Ich möchte mir einen Messverstärker bauen um das Rauschen von DC-DC Wandlern im Bereich von 3V mit einem Oszilloskop (PicoScope 2205) messen zu können. Ich will auch weniger eine Quantitative Aussage machen können, sondern eher nur eine Qualitative, d.h. er rauscht schwach/stark, diese oder jene Änderung verursacht mehr bzw. weniger Rauschen. Im Thread Einfacher Messverstärker 10 Hz - 100 KHz Beitrag "Einfacher Messverstärker 10 Hz - 100 KHz" wurde dabei der Messverstärker von tangentsoft.net erwähnt, der recht brauchbar für meinen Einsatz aussieht. http://tangentsoft.net/elec/lnmp/ Die Entwicklung der Geräte im Thread hier gehen jedoch weit über meine Ansprüche hinaus. Da ich aber nicht so sehr viel Wissen im Umgang mit Operationsverstärkern habe brüchte ich bei der Umsetzung ein bisschen Hilfe bzw. ein paar Ratschläge. Im Anhang habe ich einmal die Schaltung soweit für mich in Eagle umgesetzt und ein paar leichte Modifikationen vorgenommen ( und auch noch weitere Fragen dazu: - Als Spannungsversorgung dienen ebefalls 8 Akkus, nur werde ich sie auswechseln und nicht intern laden, somit habe ich sie direkt angeschlossen. - Den IC3, LT1206CT7, habe ich durch den LM7171 ersetzt, so wie auch hier: Beitrag "Re: Einfacher Messverstärker 10 Hz - 100 KHz" Grund: Günstiger, leichter zu besorgen, angenehmere Bauform. Darf ich das, oder kommen dadurch Probleme auf die ich übersehen habe? - Der Ausgang wird im Original durch einen Kondensator entkoppelt? Ich habe die Variante im zuvor verlinkten Post bevorzugt, nur ein Widerstand. Übersehe ich wieder etwas? - Der Eingang ist bei mir noch ungeschützt, jedoch weiß ich nicht wie ich, ohne Rauschen hinzuzufügen, den Eingang absicher. Bspw. wie entladen sich die Kondensatoren oder wie beschränke ich den Eingangsstrom beim ersten Anschließen. - Als Eingangskondensatoren habe ich OxiCap. Oscon scheinen einen sehr hohen Leckstrom zu haben, daher habe ich OxiCap verwendet. http://de.farnell.com/jsp/search/productdetail.jsp?sku=1658016 - Für C7 und C8: http://de.farnell.com/jsp/search/productdetail.jsp?sku=9752722, anstatt die schwerer zu beziehenden und teureren Wima von der Homepage. Danke für eure Hilfe.
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Frank M. schrieb: > - Den IC3, LT1206CT7, habe ich durch den LM7171 ersetzt, so wie auch > hier: > Beitrag "Re: Einfacher Messverstärker 10 Hz - 100 KHz" > Grund: Günstiger, leichter zu besorgen, angenehmere Bauform. Darf ich > das, oder kommen dadurch Probleme auf die ich übersehen habe? Vorsicht, ich habe damals übersehen, dass der LM7171 erst ab einer Verstärkung von +2 bzw. -1 stabil ist. Genauer: "The LM7171 is stable for gains as low as +2 or −1." In meinem Aufbau habe ich mit dem dort verbauten Exemplar bis jetzt noch keine Probleme damit gehabt. Allerdings hatte ich kürzlich in einer anderen Schaltung das Problem, das er geschwungen hat. Da ist es mir erst aufgefallen. Vielleicht habe ich auch nur Glück gehabt in meinem Messverstärker dort einen LM7171 zu haben, der schon bei +1 stabil ist. Das könnte die also noch zum Verhängnis werden. Da der LM7171 aber glücklicherweise ein Standard-Pinout, sodass man leicht einen Ersatztyp finden sollte. > - Der Eingang ist bei mir noch ungeschützt, jedoch weiß ich nicht wie > ich, ohne Rauschen hinzuzufügen, den Eingang absicher. Bspw. wie > entladen sich die Kondensatoren oder wie beschränke ich den > Eingangsstrom beim ersten Anschließen. Mach es so wie ich, baue einen Schutzwiderstand in Reihe ein, welcher den Eingangsstrom begrenzt. Nachdem du etwas angeschlossen hast wartest du bis die Kondensatoren sich entsprechend aufgeladen haben und dann überbrückst du den Widerstand. Allerdings glaube ich nicht, dass du den brauchst, da deine Eingangsspannungen ja nur im Bereich von 3V liegen sollen. Da die Versorgungsspannung der OPVs höher ist, wird keiner der pn-Übergänge leitend, da du dich innerhalb des Input Common Mode Voltage Range bewegst. LG Christian
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Danke für die Hinweise. Ich habe nun doch noch eine SOIC Variante vom LT1206 bei Digikey gefunden, dort muss ich eh noch andere Dinge bestellen :-) Ich will es möglichst weitgehend in SMD bauen. Auch den Schalter habe ich eingebaut, weg lassen kann ich ihn dann immer noch und vielen Dank für die Begründung. Realisiert durch einen normalen Schalter, nicht als Taster wie bei dir, das war mir zu aufwendig ^^ Den Ausgang habe ich nun wieder wie im Original, hatte nicht gesehen, dass das ein Hochpass war.
Sofern man keine 50 Ohm Last am Ausgang treiben will, reicht für den Ausgang eigentlich auch ein mehr oder weniger normaler OP, der ggf. auch noch mit weniger Strom auskommt. Der 50 Ohm Widerstand sollte aber natürlich trotzdem rein. Die neue Version des Ausgangs ist problematisch, denn die verträgt wohl keine Kapazitive Last (z.B. ein Kabel ohne Abschluss). Für einen Schutz des Eingangs der wenig rauscht, gibt es von Maxim spezielle ICs als Schutz bis etwa 40 V (Max366, ggf. 3 Kanäle parallel), alternativ kann man die entsprechende Schaltung auch aus diskreten depletion mode FETs aufbauen, dann ggf. auch für höhere Spannungen. Ggf. braucht es dann auch noch etwas stärkere Dioden als Schutz. Bei der Version mit dem Schalter sollte der 100 Ohm Widerstand vor die Schutzdioden, dann hat man wenigstens die 100 Ohm um den Strom zu begrenzen. Ggf. könnte man die 100 Ohm auch als Sicherungswiderstand wählen. Vom Aufbau her würde ich aber ohnehin die Variante als nicht invertierender Verstärker bevorzugen, weil man da einen höheren Eingangswiderstand hat und etwas weniger Rauscht.
Ulrich schrieb: > Für einen Schutz des Eingangs der wenig rauscht, gibt es von Maxim > spezielle ICs als Schutz bis etwa 40 V (Max366, ggf. 3 Kanäle parallel), > alternativ kann man die entsprechende Schaltung auch aus diskreten > depletion mode FETs aufbauen, dann ggf. auch für höhere Spannungen. Hast Erfahrungen mit diesen ICs? Wie sieht es den mit dem Rauschen aus? Bei 5V hat der Kanal einen Widerstand von etwa 80 Ohm. Was etwa 1,15nV/sqrt(Hz) ergibt. Aber wie viel Rauschen kommt noch durch den Halbleiter und andere Effekte hinzu? Leider gibt es dafür keine Angaben. LG Christian
Interessant ich verstehe da zwei Sachen nicht so ganz. Wozu 4 * c am Eingang parallel ? Keine passenden C da oder macht das signaltechnisch Einen Unterschied ? Die Dioden im Eingang...wofür sind die den gut ?
Danke für das Feedback, Widerstand am Ausgang nach der logischen Begründung wieder rein und Diode hinter dem Widerstand. Was führt am Eingang zum Rauschen? Ich bin von einem hohen Leckstrom ausgegangen. Daher die BAV199, 3pA, anstatt wie bei Christian zwei 1N4148, 25nA. Die wenigen JFETs die ich mal überflogen habe hatten mehr als 3pA. Bzgl. nichtinvertierend: Darf ich fragen warum dadurch das Rauschen geringer sein soll und warum der Eingangswiderstand höher? Ansonsten wäre die Schaltung identisch nur, dass die zwei OpAmps nichtinvertierend arbeiten würden? Ich habe kein Problem das nichtinvertierend umzusetzen sofern es Vorteile bietet, wenn ihr dann nochmal einen prüfenden Blick drauf werft. Da ich eben selten und wenig mit OpAmps arbeite habe ich mich einfach mal strikt an das erprobte von Tangentsoft gehalten. @Martin: Der Zweck der Dioden: Überspannungsschutz http://www.elektronik-kompendium.de/public/schaerer/ovprot.htm Im Original wird ein Elektrolyt-Kondensator verwendet. Diese gibt es mit hohen Kapazitäten und hoher Spannung. Da ich aber meist nur DC-Spannungen kleiner 5V messen will dachte ich mir, kann ich mir auch so etwas Exotisches wie OxiCap oder Oscon anschauen. Beide sollen sehr gut sein, werden immer mal wieder als hochwertig angepriesen und wurden auch von tangentsoft.net erwähnt. Die Oscon haben aber einen verdammt hohen Leckstrom, 600uA @ 470uF: http://www.farnell.com/datasheets/6160.pdf Die OxiCap hingegen 20uA @ 100uF, dafür sind 10V nur in 100uF erhältlich, http://www.farnell.com/datasheets/84571.pdf also brauch ich 4 davon um auf 400uF zu kommen. Ob es sich wirklich lohnt, keine Ahnung, nachher rauschen die mehr als ein guter Elektrolyt? Denn wenn ich einen Elektrolyt vergleiche, so hat der fast einen geringeren Leckstrom. Oder ich integriere einfach Oxicap und Elektrolyt und mache einen Umschalter rein, dann könnte ich auch später noch höhere Spannungen messen und ich würde sehen ob sich was ändert? Aber von was hängt das Rauschen bei Kodensatoren in diesem Einsatz vornehmlich ab?
Frank M. schrieb: > Aber von was hängt das Rauschen bei Kodensatoren in diesem Einsatz > vornehmlich ab? Stromrauschen aufgrund von Leckströmen. Daher Kondensatoren mit geringem Leckstrom verwenden und ein Formieren der Kondensatoren vor dem Messen in Betracht ziehen. Für den 0.1-10Hz Verstärker habe ich verschiedene Elektrolytkondensatoren von Reichelt untersucht und herausgefunden, dass die 85°-Typen (Yageo) um Größenordnung bzgl. Leckstrom besser sind als die 105°-Typen (Jamicon und Samwha). Für den Vertsärker benötigte ich 1.000µF || 2.200µF und habe welche gefunden die in dieser Kombi <<5nA nach 24h an einem 9V-Block zeigten.
Hey, Danke für de Informationen. Die "Kondensatorenbatterie" macht für mich nun Sinn. Habe nicht an die Leckströme eigen Rauschen etc. gedacht. Das mit den Dioden als Spannungsschutz verstehe ich aber nicht in der der Schaltung oben. Nach meinen Verständnis würde nur die "linke" Diode greifen bei zu hohen negativen Eingangsignal. Bei zu hohen Positiven Signal passiert nichts. Die Rechte Diode ist hier dann quasi ohne Funktion.
Martin schrieb: > Nach meinen Verständnis würde nur die "linke" Diode greifen bei zu hohen > negativen Eingangsignal. Bei zu hohen Positiven Signal passiert nichts. > Die Rechte Diode ist hier dann quasi ohne Funktion. Hinter dem Kondensator hat man AC, da er DC blockt. Spannung wird dort in Bezug auf GND gemessen, d.h. Spannungsschwankungen größer bzw. kleiner 0.7V in Bezug auf GND sollten durch die Doppeldiode abgeführt werden. Wenn man dann den Widerstand noch davor setzt wird der Strom durch die Dioden auch noch begrenzt. Die max. Höhe der DC-Eingangspannung sollte eigentlich nur durch die max. zulässige Spannung der Kondensatoren begrenzt sein.
Die BAV199 sieht doch eh keine nennenswerte Spannung. Was soll sie also groß rauschen? Auch ihr thermisches Rauschen ist vernachlässigbar gegenüber den anderen Widerständen, da der differentielle Widerstand bei UF=0V ziemlich groß ist. Eventuelle Offsetspannung kann man noch durch einen Kondi in Reihe zum Masseanschluß der BAV199 eliminieren. Sieht man in den Schaltplänen von Bruce Griffiths: http://ko4bb.com/~bruce/CLKSHPR.html Muß man halt abwägen ob sinnvoll. Hier noch Schutz durch eine Dioden-Bridge: http://ko4bb.com/~bruce/PowerSupplyNoisePreamp3.gif
Frank M. schrieb: > Daher die BAV199, 3pA, anstatt wie bei Christian zwei > 1N4148, 25nA. > Die wenigen JFETs die ich mal überflogen habe hatten mehr als 3pA. Naja, der Input Bias Current des AD797 ist mit typ. 250nA deutlich größer. Außerdem ist der AD797 je eher für niederohmige Quelle gedacht. Da macht es auch kaum einen unterschied. Welche Bandbreite willst du eigentlich erreichen? Ich frage das, da du zwei Stufen mit einer Verstärkung von je 10 hast. Vielleicht kannst du auch gleich mit einer Stufe bei einer Verstärkung von 100 arbeiten, dann sinkt das Rauschen auch noch mal ein bisschen. Außerdem kann man die Schaltung dann etwas niederohmiger gestalten und damit nochmal etwas Rauschen einsparen. LG Christian
Christian L. schrieb: > Welche Bandbreite willst du eigentlich erreichen? Ich frage das, da du > zwei Stufen mit einer Verstärkung von je 10 hast. Vielleicht kannst du > auch gleich mit einer Stufe bei einer Verstärkung von 100 arbeiten, dann > sinkt das Rauschen auch noch mal ein bisschen. Außerdem kann man die > Schaltung dann etwas niederohmiger gestalten und damit nochmal etwas > Rauschen einsparen. Das weiß ich nicht, da ich bisher keine Ahnung habe wie das Rauschen aussieht oder aussehen wird, konnte es ja noch nie so recht messen. Das Oszilloskop hat eine Bandbreite von 25MHz, die Spannungswandler arbeiten mit einer Frequenz bis max. 1MHz. Aber was ich dann brauche um das Rauschen zu analysieren, keine Ahnung. Die Schaltung mit dem ca. 8MHz@Gain 10 OpAmp AD797 soll ja für 100kHz gut sein, denke schon, dass ich das auch brauche ^^ Dass man in der ersten Stufe am besten so stark verstärkt wie möglich, und nicht versucht es auf zwei aufzuteilen um Rauschen gering zu halten, habe ich auch schon öfters gelesen. Aber eben auf Kosten der Bandbreite. Und hier weiß ich eben nicht was ich brauche. Der AD797 hat bei Gain 100 eine Bandbreite von 1MHz, durch die sogenannte Bandwidth Enhancement 1.5MHz (nur auf welche kosten?) > Bandwidth enhancement via decompensation is achieved by connecting a > capacitor from Pin 8 to ground (see C1 in Figure 45). > Adding C1 results in subtracting from the value of the internal > compensation capacitance (50 pF), yielding a smaller effective > compensation capacitance and therefore a larger bandwidth. The benefits > of adding C1 are evident for closed-loop gains of ≥100. A maximum value > of ≈33 pF at gains of ≥1000 is recommended. At a gain of 1000, the > bandwidth is 450 kHz. Im Datenblatt zum AD797 steht auch was zu dem was Ulrich angesprochen hat: http://www.analog.com/static/imported-files/data_sheets/AD797.pdf Seite 13, vor allem Fig 39. > Low noise preamplification is usually performed in the non- > inverting mode (Figure 39). For lowest noise, the equivalent resistance > of the feedback network should be as low as possible. Wird's wohl zwei mal diese nicht-invertierende Schaltung werden, mit Gain 10 (oder mehr), gefolgt vom LT1206. Auf ein Poti zum nachregeln werde ich wohl auch eher verzichten, die Widerstände haben eine Präzision von 0.1%, und ich brauche ja keine 100% korrekte Messwerte.
Hmm ok, wenn du so eine hohe Bandbreite brauchst, dann kommst du wohl nicht um ein mehstufiges Design herum. LG Christian
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Nun habe ich die Schaltung nicht-invertierend, nach dem Datenblatt vom AD797, gezeichnet. Passt das so weit? Habe ich irgendwo einen groben Fehler? Fragen: - Sollte ich zwischen dem Ausgang des ersten und Eingang des zweiten OpAmp noch einen Widerstand setzen? - Braucht der OpAmp am Ausgang noch einen Widerstand gegen Masse? Im Datenblatt in den Schaltungen taucht immer wieder ein R_L auf, was genau macht er. - Für die Verstärkung habe ich jetzt durchgängig identische Widerstände verwendet. Spricht da was dagegen, weil Tangentsoft unterschiedliche Werte verwendete.
IC1 hat am NI-Eingang keinen Gleichstrompfad und du willst die Eingangskondensatoren wirklich über den OPV-Eingang umladen? Ich würde den ersten AD797 100-fach verstärken lassen und auf den zweiten verzichten, denn wegen der unsäglichen Tricksereien in der Frequenzgangkorrektur verliert der bei auf 40dB steigender Verstärkung nur wenig an Bandbreite. Man schafft so 1MHz und weniger Rauschen, wenn man zur Verstärkungserhöhung R1 verkleinert.
Danke für dein Feedback. So langsam macht's mit der Bandbreite mehr Sinn. Normalerweise sollte ich eine Bandbreite von 1MHz bei 100-facher Verstärkung hinbekommen, d.h. ein Sinus mit f=1MHz wird korrekt verstärkt. In der Schaltung von http://tangentsoft.net/elec/lnmp/, da nur 10-fach Verstärkt wird, sind 6MHz oder mehr drin. Aus 'Stabilitätsgründen' beschränkt er es, durch den parallelen Kondensator zum Feedback-Widerstand, auf 100kHz. D.h. die Doppel-Stufe absolut keinen Sinn, da in der ersten Stufe ohne Einbusen schon 100-fach Verstärkt werden kann. Richtig? Momentan habe ich keine Bandbreitenbeschränkung drin. Sollte ich sie auch auf 100kHz beschränken? Wenn ja mit welchem Wert, wie berechnet sich der? ArnoR schrieb: > IC1 hat am NI-Eingang keinen Gleichstrompfad und du willst die > Eingangskondensatoren wirklich über den OPV-Eingang umladen? Wie schon am Anfang des Threads gesagt, ich habe nicht so sehr viel Erfahrung mit OPs und verstehe somit nicht was du damit meinst.
Frank M. schrieb: > Passt das so weit? Habe ich irgendwo einen groben Fehler? Wenn du die letzte Stufe auf Verstärkung 10 stellst, dürfte der HP anfangen zu schwingen. Besser das rechte Ende von R7 an den invertierenden Eingang, dann sollte der HP auch mit 10-facher Verstärkung stabil sein. mfG vom ingo
> verstehe somit nicht was du damit meinst.
Stell dir mal vor, dein Messverstärker ist eingeschaltet worden, der
Eingang ist offen und die Eingangskondensatoren sind entladen (Uc=0).
Nun verbindest du den Schaltungseingang mit einem 3V-Spannungsregler.
Jetzt müssen die Kondensatoren auf diese 3V umgeladen werden. Überleg
dir mal die Strompfade. Auf der Minusseite der Elkos gibt es nur die
Schutzdioden und den OPV-Eingang, und daher kann nur darüber ein
Umladestrom fließen. Du brauchst noch einen Widerstand vom NI-Eingang
nach Masse. Außerdem braucht der OPV einen Eingangsstrom (Bias), ohne
den kann der nicht arbeiten, auch das macht dann dieser Widerstand.
Es fehlt der Gleichstrompfad für den Eingang, d.h. ein Widerstand (z.B. 10 K) parallel zu den Schutzdioden. Das Rauschen des Widerstandes ist nicht so kritisch, kommt nur unterhalb der unteren Grenzfrequenz (oder bei einem offenem Eingang) so richtig zum tragen. Die Schutzdioden sollten ruhig größer sein (ggf. sogar 1N4007 oder ähnlich) wegen der kleinen Spannung tragen sie praktisch nicht zum Rauschen bei, lediglich ein bisschen zur Eingangskapazität - die Leckströme der Elkos bzw. der Bias des OPs werden deutlich größer sein. Die Widerstände in der 2. Stufe dürfen etwas größer werden, da ist das Rauschen schon nicht mehr so kritisch, und ggf. ginge sogar ein billigerer und sparsamerer OP (wie z.B. OP37). Auch für den Ausgang braucht man in der Regel keinen so leistungsstarken OP. Bei kleinen Pegeln wie für den Eingang des Oszilloskops kann auch ein "normaler" OP einen 50 Ohm Ausgang Treiben. Die Umschaltung der Verstärkung am Ausgang dürfte wegen der Filterfunktion nicht funktionieren. Damit würde sich auch die Filterfunktion verändern. Die Umschaltung der Verstärkung - sofern man das überhaupt braucht, würde ich eher in der 2. Stufe realisieren, ggf. auch einfach die 2. Stufe übergehen. So ein Schutz IC sollte nicht wesentlich mehr rauschen als der On-Widerstand. Es kommen wohl ein paar Leckströme dazu, aber die sollten gegen den OP vernachlässigbar sein. Für einen kleineren Widerstand könnte man auch 2 oder 3 Kanäle parallel schalten. Sinnvoll wäre noch eine Anzeige, wenn die ersten Stufen z.B. durch ein DC Signal (z.B. vom Einschalten) in die Begrenzung gehen. Durch den Filter am Ausgang sieht man das da ggf. nicht, weil die untere Grenzfrequenz für den Eingang deutlich tiefer liegen wird als der Filter am Ausgang.
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Also der Widerstand parallel zur Diode wurde eingefügt, 1kOhm. Ebenso ist nun nur noch 1 AD797 mit Verstärkung 100 drin, siehe Anhang. (C4 und R5 passen noch nicht und sind optional) Die Diode, BAV199, denke ich, sollte bei mir ausreichen. Ich arbeite ja auch nur mit kleinen DC-Spannungen. Ein extra Schutz-IC, wie bspw. den von dir genannten MAX366 hat halt wieder einen Serienwiderstand von 100Ohm (33 Ohm wenn ich alle drei Eingänge verwende) und ist für nur noch kleinere Spannungen und Ströme als die BAV199 ausgelegt. Also braucht man da die Dioden zusätzlich, wie in Figure 7 des Datenblatts: http://datasheets.maximintegrated.com/en/ds/MAX366-MAX367.pdf Aber da das alles ja eh hinter Kondensatoren sitzt, und ich nur kleine Spannungen habe, denke ich die BAV199 sollten ausreichen, oder denke ich da falsch? Und ja, Ingo Wendler hat recht, die Verstärkung und Filter in einem schwingt mit 3.4Hz laut http://sim.okawa-denshi.jp/en/OPstool.php, akzeptiert :-) Gilt das auch für den verwendeten Current Feedback LT1206, da dieser Stromgesteuert und nicht Spannungsgesteuert ist, oder ist das unwichtig? Nichtsdestotrotz, die Schaltung hat ja mit der von tangentsoft eh kaum noch was gemeinsam, wird eher zu einer Lite-Edition von Christians Version, also kommt's auf diese Änderung auch nicht mehr an. Nur wie am besten abändern? Bspw. den OPA228 http://www.ti.com/lit/ds/sbos110a/sbos110a.pdf (Nachfolger des OP37) mit Gain 10 hinter den AD797 setzen und dahinter dann noch ein aktives HP Filter das dann auch den Ausgang darstellt. Da er Unity-Gain-stable ist, kann ich ihn dann auch auf Verstärkung 1 wie gehabt umschalten. Somit könnte ich auch den doppelten OPA2228 verwenden, sofern die 20mA (40mA max.) ausreichen für ein Oszilloskop? Für dieses Filter brauche ich da überhaupt dann noch solche extra-teuren Folienkondensatoren oder reicht da dann auch ein Keramik? Oder ist es sinnvoller vor der zweiten Verstärkung den Hochpass zu setzen? Das mit dem Clipping werde ich mir mal nochmals bei Christians Schaltung genauer anschauen.
Frank M. schrieb: > Da er Unity-Gain-stable ist, > kann ich ihn dann auch auf Verstärkung 1 wie gehabt umschalten. Vorsicht, der OPA228 ist nicht 1 stabil, sondern nur der OPA227. Im Layout würde ich die beiden Kondensatoren zur Frequenzgangkompensation des AD797 durch zwei Trimmer realisieren. Die Toleranzen von Festwertkondensatoren sorgen recht schnell dafür, dass du das Maximum an Bandbreite nicht mehr erreichst. Der Schaltungsteil für das Clipping in meiner Schaltung ist ein einfacher Fensterkomparator, den man einfach so abgleicht, dass er kurz vor der Aussteuergrenze ausschlägt. LG Christian
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So, dann nochmals fast alles umgemodelt und freue mich über eure Kritik zu diesem Lösungsansatz: Die erste Verstärkung ist 100 fach mit eine AD797, also wie gehabt. Danach geht es an einen zweiten AD797 mit variabler Verstärkung, 1, 10, 100, 1000, nach Vorlage von http://www.analog.com/static/imported-files/tutorials/mt-072.pdf. Dahinter dann ein 2.6Hz Hochpass und nach einem 50 Ohm Widerstand geht's an den Ausgang. Die Umschaltung habe ich bei Christian abgeschaut, ebenfalls ein 74HC4017. Die Spannung sollte max. 6V bei 4 Batterien sein, somit kein Problem bei geeignetem 4017er IC. Dieser steuert einen ADG412 Precision Quad SPST Switch an, bei dem VDD und Vlogic ebenfalls auf 6V max. sind, ich hoffe ich habe da keinen Denkfehler grad drin. Was noch fehlt sind LEDs zur Anzeige der Verstärkung und ggf. noch der Clipping-Teil. Da ich ja kein Filter zwischen den beiden OPs habe ist das Clipping meiner Meinung nach Überflüssig, da ich ja einfach am Ausgang sehe ob max. ausgesteuert wird oder nicht. Reicht das RC-Filter am Ausgang, oder hätte ein Aktives Filter zwischen den beiden OPs noch rein gehört? Liege ich in der Annahme richtig, dass der AD797 den Ausgang treiben kann und ich nicht noch einen Buffer brüchte? Kann ich IC1 und IC2, also die beiden AD797 wie gezeigt über ein 100 Ohm Widerstand (Figure 37 aus dem Datenblatt) verbinden? Oder muss ich da was beachten? Auch der Filterwiderstand, 600 Ohm, nach IC2 habe ich so gewählt wegen der Schaltung in Fig. 37 aus dem Datenblatt. zur Frequenzgangkompensation: Um diese mit einem Trimmer zu justieren müsste ich doch ein geeignetes Testsignal, d.h. Sinus mit 1-2MHz am Eingang anlegen und dessen Verstärkung am Ausgang betrachten. So ein Testsignal habe ich aber nicht, daher könnte ich es gar nicht justieren. Oder macht man das anders?
Frank M. schrieb: > Danach geht es an einen zweiten AD797 mit variabler Verstärkung, 1, 10, > 100, 1000, nach Vorlage von Allerdings kannst du bei einer Verstärkung von 1000 keine 1,5MHz mehr erreichen. Auch müsste man für jede Verstärkung die Kompensationskondensatoren neu einstellen. Deswegen habe ich die Verstärkung mehrstufig aufgebaut. Du solltest dir auch überlegen, ob du wirklich eine Verstärkung von 100k benötigst. Schau dir mal das Eingangsrauschen an: Beitrag "Re: Einfacher Messverstärker 10 Hz - 100 KHz" Selbst im Bandbreiten begrenzten Fall hat das Rauschen bereits einen Spitze-Spitze Wert von fast 2µV. Bei einer Verstärkung von 100k sind das schon 0,2Vss. Dein Verstärker hat sogar bloß einen OPV am Eingang, sodass dein Rauschen nochmal 1,414 mal höher ist. Ohne Bandbreitenbegrenzung ist das Rauschen sogar deutlich größer. > Die Umschaltung habe ich bei Christian abgeschaut, ebenfalls ein > 74HC4017. Schön wäre natürlich noch eine kleine Anzeige z.B. durch LEDs, welche Verstärkung gerade eingestellt ist. Falls der Taster doch mal zu stark prellt könnte man leicht eine Stufe überspringen, ohne dass man es merkt. > Da ich ja kein Filter zwischen den beiden OPs habe ist das Clipping > meiner Meinung nach Überflüssig, da ich ja einfach am Ausgang sehe ob > max. ausgesteuert wird oder nicht. Du hast aber noch einen Hochpass am Ausgang deiner Schaltung. Also siehst du ein mögliches Clipping nicht. > Liege ich in der Annahme richtig, dass der AD797 den Ausgang treiben > kann und ich nicht noch einen Buffer brüchte? Der AD797 ist dafür stark genug. Der Eingangswiderstand deines Oszilloskops beträgt 1MOhm, bzw. lässt sich doch bestimmt darauf einstellen. > Um diese mit einem Trimmer zu justieren müsste ich doch ein geeignetes > Testsignal, d.h. Sinus mit 1-2MHz am Eingang anlegen und dessen > Verstärkung am Ausgang betrachten. So ein Testsignal habe ich aber > nicht, daher könnte ich es gar nicht justieren. Oder macht man das > anders? Dafür nimmt man ein Rechtecksignal von ein paar 10kHz mit möglichst guten Flanken. Danach variierst du die Trimmer so, dass das Überschwingen minimal wird und die Flankensteilheit am Ausgang maximal. Das Ergebnis sieht man im Bild Anstiegszeit.jpg im ober verlinkten Beitrag. LG Christian
> Danach geht es an einen zweiten AD797 mit variabler Verstärkung, 1, ... Das ist keine gute Idee. Der AD797 ist als Spannungsfolger (V=+1) nicht gut geeignet und nur mit bestimmter Beschaltung unter optimalen Bedingungen stabil und macht 25% Überschwingen, auch im Frequenzgang. > Liege ich in der Annahme richtig, dass der AD797 den Ausgang treiben > kann und ich nicht noch einen Buffer brüchte? Nicht bei Verstärkung 1, da verträgt der AD797 praktisch keine Lastkapazität und ist als Treiber ungeeignet.
Ja, die 1000 fache Verstärkung ist recht sinnlos, aber ohne Zusätze kann sie implementiert werden, daher habe ich sie mit übernommen, auch wenn ich sie vermutlich nie verwenden kann/werde. Eine Umrechnung auf bspw. 1,10,50, 100 habe ich nicht hinbekommen. Danke für den Hinweis mit den Kondensatoren und deren extra Anpassung pro Verstärkung. Aber vielleicht lassen sie sich auf einen akzeptablen Mittelwert für Gain 1 und 10 einstellen. Auf jeden Fall werde ich dort Trimmer einbauen, nachdem ich nun auch weiß wie ich es abgleichen kann. Die Anzeige kommt noch, ebenso das Clipping. @ArnoR: Woher weiß man das? Im Datenblatt selbst wird er ja sogar als Voltage Follower in einer Beispielschaltung verwendet, daher habe ich angenommen dass Gain 1 problemlos möglich sein sollte. Ebenso in dem Tutorial von AD, von dem ich die Gain-Umschaltung abgekupfert habe, ist Gain 1 drin. Würde Gain 2 das Problem beheben? Das sollte ja leicht durch Anheben von R17 in die Kaskade implementierbar sein.
> Woher weiß man das?
Was genau meinst du mit der Frage?
Was das Überschwingen betrifft, Figure 27 im DB, und die Lastkapazität
Figure 42. Wobei sich das wiederum auf ein Überschwingen von ca. 2-3dB
beziehen dürfte.
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ArnoR schrieb: > Was das Überschwingen betrifft, Figure 27 im DB, und die Lastkapazität > Figure 42. Wobei sich das wiederum auf ein Überschwingen von ca. 2-3dB > beziehen dürfte. Danke, genau das war die Frage. So, nachdem der OP nicht gut geeignet ist für eine Verstärkung 1 und auch 2 nichts verbessert wie man an den Diagrammen sieht, der OP228 ebenfalls nicht, der OP227 zu langsam, kommt jetzt nochmals eine Änderung: Bei Verstärkung 100 wird der Ausgang direkt vom ersten OP durchgeschleift. Bei Verstärkung 1000 wird der Ausgang des zweiten, nach 10-fach Verstärkung durchgeschleift. Bei Verstärkung 10k wird der Ausgang des zweiten, nach 100-fach Verstärkung durchgeschleift. Funktioniert das, dass der zweite OP dennoch angeschlossen bleibt und vermutlich ständig übersteuert falls ich nur Verstärkung 100 brauche? Also kann er Störungen rein bringen? Oder sollte ich ihn dann abklemmen? Der Übergang vom ersten zum zweiten OP, brauche ich da noch einen Widerstand gegen Masse, sodass wieder ein Strom fließen kann, wie es Christian mit 1k gemacht hat? (PS: Das Clipping kommt noch, hatte bisher nur keine Zeit)
Ein am Ausgang übersteuerter OP kann eine gewisse Rückwirkung haben. Zum einen über die Versorgungsspannung und zum anderen auch über den Eingang, vor allem wenn der OP Schutzdioden zwischen den Eingängen hat, sowie etwa der OP27. Da wäre es schon besser das der nicht benutzte OP auch am Eingang abgeschaltet wird. Beim Ausgang des 1. OPs braucht man keinen Widerstand nach GND. Der OP kann im Gegensatz zu den Elkos am Eingang auch Gleichstrom liefern, und arbeitet auch ohne Last stabil. Wenn eine hohe Verstärkung angestrebt wird, wäre ein Offsetabgleich für den ersten OP sinnvoll: einmal ggf. den am OP selber, und dann noch extra für den Biasstrom, denn typisch 250 nA Bias vom AD797 an 1 K geben schon 250 µV, die man besser nicht über den OP internen Abgleich korrigieren sollte. Gerade der AD797 ist für eine variable Verstärkung bei hoher Frequenz oder als Ausgangstreiber keine so gute Wahl. Als Treiber lieber ein unity Gain stabiler OP der auch ohne Tricks schnell ist, und dann immer mit etwas Gain 2 oder 10 arbeitet.
D.h. ich fuege noch einen Schalter zum Trennen der beiden OPs ein und lege den Eingang im getrennten Zustand auf Masse. Das Poti fuer den Offsetabgleich des OPs kann ich noch in die Schaltung einfuegen. Den Offset des Bias-Stroms weiss ich aber nicht wie, ohne auch wieder vermutlich Rauschen rein zu bringen. Ueberhaupt ist es vermutlich overkill. Da es auch die anderen Schaltungen die ich so angeschaut habe nicht beinhalten frage ich mich ob es wirklich noetig ist. Oder ist es doch ratsam einfach noch einen RC-Hochpass zwischen den beiden OPs einzufuegen wodurch ja auch der Offset rausgefiltert werden muesste? Wie bspw. hier: www.mikrocontroller.net/topic/207061#2060389 Schade, dass der A797 sich nun in der zweiten Stufe doch nicht so gut eignet. Im Datenblatt wird er doch angepriesen, dass er einen recht hohen Ausgangstrom von 50mA liefern kann. Wie waere die Loesung den zweiten AD797 durch einen OPA228 zu ersetzen und den letzten Hochpass durch einen OPA227 mit einem Sallen-Key Hochpass Filter? Somit treibt der OPA227 immer den Ausgang, der Ausgang sollte sauber gefiltert sein. Zwischen dem AD797 und dem OPA228 dann noch ein RC Hochpass wie im Link zu Anja's Post (macht ein Tiefpass hier Sinn?) um den Offset raus zu bekommen?
> Den Offset des Bias-Stroms weiss ich aber nicht wie, ohne > auch wieder vermutlich Rauschen rein zu bringen Du könntest den 100-fachen Biasstrom des AD797 (also ~25µA) von einem positiven Potential gegen Masse in R1 einprägen, z.B mit einem einfachen Widerstand 240k gegen +6V. 240k ergeben in der Teilung mit 10R (R1) praktisch keinen Rauschzuwachs. Natürlich ist die Kompensation nur so stabil wie die 6V.
ArnoR schrieb: >> Den Offset des Bias-Stroms weiss ich aber nicht wie, ohne >> auch wieder vermutlich Rauschen rein zu bringen > > Du könntest den 100-fachen Biasstrom des AD797 (also ~25µA) von einem > positiven Potential gegen Masse in R1 einprägen, z.B mit einem einfachen > Widerstand 240k gegen +6V. 240k ergeben in der Teilung mit 10R (R1) > praktisch keinen Rauschzuwachs. Natürlich ist die Kompensation nur so > stabil wie die 6V. Danke, dachte man macht das so: http://e2e.ti.com/blogs_/b/thesignal/archive/2012/04/11/input-bias-current-cancelation-resistors-do-you-really-need-them.aspx Also einen Widerstand wieder in Reihe. Wenn ich es nochmal wie bei TI nachrechne:
Also nur 2.5uV, somit halb so wild oder habe ich mich verrechnet? (Sind die 1k von Ulrich von R3?, kommt darueber der Fehler? Aber wie kommt er auf 250uV?)
> Sind die 1k von Ulrich von R3?, kommt darueber der Fehler? Ja. > Aber wie kommt er auf 250uV? Na das hat er doch erläutert: 1k*250nA (Biasstrom des AD797)=250µV. > dachte man macht das so: > http://e2e.ti.com/blogs_/b/thesignal/archive/2012/... > Also einen Widerstand wieder in Reihe. Das geht bei dir wegen des Rauschens nicht und außerdem hast du es auch noch falsch verstanden. Du müsstest direkt vor den I-Eingang des AD797 einen 990R Widerstand legen, was aber das Rauschen stark erhöhen würde. Alternativ könntest du in Reihe zum R1 einen großen Kondensator legen, dann ist der Offset auch weg.
Vielen Dank fuer deine prompte Antwort.
Zu dem Artikel von TI: Also in den Bildern zum non-inverting ist Rb, der
Widerstand um dem in dem Artikel diskutiert wird, zwischen Vin und
+Eingang. Ebenso wird er berechnet durch
> its value equal to the parallel combination of R1 and R2
Von daher verstehe ich leider nicht wie du ploetzlich auf 990R kommst
und warum der Widerstand direkt am -Eingang liegen soll wenn im Artikel
er wo ganz anders sitzt?
Und auch die Berechnung von Ulrich verstehe ich auch noch nicht, das
wuerde ja bedeuten, wenn R3 noch groesser wird, dann nimmt das noch
staerker zu? Irgendwie sehe ich den Zusammenhang zwischen R3 und Bias
current nicht.
Ausser: Ulrich hat auch die 2.5uV am Eingang wie im TI-Artikel
berechnet, nur habe ich vergessen diese dann 100-Fach zu verstaerken
wodurch am Ende ich 250uV Offset am Ausgang bekomme?
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Der Biasstrom fließt in die OPV-Eingänge und hat typ. den Wert 250nA. Am NI-Eingang des OPV liegt als Gleichstrompfad nur R3 mit 1k. Daher erzeugt der darüber fließende Biasstrom dort 250µV. Am I-Eingang liegt gleichstrommäßig die Parallelschaltung aus R1 und R2 mit etwa 10R resultierendem Widerstand. Daher ist die Spannung dort etwa 2,5µV. Um die Offsetspannung auf null zu bringen, müssen die Gleichspannungen an beiden Eingängen gleich groß sein, also müssen auch die Gleichstromwiderstände gleich sein. Das geht nur, indem 990R in Reihe zum I-Eingang geschaltet werden. Dies vergößert aber erheblich das Rauschen. Unteres Bild: Ein Kondensator in Reihe zu R1 macht diesen für den Biasstrom unwirksam, so dass nur noch R2 mit 1k wirkt. Damit sind die Gleichstromwiderstände an beiden Eingängen gleich und die Offsetspannung null. R4 ist dann überflüssig. Etwas vereinfacht und ohne Beachtung der Vorzeichen in der Darstellung im Anhang.
Wow, sehr vielen Dank! Super erklärt. Bei niedrigen Frequenzen hat man durch den Kondensator ca. Gain 1, bei hohen Frequenzen dann 100, aber da sitzt dann ja auch der Offset weiter drin? Was ist nun besser, ein Kondensator (welche Größe wäre angemessen? Sollte vermutlich wieder sehr geringe Leckströme haben, also wieder was in der Art Folie, was teuer und globig wird, sowas wie die gern verwendeten Wima Kondensatoren) in Reihe oder der Widerstand parallel? (erscheint mir momentan simpler, zudem ist das dann nicht Frequenzabhängig)
Solange der Offset nicht zu groß wird, das man damit den nutzbaren Bereich zu sehr einschränkt, kann man vermutlich damit leben, und den einfach ignorieren. Selbst mit 1000 facher Verstärkung werden aus den 250 µV am Eingang 250 mV - das wäre also noch zu tolerieren. Erst wenn die Verstärkung noch größer wird, muss man sich um den Offset wirklich sorgen machen. Die einfachste Lösung wäre da der schon oben beschriebene Widerstand von 240 K nach 6 V. Die 6 V kann man zusätzlich noch über ein RC Glied Filtern, so dass man da praktisch kein zusätzliches Rauschen rein bekommt, selbst wenn die 6 V Quelle eher schlecht ist. Wegen der starken Teilung ist auch die Drift der 6 V Quelle eher unwesentlich - der Bias Strom ist auch nicht so super stabil. Je nach Elko am Eingang kommt zum Bias des OPs auch noch der Leckstrom der Elkos dazu, der dann aber ggf. von der Gleichspannung abhängt. Die Idee mit dem Kondensator in Reihe zu den 10 Ohm ist auf den ersten Blick gut, aber unpraktisch, weil der Kondensator sehr groß werden müsste. Wenn schon mit Kondensator, dann eher als Kondensator parallel zu 990 Ohm am Inv. Eingang. Aber auch da hätte man schon ähnliche Anforderungen wie für den Eingang, und zusätzlich ein Problem mit parasitären Kapazitäten nach Masse. Sinnvoll wäre ggf. eine AC Kopplung (oder ein Hochpassfilter) spätestens nach 1000 fachen Verstärkung. Ob man mehr als 1000 fache Verstärkung braucht ist sowieso fraglich.
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Und noch einmal. Sie ist nun etwas größer ausgefallen, ich hoffe noch einigermaßen lesbar und flott nachvollziehbar. Ist leider etwas verwirrend wegen den Umschaltern. Am Invertierenden Eingang liegt nun ein Widerstad um den Offset raus zu korrigieren. @ArnoR: Du hast dich auf -6V korrigiert, für mich Sinn machen würde es aber wenn er gegen +6V geschaltet wäre, denn momentan liegen ja -250uV an. Was stimmt nun? Der erste OP, ein AD797 mit 100 fach Vertärkung. Von da aus geht es auf einen Hochpass mit 5.13Hz Grenzfrequenz. Weiter auf einen Umschalter, der es entweder direkt an den Ausgang oder an den zweiten OP, einen OPA228 mit 10 bzw. 100 fach Verstärkung weiter schaltet. Wird der OPA228 nicht verwendet liegt dessen Eingang mit 1k an Masse. Der Ausgang ist ein OPA227 mit Sallen-Key Hochpass 3.38Hz, danach auf ein RC-Hochpass mit 0.8Hz und über 50Ohm an den physikalischen Ausgang. Die Empfehlung den Ausgangs-OP auch leicht verstärkend zu gestalten habe ich nicht gemacht, da es mit der variierenden Verstärkungsumschaltung dann nicht mehr so schön geklappt hätte. Es fehlt immer noch das Clipping, nur hatte ich heute Abend dazu keine Lust mehr ^^ Fragen: - Was sagt ihr zu diesem Aufbau nun? Besser, schlechter, schwachsinn? ;-) - Was ist der Vorteil wenn ich bei den RC Filtern größere Kondensatoren bei gleichbleibender Grenzfrequenz wähle? Also würde ich was verschlechtern wenn ich im ersten Hochpass statt 9.4uF und 3k3 bspw. 4.7uF und 6k6 nehmen würde? Vielen Dank schon mal für eure ständige Hilfe.
> @ArnoR: Du hast dich auf -6V korrigiert, für mich Sinn > machen würde es aber wenn er gegen +6V geschaltet wäre, denn momentan > liegen ja -250uV an. Was stimmt nun? Der AD797 hat npn-Transistoren in der Eingangsstufe, daher ist das Basispotential negativer als Masse (-250µV), wenn der Biaswiderstand (R3) an Masse liegt. Also muss der Spannungsabfall an R1 ebenfalls negativ sein, der 240k-Widerstand geht nach -6V. Aber wie Ulrich oben sagte, spielt so ein kleiner Ausgangsoffset (25mV) keine Rolle.
Die Kompensation des Bias Stromes am Eingang braucht man nur, wenn die DC Verstärkung dahinter sehr hoch wird. Mit der Kapazitiven Kopplung über C8 ginge es ohne. Andersherum ginge es wohl auch noch ohne die AC Kopplung mit C8, wenn man den Bias wirklich abgleicht, also an den individuellen OP anpasst. Dann sollte selbst eine 10000 fache Verstärkung noch ohne große Einbußen bei der Aussteuerung noch gehen. R22 sollte man dazu in einen Festwiderstand (z.B. 150 K und einen von etwa 100 K austeilen), mit einem Zusätzlichen Kondensator nach GND dazwischen. Die unstabilisierte Versorgung ist da auch nicht unbedingt die Optimale Quelle - von der Tendenz her eher ein Ref. Spannung mit leicht negativem Tk, also etwa die Spannung einer blauen/grünen LED. Wie man die Kondensatoren Widerstände bei den Filtern wählt hat einen Einfluss auf das Rauschen: größere Widerstände geben mehr Rauschen und auch mehr Einfluss durch den Bias/Offsetstrom des Verstärkers. Beim Hochpassfilter hat man das höhere Rauschen aber im wesentlichen im Bereich der Übergangsfrequenz und drunter. Bei den höheren Frequenzen wird es durch die Kondensatoren reduziert. Sofern der überhaupt drin bleibt könnte man den Widerstand also noch einiges größer machen, so dass die Frequenz unter die am aktiven Filter fällt. Das gibt sonst einen langsamen Übergang zu tiefen Frequenzen.
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Vorschläge wieder implementiert :-) @ArnoR: Vielen Dank für die Erklärung. @Ulrich: Du hast nicht eindeutig beschrieben wie du es mit den Widerständen gemeint hast, ich bin nun von einem Festwiderstand in Reihe zu einem Poti ausgegangen. Die Idee mit der LED als Vref habe ich auch übernommen und dahingend die Werte angepasst. Unklar ist mir noch was der Kondensator für einen Wert haben sollte. Diese Offset-Korrektur anstelle des Hochpasses habe ich bevorzugt, da dann das Clipping einfach auf beide OpAmps anwendbar ist. Wäre nett wenn ihr nochmal drüber schauen könntet, falls soweit alles ok ist werde ich mich mal an die Leiterplatte designen setzen.
Ich habe mich zu den Kondensatoren nochmal etwas eingelesen und das ist mein letzter Stand der Dinge: Entscheidend bei der Wahl des Typs: der Leckstrom. 1. Wet Slug Tantalum Capacitor, wie auch hier verwendet: http://cds.linear.com/docs/en/application-note/an124f.pdf Die beste Wahl aber das Problem dabei der Preis von > 100 Euro pro Stück. Also jenseits meines Budgets. 2. Tantalum Capacitor: http://www.avx.com/docs/techinfo/LowDCL.pdf Scheinen einen recht konstant niedrigen Leckstrom zu besitzen. Von der Größe und Preis sind sie in ebenfalls in Ordnung. 3. Niobium Oxid Capacitor (Oxicap): Etwas schlechter als Tantal-Kondensatoren, dafür brennen sie nicht. Nicht geeignet: - OS-CON: http://industrial.panasonic.com/www-data/pdf/AAB8000/AAB8000PE23.pdf Selbst vom Hersteller werden sie nicht für diesen Einsatz empfohlen da: "Avoid the use of the OS-CON in the following type of circuits because leakage current may increase ..." - Elektrolyt: Trocknen aus, variieren im Leckstrom stark, brauchen eine mehrstündige oder Tägige Ladephase damit der Leckstrom wieder gering wird Ungewiss: - Keramik: Aufgrund des Piezo-Effekts könnten sie vermutlich das Signal stören. Daher habe ich nun vor keine OxiCap zu verwenden, sondern Tantal: http://de.farnell.com/avx/trje337k010rrj/kondensator-330uf-10v-bauf-e/dp/1672688 Mit zwei von denen am Eingang, hätte ich einen Hochpass mit 0.24Hz, genauso am Ausgang. Das aktive Filter am Ausgang sollte aber dann auch sowas um den Dreh haben, nur wird das schwer bei Verwendung von den 4.8uF Folien-Kondensatoren. Was spräche dagegen auch hier solche Tantal-Kondensatoren zu verwenden? Würde auch die ganze Leiterplatte kleiner machen ^^
Das Formieren von Elkos ist durchaus übliche Praxis und für wenig Geld bekommt man mitunter wirklich gute Elkos mit sehr geringen Leckströmen, dazu müssen es keine Oscon oder nasse Tantal sein: Beitrag "Re: Meßverstärker für 1/f-Rauschen 0.1 - 10 Hz" Bei Keramikkondensatoren braucht es eine recht große Anzahl, um auf entsprechend niedrige Grenzfrequenzen des Filters zu kommen.
Beim aktiven Filter ist nicht klar welche Polarität die Kondensatoren sehen. Da sind Folienkondensatoren schon richtig - die Widerstände dürfen ja auch schon etwas größer sein. Von der Tendenz her sollte die Grenzfrequenz am Eingang eher etwas niedriger liegen als beim Aktiven Filter. Je nach OP kann man auch auf die Elkos am Ausgang verzichten. Als DC Spannung hat man da nur den Offset des OPs, das geht also in der Regel auch mit DC Kopplung am Ausgang. Auch da hätte man wieder das Problem mit der Polarität. Der Kondensator C7 ist an der falschen Seite von R6 - so wie gezeichnet wird die Schaltung instabil. Der Kondensator soll nur die Spannung glätten, bei rund 50 K braucht es da keinen so großen Kondensator - sofern man ihn überhaupt braucht. Der Bias Strom des OPs ist nur recht grob festgelegt da müsste man ggf. die Werte des Widestandes und Poties noch etwas anpassen für mehr Verstellbereich. Die Widerstände in der 2. Stufe könnte ggf. besser etwas größer werden: Das gibt weniger Strom und damit weniger Signal das ggf. zur 1. Stufe zurück koppeln kann. Wegen der Verstärkung der 1. Stufe ist hier das Rauschen auch schon nicht mehr so wichtig, dass man 100 Ohm Impedanz braucht. Wegen der Bandbreite sind die kleinen Widerstände aber auch gut.
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Vielen Dank, alles übernommen. Das mit der Polarität am Ausgang habe ich total übersehen. Da das Sallen-Key-Filter drin ist, hoffe ich dass es ohne das passive Filter geht. Auch die zweite Verstärkung ist nun hoch-ohmiger. Davor hatte ich mich auch verrechnet gehabt, es ergab nie 100-fach, nun ist auch das korrigiert. Dann werde ich mal die nächsten Tage die Leiterplatte designen und mich wieder zu Kritik eurerseits melden :-)
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Wollte mich mal wieder melden und mitteilen, dass ich immer noch dran bin, nur leider hatte ich demletzt kaum Zeit dafür gefunden. Im Anhang der fast fertige Leiterplatten-Entwurf, einzig links die Taster und Anschlüsse sind noch nicht ganz fertig. Die Leiterplatte ist so groß da das Gehäuse so groß ist in das sie rein soll. Da noch viel Platz frei ist kommt rechts unten auch noch eine zweite kleine Schaltung zum Strom messen drauf. Die Leiterplatte ist zweilagig, der Großteil der Leiterbahnen ist auf der Bauteilseite. Auf der Rückseite sind Akkuhalter für 8 AAA Akkus. Die freie Fläche habe ich sowohl oben als auch unten mit GND gefüllt, vermutlich sind noch mehr Vias im mittleren Bereich angebracht. Zudem werde ich jetzt erst einmal die Bauteile bestellen bevor dann die Leiterplatte abgeschickt wird um nochmal die Abmessungen zu überprüfen.
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Leiterplatte angekommen, jetzt geht's an's Bestücken und testen. Hergestellt bei Jackaltac: Kostenpunkt: 42.60 Euro brutto (30 Euro netto ohne Versand) bestellt am 07.08.2013 ausgeliefert am 22.08.2013 angekommen am 23.08.2013 d.h. innerhalb der 12AT, alles in Ordnung so weit. Im Anhang noch eine Nahaufnahme und im Vergleich eine Nahaufnahme einer Platine hergestellt bei PCB-Pool direkt. Was sind die Unterschiede: Bei PCB-Pool ist der Lötstopplack deutlich dicker bzw. die Leiterbahnen, d.h. man kann die einzelnen Leiterbahnen fühlen, bei Jackaltac sind sie viel flacher. Der Aufdruck ist bei PCB-Pool präziser, Bohrungen mittiger und dank ENIG die Pads extrem flach und sauber. Dafür alles deutlich teurer)
Nachdem ich die erste Verstärkungsstufe mit dem AD797 mittlerweile aufgebaut habe, frage ich mich wie ich richtig Vorgehe um den Offset zu korrigieren, da ich ja zwei Einstellmöglichkeiten habe. Einmal über den Input-Bias Current (R7) und dann über die interne Offset-Korrektur des Op (R8). Also stelle ich bspw. R8 auf die mittlere Einstellung, dann R7 so gut wie möglich ein um dann mit R8 dem ganzen den letzten Schliff zu verpassen? ^^
Frank M. schrieb: > Also stelle ich bspw. R8 auf die mittlere Einstellung, dann R7 so gut > wie möglich ein um dann mit R8 dem ganzen den letzten Schliff zu > verpassen? ^^ Ja, so würde ich es auch machen. LG Christian
Um R8 Abzugleichen könnte man erst einmal C7 kurzschließen und damit die Biaskorrektur abstellen und dann R2 mit 10 Ohm brücken. Damit ließe sich der Offset nur des OPs abgleichen. Je nach Anspruch könnte man auch einfach erst einmal R8 nicht bestücken. Das ist vermutlich besser als einfach auf grob die Mitte stellen, denn bei bipolaren OPs bringt meist der Abgleich des Offsets auch gleichzeitig eine kleinen TK - für was anderes braucht man R8 eigentlich nicht. Die Offsetkompensation über R8 sollte daher nicht für andere Offsets genutzt werden, denn das kann den Tk deutlich vergrößern und damit indirekt ggf. auch das NF-Rauschen, dass durch thermische Schwankungen kommt.
Danke für eure Antworten. Die 4 Kondesatoren des letzten Tiefpass habe ich nicht eingelötet, stattdessen messe ich an deren Stelle dort bisher das Ausgangssignal. Ich habe nun nochmal R8 ausgelötet und wie empfohlen, R2 mit 10Ohm parallel geschalten. Mit R7 konnte ich dann nur zwischen +15mV und +55mV korrigieren. Daher habe ich auch noch R6 ausgelötet um gar keine Offset-Korrektur mehr zu haben, wodurch am Ausgang vom AD797 dann ein Offset von -2.5mV entstand. Heist das ich liege in der Rechnung um gut eine Größenordnung (25mV erwartet) daneben und muss dementsprechend den Widerstand R6 anpassen, oder habe ich was anderes falsch gemacht? Zwischen GND und LED_VREF liegen -2.56V an. Ich habe noch ein zweites Problem, und zwar mit dem Zähler, was ich absolut nicht verstehe. Ich verwende diesen: http://www.nxp.com/documents/data_sheet/74HC_HCT4017.pdf Als ich nur den Zähler und die Anzeige LEDs verlötet hatte, also noch nicht die ADG1636 Umschalter, konnte ich mit dem Taster alle LEDs umschalten. (zwar recht ungenau, was ich aber auf ein falsches Entprellen vorerst geschoben habe). Nachdem ich dann die ADG1636 und die anderen zwei OpAmps eingelötet hatte, konnte ich nichts mehr umschalten, es leuchtete immer LED von Gain 100. Wenn ich mit einem Spannungsmessgeräte von GND zur Anode der LED3 gemessen hatte und dann den Taster betätigte, dann hat er auf diese LED umgeschalten, das selbe mit LED4. Wenn ich nun an die Anode der LED4 einen 0.1uF Kondensator gegen GND geschaltet habe, so hat er beim Taster drücken auf die 10.000 fach Verstärkung geschaltet, beim loslassen zurück auf die 100 fach. Mir ist das Verhalten ein Rätsel. Habt ihr eine Idee? Ansonsten würde das Umschalten funktionieren, also der Offset von -2.5mV wird schön auf -250mV verstärkt wenn ich umschalte. PS: bei 10.000 facher Verstärkung messe ich bei dem momentanen Aufbau ohne Ausgangsfilter am Ausgang +-15mV Rauschen. Wohl noch nicht so der Bringer, oder? :-( Oder entpricht das dann 1.5uV Eigenrauschen, was sich schon schöner anhören würde ^^
Die Idee noch einmal 10 Ohm parallel zu R2 zu löten, war um damit R8 richtig einzustellen. Mit den 10 Ohm fällt der Fehler durch den Bias-strom gerade heraus, und man könnte R8 dann abgleichen. Danach müssten die 10 Ohm wieder raus. Aus den typisch 25 µV Offset des OPs könnten dann ggf. schon 2,5 mV am Ausgang werden - ist aber nur ein möglicher wert. Die einfachere Version wäre es R8 wegzulassen, und dann natürlich keine 10 Ohm Parallel zu R2 zu haben. Dann sollte es eigentlich auch mit dem Abgleich des Offsets hinkommen. Ein Problem ist aber noch das Layout: es ist hier keine Sternförmige Masse. Da können ggf. trotz der Niederohmigen Verbindung doch noch ein paar µV zusätzlicher Offset reinkommen, und ggf. stimmt auch die Verstärkung nicht ganz. Bei 10000 facher Verstärkung entsprechen die 15 mV am Ausgang halt 1,5 µV am Eingang. Je nach Bandbreite ist das wohl auch noch OK. Das Verhalten des Zählers läßt irgendwie auf Störungen schließen, ggf. auch eine nicht so stabile Versorgung. Mir kommt R20 mit 100 K recht hoch vor, aber es soll ja auch nicht so viel Strom fließen. Eine kleine Kapazität (z.B. 10-100 pF) an dem Pin könnte da auch noch etwas helfen. Der Filter zum Entprellen kommt mir zu Langsam vor, also eher C21 deutlich kleiner machen (eher 10-100 nF). So ohne Schmidt Trigger mit der langsamen Flanke auf den Zähler ist schon grenzwertig.
Ulrich schrieb: > So ohne Schmidt Trigger mit > der langsamen Flanke auf den Zähler ist schon grenzwertig. Das war's, jippiee. 10nF funktionieren sauber. Ulrich schrieb: > Mit den 10 Ohm fällt der Fehler durch den > Bias-strom gerade heraus, und man könnte R8 dann abgleichen. Ohje peinlich, vielen Dank, jetzt hab ich's auch wieder kapiert. Lag wohl etwas zu viel Zeit zwischen der Schaltung entwickeln und nun dem Aufbau ^^ Morgen werde ich das nochmal genauer anschauen, heute mach ich sonst blos noch Fehler rein. R8 lass ich aber vorerst mal draußen, und versuche dann alles nur mit R7 abzugleichen. Und dann kann ich weiter nach Optimierungen/Fehler suchen. Ulrich schrieb: > ggf. stimmt auch die Verstärkung nicht ganz. jup, die ist ja 101 in der ersten Stufe, also 10.100 in der letzten, und eben auch nicht abgeglichen, also durch die Widerstandstoleranzen nochmals etwas verschoben.
Die Eingangskondensatoren und Schutzdiode habe ich nochmals rausgelötet, ebenso ist keine Offset-Korrektur drin. Lege ich 10 Ohm am Eingang gegen GND so habe ich einen Offset von ca. -1.1mV am Ausgang des AD797, d.h. -11uV am Eingang. Ich habe den AD797B, und der hat laut Datenblatt typ. 10uV Input Offset Voltage, also passt das perfekt überein. Lege ich nun 1k Ohm am Eingang gegen GND so habe ich einen Offset von ca.+5mV am Ausgang des AD797, d.h. +50uV am Eingang. Ein Faktor 5 kleiner als ich im Schaltplan berechnet habe. Mit der Offsetkorrektur verschiebe ich das ganze auch nur ins noch positivere. Ich müsste etwas positives einspeisen, damit ich den positiven Offset raus bekomme, mit was negativem mach ich's ja nur noch schlimmer. Also die LED gegen V+ schalten. Stimmen die Überlegungen, denn so ganz bekomme ich es mit den Rechnungen im Schaltplan noch nicht zusammen gebacken und habe daher noch Zweifel dass ich das richtig gemacht habe ^^
Nach dem vereinfachten Schaltplan müsste der Bias Strom eigentlich negativ sein. In den Daten wird ein Positiver Wert angegeben - was aber auch einfach als Betrag gesehen werden kann. Ein posotiver Bias wäre möglich wenn da ein interne Kompensation drin ist, die in der vereinfachten Schaltung nicht eingezeichnet ist. Das würde auch etwas zu der recht großen Spannung für den möglichen Bias Strom passen. Mit Kompensation sind dann auch kleinere Werte Möglich.
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Lang ist's her, dennoch ist er nun fertig, nachdem ich wieder Zeit dafür gefunden hatte und endlich noch die fehlenden Materialien bestellen konnte ^^ Ich bedanke mich nochmal bei allen für die intensive und freundliche Hilfe und die vielen Erklärungen und will ich euch daher das Ergebnis nicht vorenthalten. Angehängt habe ich Bilder vom fertigen Aufbau, das mit den Batteriehaltern hat nicht ganz so hingehauen, da sie immer noch zu nah waren und sich berührten bei eingelegten Akkus, daher als Notlösung dieses Isolierband dazwischen. Auch habe ich eine kleine Messreihe durchgeführt um die Auswirkungen der einzelnen Komponenten nachvollziehen zu können. Als Oszilloskop diente ein PicoScope 2205 (angeschlossen an einen Laptop im Akku-Betrieb). Dessen Funktionsgenerator lieferte nicht schön saubere Rechtecksignale im mV Bereich, wodurch ich die Bandwidth Compensation eher mäsig durchführen konnte. Einen Unterschied zwischen mit oder ohne Gehäuse, oder gar mit 100% abgeschirmten Gehäuse, konnte ich nicht feststellen. Ebenso ein Wechsel von Eneloop AAA Akkus auf Alkaline Batterien hat nichts geändert. Einzig die Bandwidth-Compensation hat eine minimale Verschlechterung im Rauschen verursacht, sodass ich am Ende, bei 10000 facher Verstärkung ein Rauschen von 6.46 mVrms habe, somit also 646 nVrms. Ob das nun gut oder schlecht ist, das überlass ich euch zu entscheiden, ich bin sehr zufrieden mit dem kleinen Gerätchen ;-)
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