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Forum: Analoge Elektronik und Schaltungstechnik Messverstärker nach tangentsoft, Modifikationen


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von Frank M. (frank_m35)


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Ich möchte mir einen Messverstärker bauen um das Rauschen von DC-DC 
Wandlern im Bereich von 3V mit einem Oszilloskop (PicoScope 2205) messen 
zu können.

Ich will auch weniger eine Quantitative Aussage machen können, sondern 
eher nur eine Qualitative, d.h. er rauscht schwach/stark, diese oder 
jene Änderung verursacht mehr bzw. weniger Rauschen.

Im Thread Einfacher Messverstärker 10 Hz - 100 KHz
Beitrag "Einfacher Messverstärker 10 Hz - 100 KHz"
wurde dabei der Messverstärker von tangentsoft.net erwähnt, der recht 
brauchbar für meinen Einsatz aussieht.
http://tangentsoft.net/elec/lnmp/
Die Entwicklung der Geräte im Thread hier gehen jedoch weit über meine 
Ansprüche hinaus.

Da ich aber nicht so sehr viel Wissen im Umgang mit 
Operationsverstärkern habe brüchte ich bei der Umsetzung ein bisschen 
Hilfe bzw. ein paar Ratschläge.

Im Anhang habe ich einmal die Schaltung soweit für mich in Eagle 
umgesetzt und ein paar leichte Modifikationen vorgenommen ( und auch 
noch weitere Fragen dazu:
- Als Spannungsversorgung dienen ebefalls 8 Akkus, nur werde ich sie 
auswechseln und nicht intern laden, somit habe ich sie direkt 
angeschlossen.
- Den IC3, LT1206CT7, habe ich durch den LM7171 ersetzt, so wie auch 
hier:
Beitrag "Re: Einfacher Messverstärker 10 Hz - 100 KHz"
Grund: Günstiger, leichter zu besorgen, angenehmere Bauform. Darf ich 
das, oder kommen dadurch Probleme auf die ich übersehen habe?
- Der Ausgang wird im Original durch einen Kondensator entkoppelt? Ich 
habe die Variante im zuvor verlinkten Post bevorzugt, nur ein 
Widerstand. Übersehe ich wieder etwas?
- Der Eingang ist bei mir noch ungeschützt, jedoch weiß ich nicht wie 
ich, ohne Rauschen hinzuzufügen, den Eingang absicher. Bspw. wie 
entladen sich die Kondensatoren oder wie beschränke ich den 
Eingangsstrom beim ersten Anschließen.
- Als Eingangskondensatoren habe ich OxiCap. Oscon scheinen einen sehr 
hohen Leckstrom zu haben, daher habe ich OxiCap verwendet. 
http://de.farnell.com/jsp/search/productdetail.jsp?sku=1658016
- Für C7 und C8: 
http://de.farnell.com/jsp/search/productdetail.jsp?sku=9752722, anstatt 
die schwerer zu beziehenden und teureren Wima von der Homepage.

Danke für eure Hilfe.

von Christian L. (cyan)


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Frank M. schrieb:
> - Den IC3, LT1206CT7, habe ich durch den LM7171 ersetzt, so wie auch
> hier:
> Beitrag "Re: Einfacher Messverstärker 10 Hz - 100 KHz"
> Grund: Günstiger, leichter zu besorgen, angenehmere Bauform. Darf ich
> das, oder kommen dadurch Probleme auf die ich übersehen habe?

Vorsicht, ich habe damals übersehen, dass der LM7171 erst ab einer 
Verstärkung von +2 bzw. -1 stabil ist. Genauer:
"The LM7171 is stable for gains as low as +2 or −1." In meinem Aufbau 
habe ich mit dem dort verbauten Exemplar bis jetzt noch keine Probleme 
damit gehabt. Allerdings hatte ich kürzlich in einer anderen Schaltung 
das Problem, das er geschwungen hat. Da ist es mir erst aufgefallen. 
Vielleicht habe ich auch nur Glück gehabt in meinem Messverstärker dort 
einen LM7171 zu haben, der schon bei +1 stabil ist. Das könnte die also 
noch zum Verhängnis werden. Da der LM7171 aber glücklicherweise ein 
Standard-Pinout, sodass man leicht einen Ersatztyp finden sollte.

> - Der Eingang ist bei mir noch ungeschützt, jedoch weiß ich nicht wie
> ich, ohne Rauschen hinzuzufügen, den Eingang absicher. Bspw. wie
> entladen sich die Kondensatoren oder wie beschränke ich den
> Eingangsstrom beim ersten Anschließen.

Mach es so wie ich, baue einen Schutzwiderstand in Reihe ein, welcher 
den Eingangsstrom begrenzt. Nachdem du etwas angeschlossen hast wartest 
du bis die Kondensatoren sich entsprechend aufgeladen haben und dann 
überbrückst du den Widerstand.
Allerdings glaube ich nicht, dass du den brauchst, da deine 
Eingangsspannungen ja nur im Bereich von 3V liegen sollen. Da die 
Versorgungsspannung der OPVs höher ist, wird keiner der pn-Übergänge 
leitend, da du dich innerhalb des Input Common Mode Voltage Range 
bewegst.

LG Christian

von Frank M. (frank_m35)


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Danke für die Hinweise. Ich habe nun doch noch eine SOIC Variante vom 
LT1206 bei Digikey gefunden, dort muss ich eh noch andere Dinge 
bestellen :-) Ich will es möglichst weitgehend in SMD bauen.

Auch den Schalter habe ich eingebaut, weg lassen kann ich ihn dann immer 
noch und vielen Dank für die Begründung.
Realisiert durch einen normalen Schalter, nicht als Taster wie bei dir, 
das war mir zu aufwendig ^^

Den Ausgang habe ich nun wieder wie im Original, hatte nicht gesehen, 
dass das ein Hochpass war.

von Ulrich (Gast)


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Sofern man keine 50 Ohm Last am Ausgang treiben will, reicht für den 
Ausgang eigentlich auch ein mehr oder weniger normaler OP, der ggf. auch 
noch mit weniger Strom auskommt. Der 50 Ohm Widerstand sollte aber 
natürlich trotzdem rein. Die neue Version des Ausgangs ist 
problematisch, denn die verträgt wohl keine Kapazitive Last (z.B. ein 
Kabel ohne Abschluss).

Für einen Schutz des Eingangs der wenig rauscht, gibt es von Maxim 
spezielle ICs als Schutz bis etwa 40 V (Max366, ggf. 3 Kanäle parallel), 
alternativ kann man die entsprechende Schaltung auch aus diskreten 
depletion mode FETs aufbauen, dann ggf. auch für höhere Spannungen. Ggf. 
braucht es dann auch noch etwas stärkere Dioden als Schutz.

Bei der Version mit dem Schalter sollte der 100 Ohm Widerstand vor die 
Schutzdioden, dann hat man wenigstens die 100 Ohm um den Strom zu 
begrenzen. Ggf. könnte man die 100 Ohm auch als Sicherungswiderstand 
wählen. Vom Aufbau her würde ich aber ohnehin die Variante als nicht 
invertierender Verstärker bevorzugen, weil man da einen höheren 
Eingangswiderstand hat und etwas weniger Rauscht.

von Christian L. (cyan)


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Ulrich schrieb:
> Für einen Schutz des Eingangs der wenig rauscht, gibt es von Maxim
> spezielle ICs als Schutz bis etwa 40 V (Max366, ggf. 3 Kanäle parallel),
> alternativ kann man die entsprechende Schaltung auch aus diskreten
> depletion mode FETs aufbauen, dann ggf. auch für höhere Spannungen.

Hast Erfahrungen mit diesen ICs? Wie sieht es den mit dem Rauschen aus? 
Bei 5V hat der Kanal einen Widerstand von etwa 80 Ohm. Was etwa 
1,15nV/sqrt(Hz) ergibt. Aber wie viel Rauschen kommt noch durch den 
Halbleiter und andere Effekte hinzu? Leider gibt es dafür keine Angaben.

LG Christian

von Martin (Gast)


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Interessant ich verstehe da zwei Sachen nicht so ganz.

Wozu 4 * c am Eingang parallel ? Keine passenden C da oder macht das 
signaltechnisch
Einen Unterschied ?

Die Dioden im Eingang...wofür sind die den gut ?

von Frank M. (frank_m35)


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Danke für das Feedback, Widerstand am Ausgang nach der logischen 
Begründung wieder rein und Diode hinter dem Widerstand.

Was führt am Eingang zum Rauschen? Ich bin von einem hohen Leckstrom 
ausgegangen. Daher die BAV199, 3pA, anstatt wie bei Christian zwei 
1N4148, 25nA.
Die wenigen JFETs die ich mal überflogen habe hatten mehr als 3pA.

Bzgl. nichtinvertierend:
Darf ich fragen warum dadurch das Rauschen geringer sein soll und warum 
der Eingangswiderstand höher?
Ansonsten wäre die Schaltung identisch nur, dass die zwei OpAmps 
nichtinvertierend arbeiten würden?
Ich habe kein Problem das nichtinvertierend umzusetzen sofern es 
Vorteile bietet, wenn ihr dann nochmal einen prüfenden Blick drauf 
werft. Da ich eben selten und wenig mit OpAmps arbeite habe ich mich 
einfach mal strikt an das erprobte von Tangentsoft gehalten.

@Martin:
Der Zweck der Dioden: Überspannungsschutz
http://www.elektronik-kompendium.de/public/schaerer/ovprot.htm

Im Original wird ein Elektrolyt-Kondensator verwendet. Diese gibt es mit 
hohen Kapazitäten und hoher Spannung. Da ich aber meist nur 
DC-Spannungen kleiner 5V messen will dachte ich mir, kann ich mir auch 
so etwas Exotisches wie OxiCap oder Oscon anschauen. Beide sollen sehr 
gut sein, werden immer mal wieder als hochwertig angepriesen und wurden 
auch von tangentsoft.net erwähnt. Die Oscon haben aber einen verdammt 
hohen Leckstrom, 600uA @ 470uF:
http://www.farnell.com/datasheets/6160.pdf
Die OxiCap hingegen 20uA @ 100uF, dafür sind 10V nur in 100uF 
erhältlich,
http://www.farnell.com/datasheets/84571.pdf
also brauch ich 4 davon um auf 400uF zu kommen.
Ob es sich wirklich lohnt, keine Ahnung, nachher rauschen die mehr als 
ein guter Elektrolyt? Denn wenn ich einen Elektrolyt vergleiche, so hat 
der fast einen geringeren Leckstrom.
Oder ich integriere einfach Oxicap und Elektrolyt und mache einen 
Umschalter rein, dann könnte ich auch später noch höhere Spannungen 
messen und ich würde sehen ob sich was ändert?
Aber von was hängt das Rauschen bei Kodensatoren in diesem Einsatz 
vornehmlich ab?

von branadic (Gast)


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Frank M. schrieb:
> Aber von was hängt das Rauschen bei Kodensatoren in diesem Einsatz
> vornehmlich ab?

Stromrauschen aufgrund von Leckströmen. Daher Kondensatoren mit geringem 
Leckstrom verwenden und ein Formieren der Kondensatoren vor dem Messen 
in Betracht ziehen.
Für den 0.1-10Hz Verstärker habe ich verschiedene 
Elektrolytkondensatoren von Reichelt untersucht und herausgefunden, dass 
die 85°-Typen (Yageo) um Größenordnung bzgl. Leckstrom besser sind als 
die 105°-Typen (Jamicon und Samwha). Für den Vertsärker benötigte ich 
1.000µF || 2.200µF und habe welche gefunden die in dieser Kombi <<5nA 
nach 24h an einem 9V-Block zeigten.

von Martin (Gast)


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Hey,

Danke für de Informationen. Die "Kondensatorenbatterie" macht für mich 
nun Sinn.
Habe nicht an die Leckströme  eigen Rauschen  etc. gedacht.

Das mit den Dioden als Spannungsschutz verstehe ich aber nicht
in der der Schaltung oben.


Nach meinen Verständnis würde nur die "linke" Diode greifen bei zu hohen
negativen Eingangsignal. Bei zu hohen Positiven Signal passiert nichts.
Die Rechte Diode ist hier dann quasi ohne Funktion.

von Frank M. (frank_m35)


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Martin schrieb:
> Nach meinen Verständnis würde nur die "linke" Diode greifen bei zu hohen
> negativen Eingangsignal. Bei zu hohen Positiven Signal passiert nichts.
> Die Rechte Diode ist hier dann quasi ohne Funktion.
Hinter dem Kondensator hat man AC, da er DC blockt. Spannung wird dort 
in Bezug auf GND gemessen, d.h. Spannungsschwankungen größer bzw. 
kleiner 0.7V in Bezug auf GND sollten durch die Doppeldiode abgeführt 
werden. Wenn man dann den Widerstand noch davor setzt wird der Strom 
durch die Dioden auch noch begrenzt.
Die max. Höhe der DC-Eingangspannung sollte eigentlich nur durch die 
max. zulässige Spannung der Kondensatoren begrenzt sein.

von Abdul K. (ehydra) Benutzerseite


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Die BAV199 sieht doch eh keine nennenswerte Spannung. Was soll sie also 
groß rauschen? Auch ihr thermisches Rauschen ist vernachlässigbar 
gegenüber den anderen Widerständen, da der differentielle Widerstand bei 
UF=0V ziemlich groß ist.

Eventuelle Offsetspannung kann man noch durch einen Kondi in Reihe zum 
Masseanschluß der BAV199 eliminieren. Sieht man in den Schaltplänen von 
Bruce Griffiths:
http://ko4bb.com/~bruce/CLKSHPR.html

Muß man halt abwägen ob sinnvoll.


Hier noch Schutz durch eine Dioden-Bridge:
http://ko4bb.com/~bruce/PowerSupplyNoisePreamp3.gif

von Christian L. (cyan)


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Frank M. schrieb:
> Daher die BAV199, 3pA, anstatt wie bei Christian zwei
> 1N4148, 25nA.
> Die wenigen JFETs die ich mal überflogen habe hatten mehr als 3pA.

Naja, der Input Bias Current des AD797 ist mit typ. 250nA deutlich 
größer. Außerdem ist der AD797 je eher für niederohmige Quelle gedacht. 
Da macht es auch kaum einen unterschied.

Welche Bandbreite willst du eigentlich erreichen? Ich frage das, da du 
zwei Stufen mit einer Verstärkung von je 10 hast. Vielleicht kannst du 
auch gleich mit einer Stufe bei einer Verstärkung von 100 arbeiten, dann 
sinkt das Rauschen auch noch mal ein bisschen. Außerdem kann man die 
Schaltung dann etwas niederohmiger gestalten und damit nochmal etwas 
Rauschen einsparen.

LG Christian

von Frank M. (frank_m35)


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Christian L. schrieb:
> Welche Bandbreite willst du eigentlich erreichen? Ich frage das, da du
> zwei Stufen mit einer Verstärkung von je 10 hast. Vielleicht kannst du
> auch gleich mit einer Stufe bei einer Verstärkung von 100 arbeiten, dann
> sinkt das Rauschen auch noch mal ein bisschen. Außerdem kann man die
> Schaltung dann etwas niederohmiger gestalten und damit nochmal etwas
> Rauschen einsparen.

Das weiß ich nicht, da ich bisher keine Ahnung habe wie das Rauschen 
aussieht oder aussehen wird, konnte es ja noch nie so recht messen.
Das Oszilloskop hat eine Bandbreite von 25MHz, die Spannungswandler 
arbeiten mit einer Frequenz bis max. 1MHz.
Aber was ich dann brauche um das Rauschen zu analysieren, keine Ahnung.
Die Schaltung mit dem ca. 8MHz@Gain 10 OpAmp AD797 soll ja für 100kHz 
gut sein, denke schon, dass ich das auch brauche ^^

Dass man in der ersten Stufe am besten so stark verstärkt wie möglich, 
und nicht versucht es auf zwei aufzuteilen um Rauschen gering zu halten, 
habe ich auch schon öfters gelesen. Aber eben auf Kosten der Bandbreite. 
Und hier weiß ich eben nicht was ich brauche.

Der AD797 hat bei Gain 100 eine Bandbreite von 1MHz, durch die 
sogenannte Bandwidth Enhancement 1.5MHz (nur auf welche kosten?)
> Bandwidth enhancement via decompensation is achieved by connecting a
> capacitor from Pin 8 to ground (see C1 in Figure 45).
> Adding C1 results in subtracting from the value of the internal
> compensation capacitance (50 pF), yielding a smaller effective
> compensation capacitance and therefore a larger bandwidth. The benefits
> of adding C1 are evident for closed-loop gains of ≥100. A maximum value
> of ≈33 pF at gains of ≥1000 is recommended. At a gain of 1000, the
> bandwidth is 450 kHz.


Im Datenblatt zum AD797 steht auch was zu dem was Ulrich angesprochen 
hat:
http://www.analog.com/static/imported-files/data_sheets/AD797.pdf
Seite 13, vor allem Fig 39.
> Low noise preamplification is usually performed in the non-
> inverting mode (Figure 39). For lowest noise, the equivalent resistance
> of the feedback network should be as low as possible.

Wird's wohl zwei mal diese nicht-invertierende Schaltung werden, mit 
Gain 10 (oder mehr), gefolgt vom LT1206. Auf ein Poti zum nachregeln 
werde ich wohl auch eher verzichten, die Widerstände haben eine 
Präzision von 0.1%, und ich brauche ja keine 100% korrekte Messwerte.

von Christian L. (cyan)


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Hmm ok, wenn du so eine hohe Bandbreite brauchst, dann kommst du wohl 
nicht um ein mehstufiges Design herum.

LG Christian

von Frank M. (frank_m35)


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Nun habe ich die Schaltung nicht-invertierend, nach dem Datenblatt vom 
AD797, gezeichnet.

Passt das so weit? Habe ich irgendwo einen groben Fehler?

Fragen:
- Sollte  ich zwischen dem Ausgang des ersten und Eingang des zweiten 
OpAmp noch einen Widerstand setzen?
- Braucht der OpAmp am Ausgang noch einen Widerstand gegen Masse? Im 
Datenblatt in den Schaltungen taucht immer wieder ein R_L auf, was genau 
macht er.
- Für die Verstärkung habe ich jetzt durchgängig identische Widerstände 
verwendet. Spricht da was dagegen, weil Tangentsoft unterschiedliche 
Werte verwendete.

von ArnoR (Gast)


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IC1 hat am NI-Eingang keinen Gleichstrompfad und du willst die 
Eingangskondensatoren wirklich über den OPV-Eingang umladen?

Ich würde den ersten AD797 100-fach verstärken lassen und auf den 
zweiten verzichten, denn wegen der unsäglichen Tricksereien in der 
Frequenzgangkorrektur verliert der bei auf 40dB steigender Verstärkung 
nur wenig an Bandbreite. Man schafft so 1MHz und weniger Rauschen, wenn 
man zur Verstärkungserhöhung R1 verkleinert.

von Frank M. (frank_m35)


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Danke für dein Feedback.
So langsam macht's mit der Bandbreite mehr Sinn.
Normalerweise sollte ich eine Bandbreite von 1MHz bei 100-facher 
Verstärkung hinbekommen, d.h. ein Sinus mit f=1MHz wird korrekt 
verstärkt.
In der Schaltung von http://tangentsoft.net/elec/lnmp/, da nur 10-fach 
Verstärkt wird, sind 6MHz oder mehr drin. Aus 'Stabilitätsgründen' 
beschränkt er es, durch den parallelen Kondensator zum 
Feedback-Widerstand, auf 100kHz.
D.h. die Doppel-Stufe absolut keinen Sinn, da in der ersten Stufe ohne 
Einbusen schon 100-fach Verstärkt werden kann. Richtig?

Momentan habe ich keine Bandbreitenbeschränkung drin. Sollte ich sie 
auch auf 100kHz beschränken? Wenn ja mit welchem Wert, wie berechnet 
sich der?


ArnoR schrieb:
> IC1 hat am NI-Eingang keinen Gleichstrompfad und du willst die
> Eingangskondensatoren wirklich über den OPV-Eingang umladen?
Wie schon am Anfang des Threads gesagt, ich habe nicht so sehr viel 
Erfahrung mit OPs und verstehe somit nicht was du damit meinst.

von Ingo W. (Gast)


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Frank M. schrieb:
> Passt das so weit? Habe ich irgendwo einen groben Fehler?

Wenn du die letzte Stufe auf Verstärkung 10 stellst, dürfte der HP 
anfangen zu schwingen. Besser das rechte Ende von R7 an den 
invertierenden Eingang, dann sollte der HP auch mit 10-facher 
Verstärkung stabil sein.
mfG vom ingo

von ArnoR (Gast)


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> verstehe somit nicht was du damit meinst.

Stell dir mal vor, dein Messverstärker ist eingeschaltet worden, der 
Eingang ist offen und die Eingangskondensatoren sind entladen (Uc=0). 
Nun verbindest du den Schaltungseingang mit einem 3V-Spannungsregler. 
Jetzt müssen die Kondensatoren auf diese 3V umgeladen werden. Überleg 
dir mal die Strompfade. Auf der Minusseite der Elkos gibt es nur die 
Schutzdioden und den OPV-Eingang, und daher kann nur darüber ein 
Umladestrom fließen. Du brauchst noch einen Widerstand vom NI-Eingang 
nach Masse. Außerdem braucht der OPV einen Eingangsstrom (Bias), ohne 
den kann der nicht arbeiten, auch das macht dann dieser Widerstand.

von Ulrich (Gast)


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Es fehlt der Gleichstrompfad für den Eingang, d.h. ein Widerstand (z.B. 
10 K) parallel zu den Schutzdioden. Das Rauschen des Widerstandes ist 
nicht so kritisch, kommt nur unterhalb der unteren Grenzfrequenz (oder 
bei einem offenem Eingang) so richtig zum tragen.
Die Schutzdioden sollten ruhig größer sein (ggf. sogar 1N4007 oder 
ähnlich) wegen der kleinen Spannung tragen sie praktisch nicht zum 
Rauschen bei, lediglich ein bisschen zur Eingangskapazität - die 
Leckströme der Elkos bzw. der Bias des OPs werden deutlich größer sein.

Die Widerstände in der 2. Stufe dürfen etwas größer werden, da ist das 
Rauschen schon nicht mehr so kritisch, und ggf. ginge sogar ein 
billigerer und sparsamerer OP (wie z.B. OP37).

Auch für den Ausgang braucht man in der Regel keinen so leistungsstarken 
OP. Bei kleinen Pegeln wie für den Eingang des Oszilloskops kann auch 
ein "normaler" OP einen 50 Ohm Ausgang Treiben.

Die Umschaltung der Verstärkung am Ausgang dürfte wegen der 
Filterfunktion nicht funktionieren. Damit würde sich auch die 
Filterfunktion verändern. Die Umschaltung der Verstärkung - sofern man 
das überhaupt braucht, würde ich eher in der 2. Stufe realisieren, ggf. 
auch einfach die 2. Stufe übergehen.

So ein Schutz IC sollte nicht wesentlich mehr rauschen als der 
On-Widerstand. Es kommen wohl ein paar Leckströme dazu, aber die sollten 
gegen den OP vernachlässigbar sein. Für einen kleineren Widerstand 
könnte man auch 2 oder 3 Kanäle parallel schalten.

Sinnvoll wäre noch eine Anzeige, wenn die ersten Stufen z.B. durch ein 
DC Signal (z.B. vom Einschalten) in die Begrenzung gehen. Durch den 
Filter am Ausgang sieht man das da ggf. nicht, weil die untere 
Grenzfrequenz für den Eingang deutlich tiefer liegen wird als der Filter 
am Ausgang.

von Frank M. (frank_m35)


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Also der Widerstand parallel zur Diode wurde eingefügt, 1kOhm.
Ebenso ist nun nur noch 1 AD797 mit Verstärkung 100 drin, siehe Anhang. 
(C4 und R5 passen noch nicht und sind optional)

Die Diode, BAV199, denke ich, sollte bei mir ausreichen. Ich arbeite ja 
auch nur mit kleinen DC-Spannungen.
Ein extra Schutz-IC, wie bspw. den von dir genannten MAX366 hat halt 
wieder einen Serienwiderstand von 100Ohm (33 Ohm wenn ich alle drei 
Eingänge verwende) und ist für nur noch kleinere Spannungen und Ströme 
als die BAV199 ausgelegt. Also braucht man da die Dioden zusätzlich, wie 
in Figure 7 des Datenblatts: 
http://datasheets.maximintegrated.com/en/ds/MAX366-MAX367.pdf
Aber da das alles ja eh hinter Kondensatoren sitzt, und ich nur kleine 
Spannungen habe, denke ich die BAV199 sollten ausreichen, oder denke ich 
da falsch?

Und ja, Ingo Wendler hat recht, die Verstärkung und Filter in einem 
schwingt mit 3.4Hz laut http://sim.okawa-denshi.jp/en/OPstool.php, 
akzeptiert :-) Gilt das auch für den verwendeten Current Feedback 
LT1206, da dieser Stromgesteuert und nicht Spannungsgesteuert ist, oder 
ist das unwichtig?

Nichtsdestotrotz, die Schaltung hat ja mit der von tangentsoft eh kaum 
noch was gemeinsam, wird eher zu einer Lite-Edition von Christians 
Version, also kommt's auf diese Änderung auch nicht mehr an.

Nur wie am besten abändern? Bspw. den OPA228 
http://www.ti.com/lit/ds/sbos110a/sbos110a.pdf (Nachfolger des OP37) mit 
Gain 10 hinter den AD797 setzen und dahinter dann noch ein aktives HP 
Filter das dann auch den Ausgang darstellt. Da er Unity-Gain-stable ist, 
kann ich ihn dann auch auf Verstärkung 1 wie gehabt umschalten.
Somit könnte ich auch den doppelten OPA2228 verwenden, sofern die 20mA 
(40mA max.) ausreichen für ein Oszilloskop?
Für dieses Filter brauche ich da überhaupt dann noch solche extra-teuren 
Folienkondensatoren oder reicht da dann auch ein Keramik?

Oder ist es sinnvoller vor der zweiten Verstärkung den Hochpass zu 
setzen?

Das mit dem Clipping werde ich mir mal nochmals bei Christians Schaltung 
genauer anschauen.

von Christian L. (cyan)


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Frank M. schrieb:
> Da er Unity-Gain-stable ist,
> kann ich ihn dann auch auf Verstärkung 1 wie gehabt umschalten.

Vorsicht, der OPA228 ist nicht 1 stabil, sondern nur der OPA227.

Im Layout würde ich die beiden Kondensatoren zur 
Frequenzgangkompensation des AD797 durch zwei Trimmer realisieren. Die 
Toleranzen von Festwertkondensatoren sorgen recht schnell dafür, dass du 
das Maximum an Bandbreite nicht mehr erreichst.

Der Schaltungsteil für das Clipping in meiner Schaltung ist ein 
einfacher Fensterkomparator, den man einfach so abgleicht, dass er kurz 
vor der Aussteuergrenze ausschlägt.

LG Christian

von Frank M. (frank_m35)


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So, dann nochmals fast alles umgemodelt und freue mich über eure Kritik 
zu diesem Lösungsansatz:
Die erste Verstärkung ist 100 fach mit eine AD797, also wie gehabt.
Danach geht es an einen zweiten AD797 mit variabler Verstärkung, 1, 10, 
100, 1000, nach Vorlage von 
http://www.analog.com/static/imported-files/tutorials/mt-072.pdf.
Dahinter dann ein 2.6Hz Hochpass und nach einem 50 Ohm Widerstand geht's 
an den Ausgang.

Die Umschaltung habe ich bei Christian abgeschaut, ebenfalls ein 
74HC4017. Die Spannung sollte max. 6V bei 4 Batterien sein, somit kein 
Problem bei geeignetem 4017er IC. Dieser steuert einen ADG412 Precision 
Quad SPST Switch an, bei dem VDD und Vlogic ebenfalls auf 6V max. sind, 
ich hoffe ich habe da keinen Denkfehler grad drin.
Was noch fehlt sind LEDs zur Anzeige der Verstärkung und ggf. noch der 
Clipping-Teil.

Da ich ja kein Filter zwischen den beiden OPs habe ist das Clipping 
meiner Meinung nach Überflüssig, da ich ja einfach am Ausgang sehe ob 
max. ausgesteuert wird oder nicht.

Reicht das RC-Filter am Ausgang, oder hätte ein Aktives Filter zwischen 
den beiden OPs noch rein gehört?

Liege ich in der Annahme richtig, dass der AD797 den Ausgang treiben 
kann und ich nicht noch einen Buffer brüchte?

Kann ich IC1 und IC2, also die beiden AD797 wie gezeigt über ein 100 Ohm 
Widerstand (Figure 37 aus dem Datenblatt) verbinden? Oder muss ich da 
was beachten?
Auch der Filterwiderstand, 600 Ohm, nach IC2 habe ich so gewählt wegen 
der Schaltung in Fig. 37 aus dem Datenblatt.

zur Frequenzgangkompensation:
Um diese mit einem Trimmer zu justieren müsste ich doch ein geeignetes 
Testsignal, d.h. Sinus mit 1-2MHz am Eingang anlegen und dessen 
Verstärkung am Ausgang betrachten. So ein Testsignal habe ich aber 
nicht, daher könnte ich es gar nicht justieren. Oder macht man das 
anders?

von Christian L. (cyan)


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Frank M. schrieb:
> Danach geht es an einen zweiten AD797 mit variabler Verstärkung, 1, 10,
> 100, 1000, nach Vorlage von

Allerdings kannst du bei einer Verstärkung von 1000 keine 1,5MHz mehr 
erreichen. Auch müsste man für jede Verstärkung die 
Kompensationskondensatoren neu einstellen. Deswegen habe ich die 
Verstärkung mehrstufig aufgebaut. Du solltest dir auch überlegen, ob du 
wirklich eine Verstärkung von 100k benötigst. Schau dir mal das 
Eingangsrauschen an:
Beitrag "Re: Einfacher Messverstärker 10 Hz - 100 KHz"
Selbst im Bandbreiten begrenzten Fall hat das Rauschen bereits einen 
Spitze-Spitze Wert von fast 2µV. Bei einer Verstärkung von 100k sind das 
schon 0,2Vss. Dein Verstärker hat sogar bloß einen OPV am Eingang, 
sodass dein Rauschen nochmal 1,414 mal höher ist. Ohne 
Bandbreitenbegrenzung ist das Rauschen sogar deutlich größer.

> Die Umschaltung habe ich bei Christian abgeschaut, ebenfalls ein
> 74HC4017.

Schön wäre natürlich noch eine kleine Anzeige z.B. durch LEDs, welche 
Verstärkung gerade eingestellt ist. Falls der Taster doch mal zu stark 
prellt könnte man leicht eine Stufe überspringen, ohne dass man es 
merkt.

> Da ich ja kein Filter zwischen den beiden OPs habe ist das Clipping
> meiner Meinung nach Überflüssig, da ich ja einfach am Ausgang sehe ob
> max. ausgesteuert wird oder nicht.

Du hast aber noch einen Hochpass am Ausgang deiner Schaltung. Also 
siehst du ein mögliches Clipping nicht.

> Liege ich in der Annahme richtig, dass der AD797 den Ausgang treiben
> kann und ich nicht noch einen Buffer brüchte?

Der AD797 ist dafür stark genug. Der Eingangswiderstand deines 
Oszilloskops beträgt 1MOhm, bzw. lässt sich doch bestimmt darauf 
einstellen.

> Um diese mit einem Trimmer zu justieren müsste ich doch ein geeignetes
> Testsignal, d.h. Sinus mit 1-2MHz am Eingang anlegen und dessen
> Verstärkung am Ausgang betrachten. So ein Testsignal habe ich aber
> nicht, daher könnte ich es gar nicht justieren. Oder macht man das
> anders?

Dafür nimmt man ein Rechtecksignal von ein paar 10kHz mit möglichst 
guten Flanken. Danach variierst du die Trimmer so, dass das 
Überschwingen minimal wird und die Flankensteilheit am Ausgang maximal. 
Das Ergebnis sieht man im Bild Anstiegszeit.jpg im ober verlinkten 
Beitrag.

LG Christian

von ArnoR (Gast)


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> Danach geht es an einen zweiten AD797 mit variabler Verstärkung, 1, ...

Das ist keine gute Idee. Der AD797 ist als Spannungsfolger (V=+1) nicht 
gut geeignet und nur mit bestimmter Beschaltung unter optimalen 
Bedingungen stabil und macht 25% Überschwingen, auch im Frequenzgang.

> Liege ich in der Annahme richtig, dass der AD797 den Ausgang treiben
> kann und ich nicht noch einen Buffer brüchte?

Nicht bei Verstärkung 1, da verträgt der AD797 praktisch keine 
Lastkapazität und ist als Treiber ungeeignet.

von Frank M. (frank_m35)


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Ja, die 1000 fache Verstärkung ist recht sinnlos, aber ohne Zusätze kann 
sie implementiert werden, daher habe ich sie mit übernommen, auch wenn 
ich sie vermutlich nie verwenden kann/werde. Eine Umrechnung auf bspw. 
1,10,50, 100 habe ich nicht hinbekommen.

Danke für den Hinweis mit den Kondensatoren und deren extra Anpassung 
pro Verstärkung. Aber vielleicht lassen sie sich auf einen akzeptablen 
Mittelwert für Gain 1 und 10 einstellen. Auf jeden Fall werde ich dort 
Trimmer einbauen, nachdem ich nun auch weiß wie ich es abgleichen kann.

Die Anzeige kommt noch, ebenso das Clipping.

@ArnoR:
Woher weiß man das?
Im Datenblatt selbst wird er ja sogar als Voltage Follower in einer 
Beispielschaltung verwendet, daher habe ich angenommen dass Gain 1 
problemlos möglich sein sollte. Ebenso in dem Tutorial von AD, von dem 
ich die Gain-Umschaltung abgekupfert habe, ist Gain 1 drin.
Würde Gain 2 das Problem beheben? Das sollte ja leicht durch Anheben von 
R17 in die Kaskade implementierbar sein.

von ArnoR (Gast)


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> Woher weiß man das?

Was genau meinst du mit der Frage?

Was das Überschwingen betrifft, Figure 27 im DB, und die Lastkapazität 
Figure 42. Wobei sich das wiederum auf ein Überschwingen von ca. 2-3dB 
beziehen dürfte.

von Frank M. (frank_m35)


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ArnoR schrieb:
> Was das Überschwingen betrifft, Figure 27 im DB, und die Lastkapazität
> Figure 42. Wobei sich das wiederum auf ein Überschwingen von ca. 2-3dB
> beziehen dürfte.
Danke, genau das war die Frage.

So, nachdem der OP nicht gut geeignet ist für eine Verstärkung 1 und 
auch 2 nichts verbessert wie man an den Diagrammen sieht, der OP228 
ebenfalls nicht, der OP227 zu langsam, kommt jetzt nochmals eine 
Änderung:
Bei Verstärkung 100 wird der Ausgang direkt vom ersten OP 
durchgeschleift.
Bei Verstärkung 1000 wird der Ausgang des zweiten, nach 10-fach 
Verstärkung durchgeschleift.
Bei Verstärkung 10k wird der Ausgang des zweiten, nach 100-fach 
Verstärkung durchgeschleift.

Funktioniert das, dass der zweite OP dennoch angeschlossen bleibt und 
vermutlich ständig übersteuert falls ich nur Verstärkung 100 brauche? 
Also kann er Störungen rein bringen? Oder sollte ich ihn dann abklemmen?

Der Übergang vom ersten zum zweiten OP, brauche ich da noch einen 
Widerstand gegen Masse, sodass wieder ein Strom fließen kann, wie es 
Christian mit 1k gemacht hat?

(PS: Das Clipping kommt noch, hatte bisher nur keine Zeit)

von Ulrich (Gast)


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Ein am Ausgang übersteuerter OP kann eine gewisse Rückwirkung haben. Zum 
einen über die Versorgungsspannung und zum anderen auch über den 
Eingang, vor allem wenn der OP Schutzdioden zwischen den Eingängen hat, 
sowie etwa der OP27. Da wäre es schon besser das der nicht benutzte OP 
auch am Eingang abgeschaltet wird.

Beim Ausgang des 1. OPs braucht man keinen Widerstand nach GND. Der OP 
kann im Gegensatz zu den Elkos am Eingang auch Gleichstrom liefern, und 
arbeitet auch ohne Last stabil.

Wenn eine hohe Verstärkung angestrebt wird, wäre ein Offsetabgleich für 
den ersten OP sinnvoll: einmal ggf. den am OP selber, und dann noch 
extra für den Biasstrom, denn typisch 250 nA Bias vom AD797 an 1 K geben 
schon 250 µV, die man besser nicht über den OP internen Abgleich 
korrigieren sollte.

Gerade der AD797 ist für eine variable Verstärkung bei hoher Frequenz 
oder als Ausgangstreiber keine so gute Wahl. Als Treiber lieber ein 
unity Gain stabiler OP der auch ohne Tricks schnell ist, und dann immer 
mit etwas Gain 2 oder 10 arbeitet.

von Frank M. (frank_m35)


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D.h. ich fuege noch einen Schalter zum Trennen der beiden OPs ein und 
lege den Eingang im getrennten Zustand auf Masse.

Das Poti fuer den Offsetabgleich des OPs kann ich noch in die Schaltung 
einfuegen. Den Offset des Bias-Stroms weiss ich aber nicht wie, ohne 
auch wieder vermutlich Rauschen rein zu bringen. Ueberhaupt ist es 
vermutlich overkill.
Da es auch die anderen Schaltungen die ich so angeschaut habe nicht 
beinhalten frage ich mich ob es wirklich noetig ist.
Oder ist es doch ratsam einfach noch einen RC-Hochpass zwischen den 
beiden OPs einzufuegen wodurch ja auch der Offset rausgefiltert werden 
muesste? Wie bspw. hier: www.mikrocontroller.net/topic/207061#2060389

Schade, dass der A797 sich nun in der zweiten Stufe doch nicht so gut 
eignet. Im Datenblatt wird er doch angepriesen, dass er einen recht 
hohen Ausgangstrom von 50mA liefern kann.

Wie waere die Loesung den zweiten AD797 durch einen OPA228 zu ersetzen 
und den letzten Hochpass durch einen OPA227 mit einem Sallen-Key 
Hochpass Filter? Somit treibt der OPA227 immer den Ausgang, der Ausgang 
sollte sauber gefiltert sein. Zwischen dem AD797 und dem OPA228 dann 
noch ein RC Hochpass wie im Link zu Anja's Post (macht ein Tiefpass hier 
Sinn?) um den Offset raus zu bekommen?

von ArnoR (Gast)


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> Den Offset des Bias-Stroms weiss ich aber nicht wie, ohne
> auch wieder vermutlich Rauschen rein zu bringen

Du könntest den 100-fachen Biasstrom des AD797 (also ~25µA) von einem 
positiven Potential gegen Masse in R1 einprägen, z.B mit einem einfachen 
Widerstand 240k gegen +6V. 240k ergeben in der Teilung mit 10R (R1) 
praktisch keinen Rauschzuwachs. Natürlich ist die Kompensation nur so 
stabil wie die 6V.

von ArnoR (Gast)


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ArnoR schrieb:
> gegen +6V

sollte -6V heißen

von Frank M. (frank_m35)


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ArnoR schrieb:
>> Den Offset des Bias-Stroms weiss ich aber nicht wie, ohne
>> auch wieder vermutlich Rauschen rein zu bringen
>
> Du könntest den 100-fachen Biasstrom des AD797 (also ~25µA) von einem
> positiven Potential gegen Masse in R1 einprägen, z.B mit einem einfachen
> Widerstand 240k gegen +6V. 240k ergeben in der Teilung mit 10R (R1)
> praktisch keinen Rauschzuwachs. Natürlich ist die Kompensation nur so
> stabil wie die 6V.

Danke, dachte man macht das so:
http://e2e.ti.com/blogs_/b/thesignal/archive/2012/04/11/input-bias-current-cancelation-resistors-do-you-really-need-them.aspx
Also einen Widerstand wieder in Reihe.

Wenn ich es nochmal wie bei TI nachrechne:

Also nur 2.5uV, somit halb so wild oder habe ich mich verrechnet? (Sind 
die 1k von Ulrich von R3?, kommt darueber der Fehler? Aber wie kommt er 
auf 250uV?)

von ArnoR (Gast)


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> Sind die 1k von Ulrich von R3?, kommt darueber der Fehler?

Ja.

> Aber wie kommt er auf 250uV?

Na das hat er doch erläutert: 1k*250nA (Biasstrom des AD797)=250µV.

> dachte man macht das so:
> http://e2e.ti.com/blogs_/b/thesignal/archive/2012/...
> Also einen Widerstand wieder in Reihe.

Das geht bei dir wegen des Rauschens nicht und außerdem hast du es auch 
noch falsch verstanden. Du müsstest direkt vor den I-Eingang des AD797 
einen 990R Widerstand legen, was aber das Rauschen stark erhöhen würde.

Alternativ könntest du in Reihe zum R1 einen großen Kondensator legen, 
dann ist der Offset auch weg.

von Frank M. (frank_m35)


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Vielen Dank fuer deine prompte Antwort.
Zu dem Artikel von TI: Also in den Bildern zum non-inverting ist Rb, der 
Widerstand um dem in dem Artikel diskutiert wird, zwischen Vin und 
+Eingang. Ebenso wird er berechnet durch
> its value equal to the parallel combination of R1 and R2
Von daher verstehe ich leider nicht wie du ploetzlich auf 990R kommst 
und warum der Widerstand direkt am -Eingang liegen soll wenn im Artikel 
er wo ganz anders sitzt?

Und auch die Berechnung von Ulrich verstehe ich auch noch nicht, das 
wuerde ja bedeuten, wenn R3 noch groesser wird, dann nimmt das noch 
staerker zu? Irgendwie sehe ich den Zusammenhang zwischen R3 und Bias 
current nicht.

Ausser: Ulrich hat auch die 2.5uV am Eingang wie im TI-Artikel 
berechnet, nur habe ich vergessen diese dann 100-Fach zu verstaerken 
wodurch am Ende ich 250uV Offset am Ausgang bekomme?

von ArnoR (Gast)


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Der Biasstrom fließt in die OPV-Eingänge und hat typ. den Wert 250nA. Am 
NI-Eingang des OPV liegt als Gleichstrompfad nur R3 mit 1k. Daher 
erzeugt der darüber fließende Biasstrom dort 250µV. Am I-Eingang liegt 
gleichstrommäßig die Parallelschaltung aus R1 und R2 mit etwa 10R 
resultierendem Widerstand. Daher ist die Spannung dort etwa 2,5µV.

Um die Offsetspannung auf null zu bringen, müssen die Gleichspannungen 
an beiden Eingängen gleich groß sein, also müssen auch die 
Gleichstromwiderstände gleich sein. Das geht nur, indem 990R in Reihe 
zum I-Eingang geschaltet werden. Dies vergößert aber erheblich das 
Rauschen.

Unteres Bild:
Ein Kondensator in Reihe zu R1 macht diesen für den Biasstrom unwirksam, 
so dass nur noch R2 mit 1k wirkt. Damit sind die Gleichstromwiderstände 
an beiden Eingängen gleich und die Offsetspannung null. R4 ist dann 
überflüssig.

Etwas vereinfacht und ohne Beachtung der Vorzeichen in der Darstellung 
im Anhang.

von Frank M. (frank_m35)


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Wow, sehr vielen Dank! Super erklärt.

Bei niedrigen Frequenzen hat man durch den Kondensator ca. Gain 1, bei 
hohen Frequenzen dann 100, aber da sitzt dann ja auch der Offset weiter 
drin?

Was ist nun besser, ein Kondensator (welche Größe wäre angemessen? 
Sollte vermutlich wieder sehr geringe Leckströme haben, also wieder was 
in der Art Folie, was teuer und globig wird, sowas wie die gern 
verwendeten Wima Kondensatoren) in Reihe oder der Widerstand parallel? 
(erscheint mir momentan simpler, zudem ist das dann nicht 
Frequenzabhängig)

von Ulrich (Gast)


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Solange der Offset nicht zu groß wird, das man damit den nutzbaren 
Bereich zu sehr einschränkt, kann man vermutlich damit leben, und den 
einfach ignorieren. Selbst mit 1000 facher Verstärkung werden aus den 
250 µV am Eingang 250 mV - das wäre also noch zu tolerieren. Erst wenn 
die Verstärkung noch größer wird, muss man sich um den Offset wirklich 
sorgen machen.
Die einfachste Lösung wäre da der schon oben beschriebene Widerstand von 
240 K nach 6 V. Die 6 V kann man zusätzlich noch über ein RC Glied 
Filtern, so dass man da praktisch kein zusätzliches Rauschen rein 
bekommt, selbst wenn die 6 V Quelle eher schlecht ist. Wegen der starken 
Teilung ist auch die Drift der 6 V Quelle eher unwesentlich - der Bias 
Strom ist auch nicht so super stabil. Je nach Elko am Eingang kommt zum 
Bias des OPs auch noch der Leckstrom der Elkos dazu, der dann aber ggf. 
von der Gleichspannung abhängt.

Die Idee mit dem Kondensator in Reihe zu den 10 Ohm ist auf den ersten 
Blick gut, aber unpraktisch, weil der Kondensator sehr groß werden 
müsste. Wenn schon mit Kondensator, dann eher als Kondensator parallel 
zu 990 Ohm am Inv. Eingang. Aber auch da hätte man schon ähnliche 
Anforderungen wie für den Eingang, und zusätzlich ein Problem mit 
parasitären Kapazitäten nach Masse.
Sinnvoll wäre ggf. eine AC Kopplung (oder ein Hochpassfilter) spätestens 
nach 1000 fachen Verstärkung. Ob man mehr als 1000 fache Verstärkung 
braucht ist sowieso fraglich.

von Frank M. (frank_m35)


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Und noch einmal. Sie ist nun etwas größer ausgefallen, ich hoffe noch 
einigermaßen lesbar und flott nachvollziehbar. Ist leider etwas 
verwirrend wegen den Umschaltern.

Am Invertierenden Eingang liegt nun ein Widerstad um den Offset raus zu 
korrigieren. @ArnoR: Du hast dich auf -6V korrigiert, für mich Sinn 
machen würde es aber wenn er gegen +6V geschaltet wäre, denn momentan 
liegen ja -250uV an. Was stimmt nun?

Der erste OP, ein AD797 mit 100 fach Vertärkung. Von da aus geht es auf 
einen Hochpass mit 5.13Hz Grenzfrequenz. Weiter auf einen Umschalter, 
der es entweder direkt an den Ausgang oder an den zweiten OP, einen 
OPA228 mit 10 bzw. 100 fach Verstärkung weiter schaltet. Wird der OPA228 
nicht verwendet liegt dessen Eingang mit 1k an Masse.

Der Ausgang ist ein OPA227 mit Sallen-Key Hochpass 3.38Hz, danach auf 
ein RC-Hochpass mit 0.8Hz und über 50Ohm an den physikalischen Ausgang.

Die Empfehlung den Ausgangs-OP auch leicht verstärkend zu gestalten habe 
ich nicht gemacht, da es mit der variierenden Verstärkungsumschaltung 
dann nicht mehr so schön geklappt hätte.

Es fehlt immer noch das Clipping, nur hatte ich heute Abend dazu keine 
Lust mehr ^^

Fragen:
- Was sagt ihr zu diesem Aufbau nun? Besser, schlechter, schwachsinn? 
;-)
- Was ist der Vorteil wenn ich bei den RC Filtern größere Kondensatoren 
bei gleichbleibender Grenzfrequenz wähle? Also würde ich was 
verschlechtern wenn ich im ersten Hochpass statt 9.4uF und 3k3 bspw. 
4.7uF und 6k6 nehmen würde?

Vielen Dank schon mal für eure ständige Hilfe.

von ArnoR (Gast)


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> @ArnoR: Du hast dich auf -6V korrigiert, für mich Sinn
> machen würde es aber wenn er gegen +6V geschaltet wäre, denn momentan
> liegen ja -250uV an. Was stimmt nun?

Der AD797 hat npn-Transistoren in der Eingangsstufe, daher ist das 
Basispotential negativer als Masse (-250µV), wenn der Biaswiderstand 
(R3) an Masse liegt. Also muss der Spannungsabfall an R1 ebenfalls 
negativ sein, der 240k-Widerstand geht nach -6V. Aber wie Ulrich oben 
sagte, spielt so ein kleiner Ausgangsoffset (25mV) keine Rolle.

von Ulrich (Gast)


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Die Kompensation des Bias Stromes am Eingang braucht man nur, wenn die 
DC Verstärkung dahinter sehr hoch wird. Mit der Kapazitiven Kopplung 
über C8 ginge es ohne.

Andersherum ginge es wohl auch noch ohne die AC Kopplung mit C8, wenn 
man den Bias wirklich abgleicht, also an den individuellen OP anpasst. 
Dann sollte selbst eine 10000 fache Verstärkung noch ohne große Einbußen 
bei der Aussteuerung noch gehen.  R22 sollte man dazu in einen 
Festwiderstand (z.B. 150 K und einen von etwa 100 K austeilen), mit 
einem Zusätzlichen Kondensator nach GND dazwischen. Die unstabilisierte 
Versorgung ist da auch nicht unbedingt die Optimale Quelle - von der 
Tendenz her eher ein Ref. Spannung mit leicht negativem Tk, also etwa 
die Spannung einer blauen/grünen LED.


Wie man die Kondensatoren Widerstände bei den Filtern wählt hat einen 
Einfluss auf das Rauschen: größere Widerstände geben mehr Rauschen und 
auch mehr Einfluss durch den Bias/Offsetstrom des Verstärkers. Beim 
Hochpassfilter hat man das höhere Rauschen aber im wesentlichen im 
Bereich der Übergangsfrequenz und drunter. Bei den höheren Frequenzen 
wird es durch die Kondensatoren reduziert.
Sofern der überhaupt drin bleibt könnte man den Widerstand also noch 
einiges größer machen, so dass die Frequenz unter die am aktiven Filter 
fällt. Das gibt sonst einen langsamen Übergang zu tiefen Frequenzen.

von Frank M. (frank_m35)


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Vorschläge wieder implementiert :-)

@ArnoR: Vielen Dank für die Erklärung.

@Ulrich: Du hast nicht eindeutig beschrieben wie du es mit den 
Widerständen gemeint hast, ich bin nun von einem Festwiderstand in Reihe 
zu einem Poti ausgegangen. Die Idee mit der LED als Vref habe ich auch 
übernommen und dahingend die Werte angepasst.
Unklar ist mir noch was der Kondensator für einen Wert haben sollte.

Diese Offset-Korrektur anstelle des Hochpasses habe ich bevorzugt, da 
dann das Clipping einfach auf beide OpAmps anwendbar ist.


Wäre nett wenn ihr nochmal drüber schauen könntet, falls soweit alles ok 
ist werde ich mich mal an die Leiterplatte designen setzen.

von Frank M. (frank_m35)


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Ich habe mich zu den Kondensatoren nochmal etwas eingelesen und das ist 
mein letzter Stand der Dinge:
Entscheidend bei der Wahl des Typs: der Leckstrom.

1. Wet Slug Tantalum Capacitor, wie auch hier verwendet: 
http://cds.linear.com/docs/en/application-note/an124f.pdf
Die beste Wahl aber das Problem dabei der Preis von > 100 Euro pro 
Stück. Also jenseits meines Budgets.

2. Tantalum Capacitor: http://www.avx.com/docs/techinfo/LowDCL.pdf
Scheinen einen recht konstant niedrigen Leckstrom zu besitzen. Von der 
Größe und Preis sind sie in ebenfalls in Ordnung.

3. Niobium Oxid Capacitor (Oxicap): Etwas schlechter als 
Tantal-Kondensatoren, dafür brennen sie nicht.

Nicht geeignet:
- OS-CON: 
http://industrial.panasonic.com/www-data/pdf/AAB8000/AAB8000PE23.pdf
Selbst vom Hersteller werden sie nicht für diesen Einsatz empfohlen da:
"Avoid the use of the OS-CON in the following type of circuits because 
leakage current may increase ..."

- Elektrolyt: Trocknen aus, variieren im Leckstrom stark, brauchen eine 
mehrstündige oder Tägige Ladephase damit der Leckstrom wieder gering 
wird

Ungewiss:
- Keramik: Aufgrund des Piezo-Effekts könnten sie vermutlich das Signal 
stören.


Daher habe ich nun vor keine OxiCap zu verwenden, sondern Tantal:
http://de.farnell.com/avx/trje337k010rrj/kondensator-330uf-10v-bauf-e/dp/1672688


Mit zwei von denen am Eingang, hätte ich einen Hochpass mit 0.24Hz, 
genauso am Ausgang. Das aktive Filter am Ausgang sollte aber dann auch 
sowas um den Dreh haben, nur wird das schwer bei Verwendung von den 
4.8uF Folien-Kondensatoren. Was spräche dagegen auch hier solche 
Tantal-Kondensatoren zu verwenden? Würde auch die ganze Leiterplatte 
kleiner machen ^^

von branadic (Gast)


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Das Formieren von Elkos ist durchaus übliche Praxis und für wenig Geld 
bekommt man mitunter wirklich gute Elkos mit sehr geringen Leckströmen, 
dazu müssen es keine Oscon oder nasse Tantal sein:

Beitrag "Re: Meßverstärker für 1/f-Rauschen 0.1 - 10 Hz"

Bei Keramikkondensatoren braucht es eine recht große Anzahl, um auf 
entsprechend niedrige Grenzfrequenzen des Filters zu kommen.

von Ulrich (Gast)


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Beim aktiven Filter ist nicht klar welche Polarität die Kondensatoren 
sehen. Da sind Folienkondensatoren schon richtig - die Widerstände 
dürfen ja auch schon etwas größer sein. Von der Tendenz her sollte die 
Grenzfrequenz am Eingang eher etwas niedriger liegen als beim Aktiven 
Filter. Je nach OP kann man auch auf die Elkos am Ausgang verzichten. 
Als DC Spannung hat man da nur den Offset des OPs, das geht also in der 
Regel auch mit DC Kopplung am Ausgang. Auch da hätte man wieder das 
Problem mit der Polarität.

Der Kondensator C7 ist an der falschen Seite von R6 - so wie gezeichnet 
wird die Schaltung instabil. Der Kondensator soll nur die Spannung 
glätten, bei rund 50 K braucht es da keinen so großen Kondensator - 
sofern man ihn überhaupt braucht. Der Bias Strom des OPs ist nur recht 
grob festgelegt da müsste man ggf. die Werte des Widestandes und Poties 
noch etwas anpassen für mehr Verstellbereich.

Die Widerstände in der 2. Stufe könnte ggf. besser etwas größer werden: 
Das gibt weniger Strom und damit weniger Signal das ggf. zur 1. Stufe 
zurück koppeln kann. Wegen der Verstärkung der 1. Stufe ist hier das 
Rauschen auch schon nicht mehr so wichtig, dass man 100 Ohm Impedanz 
braucht. Wegen der Bandbreite sind die kleinen Widerstände aber auch 
gut.

von Frank M. (frank_m35)


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Vielen Dank, alles übernommen. Das mit der Polarität am Ausgang habe ich 
total übersehen. Da das Sallen-Key-Filter drin ist, hoffe ich dass es 
ohne das passive Filter geht.

Auch die zweite Verstärkung ist nun hoch-ohmiger. Davor hatte ich mich 
auch verrechnet gehabt, es ergab nie 100-fach, nun ist auch das 
korrigiert.

Dann werde ich mal die nächsten Tage die Leiterplatte designen und mich 
wieder zu Kritik eurerseits melden :-)

von Frank M. (frank_m35)


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Wollte mich mal wieder melden und mitteilen, dass ich immer noch dran 
bin, nur leider hatte ich demletzt kaum Zeit dafür gefunden.

Im Anhang der fast fertige Leiterplatten-Entwurf, einzig links die 
Taster und Anschlüsse sind noch nicht ganz fertig. Die Leiterplatte ist 
so groß da das Gehäuse so groß ist in das sie rein soll. Da noch viel 
Platz frei ist kommt rechts unten auch noch eine zweite kleine Schaltung 
zum Strom messen drauf.

Die Leiterplatte ist zweilagig, der Großteil der Leiterbahnen ist auf 
der Bauteilseite. Auf der Rückseite sind Akkuhalter für 8 AAA Akkus. Die 
freie Fläche habe ich sowohl oben als auch unten mit GND gefüllt, 
vermutlich sind noch mehr Vias im mittleren Bereich angebracht.

Zudem werde ich jetzt erst einmal die Bauteile bestellen bevor dann die 
Leiterplatte abgeschickt wird um nochmal die Abmessungen zu überprüfen.

von Frank M. (frank_m35)


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Leiterplatte angekommen, jetzt geht's an's Bestücken und testen.

Hergestellt bei Jackaltac:
Kostenpunkt: 42.60 Euro brutto (30 Euro netto ohne Versand)
bestellt am 07.08.2013
ausgeliefert am 22.08.2013
angekommen am 23.08.2013
d.h. innerhalb der 12AT, alles in Ordnung so weit.

Im Anhang noch eine Nahaufnahme und im Vergleich eine Nahaufnahme einer 
Platine hergestellt bei PCB-Pool direkt.
Was sind die Unterschiede: Bei PCB-Pool ist der Lötstopplack deutlich 
dicker bzw. die Leiterbahnen, d.h. man kann die einzelnen Leiterbahnen 
fühlen, bei Jackaltac sind sie viel flacher. Der Aufdruck ist bei 
PCB-Pool präziser, Bohrungen mittiger und dank ENIG die Pads extrem 
flach und sauber. Dafür alles deutlich teurer)

von Frank M. (frank_m35)


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Nachdem ich die erste Verstärkungsstufe mit dem AD797 mittlerweile 
aufgebaut habe, frage ich mich wie ich richtig Vorgehe um den Offset zu 
korrigieren, da ich ja zwei Einstellmöglichkeiten habe. Einmal über den 
Input-Bias Current (R7) und dann über die interne Offset-Korrektur des 
Op (R8).

Also stelle ich bspw. R8 auf die mittlere Einstellung, dann R7 so gut 
wie möglich ein um dann mit R8 dem ganzen den letzten Schliff zu 
verpassen? ^^

von Christian L. (cyan)


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Frank M. schrieb:
> Also stelle ich bspw. R8 auf die mittlere Einstellung, dann R7 so gut
> wie möglich ein um dann mit R8 dem ganzen den letzten Schliff zu
> verpassen? ^^

Ja, so würde ich es auch machen.

LG Christian

von Ulrich (Gast)


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Um R8 Abzugleichen könnte man erst einmal C7 kurzschließen und damit die 
Biaskorrektur abstellen und dann R2 mit 10 Ohm brücken. Damit ließe sich 
der Offset nur des OPs abgleichen.

Je nach Anspruch könnte man auch einfach erst einmal R8 nicht bestücken. 
Das ist vermutlich besser als einfach auf grob die Mitte stellen, denn 
bei bipolaren OPs bringt meist der Abgleich des Offsets auch 
gleichzeitig eine kleinen TK - für was anderes braucht man R8 eigentlich 
nicht. Die Offsetkompensation über R8 sollte daher nicht für andere 
Offsets genutzt werden, denn das kann den Tk deutlich vergrößern und 
damit indirekt ggf. auch das NF-Rauschen, dass durch thermische 
Schwankungen kommt.

von Frank M. (frank_m35)


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Danke für eure Antworten.

Die 4 Kondesatoren des letzten Tiefpass habe ich nicht eingelötet, 
stattdessen messe ich an deren Stelle dort bisher das Ausgangssignal.

Ich habe nun nochmal R8 ausgelötet und wie empfohlen, R2 mit 10Ohm 
parallel geschalten.

Mit R7 konnte ich dann nur zwischen +15mV und +55mV korrigieren. Daher 
habe ich auch noch R6 ausgelötet um gar keine Offset-Korrektur mehr zu 
haben, wodurch am Ausgang vom AD797 dann ein Offset von -2.5mV entstand. 
Heist das ich liege in der Rechnung um gut eine Größenordnung (25mV 
erwartet) daneben und muss dementsprechend den Widerstand R6 anpassen, 
oder habe ich was anderes falsch gemacht?
Zwischen GND und LED_VREF liegen -2.56V an.


Ich habe noch ein zweites Problem, und zwar mit dem Zähler, was ich 
absolut nicht verstehe.
Ich verwende diesen: 
http://www.nxp.com/documents/data_sheet/74HC_HCT4017.pdf
Als ich nur den Zähler und die Anzeige LEDs verlötet hatte, also noch 
nicht die ADG1636 Umschalter, konnte ich mit dem Taster alle LEDs 
umschalten. (zwar recht ungenau, was ich aber auf ein falsches 
Entprellen vorerst geschoben habe).
Nachdem ich dann die ADG1636 und die anderen zwei OpAmps eingelötet 
hatte, konnte ich nichts mehr umschalten, es leuchtete immer LED von 
Gain 100. Wenn ich mit einem Spannungsmessgeräte von GND zur Anode der 
LED3 gemessen hatte und dann den Taster betätigte, dann hat er auf diese 
LED umgeschalten, das selbe mit LED4.
Wenn ich nun an die Anode der LED4 einen 0.1uF Kondensator gegen GND 
geschaltet habe, so hat er beim Taster drücken auf die 10.000 fach 
Verstärkung geschaltet, beim loslassen zurück auf die 100 fach.
Mir ist das Verhalten ein Rätsel. Habt ihr eine Idee?

Ansonsten würde das Umschalten funktionieren, also der Offset von -2.5mV 
wird schön auf -250mV verstärkt wenn ich umschalte.


PS: bei 10.000 facher Verstärkung messe ich bei dem momentanen Aufbau 
ohne Ausgangsfilter am Ausgang +-15mV Rauschen. Wohl noch nicht so der 
Bringer, oder? :-( Oder entpricht das dann 1.5uV Eigenrauschen, was sich 
schon schöner anhören würde ^^

von Ulrich (Gast)


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Die Idee noch einmal 10 Ohm parallel zu R2 zu löten, war um damit R8 
richtig einzustellen. Mit den 10 Ohm fällt der Fehler durch den 
Bias-strom gerade heraus, und man könnte R8 dann abgleichen. Danach 
müssten die 10 Ohm wieder raus. Aus den typisch 25 µV Offset des OPs 
könnten dann ggf. schon 2,5 mV am Ausgang werden - ist aber nur ein 
möglicher wert.

Die einfachere Version wäre es R8 wegzulassen, und dann natürlich keine 
10 Ohm Parallel zu R2 zu haben. Dann sollte es eigentlich auch mit dem 
Abgleich des Offsets hinkommen.

Ein Problem ist aber noch das Layout: es ist hier keine Sternförmige 
Masse. Da können ggf. trotz der Niederohmigen Verbindung doch noch ein 
paar µV zusätzlicher Offset reinkommen, und ggf. stimmt auch die 
Verstärkung nicht ganz.


Bei 10000 facher Verstärkung entsprechen die 15 mV am Ausgang halt 1,5 
µV am Eingang. Je nach Bandbreite ist das wohl auch noch OK.


Das Verhalten des Zählers läßt irgendwie auf Störungen schließen, ggf. 
auch eine nicht so stabile Versorgung. Mir kommt R20 mit 100 K recht 
hoch vor, aber es soll ja auch nicht so viel Strom fließen. Eine kleine 
Kapazität (z.B. 10-100 pF) an dem Pin könnte da auch noch etwas helfen. 
Der Filter zum Entprellen kommt mir zu Langsam vor, also eher C21 
deutlich kleiner machen (eher 10-100 nF). So ohne Schmidt Trigger mit 
der langsamen Flanke auf den Zähler ist schon grenzwertig.

von Frank M. (frank_m35)


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Ulrich schrieb:
> So ohne Schmidt Trigger mit
> der langsamen Flanke auf den Zähler ist schon grenzwertig.
Das war's, jippiee. 10nF funktionieren sauber.

Ulrich schrieb:
> Mit den 10 Ohm fällt der Fehler durch den
> Bias-strom gerade heraus, und man könnte R8 dann abgleichen.
Ohje peinlich, vielen Dank, jetzt hab ich's auch wieder kapiert. Lag 
wohl etwas zu viel Zeit zwischen der Schaltung entwickeln und nun dem 
Aufbau ^^ Morgen werde ich das nochmal genauer anschauen, heute mach ich 
sonst blos noch Fehler rein.

R8 lass ich aber vorerst mal draußen, und versuche dann alles nur mit R7 
abzugleichen. Und dann kann ich weiter nach Optimierungen/Fehler suchen.

Ulrich schrieb:
> ggf. stimmt auch die Verstärkung nicht ganz.
jup, die ist ja 101 in der ersten Stufe, also 10.100 in der letzten, und 
eben auch nicht abgeglichen, also durch die Widerstandstoleranzen 
nochmals etwas verschoben.

von Frank M. (frank_m35)


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Die Eingangskondensatoren und Schutzdiode habe ich nochmals rausgelötet, 
ebenso ist keine Offset-Korrektur drin.

Lege ich 10 Ohm am Eingang gegen GND so habe ich einen Offset von ca. 
-1.1mV am Ausgang des AD797, d.h. -11uV am Eingang. Ich habe den AD797B, 
und der hat laut Datenblatt typ. 10uV Input Offset Voltage, also passt 
das perfekt überein.

Lege ich nun 1k Ohm am Eingang gegen GND so habe ich einen Offset von 
ca.+5mV am Ausgang des AD797, d.h. +50uV am Eingang. Ein Faktor 5 
kleiner als ich im Schaltplan berechnet habe.

Mit der Offsetkorrektur verschiebe ich das ganze auch nur ins noch 
positivere. Ich müsste etwas positives einspeisen, damit ich den 
positiven Offset raus bekomme, mit was negativem mach ich's ja nur noch 
schlimmer. Also die LED gegen V+ schalten.

Stimmen die Überlegungen, denn so ganz bekomme ich es mit den Rechnungen 
im Schaltplan noch nicht zusammen gebacken und habe daher noch Zweifel 
dass ich das richtig gemacht habe ^^

von Ulrich (Gast)


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Nach dem vereinfachten Schaltplan müsste der Bias Strom eigentlich 
negativ sein. In den Daten wird ein Positiver Wert angegeben - was aber 
auch einfach als Betrag gesehen werden kann. Ein posotiver Bias wäre 
möglich wenn da ein interne Kompensation drin ist, die in der 
vereinfachten Schaltung nicht eingezeichnet ist. Das würde auch etwas zu 
der recht großen Spannung für den möglichen Bias Strom passen. Mit 
Kompensation sind dann auch kleinere Werte Möglich.

von Frank M. (frank_m35)


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Lang ist's her, dennoch ist er nun fertig, nachdem ich wieder Zeit dafür 
gefunden hatte und endlich noch die fehlenden Materialien bestellen 
konnte ^^

Ich bedanke mich nochmal bei allen für die intensive und freundliche 
Hilfe und die vielen Erklärungen und will ich euch daher das Ergebnis 
nicht vorenthalten.

Angehängt habe ich Bilder vom fertigen Aufbau, das mit den 
Batteriehaltern hat nicht ganz so hingehauen, da sie immer noch zu nah 
waren und sich berührten bei eingelegten Akkus, daher als Notlösung 
dieses Isolierband dazwischen.

Auch habe ich eine kleine Messreihe durchgeführt um die Auswirkungen der 
einzelnen Komponenten nachvollziehen zu können.

Als Oszilloskop diente ein PicoScope 2205 (angeschlossen an einen Laptop 
im Akku-Betrieb). Dessen Funktionsgenerator lieferte nicht schön saubere 
Rechtecksignale im  mV Bereich, wodurch ich die Bandwidth Compensation 
eher mäsig durchführen konnte.


Einen Unterschied zwischen mit oder ohne Gehäuse, oder gar mit 100% 
abgeschirmten Gehäuse, konnte ich nicht feststellen.

Ebenso ein Wechsel von Eneloop AAA Akkus auf Alkaline Batterien hat 
nichts geändert.

Einzig die Bandwidth-Compensation hat eine minimale Verschlechterung im 
Rauschen verursacht, sodass ich am Ende, bei 10000 facher Verstärkung 
ein Rauschen von 6.46 mVrms habe, somit also 646 nVrms.

Ob das nun gut oder schlecht ist, das überlass ich euch zu entscheiden, 
ich bin sehr zufrieden mit dem kleinen Gerätchen ;-)

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