anja also wirklich dieses Rauschverhalten benötigt, dann kommt sie 
darum kaum herum.

Autor: Olaf (Gast)
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> Und schon mal Gebäckdose beiseitelegen ;)

Ich nehme fuer solche Sachen Pullmolldosen. .-)

Olaf

Autor: Joachim K. (minifloat)
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Andrew Taylor schrieb:
> 160 nV
> Eigenrauchen

Seit wann kann man den Konsum von Tabakwaren als Spannung ausdrücken?
mfg mf

Autor: Anja (Gast)
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Hallo,

Henrik V. schrieb:
> Und schon mal Gebäckdose beiseitelegen ;)
Das ist meine geringste Sorge wenn ich an den Elko und die FETs denke.
Die Dose liegt schon bereit :-)

so was wie AN124 habe ich gesucht.
Die 0.16uVpp scheinen also das Ende der Fahnenstange zu sein.

Ich muß wohl mit meinem Design deutlich niederohmiger werden.
Die Einschaltströme muß ich dann durch Vorladen des Eingangskondensators 
in den Griff kriegen.

Und gute Elkos finden. Die OSCONs aus AN83 sind ja noch halbwegs 
bezahlbar.
Nasse Tantals mit 470uF sind bei RS nicht unter 100 Eur/Stück zu 
kriegen.
Die Eingangswiderstände werde ich wohl auch auf Draht oder Metallfolie 
(S102) anstelle Metallfilm umstellen müssen.

Mit einem guten OP (AD797 oder LT1028) müßte ich dann halbwegs 
hinkommen.

Gruß Anja

Autor: Abdul K. (ehydra) Benutzerseite
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Was soll denn der Quellenwiderstand sein? Du kannst das 
Spannungsrauschen beliebig drücken, erkaufst damit aber Stromrauschen 
mehr und mehr.

Was du wirklich brauchst, sind hochwertige Transistoren!
Das sind welche mit niedrigem 1/f-Rauschen und großer Verstärkung. Schau 
mal beim NIST vorbei. Die haben endlos AppNotes über solche 
Verstärkerschaltungen.

Für den Audio-Bereich empfehlen sich da JFET-Transistoren wie 2SK369. 
Bei sehr niedriger Quellenimpedanz kann ein bipolarer von Vorteil sein, 
z.B. 2N4401.

Autor: Christian (Gast)
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Auf Seite 23 des LTC6240 wird ein Rauschen von 40nVpp für den 
gewünschten Frequenzbereich angegeben. Auch im Datenblatt des LTC201 
wird auf Seite 9 ebenfalls ein Rauschen von 40 nVpp erreicht.
Warum man bei LT aber für die Spezifikation der LTC6655 eine neue 
Schaltung entwickelt hat und nicht auf die bereits in der Schublade 
liegende zurückgegriffen hat ist mir Schleierhaft.

Christian

Autor: Andrew Taylor (marsufant)
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Anja schrieb:
> Hallo,
>
> Henrik V. schrieb:
>> Und schon mal Gebäckdose beiseitelegen ;)
> Das ist meine geringste Sorge wenn ich an den Elko und die FETs denke.
> Die Dose liegt schon bereit :-)


Das ist halt designtypisch für JW. Eine persönliche Marotte von ihm, und 
wenn man JW ist, dann kann man sich sowas auch erlauben. Ich denke, ein 
etwas professioneller aussehendes Gehäuse ist sicher dem Kundenvertrauen 
nützlich ;-)

>
> so was wie AN124 habe ich gesucht.
> Die 0.16uVpp scheinen also das Ende der Fahnenstange zu sein.

Nein, definitv sind es die 0.16uVpp nicht. Das geht noch einiges besser 
.

>
> Ich muß wohl mit meinem Design deutlich niederohmiger werden.
> Die Einschaltströme muß ich dann durch Vorladen des Eingangskondensators
> in den Griff kriegen.
>
> Und gute Elkos finden. Die OSCONs aus AN83 sind ja noch halbwegs
> bezahlbar.
> Nasse Tantals mit 470uF sind bei RS nicht unter 100 Eur/Stück zu
> kriegen.

Darauf wies JW ja bereits hin in seiner AN124. Und auch diese mußte er 
selektieren, damit sein Design lief.

Wobei ich mir nicht wirklich vorstellen kann, das es bei Dir am Geld für 
die Elkos scheitert, denn es ist ein Firmenentwicklung.

Ich habe mir das privat gebaut, und selber bezahlt -- ging auch .-)

> Die Eingangswiderstände werde ich wohl auch auf Draht oder Metallfolie
> (S102) anstelle Metallfilm umstellen müssen.
>
> Mit einem guten OP (AD797 oder LT1028) müßte ich dann halbwegs
> hinkommen.

sollte eigentlich passen.


Christian (Gast) schrieb:


> Warum man bei LT aber für die Spezifikation der LTC6655 eine neue
> Schaltung entwickelt hat und nicht auf die bereits in der Schublade
> liegende zurückgegriffen hat ist mir Schleierhaft.

Naheliegend:
Weil der choppertakt in der Gebäckdose beim Messen des LTC6655 doch 
deutlich stört.

Autor: Berauschter (Gast)
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>Die angehängte Schaltung zeigt mal das Prinzip. Hat jedoch ein zu hohes
>Eigenrauschen von ca. 0.7uVpp. Außerdem scheint die Schaltung instabil
>zu werden sobald das Eingangsrauschen kleiner als 2 uVpp wird. Ich messe
>da Ausreißer > 6uVpp die nicht im Meßsignal sein können.

Hängt die linke Seite des Eingangscaps dann dabei in der Luft oder ist 
sie mit Masse verbunden?

Dieser Ausreißer kann tiefstfrequentes Popcornrauschen sein. Eine Unart, 
die oft dem Stromrauschen zugeordnet und nur selten spezifiziert wird. 
Man findet ja gewöhnlich Spezifikationen über das 0,1...10Hz 
Spannungsrauschen in den Datenblättern aber nur sehr spärliche Angaben 
über das Stromrauschen.

Der LT1028 wird dir nur befriedigende Resultate liefern, wenn du mit um 
die 100R äußerst niederohmig am Eingang arbeitest.

Such doch mal nach einem OPamp, der niedrigeres Stromrauschen hat und 
dort besser spezifiziert ist.

Autor: Christian (Gast)
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Andrew Taylor schrieb:
>Naheliegend:
>Weil der choppertakt in der Gebäckdose beim Messen des LTC6655 doch
>deutlich stört.

Hmm, hätte ich so nicht erwartet, denn die Störungen treten ja immer 
synchron zur Chopperfrequenz auf, weshalb sie sich doch eine wenig 
herausmitteln sollten. Außerdem liegt die Chopperfrequenz deutlich über 
der gewünschten Frequenz und damit auch die Störungen, weshalb sie sich 
relativ leicht herausfiltern lassen.
Wenn die Störungen in der Dose der Referenz Probleme machen, könnte man 
ja auch den Messverstärker und die Referenz in getrennten Dosen aufbauen 
und nur die Referenzspannung übertragen.


Christian

Autor: Berauschter (Gast)
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>Außerdem liegt die Chopperfrequenz deutlich über der gewünschten
>Frequenz und damit auch die Störungen, weshalb sie sich relativ leicht
>herausfiltern lassen.

Ja, in der Theorie. Aber in der Realität gibt es Demodulationseffekte an 
unlinearen Kennlinien und anderes Ungemach. Das Datenblatt verspricht 
dann gerne das Blaue vom Himmel, was der Chip letztlich aber nicht 
halten kann.

Bei den Rauschspezifikationen wird allzu häufig zu sehr Gewicht gelegt 
auf das Spannungsrauschen. Das Stromrauschen ist bei höherohmigen 
Schaltungen aber viel unangenehmer und in der Regel wesentlich 
schlechter dokumentiert.

Doch selbst, wenn das Datenblatt mit hervorragenden Rauschwerten glänzt, 
gilt es zu beachten, daß das immer nur statistische Mittelwerte sind und 
ein Einzelexemplar jederzeit ganz erheblich davon abweichen kann. Das 
Selektieren einer Handvoll Chips auf niedrigstes Rauschen ist in solchen 
Anwendungen fast immer unumgänglich.

Auch kann es sich durchaus lohnen, eine solche Meßschaltung diskret 
aufzubauen, zumindest den ersten Differenzverstärker am Eingang und hier 
ultra rauscharme Transistoren zu verwenden.

Autor: Anja (Gast)
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Abdul K. schrieb:
> Was soll denn der Quellenwiderstand sein?

Na in meiner Schaltung oben sind dies R1 bzw. R4 die das rauschen 
wesentlich bestimmen. Wenn am Eingang noch eine Referenz angeschlossen 
ist kommt noch die Impedanz von C1 parallel dazu.

Christian schrieb:
> ebenfalls ein Rauschen von 40 nVpp erreicht.
> Warum man bei LT aber für die Spezifikation der LTC6655 eine neue
> Schaltung entwickelt hat und nicht auf die bereits in der Schublade
> liegende zurückgegriffen hat ist mir Schleierhaft.

Interessanter Ansatz. Was mich aber stutzig macht ist der fehlende 
Hochpaß am Eingang bzw. der niederohmige Eingangswiderstand. Vermutlich 
wird die Schaltung in realer Umgebung (mit 1-2 kOhm am Eingang) nicht 
mehr so gut abschneiden. (sorry aber ich bin jetzt in der Richtung 
sensibilisiert).

Andrew Taylor schrieb:
> denn es ist ein Firmenentwicklung.
Wie kommst Du den auf so eine Idee. Bei mir ist das reines Hobby um mich 
weiterzubilden. Da überlegt man schon ob man mehrere hundert Euro in 
Tantal und vertrauensbildende Gehäuse oder in Meßgeräte anlegt.

Andrew Taylor schrieb:
> Darauf wies JW ja bereits hin in seiner AN124. Und auch diese mußte er
> selektieren, damit sein Design lief.
Wenn er nur auf Leckstrom und nicht auf Rauschen selektiert, hat er 
wahrscheinlich einen Designfehler gemacht: Die Verstärkung vor dem 
Hochpaß könnte man leicht um den Faktor 10 auf 1000 anstelle 10000 
reduzieren und hätte dann Faktor 10 mehr übrig für den Leckstrom. Oder 
sehe ich da was falsch?

Andrew Taylor schrieb:
> Weil der choppertakt in der Gebäckdose beim Messen des LTC6655 doch
> deutlich stört.
Oder weil der notwendige Hochpaß für eine zu hohe Eingangsimpedanz 
sorgt.

Berauschter schrieb:
> Hängt die linke Seite des Eingangscaps dann dabei in der Luft oder ist
> sie mit Masse verbunden?
Der Eingang ist dann kurzgeschlossen (was ja auch einer niederimpedanten 
Referenz mit max 1 Ohm dynamischer Widerstand entspricht). Aber rechne 
mal die Impedanz von 20uF bei 0.1Hz aus da bringt der Kurzschluß auch 
nicht mehr sooo viel.

Berauschter schrieb:
> Dieser Ausreißer kann tiefstfrequentes Popcornrauschen sein.
Vermute ich in der Zwischenzeit auch.

Berauschter schrieb:
> Such doch mal nach einem OPamp, der niedrigeres Stromrauschen hat und
> dort besser spezifiziert ist.
Ist leider gegenläufig. Die meisten OPs mit niedrigem Stromrauschen 
haben dann ein Spannungsrauschen über 0.55uVpp. Ein Kompromiß könnte der 
LT1001 mit 0.3uVpp sein. Ist aber wahrscheinlich auch noch zu hoch wenn 
das Stromrauschen hinzu kommt.

Gruß Anja

Autor: Abdul K. (ehydra) Benutzerseite
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Du interessierst dich also nur für AC? Da Rauschen.

Dann nimm doch einen einzelnen Transistor. Einen OpAmp nimmt man, wenn 
man bis DC lineare Zusammenhänge brauch. Umso mehr Transis in der 
Schaltung, umso mehr Rauschen. Was willste mit dem +Eingang des OpAmps? 
Unsinnig, denke ich.
LTspice kommt auch mit Einzeltransistor-Modellen wunderbar klar!

Das ist kein Popcorn-Rauschen. Diese Sprünge heißen anders. Leider fällt 
mir der Name gerade nicht ein. Rauschanalysen wird ja in mehrere 
Genauigkeitsklassen eingeteilt. Die einfachen Modelle bestehen nur aus 
1/f und 1-Komponente. Die mehr präzise Anschauung geht bis uf 1(f^4), 
durchläuft also Phasenrauschen usw.....
Bei NIST alle AppNotes lesen!


Keksdose: Naja, wenn der Kunde keine Ahnung hat, mag es unangebracht 
sein. Ein Profi würde erstmal das Maul halten und nachdenken und dann 
zustimmend nicken...


Was soll das mit dem Tantal? Habs jetzt nicht nachgelesen. Hm. Wie wäre 
es mit Polymer-Kondis wie OSCON usw.

Autor: Berauschter (Gast)
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Hier ist eine nette Bilderserie zum Popcornrauschen:

http://www.elektronikpraxis.vogel.de/index.cfm?pid...

Achtung: Anja würde mit ihrem knapperen Hochpaßfilter das Rauschen 
anders sehen als auf diesen Bildern, mit weniger Treppenstufencharakter, 
dafür aber mehr Spitzen.

Autor: Ulirch (Gast)
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Einzelne Transistoren sind oft auch nicht besser als gute OPs. Im 
Bereich unter 1nV/ Sqrt(Hz) wird es da auch relativ dünn.

Um einen Chopper Verstärker wird man kaum herum kommen - sonst wird es 
schwer das 1/f und Popkorn-rauchen los zu werden.

Ein guter fertiger Chopper OP sollte auch reichen: Typen  mmit etwa 0,5 
uVpp gibt es - und davon dann halt 2 oder 3 parallel.  Das ist vom 
Aufwand vermutlich immer noch besser als einen Chopper Verstärker aus 
Einzelteilen Aufzubauen. Beim Eigebau ist die Ladungsinjektion am 
Schalter wohl die größe Schwierigkeit.
Ein weiterer Plan für einen Eigenbau Chopper verstärker, ähnlich AN124:
www.techlib.com/files/lowamp.pdf

Autor: Zwölf Mal Acht (hacky)
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Die AN124 hat 1300uF am Eingang als Hochpass. Ich bin da nicht wirklich 
eiinverstanden. Zum Einen ist der Leckstom eines Elkos riesig, zum 
Anderen ist der Leckstrom nicht DC, sondern auch mit einem Rauschen 
behaftet. Das sag ich jetzt nicht, weil ich's gemessen habe, sondern 
weil es aufgrund des physikalischen Prozesses erwartbar waere. Da wuerd 
ich anstelle einen Stoss von den 10uF Folien empfehlen.

Ich bewundere Anja fuer ihre spannenden Projekte.

Autor: Anja (Gast)
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Abdul K. schrieb:
> Du interessierst dich also nur für AC? Da Rauschen.

Ja, Ich habe gelesen daß Zener-Referenzen mit geringer Alterung anhand 
vom Rauschen selektiert werden können. Ich weis natürlich nicht ob das 
1/f-Rauschen oder das Breitbandrauschen relevant ist. Ich dachte für den 
Anfang ist das 1/f-Rauschen für mich interessanter da beim Sigma-Delta 
Wandler das 1/f-Rauschen auch ins Meßergebnis mit eingeht.

Abdul K. schrieb:
> Umso mehr Transis in der
> Schaltung, umso mehr Rauschen. Was willste mit dem +Eingang des OpAmps?
> Unsinnig, denke ich.

Guter Denkanstoß. Im ersten Schuß habe ich mich wohl zu sehr an den 
Datenblättern orientiert die ich zum Thema gefunden habe.

> Bei NIST alle AppNotes lesen!
Da fehlt mir wohl das richtige Stichwort zur Suche. Ich finde nur 
Rauschen von Mikrowellenoszillatoren oder Nano-Transistoren.

> Keksdose: Naja, wenn der Kunde keine Ahnung hat, mag es unangebracht
> sein. Ein Profi würde erstmal das Maul halten und nachdenken und dann
> zustimmend nicken...
Mir gefällt eigentlich die Lackbüchse aus den TI-Applikationen besser.
Meine Keksdose ist leider lackiert eine blanke Weißblechbüchse wäre 
ideal.

> Was soll das mit dem Tantal? Habs jetzt nicht nachgelesen. Hm. Wie wäre
> es mit Polymer-Kondis wie OSCON usw.
Ist sogar ein "nasser" Tantal. Wohl wegen geringerem Rauschen als ein 
AL-Elko. Vom Preis her Tendiere ich auch eher zu den OSCONs. Aber ich 
denke der Leckstrom ist wahrscheinlich etwas höher. Allerdings will ich 
sowieso keine Stufe mit mehr als 100-Facher Verstärkung betreiben.

Ulirch schrieb:
> Einzelne Transistoren sind oft auch nicht besser als gute OPs. Im
> Bereich unter 1nV/ Sqrt(Hz) wird es da auch relativ dünn.
Wenn ich den Elektronik-Praxis-Artikel-Reihe lese ist das Problem bei 
OP´s der Serienwiderstand für den ESD-Schutz. Dieses Rauschen könnte man 
sich also bei diskretem Aufbau sparen.

Mini Nilp schrieb:
> Das sag ich jetzt nicht, weil ich's gemessen habe, sondern
> weil es aufgrund des physikalischen Prozesses erwartbar waere. Da wuerd
> ich anstelle einen Stoss von den 10uF Folien empfehlen.
Da handle ich mir dann Rauschen (EMV) aus der Umgebung ein. Zumal es die 
10uF-Teile nicht mehr bei Reichelt zu kaufen gibt. Das Maximum sind 
jetzt 6,8uF also etwa 200 Stück im 5mm Raster bei 8*9 mm Grundfläche ...
-> was ist denn die größte Keksdose die es zu kaufen gibt?

Gruß Anja

Autor: Berauschter (Gast)
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>Die AN124 hat 1300uF am Eingang als Hochpass. Ich bin da nicht wirklich
>eiinverstanden. Zum Einen ist der Leckstom eines Elkos riesig, zum
>Anderen ist der Leckstrom nicht DC, sondern auch mit einem Rauschen
>behaftet.

Völlig richtig! Deswegen lassen sie den Elko ja auch solange an der 
Gleichspannungsversorgung, bis sich der Leckstrom auf ausreichend 
niedrige Werte verringert hat (-> Abnahmereststrom!). Außerdem wird dort 
ein Elko verwendet, der von sich aus schon einen kleinen Leckstrom 
aufweist.

Der große Cap ist einfach erforderlich, weil niedriges Rauschen am 
Eingang des Verstärkers nur mit aureichend niedrigen Impedanzen 
erreichbar ist. Es geht hier nicht nur um das Stromrauschen, welches 
über nicht zu große Impedanzen fließen darf, sondern auch um das 
thermische Widerstandsrauschen selbst.

>Da wuerd ich anstelle einen Stoss von den 10uF Folien empfehlen.

Was die ganze Geschichte wieder sehr empfindlich gegen elektrische und 
magnetische Einstreuungen machen kann. Klar, ein Versuch wäre es wert...

Autor: Berauschter (Gast)
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>Ist sogar ein "nasser" Tantal. Wohl wegen geringerem Rauschen als ein
>AL-Elko. Vom Preis her Tendiere ich auch eher zu den OSCONs. Aber ich
>denke der Leckstrom ist wahrscheinlich etwas höher. Allerdings will ich
>sowieso keine Stufe mit mehr als 100-Facher Verstärkung betreiben.

Es geht um das Rauschen, daß mit diesem Leckstrom verbunden ist. Das 
Rauschen, das der Elko selbst erzeugt!!!

Autor: Berauschter (Gast)
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>Wenn ich den Elektronik-Praxis-Artikel-Reihe lese ist das Problem bei
>OP´s der Serienwiderstand für den ESD-Schutz. Dieses Rauschen könnte man
>sich also bei diskretem Aufbau sparen.

Häng doch den Verstärker erst an, wenn der Cap aufgeladen ist...

Autor: Ulirch (Gast)
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Der Kondensator muss nur wegen dem Stromrauschen so groß sein. Die 
Impedanz des Kondensators ist nicht verlustbehaftet. Es gibt daran also 
kein Widerstandsrauschen.  Der Widerstand hinter dem Verstärker gegen 
Masse dürfte ruhig auch etwas größer werden als in der AN124. Im 
interessanten Frequenzbereich soll des ja groß gegen die Impedanz des 
Kondensators sein. Solange das Rauschen bei noch viel niedrigeren 
Frequenzen hier nicht so groß wird das der Verstärker in die Sättigung 
geht ist ein größerer Widerstand (z.B. 1 M) auch kein Problem.  Solange 
der eigentliche Verstärker die höhere Spannung verträgt wäre damit auch 
das Problem des Eingangsstroms beim verbinden mit der Referenz gelöst. 
Dann sollte man auch mit einem kleineren Kondensator (z.B. 100 µF) 
auskommen. Die lange Zeitkonstante wäre wohl auch nicht so schlimm - die 
untere Grenzfrequenz muss man dann halt noch mal extra nach der ersten 
z.B. 100 fachen Verstärkung festlegen.

Man muss aber natürlich die Eingangsströme im Blick behalten. Der sollte 
sich schon im pA Bereich bewegen. Sonst reicht auch der 1300 µF Elko aus 
AN124 nicht.

Autor: Berauschter (Gast)
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>Solange das Rauschen bei noch viel niedrigeren Frequenzen hier nicht so
>groß wird das der Verstärker in die Sättigung geht ist ein größerer
>Widerstand (z.B. 1 M) auch kein Problem.

1M erzeugt über einer Bandbreite von 10Hz 400nVeff, also 2,7µVpp 
thermisches Widerstandsrauschen. Anja will aber <0,3µVpp. Dafür dürften 
es dann höchstens 12k sein, vorausgesetzt es kommt kein zusätzliches 
Rauschen dazu, was natürlich nicht zutrifft.

Vernachlässigbar wird das Widerstandsrauschen, wenn es weniger als 1/3 
des angepeilten Wertes ausmacht, also 0,1µVpp. Das wären dann rund 
1,4k...

Autor: Ulirch (Gast)
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Das Rauschen erzeugt der 1 M Widerstand nur, wenn er nicht belastet 
wird. Selbst bei 0,1 Hz hat ein 100 µF Kondensator aber eine Impedanz 
von rund 15 kOhm. Damit wird das Rauschen rund 60 mal kleiner als bei 
einem offenen Eingang. Für die Höherfrequenten Anteile wird es noch 
weniger. Man kann also mit weniger als 0,05 µVpp rechnen.  Da ist ein 
kleinerer Widerstand sogar noch schlimmer.

Autor: Anja (Gast)
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Berauschter schrieb:
> Vernachlässigbar wird das Widerstandsrauschen, wenn es weniger als 1/3
> des angepeilten Wertes ausmacht, also 0,1µVpp. Das wären dann rund
> 1,4k...

Das sind doch endlich mal klare ansagen. Ich werde also schauen daß ich 
für R1 irgendwo zwischen 1000 und 1500 Ohm rauskomme. (also ca 3300uF 
bis 2200uF). R2 und R4 werde ich auch Faktor 10 kleiner machen.

Das mit dem Leckstrom des Kondensators ist mir noch nicht ganz klar. Hat 
dieser nun einen Einfluß aufs Rauschen oder nur auf den Offset?
Ich habe da widersprüchliche Aussagen von: Rauschen ist konstant (nur 
von Kapazitätswert abhängig) bis Rauschen korreliert mit Leckstrom

http://downloads.hindawi.com/journals/apec/1987/010769.pdf

Ulirch schrieb:
> Da ist ein
> kleinerer Widerstand sogar noch schlimmer.
Ich glaube du vergißt das Stromrauschen des Op-Amps. (war bei mir der 
Denkfehler im 2. Versuch mit LT1037)

Gruß Anja

Autor: Ulrich (Gast)
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Das Stromrauschen des Verstärkers ist definitiv ein Problem, aber 
dagegen hilft der Widerstand gegen Massen (R1 im ersten Plan) nicht. Der 
Widerstand R1 ist wichtig dafür wie sehr die Spannung 
Gleichspannungsmäßig gegenüber der 0 verschoben ist, durch den den Bias 
strom den Verstärkers und den Leckstrom. Solange man dadurch nicht den 
optimalen Eingangsbereich verlässt ist das keine Problem.  Es ist sogar 
gut, wenn die untere Grenzfrequenz nicht duch R1 und den 
Eingangskondensator, sondern erst durch die 2. Stufe bestimmt wird.


Der Leckstrom des Elkos oder Kondensators kann (wird es sehr 
Wahrscheinlich auch) zum Rauschen beitragen.  Der Leckstrom wird 
vermutlich nicht gleichmäßig fließen wie in einem Metall Widerstand, 
sondern eher ungleichmäßig, mehr wie in einem Kohleschichtwiederstand 
oder gar noch schlimmer. Als erste Näherung würde ich wenigstens so viel 
rauschen wie für einen entsprechenden Biasstrom des Verstärkers 
erwarten.
Der Rauschanteil des Leckstroms muss ähnlich wie das Stromrauschen des 
Verstärkers gesehen werden. Je größer der Kondensator, desto mehr 
Rauschstrom wird man haben.

Das Stromrauschen wird vermutlich auch das Problem sein ! Der legt die 
Größe des nötigen Kondensators fest.

OPs mit BJT haben ein Problem mit dem Stromrauschen (großer Kondensator 
nötig)
OPs mit JETs haben ein Problem mit dem 1/f Rauschen
Ein Alternative wäre eventuell diskrete JFets wie 2sk369
Chopper OPs sind da ggf. keine so schlechte Wahl. Hier hat man aber wohl 
auch ein Problem mit "Rauschstrom".

Autor: Berauschter (Gast)
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>Das Rauschen erzeugt der 1 M Widerstand nur, wenn er nicht belastet
>wird. Selbst bei 0,1 Hz hat ein 100 µF Kondensator aber eine Impedanz
>von rund 15 kOhm. Damit wird das Rauschen rund 60 mal kleiner als bei
>einem offenen Eingang. Für die Höherfrequenten Anteile wird es noch
>weniger. Man kann also mit weniger als 0,05 µVpp rechnen.

Ach, so meinst du das, 1M plus 100µF? Ist mit 100 Sekunden aber eine 
ganze andere Zeitkonstante als die 3sec von Anja...

>Das mit dem Leckstrom des Kondensators ist mir noch nicht ganz klar. Hat
>dieser nun einen Einfluß aufs Rauschen oder nur auf den Offset?
>Ich habe da widersprüchliche Aussagen von: Rauschen ist konstant (nur
>von Kapazitätswert abhängig) bis Rauschen korreliert mit Leckstrom

Der Link sagt ja ganz am Ende, daß der Rauschstrom in der Regel vom 
Leckstrom abhängt, also "kleiner Leckstrom" = "kleiner Rauschstrom", 
eben bis auf gewisse Ausnahmen. Kommt wahrscheinlich drauf an, wo der 
Leckstrom denn fließt. Fließt er über irgendwelche vom Elektrolyt 
verunreinigten Oberflächen, also eher ohmsch zwischen den Kontakten, 
trägt das natürlich weniger zum Rauschen bei, als wenn er "echt", also 
durch Isolationsfehler in der Oxidschicht "durchtunnelt". Ein solcher 
"echter" Leckstrom dürfte in der Tat direkt mit dem Rauschstrom 
korrelieren, also "mehr echter Leckstrom" -> "mehr Rauschen".

Du mußt das einfach so sehen: Du hast Rauschstrom vom OPamp und 
Rauschstrom vom Elko. Um den Einfluß des Rauschstroms des OPamps klein 
zu halten, sollte der OPamp-Eingang möglichst kleine Eingangsimpedanzen 
sehen, also einen kleinen Widerstand und/oder eine große Kapazität (C1, 
R1 in deiner Schaltung). Doch je größer diese Kapazität, um so größer 
DESSEN Rauschstrom, weil ja eine größere Kapazität mit größerem 
Leckstrom verbunden ist.

Da beide Prozesse gegenläufig sind, wirst du vielleicht einen Kompromiß 
finden müssen, bei dem beide Rauschstromanteile ungefähr gleich groß 
sind und sich die Waage halten.

Autor: Ralph Berres (rberres)
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Anja schrieb:
> -> was ist denn die größte Keksdose die es zu kaufen gibt?

Es gibt Weisblechdosen von der Fa Schubert. Die findet man bei alle 
möglichen Händlern, die mit Amateurfunkartikeln handeln. Aber ich glaube 
Schubert verkauft die auch selbst.
UKW-Berichte, Amidon z.B. hat sie im Programm.


Aber was ganz anderes, ist eventuell off Topik

Ich suche genau das Gegenteil. Eine Schaltung die möglichst giftige 
niederfrequentes Popkornrauschen erzeugt. Als Demoobjekt.
Hat jemand eine Idee wie man das mit möglichst geringen Aufwand erzeugt?

Ralph Berres

Autor: Henrik V. (henrik_v)
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Ralph Berres schrieb:
> Aber was ganz anderes, ist eventuell off Topik
>
> Ich suche genau das Gegenteil. Eine Schaltung die möglichst giftige
> niederfrequentes Popkornrauschen erzeugt. Als Demoobjekt.
> Hat jemand eine Idee wie man das mit möglichst geringen Aufwand erzeugt?

Simulatorschaltung über Funkelrauschen einer Flackerkerzenglimmlampe?

Autor: Ulrich (Gast)
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Die Spannung die man nachher aus dem Stromrauschen bekommt, ist 
umgekehrt proportional zur Kapazität. Dabei ist es Egal ob es 
Stromrauschen vom Kondensator oder Verstärker (OP) ist. Im Nutzbereich 
ist der Widerstand gegen Masse gerade groß gegen die Impedanz des 
Kondensators, d.h. der Widerstand reduziert das Rauschen im Nutzbereich 
nicht. Der kann höchstens noch selber etwas zum Rauschen (als 
Rauschstrom) beitragen, wenn er zu klein ist.

Wenn der Rauschstrom in den Kondensator-teilen unkorreliert ist, sollte 
der Rauschstrom da etwa mit der Wurzel der Kapazität an steigen.  Die 
Reduktion der Spannung am Ausgang durch den Größeren Kondensator ist 
also Effektiver als Anstieg des Rauschens des Kondensators.

Wenn die Zeitkonstante etwas größer ist, sollte das kein Problemm sein. 
Damit man nicht noch zusätzliche Beiträge aus der dielektrischen 
Relaxation hat, wird man ohnehin erst nach längerer Zeit (z.B. 12 h) 
wirklich messen können.
Etwas Wartezeit wird auch schon zur thermischen Stabilisierung nötig 
sein.

Wenn man eine oder ein paar Leermessungen macht, und sich da mehr als 
die 10 s Zeit zur Datenaufnahme nimmt, sollte es auch nicht unbedingt 
nötig sein das der Verstärker selber so wenig rauscht. Weniger Rauschen 
des Verstärkers als der Ref. Spannungsquelle wäre aber sicher Sinnvoll.

Es gäbe auch noch eine Möglichkeit den großen Kondensator am Eingang 
einfach zu vermeiden, indem man die erste Stufe gleichspannungsmäßig 
koppelt. Das geht vor allem gut wenn die Ref. Spannung eher klein ist. 
Die Schwierigkeit verlagert sich dann ein wenig von einem Rauscharmen 
Kondensator zu einem wirklich rauscharmen (im Sinne von Zusatzrauschen 
bei Stromfluss) Widerstand.  Man hat dann aber das Problem mit dem 
Kondensator zu höheren Spannungen verschoben. Es könnte aber leichter 
einen (PP) Folien Kondensator mit 50 µF und 500 V zu bekommen als einen 
für 500 µF und 50 V.

Autor: Frank (Gast)
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Ralph Berres schrieb:
> Ich suche genau das Gegenteil. Eine Schaltung die möglichst giftige
> niederfrequentes Popkornrauschen erzeugt. Als Demoobjekt.
> Hat jemand eine Idee wie man das mit möglichst geringen Aufwand erzeugt?

CA3130 mit voller Verstärkung sein Eigenrauschen verstärken lassen. 
Gegenkopplung 10M und am -IN 100µF gegen +IN und +IN auf VCC/2. Oder so 
ähnlich.

Autor: Abdul K. (ehydra) Benutzerseite
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Ich möchte mal diese Schaltung zur Diskussion stellen:
http://web.mac.com/gwj/Site/Test_Equipment_files/L...
(Der Trafo am Eingang ist optional!)

Auf der hüllebildenden Webpage steht ziemlich unten dazu eine 
Beschreibung Ultra-Low Noise Preamplifier:
http://web.mac.com/gwj/Site/Test_Equipment.html

Autor: Anja (Gast)
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Abdul K. schrieb:
> Ich möchte mal diese Schaltung zur Diskussion stellen:

Ist sicher "lowest noise", allerdings um die Bandbreite auf 0.1 Hz zu 
erweitern müßte ich den Eingangselko auf 2,5 Farad erweitern. (müßte so 
ein ganzer 19Zoll Einschub an Kondensatoren sein).

Ich habe mich eigentlich schon festgelegt: 3200 uF am Eingang 
(1000+2200) an 1K + LT1037. Die Elkos will ich nach Leckstrom 
selektieren (sind grad am aufladen). Am Eingang kommt noch ein 3K6 
(Schutz-) Serienwiderstand der über einen Schalter überbrückt werden 
kann. Die Verstärkung der 1. Stufe wird dann über 100R + 10K 
eingestellt.
Für meinen Zweck (< 0.3Vpp) müßte es eigentlich reichen.

@Ralph:
im bereits weiter oben verlinkten Artikel findest Du auch was über das 
messen des Popcorn-Rauschens:
http://www.elektronikpraxis.vogel.de/index.cfm?pid...
Da steht aber auch:
"Das Popcorn-Rauschen ist somit fertigungsbedingt. Bei modernen 
Prozessen tritt es in relativ geringem Umfang auf. Im Allgemeinen 
besteht eine „Chargenabhängigkeit“, d.h., bei einigen Chargen tritt kein 
Popcorn-Rauschen auf, während bei anderen ein kleiner Prozentsatz (z.B. 
5%) festgestellt wird. "

Also viel Spaß beim selektieren der OP-Amps aus verschiedenen (alten) 
Chargen.

Gruß Anja

Autor: Berauschter (Gast)
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>Ich habe mich eigentlich schon festgelegt: 3200 uF am Eingang
>(1000+2200) an 1K + LT1037. Die Elkos will ich nach Leckstrom
>selektieren (sind grad am aufladen). Am Eingang kommt noch ein 3K6
>(Schutz-) Serienwiderstand der über einen Schalter überbrückt werden
>kann. Die Verstärkung der 1. Stufe wird dann über 100R + 10K
>eingestellt.
>Für meinen Zweck (< 0.3Vpp) müßte es eigentlich reichen.

Ja, klingt vernünftig. Vereinfacht gerechnet sollte es dann unter 
0,18µVpp sein, wobei das Stromrauschen bei dieser Rechnung ungefähr 
0,16µVpp ausmacht. Dazu kommt dann noch das Elkorauschen...

Wenn du rund 200 Euro übrig hast, könntest du auch eine 
Kondensatorbatterie mit diesen Caps hier aufbauen:

http://de.rs-online.com/web/search/searchBrowseAct...

Immer zwei in Serie macht 20V Spannungsfestigkeit. Um auf 3200µF zu 
kommen, solltest du dann rein rechnerisch rund 270 Caps verbauen. Du 
hast zwar dabei wegen des X5R Materials etwas Kapazitätstschwund, aber 
dafür entfällt das Elkorauschen. Das Kapazitätstrauschen einer solchen 
Anordnung sollte dann eigentlich kein Thema mehr sein...

>Also viel Spaß beim selektieren der OP-Amps aus verschiedenen (alten)
>Chargen.

Ich habe in der Tat mal vor langer Zeit für eine Audioanwendung etliche 
NE5532A auf niedriges Rauschen selektiert. Selbst geringstes 
Popcornrauschen macht sich dabei als deutlich wahrnembares "Prasseln" 
bemerkbar, das sehr störend in Erscheinung tritt.

Autor: Anja (Gast)
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Berauschter schrieb:
> Das Kapazitätstrauschen einer solchen
> Anordnung sollte dann eigentlich kein Thema mehr sein...
Bei Keramik (X5R) habe ich die Angst daß Mikrophonie auftritt. Die 
Standard-Elkos habe ich mir mal schon auf Vorrat angelegt. -> Vom Preis 
her fällt mir die Entscheidung leicht. Ich denke am Wochenende werde ich 
sehen wo ich rauskomme.

Berauschter schrieb:
> Ich habe in der Tat mal vor langer Zeit für eine Audioanwendung etliche
> NE5532A auf niedriges Rauschen selektiert.
Die schlechten hast Du hoffentlich nicht weggeworfen, die könntest Du 
jetzt an Ralph weitergeben.

Gruß Anja

Autor: Abdul K. (ehydra) Benutzerseite
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Es gibt keine schlechten NE5532/4, höchstens schlechte 4558 ;-)

Als Spannungsquelle eignen sich übrigens Batterien/Akkus. Da gibts ein 
Paper, wo aufs korrelative Eigenrauschen eingegangen wird.

Autor: Ralph Berres (rberres)
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Hat einer denn Erfahrung, welche die schlechtesten aktiven Elemente 
bezüglich Popcornrauschen sind? dann könnte ich gezielt danach suchen.

Ich weis es klingt verrückt. Aber ich habe auch irgendwie nicht so 
richtig Lust mir jetzt ein Händlersortiment an Museumsbauteilen zu 
bestellen, um das richtige Bauteil daraus zu selektieren.

Ralph Berres

Autor: Frank (Gast)
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>Hat einer denn Erfahrung, welche die schlechtesten aktiven Elemente
>bezüglich Popcornrauschen sind?

Die genannten CA3130 sind Originale von RCA aus den 70ern ;-) Da mußte 
man nicht selektieren, die waren alle popkörnig.

Autor: Arno H. (Gast)
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Ralph, guck mal ob du trotz des Clippings was damit anfangen kannst:
http://www.ti.com/litv/zip/sloc054a

Arno

Autor: Anja (Gast)
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Abdul K. schrieb:
> Als Spannungsquelle eignen sich übrigens Batterien/Akkus. Da gibts ein
> Paper, wo aufs korrelative Eigenrauschen eingegangen wird.

Gibts da auch einen Link dazu?

ich glaube mal gelesen zu haben daß Quecksilberzellen besonders 
Rauscharm sind. (Sind jetzt wohl nicht mehr erhältlich).

Was sind denn die nächstbesten leicht erhältlichen Zellen? Ich sollte 
meine Schaltung mit einer rauscharmen Bias-Spannung (<30nVpp) am Eingang 
beaufschlagen um den Einfluß des Leckstroms des Eingangselkos aufs 
Eigenrauschen zu bestimmen.

Beim Folienkondensator war dies ja nicht notwendig.

Gruß Anja

Autor: Abdul K. (ehydra) Benutzerseite
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Link müßte ich suchen. Ich weiß meistens nicht, wie ich die Unterlagen 
einsortieren soll.

Aber eine NiCd-Zelle sollte bestens sein.

Autor: Alexander Schmidt (esko) Benutzerseite
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Zum 1/f-Rauschen:
http://www.amplifier.cd/Technische_Berichte/Netzte... 
(ganz unten auf der Seite)

Autor: Berauschter (Gast)
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>ich glaube mal gelesen zu haben daß Quecksilberzellen besonders
>Rauscharm sind. (Sind jetzt wohl nicht mehr erhältlich).

Bastel dir doch welche aus alten Energiesparlampen...

>Was sind denn die nächstbesten leicht erhältlichen Zellen? Ich sollte
>meine Schaltung mit einer rauscharmen Bias-Spannung (<30nVpp) am Eingang
>beaufschlagen um den Einfluß des Leckstroms des Eingangselkos aufs
>Eigenrauschen zu bestimmen.

Ersetze den 3200µF Elko durch einen 500R Widerstand, also die 
Wechselstromimpedanz des Elkos bei 0,1Hz, und verbinde seine linke Seite 
mit Masse. Das liefert dir den Worst Case. Je nach Stromrauschen des 
OPamp sollte das Gesamtrauschen im Band zwischen 0,1Hz und 10Hz nun 
typisch zwischen rund 90nVpp und 180nVpp liegen (Vpp = 6,6 x Veff), und 
zwar deutlich näher bei 90nVpp als bei 180nVpp.

Mit idealem Kondensator statt des 500R Widerstands liegen die 
Rauschwerte natürlich sogar noch darunter, jedoch keineswegs unter den 
60nVpp Eingangsspannungsrauschen des OPamp.

Da du eine Grenze von 300nVpp anstrebst, kannst du dem Elkorauschen also 
fast die völligen 300nVpp zubilligen.

Autor: Ulrich (Gast)
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Um zu sehen wie sehr die Akkus / Batterie rauschen kann man 2 gegen 
einander Schalten. Dann hat man DC mäßig die Differenz aber das Rauschen 
der beiden Zellen.  Ein Test des Elkos ist sicher angebracht.  Für wenig 
Rauschen sollten auch größere Batterien / Akkus besser sein, oder ggf. 
eine Parallelschaltung mit einem kleinen Widerstand als Ausgleich.

Autor: Ulla (Gast)
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>Um zu sehen wie sehr die Akkus / Batterie rauschen kann man 2 gegen
>einander Schalten. Dann hat man DC mäßig die Differenz aber das Rauschen
>der beiden Zellen.

Das Problem dabei dürfte sein, daß sie schon exakt die gleiche Spannung 
haben müssen, wenn Rauschen im 100nVpp Bereich gemessen werden soll. 
Behelfsmäßig könnte man den beiden Batterien hochohmige Potis über die 
Anschlüsse schalten und diejenige Batterie mit der geringfügig höheren 
Spannung geringfügig stärker belasten. Aber dann fließen wieder Ströme 
durch die Batterien, was das Rauschen theoretisch verändern kann. 
Außerdem sinken die Spannungen um so schneller ab, je stärker die 
Batterien belastet werden.

Am Ausgang des hoch verstärkenden LT1037 wartet man dann mit dem Oszi, 
bis das Meßsignal von oben oder unten aus der Sättigung kommt. Da 
allerdings bis herab zu 0,1Hz gemessen werden soll, muß das Oszibild 
schon 10sec beobachtbar sein. Das dürfte eine echte Geduldsprobe 
werden...

Eine andere Variante verwendet zwei LT1037 in der klassischen 
Instrumentationsverstärkerschaltung und tastet beide Batterien über 
individuelle und abstimmbare Spannungsteiler ab. Beide OPamp-Eingänge 
müssen dabei allerdings ausreichend niedrige Impedanzen zur Masse sehen, 
sonst dominiert wieder das Eigenrauschen der OPamps. Der Vorteil dieser 
Schaltung wäre, daß man die ohmsche Belastung beider Batterien gleich 
halten könnte und die Spanungen deshalb vielleicht weniger schnell von 
einander abhauen.

Wieder eine andere Variante tastet beide Baterien mit je einem eigenen 
LT1037 Spannungsfolger ab, um die Belastung der Batterien und damit 
Abnahme der Spannungen mit der Zeit auf ein Minimum zu reduzieren. Die 
Spannungsteiler zur Abstimmung können dann bequem hinter diesen 
Spannungsfolgern angeordnet und ausreichend niederohmig ausgelegt 
werden.

Autor: Ulrich (Gast)
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So ein Problem ist die geringfügig verschiedene Spannung nicht. Wenn man 
10 mV an Differenz hat, kann man bei 10 V Spannungsbereich am Ausgang 
schon 1000 fach DC gekoppelt verstärken. Nach der ersten Verstärkung 
kann man dann ohne größere Probleme den DC Teil per RC Glied abtrennen.

Autor: Jutta (Gast)
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>So ein Problem ist die geringfügig verschiedene Spannung nicht. Wenn man
>10 mV an Differenz hat, kann man bei 10 V Spannungsbereich am Ausgang
>schon 1000 fach DC gekoppelt verstärken. Nach der ersten Verstärkung
>kann man dann ohne größere Probleme den DC Teil per RC Glied abtrennen.

Aha, du hängst beide Batterien, deren Spannungen um nicht mehr als 10mV 
differieren, umgekehrt in Serie und daran direkt den LT1037? Also ohne 
die Batterien durch einen Laststrom zu belasten? Dann könnte es gehen, 
wie du sagtest, da dann die Batteriespannungen ausreichend stabil sein 
sollten.

Sobald die Batterien durch Ströme belastet würden, würden die Spannungen 
beginnen abzufallen und das wohl unangenehmerweise bei beiden Batterien 
unterschiedlich stark und schnell.

Autor: Abdul K. (ehydra) Benutzerseite
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Die Idee ist gut. 'schnell' ist doch kein Problem. Überlegt mal wie 
langsam das vor sich geht. Es ging ja nicht um eine dauerhafte 
Anwendung.

Die Batterien dürfen allerdings keine Flüssigkeiten enthalten, in denen 
sich Gasblasen aufbauen können. Das gibt dann jedesmal einen Sprung!


Hab mal ein Dokument rausgesucht. Ich habe aber noch mehr ;-)

Autor: Anja (Gast)
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Ulrich schrieb:
> Dann hat man DC mäßig die Differenz aber das Rauschen
> der beiden Zellen.

Wobei die Zellen sich dann geometrisch addieren. Werde ich aber 
hoffentlich nicht brauchen s.u.

Ulla schrieb:
> muß das Oszibild
> schon 10sec beobachtbar sein. Das dürfte eine echte Geduldsprobe
> werden...

Ich habe zu meinem Oszi einen "Speicherzusatz" = Digitalkamera mit 
Langzeitbelichtung von 10 sec. Da geht das schon (offline).

Abdul K. schrieb:
> Hab mal ein Dokument rausgesucht. Ich habe aber noch mehr

Klasse: wenn ich das also richtig verstanden habe ist das Rauschen bei 
NiCD (und hoffentlich auch NiMH) in erster Näherung abhängig vom 
Innenwiderstand. Daher brauche ich mir um rauscharme Spannungsquellen im 
Verhältnis zum 1kOhm Widerstand vom Hochpaß keine Gedanken zu machen. 
Das Rauschen ist mindestens Faktor 10 kleiner und daher als max 1% 
Änderung mit meinen Mitteln nicht meßbar.

Tja ansonsten: Die Elkos sind selektiert <10 nA zusammen bei 10V vor dem 
Einlöten. Nach dem Einlöten leider einiges mehr. Ich hoffe die beruhigen 
sich bis morgen noch, damit ich mit den Rauschmessungen beginnen kann.

Gruß Anja

Autor: Abdul K. (ehydra) Benutzerseite
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Die niederohmigsten Zellen sind NiCd Hochstrom für Modellbau. Ich 
erwarte mit denen nach dieser Theorie daher auch das niedrigste 
Rauschen.

Außerdem kann man NiCd liegenlassen, ohne das sie aufgrund finaler 
Entladung sterben. Das geht mit NiMH nicht!

Autor: Abdul K. (ehydra) Benutzerseite
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Mal ne Seitenfrage:
Was haltet ihr von einem invertierenden MOSFET-Verstärker mit kräftigen 
MOSFETs eigentlich für Power gedacht? Also CMOS-Anordnung.

Autor: Ulrich (Gast)
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Das "Widerstandsrauschen" der Akkus / Batterien wird das kleinste 
Problem sein. Das wird auch bei einfachen Zink kohle Zellen noch klein 
genug sein.  Möglich ist ein Problem mit 1/f Rauschen der Akkus. 
Vermutlich wird das aber auch einiges kleiner sein als bei der Ref. 
Quelle.  Die Batterien wird man ja nur für einen Test der Elkos 
brauchen.  Wenn da raus kommt, dass daher keine wesentlicher Beitrag 
kommt, muss man die Akkus auch nicht mehr extra nachmessen.  Wenn man 
mit den Akkus und Elkos relativ viel rauschen hat, könnte es sich lohnen 
die Akkus einzeln auch noch mal zu messen, um zu kontrollieren das die 
nicht die Rauschquelle sind. Damit könnte man dann ggf. das Rauschen der 
Elkos  "abziehen", wenn es vergleichbar mit dem Rauschen der Ref. 
Spannungsquelle wird.

Autor: Martina (Gast)
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Bin sehr gespannt, was Anja da so herausbekommt. Solche Messungen macht 
man ja nicht alle Tage...

Autor: Ralph Berres (rberres)
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schrieb im Beitrag #2053190:
> Die genannten CA3130 sind Originale von RCA aus den 70ern ;-) Da mußte
>
> man nicht selektieren, die waren alle popkörnig.

Wow geballte Frauenpower hier :-)

Frank ich habe das mit dem CA3140 ausprobiert. Das Mist Ding produziert 
bei mir einfach kein Popkornrauschen, dafür normales Rauschen jede 
Menge.
Auch 1/F Rauschen, dies aber ganz gleichmäßig.

Hat hier sonst noch eine Idee wie man giftiges Popkornrauschen auf 
elektronischen Wege  produziert?
( Ich meine nicht als Wavefile ).

Ist zwar nicht das eigentliche Thema, ich hoffe Anja verzeiht mir :-).

Ralph Berres

Autor: Abdul K. (ehydra) Benutzerseite
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Ganz gleichmäßig?? In welchem Bereich meinst du? siehe Fig. 35 
Datenblatt input referenced voltage noise.
Wo da wohl das Knie ist?

Autor: Ralph Berres (rberres)
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Eigentlich nahm das Rauschen mit der Frequenz kontinuierlich ab.
Unterhalb 10 Hz war das Rauschen schon ziemlich kräftig, aber eben kein
Popkornrauschen. Man könnte fast schreiben. Das Teil hat nur 1/F 
Rauschen.

Ralph Berres

Autor: Anja (Gast)
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Hallo Ralph,

das ganze wird hier erklärt:
http://www.elektronikpraxis.vogel.de/index.cfm?pid...

Zitat: "CMOS-Verstärker neigen im Allgemeinen weniger zu 
Popcorn-Rauschen."

Die CA3130/40 haben CMOS-Eingangsstufen.
-> probiers mal mit einem Bipolar-OP der nicht auf rauschen spezifiziert 
ist und hochohmiger Beschaltung.

Gruß Anja

Autor: Ralph Berres (rberres)
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Anja

Kennst du einen ( richtig !! ) schlechten Bipolar OP. Der uA741, der 
MC1455
und der LM324 sind diesbezüglich offenbar auch schon viel zu gut.
schon kurios. Jetzt sucht man mal einen grottentief schlechten OP, und 
man findet keinen.

Ich habe es auch schon mal mit Zenerdioden, oder in Sperrichtung 
betriebenen Collektorbasis Srecken mit 30V UB versucht. Aber die 
rauschen alle nur gleichmäßig.

Ralph Berres

Autor: Abdul K. (ehydra) Benutzerseite
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Woran bist du nochmal interessiert? Hier ankreuzen:
[] white PM f^0
[] flicker PM f^-1
[] white FM f^-2
[] flicker FM f^-3
[] random walk FM f^-4

In 'Frequency Synthesizer Design Handbook' by Crawford steht dazu ein 
interessanter Satz:
"Flicker noise is a particulary interesting phenomena within nature. It 
can be found almost everywhere, from the daily height of the Nile river 
to the music of Bach and the Beatles. In fact, 1/f noise process 
provides a remarkably good starting point for stochastic music 
composition."
(mit Referenzen)

Autor: Ralph Berres (rberres)
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Abdul

Ich weis nicht wie man es noch nennen sollte. Ein Rauschen mit 
sporatischen kräftigen Ausreißer nach oben, so alle paar Sekunden.

Nennt man sowas eventuell auch Flickerrauschen? Ich kenne wie schon 
geschrieben nur Popkornrauschen.

Ralph Berres

Autor: Martina (Gast)
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>Kennst du einen ( richtig !! ) schlechten Bipolar OP. Der uA741, der
>MC1455 und der LM324 sind diesbezüglich offenbar auch schon viel zu gut.

Ralph, das "schlecht" bezieht sich nicht auf die Innenschaltung, sondern 
auf den Herstellungsprozess. Früher hatte man die einzelnen 
Prozessierungsschritte nicht so gut im Griff. Da hat es bei der 
Reinkristallzüchtung, der Dotierung, dem Ätzen und vielem anderen 
gehapert. Die ganz billigen OPamps ließ man in den älten 
Fertigungsstraßen fabrizieren, während man mit den moderneren 
Fertigfungsstraßen die lukrativeren OPamps herstellte.

In den Datenbüchern aus den 80igern findet man eine Menge Hinweise, was 
dann alles verbessert wurde: Passivierungsschichten aus Siliziumnitirid 
und was sonst noch alles...

Du wirst heute schlicht kaum noch einen OPamp finden, der auf einer 
solchen alten Fertigungstraße hergestellt wurde! Es sei denn, du 
besorgst dir so ein Teil aus einen Schwellenland, in dem noch auf 
"althergebrachte" Weise Chips produziert werden. Vielleicht findet man 
auch noch das eine oder andere "nützliche" Teil in historischen Geräten 
oder Elektronischrott...

Autor: Ralph Berres (rberres)
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Martina

Danke erst mal für die Antwort.

Das habe ich auch schon befürchtet. Es gibt defakto diesbezüglich also 
keine wirklich schlechten Bauteile mehr.

Leider bin ich auch nicht mehr im Besitz von irgendwelchen Konsumschrott 
aus den 60ger Jahren. Das habe ich alles längst der ordnungsgemäßen 
Entsorgung ( Flohmarkt etc ) zugeführt.

Es sollte eventuell einen Vesuch werden , wo Studenten Rauschen von 
Baugruppen vermessen sollen, und da wäre so ein Objekt mit kräftigen 
Popkornrauschen ein prima AHA Erlebnis , sowas gabs auch , gewesen.

Jetzt könnten die Einwände kommen, warum man nicht sowas schnell mal auf 
einen Mikroprozessor programmiert. Naja ein Mikroprozessor ist nun mal 
kein OPamp.

Vielleicht fällt dem einen oder anderen ja noch was ein, oder mir kommt
( meistens Nachts gegen 2:30 ) doch noch eine geistige Erleuchtung.

Ralph Berres

Autor: jens (Gast)
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Hi Ralph,

betreib mal diese Diode mit einem 1MOhm Vorwiderstand in Sperrrichtung 
und miss die Spannung über der Diode mit einem 10MOhm Tastkopf.

http://de.farnell.com/nxp/bzx585-b15-115/diode-zen...

Autor: Ralph Berres (rberres)
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Ich habe mal verschiedenes Versucht. BZX85 15V, BC170, AC121, BC107.
Letztere 3 in Collektor Basis Sperrichtung. Die AC121 rauscht noch am 
meisten. Leider aber wieder ziemlich gleichmäßig. Kaum Popkornrauschen.
BC170 und AC121 am meisten. BC107 und BZX85 fast garnicht.
Arbeitswiderstand 1Mohm Betriebsspannung 30V.

Ralph Berres

Autor: Martina (Gast)
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Hier noch ein paar interessante Links:

http://www.analog.com/static/imported-files/tutori...
http://www.analog.com/static/imported-files/applic...
http://www.analog.com/static/imported-files/tech_a...
http://www.analog.com/en/amplifiers-and-comparator...
http://www.analog.com/static/imported-files/data_s...

Bipolare OPamps mit niedrigen Eingangsruheströmen sollen besonders davon 
betroffen sein. Es geht wohl um die Art und Weise wie der 
Basis-Emitter-Übergang prozessiert wird, in Verbindung mit 
Kristalldefekten und Oberflächengeschichten.

Autor: Anja (Gast)
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Martina schrieb:
> Bin sehr gespannt, was Anja da so herausbekommt. Solche Messungen macht
> man ja nicht alle Tage...
Hallo,
hat etwas länger gedauert da der Meßverstärker erst mal das getan hat 
was mann von einem guten Oszillator erwartet. Ich mußte erst noch den 
OP-Amp der 2. Stufe gegen einen nicht ganz so schnellen LT1012 tauschen.

Ok, hier mal das erste Bild.
Rauschen des Meßverstärkers bei kurzgeschlossenem Eingang:

Oszi ist bei allen Messungen auf 2mV/Div (maximale variable Verstärkung) 
und 1sek/Div eingestellt. Auf den Eingang des Meßverstärkers bezogen 
ergibt dies 200nV/Div.

Im Bild ca 110nVpp
Mittelwert aus 16 Messungen ca 100nVpp bei 10nVpp Standardabweichung.

Gruß Anja

Autor: Anja (Gast)
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Hier das 2. Bild:

Meßverstärker mit 8*AA ENELOOP = 11.4V Biasspannung am Elko.

Meist ist kein Unterschied zu einem Kurzschluß zu erkennen.
bei 2 Messungen habe ich ein leichtes sehr niederfrequentes Driften mit 
auf dem Bild. Max. Rauschen einschließlich Drift 120nVpp

Mittelwert ca 100nVpp Standardabweichung 10nVpp

Gruß Anja

Autor: Anja (Gast)
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3. Bild

Referenz LTZ1000: Laut Datenblatt typ Rauschen 1.2uVpp

Im Bild ca. 1.02uVpp

Mittelwert 0.96uVpp Standardabweichung 0.15uVpp einschließlich 
"Ausreißer" ansonsten MW = 0.93uVpp und SA = 0.073uVpp.

Gruß Anja

Autor: Anja (Gast)
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4. Bild:

Ausreißer bei LTZ1000 mit 1.46uVpp (ansonsten immer <= 1.04uVpp)

Da kann man jetzt lange über die Ursache Diskutieren:

Ist es jetzt die LTZ1000 oder
die Eingangselkos des Meßverstärkers
oder Popcorn-Rauschen des Eingangs LT1037
oder schlicht und einfach eine Netzstörung
die über das Oszi eingestrahlt ist?

Gruß Anja

Autor: Martina (Gast)
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>Im Bild ca 110nVpp Mittelwert aus 16 Messungen ca 100nVpp bei 10nVpp 
>Standardabweichung.

Kompliment für deinen Aufbau, wenn du so nahe am theoretischen Wert 
bist!!

Gut gemacht!

Autor: Martina (Gast)
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>Ist es jetzt die LTZ1000 oder
>die Eingangselkos des Meßverstärkers
>oder Popcorn-Rauschen des Eingangs LT1037
>oder schlicht und einfach eine Netzstörung
>die über das Oszi eingestrahlt ist?

Wenn du einen einzelnen Einschwingimpuls hast, der letztlich nur die 
Zeitkonstante deines RC-Hochpasses wiederspiegelt, dann war es in der 
Tat ein Stufensprung wie beim Popcornrauschen. Kannst du solche 
einzelnen Einschwinger isolieren, oder ist immer noch mehr Welliges 
dabei, wie auf deinem Plot?

Autor: Anja (Gast)
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Martina schrieb:
> Kannst du solche
> einzelnen Einschwinger isolieren, oder ist immer noch mehr Welliges
> dabei, wie auf deinem Plot?

Ich verstehe nicht ganz was Du mit "Einschwinger isolieren" meinst.
Das Bild ist genau so wie ich es vom Oszi abfotografiert habe. War 
bisher das einzige derartige "Ereignis".

Gruß Anja

Autor: Martina (Gast)
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>Ich verstehe nicht ganz was Du mit "Einschwinger isolieren" meinst.
>Das Bild ist genau so wie ich es vom Oszi abfotografiert habe. War
>bisher das einzige derartige "Ereignis".

Wenn ich heute Abend noch Zeit habe, simulier ich dir, was ich meine.

Autor: Anja (Gast)
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Hallo,

anbei nochmal der (vereinfachte) aktuelle Schaltplan.
Am Eingang sitzt noch ein 3K6 + Schalter als Schutz für die Referenz. 
Die Opamps sind natürlich nach allen Regeln der Kunst abgeblockt.

Mein Ziel <300uVpp ist erreicht. Und das ohne teure Spezialbauteile und 
Chopper. Zum Glück muß ich nicht noch weitere zeitraubende Experimente 
mit antiseriellen Batteriezellen und ähnlichem durchführen. Außerdem 
gibt es hier eine Fülle an nützlichen Infos für weitere Verbesserungen 
und ggf. einem Breitbandverstärker für 10Hz..100kHz fürs 
Breitbandrauschen den ich irgendwann mal in Angriff nehmen werde.

Ich möchte mich an der Stelle für alle Links, Hinweise, Denkanstöße und 
Diskussionsbeiträge bedanken.

Mein besonderer Dank geht an Berauschter für die Hinweise mit 
entsprechend fundierten Abschätzungen und an Abdul für seine Links und 
insbesonders den Beitrag mit Rauschen von Batteriezellen. Und natürlich 
auch an alle anderen.

Gruß Anja

Autor: Martina (Gast)
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So, jetzt habe ich das mal simuliert.

Meine Idee war, daß du aufgrund deiner Bandbreitenbegrenzung als 
Sprungantwort auf die "Treppensprünge" des Popcorn-Rauschens eigentlich 
den in der Simulation gezeigten Peak (grüne Kurve), oder eine 
Überlagerung mehrerer solcher Peaks, sehen müßtest. Siehst du also 
solche charakteristischen Peaks auf deinem Oszi, dann könnte das in der 
Tat von Popcorn-Rauschen herrühren.

Oder anders ausgedrückt: Da du eine Bandbreitenbegrenzung in deiner 
Schaltung hast, würde Popcorn-Rauschen auf deinem Oszibildschirm anders 
in Erscheinung treten, als hier gezeigt:

http://www.elektronikpraxis.vogel.de/index.cfm?pid...

Autor: Abdul K. (ehydra) Benutzerseite
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Eneloop haben einen relativ hohen Innenwiderstand bezogen auf die 
Baugröße. Sie sind ja auf niedrige Leckströme gezüchtet.
Andererseits scheint mir dieser Akkutyp dadurch gekennzeichnet, daß er 
enge Fertigungstoleranzen in der Serie hat.

Die Referenz ist doch laut LTC eine Zenerdiode. Ich habe mal gelernt, 
das diese relativ viel rauschen.
Eine Leuchtdiode sollte wesentlich besser sein. So wie jede andere in 
Durchlaßrichtung betriebene Diode.

Kommt es dir nun auf niedriges Rauschen oder hohe Konstanz an?

Zur Frage wie man das Rauschen beurteilen könnte: SpectrumLab FFT mit 
ner Soundkarte. Da siehste ALLE externen Ursachen wie Blitze, 
Netzstörungen, starke HF-Sender.
Sprünge dagegen, zeigen einen breiten Peak im Spektrum.

Autor: Abdul K. (ehydra) Benutzerseite
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Ich hatte deine Frage mal den time-nuts vorgeworfen. Man muß bei solchen 
Sachen schon etwas Geduld an den Tag legen. Meine Projekte laufen 
manchmal Jahre.

Hier die ersten Antworten jenseits dessen was bereits versucht wurde:
1. extensive Simulation mit Soundkarte:
http://socrates.berkeley.edu/~phylabs/bsc/Suppleme...

2. http://ipnpr.jpl.nasa.gov/progress_report/42-77/77M.PDF

3. "On 12/02/11 21:02, Bruce Griffiths wrote:
> Flicker noise is not the same as random walk noise, the spectra differ.
> Using an AC coupled generator (eg a sound card) filters out the low
> frequency content.
>
> Zeners and transistors (biased at low current) can be used to generate
> flicker noise directly at least for low frequencies where it dominates.
> Generating random walk noise is more difficult, integrating white noise
> is one technique that can be used (at least in principle).

Of course... head-slapp

white noise has a flat power spectrum
flicker noise has a power spectrum of slope f-1
random walk noise has a power spectrum of slope f-2

For random walk you need to do integration. If you do it in analogue, 
care in low-frequency cut-off comes in and below it you will have white 
noise. For digital it's a trivial, but you may end up with digital 
wrap-around but doing a low-frequency leakage you avoid it and end up 
with the same situation as in the analogue domain.

So expect there to be a frequency limit for it if synthesized.

Cheers,
Magnus"



Aber das ist noch nicht das Ende der Geschichte.

Autor: Anja (Gast)
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Abdul K. schrieb:
> Die Referenz ist doch laut LTC eine Zenerdiode. Ich habe mal gelernt,
> das diese relativ viel rauschen.
> Eine Leuchtdiode sollte wesentlich besser sein. So wie jede andere in
> Durchlaßrichtung betriebene Diode.
>
> Kommt es dir nun auf niedriges Rauschen oder hohe Konstanz an?

Die LTZ1000 rauscht im Verhältnis zu anderen Zener-basierten Referenzen 
(typischer Wert ist so 0,6uVpp/Volt) mit < 0,2uVpp/V relativ wenig.

Was ich eigentlich wissen will ist welche meiner Referenzen (LTZ1000, 
LM399, LT1027) die geringste Alterungsrate (= höchste Konstanz) hat. Für 
das nötige Meßequipment wie Josephson-Normal und HP3458A fehlt mir 
leider das Kleingeld. Also muß eine andere Methode her.

Im nachfolgenden Link (Seite 6-7) habe ich den Hinweis gefunden daß 
zumindest bei Referenzverstärkern (Die LTZ1000 ist einer) die Alterung 
mit dem Rauschen am Anfang und Ende einer Alterungsperiode in 
Korrelation gebracht werden kann:

http://www.kalibrierinfo.de/kalib/buch/CAL6A.PDF

Mal schauen wie weit ich damit komme. Parallel dazu werde ich natürlich 
die Referenzen untereinander vergleichen und schauen welche sich am 
schnellsten vom Mittelwert entfernt.

Gruß Anja

Autor: Anja (Gast)
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Martina schrieb:
> Siehst du also
> solche charakteristischen Peaks auf deinem Oszi, dann könnte das in der
> Tat von Popcorn-Rauschen herrühren.

Ok, wenn ich also das hochfrequente Rauschen auf meinem Ausreißer-Bild 
abziehe bleiben in der Tat 2 Einschwingvorgänge mit einer Zeitkonstante 
von ca 1 Sek übrig.

Da das jetzt ein einmaliges Ereignis war werde ich diese Messung aus den 
Mittelwertbetrachtungen ausschließen und das auf den Meßverstärker 
schieben.

Mit dem LT1013 und dem hochohmigen Design hatte ich wesentlich häufiger 
noch stärkere Ausreißer. Seltsamerweise nur bei der LTZ1000 und nie bei 
den LM399-Referenzen die ein höheres Rauschen haben und auch nie beim 
Messen des Eigenrauschens mit kurzgeschlossenem Eingang.

Gruß Anja

Autor: Abdul K. (ehydra) Benutzerseite
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Hier noch was für Ralph. Dieser Bruce ist wirklich interessant.

Bruce:
ehydra wrote:
> I think the confusion is now perfect:
> Beitrag "Re: Meßverstärker für 1/f-Rauschen 0.1 - 10 Hz"
>
> Let Google translate it from german to your language.
>
> Does the difference come from voltage vs. power spectrum?
>
Yes, integrating the power spectrum of white noise produces flicker 
noise whilst integrating it twice produces random walk noise.
In practice integrating the power spectrum requires implementing 
fractional order (=1/2) integration of the signal  ( voltage or current) 
and single integration of the signal is equivalent to double integration 
of the power spectrum.


Wer noch Zeit übrig hat ;-) kann sich ja bei den time-nuts eintragen.

Autor: Lukas K. (carrotindustries)
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Anja schrieb:
> HP3458A

Ach ja, wenn man Jim Williams Glauben schenkt ist auch das LTZ1000A 
basiert, HP kocht also auch nur mit Wasser. Deshalb werden in einer 
Appnote gleich 3(!) davon verwendet, um eine LTZ1000A zu vermessen - 
alles andere wäre auch widersinning. Wie schneiden eigentlich die alte 
chemischen Standardzellen im Vergleich zu den neuen Zener-Referenzen ab?

Autor: Anja (Gast)
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Luk4s K. schrieb:
> Ach ja, wenn man Jim Williams Glauben schenkt ist auch das LTZ1000A
> basiert, HP kocht also auch nur mit Wasser.

> Wie schneiden eigentlich die alte
> chemischen Standardzellen im Vergleich zu den neuen Zener-Referenzen ab?

In gut klimatisierter Umgebung kann man mit Standardzellen unter 
1ppm/Jahr erreichen. Durch Selektion der Zellen auch noch weit darunter. 
Rauschen soll 4nV/srqt(Hz) sein. Siehe auch:

http://www.kalibrierinfo.de/kalib/buch/CAL6A.PDF

Die LTZ hat 2uV/sqrt(kHr) bei einem Jahr 9000 std  kommt man auch auf 
etwa 1ppm/Jahr. Das HP3458A (AFAIK LTZ1000 und nicht LTZ1000A) ist mit 
8ppm/Jahr angegeben. Mit Option 02 (langzeitstabile Referenz) kommt man 
auf 4ppm/Jahr. Selbst gute Halbleiternormale Fluke 732B/734 sind mit 
2ppm/Jahr spezifiziert.
Aber für Alterungsuntersuchungen im Bereich 1ppm/Jahr müßte man halt vor 
jeder Messung mit einem Josephson Normal neu kalibrieren.

Der größte Vorteil von Halbleiterreferenzen gegenüber Standardzellen ist 
daß sie ohne größere Ausgangsspannungsänderung transportierbar sind. 
(Transfer-Normale). Eine Standardzelle braucht ca. 1 Woche bis sie 
wieder auf dem alten Wert ist.

Gruß Anja

Autor: Martina (Gast)
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>Mit dem LT1013 und dem hochohmigen Design hatte ich wesentlich häufiger
>noch stärkere Ausreißer. Seltsamerweise nur bei der LTZ1000 und nie bei
>den LM399-Referenzen die ein höheres Rauschen haben und auch nie beim
>Messen des Eigenrauschens mit kurzgeschlossenem Eingang.

Also, ich würde dem hochohmigen Meßaufbau nicht mehr soviel Bedeutung 
beimessen, seit du wesentlich niederohmiger messen kannst, einfach weil 
du beim hochohmigen Design den Eigenarten des Stromrauschens des OPamps 
viel zu viel Bedeutung schenkst! Ein nicht koscher OPamp kann sich in 
einem hochohmigen Aufbau ja regelrecht austoben und du weißt nie, was 
jetzt vom OPamp oder der Referenz kommt.

Ich würde an deiner Stelle noch automatische Langszeitmessungen machen 
und auf die Jagd nach außergewöhnlichen Peaks gehen. Auch ruhig mal ohne 
angeschlossene Schaltung also nur mit dem nackten Scope, natürlich 
realistisch am Eingang abgeschlossen. Du mußt einfach ein Gefühl dafür 
bekommen, woher die Störungen denn genau herkommen.

Für Messungen mit Referenzen würde ich dir DRINGENST nur einen Aufbau 
empfehlen, der NICHT netzgespeist ist. Von Vorteil wäre auch ein 
akkugespeistes Oszi, aber die sind natürlich sehr teuer. Optimiere auch 
noch deine Schaltung bezüglich des Oszis: Verlange einfach nicht so viel 
Verstärkung von ihm. Du mußt ja nicht seinen 5mV Meßbereich verwenden, 
das macht ihn nur störungsanfällig. Hänge an deine Schaltung einfach 
noch eine Verstärkerstufe dran, damit das Signal so groß ist, daß das 
Oszi kaum noch einen Einfluß auf die Signalintegrität hat.

Wenn du automatische Langzeitmessungen machen und später den PC zum 
Auswerten heranziehen willst, dann verwende doch einen Datenlogger, am 
besten auch akkugespeist. Das läßt dann keine Wünsche mehr offen, und du 
hast die Meßzeit frei für andere Dinge.

Diese Messungen verlangen das Höchste an Geschick, Erfahrung und 
Intelligenz, das macht sie ja gerade so spannend! Und viele Sachen sind 
einfach unerklärlich. Das muß man dann auch akzeptieren. Beispielsweise 
hatte ich mal einen LM317, bei dem die Ausgangsspannung einfach 
plötzlich einen Sprung um 5mV nach oben machte. Etliche Minuten danach 
nichts, und dann plötzlich wieder. Für viele Merkwürdigkeiten gibt es 
keine griffige Theorie oder Erklärung, sondern das sind einfach ganz 
ordinäre Herstellungsfehler oder über die Zeit entstandene Chipdefekte.

Chapeau, Anja!

Autor: Abdul K. (ehydra) Benutzerseite
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@Ralph:
Was dein Rauschexperiment angeht, habe ich gerade was interessantes 
gelesen: Bauelemente mit Schwermetall-Ionen-Verunreinigung sollen 
besonders stark Telefonrauschen haben. Außerdem, wenn mit Gold dotiert 
wurde. Gold wird zur Ladungsdauerreduzierung implantiert. Die 1N4148 
soll gold-dotiert sein, außerdem diverse HF-Transistoren. Ob das nun für 
deine in der Bastelkiste liegende 4148 zutrifft...

Autor: Abdul K. (ehydra) Benutzerseite
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Anja schrieb:
> 4. Bild:
>

Anja, wie machst du eigentlich diese tollen Scope-Bilder?

Autor: Martina (Gast)
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>Anja, wie machst du eigentlich diese tollen Scope-Bilder?

Schreibt sie weiter oben:

>Ich habe zu meinem Oszi einen "Speicherzusatz" = Digitalkamera mit
>Langzeitbelichtung von 10 sec. Da geht das schon (offline).

Autor: Anja (Gast)
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Abdul K. schrieb:
> Anja, wie machst du eigentlich diese tollen Scope-Bilder?

Hallo,
habe ich eigentlich oben schon andeutungsweise beschrieben:

- normales analoges Oszi (Hameg) Ablenkung 1cm/sek
- Digi-Cam mit 10 sek Dauerbelichtung im Macro-Modus bei ca 50 cm 
Abstand
- Beleuchtung ist ein wenig kritisch. Das beste Ergebnis habe ich mit 
einer LED-Taschenlampe (indirekt) im Hintergrund bei abgedunkeltem Raum

Gruß Anja

Autor: Abdul K. (ehydra) Benutzerseite
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Aber wie kann man mit einem Analogscope 10 Sekunden lang ein stehendes 
Bild erzeugen? Rauschen ist ja bekanntlich nichtdeterministisch.

Vielleicht bin ich mit 45 auch einfach verblödet?

Autor: Lukas K. (carrotindustries)
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Abdul K. schrieb:
> Aber wie kann man mit einem Analogscope 10 Sekunden lang ein stehendes
> Bild erzeugen? Rauschen ist ja bekanntlich nichtdeterministisch.
>
> Vielleicht bin ich mit 45 auch einfach verblödet?

Zeitbasis, auf 1sec/Häuschen stellen, Single Sweep Mode,
Belichtung starten, Reset drücken, Strahl durchlaufen lassen, fertig
Alternativ natürlich Speicherröhre ;)

Autor: Abdul K. (ehydra) Benutzerseite
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Achso. Man merkt, das ich langsame Signale nicht betrachte. Sorry.

Also doch verblödet und jeden Tag neue Freunde :-)

Autor: Anja (Gast)
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Luk4s K. schrieb:
> Zeitbasis, auf 1sec/Häuschen stellen, Single Sweep Mode,
> Belichtung starten, Reset drücken, Strahl durchlaufen lassen, fertig

so ginge es natürlich auch.
Ich warte immer bis der Strahl bei Auto-Trigger immer kurz vor Ende 
Bildschirm ist. Dann drücke ich ab.

Gruß Anja

Autor: gerhard (Gast)
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HI,
ich bin gerade über diesen thread gestolpert..
paar Bemerkungen dazu:

- Popcorn noise soll von Kontamination mit Schwermetallen kommen.

- Im 1974er IC-Datenbuch von RCA ist eine Mess-Schaltung dafür.
  Das Buch ist vermutlich nicht mehr sehr verbreitet, aber wenn
  ich mal wieder zu Hause bin, kann ich die paar Seiten scannen.

- Popcorn noise hatte damals fast jeder, nicht nur RCA.

- Popcorn noise ist heute kaum noch ein Problem.

- buried Zeners sind ziemlich rauscharm, weil sie per ion implant
  tief unten im Kristall erzeugt werden, wo der Dreck der Oberfläche
  keine Rolle mehr spielt. Dagegen leben Bandgaps davon, dass sie
  Differenzen von kleinen Spannungen verstärken, was natürlich rauscht.

- Vom NIST gibt es einen Bericht über das Rauschen von Batterien, wurde
  -glaub ich- im thread schon erwähnt. Weil die filenames bei nist.gov
  nur zahl.pdf sind, sucht am besten nach "time frequency group",
  Fred Walls und battery.

- Batterien sind nicht so toll wie vermutet. Aber Masseschleifen machen
  sie weg. Über das Rauschen wird man dann am einfachsten mit einem
  capacitance multiplier Herr. (Simpler Emitterfolger mit RC-
  glied an der Basis 1K/100u aus der Versorgungsspannung,
  evtl. Darlington)

Mitternacht, tschuess  -

Gerhard, dk4xp@arcor.de

Autor: branadic (Gast)
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Ich habe mir den 0.1-10Hz Verstärker jetzt auch aufgebaut.
Dazu habe ich mir diverse Elektrolytkondensatoren kommen lassen und 
selektiert. Dabei hat sich herausgestellt, dass die 85° Typen von Yageo 
(Reichelt) wirklich super abschneiden. Die Kombination 1.000µF/25 || 
2.200µF/35V zeigen nach 24h formieren an einem 9V-Block einen Leckstrom 
von <5nA. Die 105° Typen schneiden um Größenordnungen schlechter ab.

Scheint als wäre es nicht zwingend notwendig auf teure und schwer zu 
beschaffende Tantal oder die "beliebten" Sanyo Oscon zurückgreifen zu 
müssen und das Jim Williams seine Preferenzen zu Zeiten auf diese Art 
Kondensatoren gelegt hat, als man noch mit Schwierigkeiten bei den Elkos 
zu kämpfen hatte.
Eine schöne Erklärung zu dem Thema habe ich auch im Netz gefunden:

www.tadiranbatteries.de/pdf/BothDeu.pdf

Ich denke diese Informationen dürften für diejenigen die sich ebenfalls 
mit dem Thema beschäftigen von Interesse sein.

Autor: Christoph Kessler (db1uq) (christoph_kessler)
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Gerhard hat das zwar schon im Februar erwähnt, war es diese Applikation? 
(Ich habe nur die Kurzbeschreibung, vielleicht hilft die ICAN-Nummer 
weiter)

Autor: Alexander Schmidt (esko) Benutzerseite
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Christoph Kessler (db1uq) schrieb:
> RCA_Popcorn_noise.png

Das ist dieses Dokument:
Measurement of Burst ("Popcorn") Noise in Linear Integrated Circuits
RCA application note ICAN-6732, 1971. p.6

Aber woher bekommt man den Volltext?

Autor: Christoph Kessler (db1uq) (christoph_kessler)
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Da könnte was drin sein, ich schau mal näher rein:

http://electronicsandbooks.com/eab1/manual/index.p...

hier hat man viiiel Zeit... wie in der Whiskyreklame
dafür gibts jede Menge alter Schätze

Autor: Arc Net (arc)
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Habe mal zum Spaß bei TI nach Popcorn-Rauschen gesucht:
Ein OpAmp wird wohl noch wie damals gefertigt...
http://www.ti.com/lit/ds/symlink/lm124-sp.pdf
NI(PC) Noise popcorn max. 50 uV/peak

Autor: Christoph Kessler (db1uq) (christoph_kessler)
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2 Stunden für 45 MByte und das auch nur wenn er nicht hängenbleibt. Ich 
bin am ersten Applikationsbuch-Download, mal sehen, ob die ICAN da drin 
ist oder erst im zweiten Band. Ich suche noch eine andere 
RCA-Applikation zum CA3089, die könnte auch drin sein.

Autor: Christoph Kessler (db1uq) (christoph_kessler)
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Der erste Teil war schon ein Volltreffer
Da ist die ICAN-6732, hab noch Titelbild und Inhaltsverzeichnis 
angehängt.

Autor: Abdul K. (ehydra) Benutzerseite
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Welche ander ICAN suchst du denn? Ich habe einiges.

Das mit dem Popcorn-Noise ist so eine Sache. Man findet unterschiedliche 
Definitionen und ich befürcht daher, daß so einiges Blödsinn ist bzw. 
falsch kategorisiert wurde.
Bereits ca. 1970 findet man etwas in der Art "CMOS hat kein 
Popcorn-Noise". Wie paßt das zusammen zu Schwermetallverunreinigung? 
Beide Prozesse Bipolar und CMOS basieren auf Silizium-Wafern. Dotiert 
wird wohl auch mit den gleichen Stoffen.

Autor: Christoph Kessler (db1uq) (christoph_kessler)
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Schon gefunden - im 1975er Band der Appnotes war sie drin. Die 
Popcorn-App auch nochmal. Meine Appnote-Kurzübersicht ist aus einem 
1976er Datenbuch etwa DINA4.Größe von RCA.
Der Holländer (?) hat das Buch auch, SSD210 156MByte, das dauert ja Tage 
sie runterzuladen. Ob die Zeitverzögerung Absicht ist?

Autor: Wolfgang Horn (Firma: AknF) (wolfgang_horn)
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Anja schrieb:
> Hallo zusammen,
>
> ich suche eine Schaltung um das 0.1Hz - 10 Hz Rauschen von
> Referenzspannungsquellen am Oszi-Eingang (2-5mV/Div bei 1MegOhm) zu
> vergleichen. Ich erwarte etwa Pegel im Bereich 1 - 3 (-5) uV Peak-Peak
> an Rauschspannung bei einem DC-Offset von ca 5, 7 oder 10V.
Hi, Anja,

einer, die öfters gute Antworten gibt, auch mal eine: "Dicke Switch" - 
die Lösung der Radioastronomen zur Messung kleinster Rauschquellen im 
Universum.

Der frühe Vorschlag mit dem Chopper war schon die halbe Miete, aber kein 
Choppen des DUT gegen Masse, sondern gegen eine Rauschquelle bekannter 
Rauschtemperatur.
Diese Rauschquelle kann ein beheizter Widerstand sein. Bei Zweifeln an 
der Linearität der Messapparatur ist sogar eine Regelung möglich, die 
den Widerstand so heiß macht, dass die Rauschdifferenz gegen Null geht.

"Chopper" heißt hier: Umschalter wechselt zwischen DUT und 
Referenzwiderstand. Ich hätte keine Bedenken gegen einen 
Reed-Umschaltkontakt. Von den quecksilberbenetzten erwarte ich geringste 
Umschaltgeräusche, aber in der Umschaltzeit setzt man die Messung besser 
aus.
Die Rauschleistungen werden durch einen gemeinsamen Verstärker angehoben 
und jeweils gemittelt. Die Mittel werden verglichen. Nach Differenz wird 
die Heizung des Referenzwiderstandes gestellt. Der Heistrom liefert dann 
den Meßwert.

Die Astronomen werden sich größte Mühe gegeben haben, das günstigste 
Verfahren zu finden. Warum also weiter suchen und sie damit beleidigen?

Das Rauschmaß des Verstärkers mittelt sich dabei raus. Je geringer 
dieses, desto größer die Meßgenauigkeit bei gegebener Mittelungszeit.
Ein weiterer Vorteil ist die Reduzierung der Unbekannten in der 
Gleichung auf das DUT.

Viel Spaß!

Wolfgang Horn

Autor: Anja (Gast)
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branadic schrieb:
> Ich habe mir den 0.1-10Hz Verstärker jetzt auch aufgebaut.

Schön.
Hast Du schon Messungen zum Eigenrauschen? Wäre mal interessant wie 
reproduzierbar das ganze ist.
Ich habe ehrlich gesagt nicht darauf geachtet welche Elko-Typen es sind 
ich habe einfach die Teile aus der Bastelkiste ausgemessen. Der 2200uF 
ist ein normaler "ELNA" (gut abgelagert) ohne weitere Kennzeichnung. Der 
1000uF ist als 85 Grad Typ gekennzeichnet.

Gruß Anja

Autor: Anja (Gast)
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Wolfgang Horn schrieb:
> Die Astronomen werden sich größte Mühe gegeben haben, das günstigste
> Verfahren zu finden. Warum also weiter suchen und sie damit beleidigen?

Danke für den Hinweis. Ich behalte das mal Im Hinterkopf falls ich noch 
höhere Anforderungen haben sollte.
Meine Ursprüngliche Anforderung ist voll erfüllt. Und solange es keine 
neuen Referenzen gibt die besser als 0.5uVpp (bei 5V-10V) sind reicht 
mir die Schaltung voll aus.

Gruß Anja

Autor: branadic (Gast)
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Anja schrieb:
> Hast Du schon Messungen zum Eigenrauschen? Wäre mal interessant wie
> reproduzierbar das ganze ist.

Ich habe die zwei Verstärkeraufbauten überprüfender Weise mal in Betrieb 
genommen und mich am Oszi über erste Lebenzeichen gefreut, allerdings 
gehört der Verstärker noch in ein Gehäuse. Eine nicht unerhebliche 
Handempfindlichkeit habe ich auch feststellen können.
Ich hatte, wie du ja weißt, die Verstärkung auf A=80dB geändert, da ich 
vorhabe den Verstärker mit meinem STM32-basierten 10Hz-100kHz 
Rauschmessplatz für quasi automatisierte Messungen zu koppeln.
Momentan ist aber erst einmal Kurzurlaub, sodass ich danach erst dazu 
kommen werde den Verstärker auf Eigenrauschen hin analysieren zu können.

Autor: Anja (Gast)
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branadic schrieb:
> allerdings
> gehört der Verstärker noch in ein Gehäuse. Eine nicht unerhebliche
> Handempfindlichkeit habe ich auch feststellen können.

Da gibt es sooo schöne Keksdosen wo man nicht nur den Messverstärker 
sondern auch noch das Messobjekt samt Akkus mit reinlegen kann.

Gruß Anja

Autor: branadic (Gast)
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Ich schrieb schon an anderer Stelle einmal, dass es in meinem Haushalt 
keine Kekse gibt, daher auch keine Keksdosen. Von der Optik solcher 
Lösungen möchte ich lieber gar nicht anfangen. Dem Ästeht in mir sagen 
solche Lösungen einfach nicht zu.

Autor: Wolfgang Horn (Firma: AknF) (wolfgang_horn)
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Tja, branadic,

vornehm geht die Welt zugrunde.

> ... dass es in meinem Haushalt keine Kekse gibt, daher auch keine
> Keksdosen. ... Dem Ästeht in mir sagen solche Lösungen einfach nicht zu.

Schon in meiner Kindheit programmierte ein Erlebnis am Kaffeetisch meine 
Ingenieurlaufbahn.
"Schatz, die Kaffeekanne leckt und erzeugt Kaffeeflecken auf dem 
Tischtuch!" tadelte Vatern.
"Aber die Kanne ist doch so schön, da konnte ich nicht widerstehen!" 
antwortete Muttern, etwas beleidigt.

Am nächsten Sonntag hatte die Tülle einen häßlichen Schwamm unter ihrem 
Kinn, der hielt das Tischtuch schön.

Astethik ist ein hübscher Charakterzug, Pragmatismus aber auch. Wenn 
abgeschirmt werden muss, die Keksdose (aus Weißblech) dafür reicht, wäre 
sie besser als das Warten auf eine Bestellung.

Ciao
Wolfgang Horn

Autor: branadic (Gast)
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Wenn du mit solchen Lösungen leben magst, schön für dich. Ich mag es 
nicht und wie ich schon sagte, in meinem Haushalt gibt es keine Kekse 
und keine Keksdosen, also ist Pragmatismus hier fehl am Platz.
Ich müsste erst eine Keksdose kaufen und die Kekse sinnlos entsorgen. Da 
ich Nahrungsmittel aber nur ungern entsorge (ich selbst esse kein 
Zucker+Butter-Gebäck) und mir die Lösung ohnehin nicht gefällt bestelle 
ich doch lieber ein Gehäuse und tu allen damit ein Gefallen. Wenn du das 
als vornehm bezeichnen möchtest dann bitte.

Was dein Beispiel angeht, so wäre es cleverer gewesen einfach die 
Tischdecke wegzulassen, was nicht auf dem Tisch liegt kann nicht dreckig 
und der Tisch abgewischt werden. Das wäre pragmatisch gewesen! ;)

Autor: Abdul K. (ehydra) Benutzerseite
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branadic schrieb:
> Zucker+Butter-Gebäck

=Mehl


Hätte nicht gedacht, diesen Schwämmchen nach Jahrzehnten nochmal 
wiederzubegegnen. Die 70er müssen unheimlich spießig gewesen sein.

Autor: alfredo (Gast)
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Mir kommt vor, manchmal wird was altes, gutes vergessen.
z.B. MAT03 und OP27 (mein Liebling)
siehe:
http://www.analog.com/static/imported-files/data_s...

Autor: Dennis (Gast)
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Ohne jetzt mal alles durchgelesen zu haben, werfe ich mal die THS4130 in 
die Runde. Fully differential amplifier mit 1.3nV / SQRT(Hz) bei 10 kHz.

Autor: ArnoR (Gast)
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> Ohne jetzt mal alles durchgelesen zu haben

Den Thread-Titel zu lesen hätte schon gereicht:

"Meßverstärker für 1/f-Rauschen 0,1-10Hz  (Hz und nicht kHz)

> werfe ich mal die THS4130 in
> die Runde. Fully differential amplifier mit 1.3nV / SQRT(Hz) bei 10 kHz.

Der mit über 10nV/SQRT(Hz) unter 10Hz rel. schlecht ist (DB Figure 24).

> Mir kommt vor, manchmal wird was altes, gutes vergessen.
> z.B. MAT03 und OP27

Ja, finde ich auch, nur dass ich in solchen Schaltungen keinen OPV 
verwende. Man kann in diesem und in ähnlichen Parallelthreads

Beitrag "Messverstärker nach tangentsoft, Modifikationen"
Beitrag "Einfacher Messverstärker 10 Hz - 100 KHz"

schön sehen, dass die Schaltungsauslegeung im Wesentlichen von den 
miserablen Eigenschaften der OPVs bestimmt wird und man daher unnötige 
Schwierigkeiten hat, das eigentliche Ziel zu erreichen. Mit geschickter 
diskreter Schaltungstechnik kann man das weitgehend vermeiden. Aber wie 
so oft werden OPVs eben als Allheilmittel betrachtet.

Autor: branadic (Gast)
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ArnoR schrieb:
> Aber wie
> so oft werden OPVs eben als Allheilmittel betrachtet.

Das Problem liegt wohl eher daran, dass Bauteile wie MAT03 inzwischen 
unverschämt teuer sind, gewisse diskrete Bauteile einfach gar nicht mehr 
zu bekommen sind oder zum Teil nur noch über Auktionen und für zum Teil 
abartige Preisvorstellungen. Ob in letzterem Fall dann auch Originale 
oder fernöstliche Nachbauten geliefert werden stellt man allerdings erst 
nach dem Kauf fest, wenn überhaupt geliefert wird.
Wenn es dann noch hermetisch gehäust sein darf lässt man sich die 
Bauteile noch einmal zum x-fachen vergolden, sodass sich ein teurer OPV 
schon lange gerechnet hat.
Ich denke es gibt genug Leute die gern auf gewisse Schaltungsvarianten 
zurückgreifen würden, aber nicht bei den Preisen die heutzutage 
veranschlagt werden. Leider sind die Bauteilhersteller auch nicht 
intelligent genug ihre guten diskreten Bauteile die auch heute noch nach 
Konkurrenten suchen in moderene (vielleicht auch hermetisch dichte SMD-) 
Gehäuse zu packen. Der Verfall ist also nicht dem Endverbraucher allein 
anzulasten, die Hersteller sind zum Großteil selbst dran schuld bzw. 
deren Marketingabteilungen und Profitoptimierern, denn die intessiert es 
nicht was der Wegfall guter diskreter Bauteile für die Zukunft bedeuten 
wird.

Autor: ArnoR (Gast)
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> Das Problem liegt wohl eher daran, dass Bauteile wie MAT03 inzwischen
> unverschämt teuer sind...

> Ich denke es gibt genug Leute die gern auf gewisse Schaltungsvarianten
> zurückgreifen würden, aber nicht bei den Preisen die heutzutage
> veranschlagt werden.

Für einen sehr rauscharmen VV (besser als AD797) braucht man keinen 
MAT03, da reichen ganz einfache Bipos.

Autor: branadic (Gast)
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ArnoR schrieb:
> da reichen ganz einfache Bipos.

... die dann aber auch noch selektiert werden wollen. Dazu bedarf es 
wieder entsprechender Messtechnik. In weniger als die Hälfte der Zeit 
hat man einen matched Pair Transistor verwendet und in noch weniger Zeit 
einen OPV.

Autor: ArnoR (Gast)
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> ... die dann aber auch noch selektiert werden wollen.

Da muss gar nichts selektiert werden. Man nimmt bestimmte, als rauscharm 
ausgewiesene Transistoren und das wars. Die einfache Emitterschaltung 
rauscht gegenüber einem Diff schon mal wesentlich weniger, weil die 
wirksame Eingansspannung doppelt so groß ist (sich nicht zu gleichen 
Teilen auf 2 Transistoren aufteilt) und nur ein Transistor zum Rauschen 
beiträgt.

Autor: Anja (Gast)
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branadic schrieb:
> Dem Ästeht in mir sagen
> solche Lösungen einfach nicht zu.

Schade, gerade wollte ich die Lösung von Texas Instruments vorstellen:
eine Farbdose aus Weissblech.

ArnoR schrieb:
> Da muss gar nichts selektiert werden. Man nimmt bestimmte, als rauscharm
> ausgewiesene Transistoren und das wars.

Eigentlich habe ich ja schon meine Lösung (siehe oben). Das einzige was 
mich daran stört ist, daß wenn ich vergesse beim anschließen der 
Referenz den Schalter für die Schutzimpedanz zu betätigen die LTZ1000 
gaaanz schnell altert.

Also wenn es so einfach ist dann stell doch mal eben eine dimensionierte 
Schaltung hier rein mit folgenden Eigenschaften:

Eingangsimpedanz (auch kurzzeitig und bei fehlender Versorgung des 
Meßverstärkers) nicht kleiner als 3,6 KOhm (maximaler Strom 2mA bei 7,2V 
auch unter transienten Bedingungen beim Anschließen der Referenz).
Tiefpass 4. Ordnung 10 Hz.
Hochpass 2.-3. Ordnung 0.1 Hz.
Verstärkung an Oszilloskop-Eingang (1MOhm) 10000-fach +/-10%
Eigenrauschen <0.3uVpp bei kurzgeschlossenem Eingang / Eneloop Akku 9.6V
Eingangsspannung 0-10V DC mit überlagerter Rauschspannung.

Gut wäre dann wenn du noch ein paar Messungen mit bekannten Quellen 
(LT1027, LT1236, MAX6350, AD586 oder LTZ1000) reinstellen könntest.

Gruß Anja

Autor: Ulrich (Gast)
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Im Prinzip, und in der Simulation kann man mit einfachen Transistoren 
einen sehr rauscharmen Verstärker aufbauen. Gerade bei den niedrigen 
Frequenzen hat man aber die Schwierigkeit mit thermischen Effekten - und 
da haben dann 2 gepaarte Transistoren auf dem gleichen Chip einfach 
einen Vorteil, den man nicht so leicht durch mehr Strom (und damit auch 
mehr Wärme) ausgleichen kann. Von daher ist ein fertiger OP oder eine 
Differenzverstärker mit einem Transistorpaar auf einem Chip schon gut.

Die Alternative zum OP wäre ggf. ein mehr oder weniger diskret 
aufgebauter Chopperverstärker, weil man damit das 1/f Rauschen 
größtenteils los wird.

Zur Strombegrenzung könnte man ggf. FETs in Reihe zum Eingang haben. Zum 
einen könnte man die erst aktivieren, wenn die Versorgungsspannung seht. 
Zum anderen könnten die mit einem relativ kleinen Serienwiderstand (und 
damit wenig extra Rauschen) den Strom aktiv begrenzen. Wenn man ohnehin 
schon FETs am Eingang hat, wäre der Schritt in Richtung 
Choppperverstärker auch nicht mehr so groß.

Autor: Kai Klaas (klaas)
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>Im Prinzip, und in der Simulation kann man mit einfachen Transistoren
>einen sehr rauscharmen Verstärker aufbauen.

Natürlich kann man das. Niemand wird gezwungen, OPamps zu verwenden. 
Opamps bieten den Vorteil der Universalität, extrem leichten 
Beschaltbarkeit und der hohen Linearität, dank seiner speziellen 
Topologie. Extremste Rauscharmut erhält man dagegen nicht mit OPamps. 
Manche sind besonders rauscharm, aber es gibt immer diskrete 
Schaltungen, die noch rauschärmer sind. Die Frage ist nur, ob es 
sinnvoll ist, so etwas aufzubauen. In der Regel tut man das nicht, 
sondern verwendet OPamps, weil man damit aufgrund der leichten 
Beschaltbarkeit praktisch immer sofort eine Funktionsgarantie hat. Nur 
wenn das nicht reicht, versucht man es diskret und muß dann aber eine 
anspruchsvolle Schaltung entwickeln. Damit lassen sich dann schnell 
Diplomarbeiten und wissenschaftliche Publikationen füllen. Trivial ist 
es nicht.

Autor: Ralf H. (teccoralf)
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Hallo, in die Runde und die Frage an @Anja:
Hast du mit eneloop- Akkus so gute Erfahrungen bezüglich Rauschen, oder 
war die Bemerkung als Randbedingung gemeint?
Für mich sind nach wie vor (gerade im Bereich unter 100 Hz) Pb- Quellen 
die optimalen.
Viele Grüße Ralf

Autor: Anja (Gast)
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Ralf Haeuseler schrieb:
> Hast du mit eneloop- Akkus so gute Erfahrungen bezüglich Rauschen, oder
> war die Bemerkung als Randbedingung gemeint?

Für Eneloop gibt es eine Vergleichsmessung siehe oben.
Der hintergedanke war eine rauscharme Spannung von ca 10V anstelle eines 
Kurzschlusses zu haben um auszuschließen daß die Eingangsspannung einen 
wesentlichen Einfluß auf die Rauschmessung hat.

Gruß Anja

Autor: ArnoR (Gast)
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> Also wenn es so einfach ist dann stell doch mal eben eine dimensionierte
> Schaltung hier rein mit folgenden Eigenschaften:

Ich habe nicht gesagt das es einfach ist, sondern, dass man mit 
geschickten diskreten Schaltungen einige Nachteile von OPVs vermeiden 
kann und das man die Eingangstransistoren nicht gesondert ausmessen muss 
um beim Rauschen besser als der AD797 zu sein.

Leider kann ich dir keine Schaltung nach deinen Forderungen anbieten, 
weil meine Schaltung deine erste Bedingung (hoher Eingangswiderstand 
ohne Versorgung und bei transienten Bedingungen) nicht erfüllen kann und 
außerdem breitbandig (1Hz...1MHz bei V=60dB) ist. Damit war meine 
Argumentation in diesem Thread wohl nicht gut platziert und würde eher 
in den 10Hz...100kHz-Thread gehören.

Autor: Berauschter (Gast)
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ArnoR schrieb:
> Ich habe nicht gesagt das es einfach ist, sondern, dass man mit
> geschickten diskreten Schaltungen einige Nachteile von OPVs vermeiden
> kann

Ganz so schön hast du es nicht formuliert, vielmehr machst du OPVs 
schlechter als sie sind und stelltst Transistoren dar als hätten sie 
keine Nachteile. Vielmehr lernt man doch, dass trotz der vielen 
Transistoren in einem OPV mit ihren nichtlinearen Eigenschaften ein 
naherzu lineares Bauteil herauskommen kann.

ArnoR schrieb:
> Leider kann ich dir keine Schaltung nach deinen Forderungen anbieten,
> weil meine Schaltung deine erste Bedingung (hoher Eingangswiderstand
> ohne Versorgung und bei transienten Bedingungen) nicht erfüllen kann und
> außerdem breitbandig (1Hz...1MHz bei V=60dB) ist.

Ist ja auch nicht nötig eine bereits fertige Schaltung aus der Tasche zu 
zaubern, du kannst ja stattdessen die Schaltungsentwicklung "live" für 
jeden transparent hier durchführen, bei der du auf die von Anja 
gestellten Anforderungen mit geeigneten Maßnahmen reagierst und diese 
erläuterst. Dann haben alle etwas davon und können im Zweifelsfall sogar 
noch was dazu lernen. Jetzt einen Rückzieher mit einer faulen Ausrede zu 
machen wäre strategisch schlecht :)

Autor: Ralf H. (teccoralf)
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Guten Tag und Hallo in die Runde,
erstmal Danke an @Anja: Das ist auch meine Einschätzung; das mit der 
Einstufung der Stromquellen.
Zu den Diskussionen um OPV und BiPops. Hier laufen mehrere Threads (ich 
glaube insgesamt 3) die sich mit dem Verhalten von Verstärkern (Rauschen 
in verschiedenen Frequenzbereichen und mit den unterschiedlichsten 
Verstärkungen)in denen die Einflüsse der verschiedensten BE betrachtet 
werden. Dazu wurden meherere Verstärker praktisch aufgebaut und die 
erzielten Ergebnisse hier zur Diskussion gestellt. So wie ich es 
überblicke sind auch hier wieder die gleichen OMs im Thread versammelt.
Deshalb ist es doch den beteiligten eigentlich klar was @ArnoR hier 
meint. Die bestimmentsten Stufen und BE, sind die im Eingang (egal ob 
Elko, Widerstand oder Transistor)und dazu ist doch, nach wie vor der 
gemischte Aufbau der, der optimal zu dimensionieren und dann auch 
praktisch aufzubauen ist. Die "eigentliche" Verstärkung übernimmt dann 
der OPV und da dann, der für den jeweiligen Aufbau optimale Typ.
Das ist hier nicht als "Rückendeckung" für @ArnoR gedacht, sondern ich 
habe seine Beiträge so gelesen und verstanden.
Gerade in den niedrigen Frequenzbereichen unter 100 bis 10 Hz wird der 
Einfluß der Eingangsstufe dominierend und da macht es Sinn diese Stufe 
mit Transistoren, die dann auch paarig selektiert werden, zu bestücken.
Viele Grüße Ralf

Autor: ArnoR (Gast)
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> vielmehr machst du OPVs schlechter als sie sind

Ja mag sein, ich hab in bestimmten Anwendungen wohl zuviel schlechte 
Erfahrungen damit gemacht.

> Jetzt einen Rückzieher mit einer faulen Ausrede zu
> machen wäre strategisch schlecht :)

Eine Emitterschaltung mit niederohmiger Stromgegenkopplung hat ohne 
Versorgung oder bei Übersteuerung nunmal einen sehr kleinen 
Eingangswiderstand von einigen Ohm. Und das ist genau das, was Anja 
nicht gebrauchen kann.

Eine diesbezügliche Alternative wäre ein Eingangs-Diff und eine 
Schaltung mit der Struktur eines OPV, da kann man auch gleich einen 
nehmen.

> du kannst ja stattdessen die Schaltungsentwicklung "live" für
> jeden transparent hier durchführen, bei der du auf die von Anja
> gestellten Anforderungen mit geeigneten Maßnahmen reagierst

Das finde ich etwas viel verlangt. Wenn ich zu bestimmten Themen was 
Passendes in der Schublade habe, dann hab ich auch schon mal was gutes 
Neues und Unbekanntes rausgerückt (z.B. Virtual Ground, 
Nulldurchgangsdetektor), aber was du vorschlägst frisst viele Ressourcen 
und ich hab keine Verwendung dafür.

Autor: Kai Klaas (klaas)
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>Vielmehr lernt man doch, dass trotz der vielen Transistoren in einem OPV
>mit ihren nichtlinearen Eigenschaften ein naherzu lineares Bauteil
>herauskommen kann.

Der Aufbau einer diskreten Schaltung, die ausreichend linear ist, dürfte 
hier nicht allzu schwierig sein, weil die Eingangsspannung ja nur eine 
sehr kleine Amplitude hat.

>Die bestimmentsten Stufen und BE, sind die im Eingang (egal ob Elko,
>Widerstand oder Transistor)und dazu ist doch, nach wie vor der gemischte
>Aufbau der, der optimal zu dimensionieren und dann auch praktisch
>aufzubauen ist.

Genau. Die allererste Stufe ist es, die das Rauschen bestimmt. Die 
Eingangsstufe sollte ein klein wenig Verstärkung erzeugen, den Rest 
übernehmen dann nachgeschaltete OPamp-Schaltungen. Klirr ist ebenso 
relativ unwichtig wie Temperaturkonstanz der Verstärkung. Also ist ein 
symmetrischer Aufbau mit Differenzverstärker in der Eingangstufe 
eigentlich gar nicht nötig. Die Eingangsimpedanz sollte im 10k Bereich 
liegen, wenn Anja einen 1k Widerstand im Hochpaß vom Eingang nach Masse 
legt. Die Ausgangsimpedanz sollte möglichst niedrig sein. Bei 
ausreichender Verstärkung reicht aber eine Impedanz, die im Bereich des 
Rauschminimums des nachfolgenden OPamps liegt.

Autor: helmut2 (Gast)
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Die Schaltung soll so hochohmig sein, dass man das Rauschen eines ACCUs 
messen kann. Da dürften einige kOhm ausreichen.
Als Basis schlage ich vor, aus dem Datenblatt von MAT03 die angegebene 
Schaltung mit passiven RC-Filter aufzubauen.
Die schon angeführten hohen Kosten betragen bei Digikey ca. 15 Euro. Was 
kostet ein Arbeitstag in einer Firma?

Autor: ArnoR (Gast)
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> Also ist ein
> symmetrischer Aufbau mit Differenzverstärker in der Eingangstufe
> eigentlich gar nicht nötig. Die Eingangsimpedanz sollte im 10k Bereich
> liegen

Dann meinst du wohl eine Emitterschaltung? 10k Eingangswiderstand kann 
man da zwar auch mit Gegenkopplungswiderständen im Ohm-Bereich schaffen 
(die wegen des Rauschens so niederohmig sein müssen), aber nur wenn die 
Eingangssignale kein sind und der Verstärker arbeitsfähig ist, weil 
anderenfalls die Gegenkopplung wegfällt und am Eingang nur noch die 
Basis-Emitter-Diode + Re erscheinen. Für Anjas Forderungen geht das 
nicht.

> unwichtig wie Temperaturkonstanz der Verstärkung.

Der Arbeitspunkt der Eingangs-Emitterschaltung sollte auf jeden Fall 
stabilisiert werden, weil wegen des niederohmigen Emitterwiderstandes 
dort keine wirksame Stromgegenkopplung und damit 
Temperaturstabilisierung erreicht wird und die Schaltung außerdem eine 
große Steilheit hat, was den ungeregelten, z.B. durch Einspeisen eines 
konstanten Basisstromes eingestellten AP stark mit der Temperatur 
verschiebt und damit u.a. auch die Schleifenverstärkung ändert. 
Parallelgegenkopplung zur Stabilisierung kommt wegen der Forderung nach 
hohem re nicht in Frage.

Bei direkt gekoppelten Stufen ist die Stabilisierung zwingend, da wegen 
der nachfolgenen Gleichspannungsverstärkung die Drift nochmals verstärkt 
wird und die Stufen schnell "anschlagen".

Autor: Ralf H. (teccoralf)
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Hallo,
hier mal der Link, den wir schon diskutiert haben, ist ein Jahr her, 
aber gleiche Ergebnisse und gleiche Schaltungen, mal ein anderer Name 
oder ein anderes BiPo- Paar aber ansonsten. . .

Beitrag "Re: Einfacher Messverstärker 10 Hz - 100 KHz"

Viele Grüße Ralf

Autor: Kai Klaas (klaas)
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Nach langem Überlegen habe ich beschlossen nun auch einen Meßverstärker 
zu bauen, soweit meine karge Freizeit es zuläßt. Ich möchte aber gerne 
auch in Schaltungen mit nicht besonders niederohmigen Quellimpedanzen 
messen. Der Frequenzbereich soll die zwei Bereiche von 0,1Hz bis 10Hz 
und von 10Hz bis 100kHz umfassen, möglichst mit nur einer Meßschaltung.

Wenn ich am Eingang ein Tiefpaßfilter vorsehe mit 1nF Kapazität nach 
Masse, dann hätte das eine Impedanz von knapp 8kOhm bei 20kHz zur Folge. 
Also könnte ich auch mal in Schaltungen mit Quellimpedanzen bis rund 
5kOhm bis zu dieser Frequenz messen.

5k liefert rund 9nV/SQRT(Hz) thermisches Rauschen. Also sollte die 
Rauschstromdichte deutlich unter 9nV/SQRT(Hz) / 5k = 1,8pA/SQRT(Hz) 
liegen. Wenn ich dann mal bis 1Hz herunter messen möchte, was bei 
Schaltungen mit Elkos, Tantals und Akkus interessant sein dürfte, 
scheiden Verstärker mit BJT oder bipolaren OPamps eigentlich aus. Zum 
Vergleich: Ein LT1037 hat eine Rauschstromdichte von rund 5pA/SQRT(Hz) 
bei 1Hz, der LT1028 von immerhin rund 15pA/SQRT(Hz). Und bei noch 
niedrigeren Frequenzen steigt das Stromrauschen auch noch deutlich an.

Interessanterweise findet man kaum bipolare OPamps mit bei 1Hz 
spezifiziertem niedrigen Stromrauschen. Um der Problematik mit dem 
Stromrauschen ganz aus dem Weg zu gehen, möchte ich daher mit einem 
FET-Verstärker arbeiten, weil FET-Verstärker um Größenordnungen kleine 
Rauschstromdichten haben. JFET scheint besser abzuschneiden als MOSFET, 
weil sich bei JFET offenbar niedrigere 1/f-Grenzfrequenzen realisieren 
lassen.

Es gibt zwar auch OPamps mit JFET, die sehr niedriges Spannungsrauschen 
aufweisen, aber diese müssen immer symmetrisch aufgebaut werden, also 
von jedem Eingang nach Masse identische Impedanzen sehen, um wirklich 
rauscharm zu arbeiten. Damit wäre ich aber an eine bestimmte 
Quellimpedanz gebunden, was für das Messen in unterschiedlichen 
Schaltungen völliger Murks wäre.

Also kommt nur eine Schaltung mit einem diskreten JFET am Eingang in 
Frage. Hier fällt die Wahl natürlich sofort auf den 2SK369 (ähnlich dem 
2SK170), der überragende Rauscheigenschaften zeigt: Bei 10Hz beträgt die 
Rauschspannungsdichte 2,5nV/SQRT(Hz), bei vernachlässigbarem 
Stromrauschen. Bei höheren Frequenzen fällt der Wert auf unter 
1nV/SQRT(Hz). Bei niedrigeren Frequenzen steigt das Spannungsrauschen 
allerdings mit einer typischen 1/f-Charakteristik an. Eventuell hilft 
Parallelschalten von mehrern 2SK369, womit das Spannungsrauschen um den 
Faktor SQRT(n) kleiner wird, wobei n die Anzahl der parallelgeschalteten 
JFETs ist. Glücklicherweise ist der 2SK369 im Gegensatz zu den 
hochgezüchteten Spezial-OPamps sehr preisgünstig, sodaß das 
Parallelschalten nicht zu teuer wird.

Zuerst habe ich daran gedacht, den JFET nicht innerhalb einer 
OPamp-Gegenkopplung einzusetzen, sondern als nackten Vorverstärker oder 
Buffer. Da kommt zunächst mal die Drainschaltung in Frage. Die SIMU 
zeigt ein sehr gutes Verhalten, also praktisch völlige Unabhängigkeit 
der Verstärkung von der Quellimpedanz, etc. Leider hat die 
Drainschaltung mit Rd=0 überhaupt keine Verstärkung, sodaß mit einem 
nachgeschalteten LT1028 die gesamte Verstärkung erzeugt werden müßte. 
Die Drainschaltung liefert dann eine niedrige Ausgangsimpedanz von rund 
20R bei 10mA Drainstrom (hoher Drainstrom = niedriges Rauschen), sodaß 
das Stromrauschen des LT1028 kaum noch einen Einfluß hat und sich das 
besonders niedrige Spannungsrauschen des LT1028 voll positiv bemerkbar 
machen würde.

Nachteilig an dieser Schaltung ist der hohe Preis für den LT1028 und der 
Umstand, daß Drainschaltungen, vor allem mit RD=0, ziemlich instabil 
sind, was zum Problem werden könnte, da die Gesamtschaltung extrem hoch 
verstärken wird.

Dann kommt die Source-Schaltung. Vorteil hierbei ist die kräftige 
Verstärkung von rund Faktor 40, die der 2SK369 ganz alleine liefert, 
sogar bei einem recht hohen Drainstrom von 10mA. Nachteil: Schon bei 
kleinen Pegeln ab 10mV schnellen die Verzerrungen in die Höhe und 
erreichen Werte im Prozentbereich. Außerdem hat die Quellimpedanz am 
Eingang des JFET einen kräftigen Einfluß auf viele Paramter der 
Schaltung, wie Verzerrungen, Verstärkung etc.

Ich denke, ich werde deshalb eine Schaltung verwenden, die den JFET mit 
in der Gegenkopplung eines OPamp verwendet. Mit dieser bekannten 
Schaltung aus dem Internet habe ich mich schon angefreundet:

http://www.techlib.com/files/lowamp.pdf

Die SIMU sieht gut aus. Statt des LM833 läßt sich wohl auch ein OPA27 
einsetzen. Wenn ich etwas Zeit habe, werde ich diese Schaltung einmal 
aufbauen und testen. Hat damit schon jemand von Euch Erfahrung gemacht?

Autor: Anja (Gast)
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Kai Klaas schrieb:
> Der Frequenzbereich soll die zwei Bereiche von 0,1Hz bis 10Hz
> und von 10Hz bis 100kHz umfassen, möglichst mit nur einer Meßschaltung.

Da bin ich aber sehr gespannt auf die praktische Realisierung.
Die Anforderungen für die beiden Bereiche sind schon stark 
unterschiedlich.

Bei 0.1-10Hz sind die üblichen Rauschamplituden im Bereich 1uVpp bis 
mehrere 10 uVpp. Die Verstärkung sollte mindestens 10000 fach sein. 
Wegen der geringen Bandbreite schafft man das mit 2 Verstärkerstufen.

Bei 10Hz-100kHz ist man dann eher bei 100uV-mehreren mV. Wegen der 
Bandbreite kann man je Stufe maximal ca Faktor 10 verstärken. Aber zum 
Glück reichen 3 Stufen normalerweise aus.

Gruß Anja

Autor: Ralf H. (teccoralf)
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Hallo, in dem Artikel
Re: Einfacher Messverstärker 10 Hz - 100 KHz
habe ich begonnen, meine Ergebnisse aus der Arbeit der letzten zwei 
Jahre darzustellen. Kann es aber erst Ende August 2013 hier 
veröffentlichen.
So viel vorne weg, meinen an der Arbeit beteiligten Kollegen und mir, 
ist es nicht gelungen die beiden von @klaas angesprochenen Bereiche zu 
belegen, d.h. mit respektablen Werten abzudecken. In jedem Fall blieb 
uns nur der getrennte Aufbau (0,1 bis 10 Hz;; und 10 Hz bis 100 kHz) 
übrig. Auch hatten wir getrennte Vorstufen, einmal SSM 2220 und einmal 
Fets mit aufgebaut, jede dieser Aufbauten, - zum Vergleich in gleiche 
Gehäuse und gleiche Stromversorgungen aufgebaut- , brachte immer nur in 
einem Bereich gute Werte. Vergleichbar mit den von @Anja angedeuteten 
Grenzen, bzw. Maxima/ Minima.
Es ist für mich hochinteressant und ich bin auch zu Unterstützungen 
bereit, Dein Projekt @klaas mit zu begleiten, da diese Werte von der 
SIMU her doch vielversprechend sind.
Beste Grüße Ralf

Autor: alfredo (Gast)
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Habe den Verdacht, dass der SSM2220 und der "alte" MAT03 dasselbe ist. 
Offensichtlich ist eine Verbesserung der Rauscheigenschaften nicht mehr 
möglich. Ein Aufbau mit SMD Bauteilen, die ich bei Experimenten am 
liebsten vermeide, wird allerdings alle von außen kommenden Störungen 
verkleinern. Alle Induktionsschleifen sind kleiner. Also dieses mal SMD 
Aufbau ins Auge fassen. Aber bei überlegten Massepunkten könnte es auch 
konventionell klappen.

Vergleicht mal diese Datenblätter nach dem Motto: "Nichts neues unter 
der Sonne" und das nach Jahrzehnten.


http://www.analog.com/static/imported-files/data_s...

http://www.analog.com/static/imported-files/data_s...

Autor: Kai Klaas (klaas)
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>habe ich begonnen, meine Ergebnisse aus der Arbeit der letzten zwei
>Jahre darzustellen. Kann es aber erst Ende August 2013 hier
>veröffentlichen.

Ich freue mich schon sehr auf deine Ergebnisse!

>Da bin ich aber sehr gespannt auf die praktische Realisierung.
>Die Anforderungen für die beiden Bereiche sind schon stark
>unterschiedlich.

Ich möchte in Schaltungen messen, die einfach "mittelohmiger" sind. Und 
auch noch in einem Frequenzbereich, der nicht nur Audio umfaßt, sondern 
auch noch deutlich darunter geht, also auf jeden Fall von 1Hz bis 20kHz.

Beispielsweise interessiert es mich schon seit geraumer Zeit, wie sich 
Potis und Fader rauschmäßig verhalten. Die Schaltung dazu ist fast immer 
ein Elko (manchmal auch Foliencap) in Serie mit besagtem Poti. Der Elko 
trägt irgendeine Offsetspannung eines vorausgehenden OPamps. Also fließt 
ein kleiner Gleichstrom, der das (Kohleschicht-)Poti zum Rauschen 
anregen dürfte. Die Quellimpedanz, die die Meßschaltung dann sieht, ist 
die Parallelschaltung der beiden Potihälften, jeweils vom Abgriff aus 
gesehen, während die eine Hälfte am anderen Ende direkt mit Masse 
verbunden ist und die andere über den Cap. Jetzt schwanken die Caps von 
sagen wir mal 330n bis 220µ und die Potis von 1k bis 100k. Also ergibt 
sich eine komplexe Quellimpedanz, mit zu tiefen Frequenzen hin 
ansteigender Impedanz. Wenn ich jetzt zuviel Stromrauschen im 
Meßverstärker habe, muß ich dauernd darüber nachdenken, woher das 
Rauschen wohl gerade kommt. Also versuche ich eine Meßschaltung zu 
verwenden, die möglichst geringes Stromrauschen erzeugt.

Ich weiß, man kann darüber viel lesen, aber ich möchte es einmal selbst 
messen. Übrigens bin ich nicht so sehr an einem Effektivwert über 
irgendeinem Frequenzband interessiert, sondern möchte das Signal lieber 
mit einem Spektrumanalyser auswerten.

Autor: Arc Net (arc)
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Two-channel amplifier for high-sensitivity voltage noise measurements, 
Crupi, Giusi, Pace, 2007 (basierend auf Kreuzkorrelation, das Rauschen 
der Verstärker fällt theoretisch weg)

Differential ultra low noise amplifier for low frequency noise 
measurements, Scandurra, Cannata, Ciofi, 2011

Low-frequency noise measurements: applications, methodologies and 
instrumentation, Ciofi, Neri, 2003

High-Sensitivity Instrumentation for Low Frequency Noise Measurements, 
Giusi, PhD Thesis

u.U. auch noch interessant
Long term stability estimation of DC electrical source from low 
frequency noise measurements, Giusi, Scandurra, Ciofi, 2004

Autor: Kai Klaas (klaas)
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Ich gebe hier mal meine SIMU-Schaltung an. Sie läuft in TINA-TI.

Das Spice Model für den 2SK369 habe ich von hier:

http://www.diyaudio.com/forums/parts/26525-2sk369-spice.html

Das Spice Model für den 2N5639 habe ich von der Website von Onsemi.

Der OPamp ist ein OPA627. Aber es geht auch ein ganz normaler OPA27.

Man steuere den Eingang mal mit einem Rechteck an und verändere dabei 
C2...

Autor: ArnoR (Gast)
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Hallo Kai,
ich will ja kein Spaßverderber sein, aber verändere doch mal V1 im 
DC-Sweep ein wenig und schau dir das Ausgangssignal an. Die 
Betriebsspannungsunterdrückung der Schaltung ist ca. 0dB, es schlägt 
also alles von der Betriebsspannung voll durch. Das war auch eins der 
Hauptprobleme damals bei meinem diskreten Vorverstärker.

Autor: Kai Klaas (klaas)
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>ich will ja kein Spaßverderber sein...

Wieso Spaßverderber? Hey, es macht doch erst Spaß, wenn jemand sachliche 
Kritik übt! Wegen Leuten wie dir mache ich mir doch erst die Mühe, das 
hier alles ins Forum zu stellen.

>...aber verändere doch mal V1 im DC-Sweep ein wenig und schau dir das 
>Ausgangssignal an.

Ich werde im späteren Meßbetrieb keine nenneswerten Gleichspannungen am 
Eingang haben. Außerdem müssen die Versorgungsspannungen für die FETs 
stabilisiert sein und R4 muß individuell angepaßt werden. An den Ausgang 
der Schaltung wird sich ein Hochpaß anschließen, der das 
Weiterverstärken der DC-Driften verhindert. Ich hoffe, daß das reicht...

>Die Betriebsspannungsunterdrückung der Schaltung ist ca. 0dB, es schlägt
>also alles von der Betriebsspannung voll durch. Das war auch eins der
>Hauptprobleme damals bei meinem diskreten Vorverstärker.

Ja, das habe ich auch schon bemerkt. Ich möchte die Versorgungsspannung 
für die FETs mit einfachen Gyrator-Schaltungen stabilisieren. Die 
Zeitkonstanten an den Basen werden dafür wohl riesig sein...

Autor: Kai Klaas (klaas)
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>Das war auch eins der Hauptprobleme damals bei meinem diskreten
>Vorverstärker.

Hast du einen Link?

Autor: branadic (Gast)
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Kai Klaas schrieb:
> Ja, das habe ich auch schon bemerkt. Ich möchte die Versorgungsspannung
> für die FETs mit einfachen Gyrator-Schaltungen stabilisieren. Die
> Zeitkonstanten an den Basen werden dafür wohl riesig sein...

Warum dafür nicht einen OpAmp verwenden, der die notwendige PSRR 
mitbringt und den FET versorgt?

Autor: Abdul K. (ehydra) Benutzerseite
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Leider kann man sich die Literaturlinks ja nicht ansehen. Ich würde 
allerdings noch Rubiola erwähnen, falls es vergessen wurde. Und 
natürlich BF862. Für hochohmige Quellen und etwas höherer unterer 
Grenzfrequenz kann auch CMOS interessant sein (Die Transkonduktanz ist 
durch die Komplementarität höher).

Autor: ArnoR (Gast)
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>>Das war auch eins der Hauptprobleme damals bei meinem diskreten
>>Vorverstärker.
>
> Hast du einen Link?

Nur zu mir selbst, denn der ist 100% von mir.

Autor: ArnoR (Gast)
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>>...aber verändere doch mal V1 im DC-Sweep ein wenig und schau dir das
>>Ausgangssignal an.
>
> Ich werde im späteren Meßbetrieb keine nenneswerten Gleichspannungen am
> Eingang haben. ...

Da hast du mich wohl falsch verstanden, ich meinte nicht VG1, sondern 
V1, also die Betriebsspannung V1.

Autor: ArnoR (Gast)
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Kai Klaas schrieb:
>>Das war auch eins der Hauptprobleme damals bei meinem diskreten
>>Vorverstärker.

Also nicht das du mich falsch verstehst, das war eines der Probleme 
(neben Verstärkung, Bandbreite, Rauschen, Stromaufnahme, 
Versorgungsspannung, Temperaturstabilität) die ich lösen musste. Der 
Verstärker schafft jetzt etwa 80dB PSRR.

Autor: Arc Net (arc)
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Abdul K. schrieb:
> Leider kann man sich die Literaturlinks ja nicht ansehen.

Welchen?
Differential ultra low noise amplifier for low frequency noise 
measurements
bspw. zu finden unter
http://scitation.aip.org/getpdf/servlet/GetPDFServ...

Genutzt werden in der ersten Stufe JFETs (IF3602), die Schaltung ist 
ziemlich detailliert beschrieben

(die anderen Paper sollten sich ebenso finden lassen...)

Autor: branadic (Gast)
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> Welchen?

Low-frequency noise measurements: applications, methodologies and
instrumentation, Ciofi, Neri, 2003

Ungeachtet dessen gibt es natürlich zahlreiche andere 
Veröffentlichungen, bei denen FET-Schaltungen für die Messung von 
Rauschen zum Einsatz kommen:

A post-SQUID ac amplifier aimed for multiplexed detector readouts

A very low-noise FET input amplifier

Design of ultra low noise amplifiers

um nur mal einige wenige zu nennen.

Autor: Kai Klaas (klaas)
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>Und natürlich BF862.

Ja, den hatte ich mir auch schon angeschaut. Leider ist sein Rauschen 
nur bei 100kHz spezifiziert.

>Warum dafür nicht einen OpAmp verwenden, der die notwendige PSRR
>mitbringt und den FET versorgt?

Ja, wie bei Jim Williams in seiner AN124, als Teil eines DC-Servos? 
Mache ich vielleicht so, wenn die DC-Drift zu groß wird.

>Der Verstärker schafft jetzt etwa 80dB PSRR.

Unabhängig von der Quellimpedanz?

Autor: Abdul K. (ehydra) Benutzerseite
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Kai Klaas schrieb:
>>Und natürlich BF862.
>
> Ja, den hatte ich mir auch schon angeschaut. Leider ist sein Rauschen
> nur bei 100kHz spezifiziert.
>

Hier ein paar Sachen von meiner 3,5"-Hirn-Erweiterung:
http://www.edaboard.co.uk/low-noise-amplifier-for-...

http://www.24. fi/kiviranta/bf862_no3.gif

Physical noise limit: <by Mikko S Kiviranta>
un=sqrt( 8/3 k T / gm)

Autor: ArnoR (Gast)
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Kai Klaas schrieb:
>>Der Verstärker schafft jetzt etwa 80dB PSRR.
>
> Unabhängig von der Quellimpedanz?

Weitgehend. Bei 0...3K Quellwiderstand fällt die PSRR um 2dB. Allerdings 
sind die 80dB der 0Hz-Wert und fallend mit der Frequenz (wie bei jedem 
OPV o.ä.).

Autor: Kai Klaas (klaas)
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>Weitgehend. Bei 0...3K Quellwiderstand fällt die PSRR um 2dB. Allerdings
>sind die 80dB der 0Hz-Wert und fallend mit der Frequenz (wie bei jedem
>OPV o.ä.).

Nicht schlecht...

>Die Betriebsspannungsunterdrückung der Schaltung ist ca. 0dB, es schlägt
>also alles von der Betriebsspannung voll durch.

Ich habe jetzt mal die PSRR mit der SIMU überprüft. Siehe Anhang.

Die negative PSRR profitiert von der Konstantstromquelle (T2). Der 
gezeigte Verlauf gilt für alle Quellimpedanzen zwischen 0Ohm und 
100kOhm. Eigentlich auch für noch größere Quellimpedanzen, aber ich habe 
die Darstellung bei 100kOhm abgebrochen, weil ich mit der Schaltung 
deutlich niedrigere Quellimpedanzen anstrebe.

Die PSRR ist übrigens sogar noch um 30dB größer als die angezeigten 
Werte, weil der Graph ja das Geschehen auf das Ausgangssignal der 
Schaltung bezieht. Die PSRR wird aber immer auf den Eingang 
zurückgerechnet. Eine PSRR zwischen 70dB und 130dB im Bereich bis 10MHz 
ist doch ganz ordentlich.

Die positive PSRR ist erwartungsgemäß deutlich schlechter als die 
negative, weil hier die Schaltung nicht von einer Konstantstromquelle 
profitieren kann. Dennoch kommen hier immerhin noch rund 30dB bis 50dB 
PSRR bis 10MHz zustande. Auch hier ist das Geschehen so gut wie 
unabhängig von der Quellimpedanz. Jedenfalls zeigt die SIMU zwischen 
0Ohm und weit über 100kOhm Quellimpedanz weitgehend identische Graphen.

Der 1n Cap am Eingang der Schaltung (C4) unterdrückt übgrigens eine 
Spitze von rund 10dB bei der positiven PSRR. Auf einen solchen Cap würde 
ich bei einem JFET-Verstärker, auch aus anderen Gründen, grundsätzlich 
niemals verzichten wollen.

Mit einer PSRR von mindestens 30dB kann man schon einiges reißen: Wenn 
Anja und Jim Williams mit dem zusätzlichen Rauschen eines RC-Glieds mit 
fettem Elko mit einer Zeitkonstane im Sekundenbereich direkt im 
Signalweg leben können, dann kann ich auch ein solches RC-Glied in einem 
Gyrator unterbringen, um die Versorgungsspannung zu filtern. Ich habe 
sogar noch 30dB Reserve, wegen der zusätzlichen PSRR von 30dB. Das sieht 
doch ganz gut aus.

An der Schaltung von Wenzel ist mir aber noch ein ganz anderer 
gravierender Nachteil aufgefallen: Der Klirr beträgt rund 10% bei 
100kHz! Daran ist C3 und C2 Schuld. Verkleinert man C3 und C2 fällt er 
auf akzeptable Werte. Offenbar hat Wenzel mit C3 eine 
Bandbreitenbegrenzung vornehmen wollen und ihn hat der erhöhte Klirr 
nicht gestört. Aber für eine Meßschaltung geht ein Klirr von 10% bei 
einer Frequenz innerhalb ihrer Bandbreite natürlich gar nicht!

Ein weiterer Nachteil ist, daß sich T2 in der Schaltung massiv aufheizen 
dürfte. Aber es läßt sich wohl die negative Versorgungsspannung deutlich 
verkleinern.

Autor: Kai Klaas (klaas)
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>An der Schaltung von Wenzel ist mir aber noch ein ganz anderer
>gravierender Nachteil aufgefallen: Der Klirr beträgt rund 10% bei
>100kHz! Daran ist C3 und C2 Schuld. Verkleinert man C3 und C2 fällt er
>auf akzeptable Werte. Offenbar hat Wenzel mit C3 eine
>Bandbreitenbegrenzung vornehmen wollen und ihn hat der erhöhte Klirr
>nicht gestört. Aber für eine Meßschaltung geht ein Klirr von 10% bei
>einer Frequenz innerhalb ihrer Bandbreite natürlich gar nicht!

Ich habe mal eine Phasenganganalyse durchgeführt. Es wird ein OP27 mit 
einer "open loop output impedance" von 70R angenommen. Man erkennt, daß 
Wenzel den Verstärker mit C3=1n und C2=820p perfekt phasekompensiert 
hat. Die SIMU zeigt, daß das aber auch für C3=0 und C2=47p möglich sein 
sollte.

Man erkennt, daß die Modifikation einen erheblichen Einfluß auf den 
Klirrfaktor bei 100kHz haben dürfte!

Autor: ArnoR (Gast)
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Kai Klaas schrieb:
> Die PSRR ist übrigens sogar noch um 30dB größer als die angezeigten
> Werte, weil der Graph ja das Geschehen auf das Ausgangssignal der
> Schaltung bezieht. Die PSRR wird aber immer auf den Eingang
> zurückgerechnet.

Naja, man kann es auf den Eingang oder auf den Ausgang beziehen:

http://www.analog.com/static/imported-files/tutori...

Aber wegen der größeren Zahlenwerte schreibt man in die DB wohl lieber 
die RTI-Werte. Meine Angaben bezogen sich auf den Ausgang PSSR (RTO).

> Die positive PSRR ist erwartungsgemäß deutlich schlechter als die
> negative, weil hier die Schaltung nicht von einer Konstantstromquelle
> profitieren kann.

Die Ursache ist nicht eine fehlende Konstantstromquelle, sondern der 
falsche Potentialbezug des OPV. Die Funktion ist so: der Sfet erzeugt 
mit seiner Steilheit durch die Eingangsspannung dUe einen Drainstrom 
dId, der am Widerstand R1 eine Spannung dUa erzeugt. Der OPV misst aber 
nicht diese Spannung, sondern (wegen seines Bezugs am +-Eingang auf 
Masse) die Differenz V1-dUa. Und damit erscheint die Betriebsspannung V1 
direkt als Eingangsspannung des OPV. Ein schwerer Designfehler.

Man kann das vermeiden, indem man den Drainstrom z.B. mit einem 
Stromspiegel von V1 wieder nach Masse spiegelt und damit dem OPV die 
Möglichkeit gibt, gegen Masse zu messen, allerdings müssen dann die 
OPV-Eingänge vertauscht werden.

Autor: ArnoR (Gast)
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Ich hab mal auf die Schnelle simuliert was ich oben sagte. Die PSRR 
nimmt mit dem einfachen Stromspiegel um mehr als 45dB zu, somit kommt 
man wohl ohne Gyrator aus.

Autor: Kai Klaas (klaas)
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>Hier ein paar Sachen von meiner 3,5"-Hirn-Erweiterung:
>http://www.edaboard.co.uk/low-noise-amplifier-for-...
>
>http://www.24. fi/kiviranta/bf862_no3.gif

Das GIF-File wird im Web leider nicht gefunden. Hast du noch eine 
private Kopie?

>Ich hab mal auf die Schnelle simuliert was ich oben sagte. Die PSRR
>nimmt mit dem einfachen Stromspiegel um mehr als 45dB zu, somit kommt
>man wohl ohne Gyrator aus.

Ist denn die Schaltung dann noch ultra rauscharm, bis auf 0,1Hz 
herunter?

>An der Schaltung von Wenzel ist mir aber noch ein ganz anderer
>gravierender Nachteil aufgefallen: Der Klirr beträgt rund 10% bei
>100kHz! Daran ist C3 und C2 Schuld.

Hier muß ich wohl zurückrudern. Der hohe Klirrfaktor könnte ein 
Softwarefehler von TINA-TI sein, der den Einschwingvorgang der Schaltung 
aus der Klirrfaktorberechnung nicht ausblendet, obwohl man den Modus 
"Calculate operating point" angewählt hat. Wählt man nämlich in der 
"Sampling start time" nicht "0" sondern "100µs" wird der Klirrfaktor 
schlagartig erheblich kleiner. Jetzt erhält man nicht mehr knapp 10%, 
sondern nur noch 0,005%. Aufgefallen ist mir der Fehler, als ich bei den 
angezeigten "Fourier coefficients" eine viel zu kleine Amplitude der 
Grundschwingung festgestellt habe.

Der Fehler entsteht immer dann, wenn die Schaltung Caps enthält, die 
relevante Zeitkonstanten nach sich ziehen, die beim Start der Schaltung 
das Einpendeln auf den Arbeitspunkt verzögern. Dann sollte man die 
"Sampling start time" solange vergrößern, bis der berechnete Klirrfaktor 
stabile Werte annimmt.

Autor: ArnoR (Gast)
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> Ist denn die Schaltung dann noch ultra rauscharm, bis auf 0,1Hz
> herunter?

Ja natürlich, denn der Stromspiegel wird ja erst nach der Verstärkung 
durch die Sfets (das verstärkte Eingangssignal ist nicht der 
Spannungsabfall über R1, sondern der Drainstrom!) mit seinem 
Eigenrauschen und seiner Drift wirksam.

Eine andere Möglichkeit wäre, die Referenzspannung am +Eingang des OPV 
auf V1 zu beziehen und auf den Stromspiegel zu verzichten. Dann bekommt 
der OPV die Betriebsspannungsschwankungen als 
Gleichtakteingangsspannung.

Autor: Kai Klaas (klaas)
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>Ja natürlich, denn der Stromspiegel wird ja erst nach der Verstärkung
>durch die Sfets (das verstärkte Eingangssignal ist nicht der
>Spannungsabfall über R1, sondern der Drainstrom!) mit seinem
>Eigenrauschen und seiner Drift wirksam.

Stimmt, klingt einleuchtend.

>Eine andere Möglichkeit wäre, die Referenzspannung am +Eingang des OPV
>auf V1 zu beziehen und auf den Stromspiegel zu verzichten. Dann bekommt
>der OPV die Betriebsspannungsschwankungen als
>Gleichtakteingangsspannung.

In gewisser Weise geschieht das für DC, wenn der Spannungsteiler R3/R5 
(in meiner Schaltung) von V1 gespeist wird. Naja, es sind nur 5dB 
Gewinn...

Autor: ArnoR (Gast)
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> In gewisser Weise geschieht das für DC, wenn der Spannungsteiler R3/R5
> (in meiner Schaltung) von V1 gespeist wird. Naja, es sind nur 5dB
> Gewinn...

Ja genau, weil die "Referenzspannung" dann ja etwa in der Mitte zwischen 
V1 und Masse hängt. Wenn du V5 von V1 "herunterhängen" lässt, dann geht 
es.

Autor: Abdul K. (ehydra) Benutzerseite
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Kai Klaas schrieb:
>>Hier ein paar Sachen von meiner 3,5"-Hirn-Erweiterung:
>>http://www.edaboard.co.uk/low-noise-amplifier-for-...
>>
>>http://www.24. fi/kiviranta/bf862_no3.gif
>
> Das GIF-File wird im Web leider nicht gefunden. Hast du noch eine
> private Kopie?
>

Leider nein. Was willst du wissen? Eckfrequenz ist ca. bei 1,5KHz.


Der 2N4401 ist auch interessant.


Falls du mit CMOS mal spielen willst: Die Daten für CD4000er findet man 
im DB des CA3600.

Autor: ArnoR (Gast)
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Abdul K. schrieb:
> Der 2N4401 ist auch interessant.

Ja, aber der 2N4403 ist noch interessanter (rauschärmer), falls man mit 
der umgekehrten Polarität der Schaltung leben kann. Ich hab auch den 
4401 genommen. Irgendwie hab ich den Eindruck, dass das nur anders 
gelabelte PN2222a bzw. PN2907a sind, jedenfalls hab ich in den DB keine 
Unterschiede gefunden.

Autor: alesi (Gast)
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Abdul K. schrieb:
>> Das GIF-File wird im Web leider nicht gefunden. Hast du noch eine
>> private Kopie?
>>
>
> Leider nein. Was willst du wissen? Eckfrequenz ist ca. bei 1,5KHz.

Zu "kiviranta" und "low noise" habe ich zwar kein bf862_no3.gif, aber
dieses hier gefunden:

https://docs.google.com/viewer?a=v&pid=sites&srcid...

Der Link stammt vom 3. Eintrag in
https://sites.google.com/site/nikolaibeev/misc

Nikolai Beev and Mikko Kiviranta. Cryogenic low-noise dc-coupled 
wideband differential amplifier based on SiGe heterojunction bipolar 
transistors.

Da ist eine Schaltung mit NESG3031 und OPA836 gezeigt, aber
für T = 4,2 bis 77 K.

Autor: Abdul K. (ehydra) Benutzerseite
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ArnoR schrieb:
> Abdul K. schrieb:
>> Der 2N4401 ist auch interessant.
>
> Ja, aber der 2N4403 ist noch interessanter (rauschärmer), falls man mit
> der umgekehrten Polarität der Schaltung leben kann. Ich hab auch den
> 4401 genommen. Irgendwie hab ich den Eindruck, dass das nur anders
> gelabelte PN2222a bzw. PN2907a sind, jedenfalls hab ich in den DB keine
> Unterschiede gefunden.

Mag sein, hört man öfters das diverse Nummern nur noch dem Kunden 
gegenüber als separat verkauft werden. Wiederum andere Hersteller 
verkaufen andere Designs unter gleichem Standardnamen. Tja.


Es gibt Designformeln, mit denen man die zu erwartenden Rauschwerte 
bestimmen kann ->Anhang.

Autor: Kai Klaas (klaas)
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>Leider nein. Was willst du wissen?

Was er rauschmäßig zwischen 0,1Hz und 10Hz macht.

Übrigens, falls jemand den Wenzel-Amp nachbauen will: Der 2N5639 scheint 
von einigen Herstellern abgekündigt worden zu sein, jedenfalls ist er 
kaum noch verfügbar. Als Alternative scheint der 2N4860A geeignet zu 
sein. Jedenfalls läßt sich der Arbeitspunkt praktisch genauso wie beim 
2N5639 einstellen.

Im Anhang ist die SIMU mit den von mir verwendeten Spice Parametern für 
die JFETs.

Autor: Abdul K. (ehydra) Benutzerseite
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Kai Klaas schrieb:
>>Leider nein. Was willst du wissen?
>
> Was er rauschmäßig zwischen 0,1Hz und 10Hz macht.

In diesem Frequenzbereich ist eher BJT angesagt. Die Quellimpedanz 
dürfte riesig sein müssen, um hier mit einem JFET bessere Werte zu 
bekommen.


Ich habe nur diese Messung obigen Autors noch gefunden. Laut seiner 
Beschreibung ist sie aber fehlerhaft unterhalb 1KHz, weil er einen 
Z5U-Kondi nahm und der zu spannungsabhängig reagierte. Für deinen 
Meßbereich von 0,1 bis 10Hz ist das nicht aussagefähig.

Autor: Kai Klaas (klaas)
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>In diesem Frequenzbereich ist eher BJT angesagt. Die Quellimpedanz
>dürfte riesig sein müssen, um hier mit einem JFET bessere Werte zu
>bekommen.

Wenzel gibt das Rauschen seines Verstärkers mit den zwei 
parallelgeschalteten 2SK369 am Eingang mit 2,5nV/SQRT(Hz) bei 10Hz und 
0,6nV/SQRT(Hz) bei Frequenzen darüber an. Der Rauschstrom ist dabei 
völlig vernachlässigbar bei nieder- bis mittelohmigen Quellimpedanzen.

Der LT1028 bringt es auf 1nV/SQRT(Hz) bei 10Hz und 0,9nV/SQRT(Hz) bei 
Frequenzen darüber. Sein Rauschstrom ist bei niedrigen Frequenzen aber 
so gigantisch, daß nur sehr niederohmige Quellimpedanzen von dem 
niedrigen Spannungsrauschen des LT1028 davon profitieren.

Also, so schlecht ist der 2SK369 nicht.

Autor: Abdul K. (ehydra) Benutzerseite
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Der richtige Weg ist die Integration der Rauschwerte über den 
gewünschten Betrachtungsfrequenzbereich (noise bandwidth). Das setzt 
auch das Limit für die maximale Verstärkung, denn obendrüber wird 
zumindest die letzte Verstärkungsstufe in zumindest zeitweise Begrenzung 
gehen. Macht man eine FFT eines in die Begrenzung gehenden Verstärkers 
(aka nun Komparator) und schraubt langsam den Pegel höher, so ist das 
sehr ernüchternd. Da ist praktisch kein Spielraum selbst bei nur mäßiger 
Bandbreite des Eingangssignals. Begrenzung ist ein zeitlich lokaler 
Effekt. Dafür kann man die Spitzenwert zu RMS-Wert Regel benutzen mit 
6,6:1 . Die entspricht soweit ich mich erinnere 6-sigma bzw. 99,5%. Auf 
einem Analogscope benutze man gerne den Faktor 6 zum Ablesen. Alles für 
quasi-Rauschsignale. Für andere Kurvenformen gelten andere Werte.
Damit hätten wir den (Eingangs-)Dynamikbereich definiert.

Dann braucht man noch die (komplexe möglicherweise frequenzabhängige 
-)Quellimpedanz. Der Rest ist schnödes Rechnen was man mit SPICE 
deutlich schneller kann. Am Ende hat man also einen idealen Kandidaten. 
Die Anzahl der Verstärkerstufen hängt von der Einzelverstärkung der 
aktiven Bauelemente ab. Für möglichst wenig Gesamtrauschen (=max. S/N am 
Ausgang) muß die erste Stufe die maximale Verstärkung haben. Ein 
Bauelement mit viel Verstärkung ist also genauso wichtig wie sein 
geringes Rauschen. Dummerweise beißt sich viel Verstärkung mit möglicher 
Bandbreite. Für Limiter wurde das theoretisch untersucht und es gibt 
eine optimale Lösung zur Verteilung der Einzelstufen. Hier aber nicht 
anwendbar, denn am Ausgang soll nicht ein digitales Signal mit exakt 
einer Frequenz rauskommen!

Naja, das weißt du sicherlich alles. Kann aber nicht schaden es zu 
wiederholen und es lesen ja Anfänger mit.

Vorausgesetzt die SPICE-Modelle stimmen, kann man die besten Kandidaten 
also rein durch Simulation finden.


BTW:
Eine andere interessante Sache ist der Ersatz der Widerstände (an 
OpAmps), die die Verstärkung definieren, durch Kondensatoren. Kondis 
rauschen nur mit ihrem ESR. Allerdings fand ich mal einen Hinweis, daß 
sobald die Ersatzschaltung durch Kondis einen Widerstand simuliert, 
diese Schaltung dann ebenso Rauschwerte bekommt. Hat das mal jemand 
genauer untersucht? Es würde sich anbieten, da quasi-Rauschen als 
Eingangssignal keinen DC-Wert hat und daher eine solche Ersatzschaltung 
funzt. hm.
Ich habe sowas in einer Ultraschall-Verstärkerschaltung praktisch 
realisiert und es geht einwandfrei. Nur eben noch nicht den Gegentest 
mit konventionellen Widerständen gemacht.

Autor: Arc Net (arc)
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branadic schrieb:
>> Welchen?
>
> Low-frequency noise measurements: applications, methodologies and
> instrumentation, Ciofi, Neri, 2003

http://ing.unime.it/ciofi/public_html/hidden/FaN_03.pdf

Autor: Abdul K. (ehydra) Benutzerseite
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Arc Net schrieb:
> branadic schrieb:
>>> Welchen?
>>
>> Low-frequency noise measurements: applications, methodologies and
>> instrumentation, Ciofi, Neri, 2003
>
> http://ing.unime.it/ciofi/public_html/hidden/FaN_03.pdf

Hm, vielleicht Zufall oder mit Absicht gepostet? Jedenfalls ab Seite 9 
versuchen sie es dort auch mit kapazitiver Rückkopplung wie ich 
beschrieb. Danke, das bringt bestimmt noch Erkenntnisse!

Autor: Kai Klaas (klaas)
Datum:

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>>> Welchen?
>
>> Low-frequency noise measurements: applications, methodologies and
>> instrumentation, Ciofi, Neri, 2003
>
>http://ing.unime.it/ciofi/public_html/hidden/FaN_03.pdf

Diese Dokument sagt auf Seite 7 oben, daß bei einer Quellimpedanz über 
einigen 10R der JFET dem BJT bei niedrigen Frequenzen vorzuziehen ist, 
weil der Rauschstrom des BJT zu groß wird. Nun, ich werde bei meinen 
Messungen mit der Quellimpedanz immer über dieser magischen Grenze 
liegen. Also, ist der 2SK369 für mich wohl eine gute Wahl.

Interessant: Die verwenden wie Arno einen Stromspiegel in der 
Eingangsschaltung.

Autor: ArnoR (Gast)
Datum:

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Abdul K. schrieb:
> Eine andere interessante Sache ist der Ersatz der Widerstände (an
> OpAmps), die die Verstärkung definieren, durch Kondensatoren.

> Jedenfalls ab Seite 9
> versuchen sie es dort auch mit kapazitiver Rückkopplung wie ich
> beschrieb. Danke, das bringt bestimmt noch Erkenntnisse!

Das geht aber nur bei den gezeigten Schaltungen (bei denen am ersten 
Verstärker die Verstärkung mit der Frequenz reduziert wird und zum 
Ausgleich dafür der Teilerfaktor zum zweiten Verstärker frequenzabhängig 
vermindert wird), nicht jedoch bei konventionellen nichtinvertierenden 
Spannungsverstärkern. Dort würde der kapazitive Rückkoppelteiler nämlich 
eine lästige kapazitive Last am Verstärkerausgang sein und Widerstände 
für den Bias braucht man trotzdem.

> Der richtige Weg ist die Integration der Rauschwerte über den
> gewünschten Betrachtungsfrequenzbereich (noise bandwidth). Das setzt
> auch das Limit für die maximale Verstärkung, denn obendrüber wird
> zumindest die letzte Verstärkungsstufe in zumindest zeitweise Begrenzung
> gehen.

Ja, nur von welchen Verstärkungen redest du hier? Mein VV hat 60dB und 
liefert <500µVeff bzw. 3,3mVss am Ausgang bei B=0,1Hz...1MHz, da wird 
noch lange nichts übersteuert. Mehr Verstärkung hat kaum Sinn, da das 
Ausgangsrauschen so gerade an der Auflösungsgrenze der Oszis liegt 
(1...2mV/dev). Bei geringeren Bandbreiten (z.B. 0,1Hz...10Hz) kann man 
entsprechend auch bis 80dB gehen und liegt am Ausgang dann im gleichen 
Bereich.

> Dummerweise beißt sich viel Verstärkung mit möglicher
> Bandbreite.

Das stimmt zwar, nur spielt es hier keine Rolle. Man schafft mit solchen 
Vorstufen problemlos 1GHz GBP, also 1MHz bei V=60dB.

Autor: ArnoR (Gast)
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> Die verwenden wie Arno einen Stromspiegel in der Eingangsschaltung.

Der Stromspiegel dort ist nichts weiter als die Stromquelle für den Diff 
(Q3/Q4) und hat nicht direkt mit der Signalverarbeitung zu tun. Außerdem 
kann der so wie gezeichnet nur mit gepaarten Dualtransistoren gebaut 
werden. Da finde ich die Lösung aus dem DB des SSM2220 besser.

Autor: Kai Klaas (klaas)
Datum:

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>Der Stromspiegel dort ist nichts weiter als die Stromquelle für den Diff
>(Q3/Q4) und hat nicht direkt mit der Signalverarbeitung zu tun. Außerdem
>kann der so wie gezeichnet nur mit gepaarten Dualtransistoren gebaut
>werden. Da finde ich die Lösung aus dem DB des SSM2220 besser.

Sehe ich das richtig, daß im Datenblatt des SSM2220 das Stromrauschen 
mit keiner einzigen Silbe spezifiziert wird?? Das ist ja echt schwach. 
Was soll denn der Blödsinn??

Autor: Arc Net (arc)
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Abdul K. schrieb:
> Arc Net schrieb:
>> branadic schrieb:
>>>> Welchen?
>>>
>>> Low-frequency noise measurements: applications, methodologies and
>>> instrumentation, Ciofi, Neri, 2003
>>
>> http://ing.unime.it/ciofi/public_html/hidden/FaN_03.pdf
>
> Hm, vielleicht Zufall oder mit Absicht gepostet?

Der Server war als ich die Sachen oben erwähnt hatte nicht erreichbar 
und was anderes als die Seite eines der Autoren wollte ich nicht posten.

Autor: Kai Klaas (klaas)
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>Der Server war als ich die Sachen oben erwähnt hatte nicht erreichbar
>und was anderes als die Seite eines der Autoren wollte ich nicht posten.

Ist auf jeden Fall ein prima Link. Danke!

Autor: ArnoR (Gast)
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> Sehe ich das richtig, daß im Datenblatt des SSM2220 das Stromrauschen
> mit keiner einzigen Silbe spezifiziert wird? Das ist ja echt schwach.
> Was soll denn der Blödsinn??

Naja, wie sollen die das auch machen? Das (Basis-) Stromrauschen 
(Ibr)^2=2qIb=2qIc/B hängt doch vom eingestellten Kollektorstrom ab und 
der ist ja (anders als bei OPVs) in weiten Grenzen frei wählbar.

Autor: Christian L. (cyan)
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alfredo schrieb:
> Habe den Verdacht, dass der SSM2220 und der "alte" MAT03 dasselbe ist.

Kai Klaas schrieb:
> Sehe ich das richtig, daß im Datenblatt des SSM2220 das Stromrauschen
> mit keiner einzigen Silbe spezifiziert wird?? Das ist ja echt schwach.

Sollte es wirklich so sein, wie alfredo mutmaßt, könnte man unter
http://arxiv.org/pdf/physics/0503012%29
die Messungen auf Seite 3 als Referenz für das Stromrauschen 
heranziehen. Zumindest zur groben Orientierung sollte es reichen.

LG Christian

Autor: Kai Klaas (klaas)
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>Naja, wie sollen die das auch machen? Das (Basis-) Stromrauschen
>(Ibr)^2=2qIb=2qIc/B hängt doch vom eingestellten Kollektorstrom ab und
>der ist ja (anders als bei OPVs) in weiten Grenzen frei wählbar.

So wie beim Spannungsrauschen machen, auf einen Wert von 1mA 
Kollektorstrom beziehen.

Autor: Abdul K. (ehydra) Benutzerseite
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Kai Klaas schrieb:
>>Der Server war als ich die Sachen oben erwähnt hatte nicht erreichbar
>>und was anderes als die Seite eines der Autoren wollte ich nicht posten.
>
> Ist auf jeden Fall ein prima Link. Danke!

Er hat da auch noch zwei Thesis drinnen, die ich aber nicht komplett 
öffnen kann. Vielleicht kann die einer mit LATEX mal in pdf 
konvertieren?

Autor: Abdul K. (ehydra) Benutzerseite
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Kai Klaas schrieb:
>>http://ing.unime.it/ciofi/public_html/hidden/FaN_03.pdf
>
> Diese Dokument sagt auf Seite 7 oben, daß bei einer Quellimpedanz über
> einigen 10R der JFET dem BJT bei niedrigen Frequenzen vorzuziehen ist,
> weil der Rauschstrom des BJT zu groß wird. Nun, ich werde bei meinen
> Messungen mit der Quellimpedanz immer über dieser magischen Grenze
> liegen. Also, ist der 2SK369 für mich wohl eine gute Wahl.
>

Du meinst Fig. 8, aber wo ist da der Quellwiderstand angegeben? Das 
sieht mir auch nicht nach einem typischen JFET aus. Finde die 
Eckfrequenz viel zu niedrig. Ist erklärungsbedürftig! Wo steht da 10 
Ohm?

Autor: Abdul K. (ehydra) Benutzerseite
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ArnoR schrieb:
> Abdul K. schrieb:
>> Eine andere interessante Sache ist der Ersatz der Widerstände (an
>> OpAmps), die die Verstärkung definieren, durch Kondensatoren.
>
>> Jedenfalls ab Seite 9
>> versuchen sie es dort auch mit kapazitiver Rückkopplung wie ich
>> beschrieb. Danke, das bringt bestimmt noch Erkenntnisse!
>
> Das geht aber nur bei den gezeigten Schaltungen (bei denen am ersten
> Verstärker die Verstärkung mit der Frequenz reduziert wird und zum
> Ausgleich dafür der Teilerfaktor zum zweiten Verstärker frequenzabhängig
> vermindert wird), nicht jedoch bei konventionellen nichtinvertierenden
> Spannungsverstärkern. Dort würde der kapazitive Rückkoppelteiler nämlich
> eine lästige kapazitive Last am Verstärkerausgang sein und Widerstände
> für den Bias braucht man trotzdem.

Versteh ich nicht so ganz. Vermutlich bist du auch besser informiert was 
Verstärkerschaltungen angeht.

Wo ist der Unterschied zwischen (2=Rückkopplungselement):
v=R2/R1 und v=XC2/XC1=C1/C2 mit XC=1/(omega*C) ?

Bei der Kondensatorvariante wird der Rückkopplungsteiler mit steigender 
Frequenz immer niederohmiger, was ja eigentlich prinzipiell für jeden 
Verstärker vorteilhaft wäre.
Mit Induktivitäten scheint das so nicht zu gehen. Man könnte über einen 
Übertrager nachdenken, also beide Spulen koppeln. Ist das nicht der 
berühmte noise-less augmentation HF-Verstärker? Müßte ich mal nachsehen.


>
>> Der richtige Weg ist die Integration der Rauschwerte über den
>> gewünschten Betrachtungsfrequenzbereich (noise bandwidth). Das setzt
>> auch das Limit für die maximale Verstärkung, denn obendrüber wird
>> zumindest die letzte Verstärkungsstufe in zumindest zeitweise Begrenzung
>> gehen.
>
> Ja, nur von welchen Verstärkungen redest du hier? Mein VV hat 60dB und
> liefert <500µVeff bzw. 3,3mVss am Ausgang bei B=0,1Hz...1MHz, da wird
> noch lange nichts übersteuert. Mehr Verstärkung hat kaum Sinn, da das
> Ausgangsrauschen so gerade an der Auflösungsgrenze der Oszis liegt
> (1...2mV/dev). Bei geringeren Bandbreiten (z.B. 0,1Hz...10Hz) kann man
> entsprechend auch bis 80dB gehen und liegt am Ausgang dann im gleichen
> Bereich.

Ich habe da keinen allgemeinen Ansatz zu bieten. Was ich realisiert 
habe, ist ein Verstärker mit 4 invertierenden Stufen halbwegs 
gleichverteilter Verstärkung mit insgesamt 120dB. Alle Stufen arbeiten 
mit kapazitiver Rückkopplung und dann noch der zusätzliche Widerstand 
zur Einstellung des Arbeitspunktes (der dann natürlich ziemlich große 
Werte hat).


>
>> Dummerweise beißt sich viel Verstärkung mit möglicher
>> Bandbreite.
>
> Das stimmt zwar, nur spielt es hier keine Rolle. Man schafft mit solchen
> Vorstufen problemlos 1GHz GBP, also 1MHz bei V=60dB.

Insgesamt realisiert der Verstärker einen Bandpaß um 40KHz mit 
vielleicht 5KHz Bandbreite. Mit dem Ausgangswiderstand der vorherigen 
Stufe und dem Rückkopplungwiderstand (der für den Arbeitspunkt der 
invertierenden Stufe) niedriger als notwendig, sowie der dem GBP des 
eigentlichen Verstärkers bekommt man dann einen Bandpaß - den ich in der 
Anwendung wollte! Die Phasenreserve ist nahe Null, wenn ich das richtig 
sehe. Trotzdem schwingt das Teil nicht.

Ich habe jetzt einfach mal 4 Stufen benutzt. Vermutlich würde mindestens 
eine weitere Stufe auch noch gehen. Habe ich nicht probiert, da Zeit 
knapp.

Mit CMOS realisiert, hat so eine Struktur auch ein sehr vorteilhaftes 
Übersteuerungsverhalten. Das tut hier aber nicht zur Sache und ist eine 
weitere Baustelle. Mit den Koppelkondensatoren bekomme ich auch die 
Offsets weg, was mit Widerständen nicht ginge. Der Kondi kostet auch 
praktisch dasselbe wie ein Widerstand.

Also es funzt bei 40KHz und einer Quellimpedanz von ca. 500 Ohm parallel 
2nF.


Mir fehlt momentan einfach noch die optimale theoretische Auslegung, 
daher poste ich das überhaupt. Vielleicht ergeben sich für mich Tipps.

Autor: Abdul K. (ehydra) Benutzerseite
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Wenn jemand Zugriff auf IEEE hat, dann schaue man mal hier rein:
http://ieeexplore.ieee.org/iel5/19/4303372/04303389.pdf
"ciofi" a "new circuit topology for the realization of very low noise, 
wide bandwidth transimpedance"

Das würde mich interessieren. Beschäftigt sich mit den Vorteilen von 
kapazitiven Teilern zur Rauschreduzierung.

Autor: Kai Klaas (klaas)
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Abdul, hast du diesen Link gespeichert:

http://ing.unime.it/ciofi/public_html/hidden/FaN_03.pdf

?

Im Internet ist er nicht mehr auffindbar. Häng ihn doch mal bitte als 
Anhang an, dann beantworte ich dir gerne deine Frage.

Das mit den Caps zum Verstärkungseinstellen funktioniert für mich so: 
Der Cap "rauscht" mit seiner Wechselspannungsimpedanz bei der jeweiligen 
Frequenz, die mit den anderen Bauteilen in Serie oder parallel liegt, 
also nicht mit seinem ESR allein. So kann man sich jedenfalls den Effekt 
anschaulich versinnbildlichen. Du kannst das auch so betrachten, daß nur 
die ohmschen Widerstände zum Rauschen beitragen, dieses Rauschen aber 
dann von der Wirkung der Caps gefiltert wird. Kommt dann am Ende auf das 
Gleiche heraus.

Autor: ArnoR (Gast)
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> Bei der Kondensatorvariante wird der Rückkopplungsteiler mit steigender
> Frequenz immer niederohmiger, was ja eigentlich prinzipiell für jeden
> Verstärker vorteilhaft wäre.

> Wo ist der Unterschied zwischen (2=Rückkopplungselement):
> v=R2/R1 und v=XC2/XC1=C1/C2 mit XC=1/(omega*C) ?

Kann man im Bild sehen. Man braucht recht große Kapazitäten damit der 
Frequenzgang einigermaßen breit wird. Darauf reagieren die meisten OPV 
ziemlich sauer. Und der Biaswiderstand (1M) muss auch ziemlich groß 
sein, was den Ausgangsoffset vergrößert.

> Insgesamt realisiert der Verstärker einen Bandpaß um 40KHz mit
> vielleicht 5KHz Bandbreite.
> Mit CMOS realisiert...

Ahh darum geht es, hatte ich nicht mitbekommen.

> Was ich realisiert
> habe, ist ein Verstärker mit 4 invertierenden Stufen halbwegs
> gleichverteilter Verstärkung mit insgesamt 120dB. Alle Stufen arbeiten
> mit kapazitiver Rückkopplung und dann noch der zusätzliche Widerstand
> zur Einstellung des Arbeitspunktes (der dann natürlich ziemlich große
> Werte hat).

> Mit dem Ausgangswiderstand der vorherigen
> Stufe und dem Rückkopplungwiderstand (der für den Arbeitspunkt der
> invertierenden Stufe) niedriger als notwendig

Hast du mal probiert oder überlegt die Rückkopplung über 3 Stufen zu 
machen und nicht über jede einzeln?

Autor: ArnoR (Gast)
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Bild vergessen. Aber jetzt.

Autor: alesi (Gast)
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Abdul K. schrieb:
> Er hat da auch noch zwei Thesis drinnen, die ich aber nicht komplett
> öffnen kann. Vielleicht kann die einer mit LATEX mal in pdf
> konvertieren?

Wer ist "Er" und wo stehen die "zwei Thesis in LaTeX" drin?
LaTeX habe ich auf dem Rechner, aber konvertieren geht nur
wenn man alle benötigen Dateien zur Verfügung hat.

Autor: Abdul K. (ehydra) Benutzerseite
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alesi schrieb:
> Abdul K. schrieb:
>> Er hat da auch noch zwei Thesis drinnen, die ich aber nicht komplett
>> öffnen kann. Vielleicht kann die einer mit LATEX mal in pdf
>> konvertieren?
>
> Wer ist "Er" und wo stehen die "zwei Thesis in LaTeX" drin?
> LaTeX habe ich auf dem Rechner, aber konvertieren geht nur
> wenn man alle benötigen Dateien zur Verfügung hat.

Hier die Pfade:
1. http://ing.unime.it/ciofi/public_html/hidden/imtc2001.pdf kann ich in 
Sumatrapdf nicht öffnen.
2. http://ing.unime.it/ciofi/hidden/ beide Thesis

Autor: Abdul K. (ehydra) Benutzerseite
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Kai Klaas schrieb:
> Abdul, hast du diesen Link gespeichert:
>
> http://ing.unime.it/ciofi/public_html/hidden/FaN_03.pdf
>
> ?
>
> Im Internet ist er nicht mehr auffindbar. Häng ihn doch mal bitte als
> Anhang an, dann beantworte ich dir gerne deine Frage.
>

Doch doch, die sind schon noch da. Es gibt auch noch die Version 04. 
Aber der Server ist abundzu weg. Gerade gehts.


> Das mit den Caps zum Verstärkungseinstellen funktioniert für mich so:
> Der Cap "rauscht" mit seiner Wechselspannungsimpedanz bei der jeweiligen
> Frequenz, die mit den anderen Bauteilen in Serie oder parallel liegt,
> also nicht mit seinem ESR allein. So kann man sich jedenfalls den Effekt
> anschaulich versinnbildlichen. Du kannst das auch so betrachten, daß nur
> die ohmschen Widerstände zum Rauschen beitragen, dieses Rauschen aber
> dann von der Wirkung der Caps gefiltert wird. Kommt dann am Ende auf das
> Gleiche heraus.

Hm. Der Beweis wäre interessant. Vielleicht findet man im IEEE Paper 
mehr. Habe aber keinen Zugriff drauf.

Autor: Abdul K. (ehydra) Benutzerseite
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ArnoR schrieb:
>> Bei der Kondensatorvariante wird der Rückkopplungsteiler mit steigender
>> Frequenz immer niederohmiger, was ja eigentlich prinzipiell für jeden
>> Verstärker vorteilhaft wäre.
>
>> Wo ist der Unterschied zwischen (2=Rückkopplungselement):
>> v=R2/R1 und v=XC2/XC1=C1/C2 mit XC=1/(omega*C) ?
>
> Kann man im Bild sehen. Man braucht recht große Kapazitäten damit der
> Frequenzgang einigermaßen breit wird. Darauf reagieren die meisten OPV
> ziemlich sauer. Und der Biaswiderstand (1M) muss auch ziemlich groß
> sein, was den Ausgangsoffset vergrößert.

Welches Bild?
Was sieht die vorherige Verstärkerstufe denn?
Gut, für 10Hz ist eine kapazitive Variante natürlich Käse. Sehe ich auch 
so.
Wollte Kai nicht breitbandig bis 100KHz? Wir sind da vom Thema 
abgekommen.


>> Was ich realisiert
>> habe, ist ein Verstärker mit 4 invertierenden Stufen halbwegs
>> gleichverteilter Verstärkung mit insgesamt 120dB. Alle Stufen arbeiten
>> mit kapazitiver Rückkopplung und dann noch der zusätzliche Widerstand
>> zur Einstellung des Arbeitspunktes (der dann natürlich ziemlich große
>> Werte hat).
>
>> Mit dem Ausgangswiderstand der vorherigen
>> Stufe und dem Rückkopplungwiderstand (der für den Arbeitspunkt der
>> invertierenden Stufe) niedriger als notwendig
>
> Hast du mal probiert oder überlegt die Rückkopplung über 3 Stufen zu
> machen und nicht über jede einzeln?

Theoretisch sollte eine Rückkopplung über mehrere Stufen besser sein, 
aber auch instabiler. Daher habe ich das nicht probiert. Das Gerät soll 
laufen und keine Schwierigkeiten in Stückzahlen machen. So Sachen habe 
ich aber schon in Patenten usw. gelesen.

Es ist halt ein CMOS-Design aus Invertern. Könnte man auch einzelne 
knallhart parallelschalten... (Verringerung der eh eher unschönen Vn auf 
Kosten von In (was meist eh kein Problem ist) und Erhöhung der Steilheit 
(Was wie beschrieben die Gesamtnoise drückt))
Alles in einem IC-Gehäuse. Da sind 120dB schon abenteuerlich genug. 
Nennen wir es mal eine sehr anwendungsnahe Studie :-))

Autor: Kai Klaas (klaas)
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>Wollte Kai nicht breitbandig bis 100KHz? Wir sind da vom Thema
>abgekommen.

Eigentlich von 0,1Hz bis 100kHz (Schmunzel).

>Du meinst Fig. 8, aber wo ist da der Quellwiderstand angegeben? Das
>sieht mir auch nicht nach einem typischen JFET aus. Finde die
>Eckfrequenz viel zu niedrig. Ist erklärungsbedürftig! Wo steht da 10
>Ohm?

Siehe die Textstelle im Anhang.

Hier sind Datenblätter für den 2SK369 (bzw. 2SK170):

http://www.linearsystems.com/assets/media/file/dat...

http://www.semicon.toshiba.co.jp/docs/datasheet/en...

Autor: alesi (Gast)
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Abdul K. schrieb:
> Hier die Pfade:
> 1. http://ing.unime.it/ciofi/public_html/hidden/imtc2001.pdf kann ich in
> Sumatrapdf nicht öffnen.
> 2. http://ing.unime.it/ciofi/hidden/ beide Thesis

Das 1. kann ich auch nicht öffnen:
Error: PDF file is damaged - attempting to reconstruct xref table...
Error: Top-level pages object is wrong type (null)
Error: Couldn't read page catalog

Die zip Dateien unter 2. enthalten die Quellen und diese Diss. als
postscript (.ps)

“High-Sensitivity Instrumentation for. Low Frequency Noise 
Measurements”.
Doctoral Thesis by: Gino Giusi. Supervisor: Prof. C. Ciofi. Academic 
Year
2004-2005

http://www.ginogiusi.com/wp-content/uploads/2013/0...

Autor: Abdul K. (ehydra) Benutzerseite
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Kai Klaas schrieb:
>>Wollte Kai nicht breitbandig bis 100KHz? Wir sind da vom Thema
>>abgekommen.
>
> Eigentlich von 0,1Hz bis 100kHz (Schmunzel).
>

Irgendwo wird es eine Grenze geben. Vielleicht kann Arno eine 
limitierende Formel angeben.
Einfach mal so zwei extreme Grenzen annehmen, ist gemein. Wärest du 
nicht einschlägig bekannt, gäbe es jetzt Hiebe. Vermutlich darf ich 
nicht mal fragen, wozu dieser Riesenbereich? Wobei rauschmäßig die 
ersten 10Hz dominieren. Annähernd vielleicht logarithmisch.


>>Du meinst Fig. 8, aber wo ist da der Quellwiderstand angegeben? Das
>>sieht mir auch nicht nach einem typischen JFET aus. Finde die
>>Eckfrequenz viel zu niedrig. Ist erklärungsbedürftig! Wo steht da 10
>>Ohm?
>
> Siehe die Textstelle im Anhang.
>

Ah. Kein Wunder wenn ich das nicht fand. Ich habe quergelesen mit dem 
Stichwort "10" da ich in einer wissenschaftlichen Abhandlung nicht von 
der Schreibweise "zehn" ausging. Tut mir leid, wenn ich die meisten 
Dinge nur überfliege. Die Zeit reicht einfach nicht aus für detaillierte 
Studien, außer ich finde irgendwo einen Aufhänger, der mich wirklich 
interessiert und tiefere Erkenntnisse andeutet.

Autor: Abdul K. (ehydra) Benutzerseite
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ArnoR schrieb:
> Bild vergessen. Aber jetzt.

Ah das gemeinte Bild. Genau so ist es! Hatte ne längere Zeit mit SPICE 
rumgespielt.

Jetzt die Schaltung scharf bandbegrenzt auf Rauschen analysieren. 
brick-wall begrenzt, damit bei beiden Varianten vergleichbare 
Noise-Werte rauskommen. Und, was stimmt? 1. Die Equivalenz durch 
effektive Filterung (Ich glaube Kai hatte das geschrieben) oder 2. die 
Reduktion im Verhältnis C2/C1 (Was in den Papers von Ciofi erwähnt 
wird)?

Autor: Kai Klaas (klaas)
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>Vermutlich darf ich nicht mal fragen, wozu dieser Riesenbereich?

Habe ich hier schon mal erläutert:

Beitrag "Re: Meßverstärker für 1/f-Rauschen 0.1 - 10 Hz"

>Jetzt die Schaltung scharf bandbegrenzt auf Rauschen analysieren.
>brick-wall begrenzt, damit bei beiden Varianten vergleichbare
>Noise-Werte rauskommen. Und, was stimmt? 1. Die Equivalenz durch
>effektive Filterung (Ich glaube Kai hatte das geschrieben) oder 2. die
>Reduktion im Verhältnis C2/C1 (Was in den Papers von Ciofi erwähnt
>wird)?

Ich hatte das mit der Äquivalenz etwas anders gemeint.

Also, da wird sich sicherlich ein rauschmäßiger Vorteil ergeben, wenn 
man das geschickt macht. Aber die Sache hat natürlich ein paar Haken: Da 
OPamps am Ausgang kapazitive Lasten nicht sonderlich gerne sehen, geht 
das in der Regel nur mit relativ kleinen Kapazitäten, die dann 
unangenehmerweise die Schaltung recht hochohmig machen. Die sehr großen 
ohmschen Widerstände, die man dann trotzdem noch für das DC-Biasing 
braucht, haben eventuell große Offsetfehler zur Folge. Auch das 
Stromrauschen des OPamp kann sich extrem nachteilig bemerkbar machen. 
Deswegen wird das sicherlich nur für CMOS- oder JFET-OPamps 
funktionieren. Mit denen ist das dann aber sicherlich machbar. Ob der 
Vorteil gravierend ist, dürfte von Fall zu Fall verschieden sein.

Autor: Abdul K. (ehydra) Benutzerseite
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ArnoR schrieb:
> Bild vergessen. Aber jetzt.

TINA kenne ich leider nicht so gut, daher hier LTspice:

Ich habe das mit Noise nun durchgespielt, also die Schaltung für 
optimale Anpassung auslegen. Eingangsimpedanz 50 Ohm, Frequenzbereich 
100Hz bis 10KHz. Verstärkung=40dB und dem universalopamp-Symbol von 
LTspice (was in etwa dem NE5532 entspricht). Der OpAmp ist als 
noise-less definiert.

Das Ergebnis ist:
(100Hz-10KHz Rin=50 Ohm v=100)
R-Variante: 6,5uVrms
C-Variante: 11uVrms

Probleme:
1. Die R-Variante bringt natürlich nur 34dB Verstärkung wegen dem 
Eingangsteiler. Die C-Variante bringt 40dB.
2. Die Eingangsimpedanz ist bei der C-Variante nicht konstant. Die Noise 
ist sehr stark vom gewählten C1 und C2 abhängig. Keine Ahnung wie man 
die am besten auslegt. Ich habe es per Hand so getrimmt, daß sowohl bei 
100Hz als auch 10KHz die Eckfrequenz liegt. Man kann mit anderen Cs auch 
z.B. 3,5uVrms rausbekommen.
Im Gegensatz zur R-Variante rauscht es in Richtung niedriger Frequenz 
deutlich stärker. Dort ist aber typischerweise bei natürlichen Signalen 
eh Rauschen in den Quellen enthalten. Das könnte ein Vorteil sein, wenns 
bei höheren Frequenzen rauschärmer ist als bei der R-Variante. Denke da 
an eine FFT mit konstantem S/N pro Frequenzlinie.


Da muß man wohl noch länger drüber nachdenken. Vielleicht will ja jemand 
damit spielen. Ist jetzt heute zu spät für mich.


Nebenbei zu LTspice:
Wie kann man eigentlich mehrere Noise-Analysen in einem Arbeitsgang 
machen und das Ergebnis dann in einem Plot darstellen? So wie in der 
AC-Analyse gehts jedenfalls nicht.

Autor: Abdul K. (ehydra) Benutzerseite
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Kai Klaas schrieb:
>>Vermutlich darf ich nicht mal fragen, wozu dieser Riesenbereich?
>
> Habe ich hier schon mal erläutert:
>
> Beitrag "Re: Meßverstärker für 1/f-Rauschen 0.1 - 10 Hz"

Ah ja. FFT bevorzuge ich auch.


> Ich hatte das mit der Äquivalenz etwas anders gemeint.
>
> Also, da wird sich sicherlich ein rauschmäßiger Vorteil ergeben, wenn
> man das geschickt macht. Aber die Sache hat natürlich ein paar Haken: Da
>
> braucht, haben eventuell große Offsetfehler zur Folge. Auch das
> Stromrauschen des OPamp kann sich extrem nachteilig bemerkbar machen.
> Deswegen wird das sicherlich nur für CMOS- oder JFET-OPamps
> funktionieren. Mit denen ist das dann aber sicherlich machbar. Ob der
> Vorteil gravierend ist, dürfte von Fall zu Fall verschieden sein.

Mir dünkt, daß diese Schaltung ihren Vorteil vor allem bei einer 
Signalquelle ausspielen kann, die stark kapazitiv ist. Also z.B. der 
schon erwähnte Ultraschallwandler.

Schwingen tut da nix. Schwingprobleme hatte ich bei früheren Versionen, 
die mit Widerständen arbeiteten. Da mußte der berühmte 33pF Kondi über 
den CMOS-Inverter (Sind natürlich unbuffered). Wenn ich mich recht 
erinnere, war das auch der erste Schritt zur Entwicklung hin zu den 
reinen Kondensatorsteuerungen. Nachdem mir klar wurde, daß durch Umstieg 
auf CMOS die Rauschwerte nicht viel schlechter als bei JFET sein werden, 
ich aber alle Vorteile von CMOS genießen kann.
Wie das so ist, bei vielen Ideen weiß man irgendwann nicht mehr warum 
überhaupt eine bestimmte Entwicklungslinie entstand ;-)

Autor: Kai Klaas (klaas)
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>Das Ergebnis ist:
>(100Hz-10KHz Rin=50 Ohm v=100)
>R-Variante: 6,5uVrms
>C-Variante: 11uVrms

Ich hatte gestern noch kurz die Schaltung von Arno

Beitrag "Re: Meßverstärker für 1/f-Rauschen 0.1 - 10 Hz"

überprüft und die Variante 1k/9k mit der Variante 1n/110p bei 10kHz 
verglichen. Da rauschte die Variante mit den Widerständen doppelt so 
stark. (Das OPamp-Rauschen blieb dabei unberücksichtigt. Verwendet habe 
ich übrigens statt des LM358 einen OPA627.)

Bei schmalbandigen Systemen kann man sich mit Caps ganz sicherlich hier 
und da einen Vorteil verschaffen.

Autor: Abdul K. (ehydra) Benutzerseite
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Sehe ich momentan auch so. Ich kriege beide Varianten einfach nicht so 
normiert, daß man sie knallhart vergleichen könnte. Vermutlich muß man 
wie in der HF-Technik an allen Stellen mit der komplexen Impedanz 
arbeiten.


Was passiert denn bei den CMOS-Invertern: Bei ganz hohen Frequenzen 
überwiegt deren Ausganswiderstand, der deutlich höher ist als bei einem 
OpAmp. Damit fällt die Gesamtverstärkung vollkommen zusammen. Die ganze 
Kette wird zu einem Dämpfungsglied. Gleiches passiert bei starken 
Impulsstörungen am Eingang. Läßt sich gut nachweisen durch 
Piezo-Feuerzeug am Eingang oder ein nahes Handy. So eine Schaltung mit 
CMOS reagiert viel unempfindlicher als die asymmetrischen Eingangsstufen 
von OpAmps (die noch dazu keine quadratische Kennlinie haben und damit 
höhere Intermodulationsstörungen).

Bei echten OpAmps ist auch die Verstärkung viel höher. Arno hat mit 
seiner Frage, ob ich auch mal probiert hätte über mehrere CMOS-Inverter 
rückzukoppeln, eine interessante Frage aufgeworfen. Das werde ich 
irgendwann untersuchen. Probiert hatte ich das nur mit den klassischen 
Widerständen, aber nicht mit der C-Variante (Dazu war ich zu 
eingeschüchtert durchs vorherige Schwingen in der R-Variante. Auf einem 
Steckbrett hört das so ab 15pF auf). Vielleicht zeigt sich auch dort die 
ungewöhnliche Stabilität.

Man könnte auch C und R kombinieren durch parallelschalten. Damit wäre 
man bei der komplexen Impedanz.


Ich glaube, ich habe den Thread genug gekapert.

Autor: Abdul K. (ehydra) Benutzerseite
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Abdul K. schrieb:
> Wenn jemand Zugriff auf IEEE hat, dann schaue man mal hier rein:
> http://ieeexplore.ieee.org/iel5/19/4303372/04303389.pdf
> "ciofi" a "new circuit topology for the realization of very low noise,
> wide bandwidth transimpedance"
>
> Das würde mich interessieren. Beschäftigt sich mit den Vorteilen von
> kapazitiven Teilern zur Rauschreduzierung.

Habe die Artikel bekommen. Er will aber, daß ich sie nicht weitergebe.

Autor: ArnoR (Gast)
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Kai Klaas schrieb:
> Nach langem Überlegen habe ich beschlossen nun auch einen Meßverstärker
> zu bauen, soweit meine karge Freizeit es zuläßt. Ich möchte aber gerne
> auch in Schaltungen mit nicht besonders niederohmigen Quellimpedanzen
> messen. Der Frequenzbereich soll die zwei Bereiche von 0,1Hz bis 10Hz
> und von 10Hz bis 100kHz umfassen, möglichst mit nur einer Meßschaltung.

> Eigentlich von 0,1Hz bis 100kHz (Schmunzel).

Bist du da nun etwas weitergekommen?

Du hattest mich da auch angesteckt, so dass ich mir einen Meßverstärker 
mit hochohmigem Eingangswiderstand auf Basis des 2SK369 entworfen und 
gebaut habe. Der ist eben fertig und ich habe ein wenig gemessen:

Bandbreite: 0,1Hz...150kHz (je -3dB, -20dB/dec)
Verstärkung: 60dB (fest)
Eingangswiderstand: 1M (mehr ist kein Problem)
Rauschen am Ausgang: <400µVeff, 3mVpp, (breitbandig mit Oszi gemessen, 
Messzeiten 10s...1ms, Eingangskurzschluss, Oszi-Eigenrauschen ca. 
177µVeff, 1,6mVpp)
Betriebsspannung: 9V-Block
Stromaufnahme: 18mA
Aussteuerbarkeit am Ausgang: >6Vpp
Klirrfaktor bei 2Vpp und 1kHz: 0,01% (Simulation)

Was ich dabei festgestellt habe ist eine deutliche Mikrofonie des 
2SK369. Wenn man an dem eingelöteten Transistor mit Kraftwirkung 
senkrecht auf die beschriftete Fläche ganz leicht hin und her biegt, 
kann man das schön auf dem Oszi sehen, auch leichtes Klopfen auf die 
Platine oder den Tisch sieht man deutlich. Man kann aber damit leben - 
wenn die Platine ruhig auf dem Tisch liegt, dann ist nichts zu sehen.

Autor: Abdul K. (ehydra) Benutzerseite
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Weil es so schön paßt:
http://www.adr-ag.de/hameg/pdf_calc/Noise_1_Calculator.pdf

Meinige oben erwähnte 6-sigma sind 99,7%.

Autor: Kai Klaas (klaas)
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>Bist du da nun etwas weitergekommen?

Nein, leider nicht. Ich habe sehr wenig Zeit für eigene Projekte in 
diesen Tagen. Ein paar 2N4860A und OP27 habe ich bestellt und liegen auf 
meinem Tisch...

>Rauschen am Ausgang: <400µVeff, 3mVpp, (breitbandig mit Oszi gemessen,
>Messzeiten 10s...1ms, Eingangskurzschluss, Oszi-Eigenrauschen ca.
>177µVeff, 1,6mVpp)

Da komme ich überschlägig auf ein Breitbandrauschen von 0,9nV/SQRT(Hz). 
Das ist genau das, was im Datenblatt des JFET als Rauschen angegeben 
ist. Respekt!

Könntest du mal eine Messung im Band 0,1Hz...10Hz machen, wenn du Zeit 
und Lust hast? Da gibt es ja kaum veröffentlichte Werte für den 2SK369.

>Was ich dabei festgestellt habe ist eine deutliche Mikrofonie des
>2SK369.

Ich habe mir mal JFET-OPamps (TL052A) mit niedriger Offsetspannung 
selektiert und danach erstaunt festgestellt, daß die Offsetspannungen in 
der fertigen Schaltung um bis zu 1mV daneben lagen. Grund: Beim 
Eindrücken in die Fassung wurden die Chips leicht verbogen...

Auch bei eingelöteten OPamps kann man diese Mikrofonie beobachten, wenn 
man mit einem langen Holzstöckchen den OPamp mal gegen die Platine 
drückt. (Mit dem Holzstöckchen natürlich, um kapazitives Einkoppeln von 
Brumm zu vermeiden.)

Luftströmungen um die Bauteile des Verstärkers sollen ja zusätzlich 
tiefstfrequentes "Rauschen" erzeugen, also schwankende Thermospannungen. 
Dagegen könnte Einbetten in Vergußmasse helfen. Würde wohl auch deine 
Mikrofonie verringern, oder?

Autor: ArnoR (Gast)
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> Ein paar 2N4860A und OP27 habe ich bestellt und liegen auf
> meinem Tisch...

Dann soll es wohl doch der Wenzel-Amp werden?

Kai Klaas schrieb:
> Da komme ich überschlägig auf ein Breitbandrauschen von 0,9nV/SQRT(Hz).
> Das ist genau das, was im Datenblatt des JFET als Rauschen angegeben
> ist. Respekt!

Danke.
Das Rauschen ist genau so wie der 2SK369 es vorgibt, die Schaltung tut 
gar nichts dazu, von einem 2R-Widerstand mal abgesehen. Der 2SK369 ist 
ein sehr guter SFet, weil der eine ungewöhnlich große Steilheit hat und 
man Stufenverstärkungen wie mit Bipos schafft, so dass der Rest des 
Verstärkers in Bezug auf das Rauschen uninteressant ist.

> Könntest du mal eine Messung im Band 0,1Hz...10Hz machen, wenn du Zeit
> und Lust hast? Da gibt es ja kaum veröffentlichte Werte für den 2SK369.

Sicher, nur wird wohl nichts dabei rauskommen, weil die Verstärkung mit 
60dB dafür zu klein ist. Bei der geringen Bandbreite geht das Rauschen 
des Verstärkers im Eigenrauschen des Oszi unter.

Die 0,1Hz brauch ich gar nicht, ich habs nur gemacht, weil immer so ein 
Theater um einen so breitbandigen Verstärker gemacht wurde, und ich 
wollte mal sehen wie das so ist. Wahrscheinlich werd ichs aber auf 1Hz 
umbauen, weil mir die Einschaltzeit des Verstärkers mit ca. 4 Minuten 
echt auf den Keks geht. Das ist so, weil eine extreme Filterung zur 
AP-Regelung nötig ist (schließlich darf die in 10Sekunden-Schwingungen 
nicht merklich eingreifen) und nein, es sind keine Röhren drin.

> Luftströmungen um die Bauteile des Verstärkers sollen ja zusätzlich
> tiefstfrequentes "Rauschen" erzeugen, also schwankende Thermospannungen.

Sowas hab ich nicht gesehen. Nur wenn ich den SFet direkt angeblasen 
habe, gabs nenneswerte Signale auf dem Oszi. Überhaupt war die Messung 
über 10 Sekunden die stabilste. Bei kürzeren Messzeiten war teilweise 
ein deutliches Zappeln zu sehen, so dass bei ordentlicher Abschirmung 
(Keksdose) vielleicht noch bessere Werte rauskommen als bei der auf dem 
Tisch liegenden Platine.

> Dagegen könnte Einbetten in Vergußmasse helfen. Würde wohl auch deine
> Mikrofonie verringern, oder?

Wenn die ganz weich ist vielleicht, recht gut war die Dämpfung durch 
Festhalten mit zwei Fingerspitzen. Aber wie gesagt, wenn man die Platine 
in Ruhe lässt, ist es kein Problem.

Autor: Anja (Gast)
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ArnoR schrieb:
> Sowas hab ich nicht gesehen. Nur wenn ich den SFet direkt angeblasen
> habe, gabs nenneswerte Signale auf dem Oszi.

Ich empfehle Wattepads zum Abschminken der Luftströmungen.
Von beiden Seiten der Leiterplatte im Eingangsbereich.

Gruß Anja

Autor: branadic (Gast)
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Anja schrieb:
> ArnoR schrieb:
>> Sowas hab ich nicht gesehen. Nur wenn ich den SFet direkt angeblasen
>> habe, gabs nenneswerte Signale auf dem Oszi.
>
> Ich empfehle Wattepads zum Abschminken der Luftströmungen.
> Von beiden Seiten der Leiterplatte im Eingangsbereich.
>
> Gruß Anja

Du schminkst dich also, ich mich bspw. nicht :D

Déjà-vu

Autor: Kai Klaas (klaas)
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>Dann soll es wohl doch der Wenzel-Amp werden?

Ja, entsprechend modifiziert.

>Sicher, nur wird wohl nichts dabei rauskommen, weil die Verstärkung mit
>60dB dafür zu klein ist. Bei der geringen Bandbreite geht das Rauschen
>des Verstärkers im Eigenrauschen des Oszi unter.

Ja, das dachte ich auch schon.

>Wahrscheinlich werd ichs aber auf 1Hz umbauen, weil mir die Einschaltzeit
>des Verstärkers mit ca. 4 Minuten echt auf den Keks geht. Das ist so,
>weil eine extreme Filterung zur AP-Regelung nötig ist (schließlich darf
>die in 10Sekunden-Schwingungen nicht merklich eingreifen) und nein, es
>sind keine Röhren drin.

Ja, die Zeitkonstanten sind schon gewaltig. Da ich wohl Elkos im 
Signalweg der Meßobjekte haben werde, werde ich wohl zusätzlich noch die 
Abnahme des Reststroms abwarten müssen. Das dauert dann länger als ein 
paar Minuten...

Autor: Abdul K. (ehydra) Benutzerseite
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Schalte doch einfach Dioden parallel. In PLL Loop-Filtern macht man das 
auch so zur Reduzierung der Einschwingzeit. Oder aktive CMOS-Schalter, 
die irgendwann abgeschaltet werden.

Autor: ArnoR (Gast)
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Ein Update.

Heute hab ich festgestellt, dass ein schöner 100MHz-Störer mein Büro 
verseucht und mir die gestern gemessenen "Rauschwerte" verschlechtert 
hat. Der Einfachheit halber hab ich nur die Bandbreitenbegrenzung 
(20MHz) am Oszi eingeschaltet, aber keine zusätzlichen Tiefpässe 
verwendet. Damit konnte die Störung erheblich verringert werden.

Die Bilder zeigen die Messungen von 1ms bis 10s Messdauer. Dazu den 
Oszi, dessen Rauschen immer gleich war und das Störsignal an der Stelle 
im Raum mit den stärksten Pegel.

Wenn ich mal die größte Rauschspannung von 360µVeff (10s-Messung) 
zugrunde lege und das Oszi-Rauschen (109µVeff) rausrechne, bleiben 343µV 
vom Verstärker. Da der ein Tiefpassverhalten 1. Ordnung hat, ist seine 
effektive Rauschbandbreite das 1,57-fache der -3dB-Grenzfrequenz. Mit 
150kHz Bandbreite ergibt sich eine eff. Rauschbandbreite von 235,5kHz 
und somit eine äquivalente Eingangsrauschdichte von 0,7nV/SQRT(Hz).

Wenn ich aber die Werte der 1ms-Messung (261µV) nehme, ergibt sich eine 
Eingangsrauschdichte von nur 0,5nV/SQRT(Hz). Das ist weniger als das 
Datenblatt bei 1kHz (0,7nV/SQRT(Hz)) angibt. Der Drainstrom des 2SK369 
ist etwa 12..13mA, Uds~6V.

Hat jemand dafür eine Erklärung? Vielleicht haben die im DB mal 
untertrieben ;-)

Autor: Kai Klaas (klaas)
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>Meinige oben erwähnte 6-sigma sind 99,7%.

Für das Gaußsche Rauschen gibt es eine ganz anschauliche 
Betrachtungsweise: Ein Spitzenwert von 3 mal dem Effektivwert wird nur 
in 0,37% des Beobachtungszeitraums von einem noch größeren Spitzenwert 
übertroffen. Bei 3,3 mal dem Effektivwert ist es 0,1% des 
Beobachtungszeitraums.

In der Praxis bedeutet das: Mal angenommen, man hat sich für einen 
Spitzenwert entschieden, der 3,3 mal größer als der Effektivwert sein 
soll, weil man im Umkehrschluss durch Teilen diese Spitzenwertes durch 
3,3 auf den Effektivwert schließen möchte. Dann muß Folgendes zutreffen: 
Schaltet man das Oszi in die "Single Mode" Triggerung und betrachtet 100 
verschiedene Bildschirminhalte, dann darf der gewählte Spitzenwert nur 
während der Gesamtdauer von einem Zehntel der Fensterbreite von noch 
größeren Spannungswerten übertroffen werden.

Natürlich ist das kein praktisches Verfahren zur Bestimmung des 
Effektivwertes von Rauschen, vor allem, wenn man bedenkt, daß im 
statistischen Sinne dieses "Experiment" unendlich oft wiederholt werden 
müßte. Es zeigt aber, daß diese 0,1%, also der gerne gewählte 
Umrechnungsfaktor "3,3" ein sehr starkes Kriterium ist und man in der 
Praxis oft auf einen deutlich zu kleinen Effektivwert schließt.

Unsinnig ist auch, mit einem Spitzenwertdetektor auf die Suche nach dem 
größten Peak zu gehen. Gaußsches Rauschen enthält nämlich beliebig große 
Spannungsspitzen, die eben nur beliebig selten auftreten.

Generell ist es sinnlos sich beim "Berechnen" des Effektivwertes auf 
Spitzenwerte verlassen zu wollen, weil diese ja nur mit geringer und 
immer geringer werdender Wahrscheinlichkeit auftreten. Viel sinnvoller 
ist es, alle Spannungen mitzuberücksichtigen, also den Effektivwert 
echt, also über Quadrierung der Spannung und anschließende Mittelung zu 
bilden.

Auch muß bedacht werden, daß Gaußsches Rauschen praktisch immer eine 
Idealisierung des tatsächlichen Rauschens ist und diese statistischen 
Gesetzmäßigkeiten nur näherungsweise stimmen. Nicht ohne Grund wird in 
Datenblättern das tieffrequente Rauschen immer noch gerne in Form von 
Scopeplots angegeben und nicht nur als Effektivwerte.

Autor: Kai Klaas (klaas)
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>Hat jemand dafür eine Erklärung? Vielleicht haben die im DB mal
>untertrieben ;-)

Vielleicht hat das hiermit zu tun, was ich gerade geschrieben habe?

>Natürlich ist das kein praktisches Verfahren zur Bestimmung des
>Effektivwertes von Rauschen, vor allem, wenn man bedenkt, daß im
>statistischen Sinne dieses "Experiment" unendlich oft wiederholt werden
>müßte. Es zeigt aber, daß diese 0,1%, also der gerne gewählte
>Umrechnungsfaktor "3,3" ein sehr starkes Kriterium ist und man in der
>Praxis oft auf einen deutlich zu kleinen Effektivwert schließt.

Autor: ArnoR (Gast)
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Kai Klaas schrieb:
> Vielleicht hat das hiermit zu tun, was ich gerade geschrieben habe?

Na ich denke nicht, dass der Agilent-Oszi den Effektivwert aus den 
Spitzenwerten des Rauschens "schätzt", sondern über alle Abtastwerte 
integriert.

Autor: Abdul K. (ehydra) Benutzerseite
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Kai Klaas schrieb:
>>Meinige oben erwähnte 6-sigma sind 99,7%.
>
> Für das Gaußsche Rauschen gibt es eine ganz anschauliche
> Betrachtungsweise: Ein Spitzenwert von 3 mal dem Effektivwert wird nur
> ...
> Gesetzmäßigkeiten nur näherungsweise stimmen. Nicht ohne Grund wird in
> Datenblättern das tieffrequente Rauschen immer noch gerne in Form von
> Scopeplots angegeben und nicht nur als Effektivwerte.

Ich wollte nur nicht falsche Werte so dastehen lassen.

Meist denke ich mir eine Linie bei 90%, was ich als Spitzenwert sehe. 
Also auf ein Kästchen des Scopebildes getrimmt. Nimmt man von denen 3 
vertikele und zwei davon entsprechen dem Effektivwert, kommt das ganz 
gut hin.

Wenn ArnoR diese Werte dreistellig angibt, ist das natürlich ziemlich 
abenteuerlich :-) Eine Stelle würde reichen.

Für eine genauere Analyse müßte man ein Histogramm erzeugen und das 
1/f-Rauschen rausfiltern und getrennt behandeln.

Autor: Abdul K. (ehydra) Benutzerseite
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ArnoR schrieb:
> Kai Klaas schrieb:
>> Vielleicht hat das hiermit zu tun, was ich gerade geschrieben habe?
>
> Na ich denke nicht, dass der Agilent-Oszi den Effektivwert aus den
> Spitzenwerten des Rauschens "schätzt", sondern über alle Abtastwerte
> integriert.

Die Rauschbandbreite wird nicht ganz stimmen.

Sei es drum. Andere Verstärker im Vergleich wären interessanter.

Autor: Kai Klaas (klaas)
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>Heute hab ich festgestellt, dass ein schöner 100MHz-Störer mein Büro
>verseucht und mir die gestern gemessenen "Rauschwerte" verschlechtert
>hat.

Hatten wir auch mal. War ein Laserschneider im benachbarten 
Metallbetrieb. War aber, glaube ich, nur um die 30MHz, aber vor allem 
gepulst. Daran haben wir es erkannt.

>Na ich denke nicht, dass der Agilent-Oszi den Effektivwert aus den
>Spitzenwerten des Rauschens "schätzt", sondern über alle Abtastwerte
>integriert.

Davon würde ich zunächst auch erst mal ausgehen. Es fällt aber auf, daß 
beim Verhältnis zwischen Vss und Veff immer ein Verhältnis deutlich 
größer als "6" angegeben wird, im Schnitt "8,1". Das erscheint mir schon 
ein wenig groß.

>Für eine genauere Analyse müßte man ein Histogramm erzeugen und das
>1/f-Rauschen rausfiltern und getrennt behandeln.

Ich denke, eine Anzeige als Spektrum ist am sinnvollsten.

Autor: ArnoR (Gast)
Datum:

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Abdul K. schrieb:
> Wenn ArnoR diese Werte dreistellig angibt, ist das natürlich ziemlich
> abenteuerlich :-)

Da gebe ich dir recht, nur hab ich mir eben angewöhnt nicht am Anfang 
einer Rechenkette zu runden, sondern erst am Ende.

> Eine Stelle würde reichen.

Genau deshalb stand am Ende auch nur eine Stelle (0,7 bzw. 0,5).

> Die Rauschbandbreite wird nicht ganz stimmen.

Kannst du das mal näher erläutern? Die 150KHz bei -3dB sind gemessen 
(ist ja nun wirklich nicht schwer bei der Frequenz; allerdings weniger 
als nach der Simulation erwartet), und die 1.Ordnung bis 1MHz auch. Den 
Faktor 1,57 findet man im Tietze/Schenk begründet/berechnet.

Was stimmt denn da nicht?

Autor: Abdul K. (ehydra) Benutzerseite
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Weiß ich nicht. Stimmt denn der Frequenzgang in der Realität überhaupt? 
Sind alle systematischen Störungen entfernt? Hat das Histogramm die 
Gaußverteilung?

Außerdem muß das Rauschspektrum nach seinen 'linearen' Teilbereichen 
aufgetrennt werden, also der Bereich 1/f in extra, der Bereich 1/f^2 in 
extra, usw. Ist ja eine mit absteigender Frequenz stark asymptotische 
Kurve.


Vielleicht gibts noch mehr notwendige Bedingungen.

Sorry, ich habe auch nur Halbwissen. Ich würde mich mit dem Ergebnis 
zufriedengeben und wenn noch weniger Rauschen gefragt ist, nur noch 
Vergleichsmessungen machen (nach Einbau in die Keksdose).

Autor: Kai Klaas (klaas)
Datum:

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>Vielleicht gibts noch mehr notwendige Bedingungen.

Wenn eine Schaltung mit HF "überfahren" wird, kann es zu sehr 
merkwürdigen Artefakten kommen. Bekannt ist ja die Entstehung von 
Offsetspannungen durch Demodulationen an unlinearen Innereien. Diese 
Offsetspannungen können auch ganz langsam wegdriften. Es gibt aber auch 
Kompressionseffekte, die Einfluß auf die Verstärkung und andere 
vermeindlich stabile Paramter nehmen können.

Letztlich ist es dabei unerheblich, wie die HF in die Schaltung gelangt, 
ob über Ein-, Ausgänge oder Speisungsleitungen. Ein passiver Tiefpaß am 
Ausgang einer Schaltung kann da teilweise Wunder vollbringen. Daß 
Eingänge und Speisungsleitungen ebenfalls tiefpaßgefiltert werden 
müssen, ist natürlich klar.

>Wenn ich aber die Werte der 1ms-Messung (261µV) nehme, ergibt sich eine
>Eingangsrauschdichte von nur 0,5nV/SQRT(Hz). Das ist weniger als das
>Datenblatt bei 1kHz (0,7nV/SQRT(Hz)) angibt. Der Drainstrom des 2SK369
>ist etwa 12..13mA, Uds~6V.

Da das JFET-Rauschen extrem vom Drainstrom abhängt, kann es ganz gut 
möglich sein, daß du ein geringeres Rauschen feststellst, als im 
Datenblatt angegeben. Dort arbeitet man ja gerne mit moderaten 
Drainströmen, damit die Verstärkung nicht zu sehr abfällt.

Autor: ArnoR (Gast)
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Da jetzt wegen des Wetters wieder Bastelzeit ist, hab ich mich 
entschlossen den rauscharmen Verstärker komplett vorzustellen, den ich 
hier:

Beitrag "Re: Meßverstärker für 1/f-Rauschen 0.1 - 10 Hz"
und korrigiert da:
Beitrag "Re: Meßverstärker für 1/f-Rauschen 0.1 - 10 Hz"

erwähnt habe. Eigentlich gehört das ja eher in den 10Hz...100kHz-Thread, 
aber da die Diskussion weiter oben schon in diese Richtung abgeglitten 
ist, bleiben wir mal hier. Beim Entwurf hab ich mir damals folgende 
Ziele gesetzt:

-billig und einfach (keine teuren OPVs)
-0,1Hz...100kHz
-Vu=60dB
-Versorgung aus 9V-Block (Stromaufnahme <20mA)
-Kopfhörertauglich (50Ohm-Last)

Von etlichen Entwürfen hab ich dann am Ende den oben gezeigten gebaut. 
Die wichtigsten Messergebnisse sind in den genannten Links nachzulesen, 
daher nur noch eine kurze Schaltungsbeschreibung:

Der 2SK369 arbeitet in Source-Schaltung mit ID~IDss und einer 
Stromquelle als Last (T3). Wegen der großen dynamischen Widerstände am 
Drain von T1 erreicht der eine Spannungsverstärkung von ca. 74dB. Der 
BS250 liefert zusätzlich eine Verstärkung von ca. 30dB, so dass die 
Gesamtschaltung auf 105dB kommt. T5 und T6 bilden einen komplementären 
Emitterfolger, um niederohmige Lasten treiben zu können. T4 übernimmt in 
Verbindung mit T5 die Einstellung und Regelung des Arbeitspunktes der 
Schaltung.

Um wenig Rauschen zu bekommen, kann T1 nur mit sehr kleinem Rs 
beschaltet werden und daher kann man keine Gleichstromgegenkopplung zum 
Source-Anschluss machen, weil die benötigten Ströme zu groß würden. Eine 
Regelung am Gate ist ebenfalls nicht möglich, weil die Schaltung keine 
negativen Gatespannungen zum Abregeln des JFET erzeugen kann. Es bleibt 
also nur die Regelung der Stromquelle T3. Damit kann sowohl eine Zunahme 
wie auch eine Abnahme des Drainstromes von T1 ausgeregelt werden. Das 
macht T4, indem er, über R9 und C5 gefiltert, die Ausgangsspannung in 
einen Drainstrom umsetzt und damit die Stromquelle T3 steuert.

Wegen der Verstärkung des Steuersignals durch T3 muss die 
Filtergrenzfrequenz R9/C5 sehr niedrig liegen, was zu einer Startzeit 
der Schaltung von einigen Minuten nach Einschalten führt. Wenn man die 
sehr tiefe untere Grenzfrequenz nicht braucht, kann man durch 
Verkleinern von C5 ganz einfach die Grenzfrequenz heraufsetzen und 
verkürzt damit auch entsprechend die Startzeit.

Die Eingangskapazität des BS250 übernimmt die Frequenzgangkorrektur, 
indem sie an dem Hochimpedanzknoten einen Pol erzeugt. Leider ist damit 
die obere Grenzfrequenz vom BS250-Exemplar abhängig, liegt aber hoch 
genug. Falls gewünscht kann man mit C4 auch niedrigere Grenzfrequenzen 
einstellen.

Mit R7 (Größenordnung 1M) kann die Betriebsspannungsunterdrückung auf 
fast beliebig große Werte gebracht werden, was aber wegen der schon 
guten Regelung unnötig war. Die Schaltung kann mit etwas anderen Daten 
auch mit Bipos für T2 und T4 bestückt werden, dann braucht man R6.

Der Lift/GND-Schalter dient zum Schutz des T1 beim Anschließen von 
Quellen mit Gleichspannungsanteil (ich durfte auch schon einmal den T1 
tauschen).

Autor: Anja (Gast)
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Hallo,

interessantes Design.
Was hast Du jetzt konkret bei C4 + R7 bestückt?

Gruß Anja

Autor: branadic (Gast)
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Sieht ja nett aus, hast du auch Messergebnisse zum Eigenrauschen? Würde 
mich interessieren wie der Frequenzgang im Vergleich zum Verstärker nach 
AN83 ausschaut.

Autor: ArnoR (Gast)
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Anja schrieb:
> Was hast Du jetzt konkret bei C4 + R7 bestückt?

Nichts, beide sind nicht bestückt. Laut Simulation ist die PSRR ohne R7 
schon bei etwa 80dB (auf den Ausgang bezogen) bzw. 140dB (auf den 
Eingang bezogen = die übliche Angabe in DB). In der Praxis hab ich auch 
nichts von einer Vcc-Drift bemerkt und das daher nicht weiter 
untersucht.

Auch D1 habe ich nicht bestückt (was mich einen 2SK369 gekostet hat), 
weil ich eine geringe Eingangskapazität brauchte, um an dem Summierpunkt 
eines Verstärkers das winzige Fehlersignal zu messen.

Autor: ArnoR (Gast)
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branadic schrieb:
> hast du auch Messergebnisse zum Eigenrauschen?

Klick doch mal auf den unteren der beiden angegebenen Links

> Würde
> mich interessieren wie der Frequenzgang im Vergleich zum Verstärker nach
> AN83 ausschaut.

Der Frequenzgang ist 0,1Hz...150kHz bei je -3dB und einer Steilheit von 
-20dB/dec. Mit Bipos anstelle T2 schafft die Schaltung 1MHz.

Autor: Kai Klaas (klaas)
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>Da jetzt wegen des Wetters wieder Bastelzeit ist, hab ich mich
>entschlossen den rauscharmen Verstärker komplett vorzustellen,...

Großartig. Wenn ich etwas mehr Zeit habe, werde ich mir die Schaltung zu 
gemüte führen. Freue mich schon darauf...

Autor: ArnoR (Gast)
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Kai Klaas schrieb:
> Freue mich schon darauf...

Schön, wenn du Dich freust, freu ich mich auch :-).

Falls du (oder jemand anderes) die Schaltung in TINA simulierst, 
verwende nicht das BS250-Modell von TINA (welches aus mehrenen Mosfets 
gebastelt ist), das enthält wohl Fehler. Da gab es bei der 
Großsignalaussteuerung vollkommen sinnlose Effekte. Ich habe das von 
Zetex (diodes.com) verwendet (das besteht aus nur einem p-Kanal-Mosfet 
mit den entsprechenden Parametern), weil ich so einen E-Line-BS250 
hatte. Damit verhält sich die Schaltung (ausgenommen Bandbreite) wie 
erwartet.

Ergänzen kann ich noch: (gemessen)

SlewRate: 7V/µs
obere Grenzfrequenz bei 50R-Last: 110kHz
Aussteuerbarkeit bei 50R-Last >5Vss

Autor: Anja (Gast)
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Gibt es das Layout auch als .pdf Datei?

Gruß Anja

Autor: hey (Gast)
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Interessant, dass der  Thread noch laeuft. ich war kuerzlich an einem 
Seminar von Analog Devices, wo die einen neuen OpAmp vorgestellt haben, 
ohne 1/f Rauschen. Der Typ waere ADA4898.

Autor: nick knattert(sch)on (Gast)
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hey schrieb:
> wo die einen neuen OpAmp vorgestellt haben,
> ohne 1/f Rauschen.

Ach wirklich?

Welches quantenmechanische Phänomen reitet den ADA4898 dann unterhalb 
etwa 100Hz?

Autor: ArnoR (Gast)
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Anja schrieb:
> Gibt es das Layout auch als .pdf Datei?

Ja.

Autor: Anja (Gast)
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Mhm,

ich habe mir mit Layout folgendes vorgestellt.

Nur den Bottom layer (farbe Schwarz), Maßstab 1:1, ohne Silkskreen.
Gespiegelt so wie jetzt ist ja schon ok.

Dann kann man das ganze auf die gute Conrad-Folie drucken
und dann ohne Unterlichtung gleich die Leiterplatte belichten. :-)

Gruß Anja

Autor: ArnoR (Gast)
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Kann ich machen, aber erst am Montag.

Autor: Anja (Gast)
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Hat keine Eile,

die nächsten 3 Wochen komme ich eh nicht dazu.
Danke schonmal.

Gruß Anja

Autor: Tillmann (Gast)
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ArnoR schrieb:
> Kann ich machen, aber erst am Montag.

Vielleicht magst du uns ja auch die Eagle-Files zur Verfügung stellen?

Autor: Karl Tecco (trekkerfahrer)
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Hallo,
dem Wunsch nach den EAGLE- Files schließe ich mich an,
beste Grüße (auch von teccoralf,- der auch bald wieder da ist!)
Karl

Autor: ArnoR (Gast)
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Hier nun die Platine als PDF, so wie gewünscht.

Das mit den Eagle-Files muss ich mir noch mal ansehen, die sind wegen 
einiger Gehäuse/Symbole nicht konsistent.

Autor: Tillmann (Gast)
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ArnoR schrieb:
> Der Frequenzgang ist 0,1Hz...150kHz bei je -3dB und einer Steilheit von
> -20dB/dec. Mit Bipos anstelle T2 schafft die Schaltung 1MHz.

Die Frage zielte eher darauf hin wie flach der Verlauf im 
Durchlassbereich ist.

ArnoR schrieb:
> Das mit den Eagle-Files muss ich mir noch mal ansehen, die sind wegen
> einiger Gehäuse/Symbole nicht konsistent.

Wäre schön wenn du das machen könntest.