Hallo zusammen,
ich suche eine Schaltung um das 0.1Hz - 10 Hz Rauschen von
Referenzspannungsquellen am Oszi-Eingang (2-5mV/Div bei 1MegOhm) zu
vergleichen. Ich erwarte etwa Pegel im Bereich 1 - 3 (-5) uV Peak-Peak
an Rauschspannung bei einem DC-Offset von ca 5, 7 oder 10V.
Die Anforderungen an den Verstärker wären:
- Eigenrauschen < 0.3uVpp im Bereich 0.1 - 10 Hz
- Bandpaßfunktion 0.1 - 10 Hz
- Verstärkung ca. 10000
- Die maximale Stromspitze beim anschließen der Referenz
(Eingangs-Kondensator) darf nicht über ca 3mA gehen da sonst die Gefahr
besteht daß die Referenz altert. (also Eingangsimpedanz > 2500 Ohm).
Die angehängte Schaltung zeigt mal das Prinzip. Hat jedoch ein zu hohes
Eigenrauschen von ca. 0.7uVpp. Außerdem scheint die Schaltung instabil
zu werden sobald das Eingangsrauschen kleiner als 2 uVpp wird. Ich messe
da Ausreißer > 6uVpp die nicht im Meßsignal sein können.
Probehalber habe ich den LT1013 durch 2 "rauschärmere" LT1037 ersetzt
mußte aber feststellen daß wegen dem Stromrauschen das Eigenrauschen
viel schlechter wurde.
Eventuell kennt ja jemand die Schaltung oder Bezeichnung von
entsprechenden Oszi-Einschüben.
Oder irgendwelche Schaltungstricks wie man den Eingang gestalten muß.
Gruß Anja
Arno H. schrieb:> Hast du schon mal in Richtung Chopper/Autozero überlegt?
Ja klar allerdings haben alle Chopper die ich kannte ein Rauschen von
mindestens 1.5 uVpp (also Faktor 5 mehr als ich benötige). Der LMP
scheint ein bischen besser zu sein ist aber immer noch Faktor 3 (bei 100
Ohm Eingangsimpedanz) zu groß.
Die AN70 werde ich noch auswerten vielleicht findet sich ja von den
älteren Verstärkern irgendwo eine Schaltung. Danke hierfür.
Gruß Anja
Wie wäre es mit rauschärmeren OPVs bspw. von Texas Instruments? Die
haben vor nicht all zu langer Zeit die Werbetrommel für diese Bautseine
hier gerührt:
- OPA211/2211
- OPA209/2209/4209
- OPA1611/1612
Mal ausprobieren?
branadic
branadic schrieb:> Nebenbei bemerkt sei noch auf die bekannte AN124 von Linear (Jim> Williams) hingewiesen.>> branadic
AN83 ist schon ausreichend, denn da ist der rauscharme Vorverstärker im
Detail super beschrieben .-)
Aber klar, in der AN124 hat JW nochmal die Sache getoppt mit 750 nV.
Anja schrieb:
> Eventuell kennt ja jemand die Schaltung oder Bezeichnung von> entsprechenden Oszi-Einschüben.> Oder irgendwelche Schaltungstricks wie man den Eingang gestalten muß.
nein Anja, da gibt es leider keine Einschübe die die von Dir angepeilte
Rauscharmut noch erreichen: Es gibt keine zu akzeptablen Preisen
erwerbbare Einschübe/Vorsätze, die das erreichen.
Du kommst um den (Selbstbau) nicht drumrum. Es sit aber kein Hexenwerk.
Ich habe das in Leereinschübe für tek7xxx/5xxx System integriert, und
bin damit recht zufrieden.
Da der relevante Bereich zw. 0.1Hz bis 100 kHz liegt (bei meinen
Messanwwendungen), habe ich das dann letztlich auf die 5xxx Serie
optimiert (denn die 5103 scopes sind so attraktiv billig, und vor allem
stört da kein Lüftergeräusch bei stundenlangen Messungen .-)
branadic schrieb:> Nebenbei bemerkt sei noch auf die bekannte AN124 von Linear (Jim> Williams) hingewiesen.>> branadic
Insbesondere die Eigenschaften von resp. Anforderungen an C1 sind dort
schön beschrieben.
Und schon mal Gebäckdose beiseitelegen ;)
Gruß Henrik
AN83 ist schon fast ausreichend, denn da ist der sehr rauscharme
Vorverstärker im Detail super beschrieben .-)
Aber klar, in der AN124 hat JW nochmal die Sache getoppt mit 160 nV
Eigenrauchen.
Wenn anja also wirklich dieses Rauschverhalten benötigt, dann kommt sie
darum kaum herum.
Hallo,
Henrik V. schrieb:> Und schon mal Gebäckdose beiseitelegen ;)
Das ist meine geringste Sorge wenn ich an den Elko und die FETs denke.
Die Dose liegt schon bereit :-)
so was wie AN124 habe ich gesucht.
Die 0.16uVpp scheinen also das Ende der Fahnenstange zu sein.
Ich muß wohl mit meinem Design deutlich niederohmiger werden.
Die Einschaltströme muß ich dann durch Vorladen des Eingangskondensators
in den Griff kriegen.
Und gute Elkos finden. Die OSCONs aus AN83 sind ja noch halbwegs
bezahlbar.
Nasse Tantals mit 470uF sind bei RS nicht unter 100 Eur/Stück zu
kriegen.
Die Eingangswiderstände werde ich wohl auch auf Draht oder Metallfolie
(S102) anstelle Metallfilm umstellen müssen.
Mit einem guten OP (AD797 oder LT1028) müßte ich dann halbwegs
hinkommen.
Gruß Anja
Was soll denn der Quellenwiderstand sein? Du kannst das
Spannungsrauschen beliebig drücken, erkaufst damit aber Stromrauschen
mehr und mehr.
Was du wirklich brauchst, sind hochwertige Transistoren!
Das sind welche mit niedrigem 1/f-Rauschen und großer Verstärkung. Schau
mal beim NIST vorbei. Die haben endlos AppNotes über solche
Verstärkerschaltungen.
Für den Audio-Bereich empfehlen sich da JFET-Transistoren wie 2SK369.
Bei sehr niedriger Quellenimpedanz kann ein bipolarer von Vorteil sein,
z.B. 2N4401.
Auf Seite 23 des LTC6240 wird ein Rauschen von 40nVpp für den
gewünschten Frequenzbereich angegeben. Auch im Datenblatt des LTC201
wird auf Seite 9 ebenfalls ein Rauschen von 40 nVpp erreicht.
Warum man bei LT aber für die Spezifikation der LTC6655 eine neue
Schaltung entwickelt hat und nicht auf die bereits in der Schublade
liegende zurückgegriffen hat ist mir Schleierhaft.
Christian
Anja schrieb:> Hallo,>> Henrik V. schrieb:>> Und schon mal Gebäckdose beiseitelegen ;)> Das ist meine geringste Sorge wenn ich an den Elko und die FETs denke.> Die Dose liegt schon bereit :-)
Das ist halt designtypisch für JW. Eine persönliche Marotte von ihm, und
wenn man JW ist, dann kann man sich sowas auch erlauben. Ich denke, ein
etwas professioneller aussehendes Gehäuse ist sicher dem Kundenvertrauen
nützlich ;-)
>> so was wie AN124 habe ich gesucht.> Die 0.16uVpp scheinen also das Ende der Fahnenstange zu sein.
Nein, definitv sind es die 0.16uVpp nicht. Das geht noch einiges besser
.
>> Ich muß wohl mit meinem Design deutlich niederohmiger werden.> Die Einschaltströme muß ich dann durch Vorladen des Eingangskondensators> in den Griff kriegen.>> Und gute Elkos finden. Die OSCONs aus AN83 sind ja noch halbwegs> bezahlbar.> Nasse Tantals mit 470uF sind bei RS nicht unter 100 Eur/Stück zu> kriegen.
Darauf wies JW ja bereits hin in seiner AN124. Und auch diese mußte er
selektieren, damit sein Design lief.
Wobei ich mir nicht wirklich vorstellen kann, das es bei Dir am Geld für
die Elkos scheitert, denn es ist ein Firmenentwicklung.
Ich habe mir das privat gebaut, und selber bezahlt -- ging auch .-)
> Die Eingangswiderstände werde ich wohl auch auf Draht oder Metallfolie> (S102) anstelle Metallfilm umstellen müssen.>> Mit einem guten OP (AD797 oder LT1028) müßte ich dann halbwegs> hinkommen.
sollte eigentlich passen.
Christian (Gast) schrieb:
> Warum man bei LT aber für die Spezifikation der LTC6655 eine neue> Schaltung entwickelt hat und nicht auf die bereits in der Schublade> liegende zurückgegriffen hat ist mir Schleierhaft.
Naheliegend:
Weil der choppertakt in der Gebäckdose beim Messen des LTC6655 doch
deutlich stört.
>Die angehängte Schaltung zeigt mal das Prinzip. Hat jedoch ein zu hohes>Eigenrauschen von ca. 0.7uVpp. Außerdem scheint die Schaltung instabil>zu werden sobald das Eingangsrauschen kleiner als 2 uVpp wird. Ich messe>da Ausreißer > 6uVpp die nicht im Meßsignal sein können.
Hängt die linke Seite des Eingangscaps dann dabei in der Luft oder ist
sie mit Masse verbunden?
Dieser Ausreißer kann tiefstfrequentes Popcornrauschen sein. Eine Unart,
die oft dem Stromrauschen zugeordnet und nur selten spezifiziert wird.
Man findet ja gewöhnlich Spezifikationen über das 0,1...10Hz
Spannungsrauschen in den Datenblättern aber nur sehr spärliche Angaben
über das Stromrauschen.
Der LT1028 wird dir nur befriedigende Resultate liefern, wenn du mit um
die 100R äußerst niederohmig am Eingang arbeitest.
Such doch mal nach einem OPamp, der niedrigeres Stromrauschen hat und
dort besser spezifiziert ist.
Andrew Taylor schrieb:
>Naheliegend:>Weil der choppertakt in der Gebäckdose beim Messen des LTC6655 doch>deutlich stört.
Hmm, hätte ich so nicht erwartet, denn die Störungen treten ja immer
synchron zur Chopperfrequenz auf, weshalb sie sich doch eine wenig
herausmitteln sollten. Außerdem liegt die Chopperfrequenz deutlich über
der gewünschten Frequenz und damit auch die Störungen, weshalb sie sich
relativ leicht herausfiltern lassen.
Wenn die Störungen in der Dose der Referenz Probleme machen, könnte man
ja auch den Messverstärker und die Referenz in getrennten Dosen aufbauen
und nur die Referenzspannung übertragen.
Christian
>Außerdem liegt die Chopperfrequenz deutlich über der gewünschten>Frequenz und damit auch die Störungen, weshalb sie sich relativ leicht>herausfiltern lassen.
Ja, in der Theorie. Aber in der Realität gibt es Demodulationseffekte an
unlinearen Kennlinien und anderes Ungemach. Das Datenblatt verspricht
dann gerne das Blaue vom Himmel, was der Chip letztlich aber nicht
halten kann.
Bei den Rauschspezifikationen wird allzu häufig zu sehr Gewicht gelegt
auf das Spannungsrauschen. Das Stromrauschen ist bei höherohmigen
Schaltungen aber viel unangenehmer und in der Regel wesentlich
schlechter dokumentiert.
Doch selbst, wenn das Datenblatt mit hervorragenden Rauschwerten glänzt,
gilt es zu beachten, daß das immer nur statistische Mittelwerte sind und
ein Einzelexemplar jederzeit ganz erheblich davon abweichen kann. Das
Selektieren einer Handvoll Chips auf niedrigstes Rauschen ist in solchen
Anwendungen fast immer unumgänglich.
Auch kann es sich durchaus lohnen, eine solche Meßschaltung diskret
aufzubauen, zumindest den ersten Differenzverstärker am Eingang und hier
ultra rauscharme Transistoren zu verwenden.
Abdul K. schrieb:> Was soll denn der Quellenwiderstand sein?
Na in meiner Schaltung oben sind dies R1 bzw. R4 die das rauschen
wesentlich bestimmen. Wenn am Eingang noch eine Referenz angeschlossen
ist kommt noch die Impedanz von C1 parallel dazu.
Christian schrieb:> ebenfalls ein Rauschen von 40 nVpp erreicht.> Warum man bei LT aber für die Spezifikation der LTC6655 eine neue> Schaltung entwickelt hat und nicht auf die bereits in der Schublade> liegende zurückgegriffen hat ist mir Schleierhaft.
Interessanter Ansatz. Was mich aber stutzig macht ist der fehlende
Hochpaß am Eingang bzw. der niederohmige Eingangswiderstand. Vermutlich
wird die Schaltung in realer Umgebung (mit 1-2 kOhm am Eingang) nicht
mehr so gut abschneiden. (sorry aber ich bin jetzt in der Richtung
sensibilisiert).
Andrew Taylor schrieb:> denn es ist ein Firmenentwicklung.
Wie kommst Du den auf so eine Idee. Bei mir ist das reines Hobby um mich
weiterzubilden. Da überlegt man schon ob man mehrere hundert Euro in
Tantal und vertrauensbildende Gehäuse oder in Meßgeräte anlegt.
Andrew Taylor schrieb:> Darauf wies JW ja bereits hin in seiner AN124. Und auch diese mußte er> selektieren, damit sein Design lief.
Wenn er nur auf Leckstrom und nicht auf Rauschen selektiert, hat er
wahrscheinlich einen Designfehler gemacht: Die Verstärkung vor dem
Hochpaß könnte man leicht um den Faktor 10 auf 1000 anstelle 10000
reduzieren und hätte dann Faktor 10 mehr übrig für den Leckstrom. Oder
sehe ich da was falsch?
Andrew Taylor schrieb:> Weil der choppertakt in der Gebäckdose beim Messen des LTC6655 doch> deutlich stört.
Oder weil der notwendige Hochpaß für eine zu hohe Eingangsimpedanz
sorgt.
Berauschter schrieb:> Hängt die linke Seite des Eingangscaps dann dabei in der Luft oder ist> sie mit Masse verbunden?
Der Eingang ist dann kurzgeschlossen (was ja auch einer niederimpedanten
Referenz mit max 1 Ohm dynamischer Widerstand entspricht). Aber rechne
mal die Impedanz von 20uF bei 0.1Hz aus da bringt der Kurzschluß auch
nicht mehr sooo viel.
Berauschter schrieb:> Dieser Ausreißer kann tiefstfrequentes Popcornrauschen sein.
Vermute ich in der Zwischenzeit auch.
Berauschter schrieb:> Such doch mal nach einem OPamp, der niedrigeres Stromrauschen hat und> dort besser spezifiziert ist.
Ist leider gegenläufig. Die meisten OPs mit niedrigem Stromrauschen
haben dann ein Spannungsrauschen über 0.55uVpp. Ein Kompromiß könnte der
LT1001 mit 0.3uVpp sein. Ist aber wahrscheinlich auch noch zu hoch wenn
das Stromrauschen hinzu kommt.
Gruß Anja
Du interessierst dich also nur für AC? Da Rauschen.
Dann nimm doch einen einzelnen Transistor. Einen OpAmp nimmt man, wenn
man bis DC lineare Zusammenhänge brauch. Umso mehr Transis in der
Schaltung, umso mehr Rauschen. Was willste mit dem +Eingang des OpAmps?
Unsinnig, denke ich.
LTspice kommt auch mit Einzeltransistor-Modellen wunderbar klar!
Das ist kein Popcorn-Rauschen. Diese Sprünge heißen anders. Leider fällt
mir der Name gerade nicht ein. Rauschanalysen wird ja in mehrere
Genauigkeitsklassen eingeteilt. Die einfachen Modelle bestehen nur aus
1/f und 1-Komponente. Die mehr präzise Anschauung geht bis uf 1(f^4),
durchläuft also Phasenrauschen usw.....
Bei NIST alle AppNotes lesen!
Keksdose: Naja, wenn der Kunde keine Ahnung hat, mag es unangebracht
sein. Ein Profi würde erstmal das Maul halten und nachdenken und dann
zustimmend nicken...
Was soll das mit dem Tantal? Habs jetzt nicht nachgelesen. Hm. Wie wäre
es mit Polymer-Kondis wie OSCON usw.
Einzelne Transistoren sind oft auch nicht besser als gute OPs. Im
Bereich unter 1nV/ Sqrt(Hz) wird es da auch relativ dünn.
Um einen Chopper Verstärker wird man kaum herum kommen - sonst wird es
schwer das 1/f und Popkorn-rauchen los zu werden.
Ein guter fertiger Chopper OP sollte auch reichen: Typen mmit etwa 0,5
uVpp gibt es - und davon dann halt 2 oder 3 parallel. Das ist vom
Aufwand vermutlich immer noch besser als einen Chopper Verstärker aus
Einzelteilen Aufzubauen. Beim Eigebau ist die Ladungsinjektion am
Schalter wohl die größe Schwierigkeit.
Ein weiterer Plan für einen Eigenbau Chopper verstärker, ähnlich AN124:
www.techlib.com/files/lowamp.pdf
Die AN124 hat 1300uF am Eingang als Hochpass. Ich bin da nicht wirklich
eiinverstanden. Zum Einen ist der Leckstom eines Elkos riesig, zum
Anderen ist der Leckstrom nicht DC, sondern auch mit einem Rauschen
behaftet. Das sag ich jetzt nicht, weil ich's gemessen habe, sondern
weil es aufgrund des physikalischen Prozesses erwartbar waere. Da wuerd
ich anstelle einen Stoss von den 10uF Folien empfehlen.
Ich bewundere Anja fuer ihre spannenden Projekte.
Abdul K. schrieb:> Du interessierst dich also nur für AC? Da Rauschen.
Ja, Ich habe gelesen daß Zener-Referenzen mit geringer Alterung anhand
vom Rauschen selektiert werden können. Ich weis natürlich nicht ob das
1/f-Rauschen oder das Breitbandrauschen relevant ist. Ich dachte für den
Anfang ist das 1/f-Rauschen für mich interessanter da beim Sigma-Delta
Wandler das 1/f-Rauschen auch ins Meßergebnis mit eingeht.
Abdul K. schrieb:> Umso mehr Transis in der> Schaltung, umso mehr Rauschen. Was willste mit dem +Eingang des OpAmps?> Unsinnig, denke ich.
Guter Denkanstoß. Im ersten Schuß habe ich mich wohl zu sehr an den
Datenblättern orientiert die ich zum Thema gefunden habe.
> Bei NIST alle AppNotes lesen!
Da fehlt mir wohl das richtige Stichwort zur Suche. Ich finde nur
Rauschen von Mikrowellenoszillatoren oder Nano-Transistoren.
> Keksdose: Naja, wenn der Kunde keine Ahnung hat, mag es unangebracht> sein. Ein Profi würde erstmal das Maul halten und nachdenken und dann> zustimmend nicken...
Mir gefällt eigentlich die Lackbüchse aus den TI-Applikationen besser.
Meine Keksdose ist leider lackiert eine blanke Weißblechbüchse wäre
ideal.
> Was soll das mit dem Tantal? Habs jetzt nicht nachgelesen. Hm. Wie wäre> es mit Polymer-Kondis wie OSCON usw.
Ist sogar ein "nasser" Tantal. Wohl wegen geringerem Rauschen als ein
AL-Elko. Vom Preis her Tendiere ich auch eher zu den OSCONs. Aber ich
denke der Leckstrom ist wahrscheinlich etwas höher. Allerdings will ich
sowieso keine Stufe mit mehr als 100-Facher Verstärkung betreiben.
Ulirch schrieb:> Einzelne Transistoren sind oft auch nicht besser als gute OPs. Im> Bereich unter 1nV/ Sqrt(Hz) wird es da auch relativ dünn.
Wenn ich den Elektronik-Praxis-Artikel-Reihe lese ist das Problem bei
OP´s der Serienwiderstand für den ESD-Schutz. Dieses Rauschen könnte man
sich also bei diskretem Aufbau sparen.
Mini Nilp schrieb:> Das sag ich jetzt nicht, weil ich's gemessen habe, sondern> weil es aufgrund des physikalischen Prozesses erwartbar waere. Da wuerd> ich anstelle einen Stoss von den 10uF Folien empfehlen.
Da handle ich mir dann Rauschen (EMV) aus der Umgebung ein. Zumal es die
10uF-Teile nicht mehr bei Reichelt zu kaufen gibt. Das Maximum sind
jetzt 6,8uF also etwa 200 Stück im 5mm Raster bei 8*9 mm Grundfläche ...
-> was ist denn die größte Keksdose die es zu kaufen gibt?
Gruß Anja
>Die AN124 hat 1300uF am Eingang als Hochpass. Ich bin da nicht wirklich>eiinverstanden. Zum Einen ist der Leckstom eines Elkos riesig, zum>Anderen ist der Leckstrom nicht DC, sondern auch mit einem Rauschen>behaftet.
Völlig richtig! Deswegen lassen sie den Elko ja auch solange an der
Gleichspannungsversorgung, bis sich der Leckstrom auf ausreichend
niedrige Werte verringert hat (-> Abnahmereststrom!). Außerdem wird dort
ein Elko verwendet, der von sich aus schon einen kleinen Leckstrom
aufweist.
Der große Cap ist einfach erforderlich, weil niedriges Rauschen am
Eingang des Verstärkers nur mit aureichend niedrigen Impedanzen
erreichbar ist. Es geht hier nicht nur um das Stromrauschen, welches
über nicht zu große Impedanzen fließen darf, sondern auch um das
thermische Widerstandsrauschen selbst.
>Da wuerd ich anstelle einen Stoss von den 10uF Folien empfehlen.
Was die ganze Geschichte wieder sehr empfindlich gegen elektrische und
magnetische Einstreuungen machen kann. Klar, ein Versuch wäre es wert...
>Ist sogar ein "nasser" Tantal. Wohl wegen geringerem Rauschen als ein>AL-Elko. Vom Preis her Tendiere ich auch eher zu den OSCONs. Aber ich>denke der Leckstrom ist wahrscheinlich etwas höher. Allerdings will ich>sowieso keine Stufe mit mehr als 100-Facher Verstärkung betreiben.
Es geht um das Rauschen, daß mit diesem Leckstrom verbunden ist. Das
Rauschen, das der Elko selbst erzeugt!!!
>Wenn ich den Elektronik-Praxis-Artikel-Reihe lese ist das Problem bei>OP´s der Serienwiderstand für den ESD-Schutz. Dieses Rauschen könnte man>sich also bei diskretem Aufbau sparen.
Häng doch den Verstärker erst an, wenn der Cap aufgeladen ist...
Der Kondensator muss nur wegen dem Stromrauschen so groß sein. Die
Impedanz des Kondensators ist nicht verlustbehaftet. Es gibt daran also
kein Widerstandsrauschen. Der Widerstand hinter dem Verstärker gegen
Masse dürfte ruhig auch etwas größer werden als in der AN124. Im
interessanten Frequenzbereich soll des ja groß gegen die Impedanz des
Kondensators sein. Solange das Rauschen bei noch viel niedrigeren
Frequenzen hier nicht so groß wird das der Verstärker in die Sättigung
geht ist ein größerer Widerstand (z.B. 1 M) auch kein Problem. Solange
der eigentliche Verstärker die höhere Spannung verträgt wäre damit auch
das Problem des Eingangsstroms beim verbinden mit der Referenz gelöst.
Dann sollte man auch mit einem kleineren Kondensator (z.B. 100 µF)
auskommen. Die lange Zeitkonstante wäre wohl auch nicht so schlimm - die
untere Grenzfrequenz muss man dann halt noch mal extra nach der ersten
z.B. 100 fachen Verstärkung festlegen.
Man muss aber natürlich die Eingangsströme im Blick behalten. Der sollte
sich schon im pA Bereich bewegen. Sonst reicht auch der 1300 µF Elko aus
AN124 nicht.
>Solange das Rauschen bei noch viel niedrigeren Frequenzen hier nicht so>groß wird das der Verstärker in die Sättigung geht ist ein größerer>Widerstand (z.B. 1 M) auch kein Problem.
1M erzeugt über einer Bandbreite von 10Hz 400nVeff, also 2,7µVpp
thermisches Widerstandsrauschen. Anja will aber <0,3µVpp. Dafür dürften
es dann höchstens 12k sein, vorausgesetzt es kommt kein zusätzliches
Rauschen dazu, was natürlich nicht zutrifft.
Vernachlässigbar wird das Widerstandsrauschen, wenn es weniger als 1/3
des angepeilten Wertes ausmacht, also 0,1µVpp. Das wären dann rund
1,4k...
Das Rauschen erzeugt der 1 M Widerstand nur, wenn er nicht belastet
wird. Selbst bei 0,1 Hz hat ein 100 µF Kondensator aber eine Impedanz
von rund 15 kOhm. Damit wird das Rauschen rund 60 mal kleiner als bei
einem offenen Eingang. Für die Höherfrequenten Anteile wird es noch
weniger. Man kann also mit weniger als 0,05 µVpp rechnen. Da ist ein
kleinerer Widerstand sogar noch schlimmer.
Berauschter schrieb:> Vernachlässigbar wird das Widerstandsrauschen, wenn es weniger als 1/3> des angepeilten Wertes ausmacht, also 0,1µVpp. Das wären dann rund> 1,4k...
Das sind doch endlich mal klare ansagen. Ich werde also schauen daß ich
für R1 irgendwo zwischen 1000 und 1500 Ohm rauskomme. (also ca 3300uF
bis 2200uF). R2 und R4 werde ich auch Faktor 10 kleiner machen.
Das mit dem Leckstrom des Kondensators ist mir noch nicht ganz klar. Hat
dieser nun einen Einfluß aufs Rauschen oder nur auf den Offset?
Ich habe da widersprüchliche Aussagen von: Rauschen ist konstant (nur
von Kapazitätswert abhängig) bis Rauschen korreliert mit Leckstrom
http://downloads.hindawi.com/journals/apec/1987/010769.pdfUlirch schrieb:> Da ist ein> kleinerer Widerstand sogar noch schlimmer.
Ich glaube du vergißt das Stromrauschen des Op-Amps. (war bei mir der
Denkfehler im 2. Versuch mit LT1037)
Gruß Anja
Das Stromrauschen des Verstärkers ist definitiv ein Problem, aber
dagegen hilft der Widerstand gegen Massen (R1 im ersten Plan) nicht. Der
Widerstand R1 ist wichtig dafür wie sehr die Spannung
Gleichspannungsmäßig gegenüber der 0 verschoben ist, durch den den Bias
strom den Verstärkers und den Leckstrom. Solange man dadurch nicht den
optimalen Eingangsbereich verlässt ist das keine Problem. Es ist sogar
gut, wenn die untere Grenzfrequenz nicht duch R1 und den
Eingangskondensator, sondern erst durch die 2. Stufe bestimmt wird.
Der Leckstrom des Elkos oder Kondensators kann (wird es sehr
Wahrscheinlich auch) zum Rauschen beitragen. Der Leckstrom wird
vermutlich nicht gleichmäßig fließen wie in einem Metall Widerstand,
sondern eher ungleichmäßig, mehr wie in einem Kohleschichtwiederstand
oder gar noch schlimmer. Als erste Näherung würde ich wenigstens so viel
rauschen wie für einen entsprechenden Biasstrom des Verstärkers
erwarten.
Der Rauschanteil des Leckstroms muss ähnlich wie das Stromrauschen des
Verstärkers gesehen werden. Je größer der Kondensator, desto mehr
Rauschstrom wird man haben.
Das Stromrauschen wird vermutlich auch das Problem sein ! Der legt die
Größe des nötigen Kondensators fest.
OPs mit BJT haben ein Problem mit dem Stromrauschen (großer Kondensator
nötig)
OPs mit JETs haben ein Problem mit dem 1/f Rauschen
Ein Alternative wäre eventuell diskrete JFets wie 2sk369
Chopper OPs sind da ggf. keine so schlechte Wahl. Hier hat man aber wohl
auch ein Problem mit "Rauschstrom".
>Das Rauschen erzeugt der 1 M Widerstand nur, wenn er nicht belastet>wird. Selbst bei 0,1 Hz hat ein 100 µF Kondensator aber eine Impedanz>von rund 15 kOhm. Damit wird das Rauschen rund 60 mal kleiner als bei>einem offenen Eingang. Für die Höherfrequenten Anteile wird es noch>weniger. Man kann also mit weniger als 0,05 µVpp rechnen.
Ach, so meinst du das, 1M plus 100µF? Ist mit 100 Sekunden aber eine
ganze andere Zeitkonstante als die 3sec von Anja...
>Das mit dem Leckstrom des Kondensators ist mir noch nicht ganz klar. Hat>dieser nun einen Einfluß aufs Rauschen oder nur auf den Offset?>Ich habe da widersprüchliche Aussagen von: Rauschen ist konstant (nur>von Kapazitätswert abhängig) bis Rauschen korreliert mit Leckstrom
Der Link sagt ja ganz am Ende, daß der Rauschstrom in der Regel vom
Leckstrom abhängt, also "kleiner Leckstrom" = "kleiner Rauschstrom",
eben bis auf gewisse Ausnahmen. Kommt wahrscheinlich drauf an, wo der
Leckstrom denn fließt. Fließt er über irgendwelche vom Elektrolyt
verunreinigten Oberflächen, also eher ohmsch zwischen den Kontakten,
trägt das natürlich weniger zum Rauschen bei, als wenn er "echt", also
durch Isolationsfehler in der Oxidschicht "durchtunnelt". Ein solcher
"echter" Leckstrom dürfte in der Tat direkt mit dem Rauschstrom
korrelieren, also "mehr echter Leckstrom" -> "mehr Rauschen".
Du mußt das einfach so sehen: Du hast Rauschstrom vom OPamp und
Rauschstrom vom Elko. Um den Einfluß des Rauschstroms des OPamps klein
zu halten, sollte der OPamp-Eingang möglichst kleine Eingangsimpedanzen
sehen, also einen kleinen Widerstand und/oder eine große Kapazität (C1,
R1 in deiner Schaltung). Doch je größer diese Kapazität, um so größer
DESSEN Rauschstrom, weil ja eine größere Kapazität mit größerem
Leckstrom verbunden ist.
Da beide Prozesse gegenläufig sind, wirst du vielleicht einen Kompromiß
finden müssen, bei dem beide Rauschstromanteile ungefähr gleich groß
sind und sich die Waage halten.
Anja schrieb:> -> was ist denn die größte Keksdose die es zu kaufen gibt?
Es gibt Weisblechdosen von der Fa Schubert. Die findet man bei alle
möglichen Händlern, die mit Amateurfunkartikeln handeln. Aber ich glaube
Schubert verkauft die auch selbst.
UKW-Berichte, Amidon z.B. hat sie im Programm.
Aber was ganz anderes, ist eventuell off Topik
Ich suche genau das Gegenteil. Eine Schaltung die möglichst giftige
niederfrequentes Popkornrauschen erzeugt. Als Demoobjekt.
Hat jemand eine Idee wie man das mit möglichst geringen Aufwand erzeugt?
Ralph Berres
Ralph Berres schrieb:> Aber was ganz anderes, ist eventuell off Topik>> Ich suche genau das Gegenteil. Eine Schaltung die möglichst giftige> niederfrequentes Popkornrauschen erzeugt. Als Demoobjekt.> Hat jemand eine Idee wie man das mit möglichst geringen Aufwand erzeugt?
Simulatorschaltung über Funkelrauschen einer Flackerkerzenglimmlampe?
Die Spannung die man nachher aus dem Stromrauschen bekommt, ist
umgekehrt proportional zur Kapazität. Dabei ist es Egal ob es
Stromrauschen vom Kondensator oder Verstärker (OP) ist. Im Nutzbereich
ist der Widerstand gegen Masse gerade groß gegen die Impedanz des
Kondensators, d.h. der Widerstand reduziert das Rauschen im Nutzbereich
nicht. Der kann höchstens noch selber etwas zum Rauschen (als
Rauschstrom) beitragen, wenn er zu klein ist.
Wenn der Rauschstrom in den Kondensator-teilen unkorreliert ist, sollte
der Rauschstrom da etwa mit der Wurzel der Kapazität an steigen. Die
Reduktion der Spannung am Ausgang durch den Größeren Kondensator ist
also Effektiver als Anstieg des Rauschens des Kondensators.
Wenn die Zeitkonstante etwas größer ist, sollte das kein Problemm sein.
Damit man nicht noch zusätzliche Beiträge aus der dielektrischen
Relaxation hat, wird man ohnehin erst nach längerer Zeit (z.B. 12 h)
wirklich messen können.
Etwas Wartezeit wird auch schon zur thermischen Stabilisierung nötig
sein.
Wenn man eine oder ein paar Leermessungen macht, und sich da mehr als
die 10 s Zeit zur Datenaufnahme nimmt, sollte es auch nicht unbedingt
nötig sein das der Verstärker selber so wenig rauscht. Weniger Rauschen
des Verstärkers als der Ref. Spannungsquelle wäre aber sicher Sinnvoll.
Es gäbe auch noch eine Möglichkeit den großen Kondensator am Eingang
einfach zu vermeiden, indem man die erste Stufe gleichspannungsmäßig
koppelt. Das geht vor allem gut wenn die Ref. Spannung eher klein ist.
Die Schwierigkeit verlagert sich dann ein wenig von einem Rauscharmen
Kondensator zu einem wirklich rauscharmen (im Sinne von Zusatzrauschen
bei Stromfluss) Widerstand. Man hat dann aber das Problem mit dem
Kondensator zu höheren Spannungen verschoben. Es könnte aber leichter
einen (PP) Folien Kondensator mit 50 µF und 500 V zu bekommen als einen
für 500 µF und 50 V.
Ralph Berres schrieb:
> Ich suche genau das Gegenteil. Eine Schaltung die möglichst giftige> niederfrequentes Popkornrauschen erzeugt. Als Demoobjekt.> Hat jemand eine Idee wie man das mit möglichst geringen Aufwand erzeugt?
CA3130 mit voller Verstärkung sein Eigenrauschen verstärken lassen.
Gegenkopplung 10M und am -IN 100µF gegen +IN und +IN auf VCC/2. Oder so
ähnlich.
Abdul K. schrieb:> Ich möchte mal diese Schaltung zur Diskussion stellen:
Ist sicher "lowest noise", allerdings um die Bandbreite auf 0.1 Hz zu
erweitern müßte ich den Eingangselko auf 2,5 Farad erweitern. (müßte so
ein ganzer 19Zoll Einschub an Kondensatoren sein).
Ich habe mich eigentlich schon festgelegt: 3200 uF am Eingang
(1000+2200) an 1K + LT1037. Die Elkos will ich nach Leckstrom
selektieren (sind grad am aufladen). Am Eingang kommt noch ein 3K6
(Schutz-) Serienwiderstand der über einen Schalter überbrückt werden
kann. Die Verstärkung der 1. Stufe wird dann über 100R + 10K
eingestellt.
Für meinen Zweck (< 0.3Vpp) müßte es eigentlich reichen.
@Ralph:
im bereits weiter oben verlinkten Artikel findest Du auch was über das
messen des Popcorn-Rauschens:
http://www.elektronikpraxis.vogel.de/index.cfm?pid=856&pk=155621
Da steht aber auch:
"Das Popcorn-Rauschen ist somit fertigungsbedingt. Bei modernen
Prozessen tritt es in relativ geringem Umfang auf. Im Allgemeinen
besteht eine „Chargenabhängigkeit“, d.h., bei einigen Chargen tritt kein
Popcorn-Rauschen auf, während bei anderen ein kleiner Prozentsatz (z.B.
5%) festgestellt wird. "
Also viel Spaß beim selektieren der OP-Amps aus verschiedenen (alten)
Chargen.
Gruß Anja
>Ich habe mich eigentlich schon festgelegt: 3200 uF am Eingang>(1000+2200) an 1K + LT1037. Die Elkos will ich nach Leckstrom>selektieren (sind grad am aufladen). Am Eingang kommt noch ein 3K6>(Schutz-) Serienwiderstand der über einen Schalter überbrückt werden>kann. Die Verstärkung der 1. Stufe wird dann über 100R + 10K>eingestellt.>Für meinen Zweck (< 0.3Vpp) müßte es eigentlich reichen.
Ja, klingt vernünftig. Vereinfacht gerechnet sollte es dann unter
0,18µVpp sein, wobei das Stromrauschen bei dieser Rechnung ungefähr
0,16µVpp ausmacht. Dazu kommt dann noch das Elkorauschen...
Wenn du rund 200 Euro übrig hast, könntest du auch eine
Kondensatorbatterie mit diesen Caps hier aufbauen:
http://de.rs-online.com/web/search/searchBrowseAction.html?method=getProduct&R=6911237P&cm_sp=PP-_-BLL-_-6911237P
Immer zwei in Serie macht 20V Spannungsfestigkeit. Um auf 3200µF zu
kommen, solltest du dann rein rechnerisch rund 270 Caps verbauen. Du
hast zwar dabei wegen des X5R Materials etwas Kapazitätstschwund, aber
dafür entfällt das Elkorauschen. Das Kapazitätstrauschen einer solchen
Anordnung sollte dann eigentlich kein Thema mehr sein...
>Also viel Spaß beim selektieren der OP-Amps aus verschiedenen (alten)>Chargen.
Ich habe in der Tat mal vor langer Zeit für eine Audioanwendung etliche
NE5532A auf niedriges Rauschen selektiert. Selbst geringstes
Popcornrauschen macht sich dabei als deutlich wahrnembares "Prasseln"
bemerkbar, das sehr störend in Erscheinung tritt.
Berauschter schrieb:> Das Kapazitätstrauschen einer solchen> Anordnung sollte dann eigentlich kein Thema mehr sein...
Bei Keramik (X5R) habe ich die Angst daß Mikrophonie auftritt. Die
Standard-Elkos habe ich mir mal schon auf Vorrat angelegt. -> Vom Preis
her fällt mir die Entscheidung leicht. Ich denke am Wochenende werde ich
sehen wo ich rauskomme.
Berauschter schrieb:> Ich habe in der Tat mal vor langer Zeit für eine Audioanwendung etliche> NE5532A auf niedriges Rauschen selektiert.
Die schlechten hast Du hoffentlich nicht weggeworfen, die könntest Du
jetzt an Ralph weitergeben.
Gruß Anja
Es gibt keine schlechten NE5532/4, höchstens schlechte 4558 ;-)
Als Spannungsquelle eignen sich übrigens Batterien/Akkus. Da gibts ein
Paper, wo aufs korrelative Eigenrauschen eingegangen wird.
Hat einer denn Erfahrung, welche die schlechtesten aktiven Elemente
bezüglich Popcornrauschen sind? dann könnte ich gezielt danach suchen.
Ich weis es klingt verrückt. Aber ich habe auch irgendwie nicht so
richtig Lust mir jetzt ein Händlersortiment an Museumsbauteilen zu
bestellen, um das richtige Bauteil daraus zu selektieren.
Ralph Berres
>Hat einer denn Erfahrung, welche die schlechtesten aktiven Elemente>bezüglich Popcornrauschen sind?
Die genannten CA3130 sind Originale von RCA aus den 70ern ;-) Da mußte
man nicht selektieren, die waren alle popkörnig.
Abdul K. schrieb:> Als Spannungsquelle eignen sich übrigens Batterien/Akkus. Da gibts ein> Paper, wo aufs korrelative Eigenrauschen eingegangen wird.
Gibts da auch einen Link dazu?
ich glaube mal gelesen zu haben daß Quecksilberzellen besonders
Rauscharm sind. (Sind jetzt wohl nicht mehr erhältlich).
Was sind denn die nächstbesten leicht erhältlichen Zellen? Ich sollte
meine Schaltung mit einer rauscharmen Bias-Spannung (<30nVpp) am Eingang
beaufschlagen um den Einfluß des Leckstroms des Eingangselkos aufs
Eigenrauschen zu bestimmen.
Beim Folienkondensator war dies ja nicht notwendig.
Gruß Anja
>ich glaube mal gelesen zu haben daß Quecksilberzellen besonders>Rauscharm sind. (Sind jetzt wohl nicht mehr erhältlich).
Bastel dir doch welche aus alten Energiesparlampen...
>Was sind denn die nächstbesten leicht erhältlichen Zellen? Ich sollte>meine Schaltung mit einer rauscharmen Bias-Spannung (<30nVpp) am Eingang>beaufschlagen um den Einfluß des Leckstroms des Eingangselkos aufs>Eigenrauschen zu bestimmen.
Ersetze den 3200µF Elko durch einen 500R Widerstand, also die
Wechselstromimpedanz des Elkos bei 0,1Hz, und verbinde seine linke Seite
mit Masse. Das liefert dir den Worst Case. Je nach Stromrauschen des
OPamp sollte das Gesamtrauschen im Band zwischen 0,1Hz und 10Hz nun
typisch zwischen rund 90nVpp und 180nVpp liegen (Vpp = 6,6 x Veff), und
zwar deutlich näher bei 90nVpp als bei 180nVpp.
Mit idealem Kondensator statt des 500R Widerstands liegen die
Rauschwerte natürlich sogar noch darunter, jedoch keineswegs unter den
60nVpp Eingangsspannungsrauschen des OPamp.
Da du eine Grenze von 300nVpp anstrebst, kannst du dem Elkorauschen also
fast die völligen 300nVpp zubilligen.
Um zu sehen wie sehr die Akkus / Batterie rauschen kann man 2 gegen
einander Schalten. Dann hat man DC mäßig die Differenz aber das Rauschen
der beiden Zellen. Ein Test des Elkos ist sicher angebracht. Für wenig
Rauschen sollten auch größere Batterien / Akkus besser sein, oder ggf.
eine Parallelschaltung mit einem kleinen Widerstand als Ausgleich.
>Um zu sehen wie sehr die Akkus / Batterie rauschen kann man 2 gegen>einander Schalten. Dann hat man DC mäßig die Differenz aber das Rauschen>der beiden Zellen.
Das Problem dabei dürfte sein, daß sie schon exakt die gleiche Spannung
haben müssen, wenn Rauschen im 100nVpp Bereich gemessen werden soll.
Behelfsmäßig könnte man den beiden Batterien hochohmige Potis über die
Anschlüsse schalten und diejenige Batterie mit der geringfügig höheren
Spannung geringfügig stärker belasten. Aber dann fließen wieder Ströme
durch die Batterien, was das Rauschen theoretisch verändern kann.
Außerdem sinken die Spannungen um so schneller ab, je stärker die
Batterien belastet werden.
Am Ausgang des hoch verstärkenden LT1037 wartet man dann mit dem Oszi,
bis das Meßsignal von oben oder unten aus der Sättigung kommt. Da
allerdings bis herab zu 0,1Hz gemessen werden soll, muß das Oszibild
schon 10sec beobachtbar sein. Das dürfte eine echte Geduldsprobe
werden...
Eine andere Variante verwendet zwei LT1037 in der klassischen
Instrumentationsverstärkerschaltung und tastet beide Batterien über
individuelle und abstimmbare Spannungsteiler ab. Beide OPamp-Eingänge
müssen dabei allerdings ausreichend niedrige Impedanzen zur Masse sehen,
sonst dominiert wieder das Eigenrauschen der OPamps. Der Vorteil dieser
Schaltung wäre, daß man die ohmsche Belastung beider Batterien gleich
halten könnte und die Spanungen deshalb vielleicht weniger schnell von
einander abhauen.
Wieder eine andere Variante tastet beide Baterien mit je einem eigenen
LT1037 Spannungsfolger ab, um die Belastung der Batterien und damit
Abnahme der Spannungen mit der Zeit auf ein Minimum zu reduzieren. Die
Spannungsteiler zur Abstimmung können dann bequem hinter diesen
Spannungsfolgern angeordnet und ausreichend niederohmig ausgelegt
werden.
So ein Problem ist die geringfügig verschiedene Spannung nicht. Wenn man
10 mV an Differenz hat, kann man bei 10 V Spannungsbereich am Ausgang
schon 1000 fach DC gekoppelt verstärken. Nach der ersten Verstärkung
kann man dann ohne größere Probleme den DC Teil per RC Glied abtrennen.
>So ein Problem ist die geringfügig verschiedene Spannung nicht. Wenn man>10 mV an Differenz hat, kann man bei 10 V Spannungsbereich am Ausgang>schon 1000 fach DC gekoppelt verstärken. Nach der ersten Verstärkung>kann man dann ohne größere Probleme den DC Teil per RC Glied abtrennen.
Aha, du hängst beide Batterien, deren Spannungen um nicht mehr als 10mV
differieren, umgekehrt in Serie und daran direkt den LT1037? Also ohne
die Batterien durch einen Laststrom zu belasten? Dann könnte es gehen,
wie du sagtest, da dann die Batteriespannungen ausreichend stabil sein
sollten.
Sobald die Batterien durch Ströme belastet würden, würden die Spannungen
beginnen abzufallen und das wohl unangenehmerweise bei beiden Batterien
unterschiedlich stark und schnell.
Die Idee ist gut. 'schnell' ist doch kein Problem. Überlegt mal wie
langsam das vor sich geht. Es ging ja nicht um eine dauerhafte
Anwendung.
Die Batterien dürfen allerdings keine Flüssigkeiten enthalten, in denen
sich Gasblasen aufbauen können. Das gibt dann jedesmal einen Sprung!
Hab mal ein Dokument rausgesucht. Ich habe aber noch mehr ;-)
Ulrich schrieb:> Dann hat man DC mäßig die Differenz aber das Rauschen> der beiden Zellen.
Wobei die Zellen sich dann geometrisch addieren. Werde ich aber
hoffentlich nicht brauchen s.u.
Ulla schrieb:> muß das Oszibild> schon 10sec beobachtbar sein. Das dürfte eine echte Geduldsprobe> werden...
Ich habe zu meinem Oszi einen "Speicherzusatz" = Digitalkamera mit
Langzeitbelichtung von 10 sec. Da geht das schon (offline).
Abdul K. schrieb:> Hab mal ein Dokument rausgesucht. Ich habe aber noch mehr
Klasse: wenn ich das also richtig verstanden habe ist das Rauschen bei
NiCD (und hoffentlich auch NiMH) in erster Näherung abhängig vom
Innenwiderstand. Daher brauche ich mir um rauscharme Spannungsquellen im
Verhältnis zum 1kOhm Widerstand vom Hochpaß keine Gedanken zu machen.
Das Rauschen ist mindestens Faktor 10 kleiner und daher als max 1%
Änderung mit meinen Mitteln nicht meßbar.
Tja ansonsten: Die Elkos sind selektiert <10 nA zusammen bei 10V vor dem
Einlöten. Nach dem Einlöten leider einiges mehr. Ich hoffe die beruhigen
sich bis morgen noch, damit ich mit den Rauschmessungen beginnen kann.
Gruß Anja
Die niederohmigsten Zellen sind NiCd Hochstrom für Modellbau. Ich
erwarte mit denen nach dieser Theorie daher auch das niedrigste
Rauschen.
Außerdem kann man NiCd liegenlassen, ohne das sie aufgrund finaler
Entladung sterben. Das geht mit NiMH nicht!
Das "Widerstandsrauschen" der Akkus / Batterien wird das kleinste
Problem sein. Das wird auch bei einfachen Zink kohle Zellen noch klein
genug sein. Möglich ist ein Problem mit 1/f Rauschen der Akkus.
Vermutlich wird das aber auch einiges kleiner sein als bei der Ref.
Quelle. Die Batterien wird man ja nur für einen Test der Elkos
brauchen. Wenn da raus kommt, dass daher keine wesentlicher Beitrag
kommt, muss man die Akkus auch nicht mehr extra nachmessen. Wenn man
mit den Akkus und Elkos relativ viel rauschen hat, könnte es sich lohnen
die Akkus einzeln auch noch mal zu messen, um zu kontrollieren das die
nicht die Rauschquelle sind. Damit könnte man dann ggf. das Rauschen der
Elkos "abziehen", wenn es vergleichbar mit dem Rauschen der Ref.
Spannungsquelle wird.
schrieb im Beitrag #2053190:
> Die genannten CA3130 sind Originale von RCA aus den 70ern ;-) Da mußte>> man nicht selektieren, die waren alle popkörnig.
Wow geballte Frauenpower hier :-)
Frank ich habe das mit dem CA3140 ausprobiert. Das Mist Ding produziert
bei mir einfach kein Popkornrauschen, dafür normales Rauschen jede
Menge.
Auch 1/F Rauschen, dies aber ganz gleichmäßig.
Hat hier sonst noch eine Idee wie man giftiges Popkornrauschen auf
elektronischen Wege produziert?
( Ich meine nicht als Wavefile ).
Ist zwar nicht das eigentliche Thema, ich hoffe Anja verzeiht mir :-).
Ralph Berres
Eigentlich nahm das Rauschen mit der Frequenz kontinuierlich ab.
Unterhalb 10 Hz war das Rauschen schon ziemlich kräftig, aber eben kein
Popkornrauschen. Man könnte fast schreiben. Das Teil hat nur 1/F
Rauschen.
Ralph Berres
Hallo Ralph,
das ganze wird hier erklärt:
http://www.elektronikpraxis.vogel.de/index.cfm?pid=856&pk=155621
Zitat: "CMOS-Verstärker neigen im Allgemeinen weniger zu
Popcorn-Rauschen."
Die CA3130/40 haben CMOS-Eingangsstufen.
-> probiers mal mit einem Bipolar-OP der nicht auf rauschen spezifiziert
ist und hochohmiger Beschaltung.
Gruß Anja
Anja
Kennst du einen ( richtig !! ) schlechten Bipolar OP. Der uA741, der
MC1455
und der LM324 sind diesbezüglich offenbar auch schon viel zu gut.
schon kurios. Jetzt sucht man mal einen grottentief schlechten OP, und
man findet keinen.
Ich habe es auch schon mal mit Zenerdioden, oder in Sperrichtung
betriebenen Collektorbasis Srecken mit 30V UB versucht. Aber die
rauschen alle nur gleichmäßig.
Ralph Berres
Woran bist du nochmal interessiert? Hier ankreuzen:
[] white PM f^0
[] flicker PM f^-1
[] white FM f^-2
[] flicker FM f^-3
[] random walk FM f^-4
In 'Frequency Synthesizer Design Handbook' by Crawford steht dazu ein
interessanter Satz:
"Flicker noise is a particulary interesting phenomena within nature. It
can be found almost everywhere, from the daily height of the Nile river
to the music of Bach and the Beatles. In fact, 1/f noise process
provides a remarkably good starting point for stochastic music
composition."
(mit Referenzen)
Abdul
Ich weis nicht wie man es noch nennen sollte. Ein Rauschen mit
sporatischen kräftigen Ausreißer nach oben, so alle paar Sekunden.
Nennt man sowas eventuell auch Flickerrauschen? Ich kenne wie schon
geschrieben nur Popkornrauschen.
Ralph Berres
>Kennst du einen ( richtig !! ) schlechten Bipolar OP. Der uA741, der>MC1455 und der LM324 sind diesbezüglich offenbar auch schon viel zu gut.
Ralph, das "schlecht" bezieht sich nicht auf die Innenschaltung, sondern
auf den Herstellungsprozess. Früher hatte man die einzelnen
Prozessierungsschritte nicht so gut im Griff. Da hat es bei der
Reinkristallzüchtung, der Dotierung, dem Ätzen und vielem anderen
gehapert. Die ganz billigen OPamps ließ man in den älten
Fertigungsstraßen fabrizieren, während man mit den moderneren
Fertigfungsstraßen die lukrativeren OPamps herstellte.
In den Datenbüchern aus den 80igern findet man eine Menge Hinweise, was
dann alles verbessert wurde: Passivierungsschichten aus Siliziumnitirid
und was sonst noch alles...
Du wirst heute schlicht kaum noch einen OPamp finden, der auf einer
solchen alten Fertigungstraße hergestellt wurde! Es sei denn, du
besorgst dir so ein Teil aus einen Schwellenland, in dem noch auf
"althergebrachte" Weise Chips produziert werden. Vielleicht findet man
auch noch das eine oder andere "nützliche" Teil in historischen Geräten
oder Elektronischrott...
Martina
Danke erst mal für die Antwort.
Das habe ich auch schon befürchtet. Es gibt defakto diesbezüglich also
keine wirklich schlechten Bauteile mehr.
Leider bin ich auch nicht mehr im Besitz von irgendwelchen Konsumschrott
aus den 60ger Jahren. Das habe ich alles längst der ordnungsgemäßen
Entsorgung ( Flohmarkt etc ) zugeführt.
Es sollte eventuell einen Vesuch werden , wo Studenten Rauschen von
Baugruppen vermessen sollen, und da wäre so ein Objekt mit kräftigen
Popkornrauschen ein prima AHA Erlebnis , sowas gabs auch , gewesen.
Jetzt könnten die Einwände kommen, warum man nicht sowas schnell mal auf
einen Mikroprozessor programmiert. Naja ein Mikroprozessor ist nun mal
kein OPamp.
Vielleicht fällt dem einen oder anderen ja noch was ein, oder mir kommt
( meistens Nachts gegen 2:30 ) doch noch eine geistige Erleuchtung.
Ralph Berres
Ich habe mal verschiedenes Versucht. BZX85 15V, BC170, AC121, BC107.
Letztere 3 in Collektor Basis Sperrichtung. Die AC121 rauscht noch am
meisten. Leider aber wieder ziemlich gleichmäßig. Kaum Popkornrauschen.
BC170 und AC121 am meisten. BC107 und BZX85 fast garnicht.
Arbeitswiderstand 1Mohm Betriebsspannung 30V.
Ralph Berres
Martina schrieb:> Bin sehr gespannt, was Anja da so herausbekommt. Solche Messungen macht> man ja nicht alle Tage...
Hallo,
hat etwas länger gedauert da der Meßverstärker erst mal das getan hat
was mann von einem guten Oszillator erwartet. Ich mußte erst noch den
OP-Amp der 2. Stufe gegen einen nicht ganz so schnellen LT1012 tauschen.
Ok, hier mal das erste Bild.
Rauschen des Meßverstärkers bei kurzgeschlossenem Eingang:
Oszi ist bei allen Messungen auf 2mV/Div (maximale variable Verstärkung)
und 1sek/Div eingestellt. Auf den Eingang des Meßverstärkers bezogen
ergibt dies 200nV/Div.
Im Bild ca 110nVpp
Mittelwert aus 16 Messungen ca 100nVpp bei 10nVpp Standardabweichung.
Gruß Anja
Hier das 2. Bild:
Meßverstärker mit 8*AA ENELOOP = 11.4V Biasspannung am Elko.
Meist ist kein Unterschied zu einem Kurzschluß zu erkennen.
bei 2 Messungen habe ich ein leichtes sehr niederfrequentes Driften mit
auf dem Bild. Max. Rauschen einschließlich Drift 120nVpp
Mittelwert ca 100nVpp Standardabweichung 10nVpp
Gruß Anja
3. Bild
Referenz LTZ1000: Laut Datenblatt typ Rauschen 1.2uVpp
Im Bild ca. 1.02uVpp
Mittelwert 0.96uVpp Standardabweichung 0.15uVpp einschließlich
"Ausreißer" ansonsten MW = 0.93uVpp und SA = 0.073uVpp.
Gruß Anja
4. Bild:
Ausreißer bei LTZ1000 mit 1.46uVpp (ansonsten immer <= 1.04uVpp)
Da kann man jetzt lange über die Ursache Diskutieren:
Ist es jetzt die LTZ1000 oder
die Eingangselkos des Meßverstärkers
oder Popcorn-Rauschen des Eingangs LT1037
oder schlicht und einfach eine Netzstörung
die über das Oszi eingestrahlt ist?
Gruß Anja
>Im Bild ca 110nVpp Mittelwert aus 16 Messungen ca 100nVpp bei 10nVpp >Standardabweichung.
Kompliment für deinen Aufbau, wenn du so nahe am theoretischen Wert
bist!!
Gut gemacht!
>Ist es jetzt die LTZ1000 oder>die Eingangselkos des Meßverstärkers>oder Popcorn-Rauschen des Eingangs LT1037>oder schlicht und einfach eine Netzstörung>die über das Oszi eingestrahlt ist?
Wenn du einen einzelnen Einschwingimpuls hast, der letztlich nur die
Zeitkonstante deines RC-Hochpasses wiederspiegelt, dann war es in der
Tat ein Stufensprung wie beim Popcornrauschen. Kannst du solche
einzelnen Einschwinger isolieren, oder ist immer noch mehr Welliges
dabei, wie auf deinem Plot?
Martina schrieb:> Kannst du solche> einzelnen Einschwinger isolieren, oder ist immer noch mehr Welliges> dabei, wie auf deinem Plot?
Ich verstehe nicht ganz was Du mit "Einschwinger isolieren" meinst.
Das Bild ist genau so wie ich es vom Oszi abfotografiert habe. War
bisher das einzige derartige "Ereignis".
Gruß Anja
>Ich verstehe nicht ganz was Du mit "Einschwinger isolieren" meinst.>Das Bild ist genau so wie ich es vom Oszi abfotografiert habe. War>bisher das einzige derartige "Ereignis".
Wenn ich heute Abend noch Zeit habe, simulier ich dir, was ich meine.
Hallo,
anbei nochmal der (vereinfachte) aktuelle Schaltplan.
Am Eingang sitzt noch ein 3K6 + Schalter als Schutz für die Referenz.
Die Opamps sind natürlich nach allen Regeln der Kunst abgeblockt.
Mein Ziel <300uVpp ist erreicht. Und das ohne teure Spezialbauteile und
Chopper. Zum Glück muß ich nicht noch weitere zeitraubende Experimente
mit antiseriellen Batteriezellen und ähnlichem durchführen. Außerdem
gibt es hier eine Fülle an nützlichen Infos für weitere Verbesserungen
und ggf. einem Breitbandverstärker für 10Hz..100kHz fürs
Breitbandrauschen den ich irgendwann mal in Angriff nehmen werde.
Ich möchte mich an der Stelle für alle Links, Hinweise, Denkanstöße und
Diskussionsbeiträge bedanken.
Mein besonderer Dank geht an Berauschter für die Hinweise mit
entsprechend fundierten Abschätzungen und an Abdul für seine Links und
insbesonders den Beitrag mit Rauschen von Batteriezellen. Und natürlich
auch an alle anderen.
Gruß Anja
So, jetzt habe ich das mal simuliert.
Meine Idee war, daß du aufgrund deiner Bandbreitenbegrenzung als
Sprungantwort auf die "Treppensprünge" des Popcorn-Rauschens eigentlich
den in der Simulation gezeigten Peak (grüne Kurve), oder eine
Überlagerung mehrerer solcher Peaks, sehen müßtest. Siehst du also
solche charakteristischen Peaks auf deinem Oszi, dann könnte das in der
Tat von Popcorn-Rauschen herrühren.
Oder anders ausgedrückt: Da du eine Bandbreitenbegrenzung in deiner
Schaltung hast, würde Popcorn-Rauschen auf deinem Oszibildschirm anders
in Erscheinung treten, als hier gezeigt:
http://www.elektronikpraxis.vogel.de/index.cfm?pid=7525&pk=155621&op=1&type=article#gallery_content
Eneloop haben einen relativ hohen Innenwiderstand bezogen auf die
Baugröße. Sie sind ja auf niedrige Leckströme gezüchtet.
Andererseits scheint mir dieser Akkutyp dadurch gekennzeichnet, daß er
enge Fertigungstoleranzen in der Serie hat.
Die Referenz ist doch laut LTC eine Zenerdiode. Ich habe mal gelernt,
das diese relativ viel rauschen.
Eine Leuchtdiode sollte wesentlich besser sein. So wie jede andere in
Durchlaßrichtung betriebene Diode.
Kommt es dir nun auf niedriges Rauschen oder hohe Konstanz an?
Zur Frage wie man das Rauschen beurteilen könnte: SpectrumLab FFT mit
ner Soundkarte. Da siehste ALLE externen Ursachen wie Blitze,
Netzstörungen, starke HF-Sender.
Sprünge dagegen, zeigen einen breiten Peak im Spektrum.
Ich hatte deine Frage mal den time-nuts vorgeworfen. Man muß bei solchen
Sachen schon etwas Geduld an den Tag legen. Meine Projekte laufen
manchmal Jahre.
Hier die ersten Antworten jenseits dessen was bereits versucht wurde:
1. extensive Simulation mit Soundkarte:
http://socrates.berkeley.edu/~phylabs/bsc/Supplementary/NoiseGenerator.html
2. http://ipnpr.jpl.nasa.gov/progress_report/42-77/77M.PDF
3. "On 12/02/11 21:02, Bruce Griffiths wrote:
> Flicker noise is not the same as random walk noise, the spectra differ.> Using an AC coupled generator (eg a sound card) filters out the low> frequency content.>> Zeners and transistors (biased at low current) can be used to generate> flicker noise directly at least for low frequencies where it dominates.> Generating random walk noise is more difficult, integrating white noise> is one technique that can be used (at least in principle).
Of course... head-slapp
white noise has a flat power spectrum
flicker noise has a power spectrum of slope f-1
random walk noise has a power spectrum of slope f-2
For random walk you need to do integration. If you do it in analogue,
care in low-frequency cut-off comes in and below it you will have white
noise. For digital it's a trivial, but you may end up with digital
wrap-around but doing a low-frequency leakage you avoid it and end up
with the same situation as in the analogue domain.
So expect there to be a frequency limit for it if synthesized.
Cheers,
Magnus"
Aber das ist noch nicht das Ende der Geschichte.
Abdul K. schrieb:> Die Referenz ist doch laut LTC eine Zenerdiode. Ich habe mal gelernt,> das diese relativ viel rauschen.> Eine Leuchtdiode sollte wesentlich besser sein. So wie jede andere in> Durchlaßrichtung betriebene Diode.>> Kommt es dir nun auf niedriges Rauschen oder hohe Konstanz an?
Die LTZ1000 rauscht im Verhältnis zu anderen Zener-basierten Referenzen
(typischer Wert ist so 0,6uVpp/Volt) mit < 0,2uVpp/V relativ wenig.
Was ich eigentlich wissen will ist welche meiner Referenzen (LTZ1000,
LM399, LT1027) die geringste Alterungsrate (= höchste Konstanz) hat. Für
das nötige Meßequipment wie Josephson-Normal und HP3458A fehlt mir
leider das Kleingeld. Also muß eine andere Methode her.
Im nachfolgenden Link (Seite 6-7) habe ich den Hinweis gefunden daß
zumindest bei Referenzverstärkern (Die LTZ1000 ist einer) die Alterung
mit dem Rauschen am Anfang und Ende einer Alterungsperiode in
Korrelation gebracht werden kann:
http://www.kalibrierinfo.de/kalib/buch/CAL6A.PDF
Mal schauen wie weit ich damit komme. Parallel dazu werde ich natürlich
die Referenzen untereinander vergleichen und schauen welche sich am
schnellsten vom Mittelwert entfernt.
Gruß Anja
Martina schrieb:> Siehst du also> solche charakteristischen Peaks auf deinem Oszi, dann könnte das in der> Tat von Popcorn-Rauschen herrühren.
Ok, wenn ich also das hochfrequente Rauschen auf meinem Ausreißer-Bild
abziehe bleiben in der Tat 2 Einschwingvorgänge mit einer Zeitkonstante
von ca 1 Sek übrig.
Da das jetzt ein einmaliges Ereignis war werde ich diese Messung aus den
Mittelwertbetrachtungen ausschließen und das auf den Meßverstärker
schieben.
Mit dem LT1013 und dem hochohmigen Design hatte ich wesentlich häufiger
noch stärkere Ausreißer. Seltsamerweise nur bei der LTZ1000 und nie bei
den LM399-Referenzen die ein höheres Rauschen haben und auch nie beim
Messen des Eigenrauschens mit kurzgeschlossenem Eingang.
Gruß Anja
Hier noch was für Ralph. Dieser Bruce ist wirklich interessant.
Bruce:
ehydra wrote:
> I think the confusion is now perfect:> Beitrag "Re: Meßverstärker für 1/f-Rauschen 0.1 - 10 Hz">> Let Google translate it from german to your language.>> Does the difference come from voltage vs. power spectrum?>
Yes, integrating the power spectrum of white noise produces flicker
noise whilst integrating it twice produces random walk noise.
In practice integrating the power spectrum requires implementing
fractional order (=1/2) integration of the signal ( voltage or current)
and single integration of the signal is equivalent to double integration
of the power spectrum.
Wer noch Zeit übrig hat ;-) kann sich ja bei den time-nuts eintragen.
Anja schrieb:> HP3458A
Ach ja, wenn man Jim Williams Glauben schenkt ist auch das LTZ1000A
basiert, HP kocht also auch nur mit Wasser. Deshalb werden in einer
Appnote gleich 3(!) davon verwendet, um eine LTZ1000A zu vermessen -
alles andere wäre auch widersinning. Wie schneiden eigentlich die alte
chemischen Standardzellen im Vergleich zu den neuen Zener-Referenzen ab?
Luk4s K. schrieb:> Ach ja, wenn man Jim Williams Glauben schenkt ist auch das LTZ1000A> basiert, HP kocht also auch nur mit Wasser.> Wie schneiden eigentlich die alte> chemischen Standardzellen im Vergleich zu den neuen Zener-Referenzen ab?
In gut klimatisierter Umgebung kann man mit Standardzellen unter
1ppm/Jahr erreichen. Durch Selektion der Zellen auch noch weit darunter.
Rauschen soll 4nV/srqt(Hz) sein. Siehe auch:
http://www.kalibrierinfo.de/kalib/buch/CAL6A.PDF
Die LTZ hat 2uV/sqrt(kHr) bei einem Jahr 9000 std kommt man auch auf
etwa 1ppm/Jahr. Das HP3458A (AFAIK LTZ1000 und nicht LTZ1000A) ist mit
8ppm/Jahr angegeben. Mit Option 02 (langzeitstabile Referenz) kommt man
auf 4ppm/Jahr. Selbst gute Halbleiternormale Fluke 732B/734 sind mit
2ppm/Jahr spezifiziert.
Aber für Alterungsuntersuchungen im Bereich 1ppm/Jahr müßte man halt vor
jeder Messung mit einem Josephson Normal neu kalibrieren.
Der größte Vorteil von Halbleiterreferenzen gegenüber Standardzellen ist
daß sie ohne größere Ausgangsspannungsänderung transportierbar sind.
(Transfer-Normale). Eine Standardzelle braucht ca. 1 Woche bis sie
wieder auf dem alten Wert ist.
Gruß Anja
>Mit dem LT1013 und dem hochohmigen Design hatte ich wesentlich häufiger>noch stärkere Ausreißer. Seltsamerweise nur bei der LTZ1000 und nie bei>den LM399-Referenzen die ein höheres Rauschen haben und auch nie beim>Messen des Eigenrauschens mit kurzgeschlossenem Eingang.
Also, ich würde dem hochohmigen Meßaufbau nicht mehr soviel Bedeutung
beimessen, seit du wesentlich niederohmiger messen kannst, einfach weil
du beim hochohmigen Design den Eigenarten des Stromrauschens des OPamps
viel zu viel Bedeutung schenkst! Ein nicht koscher OPamp kann sich in
einem hochohmigen Aufbau ja regelrecht austoben und du weißt nie, was
jetzt vom OPamp oder der Referenz kommt.
Ich würde an deiner Stelle noch automatische Langszeitmessungen machen
und auf die Jagd nach außergewöhnlichen Peaks gehen. Auch ruhig mal ohne
angeschlossene Schaltung also nur mit dem nackten Scope, natürlich
realistisch am Eingang abgeschlossen. Du mußt einfach ein Gefühl dafür
bekommen, woher die Störungen denn genau herkommen.
Für Messungen mit Referenzen würde ich dir DRINGENST nur einen Aufbau
empfehlen, der NICHT netzgespeist ist. Von Vorteil wäre auch ein
akkugespeistes Oszi, aber die sind natürlich sehr teuer. Optimiere auch
noch deine Schaltung bezüglich des Oszis: Verlange einfach nicht so viel
Verstärkung von ihm. Du mußt ja nicht seinen 5mV Meßbereich verwenden,
das macht ihn nur störungsanfällig. Hänge an deine Schaltung einfach
noch eine Verstärkerstufe dran, damit das Signal so groß ist, daß das
Oszi kaum noch einen Einfluß auf die Signalintegrität hat.
Wenn du automatische Langzeitmessungen machen und später den PC zum
Auswerten heranziehen willst, dann verwende doch einen Datenlogger, am
besten auch akkugespeist. Das läßt dann keine Wünsche mehr offen, und du
hast die Meßzeit frei für andere Dinge.
Diese Messungen verlangen das Höchste an Geschick, Erfahrung und
Intelligenz, das macht sie ja gerade so spannend! Und viele Sachen sind
einfach unerklärlich. Das muß man dann auch akzeptieren. Beispielsweise
hatte ich mal einen LM317, bei dem die Ausgangsspannung einfach
plötzlich einen Sprung um 5mV nach oben machte. Etliche Minuten danach
nichts, und dann plötzlich wieder. Für viele Merkwürdigkeiten gibt es
keine griffige Theorie oder Erklärung, sondern das sind einfach ganz
ordinäre Herstellungsfehler oder über die Zeit entstandene Chipdefekte.
Chapeau, Anja!
@Ralph:
Was dein Rauschexperiment angeht, habe ich gerade was interessantes
gelesen: Bauelemente mit Schwermetall-Ionen-Verunreinigung sollen
besonders stark Telefonrauschen haben. Außerdem, wenn mit Gold dotiert
wurde. Gold wird zur Ladungsdauerreduzierung implantiert. Die 1N4148
soll gold-dotiert sein, außerdem diverse HF-Transistoren. Ob das nun für
deine in der Bastelkiste liegende 4148 zutrifft...
>Anja, wie machst du eigentlich diese tollen Scope-Bilder?
Schreibt sie weiter oben:
>Ich habe zu meinem Oszi einen "Speicherzusatz" = Digitalkamera mit>Langzeitbelichtung von 10 sec. Da geht das schon (offline).
Abdul K. schrieb:> Anja, wie machst du eigentlich diese tollen Scope-Bilder?
Hallo,
habe ich eigentlich oben schon andeutungsweise beschrieben:
- normales analoges Oszi (Hameg) Ablenkung 1cm/sek
- Digi-Cam mit 10 sek Dauerbelichtung im Macro-Modus bei ca 50 cm
Abstand
- Beleuchtung ist ein wenig kritisch. Das beste Ergebnis habe ich mit
einer LED-Taschenlampe (indirekt) im Hintergrund bei abgedunkeltem Raum
Gruß Anja
Aber wie kann man mit einem Analogscope 10 Sekunden lang ein stehendes
Bild erzeugen? Rauschen ist ja bekanntlich nichtdeterministisch.
Vielleicht bin ich mit 45 auch einfach verblödet?
Abdul K. schrieb:> Aber wie kann man mit einem Analogscope 10 Sekunden lang ein stehendes> Bild erzeugen? Rauschen ist ja bekanntlich nichtdeterministisch.>> Vielleicht bin ich mit 45 auch einfach verblödet?
Zeitbasis, auf 1sec/Häuschen stellen, Single Sweep Mode,
Belichtung starten, Reset drücken, Strahl durchlaufen lassen, fertig
Alternativ natürlich Speicherröhre ;)
Luk4s K. schrieb:> Zeitbasis, auf 1sec/Häuschen stellen, Single Sweep Mode,> Belichtung starten, Reset drücken, Strahl durchlaufen lassen, fertig
so ginge es natürlich auch.
Ich warte immer bis der Strahl bei Auto-Trigger immer kurz vor Ende
Bildschirm ist. Dann drücke ich ab.
Gruß Anja
HI,
ich bin gerade über diesen thread gestolpert..
paar Bemerkungen dazu:
- Popcorn noise soll von Kontamination mit Schwermetallen kommen.
- Im 1974er IC-Datenbuch von RCA ist eine Mess-Schaltung dafür.
Das Buch ist vermutlich nicht mehr sehr verbreitet, aber wenn
ich mal wieder zu Hause bin, kann ich die paar Seiten scannen.
- Popcorn noise hatte damals fast jeder, nicht nur RCA.
- Popcorn noise ist heute kaum noch ein Problem.
- buried Zeners sind ziemlich rauscharm, weil sie per ion implant
tief unten im Kristall erzeugt werden, wo der Dreck der Oberfläche
keine Rolle mehr spielt. Dagegen leben Bandgaps davon, dass sie
Differenzen von kleinen Spannungen verstärken, was natürlich rauscht.
- Vom NIST gibt es einen Bericht über das Rauschen von Batterien, wurde
-glaub ich- im thread schon erwähnt. Weil die filenames bei nist.gov
nur zahl.pdf sind, sucht am besten nach "time frequency group",
Fred Walls und battery.
- Batterien sind nicht so toll wie vermutet. Aber Masseschleifen machen
sie weg. Über das Rauschen wird man dann am einfachsten mit einem
capacitance multiplier Herr. (Simpler Emitterfolger mit RC-
glied an der Basis 1K/100u aus der Versorgungsspannung,
evtl. Darlington)
Mitternacht, tschuess -
Gerhard, dk4xp@arcor.de
Ich habe mir den 0.1-10Hz Verstärker jetzt auch aufgebaut.
Dazu habe ich mir diverse Elektrolytkondensatoren kommen lassen und
selektiert. Dabei hat sich herausgestellt, dass die 85° Typen von Yageo
(Reichelt) wirklich super abschneiden. Die Kombination 1.000µF/25 ||
2.200µF/35V zeigen nach 24h formieren an einem 9V-Block einen Leckstrom
von <5nA. Die 105° Typen schneiden um Größenordnungen schlechter ab.
Scheint als wäre es nicht zwingend notwendig auf teure und schwer zu
beschaffende Tantal oder die "beliebten" Sanyo Oscon zurückgreifen zu
müssen und das Jim Williams seine Preferenzen zu Zeiten auf diese Art
Kondensatoren gelegt hat, als man noch mit Schwierigkeiten bei den Elkos
zu kämpfen hatte.
Eine schöne Erklärung zu dem Thema habe ich auch im Netz gefunden:
www.tadiranbatteries.de/pdf/BothDeu.pdf
Ich denke diese Informationen dürften für diejenigen die sich ebenfalls
mit dem Thema beschäftigen von Interesse sein.
Christoph Kessler (db1uq) schrieb:> RCA_Popcorn_noise.png
Das ist dieses Dokument:
Measurement of Burst ("Popcorn") Noise in Linear Integrated Circuits
RCA application note ICAN-6732, 1971. p.6
Aber woher bekommt man den Volltext?
Habe mal zum Spaß bei TI nach Popcorn-Rauschen gesucht:
Ein OpAmp wird wohl noch wie damals gefertigt...
http://www.ti.com/lit/ds/symlink/lm124-sp.pdf
NI(PC) Noise popcorn max. 50 uV/peak
2 Stunden für 45 MByte und das auch nur wenn er nicht hängenbleibt. Ich
bin am ersten Applikationsbuch-Download, mal sehen, ob die ICAN da drin
ist oder erst im zweiten Band. Ich suche noch eine andere
RCA-Applikation zum CA3089, die könnte auch drin sein.
Welche ander ICAN suchst du denn? Ich habe einiges.
Das mit dem Popcorn-Noise ist so eine Sache. Man findet unterschiedliche
Definitionen und ich befürcht daher, daß so einiges Blödsinn ist bzw.
falsch kategorisiert wurde.
Bereits ca. 1970 findet man etwas in der Art "CMOS hat kein
Popcorn-Noise". Wie paßt das zusammen zu Schwermetallverunreinigung?
Beide Prozesse Bipolar und CMOS basieren auf Silizium-Wafern. Dotiert
wird wohl auch mit den gleichen Stoffen.
Schon gefunden - im 1975er Band der Appnotes war sie drin. Die
Popcorn-App auch nochmal. Meine Appnote-Kurzübersicht ist aus einem
1976er Datenbuch etwa DINA4.Größe von RCA.
Der Holländer (?) hat das Buch auch, SSD210 156MByte, das dauert ja Tage
sie runterzuladen. Ob die Zeitverzögerung Absicht ist?
Anja schrieb:> Hallo zusammen,>> ich suche eine Schaltung um das 0.1Hz - 10 Hz Rauschen von> Referenzspannungsquellen am Oszi-Eingang (2-5mV/Div bei 1MegOhm) zu> vergleichen. Ich erwarte etwa Pegel im Bereich 1 - 3 (-5) uV Peak-Peak> an Rauschspannung bei einem DC-Offset von ca 5, 7 oder 10V.
Hi, Anja,
einer, die öfters gute Antworten gibt, auch mal eine: "Dicke Switch" -
die Lösung der Radioastronomen zur Messung kleinster Rauschquellen im
Universum.
Der frühe Vorschlag mit dem Chopper war schon die halbe Miete, aber kein
Choppen des DUT gegen Masse, sondern gegen eine Rauschquelle bekannter
Rauschtemperatur.
Diese Rauschquelle kann ein beheizter Widerstand sein. Bei Zweifeln an
der Linearität der Messapparatur ist sogar eine Regelung möglich, die
den Widerstand so heiß macht, dass die Rauschdifferenz gegen Null geht.
"Chopper" heißt hier: Umschalter wechselt zwischen DUT und
Referenzwiderstand. Ich hätte keine Bedenken gegen einen
Reed-Umschaltkontakt. Von den quecksilberbenetzten erwarte ich geringste
Umschaltgeräusche, aber in der Umschaltzeit setzt man die Messung besser
aus.
Die Rauschleistungen werden durch einen gemeinsamen Verstärker angehoben
und jeweils gemittelt. Die Mittel werden verglichen. Nach Differenz wird
die Heizung des Referenzwiderstandes gestellt. Der Heistrom liefert dann
den Meßwert.
Die Astronomen werden sich größte Mühe gegeben haben, das günstigste
Verfahren zu finden. Warum also weiter suchen und sie damit beleidigen?
Das Rauschmaß des Verstärkers mittelt sich dabei raus. Je geringer
dieses, desto größer die Meßgenauigkeit bei gegebener Mittelungszeit.
Ein weiterer Vorteil ist die Reduzierung der Unbekannten in der
Gleichung auf das DUT.
Viel Spaß!
Wolfgang Horn
branadic schrieb:> Ich habe mir den 0.1-10Hz Verstärker jetzt auch aufgebaut.
Schön.
Hast Du schon Messungen zum Eigenrauschen? Wäre mal interessant wie
reproduzierbar das ganze ist.
Ich habe ehrlich gesagt nicht darauf geachtet welche Elko-Typen es sind
ich habe einfach die Teile aus der Bastelkiste ausgemessen. Der 2200uF
ist ein normaler "ELNA" (gut abgelagert) ohne weitere Kennzeichnung. Der
1000uF ist als 85 Grad Typ gekennzeichnet.
Gruß Anja
Wolfgang Horn schrieb:> Die Astronomen werden sich größte Mühe gegeben haben, das günstigste> Verfahren zu finden. Warum also weiter suchen und sie damit beleidigen?
Danke für den Hinweis. Ich behalte das mal Im Hinterkopf falls ich noch
höhere Anforderungen haben sollte.
Meine Ursprüngliche Anforderung ist voll erfüllt. Und solange es keine
neuen Referenzen gibt die besser als 0.5uVpp (bei 5V-10V) sind reicht
mir die Schaltung voll aus.
Gruß Anja
Anja schrieb:> Hast Du schon Messungen zum Eigenrauschen? Wäre mal interessant wie> reproduzierbar das ganze ist.
Ich habe die zwei Verstärkeraufbauten überprüfender Weise mal in Betrieb
genommen und mich am Oszi über erste Lebenzeichen gefreut, allerdings
gehört der Verstärker noch in ein Gehäuse. Eine nicht unerhebliche
Handempfindlichkeit habe ich auch feststellen können.
Ich hatte, wie du ja weißt, die Verstärkung auf A=80dB geändert, da ich
vorhabe den Verstärker mit meinem STM32-basierten 10Hz-100kHz
Rauschmessplatz für quasi automatisierte Messungen zu koppeln.
Momentan ist aber erst einmal Kurzurlaub, sodass ich danach erst dazu
kommen werde den Verstärker auf Eigenrauschen hin analysieren zu können.
branadic schrieb:> allerdings> gehört der Verstärker noch in ein Gehäuse. Eine nicht unerhebliche> Handempfindlichkeit habe ich auch feststellen können.
Da gibt es sooo schöne Keksdosen wo man nicht nur den Messverstärker
sondern auch noch das Messobjekt samt Akkus mit reinlegen kann.
Gruß Anja
Ich schrieb schon an anderer Stelle einmal, dass es in meinem Haushalt
keine Kekse gibt, daher auch keine Keksdosen. Von der Optik solcher
Lösungen möchte ich lieber gar nicht anfangen. Dem Ästeht in mir sagen
solche Lösungen einfach nicht zu.
Tja, branadic,
vornehm geht die Welt zugrunde.
> ... dass es in meinem Haushalt keine Kekse gibt, daher auch keine> Keksdosen. ... Dem Ästeht in mir sagen solche Lösungen einfach nicht zu.
Schon in meiner Kindheit programmierte ein Erlebnis am Kaffeetisch meine
Ingenieurlaufbahn.
"Schatz, die Kaffeekanne leckt und erzeugt Kaffeeflecken auf dem
Tischtuch!" tadelte Vatern.
"Aber die Kanne ist doch so schön, da konnte ich nicht widerstehen!"
antwortete Muttern, etwas beleidigt.
Am nächsten Sonntag hatte die Tülle einen häßlichen Schwamm unter ihrem
Kinn, der hielt das Tischtuch schön.
Astethik ist ein hübscher Charakterzug, Pragmatismus aber auch. Wenn
abgeschirmt werden muss, die Keksdose (aus Weißblech) dafür reicht, wäre
sie besser als das Warten auf eine Bestellung.
Ciao
Wolfgang Horn
Wenn du mit solchen Lösungen leben magst, schön für dich. Ich mag es
nicht und wie ich schon sagte, in meinem Haushalt gibt es keine Kekse
und keine Keksdosen, also ist Pragmatismus hier fehl am Platz.
Ich müsste erst eine Keksdose kaufen und die Kekse sinnlos entsorgen. Da
ich Nahrungsmittel aber nur ungern entsorge (ich selbst esse kein
Zucker+Butter-Gebäck) und mir die Lösung ohnehin nicht gefällt bestelle
ich doch lieber ein Gehäuse und tu allen damit ein Gefallen. Wenn du das
als vornehm bezeichnen möchtest dann bitte.
Was dein Beispiel angeht, so wäre es cleverer gewesen einfach die
Tischdecke wegzulassen, was nicht auf dem Tisch liegt kann nicht dreckig
und der Tisch abgewischt werden. Das wäre pragmatisch gewesen! ;)
branadic schrieb:> Zucker+Butter-Gebäck
=Mehl
Hätte nicht gedacht, diesen Schwämmchen nach Jahrzehnten nochmal
wiederzubegegnen. Die 70er müssen unheimlich spießig gewesen sein.
> Ohne jetzt mal alles durchgelesen zu haben
Den Thread-Titel zu lesen hätte schon gereicht:
"Meßverstärker für 1/f-Rauschen 0,1-10Hz (Hz und nicht kHz)
> werfe ich mal die THS4130 in> die Runde. Fully differential amplifier mit 1.3nV / SQRT(Hz) bei 10 kHz.
Der mit über 10nV/SQRT(Hz) unter 10Hz rel. schlecht ist (DB Figure 24).
> Mir kommt vor, manchmal wird was altes, gutes vergessen.> z.B. MAT03 und OP27
Ja, finde ich auch, nur dass ich in solchen Schaltungen keinen OPV
verwende. Man kann in diesem und in ähnlichen Parallelthreads
Beitrag "Messverstärker nach tangentsoft, Modifikationen"Beitrag "Einfacher Messverstärker 10 Hz - 100 KHz"
schön sehen, dass die Schaltungsauslegeung im Wesentlichen von den
miserablen Eigenschaften der OPVs bestimmt wird und man daher unnötige
Schwierigkeiten hat, das eigentliche Ziel zu erreichen. Mit geschickter
diskreter Schaltungstechnik kann man das weitgehend vermeiden. Aber wie
so oft werden OPVs eben als Allheilmittel betrachtet.
ArnoR schrieb:> Aber wie> so oft werden OPVs eben als Allheilmittel betrachtet.
Das Problem liegt wohl eher daran, dass Bauteile wie MAT03 inzwischen
unverschämt teuer sind, gewisse diskrete Bauteile einfach gar nicht mehr
zu bekommen sind oder zum Teil nur noch über Auktionen und für zum Teil
abartige Preisvorstellungen. Ob in letzterem Fall dann auch Originale
oder fernöstliche Nachbauten geliefert werden stellt man allerdings erst
nach dem Kauf fest, wenn überhaupt geliefert wird.
Wenn es dann noch hermetisch gehäust sein darf lässt man sich die
Bauteile noch einmal zum x-fachen vergolden, sodass sich ein teurer OPV
schon lange gerechnet hat.
Ich denke es gibt genug Leute die gern auf gewisse Schaltungsvarianten
zurückgreifen würden, aber nicht bei den Preisen die heutzutage
veranschlagt werden. Leider sind die Bauteilhersteller auch nicht
intelligent genug ihre guten diskreten Bauteile die auch heute noch nach
Konkurrenten suchen in moderene (vielleicht auch hermetisch dichte SMD-)
Gehäuse zu packen. Der Verfall ist also nicht dem Endverbraucher allein
anzulasten, die Hersteller sind zum Großteil selbst dran schuld bzw.
deren Marketingabteilungen und Profitoptimierern, denn die intessiert es
nicht was der Wegfall guter diskreter Bauteile für die Zukunft bedeuten
wird.
> Das Problem liegt wohl eher daran, dass Bauteile wie MAT03 inzwischen> unverschämt teuer sind...> Ich denke es gibt genug Leute die gern auf gewisse Schaltungsvarianten> zurückgreifen würden, aber nicht bei den Preisen die heutzutage> veranschlagt werden.
Für einen sehr rauscharmen VV (besser als AD797) braucht man keinen
MAT03, da reichen ganz einfache Bipos.
ArnoR schrieb:> da reichen ganz einfache Bipos.
... die dann aber auch noch selektiert werden wollen. Dazu bedarf es
wieder entsprechender Messtechnik. In weniger als die Hälfte der Zeit
hat man einen matched Pair Transistor verwendet und in noch weniger Zeit
einen OPV.
> ... die dann aber auch noch selektiert werden wollen.
Da muss gar nichts selektiert werden. Man nimmt bestimmte, als rauscharm
ausgewiesene Transistoren und das wars. Die einfache Emitterschaltung
rauscht gegenüber einem Diff schon mal wesentlich weniger, weil die
wirksame Eingansspannung doppelt so groß ist (sich nicht zu gleichen
Teilen auf 2 Transistoren aufteilt) und nur ein Transistor zum Rauschen
beiträgt.
branadic schrieb:> Dem Ästeht in mir sagen> solche Lösungen einfach nicht zu.
Schade, gerade wollte ich die Lösung von Texas Instruments vorstellen:
eine Farbdose aus Weissblech.
ArnoR schrieb:> Da muss gar nichts selektiert werden. Man nimmt bestimmte, als rauscharm> ausgewiesene Transistoren und das wars.
Eigentlich habe ich ja schon meine Lösung (siehe oben). Das einzige was
mich daran stört ist, daß wenn ich vergesse beim anschließen der
Referenz den Schalter für die Schutzimpedanz zu betätigen die LTZ1000
gaaanz schnell altert.
Also wenn es so einfach ist dann stell doch mal eben eine dimensionierte
Schaltung hier rein mit folgenden Eigenschaften:
Eingangsimpedanz (auch kurzzeitig und bei fehlender Versorgung des
Meßverstärkers) nicht kleiner als 3,6 KOhm (maximaler Strom 2mA bei 7,2V
auch unter transienten Bedingungen beim Anschließen der Referenz).
Tiefpass 4. Ordnung 10 Hz.
Hochpass 2.-3. Ordnung 0.1 Hz.
Verstärkung an Oszilloskop-Eingang (1MOhm) 10000-fach +/-10%
Eigenrauschen <0.3uVpp bei kurzgeschlossenem Eingang / Eneloop Akku 9.6V
Eingangsspannung 0-10V DC mit überlagerter Rauschspannung.
Gut wäre dann wenn du noch ein paar Messungen mit bekannten Quellen
(LT1027, LT1236, MAX6350, AD586 oder LTZ1000) reinstellen könntest.
Gruß Anja
Im Prinzip, und in der Simulation kann man mit einfachen Transistoren
einen sehr rauscharmen Verstärker aufbauen. Gerade bei den niedrigen
Frequenzen hat man aber die Schwierigkeit mit thermischen Effekten - und
da haben dann 2 gepaarte Transistoren auf dem gleichen Chip einfach
einen Vorteil, den man nicht so leicht durch mehr Strom (und damit auch
mehr Wärme) ausgleichen kann. Von daher ist ein fertiger OP oder eine
Differenzverstärker mit einem Transistorpaar auf einem Chip schon gut.
Die Alternative zum OP wäre ggf. ein mehr oder weniger diskret
aufgebauter Chopperverstärker, weil man damit das 1/f Rauschen
größtenteils los wird.
Zur Strombegrenzung könnte man ggf. FETs in Reihe zum Eingang haben. Zum
einen könnte man die erst aktivieren, wenn die Versorgungsspannung seht.
Zum anderen könnten die mit einem relativ kleinen Serienwiderstand (und
damit wenig extra Rauschen) den Strom aktiv begrenzen. Wenn man ohnehin
schon FETs am Eingang hat, wäre der Schritt in Richtung
Choppperverstärker auch nicht mehr so groß.
>Im Prinzip, und in der Simulation kann man mit einfachen Transistoren>einen sehr rauscharmen Verstärker aufbauen.
Natürlich kann man das. Niemand wird gezwungen, OPamps zu verwenden.
Opamps bieten den Vorteil der Universalität, extrem leichten
Beschaltbarkeit und der hohen Linearität, dank seiner speziellen
Topologie. Extremste Rauscharmut erhält man dagegen nicht mit OPamps.
Manche sind besonders rauscharm, aber es gibt immer diskrete
Schaltungen, die noch rauschärmer sind. Die Frage ist nur, ob es
sinnvoll ist, so etwas aufzubauen. In der Regel tut man das nicht,
sondern verwendet OPamps, weil man damit aufgrund der leichten
Beschaltbarkeit praktisch immer sofort eine Funktionsgarantie hat. Nur
wenn das nicht reicht, versucht man es diskret und muß dann aber eine
anspruchsvolle Schaltung entwickeln. Damit lassen sich dann schnell
Diplomarbeiten und wissenschaftliche Publikationen füllen. Trivial ist
es nicht.
Hallo, in die Runde und die Frage an @Anja:
Hast du mit eneloop- Akkus so gute Erfahrungen bezüglich Rauschen, oder
war die Bemerkung als Randbedingung gemeint?
Für mich sind nach wie vor (gerade im Bereich unter 100 Hz) Pb- Quellen
die optimalen.
Viele Grüße Ralf
Ralf Haeuseler schrieb:> Hast du mit eneloop- Akkus so gute Erfahrungen bezüglich Rauschen, oder> war die Bemerkung als Randbedingung gemeint?
Für Eneloop gibt es eine Vergleichsmessung siehe oben.
Der hintergedanke war eine rauscharme Spannung von ca 10V anstelle eines
Kurzschlusses zu haben um auszuschließen daß die Eingangsspannung einen
wesentlichen Einfluß auf die Rauschmessung hat.
Gruß Anja
> Also wenn es so einfach ist dann stell doch mal eben eine dimensionierte> Schaltung hier rein mit folgenden Eigenschaften:
Ich habe nicht gesagt das es einfach ist, sondern, dass man mit
geschickten diskreten Schaltungen einige Nachteile von OPVs vermeiden
kann und das man die Eingangstransistoren nicht gesondert ausmessen muss
um beim Rauschen besser als der AD797 zu sein.
Leider kann ich dir keine Schaltung nach deinen Forderungen anbieten,
weil meine Schaltung deine erste Bedingung (hoher Eingangswiderstand
ohne Versorgung und bei transienten Bedingungen) nicht erfüllen kann und
außerdem breitbandig (1Hz...1MHz bei V=60dB) ist. Damit war meine
Argumentation in diesem Thread wohl nicht gut platziert und würde eher
in den 10Hz...100kHz-Thread gehören.
ArnoR schrieb:> Ich habe nicht gesagt das es einfach ist, sondern, dass man mit> geschickten diskreten Schaltungen einige Nachteile von OPVs vermeiden> kann
Ganz so schön hast du es nicht formuliert, vielmehr machst du OPVs
schlechter als sie sind und stelltst Transistoren dar als hätten sie
keine Nachteile. Vielmehr lernt man doch, dass trotz der vielen
Transistoren in einem OPV mit ihren nichtlinearen Eigenschaften ein
naherzu lineares Bauteil herauskommen kann.
ArnoR schrieb:> Leider kann ich dir keine Schaltung nach deinen Forderungen anbieten,> weil meine Schaltung deine erste Bedingung (hoher Eingangswiderstand> ohne Versorgung und bei transienten Bedingungen) nicht erfüllen kann und> außerdem breitbandig (1Hz...1MHz bei V=60dB) ist.
Ist ja auch nicht nötig eine bereits fertige Schaltung aus der Tasche zu
zaubern, du kannst ja stattdessen die Schaltungsentwicklung "live" für
jeden transparent hier durchführen, bei der du auf die von Anja
gestellten Anforderungen mit geeigneten Maßnahmen reagierst und diese
erläuterst. Dann haben alle etwas davon und können im Zweifelsfall sogar
noch was dazu lernen. Jetzt einen Rückzieher mit einer faulen Ausrede zu
machen wäre strategisch schlecht :)
Guten Tag und Hallo in die Runde,
erstmal Danke an @Anja: Das ist auch meine Einschätzung; das mit der
Einstufung der Stromquellen.
Zu den Diskussionen um OPV und BiPops. Hier laufen mehrere Threads (ich
glaube insgesamt 3) die sich mit dem Verhalten von Verstärkern (Rauschen
in verschiedenen Frequenzbereichen und mit den unterschiedlichsten
Verstärkungen)in denen die Einflüsse der verschiedensten BE betrachtet
werden. Dazu wurden meherere Verstärker praktisch aufgebaut und die
erzielten Ergebnisse hier zur Diskussion gestellt. So wie ich es
überblicke sind auch hier wieder die gleichen OMs im Thread versammelt.
Deshalb ist es doch den beteiligten eigentlich klar was @ArnoR hier
meint. Die bestimmentsten Stufen und BE, sind die im Eingang (egal ob
Elko, Widerstand oder Transistor)und dazu ist doch, nach wie vor der
gemischte Aufbau der, der optimal zu dimensionieren und dann auch
praktisch aufzubauen ist. Die "eigentliche" Verstärkung übernimmt dann
der OPV und da dann, der für den jeweiligen Aufbau optimale Typ.
Das ist hier nicht als "Rückendeckung" für @ArnoR gedacht, sondern ich
habe seine Beiträge so gelesen und verstanden.
Gerade in den niedrigen Frequenzbereichen unter 100 bis 10 Hz wird der
Einfluß der Eingangsstufe dominierend und da macht es Sinn diese Stufe
mit Transistoren, die dann auch paarig selektiert werden, zu bestücken.
Viele Grüße Ralf
> vielmehr machst du OPVs schlechter als sie sind
Ja mag sein, ich hab in bestimmten Anwendungen wohl zuviel schlechte
Erfahrungen damit gemacht.
> Jetzt einen Rückzieher mit einer faulen Ausrede zu> machen wäre strategisch schlecht :)
Eine Emitterschaltung mit niederohmiger Stromgegenkopplung hat ohne
Versorgung oder bei Übersteuerung nunmal einen sehr kleinen
Eingangswiderstand von einigen Ohm. Und das ist genau das, was Anja
nicht gebrauchen kann.
Eine diesbezügliche Alternative wäre ein Eingangs-Diff und eine
Schaltung mit der Struktur eines OPV, da kann man auch gleich einen
nehmen.
> du kannst ja stattdessen die Schaltungsentwicklung "live" für> jeden transparent hier durchführen, bei der du auf die von Anja> gestellten Anforderungen mit geeigneten Maßnahmen reagierst
Das finde ich etwas viel verlangt. Wenn ich zu bestimmten Themen was
Passendes in der Schublade habe, dann hab ich auch schon mal was gutes
Neues und Unbekanntes rausgerückt (z.B. Virtual Ground,
Nulldurchgangsdetektor), aber was du vorschlägst frisst viele Ressourcen
und ich hab keine Verwendung dafür.
>Vielmehr lernt man doch, dass trotz der vielen Transistoren in einem OPV>mit ihren nichtlinearen Eigenschaften ein naherzu lineares Bauteil>herauskommen kann.
Der Aufbau einer diskreten Schaltung, die ausreichend linear ist, dürfte
hier nicht allzu schwierig sein, weil die Eingangsspannung ja nur eine
sehr kleine Amplitude hat.
>Die bestimmentsten Stufen und BE, sind die im Eingang (egal ob Elko,>Widerstand oder Transistor)und dazu ist doch, nach wie vor der gemischte>Aufbau der, der optimal zu dimensionieren und dann auch praktisch>aufzubauen ist.
Genau. Die allererste Stufe ist es, die das Rauschen bestimmt. Die
Eingangsstufe sollte ein klein wenig Verstärkung erzeugen, den Rest
übernehmen dann nachgeschaltete OPamp-Schaltungen. Klirr ist ebenso
relativ unwichtig wie Temperaturkonstanz der Verstärkung. Also ist ein
symmetrischer Aufbau mit Differenzverstärker in der Eingangstufe
eigentlich gar nicht nötig. Die Eingangsimpedanz sollte im 10k Bereich
liegen, wenn Anja einen 1k Widerstand im Hochpaß vom Eingang nach Masse
legt. Die Ausgangsimpedanz sollte möglichst niedrig sein. Bei
ausreichender Verstärkung reicht aber eine Impedanz, die im Bereich des
Rauschminimums des nachfolgenden OPamps liegt.
Die Schaltung soll so hochohmig sein, dass man das Rauschen eines ACCUs
messen kann. Da dürften einige kOhm ausreichen.
Als Basis schlage ich vor, aus dem Datenblatt von MAT03 die angegebene
Schaltung mit passiven RC-Filter aufzubauen.
Die schon angeführten hohen Kosten betragen bei Digikey ca. 15 Euro. Was
kostet ein Arbeitstag in einer Firma?
> Also ist ein> symmetrischer Aufbau mit Differenzverstärker in der Eingangstufe> eigentlich gar nicht nötig. Die Eingangsimpedanz sollte im 10k Bereich> liegen
Dann meinst du wohl eine Emitterschaltung? 10k Eingangswiderstand kann
man da zwar auch mit Gegenkopplungswiderständen im Ohm-Bereich schaffen
(die wegen des Rauschens so niederohmig sein müssen), aber nur wenn die
Eingangssignale kein sind und der Verstärker arbeitsfähig ist, weil
anderenfalls die Gegenkopplung wegfällt und am Eingang nur noch die
Basis-Emitter-Diode + Re erscheinen. Für Anjas Forderungen geht das
nicht.
> unwichtig wie Temperaturkonstanz der Verstärkung.
Der Arbeitspunkt der Eingangs-Emitterschaltung sollte auf jeden Fall
stabilisiert werden, weil wegen des niederohmigen Emitterwiderstandes
dort keine wirksame Stromgegenkopplung und damit
Temperaturstabilisierung erreicht wird und die Schaltung außerdem eine
große Steilheit hat, was den ungeregelten, z.B. durch Einspeisen eines
konstanten Basisstromes eingestellten AP stark mit der Temperatur
verschiebt und damit u.a. auch die Schleifenverstärkung ändert.
Parallelgegenkopplung zur Stabilisierung kommt wegen der Forderung nach
hohem re nicht in Frage.
Bei direkt gekoppelten Stufen ist die Stabilisierung zwingend, da wegen
der nachfolgenen Gleichspannungsverstärkung die Drift nochmals verstärkt
wird und die Stufen schnell "anschlagen".
Hallo,
hier mal der Link, den wir schon diskutiert haben, ist ein Jahr her,
aber gleiche Ergebnisse und gleiche Schaltungen, mal ein anderer Name
oder ein anderes BiPo- Paar aber ansonsten. . .
Beitrag "Re: Einfacher Messverstärker 10 Hz - 100 KHz"
Viele Grüße Ralf
Nach langem Überlegen habe ich beschlossen nun auch einen Meßverstärker
zu bauen, soweit meine karge Freizeit es zuläßt. Ich möchte aber gerne
auch in Schaltungen mit nicht besonders niederohmigen Quellimpedanzen
messen. Der Frequenzbereich soll die zwei Bereiche von 0,1Hz bis 10Hz
und von 10Hz bis 100kHz umfassen, möglichst mit nur einer Meßschaltung.
Wenn ich am Eingang ein Tiefpaßfilter vorsehe mit 1nF Kapazität nach
Masse, dann hätte das eine Impedanz von knapp 8kOhm bei 20kHz zur Folge.
Also könnte ich auch mal in Schaltungen mit Quellimpedanzen bis rund
5kOhm bis zu dieser Frequenz messen.
5k liefert rund 9nV/SQRT(Hz) thermisches Rauschen. Also sollte die
Rauschstromdichte deutlich unter 9nV/SQRT(Hz) / 5k = 1,8pA/SQRT(Hz)
liegen. Wenn ich dann mal bis 1Hz herunter messen möchte, was bei
Schaltungen mit Elkos, Tantals und Akkus interessant sein dürfte,
scheiden Verstärker mit BJT oder bipolaren OPamps eigentlich aus. Zum
Vergleich: Ein LT1037 hat eine Rauschstromdichte von rund 5pA/SQRT(Hz)
bei 1Hz, der LT1028 von immerhin rund 15pA/SQRT(Hz). Und bei noch
niedrigeren Frequenzen steigt das Stromrauschen auch noch deutlich an.
Interessanterweise findet man kaum bipolare OPamps mit bei 1Hz
spezifiziertem niedrigen Stromrauschen. Um der Problematik mit dem
Stromrauschen ganz aus dem Weg zu gehen, möchte ich daher mit einem
FET-Verstärker arbeiten, weil FET-Verstärker um Größenordnungen kleine
Rauschstromdichten haben. JFET scheint besser abzuschneiden als MOSFET,
weil sich bei JFET offenbar niedrigere 1/f-Grenzfrequenzen realisieren
lassen.
Es gibt zwar auch OPamps mit JFET, die sehr niedriges Spannungsrauschen
aufweisen, aber diese müssen immer symmetrisch aufgebaut werden, also
von jedem Eingang nach Masse identische Impedanzen sehen, um wirklich
rauscharm zu arbeiten. Damit wäre ich aber an eine bestimmte
Quellimpedanz gebunden, was für das Messen in unterschiedlichen
Schaltungen völliger Murks wäre.
Also kommt nur eine Schaltung mit einem diskreten JFET am Eingang in
Frage. Hier fällt die Wahl natürlich sofort auf den 2SK369 (ähnlich dem
2SK170), der überragende Rauscheigenschaften zeigt: Bei 10Hz beträgt die
Rauschspannungsdichte 2,5nV/SQRT(Hz), bei vernachlässigbarem
Stromrauschen. Bei höheren Frequenzen fällt der Wert auf unter
1nV/SQRT(Hz). Bei niedrigeren Frequenzen steigt das Spannungsrauschen
allerdings mit einer typischen 1/f-Charakteristik an. Eventuell hilft
Parallelschalten von mehrern 2SK369, womit das Spannungsrauschen um den
Faktor SQRT(n) kleiner wird, wobei n die Anzahl der parallelgeschalteten
JFETs ist. Glücklicherweise ist der 2SK369 im Gegensatz zu den
hochgezüchteten Spezial-OPamps sehr preisgünstig, sodaß das
Parallelschalten nicht zu teuer wird.
Zuerst habe ich daran gedacht, den JFET nicht innerhalb einer
OPamp-Gegenkopplung einzusetzen, sondern als nackten Vorverstärker oder
Buffer. Da kommt zunächst mal die Drainschaltung in Frage. Die SIMU
zeigt ein sehr gutes Verhalten, also praktisch völlige Unabhängigkeit
der Verstärkung von der Quellimpedanz, etc. Leider hat die
Drainschaltung mit Rd=0 überhaupt keine Verstärkung, sodaß mit einem
nachgeschalteten LT1028 die gesamte Verstärkung erzeugt werden müßte.
Die Drainschaltung liefert dann eine niedrige Ausgangsimpedanz von rund
20R bei 10mA Drainstrom (hoher Drainstrom = niedriges Rauschen), sodaß
das Stromrauschen des LT1028 kaum noch einen Einfluß hat und sich das
besonders niedrige Spannungsrauschen des LT1028 voll positiv bemerkbar
machen würde.
Nachteilig an dieser Schaltung ist der hohe Preis für den LT1028 und der
Umstand, daß Drainschaltungen, vor allem mit RD=0, ziemlich instabil
sind, was zum Problem werden könnte, da die Gesamtschaltung extrem hoch
verstärken wird.
Dann kommt die Source-Schaltung. Vorteil hierbei ist die kräftige
Verstärkung von rund Faktor 40, die der 2SK369 ganz alleine liefert,
sogar bei einem recht hohen Drainstrom von 10mA. Nachteil: Schon bei
kleinen Pegeln ab 10mV schnellen die Verzerrungen in die Höhe und
erreichen Werte im Prozentbereich. Außerdem hat die Quellimpedanz am
Eingang des JFET einen kräftigen Einfluß auf viele Paramter der
Schaltung, wie Verzerrungen, Verstärkung etc.
Ich denke, ich werde deshalb eine Schaltung verwenden, die den JFET mit
in der Gegenkopplung eines OPamp verwendet. Mit dieser bekannten
Schaltung aus dem Internet habe ich mich schon angefreundet:
http://www.techlib.com/files/lowamp.pdf
Die SIMU sieht gut aus. Statt des LM833 läßt sich wohl auch ein OPA27
einsetzen. Wenn ich etwas Zeit habe, werde ich diese Schaltung einmal
aufbauen und testen. Hat damit schon jemand von Euch Erfahrung gemacht?
Kai Klaas schrieb:> Der Frequenzbereich soll die zwei Bereiche von 0,1Hz bis 10Hz> und von 10Hz bis 100kHz umfassen, möglichst mit nur einer Meßschaltung.
Da bin ich aber sehr gespannt auf die praktische Realisierung.
Die Anforderungen für die beiden Bereiche sind schon stark
unterschiedlich.
Bei 0.1-10Hz sind die üblichen Rauschamplituden im Bereich 1uVpp bis
mehrere 10 uVpp. Die Verstärkung sollte mindestens 10000 fach sein.
Wegen der geringen Bandbreite schafft man das mit 2 Verstärkerstufen.
Bei 10Hz-100kHz ist man dann eher bei 100uV-mehreren mV. Wegen der
Bandbreite kann man je Stufe maximal ca Faktor 10 verstärken. Aber zum
Glück reichen 3 Stufen normalerweise aus.
Gruß Anja
Hallo, in dem Artikel
Re: Einfacher Messverstärker 10 Hz - 100 KHz
habe ich begonnen, meine Ergebnisse aus der Arbeit der letzten zwei
Jahre darzustellen. Kann es aber erst Ende August 2013 hier
veröffentlichen.
So viel vorne weg, meinen an der Arbeit beteiligten Kollegen und mir,
ist es nicht gelungen die beiden von @klaas angesprochenen Bereiche zu
belegen, d.h. mit respektablen Werten abzudecken. In jedem Fall blieb
uns nur der getrennte Aufbau (0,1 bis 10 Hz;; und 10 Hz bis 100 kHz)
übrig. Auch hatten wir getrennte Vorstufen, einmal SSM 2220 und einmal
Fets mit aufgebaut, jede dieser Aufbauten, - zum Vergleich in gleiche
Gehäuse und gleiche Stromversorgungen aufgebaut- , brachte immer nur in
einem Bereich gute Werte. Vergleichbar mit den von @Anja angedeuteten
Grenzen, bzw. Maxima/ Minima.
Es ist für mich hochinteressant und ich bin auch zu Unterstützungen
bereit, Dein Projekt @klaas mit zu begleiten, da diese Werte von der
SIMU her doch vielversprechend sind.
Beste Grüße Ralf
Habe den Verdacht, dass der SSM2220 und der "alte" MAT03 dasselbe ist.
Offensichtlich ist eine Verbesserung der Rauscheigenschaften nicht mehr
möglich. Ein Aufbau mit SMD Bauteilen, die ich bei Experimenten am
liebsten vermeide, wird allerdings alle von außen kommenden Störungen
verkleinern. Alle Induktionsschleifen sind kleiner. Also dieses mal SMD
Aufbau ins Auge fassen. Aber bei überlegten Massepunkten könnte es auch
konventionell klappen.
Vergleicht mal diese Datenblätter nach dem Motto: "Nichts neues unter
der Sonne" und das nach Jahrzehnten.
http://www.analog.com/static/imported-files/data_sheets/MAT03.pdfhttp://www.analog.com/static/imported-files/data_sheets/SSM2220.pdf
>habe ich begonnen, meine Ergebnisse aus der Arbeit der letzten zwei>Jahre darzustellen. Kann es aber erst Ende August 2013 hier>veröffentlichen.
Ich freue mich schon sehr auf deine Ergebnisse!
>Da bin ich aber sehr gespannt auf die praktische Realisierung.>Die Anforderungen für die beiden Bereiche sind schon stark>unterschiedlich.
Ich möchte in Schaltungen messen, die einfach "mittelohmiger" sind. Und
auch noch in einem Frequenzbereich, der nicht nur Audio umfaßt, sondern
auch noch deutlich darunter geht, also auf jeden Fall von 1Hz bis 20kHz.
Beispielsweise interessiert es mich schon seit geraumer Zeit, wie sich
Potis und Fader rauschmäßig verhalten. Die Schaltung dazu ist fast immer
ein Elko (manchmal auch Foliencap) in Serie mit besagtem Poti. Der Elko
trägt irgendeine Offsetspannung eines vorausgehenden OPamps. Also fließt
ein kleiner Gleichstrom, der das (Kohleschicht-)Poti zum Rauschen
anregen dürfte. Die Quellimpedanz, die die Meßschaltung dann sieht, ist
die Parallelschaltung der beiden Potihälften, jeweils vom Abgriff aus
gesehen, während die eine Hälfte am anderen Ende direkt mit Masse
verbunden ist und die andere über den Cap. Jetzt schwanken die Caps von
sagen wir mal 330n bis 220µ und die Potis von 1k bis 100k. Also ergibt
sich eine komplexe Quellimpedanz, mit zu tiefen Frequenzen hin
ansteigender Impedanz. Wenn ich jetzt zuviel Stromrauschen im
Meßverstärker habe, muß ich dauernd darüber nachdenken, woher das
Rauschen wohl gerade kommt. Also versuche ich eine Meßschaltung zu
verwenden, die möglichst geringes Stromrauschen erzeugt.
Ich weiß, man kann darüber viel lesen, aber ich möchte es einmal selbst
messen. Übrigens bin ich nicht so sehr an einem Effektivwert über
irgendeinem Frequenzband interessiert, sondern möchte das Signal lieber
mit einem Spektrumanalyser auswerten.
Two-channel amplifier for high-sensitivity voltage noise measurements,
Crupi, Giusi, Pace, 2007 (basierend auf Kreuzkorrelation, das Rauschen
der Verstärker fällt theoretisch weg)
Differential ultra low noise amplifier for low frequency noise
measurements, Scandurra, Cannata, Ciofi, 2011
Low-frequency noise measurements: applications, methodologies and
instrumentation, Ciofi, Neri, 2003
High-Sensitivity Instrumentation for Low Frequency Noise Measurements,
Giusi, PhD Thesis
u.U. auch noch interessant
Long term stability estimation of DC electrical source from low
frequency noise measurements, Giusi, Scandurra, Ciofi, 2004
Ich gebe hier mal meine SIMU-Schaltung an. Sie läuft in TINA-TI.
Das Spice Model für den 2SK369 habe ich von hier:
http://www.diyaudio.com/forums/parts/26525-2sk369-spice.html
Das Spice Model für den 2N5639 habe ich von der Website von Onsemi.
Der OPamp ist ein OPA627. Aber es geht auch ein ganz normaler OPA27.
Man steuere den Eingang mal mit einem Rechteck an und verändere dabei
C2...
Hallo Kai,
ich will ja kein Spaßverderber sein, aber verändere doch mal V1 im
DC-Sweep ein wenig und schau dir das Ausgangssignal an. Die
Betriebsspannungsunterdrückung der Schaltung ist ca. 0dB, es schlägt
also alles von der Betriebsspannung voll durch. Das war auch eins der
Hauptprobleme damals bei meinem diskreten Vorverstärker.
>ich will ja kein Spaßverderber sein...
Wieso Spaßverderber? Hey, es macht doch erst Spaß, wenn jemand sachliche
Kritik übt! Wegen Leuten wie dir mache ich mir doch erst die Mühe, das
hier alles ins Forum zu stellen.
>...aber verändere doch mal V1 im DC-Sweep ein wenig und schau dir das >Ausgangssignal an.
Ich werde im späteren Meßbetrieb keine nenneswerten Gleichspannungen am
Eingang haben. Außerdem müssen die Versorgungsspannungen für die FETs
stabilisiert sein und R4 muß individuell angepaßt werden. An den Ausgang
der Schaltung wird sich ein Hochpaß anschließen, der das
Weiterverstärken der DC-Driften verhindert. Ich hoffe, daß das reicht...
>Die Betriebsspannungsunterdrückung der Schaltung ist ca. 0dB, es schlägt>also alles von der Betriebsspannung voll durch. Das war auch eins der>Hauptprobleme damals bei meinem diskreten Vorverstärker.
Ja, das habe ich auch schon bemerkt. Ich möchte die Versorgungsspannung
für die FETs mit einfachen Gyrator-Schaltungen stabilisieren. Die
Zeitkonstanten an den Basen werden dafür wohl riesig sein...
Kai Klaas schrieb:> Ja, das habe ich auch schon bemerkt. Ich möchte die Versorgungsspannung> für die FETs mit einfachen Gyrator-Schaltungen stabilisieren. Die> Zeitkonstanten an den Basen werden dafür wohl riesig sein...
Warum dafür nicht einen OpAmp verwenden, der die notwendige PSRR
mitbringt und den FET versorgt?
Leider kann man sich die Literaturlinks ja nicht ansehen. Ich würde
allerdings noch Rubiola erwähnen, falls es vergessen wurde. Und
natürlich BF862. Für hochohmige Quellen und etwas höherer unterer
Grenzfrequenz kann auch CMOS interessant sein (Die Transkonduktanz ist
durch die Komplementarität höher).
>>...aber verändere doch mal V1 im DC-Sweep ein wenig und schau dir das>>Ausgangssignal an.>> Ich werde im späteren Meßbetrieb keine nenneswerten Gleichspannungen am> Eingang haben. ...
Da hast du mich wohl falsch verstanden, ich meinte nicht VG1, sondern
V1, also die Betriebsspannung V1.
Kai Klaas schrieb:>>Das war auch eins der Hauptprobleme damals bei meinem diskreten>>Vorverstärker.
Also nicht das du mich falsch verstehst, das war eines der Probleme
(neben Verstärkung, Bandbreite, Rauschen, Stromaufnahme,
Versorgungsspannung, Temperaturstabilität) die ich lösen musste. Der
Verstärker schafft jetzt etwa 80dB PSRR.
> Welchen?
Low-frequency noise measurements: applications, methodologies and
instrumentation, Ciofi, Neri, 2003
Ungeachtet dessen gibt es natürlich zahlreiche andere
Veröffentlichungen, bei denen FET-Schaltungen für die Messung von
Rauschen zum Einsatz kommen:
A post-SQUID ac amplifier aimed for multiplexed detector readouts
A very low-noise FET input amplifier
Design of ultra low noise amplifiers
um nur mal einige wenige zu nennen.
>Und natürlich BF862.
Ja, den hatte ich mir auch schon angeschaut. Leider ist sein Rauschen
nur bei 100kHz spezifiziert.
>Warum dafür nicht einen OpAmp verwenden, der die notwendige PSRR>mitbringt und den FET versorgt?
Ja, wie bei Jim Williams in seiner AN124, als Teil eines DC-Servos?
Mache ich vielleicht so, wenn die DC-Drift zu groß wird.
>Der Verstärker schafft jetzt etwa 80dB PSRR.
Unabhängig von der Quellimpedanz?
Kai Klaas schrieb:>>Der Verstärker schafft jetzt etwa 80dB PSRR.>> Unabhängig von der Quellimpedanz?
Weitgehend. Bei 0...3K Quellwiderstand fällt die PSRR um 2dB. Allerdings
sind die 80dB der 0Hz-Wert und fallend mit der Frequenz (wie bei jedem
OPV o.ä.).
>Weitgehend. Bei 0...3K Quellwiderstand fällt die PSRR um 2dB. Allerdings>sind die 80dB der 0Hz-Wert und fallend mit der Frequenz (wie bei jedem>OPV o.ä.).
Nicht schlecht...
>Die Betriebsspannungsunterdrückung der Schaltung ist ca. 0dB, es schlägt>also alles von der Betriebsspannung voll durch.
Ich habe jetzt mal die PSRR mit der SIMU überprüft. Siehe Anhang.
Die negative PSRR profitiert von der Konstantstromquelle (T2). Der
gezeigte Verlauf gilt für alle Quellimpedanzen zwischen 0Ohm und
100kOhm. Eigentlich auch für noch größere Quellimpedanzen, aber ich habe
die Darstellung bei 100kOhm abgebrochen, weil ich mit der Schaltung
deutlich niedrigere Quellimpedanzen anstrebe.
Die PSRR ist übrigens sogar noch um 30dB größer als die angezeigten
Werte, weil der Graph ja das Geschehen auf das Ausgangssignal der
Schaltung bezieht. Die PSRR wird aber immer auf den Eingang
zurückgerechnet. Eine PSRR zwischen 70dB und 130dB im Bereich bis 10MHz
ist doch ganz ordentlich.
Die positive PSRR ist erwartungsgemäß deutlich schlechter als die
negative, weil hier die Schaltung nicht von einer Konstantstromquelle
profitieren kann. Dennoch kommen hier immerhin noch rund 30dB bis 50dB
PSRR bis 10MHz zustande. Auch hier ist das Geschehen so gut wie
unabhängig von der Quellimpedanz. Jedenfalls zeigt die SIMU zwischen
0Ohm und weit über 100kOhm Quellimpedanz weitgehend identische Graphen.
Der 1n Cap am Eingang der Schaltung (C4) unterdrückt übgrigens eine
Spitze von rund 10dB bei der positiven PSRR. Auf einen solchen Cap würde
ich bei einem JFET-Verstärker, auch aus anderen Gründen, grundsätzlich
niemals verzichten wollen.
Mit einer PSRR von mindestens 30dB kann man schon einiges reißen: Wenn
Anja und Jim Williams mit dem zusätzlichen Rauschen eines RC-Glieds mit
fettem Elko mit einer Zeitkonstane im Sekundenbereich direkt im
Signalweg leben können, dann kann ich auch ein solches RC-Glied in einem
Gyrator unterbringen, um die Versorgungsspannung zu filtern. Ich habe
sogar noch 30dB Reserve, wegen der zusätzlichen PSRR von 30dB. Das sieht
doch ganz gut aus.
An der Schaltung von Wenzel ist mir aber noch ein ganz anderer
gravierender Nachteil aufgefallen: Der Klirr beträgt rund 10% bei
100kHz! Daran ist C3 und C2 Schuld. Verkleinert man C3 und C2 fällt er
auf akzeptable Werte. Offenbar hat Wenzel mit C3 eine
Bandbreitenbegrenzung vornehmen wollen und ihn hat der erhöhte Klirr
nicht gestört. Aber für eine Meßschaltung geht ein Klirr von 10% bei
einer Frequenz innerhalb ihrer Bandbreite natürlich gar nicht!
Ein weiterer Nachteil ist, daß sich T2 in der Schaltung massiv aufheizen
dürfte. Aber es läßt sich wohl die negative Versorgungsspannung deutlich
verkleinern.
>An der Schaltung von Wenzel ist mir aber noch ein ganz anderer>gravierender Nachteil aufgefallen: Der Klirr beträgt rund 10% bei>100kHz! Daran ist C3 und C2 Schuld. Verkleinert man C3 und C2 fällt er>auf akzeptable Werte. Offenbar hat Wenzel mit C3 eine>Bandbreitenbegrenzung vornehmen wollen und ihn hat der erhöhte Klirr>nicht gestört. Aber für eine Meßschaltung geht ein Klirr von 10% bei>einer Frequenz innerhalb ihrer Bandbreite natürlich gar nicht!
Ich habe mal eine Phasenganganalyse durchgeführt. Es wird ein OP27 mit
einer "open loop output impedance" von 70R angenommen. Man erkennt, daß
Wenzel den Verstärker mit C3=1n und C2=820p perfekt phasekompensiert
hat. Die SIMU zeigt, daß das aber auch für C3=0 und C2=47p möglich sein
sollte.
Man erkennt, daß die Modifikation einen erheblichen Einfluß auf den
Klirrfaktor bei 100kHz haben dürfte!
Kai Klaas schrieb:> Die PSRR ist übrigens sogar noch um 30dB größer als die angezeigten> Werte, weil der Graph ja das Geschehen auf das Ausgangssignal der> Schaltung bezieht. Die PSRR wird aber immer auf den Eingang> zurückgerechnet.
Naja, man kann es auf den Eingang oder auf den Ausgang beziehen:
http://www.analog.com/static/imported-files/tutorials/MT-043.pdf
Aber wegen der größeren Zahlenwerte schreibt man in die DB wohl lieber
die RTI-Werte. Meine Angaben bezogen sich auf den Ausgang PSSR (RTO).
> Die positive PSRR ist erwartungsgemäß deutlich schlechter als die> negative, weil hier die Schaltung nicht von einer Konstantstromquelle> profitieren kann.
Die Ursache ist nicht eine fehlende Konstantstromquelle, sondern der
falsche Potentialbezug des OPV. Die Funktion ist so: der Sfet erzeugt
mit seiner Steilheit durch die Eingangsspannung dUe einen Drainstrom
dId, der am Widerstand R1 eine Spannung dUa erzeugt. Der OPV misst aber
nicht diese Spannung, sondern (wegen seines Bezugs am +-Eingang auf
Masse) die Differenz V1-dUa. Und damit erscheint die Betriebsspannung V1
direkt als Eingangsspannung des OPV. Ein schwerer Designfehler.
Man kann das vermeiden, indem man den Drainstrom z.B. mit einem
Stromspiegel von V1 wieder nach Masse spiegelt und damit dem OPV die
Möglichkeit gibt, gegen Masse zu messen, allerdings müssen dann die
OPV-Eingänge vertauscht werden.
Ich hab mal auf die Schnelle simuliert was ich oben sagte. Die PSRR
nimmt mit dem einfachen Stromspiegel um mehr als 45dB zu, somit kommt
man wohl ohne Gyrator aus.
>Hier ein paar Sachen von meiner 3,5"-Hirn-Erweiterung:>http://www.edaboard.co.uk/low-noise-amplifier-for-...>>http://www.24. fi/kiviranta/bf862_no3.gif
Das GIF-File wird im Web leider nicht gefunden. Hast du noch eine
private Kopie?
>Ich hab mal auf die Schnelle simuliert was ich oben sagte. Die PSRR>nimmt mit dem einfachen Stromspiegel um mehr als 45dB zu, somit kommt>man wohl ohne Gyrator aus.
Ist denn die Schaltung dann noch ultra rauscharm, bis auf 0,1Hz
herunter?
>An der Schaltung von Wenzel ist mir aber noch ein ganz anderer>gravierender Nachteil aufgefallen: Der Klirr beträgt rund 10% bei>100kHz! Daran ist C3 und C2 Schuld.
Hier muß ich wohl zurückrudern. Der hohe Klirrfaktor könnte ein
Softwarefehler von TINA-TI sein, der den Einschwingvorgang der Schaltung
aus der Klirrfaktorberechnung nicht ausblendet, obwohl man den Modus
"Calculate operating point" angewählt hat. Wählt man nämlich in der
"Sampling start time" nicht "0" sondern "100µs" wird der Klirrfaktor
schlagartig erheblich kleiner. Jetzt erhält man nicht mehr knapp 10%,
sondern nur noch 0,005%. Aufgefallen ist mir der Fehler, als ich bei den
angezeigten "Fourier coefficients" eine viel zu kleine Amplitude der
Grundschwingung festgestellt habe.
Der Fehler entsteht immer dann, wenn die Schaltung Caps enthält, die
relevante Zeitkonstanten nach sich ziehen, die beim Start der Schaltung
das Einpendeln auf den Arbeitspunkt verzögern. Dann sollte man die
"Sampling start time" solange vergrößern, bis der berechnete Klirrfaktor
stabile Werte annimmt.
> Ist denn die Schaltung dann noch ultra rauscharm, bis auf 0,1Hz> herunter?
Ja natürlich, denn der Stromspiegel wird ja erst nach der Verstärkung
durch die Sfets (das verstärkte Eingangssignal ist nicht der
Spannungsabfall über R1, sondern der Drainstrom!) mit seinem
Eigenrauschen und seiner Drift wirksam.
Eine andere Möglichkeit wäre, die Referenzspannung am +Eingang des OPV
auf V1 zu beziehen und auf den Stromspiegel zu verzichten. Dann bekommt
der OPV die Betriebsspannungsschwankungen als
Gleichtakteingangsspannung.
>Ja natürlich, denn der Stromspiegel wird ja erst nach der Verstärkung>durch die Sfets (das verstärkte Eingangssignal ist nicht der>Spannungsabfall über R1, sondern der Drainstrom!) mit seinem>Eigenrauschen und seiner Drift wirksam.
Stimmt, klingt einleuchtend.
>Eine andere Möglichkeit wäre, die Referenzspannung am +Eingang des OPV>auf V1 zu beziehen und auf den Stromspiegel zu verzichten. Dann bekommt>der OPV die Betriebsspannungsschwankungen als>Gleichtakteingangsspannung.
In gewisser Weise geschieht das für DC, wenn der Spannungsteiler R3/R5
(in meiner Schaltung) von V1 gespeist wird. Naja, es sind nur 5dB
Gewinn...
> In gewisser Weise geschieht das für DC, wenn der Spannungsteiler R3/R5> (in meiner Schaltung) von V1 gespeist wird. Naja, es sind nur 5dB> Gewinn...
Ja genau, weil die "Referenzspannung" dann ja etwa in der Mitte zwischen
V1 und Masse hängt. Wenn du V5 von V1 "herunterhängen" lässt, dann geht
es.
Kai Klaas schrieb:>>Hier ein paar Sachen von meiner 3,5"-Hirn-Erweiterung:>>http://www.edaboard.co.uk/low-noise-amplifier-for-...>>>>http://www.24. fi/kiviranta/bf862_no3.gif>> Das GIF-File wird im Web leider nicht gefunden. Hast du noch eine> private Kopie?>
Leider nein. Was willst du wissen? Eckfrequenz ist ca. bei 1,5KHz.
Der 2N4401 ist auch interessant.
Falls du mit CMOS mal spielen willst: Die Daten für CD4000er findet man
im DB des CA3600.
Abdul K. schrieb:> Der 2N4401 ist auch interessant.
Ja, aber der 2N4403 ist noch interessanter (rauschärmer), falls man mit
der umgekehrten Polarität der Schaltung leben kann. Ich hab auch den
4401 genommen. Irgendwie hab ich den Eindruck, dass das nur anders
gelabelte PN2222a bzw. PN2907a sind, jedenfalls hab ich in den DB keine
Unterschiede gefunden.
ArnoR schrieb:> Abdul K. schrieb:>> Der 2N4401 ist auch interessant.>> Ja, aber der 2N4403 ist noch interessanter (rauschärmer), falls man mit> der umgekehrten Polarität der Schaltung leben kann. Ich hab auch den> 4401 genommen. Irgendwie hab ich den Eindruck, dass das nur anders> gelabelte PN2222a bzw. PN2907a sind, jedenfalls hab ich in den DB keine> Unterschiede gefunden.
Mag sein, hört man öfters das diverse Nummern nur noch dem Kunden
gegenüber als separat verkauft werden. Wiederum andere Hersteller
verkaufen andere Designs unter gleichem Standardnamen. Tja.
Es gibt Designformeln, mit denen man die zu erwartenden Rauschwerte
bestimmen kann ->Anhang.
>Leider nein. Was willst du wissen?
Was er rauschmäßig zwischen 0,1Hz und 10Hz macht.
Übrigens, falls jemand den Wenzel-Amp nachbauen will: Der 2N5639 scheint
von einigen Herstellern abgekündigt worden zu sein, jedenfalls ist er
kaum noch verfügbar. Als Alternative scheint der 2N4860A geeignet zu
sein. Jedenfalls läßt sich der Arbeitspunkt praktisch genauso wie beim
2N5639 einstellen.
Im Anhang ist die SIMU mit den von mir verwendeten Spice Parametern für
die JFETs.
Kai Klaas schrieb:>>Leider nein. Was willst du wissen?>> Was er rauschmäßig zwischen 0,1Hz und 10Hz macht.
In diesem Frequenzbereich ist eher BJT angesagt. Die Quellimpedanz
dürfte riesig sein müssen, um hier mit einem JFET bessere Werte zu
bekommen.
Ich habe nur diese Messung obigen Autors noch gefunden. Laut seiner
Beschreibung ist sie aber fehlerhaft unterhalb 1KHz, weil er einen
Z5U-Kondi nahm und der zu spannungsabhängig reagierte. Für deinen
Meßbereich von 0,1 bis 10Hz ist das nicht aussagefähig.
>In diesem Frequenzbereich ist eher BJT angesagt. Die Quellimpedanz>dürfte riesig sein müssen, um hier mit einem JFET bessere Werte zu>bekommen.
Wenzel gibt das Rauschen seines Verstärkers mit den zwei
parallelgeschalteten 2SK369 am Eingang mit 2,5nV/SQRT(Hz) bei 10Hz und
0,6nV/SQRT(Hz) bei Frequenzen darüber an. Der Rauschstrom ist dabei
völlig vernachlässigbar bei nieder- bis mittelohmigen Quellimpedanzen.
Der LT1028 bringt es auf 1nV/SQRT(Hz) bei 10Hz und 0,9nV/SQRT(Hz) bei
Frequenzen darüber. Sein Rauschstrom ist bei niedrigen Frequenzen aber
so gigantisch, daß nur sehr niederohmige Quellimpedanzen von dem
niedrigen Spannungsrauschen des LT1028 davon profitieren.
Also, so schlecht ist der 2SK369 nicht.
Der richtige Weg ist die Integration der Rauschwerte über den
gewünschten Betrachtungsfrequenzbereich (noise bandwidth). Das setzt
auch das Limit für die maximale Verstärkung, denn obendrüber wird
zumindest die letzte Verstärkungsstufe in zumindest zeitweise Begrenzung
gehen. Macht man eine FFT eines in die Begrenzung gehenden Verstärkers
(aka nun Komparator) und schraubt langsam den Pegel höher, so ist das
sehr ernüchternd. Da ist praktisch kein Spielraum selbst bei nur mäßiger
Bandbreite des Eingangssignals. Begrenzung ist ein zeitlich lokaler
Effekt. Dafür kann man die Spitzenwert zu RMS-Wert Regel benutzen mit
6,6:1 . Die entspricht soweit ich mich erinnere 6-sigma bzw. 99,5%. Auf
einem Analogscope benutze man gerne den Faktor 6 zum Ablesen. Alles für
quasi-Rauschsignale. Für andere Kurvenformen gelten andere Werte.
Damit hätten wir den (Eingangs-)Dynamikbereich definiert.
Dann braucht man noch die (komplexe möglicherweise frequenzabhängige
-)Quellimpedanz. Der Rest ist schnödes Rechnen was man mit SPICE
deutlich schneller kann. Am Ende hat man also einen idealen Kandidaten.
Die Anzahl der Verstärkerstufen hängt von der Einzelverstärkung der
aktiven Bauelemente ab. Für möglichst wenig Gesamtrauschen (=max. S/N am
Ausgang) muß die erste Stufe die maximale Verstärkung haben. Ein
Bauelement mit viel Verstärkung ist also genauso wichtig wie sein
geringes Rauschen. Dummerweise beißt sich viel Verstärkung mit möglicher
Bandbreite. Für Limiter wurde das theoretisch untersucht und es gibt
eine optimale Lösung zur Verteilung der Einzelstufen. Hier aber nicht
anwendbar, denn am Ausgang soll nicht ein digitales Signal mit exakt
einer Frequenz rauskommen!
Naja, das weißt du sicherlich alles. Kann aber nicht schaden es zu
wiederholen und es lesen ja Anfänger mit.
Vorausgesetzt die SPICE-Modelle stimmen, kann man die besten Kandidaten
also rein durch Simulation finden.
BTW:
Eine andere interessante Sache ist der Ersatz der Widerstände (an
OpAmps), die die Verstärkung definieren, durch Kondensatoren. Kondis
rauschen nur mit ihrem ESR. Allerdings fand ich mal einen Hinweis, daß
sobald die Ersatzschaltung durch Kondis einen Widerstand simuliert,
diese Schaltung dann ebenso Rauschwerte bekommt. Hat das mal jemand
genauer untersucht? Es würde sich anbieten, da quasi-Rauschen als
Eingangssignal keinen DC-Wert hat und daher eine solche Ersatzschaltung
funzt. hm.
Ich habe sowas in einer Ultraschall-Verstärkerschaltung praktisch
realisiert und es geht einwandfrei. Nur eben noch nicht den Gegentest
mit konventionellen Widerständen gemacht.
Arc Net schrieb:> branadic schrieb:>>> Welchen?>>>> Low-frequency noise measurements: applications, methodologies and>> instrumentation, Ciofi, Neri, 2003>> http://ing.unime.it/ciofi/public_html/hidden/FaN_03.pdf
Hm, vielleicht Zufall oder mit Absicht gepostet? Jedenfalls ab Seite 9
versuchen sie es dort auch mit kapazitiver Rückkopplung wie ich
beschrieb. Danke, das bringt bestimmt noch Erkenntnisse!
>>> Welchen?>>> Low-frequency noise measurements: applications, methodologies and>> instrumentation, Ciofi, Neri, 2003>>http://ing.unime.it/ciofi/public_html/hidden/FaN_03.pdf
Diese Dokument sagt auf Seite 7 oben, daß bei einer Quellimpedanz über
einigen 10R der JFET dem BJT bei niedrigen Frequenzen vorzuziehen ist,
weil der Rauschstrom des BJT zu groß wird. Nun, ich werde bei meinen
Messungen mit der Quellimpedanz immer über dieser magischen Grenze
liegen. Also, ist der 2SK369 für mich wohl eine gute Wahl.
Interessant: Die verwenden wie Arno einen Stromspiegel in der
Eingangsschaltung.
Abdul K. schrieb:> Eine andere interessante Sache ist der Ersatz der Widerstände (an> OpAmps), die die Verstärkung definieren, durch Kondensatoren.> Jedenfalls ab Seite 9> versuchen sie es dort auch mit kapazitiver Rückkopplung wie ich> beschrieb. Danke, das bringt bestimmt noch Erkenntnisse!
Das geht aber nur bei den gezeigten Schaltungen (bei denen am ersten
Verstärker die Verstärkung mit der Frequenz reduziert wird und zum
Ausgleich dafür der Teilerfaktor zum zweiten Verstärker frequenzabhängig
vermindert wird), nicht jedoch bei konventionellen nichtinvertierenden
Spannungsverstärkern. Dort würde der kapazitive Rückkoppelteiler nämlich
eine lästige kapazitive Last am Verstärkerausgang sein und Widerstände
für den Bias braucht man trotzdem.
> Der richtige Weg ist die Integration der Rauschwerte über den> gewünschten Betrachtungsfrequenzbereich (noise bandwidth). Das setzt> auch das Limit für die maximale Verstärkung, denn obendrüber wird> zumindest die letzte Verstärkungsstufe in zumindest zeitweise Begrenzung> gehen.
Ja, nur von welchen Verstärkungen redest du hier? Mein VV hat 60dB und
liefert <500µVeff bzw. 3,3mVss am Ausgang bei B=0,1Hz...1MHz, da wird
noch lange nichts übersteuert. Mehr Verstärkung hat kaum Sinn, da das
Ausgangsrauschen so gerade an der Auflösungsgrenze der Oszis liegt
(1...2mV/dev). Bei geringeren Bandbreiten (z.B. 0,1Hz...10Hz) kann man
entsprechend auch bis 80dB gehen und liegt am Ausgang dann im gleichen
Bereich.
> Dummerweise beißt sich viel Verstärkung mit möglicher> Bandbreite.
Das stimmt zwar, nur spielt es hier keine Rolle. Man schafft mit solchen
Vorstufen problemlos 1GHz GBP, also 1MHz bei V=60dB.
> Die verwenden wie Arno einen Stromspiegel in der Eingangsschaltung.
Der Stromspiegel dort ist nichts weiter als die Stromquelle für den Diff
(Q3/Q4) und hat nicht direkt mit der Signalverarbeitung zu tun. Außerdem
kann der so wie gezeichnet nur mit gepaarten Dualtransistoren gebaut
werden. Da finde ich die Lösung aus dem DB des SSM2220 besser.
>Der Stromspiegel dort ist nichts weiter als die Stromquelle für den Diff>(Q3/Q4) und hat nicht direkt mit der Signalverarbeitung zu tun. Außerdem>kann der so wie gezeichnet nur mit gepaarten Dualtransistoren gebaut>werden. Da finde ich die Lösung aus dem DB des SSM2220 besser.
Sehe ich das richtig, daß im Datenblatt des SSM2220 das Stromrauschen
mit keiner einzigen Silbe spezifiziert wird?? Das ist ja echt schwach.
Was soll denn der Blödsinn??
Abdul K. schrieb:> Arc Net schrieb:>> branadic schrieb:>>>> Welchen?>>>>>> Low-frequency noise measurements: applications, methodologies and>>> instrumentation, Ciofi, Neri, 2003>>>> http://ing.unime.it/ciofi/public_html/hidden/FaN_03.pdf>> Hm, vielleicht Zufall oder mit Absicht gepostet?
Der Server war als ich die Sachen oben erwähnt hatte nicht erreichbar
und was anderes als die Seite eines der Autoren wollte ich nicht posten.
>Der Server war als ich die Sachen oben erwähnt hatte nicht erreichbar>und was anderes als die Seite eines der Autoren wollte ich nicht posten.
Ist auf jeden Fall ein prima Link. Danke!
> Sehe ich das richtig, daß im Datenblatt des SSM2220 das Stromrauschen> mit keiner einzigen Silbe spezifiziert wird? Das ist ja echt schwach.> Was soll denn der Blödsinn??
Naja, wie sollen die das auch machen? Das (Basis-) Stromrauschen
(Ibr)^2=2qIb=2qIc/B hängt doch vom eingestellten Kollektorstrom ab und
der ist ja (anders als bei OPVs) in weiten Grenzen frei wählbar.
alfredo schrieb:> Habe den Verdacht, dass der SSM2220 und der "alte" MAT03 dasselbe ist.Kai Klaas schrieb:> Sehe ich das richtig, daß im Datenblatt des SSM2220 das Stromrauschen> mit keiner einzigen Silbe spezifiziert wird?? Das ist ja echt schwach.
Sollte es wirklich so sein, wie alfredo mutmaßt, könnte man unter
http://arxiv.org/pdf/physics/0503012%29
die Messungen auf Seite 3 als Referenz für das Stromrauschen
heranziehen. Zumindest zur groben Orientierung sollte es reichen.
LG Christian
>Naja, wie sollen die das auch machen? Das (Basis-) Stromrauschen>(Ibr)^2=2qIb=2qIc/B hängt doch vom eingestellten Kollektorstrom ab und>der ist ja (anders als bei OPVs) in weiten Grenzen frei wählbar.
So wie beim Spannungsrauschen machen, auf einen Wert von 1mA
Kollektorstrom beziehen.
Kai Klaas schrieb:>>Der Server war als ich die Sachen oben erwähnt hatte nicht erreichbar>>und was anderes als die Seite eines der Autoren wollte ich nicht posten.>> Ist auf jeden Fall ein prima Link. Danke!
Er hat da auch noch zwei Thesis drinnen, die ich aber nicht komplett
öffnen kann. Vielleicht kann die einer mit LATEX mal in pdf
konvertieren?
Kai Klaas schrieb:>>http://ing.unime.it/ciofi/public_html/hidden/FaN_03.pdf>> Diese Dokument sagt auf Seite 7 oben, daß bei einer Quellimpedanz über> einigen 10R der JFET dem BJT bei niedrigen Frequenzen vorzuziehen ist,> weil der Rauschstrom des BJT zu groß wird. Nun, ich werde bei meinen> Messungen mit der Quellimpedanz immer über dieser magischen Grenze> liegen. Also, ist der 2SK369 für mich wohl eine gute Wahl.>
Du meinst Fig. 8, aber wo ist da der Quellwiderstand angegeben? Das
sieht mir auch nicht nach einem typischen JFET aus. Finde die
Eckfrequenz viel zu niedrig. Ist erklärungsbedürftig! Wo steht da 10
Ohm?
ArnoR schrieb:> Abdul K. schrieb:>> Eine andere interessante Sache ist der Ersatz der Widerstände (an>> OpAmps), die die Verstärkung definieren, durch Kondensatoren.>>> Jedenfalls ab Seite 9>> versuchen sie es dort auch mit kapazitiver Rückkopplung wie ich>> beschrieb. Danke, das bringt bestimmt noch Erkenntnisse!>> Das geht aber nur bei den gezeigten Schaltungen (bei denen am ersten> Verstärker die Verstärkung mit der Frequenz reduziert wird und zum> Ausgleich dafür der Teilerfaktor zum zweiten Verstärker frequenzabhängig> vermindert wird), nicht jedoch bei konventionellen nichtinvertierenden> Spannungsverstärkern. Dort würde der kapazitive Rückkoppelteiler nämlich> eine lästige kapazitive Last am Verstärkerausgang sein und Widerstände> für den Bias braucht man trotzdem.
Versteh ich nicht so ganz. Vermutlich bist du auch besser informiert was
Verstärkerschaltungen angeht.
Wo ist der Unterschied zwischen (2=Rückkopplungselement):
v=R2/R1 und v=XC2/XC1=C1/C2 mit XC=1/(omega*C) ?
Bei der Kondensatorvariante wird der Rückkopplungsteiler mit steigender
Frequenz immer niederohmiger, was ja eigentlich prinzipiell für jeden
Verstärker vorteilhaft wäre.
Mit Induktivitäten scheint das so nicht zu gehen. Man könnte über einen
Übertrager nachdenken, also beide Spulen koppeln. Ist das nicht der
berühmte noise-less augmentation HF-Verstärker? Müßte ich mal nachsehen.
>>> Der richtige Weg ist die Integration der Rauschwerte über den>> gewünschten Betrachtungsfrequenzbereich (noise bandwidth). Das setzt>> auch das Limit für die maximale Verstärkung, denn obendrüber wird>> zumindest die letzte Verstärkungsstufe in zumindest zeitweise Begrenzung>> gehen.>> Ja, nur von welchen Verstärkungen redest du hier? Mein VV hat 60dB und> liefert <500µVeff bzw. 3,3mVss am Ausgang bei B=0,1Hz...1MHz, da wird> noch lange nichts übersteuert. Mehr Verstärkung hat kaum Sinn, da das> Ausgangsrauschen so gerade an der Auflösungsgrenze der Oszis liegt> (1...2mV/dev). Bei geringeren Bandbreiten (z.B. 0,1Hz...10Hz) kann man> entsprechend auch bis 80dB gehen und liegt am Ausgang dann im gleichen> Bereich.
Ich habe da keinen allgemeinen Ansatz zu bieten. Was ich realisiert
habe, ist ein Verstärker mit 4 invertierenden Stufen halbwegs
gleichverteilter Verstärkung mit insgesamt 120dB. Alle Stufen arbeiten
mit kapazitiver Rückkopplung und dann noch der zusätzliche Widerstand
zur Einstellung des Arbeitspunktes (der dann natürlich ziemlich große
Werte hat).
>>> Dummerweise beißt sich viel Verstärkung mit möglicher>> Bandbreite.>> Das stimmt zwar, nur spielt es hier keine Rolle. Man schafft mit solchen> Vorstufen problemlos 1GHz GBP, also 1MHz bei V=60dB.
Insgesamt realisiert der Verstärker einen Bandpaß um 40KHz mit
vielleicht 5KHz Bandbreite. Mit dem Ausgangswiderstand der vorherigen
Stufe und dem Rückkopplungwiderstand (der für den Arbeitspunkt der
invertierenden Stufe) niedriger als notwendig, sowie der dem GBP des
eigentlichen Verstärkers bekommt man dann einen Bandpaß - den ich in der
Anwendung wollte! Die Phasenreserve ist nahe Null, wenn ich das richtig
sehe. Trotzdem schwingt das Teil nicht.
Ich habe jetzt einfach mal 4 Stufen benutzt. Vermutlich würde mindestens
eine weitere Stufe auch noch gehen. Habe ich nicht probiert, da Zeit
knapp.
Mit CMOS realisiert, hat so eine Struktur auch ein sehr vorteilhaftes
Übersteuerungsverhalten. Das tut hier aber nicht zur Sache und ist eine
weitere Baustelle. Mit den Koppelkondensatoren bekomme ich auch die
Offsets weg, was mit Widerständen nicht ginge. Der Kondi kostet auch
praktisch dasselbe wie ein Widerstand.
Also es funzt bei 40KHz und einer Quellimpedanz von ca. 500 Ohm parallel
2nF.
Mir fehlt momentan einfach noch die optimale theoretische Auslegung,
daher poste ich das überhaupt. Vielleicht ergeben sich für mich Tipps.
Wenn jemand Zugriff auf IEEE hat, dann schaue man mal hier rein:
http://ieeexplore.ieee.org/iel5/19/4303372/04303389.pdf
"ciofi" a "new circuit topology for the realization of very low noise,
wide bandwidth transimpedance"
Das würde mich interessieren. Beschäftigt sich mit den Vorteilen von
kapazitiven Teilern zur Rauschreduzierung.
Abdul, hast du diesen Link gespeichert:
http://ing.unime.it/ciofi/public_html/hidden/FaN_03.pdf
?
Im Internet ist er nicht mehr auffindbar. Häng ihn doch mal bitte als
Anhang an, dann beantworte ich dir gerne deine Frage.
Das mit den Caps zum Verstärkungseinstellen funktioniert für mich so:
Der Cap "rauscht" mit seiner Wechselspannungsimpedanz bei der jeweiligen
Frequenz, die mit den anderen Bauteilen in Serie oder parallel liegt,
also nicht mit seinem ESR allein. So kann man sich jedenfalls den Effekt
anschaulich versinnbildlichen. Du kannst das auch so betrachten, daß nur
die ohmschen Widerstände zum Rauschen beitragen, dieses Rauschen aber
dann von der Wirkung der Caps gefiltert wird. Kommt dann am Ende auf das
Gleiche heraus.
> Bei der Kondensatorvariante wird der Rückkopplungsteiler mit steigender> Frequenz immer niederohmiger, was ja eigentlich prinzipiell für jeden> Verstärker vorteilhaft wäre.> Wo ist der Unterschied zwischen (2=Rückkopplungselement):> v=R2/R1 und v=XC2/XC1=C1/C2 mit XC=1/(omega*C) ?
Kann man im Bild sehen. Man braucht recht große Kapazitäten damit der
Frequenzgang einigermaßen breit wird. Darauf reagieren die meisten OPV
ziemlich sauer. Und der Biaswiderstand (1M) muss auch ziemlich groß
sein, was den Ausgangsoffset vergrößert.
> Insgesamt realisiert der Verstärker einen Bandpaß um 40KHz mit> vielleicht 5KHz Bandbreite.> Mit CMOS realisiert...
Ahh darum geht es, hatte ich nicht mitbekommen.
> Was ich realisiert> habe, ist ein Verstärker mit 4 invertierenden Stufen halbwegs> gleichverteilter Verstärkung mit insgesamt 120dB. Alle Stufen arbeiten> mit kapazitiver Rückkopplung und dann noch der zusätzliche Widerstand> zur Einstellung des Arbeitspunktes (der dann natürlich ziemlich große> Werte hat).> Mit dem Ausgangswiderstand der vorherigen> Stufe und dem Rückkopplungwiderstand (der für den Arbeitspunkt der> invertierenden Stufe) niedriger als notwendig
Hast du mal probiert oder überlegt die Rückkopplung über 3 Stufen zu
machen und nicht über jede einzeln?
Abdul K. schrieb:> Er hat da auch noch zwei Thesis drinnen, die ich aber nicht komplett> öffnen kann. Vielleicht kann die einer mit LATEX mal in pdf> konvertieren?
Wer ist "Er" und wo stehen die "zwei Thesis in LaTeX" drin?
LaTeX habe ich auf dem Rechner, aber konvertieren geht nur
wenn man alle benötigen Dateien zur Verfügung hat.
alesi schrieb:> Abdul K. schrieb:>> Er hat da auch noch zwei Thesis drinnen, die ich aber nicht komplett>> öffnen kann. Vielleicht kann die einer mit LATEX mal in pdf>> konvertieren?>> Wer ist "Er" und wo stehen die "zwei Thesis in LaTeX" drin?> LaTeX habe ich auf dem Rechner, aber konvertieren geht nur> wenn man alle benötigen Dateien zur Verfügung hat.
Hier die Pfade:
1. http://ing.unime.it/ciofi/public_html/hidden/imtc2001.pdf kann ich in
Sumatrapdf nicht öffnen.
2. http://ing.unime.it/ciofi/hidden/ beide Thesis
Kai Klaas schrieb:> Abdul, hast du diesen Link gespeichert:>> http://ing.unime.it/ciofi/public_html/hidden/FaN_03.pdf>> ?>> Im Internet ist er nicht mehr auffindbar. Häng ihn doch mal bitte als> Anhang an, dann beantworte ich dir gerne deine Frage.>
Doch doch, die sind schon noch da. Es gibt auch noch die Version 04.
Aber der Server ist abundzu weg. Gerade gehts.
> Das mit den Caps zum Verstärkungseinstellen funktioniert für mich so:> Der Cap "rauscht" mit seiner Wechselspannungsimpedanz bei der jeweiligen> Frequenz, die mit den anderen Bauteilen in Serie oder parallel liegt,> also nicht mit seinem ESR allein. So kann man sich jedenfalls den Effekt> anschaulich versinnbildlichen. Du kannst das auch so betrachten, daß nur> die ohmschen Widerstände zum Rauschen beitragen, dieses Rauschen aber> dann von der Wirkung der Caps gefiltert wird. Kommt dann am Ende auf das> Gleiche heraus.
Hm. Der Beweis wäre interessant. Vielleicht findet man im IEEE Paper
mehr. Habe aber keinen Zugriff drauf.
ArnoR schrieb:>> Bei der Kondensatorvariante wird der Rückkopplungsteiler mit steigender>> Frequenz immer niederohmiger, was ja eigentlich prinzipiell für jeden>> Verstärker vorteilhaft wäre.>>> Wo ist der Unterschied zwischen (2=Rückkopplungselement):>> v=R2/R1 und v=XC2/XC1=C1/C2 mit XC=1/(omega*C) ?>> Kann man im Bild sehen. Man braucht recht große Kapazitäten damit der> Frequenzgang einigermaßen breit wird. Darauf reagieren die meisten OPV> ziemlich sauer. Und der Biaswiderstand (1M) muss auch ziemlich groß> sein, was den Ausgangsoffset vergrößert.
Welches Bild?
Was sieht die vorherige Verstärkerstufe denn?
Gut, für 10Hz ist eine kapazitive Variante natürlich Käse. Sehe ich auch
so.
Wollte Kai nicht breitbandig bis 100KHz? Wir sind da vom Thema
abgekommen.
>> Was ich realisiert>> habe, ist ein Verstärker mit 4 invertierenden Stufen halbwegs>> gleichverteilter Verstärkung mit insgesamt 120dB. Alle Stufen arbeiten>> mit kapazitiver Rückkopplung und dann noch der zusätzliche Widerstand>> zur Einstellung des Arbeitspunktes (der dann natürlich ziemlich große>> Werte hat).>>> Mit dem Ausgangswiderstand der vorherigen>> Stufe und dem Rückkopplungwiderstand (der für den Arbeitspunkt der>> invertierenden Stufe) niedriger als notwendig>> Hast du mal probiert oder überlegt die Rückkopplung über 3 Stufen zu> machen und nicht über jede einzeln?
Theoretisch sollte eine Rückkopplung über mehrere Stufen besser sein,
aber auch instabiler. Daher habe ich das nicht probiert. Das Gerät soll
laufen und keine Schwierigkeiten in Stückzahlen machen. So Sachen habe
ich aber schon in Patenten usw. gelesen.
Es ist halt ein CMOS-Design aus Invertern. Könnte man auch einzelne
knallhart parallelschalten... (Verringerung der eh eher unschönen Vn auf
Kosten von In (was meist eh kein Problem ist) und Erhöhung der Steilheit
(Was wie beschrieben die Gesamtnoise drückt))
Alles in einem IC-Gehäuse. Da sind 120dB schon abenteuerlich genug.
Nennen wir es mal eine sehr anwendungsnahe Studie :-))
Kai Klaas schrieb:>>Wollte Kai nicht breitbandig bis 100KHz? Wir sind da vom Thema>>abgekommen.>> Eigentlich von 0,1Hz bis 100kHz (Schmunzel).>
Irgendwo wird es eine Grenze geben. Vielleicht kann Arno eine
limitierende Formel angeben.
Einfach mal so zwei extreme Grenzen annehmen, ist gemein. Wärest du
nicht einschlägig bekannt, gäbe es jetzt Hiebe. Vermutlich darf ich
nicht mal fragen, wozu dieser Riesenbereich? Wobei rauschmäßig die
ersten 10Hz dominieren. Annähernd vielleicht logarithmisch.
>>Du meinst Fig. 8, aber wo ist da der Quellwiderstand angegeben? Das>>sieht mir auch nicht nach einem typischen JFET aus. Finde die>>Eckfrequenz viel zu niedrig. Ist erklärungsbedürftig! Wo steht da 10>>Ohm?>> Siehe die Textstelle im Anhang.>
Ah. Kein Wunder wenn ich das nicht fand. Ich habe quergelesen mit dem
Stichwort "10" da ich in einer wissenschaftlichen Abhandlung nicht von
der Schreibweise "zehn" ausging. Tut mir leid, wenn ich die meisten
Dinge nur überfliege. Die Zeit reicht einfach nicht aus für detaillierte
Studien, außer ich finde irgendwo einen Aufhänger, der mich wirklich
interessiert und tiefere Erkenntnisse andeutet.
ArnoR schrieb:> Bild vergessen. Aber jetzt.
Ah das gemeinte Bild. Genau so ist es! Hatte ne längere Zeit mit SPICE
rumgespielt.
Jetzt die Schaltung scharf bandbegrenzt auf Rauschen analysieren.
brick-wall begrenzt, damit bei beiden Varianten vergleichbare
Noise-Werte rauskommen. Und, was stimmt? 1. Die Equivalenz durch
effektive Filterung (Ich glaube Kai hatte das geschrieben) oder 2. die
Reduktion im Verhältnis C2/C1 (Was in den Papers von Ciofi erwähnt
wird)?
>Vermutlich darf ich nicht mal fragen, wozu dieser Riesenbereich?
Habe ich hier schon mal erläutert:
Beitrag "Re: Meßverstärker für 1/f-Rauschen 0.1 - 10 Hz">Jetzt die Schaltung scharf bandbegrenzt auf Rauschen analysieren.>brick-wall begrenzt, damit bei beiden Varianten vergleichbare>Noise-Werte rauskommen. Und, was stimmt? 1. Die Equivalenz durch>effektive Filterung (Ich glaube Kai hatte das geschrieben) oder 2. die>Reduktion im Verhältnis C2/C1 (Was in den Papers von Ciofi erwähnt>wird)?
Ich hatte das mit der Äquivalenz etwas anders gemeint.
Also, da wird sich sicherlich ein rauschmäßiger Vorteil ergeben, wenn
man das geschickt macht. Aber die Sache hat natürlich ein paar Haken: Da
OPamps am Ausgang kapazitive Lasten nicht sonderlich gerne sehen, geht
das in der Regel nur mit relativ kleinen Kapazitäten, die dann
unangenehmerweise die Schaltung recht hochohmig machen. Die sehr großen
ohmschen Widerstände, die man dann trotzdem noch für das DC-Biasing
braucht, haben eventuell große Offsetfehler zur Folge. Auch das
Stromrauschen des OPamp kann sich extrem nachteilig bemerkbar machen.
Deswegen wird das sicherlich nur für CMOS- oder JFET-OPamps
funktionieren. Mit denen ist das dann aber sicherlich machbar. Ob der
Vorteil gravierend ist, dürfte von Fall zu Fall verschieden sein.
ArnoR schrieb:> Bild vergessen. Aber jetzt.
TINA kenne ich leider nicht so gut, daher hier LTspice:
Ich habe das mit Noise nun durchgespielt, also die Schaltung für
optimale Anpassung auslegen. Eingangsimpedanz 50 Ohm, Frequenzbereich
100Hz bis 10KHz. Verstärkung=40dB und dem universalopamp-Symbol von
LTspice (was in etwa dem NE5532 entspricht). Der OpAmp ist als
noise-less definiert.
Das Ergebnis ist:
(100Hz-10KHz Rin=50 Ohm v=100)
R-Variante: 6,5uVrms
C-Variante: 11uVrms
Probleme:
1. Die R-Variante bringt natürlich nur 34dB Verstärkung wegen dem
Eingangsteiler. Die C-Variante bringt 40dB.
2. Die Eingangsimpedanz ist bei der C-Variante nicht konstant. Die Noise
ist sehr stark vom gewählten C1 und C2 abhängig. Keine Ahnung wie man
die am besten auslegt. Ich habe es per Hand so getrimmt, daß sowohl bei
100Hz als auch 10KHz die Eckfrequenz liegt. Man kann mit anderen Cs auch
z.B. 3,5uVrms rausbekommen.
Im Gegensatz zur R-Variante rauscht es in Richtung niedriger Frequenz
deutlich stärker. Dort ist aber typischerweise bei natürlichen Signalen
eh Rauschen in den Quellen enthalten. Das könnte ein Vorteil sein, wenns
bei höheren Frequenzen rauschärmer ist als bei der R-Variante. Denke da
an eine FFT mit konstantem S/N pro Frequenzlinie.
Da muß man wohl noch länger drüber nachdenken. Vielleicht will ja jemand
damit spielen. Ist jetzt heute zu spät für mich.
Nebenbei zu LTspice:
Wie kann man eigentlich mehrere Noise-Analysen in einem Arbeitsgang
machen und das Ergebnis dann in einem Plot darstellen? So wie in der
AC-Analyse gehts jedenfalls nicht.
Kai Klaas schrieb:>>Vermutlich darf ich nicht mal fragen, wozu dieser Riesenbereich?>> Habe ich hier schon mal erläutert:>> Beitrag "Re: Meßverstärker für 1/f-Rauschen 0.1 - 10 Hz"
Ah ja. FFT bevorzuge ich auch.
> Ich hatte das mit der Äquivalenz etwas anders gemeint.>> Also, da wird sich sicherlich ein rauschmäßiger Vorteil ergeben, wenn> man das geschickt macht. Aber die Sache hat natürlich ein paar Haken: Da>> braucht, haben eventuell große Offsetfehler zur Folge. Auch das> Stromrauschen des OPamp kann sich extrem nachteilig bemerkbar machen.> Deswegen wird das sicherlich nur für CMOS- oder JFET-OPamps> funktionieren. Mit denen ist das dann aber sicherlich machbar. Ob der> Vorteil gravierend ist, dürfte von Fall zu Fall verschieden sein.
Mir dünkt, daß diese Schaltung ihren Vorteil vor allem bei einer
Signalquelle ausspielen kann, die stark kapazitiv ist. Also z.B. der
schon erwähnte Ultraschallwandler.
Schwingen tut da nix. Schwingprobleme hatte ich bei früheren Versionen,
die mit Widerständen arbeiteten. Da mußte der berühmte 33pF Kondi über
den CMOS-Inverter (Sind natürlich unbuffered). Wenn ich mich recht
erinnere, war das auch der erste Schritt zur Entwicklung hin zu den
reinen Kondensatorsteuerungen. Nachdem mir klar wurde, daß durch Umstieg
auf CMOS die Rauschwerte nicht viel schlechter als bei JFET sein werden,
ich aber alle Vorteile von CMOS genießen kann.
Wie das so ist, bei vielen Ideen weiß man irgendwann nicht mehr warum
überhaupt eine bestimmte Entwicklungslinie entstand ;-)
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