Forum: Analoge Elektronik und Schaltungstechnik Meßverstärker für 1/f-Rauschen 0.1 - 10 Hz


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von Kai K. (klaas)


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>Das Ergebnis ist:
>(100Hz-10KHz Rin=50 Ohm v=100)
>R-Variante: 6,5uVrms
>C-Variante: 11uVrms

Ich hatte gestern noch kurz die Schaltung von Arno

Beitrag "Re: Meßverstärker für 1/f-Rauschen 0.1 - 10 Hz"

überprüft und die Variante 1k/9k mit der Variante 1n/110p bei 10kHz 
verglichen. Da rauschte die Variante mit den Widerständen doppelt so 
stark. (Das OPamp-Rauschen blieb dabei unberücksichtigt. Verwendet habe 
ich übrigens statt des LM358 einen OPA627.)

Bei schmalbandigen Systemen kann man sich mit Caps ganz sicherlich hier 
und da einen Vorteil verschaffen.

von Abdul K. (ehydra) Benutzerseite


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Sehe ich momentan auch so. Ich kriege beide Varianten einfach nicht so 
normiert, daß man sie knallhart vergleichen könnte. Vermutlich muß man 
wie in der HF-Technik an allen Stellen mit der komplexen Impedanz 
arbeiten.


Was passiert denn bei den CMOS-Invertern: Bei ganz hohen Frequenzen 
überwiegt deren Ausganswiderstand, der deutlich höher ist als bei einem 
OpAmp. Damit fällt die Gesamtverstärkung vollkommen zusammen. Die ganze 
Kette wird zu einem Dämpfungsglied. Gleiches passiert bei starken 
Impulsstörungen am Eingang. Läßt sich gut nachweisen durch 
Piezo-Feuerzeug am Eingang oder ein nahes Handy. So eine Schaltung mit 
CMOS reagiert viel unempfindlicher als die asymmetrischen Eingangsstufen 
von OpAmps (die noch dazu keine quadratische Kennlinie haben und damit 
höhere Intermodulationsstörungen).

Bei echten OpAmps ist auch die Verstärkung viel höher. Arno hat mit 
seiner Frage, ob ich auch mal probiert hätte über mehrere CMOS-Inverter 
rückzukoppeln, eine interessante Frage aufgeworfen. Das werde ich 
irgendwann untersuchen. Probiert hatte ich das nur mit den klassischen 
Widerständen, aber nicht mit der C-Variante (Dazu war ich zu 
eingeschüchtert durchs vorherige Schwingen in der R-Variante. Auf einem 
Steckbrett hört das so ab 15pF auf). Vielleicht zeigt sich auch dort die 
ungewöhnliche Stabilität.

Man könnte auch C und R kombinieren durch parallelschalten. Damit wäre 
man bei der komplexen Impedanz.


Ich glaube, ich habe den Thread genug gekapert.

von Abdul K. (ehydra) Benutzerseite


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Abdul K. schrieb:
> Wenn jemand Zugriff auf IEEE hat, dann schaue man mal hier rein:
> http://ieeexplore.ieee.org/iel5/19/4303372/04303389.pdf
> "ciofi" a "new circuit topology for the realization of very low noise,
> wide bandwidth transimpedance"
>
> Das würde mich interessieren. Beschäftigt sich mit den Vorteilen von
> kapazitiven Teilern zur Rauschreduzierung.

Habe die Artikel bekommen. Er will aber, daß ich sie nicht weitergebe.

von ArnoR (Gast)


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Kai Klaas schrieb:
> Nach langem Überlegen habe ich beschlossen nun auch einen Meßverstärker
> zu bauen, soweit meine karge Freizeit es zuläßt. Ich möchte aber gerne
> auch in Schaltungen mit nicht besonders niederohmigen Quellimpedanzen
> messen. Der Frequenzbereich soll die zwei Bereiche von 0,1Hz bis 10Hz
> und von 10Hz bis 100kHz umfassen, möglichst mit nur einer Meßschaltung.

> Eigentlich von 0,1Hz bis 100kHz (Schmunzel).

Bist du da nun etwas weitergekommen?

Du hattest mich da auch angesteckt, so dass ich mir einen Meßverstärker 
mit hochohmigem Eingangswiderstand auf Basis des 2SK369 entworfen und 
gebaut habe. Der ist eben fertig und ich habe ein wenig gemessen:

Bandbreite: 0,1Hz...150kHz (je -3dB, -20dB/dec)
Verstärkung: 60dB (fest)
Eingangswiderstand: 1M (mehr ist kein Problem)
Rauschen am Ausgang: <400µVeff, 3mVpp, (breitbandig mit Oszi gemessen, 
Messzeiten 10s...1ms, Eingangskurzschluss, Oszi-Eigenrauschen ca. 
177µVeff, 1,6mVpp)
Betriebsspannung: 9V-Block
Stromaufnahme: 18mA
Aussteuerbarkeit am Ausgang: >6Vpp
Klirrfaktor bei 2Vpp und 1kHz: 0,01% (Simulation)

Was ich dabei festgestellt habe ist eine deutliche Mikrofonie des 
2SK369. Wenn man an dem eingelöteten Transistor mit Kraftwirkung 
senkrecht auf die beschriftete Fläche ganz leicht hin und her biegt, 
kann man das schön auf dem Oszi sehen, auch leichtes Klopfen auf die 
Platine oder den Tisch sieht man deutlich. Man kann aber damit leben - 
wenn die Platine ruhig auf dem Tisch liegt, dann ist nichts zu sehen.

von Abdul K. (ehydra) Benutzerseite


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Weil es so schön paßt:
http://www.adr-ag.de/hameg/pdf_calc/Noise_1_Calculator.pdf

Meinige oben erwähnte 6-sigma sind 99,7%.

von Kai K. (klaas)


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>Bist du da nun etwas weitergekommen?

Nein, leider nicht. Ich habe sehr wenig Zeit für eigene Projekte in 
diesen Tagen. Ein paar 2N4860A und OP27 habe ich bestellt und liegen auf 
meinem Tisch...

>Rauschen am Ausgang: <400µVeff, 3mVpp, (breitbandig mit Oszi gemessen,
>Messzeiten 10s...1ms, Eingangskurzschluss, Oszi-Eigenrauschen ca.
>177µVeff, 1,6mVpp)

Da komme ich überschlägig auf ein Breitbandrauschen von 0,9nV/SQRT(Hz). 
Das ist genau das, was im Datenblatt des JFET als Rauschen angegeben 
ist. Respekt!

Könntest du mal eine Messung im Band 0,1Hz...10Hz machen, wenn du Zeit 
und Lust hast? Da gibt es ja kaum veröffentlichte Werte für den 2SK369.

>Was ich dabei festgestellt habe ist eine deutliche Mikrofonie des
>2SK369.

Ich habe mir mal JFET-OPamps (TL052A) mit niedriger Offsetspannung 
selektiert und danach erstaunt festgestellt, daß die Offsetspannungen in 
der fertigen Schaltung um bis zu 1mV daneben lagen. Grund: Beim 
Eindrücken in die Fassung wurden die Chips leicht verbogen...

Auch bei eingelöteten OPamps kann man diese Mikrofonie beobachten, wenn 
man mit einem langen Holzstöckchen den OPamp mal gegen die Platine 
drückt. (Mit dem Holzstöckchen natürlich, um kapazitives Einkoppeln von 
Brumm zu vermeiden.)

Luftströmungen um die Bauteile des Verstärkers sollen ja zusätzlich 
tiefstfrequentes "Rauschen" erzeugen, also schwankende Thermospannungen. 
Dagegen könnte Einbetten in Vergußmasse helfen. Würde wohl auch deine 
Mikrofonie verringern, oder?

von ArnoR (Gast)


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> Ein paar 2N4860A und OP27 habe ich bestellt und liegen auf
> meinem Tisch...

Dann soll es wohl doch der Wenzel-Amp werden?

Kai Klaas schrieb:
> Da komme ich überschlägig auf ein Breitbandrauschen von 0,9nV/SQRT(Hz).
> Das ist genau das, was im Datenblatt des JFET als Rauschen angegeben
> ist. Respekt!

Danke.
Das Rauschen ist genau so wie der 2SK369 es vorgibt, die Schaltung tut 
gar nichts dazu, von einem 2R-Widerstand mal abgesehen. Der 2SK369 ist 
ein sehr guter SFet, weil der eine ungewöhnlich große Steilheit hat und 
man Stufenverstärkungen wie mit Bipos schafft, so dass der Rest des 
Verstärkers in Bezug auf das Rauschen uninteressant ist.

> Könntest du mal eine Messung im Band 0,1Hz...10Hz machen, wenn du Zeit
> und Lust hast? Da gibt es ja kaum veröffentlichte Werte für den 2SK369.

Sicher, nur wird wohl nichts dabei rauskommen, weil die Verstärkung mit 
60dB dafür zu klein ist. Bei der geringen Bandbreite geht das Rauschen 
des Verstärkers im Eigenrauschen des Oszi unter.

Die 0,1Hz brauch ich gar nicht, ich habs nur gemacht, weil immer so ein 
Theater um einen so breitbandigen Verstärker gemacht wurde, und ich 
wollte mal sehen wie das so ist. Wahrscheinlich werd ichs aber auf 1Hz 
umbauen, weil mir die Einschaltzeit des Verstärkers mit ca. 4 Minuten 
echt auf den Keks geht. Das ist so, weil eine extreme Filterung zur 
AP-Regelung nötig ist (schließlich darf die in 10Sekunden-Schwingungen 
nicht merklich eingreifen) und nein, es sind keine Röhren drin.

> Luftströmungen um die Bauteile des Verstärkers sollen ja zusätzlich
> tiefstfrequentes "Rauschen" erzeugen, also schwankende Thermospannungen.

Sowas hab ich nicht gesehen. Nur wenn ich den SFet direkt angeblasen 
habe, gabs nenneswerte Signale auf dem Oszi. Überhaupt war die Messung 
über 10 Sekunden die stabilste. Bei kürzeren Messzeiten war teilweise 
ein deutliches Zappeln zu sehen, so dass bei ordentlicher Abschirmung 
(Keksdose) vielleicht noch bessere Werte rauskommen als bei der auf dem 
Tisch liegenden Platine.

> Dagegen könnte Einbetten in Vergußmasse helfen. Würde wohl auch deine
> Mikrofonie verringern, oder?

Wenn die ganz weich ist vielleicht, recht gut war die Dämpfung durch 
Festhalten mit zwei Fingerspitzen. Aber wie gesagt, wenn man die Platine 
in Ruhe lässt, ist es kein Problem.

von Anja (Gast)


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ArnoR schrieb:
> Sowas hab ich nicht gesehen. Nur wenn ich den SFet direkt angeblasen
> habe, gabs nenneswerte Signale auf dem Oszi.

Ich empfehle Wattepads zum Abschminken der Luftströmungen.
Von beiden Seiten der Leiterplatte im Eingangsbereich.

Gruß Anja

von branadic (Gast)


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Anja schrieb:
> ArnoR schrieb:
>> Sowas hab ich nicht gesehen. Nur wenn ich den SFet direkt angeblasen
>> habe, gabs nenneswerte Signale auf dem Oszi.
>
> Ich empfehle Wattepads zum Abschminken der Luftströmungen.
> Von beiden Seiten der Leiterplatte im Eingangsbereich.
>
> Gruß Anja

Du schminkst dich also, ich mich bspw. nicht :D

Déjà-vu

von Kai K. (klaas)


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>Dann soll es wohl doch der Wenzel-Amp werden?

Ja, entsprechend modifiziert.

>Sicher, nur wird wohl nichts dabei rauskommen, weil die Verstärkung mit
>60dB dafür zu klein ist. Bei der geringen Bandbreite geht das Rauschen
>des Verstärkers im Eigenrauschen des Oszi unter.

Ja, das dachte ich auch schon.

>Wahrscheinlich werd ichs aber auf 1Hz umbauen, weil mir die Einschaltzeit
>des Verstärkers mit ca. 4 Minuten echt auf den Keks geht. Das ist so,
>weil eine extreme Filterung zur AP-Regelung nötig ist (schließlich darf
>die in 10Sekunden-Schwingungen nicht merklich eingreifen) und nein, es
>sind keine Röhren drin.

Ja, die Zeitkonstanten sind schon gewaltig. Da ich wohl Elkos im 
Signalweg der Meßobjekte haben werde, werde ich wohl zusätzlich noch die 
Abnahme des Reststroms abwarten müssen. Das dauert dann länger als ein 
paar Minuten...

von Abdul K. (ehydra) Benutzerseite


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Schalte doch einfach Dioden parallel. In PLL Loop-Filtern macht man das 
auch so zur Reduzierung der Einschwingzeit. Oder aktive CMOS-Schalter, 
die irgendwann abgeschaltet werden.

von ArnoR (Gast)


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Ein Update.

Heute hab ich festgestellt, dass ein schöner 100MHz-Störer mein Büro 
verseucht und mir die gestern gemessenen "Rauschwerte" verschlechtert 
hat. Der Einfachheit halber hab ich nur die Bandbreitenbegrenzung 
(20MHz) am Oszi eingeschaltet, aber keine zusätzlichen Tiefpässe 
verwendet. Damit konnte die Störung erheblich verringert werden.

Die Bilder zeigen die Messungen von 1ms bis 10s Messdauer. Dazu den 
Oszi, dessen Rauschen immer gleich war und das Störsignal an der Stelle 
im Raum mit den stärksten Pegel.

Wenn ich mal die größte Rauschspannung von 360µVeff (10s-Messung) 
zugrunde lege und das Oszi-Rauschen (109µVeff) rausrechne, bleiben 343µV 
vom Verstärker. Da der ein Tiefpassverhalten 1. Ordnung hat, ist seine 
effektive Rauschbandbreite das 1,57-fache der -3dB-Grenzfrequenz. Mit 
150kHz Bandbreite ergibt sich eine eff. Rauschbandbreite von 235,5kHz 
und somit eine äquivalente Eingangsrauschdichte von 0,7nV/SQRT(Hz).

Wenn ich aber die Werte der 1ms-Messung (261µV) nehme, ergibt sich eine 
Eingangsrauschdichte von nur 0,5nV/SQRT(Hz). Das ist weniger als das 
Datenblatt bei 1kHz (0,7nV/SQRT(Hz)) angibt. Der Drainstrom des 2SK369 
ist etwa 12..13mA, Uds~6V.

Hat jemand dafür eine Erklärung? Vielleicht haben die im DB mal 
untertrieben ;-)

von Kai K. (klaas)


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>Meinige oben erwähnte 6-sigma sind 99,7%.

Für das Gaußsche Rauschen gibt es eine ganz anschauliche 
Betrachtungsweise: Ein Spitzenwert von 3 mal dem Effektivwert wird nur 
in 0,37% des Beobachtungszeitraums von einem noch größeren Spitzenwert 
übertroffen. Bei 3,3 mal dem Effektivwert ist es 0,1% des 
Beobachtungszeitraums.

In der Praxis bedeutet das: Mal angenommen, man hat sich für einen 
Spitzenwert entschieden, der 3,3 mal größer als der Effektivwert sein 
soll, weil man im Umkehrschluss durch Teilen diese Spitzenwertes durch 
3,3 auf den Effektivwert schließen möchte. Dann muß Folgendes zutreffen: 
Schaltet man das Oszi in die "Single Mode" Triggerung und betrachtet 100 
verschiedene Bildschirminhalte, dann darf der gewählte Spitzenwert nur 
während der Gesamtdauer von einem Zehntel der Fensterbreite von noch 
größeren Spannungswerten übertroffen werden.

Natürlich ist das kein praktisches Verfahren zur Bestimmung des 
Effektivwertes von Rauschen, vor allem, wenn man bedenkt, daß im 
statistischen Sinne dieses "Experiment" unendlich oft wiederholt werden 
müßte. Es zeigt aber, daß diese 0,1%, also der gerne gewählte 
Umrechnungsfaktor "3,3" ein sehr starkes Kriterium ist und man in der 
Praxis oft auf einen deutlich zu kleinen Effektivwert schließt.

Unsinnig ist auch, mit einem Spitzenwertdetektor auf die Suche nach dem 
größten Peak zu gehen. Gaußsches Rauschen enthält nämlich beliebig große 
Spannungsspitzen, die eben nur beliebig selten auftreten.

Generell ist es sinnlos sich beim "Berechnen" des Effektivwertes auf 
Spitzenwerte verlassen zu wollen, weil diese ja nur mit geringer und 
immer geringer werdender Wahrscheinlichkeit auftreten. Viel sinnvoller 
ist es, alle Spannungen mitzuberücksichtigen, also den Effektivwert 
echt, also über Quadrierung der Spannung und anschließende Mittelung zu 
bilden.

Auch muß bedacht werden, daß Gaußsches Rauschen praktisch immer eine 
Idealisierung des tatsächlichen Rauschens ist und diese statistischen 
Gesetzmäßigkeiten nur näherungsweise stimmen. Nicht ohne Grund wird in 
Datenblättern das tieffrequente Rauschen immer noch gerne in Form von 
Scopeplots angegeben und nicht nur als Effektivwerte.

von Kai K. (klaas)


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>Hat jemand dafür eine Erklärung? Vielleicht haben die im DB mal
>untertrieben ;-)

Vielleicht hat das hiermit zu tun, was ich gerade geschrieben habe?

>Natürlich ist das kein praktisches Verfahren zur Bestimmung des
>Effektivwertes von Rauschen, vor allem, wenn man bedenkt, daß im
>statistischen Sinne dieses "Experiment" unendlich oft wiederholt werden
>müßte. Es zeigt aber, daß diese 0,1%, also der gerne gewählte
>Umrechnungsfaktor "3,3" ein sehr starkes Kriterium ist und man in der
>Praxis oft auf einen deutlich zu kleinen Effektivwert schließt.

von ArnoR (Gast)


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Kai Klaas schrieb:
> Vielleicht hat das hiermit zu tun, was ich gerade geschrieben habe?

Na ich denke nicht, dass der Agilent-Oszi den Effektivwert aus den 
Spitzenwerten des Rauschens "schätzt", sondern über alle Abtastwerte 
integriert.

von Abdul K. (ehydra) Benutzerseite


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Kai Klaas schrieb:
>>Meinige oben erwähnte 6-sigma sind 99,7%.
>
> Für das Gaußsche Rauschen gibt es eine ganz anschauliche
> Betrachtungsweise: Ein Spitzenwert von 3 mal dem Effektivwert wird nur
> ...
> Gesetzmäßigkeiten nur näherungsweise stimmen. Nicht ohne Grund wird in
> Datenblättern das tieffrequente Rauschen immer noch gerne in Form von
> Scopeplots angegeben und nicht nur als Effektivwerte.

Ich wollte nur nicht falsche Werte so dastehen lassen.

Meist denke ich mir eine Linie bei 90%, was ich als Spitzenwert sehe. 
Also auf ein Kästchen des Scopebildes getrimmt. Nimmt man von denen 3 
vertikele und zwei davon entsprechen dem Effektivwert, kommt das ganz 
gut hin.

Wenn ArnoR diese Werte dreistellig angibt, ist das natürlich ziemlich 
abenteuerlich :-) Eine Stelle würde reichen.

Für eine genauere Analyse müßte man ein Histogramm erzeugen und das 
1/f-Rauschen rausfiltern und getrennt behandeln.

von Abdul K. (ehydra) Benutzerseite


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ArnoR schrieb:
> Kai Klaas schrieb:
>> Vielleicht hat das hiermit zu tun, was ich gerade geschrieben habe?
>
> Na ich denke nicht, dass der Agilent-Oszi den Effektivwert aus den
> Spitzenwerten des Rauschens "schätzt", sondern über alle Abtastwerte
> integriert.

Die Rauschbandbreite wird nicht ganz stimmen.

Sei es drum. Andere Verstärker im Vergleich wären interessanter.

von Kai K. (klaas)


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>Heute hab ich festgestellt, dass ein schöner 100MHz-Störer mein Büro
>verseucht und mir die gestern gemessenen "Rauschwerte" verschlechtert
>hat.

Hatten wir auch mal. War ein Laserschneider im benachbarten 
Metallbetrieb. War aber, glaube ich, nur um die 30MHz, aber vor allem 
gepulst. Daran haben wir es erkannt.

>Na ich denke nicht, dass der Agilent-Oszi den Effektivwert aus den
>Spitzenwerten des Rauschens "schätzt", sondern über alle Abtastwerte
>integriert.

Davon würde ich zunächst auch erst mal ausgehen. Es fällt aber auf, daß 
beim Verhältnis zwischen Vss und Veff immer ein Verhältnis deutlich 
größer als "6" angegeben wird, im Schnitt "8,1". Das erscheint mir schon 
ein wenig groß.

>Für eine genauere Analyse müßte man ein Histogramm erzeugen und das
>1/f-Rauschen rausfiltern und getrennt behandeln.

Ich denke, eine Anzeige als Spektrum ist am sinnvollsten.

von ArnoR (Gast)


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Abdul K. schrieb:
> Wenn ArnoR diese Werte dreistellig angibt, ist das natürlich ziemlich
> abenteuerlich :-)

Da gebe ich dir recht, nur hab ich mir eben angewöhnt nicht am Anfang 
einer Rechenkette zu runden, sondern erst am Ende.

> Eine Stelle würde reichen.

Genau deshalb stand am Ende auch nur eine Stelle (0,7 bzw. 0,5).

> Die Rauschbandbreite wird nicht ganz stimmen.

Kannst du das mal näher erläutern? Die 150KHz bei -3dB sind gemessen 
(ist ja nun wirklich nicht schwer bei der Frequenz; allerdings weniger 
als nach der Simulation erwartet), und die 1.Ordnung bis 1MHz auch. Den 
Faktor 1,57 findet man im Tietze/Schenk begründet/berechnet.

Was stimmt denn da nicht?

von Abdul K. (ehydra) Benutzerseite


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Weiß ich nicht. Stimmt denn der Frequenzgang in der Realität überhaupt? 
Sind alle systematischen Störungen entfernt? Hat das Histogramm die 
Gaußverteilung?

Außerdem muß das Rauschspektrum nach seinen 'linearen' Teilbereichen 
aufgetrennt werden, also der Bereich 1/f in extra, der Bereich 1/f^2 in 
extra, usw. Ist ja eine mit absteigender Frequenz stark asymptotische 
Kurve.


Vielleicht gibts noch mehr notwendige Bedingungen.

Sorry, ich habe auch nur Halbwissen. Ich würde mich mit dem Ergebnis 
zufriedengeben und wenn noch weniger Rauschen gefragt ist, nur noch 
Vergleichsmessungen machen (nach Einbau in die Keksdose).

von Kai K. (klaas)


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>Vielleicht gibts noch mehr notwendige Bedingungen.

Wenn eine Schaltung mit HF "überfahren" wird, kann es zu sehr 
merkwürdigen Artefakten kommen. Bekannt ist ja die Entstehung von 
Offsetspannungen durch Demodulationen an unlinearen Innereien. Diese 
Offsetspannungen können auch ganz langsam wegdriften. Es gibt aber auch 
Kompressionseffekte, die Einfluß auf die Verstärkung und andere 
vermeindlich stabile Paramter nehmen können.

Letztlich ist es dabei unerheblich, wie die HF in die Schaltung gelangt, 
ob über Ein-, Ausgänge oder Speisungsleitungen. Ein passiver Tiefpaß am 
Ausgang einer Schaltung kann da teilweise Wunder vollbringen. Daß 
Eingänge und Speisungsleitungen ebenfalls tiefpaßgefiltert werden 
müssen, ist natürlich klar.

>Wenn ich aber die Werte der 1ms-Messung (261µV) nehme, ergibt sich eine
>Eingangsrauschdichte von nur 0,5nV/SQRT(Hz). Das ist weniger als das
>Datenblatt bei 1kHz (0,7nV/SQRT(Hz)) angibt. Der Drainstrom des 2SK369
>ist etwa 12..13mA, Uds~6V.

Da das JFET-Rauschen extrem vom Drainstrom abhängt, kann es ganz gut 
möglich sein, daß du ein geringeres Rauschen feststellst, als im 
Datenblatt angegeben. Dort arbeitet man ja gerne mit moderaten 
Drainströmen, damit die Verstärkung nicht zu sehr abfällt.

von ArnoR (Gast)


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Da jetzt wegen des Wetters wieder Bastelzeit ist, hab ich mich 
entschlossen den rauscharmen Verstärker komplett vorzustellen, den ich 
hier:

Beitrag "Re: Meßverstärker für 1/f-Rauschen 0.1 - 10 Hz"
und korrigiert da:
Beitrag "Re: Meßverstärker für 1/f-Rauschen 0.1 - 10 Hz"

erwähnt habe. Eigentlich gehört das ja eher in den 10Hz...100kHz-Thread, 
aber da die Diskussion weiter oben schon in diese Richtung abgeglitten 
ist, bleiben wir mal hier. Beim Entwurf hab ich mir damals folgende 
Ziele gesetzt:

-billig und einfach (keine teuren OPVs)
-0,1Hz...100kHz
-Vu=60dB
-Versorgung aus 9V-Block (Stromaufnahme <20mA)
-Kopfhörertauglich (50Ohm-Last)

Von etlichen Entwürfen hab ich dann am Ende den oben gezeigten gebaut. 
Die wichtigsten Messergebnisse sind in den genannten Links nachzulesen, 
daher nur noch eine kurze Schaltungsbeschreibung:

Der 2SK369 arbeitet in Source-Schaltung mit ID~IDss und einer 
Stromquelle als Last (T3). Wegen der großen dynamischen Widerstände am 
Drain von T1 erreicht der eine Spannungsverstärkung von ca. 74dB. Der 
BS250 liefert zusätzlich eine Verstärkung von ca. 30dB, so dass die 
Gesamtschaltung auf 105dB kommt. T5 und T6 bilden einen komplementären 
Emitterfolger, um niederohmige Lasten treiben zu können. T4 übernimmt in 
Verbindung mit T5 die Einstellung und Regelung des Arbeitspunktes der 
Schaltung.

Um wenig Rauschen zu bekommen, kann T1 nur mit sehr kleinem Rs 
beschaltet werden und daher kann man keine Gleichstromgegenkopplung zum 
Source-Anschluss machen, weil die benötigten Ströme zu groß würden. Eine 
Regelung am Gate ist ebenfalls nicht möglich, weil die Schaltung keine 
negativen Gatespannungen zum Abregeln des JFET erzeugen kann. Es bleibt 
also nur die Regelung der Stromquelle T3. Damit kann sowohl eine Zunahme 
wie auch eine Abnahme des Drainstromes von T1 ausgeregelt werden. Das 
macht T4, indem er, über R9 und C5 gefiltert, die Ausgangsspannung in 
einen Drainstrom umsetzt und damit die Stromquelle T3 steuert.

Wegen der Verstärkung des Steuersignals durch T3 muss die 
Filtergrenzfrequenz R9/C5 sehr niedrig liegen, was zu einer Startzeit 
der Schaltung von einigen Minuten nach Einschalten führt. Wenn man die 
sehr tiefe untere Grenzfrequenz nicht braucht, kann man durch 
Verkleinern von C5 ganz einfach die Grenzfrequenz heraufsetzen und 
verkürzt damit auch entsprechend die Startzeit.

Die Eingangskapazität des BS250 übernimmt die Frequenzgangkorrektur, 
indem sie an dem Hochimpedanzknoten einen Pol erzeugt. Leider ist damit 
die obere Grenzfrequenz vom BS250-Exemplar abhängig, liegt aber hoch 
genug. Falls gewünscht kann man mit C4 auch niedrigere Grenzfrequenzen 
einstellen.

Mit R7 (Größenordnung 1M) kann die Betriebsspannungsunterdrückung auf 
fast beliebig große Werte gebracht werden, was aber wegen der schon 
guten Regelung unnötig war. Die Schaltung kann mit etwas anderen Daten 
auch mit Bipos für T2 und T4 bestückt werden, dann braucht man R6.

Der Lift/GND-Schalter dient zum Schutz des T1 beim Anschließen von 
Quellen mit Gleichspannungsanteil (ich durfte auch schon einmal den T1 
tauschen).

von Anja (Gast)


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Hallo,

interessantes Design.
Was hast Du jetzt konkret bei C4 + R7 bestückt?

Gruß Anja

von branadic (Gast)


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Sieht ja nett aus, hast du auch Messergebnisse zum Eigenrauschen? Würde 
mich interessieren wie der Frequenzgang im Vergleich zum Verstärker nach 
AN83 ausschaut.

von ArnoR (Gast)


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Anja schrieb:
> Was hast Du jetzt konkret bei C4 + R7 bestückt?

Nichts, beide sind nicht bestückt. Laut Simulation ist die PSRR ohne R7 
schon bei etwa 80dB (auf den Ausgang bezogen) bzw. 140dB (auf den 
Eingang bezogen = die übliche Angabe in DB). In der Praxis hab ich auch 
nichts von einer Vcc-Drift bemerkt und das daher nicht weiter 
untersucht.

Auch D1 habe ich nicht bestückt (was mich einen 2SK369 gekostet hat), 
weil ich eine geringe Eingangskapazität brauchte, um an dem Summierpunkt 
eines Verstärkers das winzige Fehlersignal zu messen.

von ArnoR (Gast)


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branadic schrieb:
> hast du auch Messergebnisse zum Eigenrauschen?

Klick doch mal auf den unteren der beiden angegebenen Links

> Würde
> mich interessieren wie der Frequenzgang im Vergleich zum Verstärker nach
> AN83 ausschaut.

Der Frequenzgang ist 0,1Hz...150kHz bei je -3dB und einer Steilheit von 
-20dB/dec. Mit Bipos anstelle T2 schafft die Schaltung 1MHz.

von Kai K. (klaas)


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>Da jetzt wegen des Wetters wieder Bastelzeit ist, hab ich mich
>entschlossen den rauscharmen Verstärker komplett vorzustellen,...

Großartig. Wenn ich etwas mehr Zeit habe, werde ich mir die Schaltung zu 
gemüte führen. Freue mich schon darauf...

von ArnoR (Gast)


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Kai Klaas schrieb:
> Freue mich schon darauf...

Schön, wenn du Dich freust, freu ich mich auch :-).

Falls du (oder jemand anderes) die Schaltung in TINA simulierst, 
verwende nicht das BS250-Modell von TINA (welches aus mehrenen Mosfets 
gebastelt ist), das enthält wohl Fehler. Da gab es bei der 
Großsignalaussteuerung vollkommen sinnlose Effekte. Ich habe das von 
Zetex (diodes.com) verwendet (das besteht aus nur einem p-Kanal-Mosfet 
mit den entsprechenden Parametern), weil ich so einen E-Line-BS250 
hatte. Damit verhält sich die Schaltung (ausgenommen Bandbreite) wie 
erwartet.

Ergänzen kann ich noch: (gemessen)

SlewRate: 7V/µs
obere Grenzfrequenz bei 50R-Last: 110kHz
Aussteuerbarkeit bei 50R-Last >5Vss

von Anja (Gast)


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Gibt es das Layout auch als .pdf Datei?

Gruß Anja

von hey (Gast)


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Interessant, dass der  Thread noch laeuft. ich war kuerzlich an einem 
Seminar von Analog Devices, wo die einen neuen OpAmp vorgestellt haben, 
ohne 1/f Rauschen. Der Typ waere ADA4898.

von nick knattert(sch)on (Gast)


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hey schrieb:
> wo die einen neuen OpAmp vorgestellt haben,
> ohne 1/f Rauschen.

Ach wirklich?

Welches quantenmechanische Phänomen reitet den ADA4898 dann unterhalb 
etwa 100Hz?

von ArnoR (Gast)


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Anja schrieb:
> Gibt es das Layout auch als .pdf Datei?

Ja.

von Anja (Gast)


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Mhm,

ich habe mir mit Layout folgendes vorgestellt.

Nur den Bottom layer (farbe Schwarz), Maßstab 1:1, ohne Silkskreen.
Gespiegelt so wie jetzt ist ja schon ok.

Dann kann man das ganze auf die gute Conrad-Folie drucken
und dann ohne Unterlichtung gleich die Leiterplatte belichten. :-)

Gruß Anja

von ArnoR (Gast)


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Kann ich machen, aber erst am Montag.

von Anja (Gast)


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Hat keine Eile,

die nächsten 3 Wochen komme ich eh nicht dazu.
Danke schonmal.

Gruß Anja

von Tillmann (Gast)


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ArnoR schrieb:
> Kann ich machen, aber erst am Montag.

Vielleicht magst du uns ja auch die Eagle-Files zur Verfügung stellen?

von Karl T. (trekkerfahrer)


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Hallo,
dem Wunsch nach den EAGLE- Files schließe ich mich an,
beste Grüße (auch von teccoralf,- der auch bald wieder da ist!)
Karl

von ArnoR (Gast)


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Hier nun die Platine als PDF, so wie gewünscht.

Das mit den Eagle-Files muss ich mir noch mal ansehen, die sind wegen 
einiger Gehäuse/Symbole nicht konsistent.

von Tillmann (Gast)


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ArnoR schrieb:
> Der Frequenzgang ist 0,1Hz...150kHz bei je -3dB und einer Steilheit von
> -20dB/dec. Mit Bipos anstelle T2 schafft die Schaltung 1MHz.

Die Frage zielte eher darauf hin wie flach der Verlauf im 
Durchlassbereich ist.

ArnoR schrieb:
> Das mit den Eagle-Files muss ich mir noch mal ansehen, die sind wegen
> einiger Gehäuse/Symbole nicht konsistent.

Wäre schön wenn du das machen könntest.

von Kai K. (klaas)


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>Wäre schön wenn du das machen könntest.

Hat Arno nicht schon genug getan??

von Arno H. (arno_h)


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Ich habe heute die Schaltung mal simuliert, auch mit den vorhandenen 
Transistoren sieht das für mich sehr gut aus.
Mit den passiven BE habe ich auch mal gespielt, also keine Garantie für 
die Originalwerte.

Arno

von ArnoR (Gast)


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Tillmann schrieb:
> Die Frage zielte eher darauf hin wie flach der Verlauf im
> Durchlassbereich ist.

Na was glaubst du wohl? Die Schaltung verhält sich wie ein 
gegengekoppelter OPV. Der Frequenzgang ist linealglatt und fällt an den 
Grenzen dann ganz gleichmäßig ab.

Tillmann schrieb:
>> Das mit den Eagle-Files muss ich mir noch mal ansehen, die sind wegen
>> einiger Gehäuse/Symbole nicht konsistent.
>
> Wäre schön wenn du das machen könntest.

Ja, das werde ich auch machen, aber mal ehrlich, die Platinen zeichnet 
man sich mit der Vorlage oben in wenigen Minuten in Eagle selbst.

von Tillmann (Gast)


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Kai Klaas schrieb:
>>Wäre schön wenn du das machen könntest.
>
> Hat Arno nicht schon genug getan??

Ich habe doch nur höflich gefragt oder?

ArnoR schrieb:
>> Wäre schön wenn du das machen könntest.
>
> Ja, das werde ich auch machen, aber mal ehrlich, die Platinen zeichnet
> man sich mit der Vorlage oben in wenigen Minuten in Eagle selbst.

Ich zeichne nicht in Eagle, ich erstelle Schaltpläne und route 
anschließend die Luftlinien im Board, daher sind meine Schaltpläne und 
Layouts auch immer konsistent.
Ich verstehe Eagle nicht als Malprogramm, in dem ich mir die Gehäuse mit 
ihren Footprints importiere und mit Linien verbindend Striche male, 
sondern als Programm mit dem von einem Schaltplan ausgehend ein Layout 
erstellt wird, wobei die Bauteile in Bibliotheken mit verschiedenen 
Packages hinterlegt sind. Das erleichtert auch das schnelle Austauschen 
von Gehäuseversionen ein und desselben Bauteils.
Und diese Vorgehensweise erlaubt ein Nachzeichnen in wenigen Minuten 
eben nicht unbedingt.

von ArnoR (Gast)


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Tillmann schrieb:
> Ich zeichne nicht in Eagle, ich erstelle Schaltpläne und route
> anschließend die Luftlinien im Board...

Ja, so mache ich das natürlich normalerweise auch, aber in dem Fall 
hatte ich sehr viele mehr oder weniger von einander abweichende 
Variationen, die sich so nach und nach ergeben haben und irgendwann hab 
ich die Lust verloren immer wieder die Schaltung in Eagle anzupassen. 
Ich hab dann einfach nur noch Änderungen am Board gemacht. Erst später, 
als die Sache fertig aufgebaut und vermessen war, hab ich dann die 
richtige Schaltung auch in Eagle gemacht. Die Inkonsistenzen jetzt an 
einer Schaltung/Layout zu beheben ist weniger Aufwand, als zig 
Schaltungen neu zu zeichnen.

Im Anhang die Dateien.

von Tillmann (Gast)


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Herzlichen Dank Arno.

von Karl T. (trekkerfahrer)


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An @ArnoR ein Dankeschön,
Karl

von Tillmann (Gast)


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Arno, verwendest du ein besonderes Gehäuse, für das du die Leiterplatte 
entworfen hast oder betreibst du die Leiterplatte offen?

von ArnoR (Gast)


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Tillmann schrieb:
> verwendest du ein besonderes Gehäuse, für das du die Leiterplatte
> entworfen hast oder betreibst du die Leiterplatte offen?

Das vorschriftsmäßige Gehäuse wäre natürlich eine Keksdose, aber ich 
betreibe die Platine meist offen. Je nach Störumgebung kann Schirmung 
aber nötig sein, den Fall hatte ich auch.

von Anja (Gast)


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ArnoR schrieb:
> Das vorschriftsmäßige Gehäuse wäre natürlich eine Keksdose

... wenn die Bauteile von LT sind.
TI bevorzugt Farbdosen.

Gruß Anja

von Frank (Gast)


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So ich habe gerade die gleiche Aufgabenstellung wie Anja und baue so 
einen Meßverstärker für 0,1 bis 10 Hz auf. Bei mir geht es auch z.B. um 
Rauschmessungen an Spannungsreferenzen.

Die Idee mit dem Schalter ist Gold wert, ich habe gegrübelt, wie ich den 
großen Kondensator (bei mir 10 000 uF) an das Signal anschließen kann, 
ohne daß es mir die Signalquelle zerlegt. Zumal bei mir der 
Eingangswiderstand noch tiefer liegt. Der Serienwiderstand zur 
Ladestrombegrenzung würde ja mit dem kleinen Eingangswiderstand einen 
Spannungsteiler bilden. Aber die Idee mit dem Schalter ist super. Daher 
Danke @Anja.

Ich habe jetzt mal einen ersten Prototyp auf dem Steckbrett aufgebaut 
und gerade vermessen. Offen und auf den Steckbrett komme ich auf 500-600 
nVpp in einem 10 Sekunden Fenster, das ist besser als ich gedacht hatte.

Der Tiefpaß ist bei mir ziemlich scharf mit ca. -60 dB / Dekade, so daß 
50 Hz schon gut rausgefiltert werden und daher das erste Ergebnis schon 
ganz ordentlich ist.

Stromversorgung erfolgt über mein Labornetzteil. Als Verstärker habe ich 
den LT1028 eingesetzt. Deshalb bin ich auch niederohmiger als die 
Schaltung von Anja. Das bringt allerdings den Nachteil von noch höheren 
Kapazitäten mit sich. Eigentlich bräuchte ich so 47000 uF, erstmal werde 
ich nur 10000 uF nehmen, was allerdings bei 0,1 Hz schon etwas mehr 
dämpft und mein Ergebnis falsch verbessert. Verstärkung ist bei mir 
50000, da ich ein 0,5mV/Div Oszilloskop habe sollte das immer noch 
reichen, wenn ich mir dem Rauschen runterkomme.

So für heute reichts, erste Meßbilder folgen noch und ich mache wohl 
noch ein Photo vom Aufbau im folgenden.

Die sehr guten Ergebnisse, die Anja erzielt hat mit 100-120 nVpp machen 
mir jedenfalls viel Mut und Hoffnung.

von Anja (Gast)


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Hallo,

Frank schrieb:
> Aber die Idee mit dem Schalter ist super. Daher
> Danke @Anja.

Man darf nur nicht vergessen den Schalter auch wieder auf hochohmig zu 
stellen wenn man die nächste Referenz anschließt.
Die LTZ1000 altern dann ziemlich schnell.

Frank schrieb:
> Stromversorgung erfolgt über mein Labornetzteil.
Ich verwende ausschließlich Akkus.

Es reicht wenn das Oszi (als Störquelle) schon mit dem Netz verbunden 
ist.

Gruß Anja

von Anja (Gast)


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Hallo,

fairerweise muß ich sagen: die Idee mit dem Schalter ist von hier:

http://www.amplifier.cd/Technische_Berichte/Rauschanzeiger/Rauschanzeige.htm

Gruß Anja

von thomas s (Gast)


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Leider hat Ralf (amplifier.cd) eine schöpferische Pause eingelegt, die 
nun schon ziemlich lange anhält.

Ohne die ganzen Beiträge gelesen zu haben, möchte ich auf das Buch 
hinweisen, das mir schon sehr geholfen hat, allerdings habe ich eine 
uralte Auflage. Wenn das schon zitiert wurde, vergesst es einfach.

http://www.amazon.de/Noise-Electronic-System-Electrical-Electronics/dp/0471577421

Die Thematik rauscharme Vorverstärker hat mich schon ein Drittel meines 
Haupthaares gekostet. Letztlich lief es auf einen Verstärker mit einer 
Transistor-Eingangsstufe MAT-02 hinaus (Im Prinzip eine uralte 
Applikation von PMI).

Im Datron-Multimeter 1281 ist auch ein interessanter Vorverstärker mit 
U401, dann ein Doppeltransistor und dann ein Op27. Aber das ist ein 
Schaltplan aus der Vorhölle, der viel Peripherie erfordert.

von sdg (Gast)


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Dankeschön für den Buchtip, kannte ich bisher noch nicht und ich stehe 
auf das alte Zeugs, und am Rauschen an sich hat sich ja seit 
Jahrhunderten nichts verändert :)

ich hab auch schon eine umsonst Quelle gefunden und blätter gerade 
drüber.

Meine Literatur zu dem Thema ist aktuell

Art Kay ( Texas ) Operational AMplifier Noise

und das Gaede - Photo amplifiers

von Noisy (Gast)


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sdg schrieb:
> ich hab auch schon eine umsonst Quelle gefunden und blätter gerade
> drüber.

http://cds.cern.ch/record/261405/files/9780471577423_TOC.pdf

Nicht umsonst aber kostenlos zugänglich. ;)

von Noisy (Gast)


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von heute Namenlos (Gast)


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Noisy schrieb:
> sdg schrieb:
>> ich hab auch schon eine umsonst Quelle gefunden und blätter gerade
>> drüber.
>
> http://cds.cern.ch/record/261405/files/9780471577423_TOC.pdf
>
> Nicht umsonst aber kostenlos zugänglich. ;)

und hier alles.

Quelle: 
http://www.pearl-hifi.com/06_Lit_Archive/14_Books_Tech_Papers/Motchenbacher_Connelly/Low-noise_Electronic_Design.pdf

Größe: 18,4 MB (19.265.866 Bytes)

Viel Vergnügen...

Namenloser

von heute Namenlos (Gast)


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heute Namenlos schrieb:
> Noisy schrieb:

>
> Quelle:
> http://www.pearl-hifi.com/06_Lit_Archive/14_Books_...
>
> Größe: 18,4 MB (19.265.866 Bytes)
>
> Viel Vergnügen...
>
> Namenloser

Noisy schrieb:
> http://www.pearl-hifi.com/06_Lit_Archive/14_Books_...

Oh... zu lang gescht, Noisy war schneller...

Na egal.


Nameloser

von Uwe Bonnes (Gast)


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Zu dem Problem 0.1.. 10Hz Messverstaerker hatte ich mir als Idee 
notiert:
Cein = 16*100n COG, Rein = 1M, AMP = LTC1250
Um die 1uV fuer 0.1.. 10Hz sollten damit erreichbar sein...

von Kai K. (klaas)


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>Zu dem Problem 0.1.. 10Hz Messverstaerker hatte ich mir als Idee
>notiert:
>Cein = 16*100n COG, Rein = 1M, AMP = LTC1250
>Um die 1uV fuer 0.1.. 10Hz sollten damit erreichbar sein...

Vorsicht: Diese intern choppenden Zero-Drift OPamps sind tückisch. Das 
Rauschen ist für Rs=10R angegeben. Bei deutlich höheren Rs können sich 
andere Rauschwerte ergeben.

von Gerd E. (robberknight)


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sdg schrieb:
> Meine Literatur zu dem Thema ist aktuell
[...]
> und das Gaede - Photo amplifiers

Das finde ich nicht. Meinst Du vielleicht

Graeme - Photodiode Amplifiers: OP AMP Solutions
http://www.amazon.de/dp/007024247X

von thomas s (Gast)


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Ich stelle gerade fest, dass ich das Buch von Art Kay in der 4ma im 
Schrank habe (fast ungelesen), hatte ich nicht mehr auf dem Schirm. So 
geht's manchmal...

von sdg (Gast)


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Gerd E. schrieb:
> Graeme - Photodiode Amplifiers: OP AMP Solutions
> http://www.amazon.de/dp/007024247X

ja haargenau, sorry für nicht detaillierter posten wie du, aber da gibts 
ja nicht soviele Werke von ihm :)

Ist ein sehr schönes Buch, aber anstrengend und obs praxistauglich ist 
weiss ich auch erst wenn ich einen Spectrum analyzer und entsprechende 
Schaltungen bekomme aber wer in der Branche tätig ist, kann sich das 
definitiv zulegen.

Art Kay war auf der electronica, der arbeitet ja in Texas für Texas, ich 
glaub schon seit BurrBrown Zeiten, der hat denke ich vieles von Geade 
übernommen, zumindest kannte er das Buch auch, bei seinem Buch bin ich 
aber erst am Anfang, gefällt mir aber gut einfache nachvollziehbare 
Rechnungen, danach sollte noch Spice kommen ( dem stehe ich immer 
skeptisch ggüber ) aber am Ende kommen noch echte Messungen und er 
meinte es kommen bald ( 12 Monate) noch mehr Messergebnisse bzw. Paper / 
AppNotes mit seinen Ergebnissen. Der Junge macht bei TI den Vollzeit 
Rauschprofi :)

So jetzt wisst ihr alles.
Grüße und nochmals merci für den Buchtip vorher,ist immer schön was zu 
haben was man noch nicht kannte und ggf gut ist.

von Frank (Gast)


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Leider muß ich meine bisherige Schaltung wieder verwerfen. Durch die 
hohe Einzelverstärkung ist die Offsetspannung des OPVs bis an die 
Aussteuerungsgrenze gewandert (~100 uV * 10000 = ~10V) und hat das 
Ergebnis manchmal verfälscht (auch noch temperaturabhängig, das liebt 
man ...).

Ich habe auch schon einen neuen Ansatz mit etwas mehr Verstärkerstufen 
(mind. 3 aber ev. 4).  In der ersten Stufe gehe ich nun runter von 10 
000 auf 1000, dann habe ich jede Menge Sicherheitsspielraum an der 
Aussteuerungsgrenze. Allerdings sind da einige Fragen aufgekommen.

1. Gibt es eine Anwendungsschrift von einem der OPV-Hersteller wie sie 
ihre 0,1 - 10 Hz En Rauschmessungen durchführen. Der Wert kann ja 
merklich anders liegen je nachdem welche Filtercharakteristik sie da 
anlegen. Ja nicht nur anders, die Werte verschiedener Hersteller könnten 
auch gar nicht vergleichbar sein. Oder gibt es gar einen Standard?

Ich möchte möglichst vergleichbare Werte, deshalb würde ich die 
Filtercharakteristik meines Meßverstärkers möglichst ähnlich haben.

2. Unabhängig von 1. habe ich mir überlegt einen Buttworth-Tiefpass 4. 
Ordnung mit fg = 10 Hz zu verwenden. Butterworth deshalb weil ja die 
Verstärkung möglichst lange im Passierbereich gleich bleiben sollte. 
Nachteil ist das Überschwingen bei Sprungantwort, was gerade für die 
angestrebte pp-Messung nachteilig sein könnte. Was meint ihr dazu? Doch 
einen Bessel?

3. In der Schaltung von Anja ist mir aufgefallen, daß sie die 
Eckfrequenzen auf 0,05 Hz und 20 Hz gesetzt hat (anstatt 0,1 Hz und 10 
Hz). Das liegt natürlich an der geringeren Filtergüte, so daß sie mit 
den geänderten Grenzfrequenzen im Bereich 0,1-10 Hz auf der sicheren 
Seite sein wollte nehme ich mal an. Dieser Punkt führt mich dann direkt 
wieder zu 1.), denn die Schaltung von Anja hat eigentlich noch mehr 
Bandbreite als angegeben, was das erzielte Ergebnis noch beeindruckender 
macht, aber ggf. schwieriger vergleichbar (mit Herstellerangaben).
3b) Ich vermute die krumme Verstärkung an OPV2 (LT1012) dient dazu den 
Verlust des passiven Filters zu kompensieren. Ist das richtig vermutet?

4. Gestern bin ich zufällig auf einen 3000 Mikrofarad Folienkondensator 
für Filteranwendungen gestossen (bei Digikey: 
http://www.digikey.de/product-search/de?pv13=749&FV=fff40002%2Cfff80010&mnonly=0&newproducts=0&ColumnSort=0&page=1&quantity=0&ptm=0&fid=0&pageSize=25). 
Der Preis ist zwar mit 400+ Euro happig, aber irgendwie reizvoll ... 
aber offensichtlich scheinen ja selektierte Elkos auszureichen. Immerhin 
hätte dieser Folienkondensator erhebliche Vorteile: a) hohes 
Spannungsspektrum und b) auch die Möglichkeit an negative Potentialen zu 
messen. Aber zunächst lasse ich den mal außen vor, zumal ich ja noch 
mehr Kapazität brauche.

von thomas s (Gast)


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zu 1. Eine Messvorschrift ist mir nicht bekannt.

LT bietet in der AN124 auf Seite 3 einen bemerkenswerten Aufbau zu dem 
Thema. Da ich nicht den ganzen Vorgang gelesen habe, möge man mir ein 
eventuell wiederholtes Zitat nachsehen.

http://cds.linear.com/docs/en/application-note/an124f.pdf

von thomas s (Gast)


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Ich habe den ersten Verstärker aus der AN 124 mal durch LTSpice gejagt 
und versucht, das Rauschen zu ermitteln.

Aber irgendwie sind die Ergebnisse mit den LSK389 nicht sooo brillant, 
wie ich es erwartet habe, da kommt man z. B. mit OPA277 besser hin. 
Andererseits frage ich mich, ob man LTSPIce - oder den Modellen - in 
diesem Grenzbereich trauen kann. Gibt es da Erfahrungen zu?

von Kai K. (klaas)


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>1. Gibt es eine Anwendungsschrift von einem der OPV-Hersteller wie sie
>ihre 0,1 - 10 Hz En Rauschmessungen durchführen.

Diese Schaltung hier wird gern verwendet:

http://www.ti.com/lit/ds/symlink/opa37.pdf

Auch im DFatenblatt des LT1037 mißt man so.

von Kai K. (klaas)


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>Aber irgendwie sind die Ergebnisse mit den LSK389 nicht sooo brillant,
>wie ich es erwartet habe, da kommt man z. B. mit OPA277 besser hin.
>Andererseits frage ich mich, ob man LTSPIce - oder den Modellen - in
>diesem Grenzbereich trauen kann. Gibt es da Erfahrungen zu?

Beim Modellieren des Rauschens habe ich schon oft deutliche Abweichungen 
festgestellt. Ich simuliere das dann lieber, indem zusätzliche 
Rauschspannungs- und Rauschstromquellen einfüge. Das muß man dann zwar 
für diskrete Frequenzen simulieren, aber am Ende kommt es deutlich 
genauer.

von Anja (Gast)


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Frank schrieb:
> 3. In der Schaltung von Anja ist mir aufgefallen, daß sie die
> Eckfrequenzen auf 0,05 Hz und 20 Hz gesetzt hat (anstatt 0,1 Hz und 10
> Hz). Das liegt natürlich an der geringeren Filtergüte, so daß sie mit
> den geänderten Grenzfrequenzen im Bereich 0,1-10 Hz auf der sicheren
> Seite sein wollte nehme ich mal an.

Hallo,

wenn Du 2 Filter mit der Grenzfrequenz 10 Hz hintereinander schaltest 
hast Du bei 10 Hz bereits 6dB Dämpfung anstelle 3dB.
D.h. bei 2 Filterstufen muß man die Grenzfrequenz bereits auf 14 Hz 
legen damit dann 3 dB bei 10 Hz herauskommen. Die Simulation der 
Gesamtschaltung zeigt dann genau 3 dB Dämpfung bei 0.1 und 10 Hz.

Frank schrieb:
> Ich vermute die krumme Verstärkung an OPV2 (LT1012) dient dazu den
> Verlust des passiven Filters zu kompensieren. Ist das richtig vermutet?
Stimmt. Im Durchlaßbereich ist die Verstärkung dann mit 1 Meg Last vom 
Oszi genau 10000-fach.

Gruß Anja

von Frank (Gast)


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thomas s schrieb:
> Ich habe den ersten Verstärker aus der AN 124 mal durch LTSpice
> gejagt
> und versucht, das Rauschen zu ermitteln.
>
> Aber irgendwie sind die Ergebnisse mit den LSK389 nicht sooo brillant,
> wie ich es erwartet habe, da kommt man z. B. mit OPA277 besser hin.
> Andererseits frage ich mich, ob man LTSPIce - oder den Modellen - in
> diesem Grenzbereich trauen kann. Gibt es da Erfahrungen zu?
Ich kenne die AN124 und ehrlich gesagt gefällt mir die Schaltung nicht 
besonders gut. Sie ist recht aufwändig mit eher nicht beeindruckenden 
Ergebnissen um es mal vorsichtig zu formulieren.

Im Gegensatz dazu die Schaltung von Anja: Klar und nicht komplex mit 
besseren Ergebnissen.

Der Einsatz der 2Sk389 ist m.E. total sinnlos. Deren Rauschanteil ist 
ggü. dem Widerstandsrauschen zu vernachlässigen. Darüber hinaus kommt 
noch zum Tragen, daß es in diesem Bereich erheblich auf das 1/f-Rauschen 
ankommt. Und abgesehen davon wären Bipolartransistoren in allen Fällen 
besser.

Gut, mein neuer Schaltungsentwurf mag zwar die Bauteilmenge von AN124 
überschreiten (wenn man den Peak-Detektor wegnimmt), ist aber vom 
logischen Aufbau trotzdem viel klarer. Und von den Leistungen sollte er 
potentiell zumindest die Schaltung von AN124 übertreffen können.

Bei genau dieser Schaltung bzw. allgemein wenn es um Rauscharmut geht, 
kommt es darauf an, niederohmig zu arbeiten und nicht ob ein 
Eingangstransistor nun 0,6 nV/Wurzel(Hz) oder 0,5 nV/Wurzel(Hz) hat. Um 
solche super rauscharmen Transistoren auszunutzen muß man sich im Sub 10 
Ohm Eingangswiderstandsbereich bewegen, am besten bei ca. 1 Ohm. Es hat 
schon einen guten Grund, warum die Testschaltung - siehe auch hier 
zitierten Beitrag von Kai Klaas - der OPVs mit 10 Ohm arbeitet.

Jim Williams hat m.E. hier einen Kardinalfehler begangen, er hat einen 
relativ hohen Eingangswiderstand gewählt. Natürlich nicht ohne Grund, 
aber das limitiert eben diesen Meßverstärker. Nun da der 
Eingangswiderstand festlag, versuchte Jim Williams die Schaltung zu 
optimieren.

Anstatt viel Aufwand in eine sinnlose Optimierung zu stecken hätte man 
lieber versuchen sollen in eine bessere Schaltung zu investieren. Da 
meine Ergebnisse noch nicht da sind, mache ich es anders deutlich:
Jim Williams investiert ca. 500-600 Euro an Bauteilen und kommt auf 160 
nV pp.
Anja investiert ca. 50-60 Euro an Bauteilen und kommt auf 110 nVpp.
Selbst wenn man den Kondensator und die Peakerfassung außer Acht läßt 
ist Anjas Schaltung in jedem Falle günstiger und besser.
Soviel zur AN124.

Meine Schaltung wird vmtl. etwas teurer als beide, wird aber 
möglicherweise (ich hoffe noch) noch etwas weniger Rauschen. Nicht weil 
ich irgendeinen aufwändigen Schaltungstrick versuche wie AN124, sondern 
nur weil ich niederohmiger auslege. Im Prinzip also ähnliche Schaltung 
wie Anja aber ausgelegt mit 1/10 des Eingangswiderstands (was im 
allerbesten Fall 1/3 des Rauschens ergeben könnte).

Ich gehe sogar soweit zu sagen, daß Jim Williams bei der AN124 ein 
doppelter Denkfehler unterlaufen ist. Weil der vielen passiert - ich 
lasse mich auch gelegentlich blenden - will ich das kurz erläutern:

Im 2SK389 Datenblatt sieht er was wie ca. 0,5 nV/Wurzel(Hz).
Bei seinen LT OPVs sieht er was wie 0,85 nV/Wurzel(Hz) bis 4 
nV/Wurzel(Hz).

Jetzt ist man versucht zu glauben, der 2SK389 würde als 
Eingangstransistor weniger Rauschen. Das ist aber falsch. Der 
Eingangstransistor des besagten OPV rauscht vmtl. nur mit 0,25 oder 0,3 
nV/Wurzel(Hz). Der Rest kommt vom Rest des OPV. Das ist der erste 
Denkfehler, aber es wird noch schlimmer:

Bekanntlich ist der 2SK389 ein JFET. Der angegeben Rauschwert gilt also 
für weißes Rauschen, z.B. bei 1 kHz. In der Schaltung geht es aber um 
0,1 bis 10 Hz. Hier dominiert Rosa Rauschen. Und jetzt kommt der zweite 
Denkfehler von Jim Williams: Der JFET besitzt allgemein einen höheren 
1/f Punkt und damit ca. 10 mal so viel rosa Rauschen wie ein 
Bipolartransistor. Ich behaupte daher, daß der ganze Aufwand von Jim 
Williams mit 2SK389 und Kompensationsschaltung nicht nur teurer und 
komplexer ist, sondern auch zu einem höheren Rauschen führt als 
notwendig.

Ich vermute Jim Williams hat sich zu sehr auf das Stromrauschen 
konzentriert, bzgl. dem Stromrauschen ist die Schaltung schon sehr gut, 
nur bringt das nichts, wenn das Gesamtrauschen mangelhaft bleibt. Für 
Rauschstrommessungen könnte die Schaltung und der Einsatz der 2SK389 
eventuell interessant sein. Oder auch nicht, denn dann sind CMOS-OPVs 
bzw. MOSFETs noch viel geeigneter.

Anja hat mit dem LT1012 wie in AN124 das Stromrauschen klein gehalten, 
aber klugerwiese den LT1037 am Eingang verwendet. Wie man sieht, ist 
dieser einzelne OPV allein schon besser als die Eingangsschaltung von 
AN124 aus LT1012/LT1097/2SK389. Und dabei hat sich Anja nicht von den 
vermeintlich hohen 2,5 nV/Wurzel(Hz) des LT1037 blenden lassen. Immerhin 
5 mal mehr als beim 2SK389. Man kann ganz allgemein einfach nicht das 
Rauschen eines "popligen" Transistors mit dem Rauschen eines ganzen OPV 
vergleichen.

Es liegt also vmtl. nicht ein Mangel der Simulation vor, sondern der 
Mangel ist die AN124. Wenn man schon eine Applikationsschrift verfasst, 
sollte auch wenigstens eine gute Schaltung drinnen sein...

Kai Klaas schrieb:
>>1. Gibt es eine Anwendungsschrift von einem der OPV-Hersteller wie sie
>>ihre 0,1 - 10 Hz En Rauschmessungen durchführen.
>
> Diese Schaltung hier wird gern verwendet:
> http://www.ti.com/lit/ds/symlink/opa37.pdf
> Auch im DFatenblatt des LT1037 mißt man so.
Super und Danke für den Hinweis. Das scheint wirklich Standard zu sein. 
Die ist absolut identisch mit der von Linear Technology. Hat nur den 
Nachteil, daß sie meistens nicht funktioniert, weil die Offsetspannung 
dann durch die hohe Verstärkung die Aussteuerungsgrenze des OPV (DUT) 
überschreitet, wie mir passiert ist. Für diese Schaltung müssen also der 
Gesamtoffset aus allen Fehlern kleiner <ca. 130 uV sein, was nur wenige 
Präzisionstypen schaffen. Aber immerhin kann man daraus die 
Filtercharakteristik ablesen. Ein ziemlich schlechter Filter, der da 
angewendet wird. Aber wichtiger ist natürlich 
Herstellervergleichbarkeit.

Anja schrieb:
> Hallo,
> wenn Du 2 Filter mit der Grenzfrequenz 10 Hz hintereinander schaltest
> hast Du bei 10 Hz bereits 6dB Dämpfung anstelle 3dB.
> D.h. bei 2 Filterstufen muß man die Grenzfrequenz bereits auf 14 Hz
> legen damit dann 3 dB bei 10 Hz herauskommen. Die Simulation der
> Gesamtschaltung zeigt dann genau 3 dB Dämpfung bei 0.1 und 10 Hz.
> Gruß Anja
Danke für die Erläuterungen, das habe ich übersehen, ich dachte Du 
wolltest die -3 dB an den Grenzen kompensieren. Das ist das Problem mit 
den passiven Filtern, daß sie bei der Grenzfrequenz schon um 3 dB 
abgefallen sind. Mein aktiver Filter ist bei den Grenzfrequenzen noch 
+/-0.05 dB (laut Simulation).

Das mit der Verstärkungskompensation ist natürlich clever, weil man sich 
dadurch OPVs einspart. Allerdings können ev. Bauteilabweichungen die 
Verstärkungsgenauigkeit bei dieser Lösung beeinträchtigen. Allerdings 
weisen die Herstellerschaltungen den gleichen Mangel bzgl. 
Absolutbetrachtungen auf und so sind Deine Werte besser mit den 
Herstellerangaben vergleichbar.

Ich glaube ich bleibe erst mal bei meinen aufwändigeren Filtern, 
insbesondere wegen der besseren 50 Hz Unterdrückung. Die will ich 
eigentlich noch von -40 dB auf -60 dB bei 50 Hz steigern. Dann sind zwar 
die Werte absolut mit denen in den Datenblättern nicht vergleichbar 
(nehme an den Grenzfrequenzen mehr mit, dafür darüber und darunter 
weniger), dafür aber korrekt(er).

Aber ich werde mir die Filtercharakteristik auch so mal ansehen und 
vergleichen. Ggf. kann ich dann einen Korrekturwert berechnen um auf die 
Filtercharakteristik der Hersteller zu kommen. Was wegen 1/f Rauschen 
leider nur eine Schätzung bleiben wird.

Ich bedanke mich für die sehr hilfreichen Antworten.

von Gerhard H. (ghf)


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Kai Klaas schrieb:
>>Aber irgendwie sind die Ergebnisse mit den LSK389 nicht sooo brillant,
>>wie ich es erwartet habe, da kommt man z. B. mit OPA277 besser hin.
>>Andererseits frage ich mich, ob man LTSPIce - oder den Modellen - in
>>diesem Grenzbereich trauen kann. Gibt es da Erfahrungen zu?
>
> Beim Modellieren des Rauschens habe ich schon oft deutliche Abweichungen
> festgestellt. Ich simuliere das dann lieber, indem zusätzliche
> Rauschspannungs- und Rauschstromquellen einfüge. Das muß man dann zwar
> für diskrete Frequenzen simulieren, aber am Ende kommt es deutlich
> genauer.

In einem thread, bei dem im Titel 0.1 Hz vorkommt und das Wort
Stromrauschen gar nicht, nur Spannungsrauschen, da ist ein FET
überhaupt nicht gut aufgehoben. Erstens haben fast alle JFETs
ziemlich großes Spannungsrauschen (MOSFETs brauchen sich nicht
mal melden) und zweitens liegt die 1/f-Ecke meist im KHz-Gebiet.

Das Beste ist hier noch der NXP BF862 mit 1nV/sqrt Hz und einer
1/f-Eckfrequenz von ein paar 100 Hz. Wenn man mit gigantischen
Eingangskapazitäten leben kann gibt es noch von Interfet den
IF3602 oder so, WIMRE. Der lebt von seinem W/L-Verhältnis, aber
das kann man mit einigen BF862 parallel auch billiger und weniger
exotisch hinbekommen, und mit viel weniger Kapazität.

JFET-Hersteller haben anscheinend ausnahmlos ein Problem damit,
eine A4-Seite mit technischen Daten zu füllen und ihre FETs sehen
das A4-Blatt mehr als so eine Art Servier-Vorschlag, ohne dass
die typischen Werte irgendwas mit einer konkreten Bauteilrolle
zu tun haben wollen. Die Simulationsmodelle haben noch weniger
Verbindung zur Realität.

Niedrige Rauschspannungen bei niedrigen Frequenzen schreien nach
Bipolartransistoren. Am besten nimmt man gleich einen Klein-
leistungstyp oder schaltet ein paar kleine parallel.
(niedriger Rbb rulez!)

Als ich Rauschen auf Referenzen und Oszillator-Regelspannungen
messen wollte, habe ich mein Problem mit 10 Pärchen ADA4898-2
gelöst. Bipolare OpAmps, jeder mit 0.9 nV/sqrt Hz und ein paar
Hz 1/f-Eckfrequenz. Durch das Mitteln über 20 Stück wird das
Spannungsrauschen um den Faktor sqrt(20) besser. Man landet so
bei 220 pV/Wurzel Hertz Rauschdichte.

Näheres unter
< http://www.hoffmann-hochfrequenz.de/downloads/lono.pdf >.
Die anderen Artikel in dem directory sind auch interessant. :-)


Gruß, Gerhard

: Bearbeitet durch User
von thomas s (Gast)


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Früh am Morgen soviel Text, da brauche ich erst eine Kanne Kaffe. Ich 
habe die Schaltung aus AN 124 lange angeguckt und auch mit einem 
MAT02/SSM2212 simuliert.

Jedoch habe ich die Schaltung an mein Problemchen angepasst, den 
Eingangskondensator weggelassen, als Quelle 1,4 mV DC angesetzt und die 
Verstärkung auf 100 gestellt.

Das Rauschen bezogen auf den Eingang bei 0,1 Hz in nV/SQRT(Hz):

LSK 389:   12
MAT02:     36
SSM2212:   36

Das hat mich wie bereits oben geschrieben nicht überzeugt, dann habe ich 
Lösungen mit 3-OP Instrumentenverstärker ohne Transistoren ausprobiert 
(Eben an meine Problemstellung angepasst)

OPA277:    8,4
LTC2057:   18
OPA211:    36
OPA140:    80

Soweit so gut. Da mein Eingangsverstärker auch mal Spannungen von 1 kV 
schaldlos überstehen muss, spielt die Schutzbeschaltung und damit der 
Biasstrom eine Rolle. Das steht als nächstes auf dem Plan.

von Kai K. (klaas)


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>Jim Williams hat m.E. hier einen Kardinalfehler begangen, er hat einen
>relativ hohen Eingangswiderstand gewählt.

Darüber habe ich auch schon gegrübelt. Diese Textstelle könnte ein 
Hinweis sein:

>Selected commercial grade aluminum electrolytics can approach the required
>DC leakage although their aperiodic noise bursts (mechanism not understood;
>reader comments invited) are a concern.

Seine Schaltung ist ja ein "peak to peak noise detector". Da könnten ihn 
die ominösen Bursts so gestört haben, daß er eine Lösung mit Elkos 
verworfen und sich gleich auf Tantals versteift hat. Da er die nicht in 
beliebiger Größe bezahlbar bekommen konnte, hat er die Schaltung am 
Eingang dann relativ hochohmig abgeschlossen.

Ein anderer Erklärungsversuch könnte sein, daß er die Referenzen 
AC-mäßig nicht niederohmiger belasten wollte.

: Bearbeitet durch User
von Frank (Gast)


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Gerhard Hoffmann schrieb:
> Das Beste ist hier noch der NXP BF862 mit 1nV/sqrt Hz und einer
> 1/f-Eckfrequenz von ein paar 100 Hz.
Witziger weise verwendet Jim Williams an anderer Stelle genau den BF862 
mit dem Hinweis auf das besonders niedrige Rauschen. Muß wohl nach AN124 
gewesen sein ... Ja er schaut eben mit 1 nV/Wurzel(Hz) erstmal 
schlechter aus, als ein 2SK389 mit ca. 0,5 nV/Wurzel(Hz).

> JFET-Hersteller haben anscheinend ausnahmlos ein Problem damit,
> eine A4-Seite mit technischen Daten zu füllen
Ja das ist grausam. Noch schlimmer als die Datenblätter von 
Nachahmerherstellern oder japanischen Herstellern. Bei MOSFETs sieht es 
auch nicht viel besser aus.

> und ihre FETs sehen
> das A4-Blatt mehr als so eine Art Servier-Vorschlag, ohne dass
> die typischen Werte irgendwas mit einer konkreten Bauteilrolle
> zu tun haben wollen. Die Simulationsmodelle haben noch weniger
> Verbindung zur Realität.
Ja die hohen Fertigungsabweichungen bei JFETs sind ein weiteres übel. 
Mein Meßverstärker soll u.A. auch dazu dienen die Rauschwerte von JFETs 
zu bestimmen, weshalb ich ja eine höhere Auflösung des Meßverstärkers 
benötige.

> Als ich Rauschen auf Referenzen und Oszillator-Regelspannungen
> messen wollte, habe ich mein Problem mit 10 Pärchen ADA4898-2
> gelöst. Bipolare OpAmps, jeder mit 0.9 nV/sqrt Hz und ein paar
> Hz 1/f-Eckfrequenz. Durch das Mitteln über 20 Stück wird das
> Spannungsrauschen um den Faktor sqrt(20) besser. Man landet so
> bei 220 pV/Wurzel Hertz Rauschdichte.
>
> Näheres unter
> < http://www.hoffmann-hochfrequenz.de/downloads/lono.pdf >.
> Die anderen Artikel in dem directory sind auch interessant. :-)

Ein hochinteressantes Projekt und Danke dafür. Auf die Parallelschaltung 
bin ich noch gar nicht gekommen, das ist natürlich eine Klasse Sache. 
Die ADA4898 sind wirklich günstig. Ich werde aber erstmal bei meinem 
einem LT1028 bleiben und bei der Zusammenschaltung dann überlegen. Ich 
glaube der LT1028 ist im unteren Frequenzbereich überlegen, das sagt mir 
jedenfalls der rekordverdächtige en-Wert von 35 nVpp, der im ADA4898 
verschwiegen wird (LT1037 von Anja ebenfalls exzellente 60 nVpp). Das 
ist normalerweise kein gutes Zeichen, auch wenn die 1/f-Eckfrequenz auf 
dem Papier gut aussieht. Bei 10-100 kHz ist der ADA4898 auf Grund des 
besseren Preises sehr vorteilhaft (gerade im Hinblick auf die 
Zusammenschaltung).

von Kai K. (klaas)


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>Ein hochinteressantes Projekt und Danke dafür.

Hhm, für Messungen bis 0,1Hz hinunter verwenden die 150µF und 10k am 
Eingang. Das ist aber nicht besonders rauscharm...

>Auf die Parallelschaltung bin ich noch gar nicht gekommen, das ist
>natürlich eine Klasse Sache.

Hatte ich mal vor Ewigkleiten mit einem TL074 gemacht...

: Bearbeitet durch User
von Frank (Gast)


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Kai Klaas schrieb:
>>Jim Williams hat m.E. hier einen Kardinalfehler begangen, er hat
> einen
>>relativ hohen Eingangswiderstand gewählt.
>
> Darüber habe ich auch schon gegrübelt. Diese Textstelle könnte ein
> Hinweis sein:
>
>>Selected commercial grade aluminum electrolytics can approach the required
>>DC leakage although their aperiodic noise bursts (mechanism not understood;
>>reader comments invited) are a concern.
>
> Seine Schaltung ist ja ein "peak to peak noise detector". Da könnten ihn
> die ominösen Bursts so gestört haben, daß er eine Lösung mit Elkos
> verworfen und sich gleich auf Tantals versteift hat. Da er die nicht in
> beliebiger Größe bezahlbar bekommen konnte, hat er die Schaltung am
> Eingang dann relativ hochohmig abgeschlossen.
Klar das ist sicher der Grund dafür. Deshalb habe ich ja auch oben den 
3000 Mikrofarad Folienkondensator angegeben, der sogar weniger kostet, 
als der Tantal von Jim Williams bei angenommen besserer Leistung und 
mehr Kapazität.

Ich weiß nicht was er mit den "Noise Bursts" gemeint hat. Ich werde ja 
auch erstmal Elkos nehmen und zwar richtig große (10000-47000 
Mikrofarad), hoffe das ich da nichts sehe, Anja hat sich jedenfalls auch 
nicht über solche Phänomene beschwert. Bzw. wer weiß ob das wirklich vom 
Kondensator kam.

> Ein anderer Erklärungsversuch könnte sein, daß er die Referenzen
> AC-mäßig nicht niederohmiger belasten wollte.
Was aber sinnlos ist, denn die AC-Belastung bezieht sich auf das 
Rauschen selbst. Die Referenzen zeichnen sich ja gerade dadurch aus 
keine Wechselspannung einzuprägen. An Wechselspannungen kann man mit 
diesem Meßverfahren sowieso nicht arbeiten, das kann er also auch nicht 
im Sinn gehabt haben.

Denkbar wäre eher, daß er die DC-Belastung begrenzen wollte durch 
begrenzte Kapazität. Der Schalter von Anja ist ja soweit ich gesehen 
habe in AN124 nicht drin. Aber es wird wohl eher so sein (s.o.), daß der 
Tantal eben der größte war, den er kriegen konnte. Hätte er doch mal bei 
Fokos geschaut.

Das ändert allerdings an der ungünstigen Eingangsstufe mit diskreten 
Bauteilen, bzw. allgemein die Verwendung von JFET nichts. Ich glaube Jim 
Williams ist ein alter HFler. Die Sachen nahe DC sollte er vielleicht 
lassen. Oder er hatte ne schlechte Woche wie jeder mal. k.A.

Mein Vorwurf des Kardinalfehlers bezieht sich darauf eine Schaltung auf 
Rauschen optimieren zu wollen, die sich gar nicht optimieren läßt, wenn 
man mit solch hohen Widerständen arbeitet. Es bezieht sich nicht darauf 
grundsätzlich diesen hohen Eingangswiderstand gewählt zu haben. Durch 
das hohe Widerstandsrauschen fällt das Spannungsrauschen des OPV kaum 
ins Gewicht. In diesem Fall, dann genau dieses Spannungsrauschen 
optimieren zu wollen ist Arbeit für die Katz und in diesem Falle sogar 
noch fehlerhaft,  augenscheinlich hat er ein schlechteres 
Spannungsrauschen (Dank JFet 1/f Problematik).


Was mir dabei gerade kommt:

Der 1,2 KOhm Eingangswiderstand aus AN124 rauscht bereits mit 4,41 
nV/Wurzel(Hz). Der 1 KOhm Eingangswiderstand von Anja mit 4,05 
nV/Wurzel(Hz). Die AN124-Schaltung rauscht mit 16 nV/Wurzel(Hz), die von 
Anja mit 11 nV/Wurzel(Hz). Die Schaltung von Gerhard Hoffmann hat einen 
10 kOhm Eingangswiderstand, der alleine schon mit 12,73 nV/Wurzel(Hz) 
rauscht. Die Gesamtschaltung soll aber nur mit 0,2 nV/Wurzel(Hz) 
rauschen?

Wie kann das sein? Irgendwie verstehe ich das gerade nicht.

von Kai K. (klaas)


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>Die Schaltung von Gerhard Hoffmann hat einen 10 kOhm Eingangswiderstand,
>der alleine schon mit 12,73 nV/Wurzel(Hz) rauscht. Die Gesamtschaltung soll
>aber nur mit 0,2 nV/Wurzel(Hz) rauschen?

>Wie kann das sein? Irgendwie verstehe ich das gerade nicht.

Genau. Meine Worte...

>Ich weiß nicht was er mit den "Noise Bursts" gemeint hat.

Könnte auch Popcorn-Noise gewesen sein von seinen JFETs selbst! Hat was 
mit Herstellungsfehlern auf dem Chip zu tun, defekte 
Passivierungsschichten und ähnliches. Diese Störungen tauchen plötzlich 
auf und sind dann stunden- und tagelang wieder weg. Braucht also 
garnichts mit den Elkos zu tun gehabt zu haben. Von Akkus ist so etwas 
bekannt. NiCd-Zellen sollen solche Burst-Kaskaden zeigen. Wahrscheinlich 
Gasbläschen, die sich von den Kontakten lösen oder dort anderen Unfug 
treiben. Ein Foliencap oder gar ein X7R ist vielleicht sinnvoller als 
etwas mit Elektrolyten, wo es dauernd "blubbert".

: Bearbeitet durch User
von Gerhard H. (ghf)


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Die 10K sind gerade so gewählt, dass nach 40 dB Verstärkung der
Bias-Strom höchstens ein halbes Volt Offset macht, damit man nicht
den nutzbaren Ausgangshub verliert. Kleinere Widerstände würden
entsprechend größere Folienkondensatoren erfordern.

Das Messobjekt liegt parallel dazu und darf höchstens etwa 5 Ohm
haben, sonst rauscht es schon mehr als der Verstärker. Bei einer
Quelle von 60 Ohm rauscht es schon 13 dB schlimmer als der kurz-
geschlossene Eingang. Bei einer 10k-Quelle ware man schon völlig
in sinnlosem Gebiet.

60 Ohm liefert ziemlich genau 1 nV/sqrt Hz, das ist eine sehr
kommode Kalibrierlinie. Es ist nicht der Verstärker, der mit 60 Ohm
mehr rauscht als kurzgeschlossen, sondern das thermische Rauschen
der Quelle selber. Man kann damit absolute Messungen machen, auch
wenn man Frequenzgang & Verstärkung nur schätzungsweise kennt.

Ich habe mit guten X7R-Kondensatoren übrigens keine Nachteile
feststellen können. Es ist dann aber doch bei knapp 2 Dutzend
10uF-Folien von WIMA geblieben, auch wenn die, die ich bekommen
konnte, nicht auf die Platine passen sondern im dead bug style
eingelötet wurden. Das ist jetzt aber nicht mehr fotogen.

Der Trick mit dem Mitteln von vielen OpAmps war schon im
LT1028-Datenblatt vor 20 Jahren.
Enrico Rubiola hat auf seiner Website auch einen rauscharmen
Verstärker mit MAT-02 oder so, sehr empfehlenswert.
< http://www.rubiola.org/ >, der schreibt aber so fleißig
dass ich jetzt keine Zeit habe, die genaue URL zu suchen.
Er stellt auch tiefschürfende Betrachtungen über die Steil-
heit des 1/f-Anstiegs an und ich glaube, er hat die Erklärung
für den steilen Rauschanstieg bei meinen Batterie-Messungen.
Das ist ganz einfach Drift.

Ich glaube übrigens, dass es gar nicht so gut ist, die untere
Grenzfrequenz des Verstärkers so tief zu zwingen. Ich habe nichts
gefunden, was weniger 1/f hatte als die ada4898. Dann kann man
auch bei 10 Hz dicht machen und den Abfall im gemessenen Spektrum
mit einrechnen. Das ist letztlich besser für den Dynamikbereich
und gesünder für die Eingangstransistoren. Und der Eingangs-
kondensator geht auch nicht so ins Geld.

Ich habe noch ein paar Bildchen von Vorläufern unter
< 
https://picasaweb.google.com/103357048842463945642/LowNoisePreamplifiers?authuser=0&feat=directlink 
>

Gruß, Gerhard

von Gerhard H. (ghf)


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Kai Klaas schrieb:
> NiCd-Zellen sollen solche Burst-Kaskaden zeigen. Wahrscheinlich
> Gasbläschen, die sich von den Kontakten lösen oder dort anderen Unfug
> treiben.

NiCd nun genau nicht. Das ist so das stillste das man bekommen kann.

< 
http://www.hoffmann-hochfrequenz.de/downloads/NoiseMeasurementsOnChemicalBatteries.pdf 
>

Fred Walls vom NIST hat ein Mess-System aufgebaut das durch Kreuz-
korrelation noch 10 dB tiefer kam als ich und auch bei ihm wurde
die Messgrenze erreicht.

Time/Freq-Group at www.nist.gov oder so, filename 1133.pdf WIMRE.

ps die URL ist am Schluss des .pdf- files.

: Bearbeitet durch User
von Frank (Gast)


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Kai Klaas schrieb:
>>Ich weiß nicht was er mit den "Noise Bursts" gemeint hat.
> Könnte auch Popcorn-Noise gewesen sein von seinen JFETs selbst! Hat was
> mit Herstellungsfehlern auf dem Chip zu tun, defekte
> Passivierungsschichten und ähnliches. Diese Störungen tauchen plötzlich
> auf und sind dann stunden- und tagelang wieder weg. Braucht also
> garnichts mit den Elkos zu tun gehabt zu haben. Von Akkus ist so etwas
> bekannt. NiCd-Zellen sollen solche Burst-Kaskaden zeigen. Wahrscheinlich
> Gasbläschen, die sich von den Kontakten lösen oder dort anderen Unfug
> treiben. Ein Foliencap oder gar ein X7R ist vielleicht sinnvoller als
> etwas mit Elektrolyten, wo es dauernd "blubbert".
Gut so Sachen wie Rekombination im Elko könnten mal ungleichmäßig 
ablaufen, aber man muß sich ja überlegen, daß der Elko ja praktisch 
kaltgestellt ist. Wenn der Kondensator geladen ist und man die Messung 
durchführt passiert ja absolut nichts am Kondensator. Er verliert ein 
bißchen durch Selbstentladung, was wieder hinzugeführt wird. Das ist ja 
kein Schaltnetzteil, daß 1 Mio Mal die Sekunde den Kondensator mit 
Übernennstrom entlädt und lädt. In diesem "gemütlichen" Zusatnd mag ich 
an solche schwerwiegenden Effekte nicht glauben.

Da aber aus AN124 kein Vorwiderstand ersichtlich ist, könnte er den 
Kondensator direkt angeschlossen haben. Das ware dann natürlich heftiger 
als über Vorwiderstand. Aber selbst dann sehe ich das Problem nicht als 
wirklich groß an. Gut ich werd's ja sehen, zur Not muß ich 
Folienkondensatoren nehmen (2000 Euro für 15000 Mikrofarad hüstel). Es 
muß einfach mit Elkos klappen :-)

Mein Eingangswiderstand ist 100 Ohm, also 1,273 nV/Wurzel(Hz), Kapazität 
15000 Mikrofarad, bzw. mangels Exemplar erst mal mit 10000 Mikro.

von Frank (Gast)


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Gerhard Hoffmann schrieb:
> Die 10K sind gerade so gewählt, dass nach 40 dB Verstärkung der
> Bias-Strom höchstens ein halbes Volt Offset macht, damit man nicht
> den nutzbaren Ausgangshub verliert. Kleinere Widerstände würden
> entsprechend größere Folienkondensatoren erfordern.

> Das Messobjekt liegt parallel dazu und darf höchstens etwa 5 Ohm
> haben, sonst rauscht es schon mehr als der Verstärker. Bei einer
> Quelle von 60 Ohm rauscht es schon 13 dB schlimmer als der kurz-
> geschlossene Eingang. Bei einer 10k-Quelle ware man schon völlig
> in sinnlosem Gebiet.
Also wenn das Messobjekt parallel zu dem 10 KOhm R2 Widerstand liegt, 
dann ist es ja DC gekoppelt. Wofür die Kondensatoren dann nützlich sein 
sollen erschließt sich mir nicht sofort. Das schränkt natürlich den 
Einsatz ein, wenn das Meßobjekt DC gekoppelt ist. Was machst Du damit? 
Kanalrauschen von FETs messen?

> Ich habe mit guten X7R-Kondensatoren übrigens keine Nachteile
> feststellen können. Es ist dann aber doch bei knapp 2 Dutzend
> 10uF-Folien von WIMA geblieben, auch wenn die, die ich bekommen
> konnte, nicht auf die Platine passen sondern im dead bug style
> eingelötet wurden. Das ist jetzt aber nicht mehr fotogen.
Ich würde sowieso die Fokos immer vorziehen, selbst wenn es gute X7R 
sind, erreichen sie die Fokos nicht. Fokos in diesem Stil zu lten auf 
Pads ist wohl sehr schwierig ohne die Fokos anzukokeln. Hast Recht 
lieber kein Foto zu machen.

> Der Trick mit dem Mitteln von vielen OpAmps war schon im
> LT1028-Datenblatt vor 20 Jahren.
Ja ist im aktuellen immer noch drin, mir aber nicht ins Auge gestochen.

> Das ist ganz einfach Drift.
Ja tieffrequentes Rauschen ist oft Thermospannung oder anderweitiger 
Temperaturdrift.

> Ich glaube übrigens, dass es gar nicht so gut ist, die untere
> Grenzfrequenz des Verstärkers so tief zu zwingen.
Den Satz verstehe ich nicht ganz. Wir setzen die ja hoch von DC auf 0,1 
Hz, damit wir an DC führenden Objekten trotzdem Rauschspannungen messen 
können.

Ich habe nichts gefunden, was weniger 1/f hatte als die ada4898.
Also mangels Datenblattangaben vom ADA4898 kann das theoretisch sein, 
nur hat der LT1028 den phänomenalen Wert von 3,5 nV/Wurzel (Hz). Und 
wenn ich mir das Spektrum Deiner Schaltung mit ADA4898 ansehe sind das 
geschätzt jedenfalls nicht weniger (wenn auch wohl nicht viel mehr), 
irgendwas auch zwischen 3 und 4. Okay das ist auch sehr gut, vielleicht 
besser vielleicht schlechter. Könntest Du ja vermessen, Dein Verstärker 
ware ja genau genug für so eine Messung.

> Dann kann man
> auch bei 10 Hz dicht machen und den Abfall im gemessenen Spektrum
> mit einrechnen.
Das erste Problem ist, daß der Verstärker ja für den Oszillographen ist, 
somit wir kein Spektrum erfassen können. Um den Eingangskondensator 
kommen wir nicht herum um DC zu unterdrücken. Dafür können wir an 
beliebigen DC-Offsets noch Rauschmessungen durchführen.

>Das ist letztlich besser für den Dynamikbereich
> und gesünder für die Eingangstransistoren. Und der Eingangs-
> kondensator geht auch nicht so ins Geld.
Im Falle eines Elkos kostet der ja vielleicht 10 Euro, das ist okay. 
Teuer wird es halt mit Fokos.

von Ulrich H. (lurchi)


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Der Widerstand nach Masse muss nicht so niederohmig sein. Das Rauschen 
des Widerstandes ist vor allem an der unteren Frequenzgrenze und 
darunter von Bedeutung. Bei den niedrigen Frequenzen ist das weiße 
Rauschen des Widerstandes aber gegen das 1/f Rauschen des Verstärkers zu 
vernachlässigen, selbst wenn es 10 K oder mehr sind. Die gut 10 
nV/sqrt(Hz) auf vielleicht 0,1 Hz Bandbreite sind gegen das 1/f-Rauschen 
des OPs zu vernachlässigen. Mit 10 K die untere Grenzfrequenz in der 
Regel noch einiges niedriger liegen.
Bei den höheren Frequenzen (d.h. über etwa 0,1 Hz) liegt die Impedanz 
der Quelle parallel zum Widerstand nach Masse und da will man eigentlich 
gerade nicht das die Quelle belastet wird und damit zu wenig Spannung 
gemessen wird. Den Widerstand darf man also so hoch wählen, das man 
keine Probleme mit dem Offset bekommt. Er muss auch groß gegen die 
Impedanz der Signalquelle sein. Störend an einem großen Widerstand ist 
eher die dann sehr niedrige untere Grenzfrequenz, und ggf. der Offset 
durch den Bias-Strom.

Den Kondensator muss man nicht nur wegen der unteren Grenzfrequenz groß 
wählen, sondern vor allem wegen des Stromrauschens - mit dem LT1028 
braucht man deshalb mehr Kapazität, nicht wegen des Widerstandes nach 
Masse. Dabei macht es dann auch nicht viel wenn die analoge untere 
Grenzfrequenz deutlich unter 0,1 Hz ist - vor der eigentlichen Messung 
wird man zumindest mit Elkos so oder so einige Zeit warten müssen. 
Sofern man die Zeitkonstante kennt, könnte man den Rest von der RC 
Kombination sogar noch rechnerisch korrigieren.

Beim LT1028 ist hat der Rauschstrom rund 3 mal höher als beim LT1037, 
und das Spannungsrauschen dafür nur rund halb so hoch - entsprechend 
sollte der Kondensator beim LT1028 rund 6 mal so groß sein wie beim 
LT1037 um ähnliche Verhältnisse und damit das etwa halbe Rauschen zu 
erreichen.

Gerade beim 1/f Rauschen gibt es starke Streuungen von Exemplar zu 
Exemplar. Da lohnt es ggf. die OPs zu selektieren. Selektieren kann 
dabei auch effektiver sein als einfach mehr parallel - selektiert 
braucht man den Kondensator nicht größer machen. Mir wäre ggf. ein 
selektierter LT1037 fast lieber als ein typischer LT1028.

von Kai K. (klaas)


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>Fred Walls vom NIST hat ein Mess-System aufgebaut das durch Kreuz-
>korrelation noch 10 dB tiefer kam als ich und auch bei ihm wurde
>die Messgrenze erreicht.

Du meinst das Paper im Anhang?

>Es muß einfach mit Elkos klappen :-)

Da wohl der Leckstrom entscheidend ist, weil dieser rauscht, solltest du 
den Elko lange an einer Konstantspannung "formieren", bis ein ganz 
kleiner Sättigungleckstrom erreicht wird. Das kann durchaus eins zwei 
Tage dauern. In jedem Falle ist es lohnend, aus einer größeren Anzahl 
von identischen Elkos ein leckstromarmes Exemplar zu selektieren.

von Gerhard H. (ghf)


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Es reicht völlig, wenn der Quellwiderstand nur ac-mäßig den Eingang
des Verstärkers belastet. Das Xc rauscht nicht.
Und das Xc muss klein genug sein, dass an ihm keine große
Spannung abfällt. Der kleine Quellwiderstand muss halt den Verstärker-
eingang hinreichend kurzschliessen können.

Ganz früher habe ich externe SMA-Kurzschlüsse und 50 Ohm-Abschlüsse
vor dem Kondensator benutzt. Was ist praktisch kein unterschied, aber
die Schrauberei mit dem Drehmomentschlüssel ist lästig. Ein Kurz-
schlussschalter direkt am Eingang kann auch für das Messobjekt
unangenehme Folgen haben. Man muss auch während des Anstöpselns
einer nennenswerten DC-Spannung die OpAmp-Eingänge kurzschliessen
können, sonst fließt der Ladestrom für den fetten Eingangskondensator
durch die Basen. Wenn man die BE-Strecke in den Zenerdurchbruch
treibt, dann war's das für die Eingangstransistoren in Bezug auf
Rauscharmut.
Ist mir aber schon ohne Folgen passiert, zumindest mit kleinen Vdc.
Die 20 parallelen Eingänge können schon was ab. Es gibt wohl bei den
integrierten OpAmps Schutzdioden, aber aus begreiflichen Gründen
keine Strombegrenzungswiderstände.

btw
Auf einem der Picasa-Fotos ist so ein SMA-Kurzschluss zu sehen.

ja, das ist das richtige paper.

: Bearbeitet durch User
von Kai K. (klaas)


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>ja, das ist das richtige paper.

Hatte ich von Abdul.

Ja, du hast Recht. NiCd sieht in dem Paper und in deinen Messungen sogar 
besonders gut aus! Ich hatte einen Link, wo NiCd unter Last nicht so gut 
rauskommt. Dummerweise finde ich ihn jetzt nicht.

von Kai K. (klaas)


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von Frank (Gast)


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Ulrich H. schrieb:
> Der Widerstand nach Masse muss nicht so niederohmig sein. Das
> Rauschen
> des Widerstandes ist vor allem an der unteren Frequenzgrenze und
> darunter von Bedeutung. Bei den niedrigen Frequenzen ist das weiße
> Rauschen des Widerstandes aber gegen das 1/f Rauschen des Verstärkers zu
> vernachlässigen, selbst wenn es 10 K oder mehr sind. Die gut 10
> nV/sqrt(Hz) auf vielleicht 0,1 Hz Bandbreite sind gegen das 1/f-Rauschen
> des OPs zu vernachlässigen.
Moment mal. Habe ich doch oben eben gerade gerechnet. Der 10 KOhm 
Widerstand alleine rauscht weiß von 0,1 bis 10 Hz mit 12,73 
nV/Wurzel(Hz).
Der LT1028 dagegen rauscht weiß und rosa zusammen von 0,1 bis 10 Hz mit 
nur 3,5 nV/Wurzel(Hz). Beim Widerstand kommt noch Rosa Rauschen dazu. 
Von Vernachlässigen kann also keine Rede sein.

Wie man sieht ist der 10 KOhm Widerstand der dominierende Rauschfaktor.

Gut die Titulatur als Eingangswiderstand ist vielleicht unglücklich, 
weil dieser bezogen auf den OPV allein durch die Impedanz der Kapazität 
bestimmt wird. Bezogen auf die Quelle wirkt natürlich auch der 
Widerstand. In Serie wohlgemerkt. Von den 12,73 nV/Wurzel(Hz) + Rosa 
Rauschen + Stromrauschen des OPV multipliziert(ohne Wurzel!) mit dem 10 
KOhm Widerstand kommt da ein sattes Sümmchen zusammen, was da an 
Rauschen am OPV-Eingang anfällt. Dabei ist es völlig egal was am Eingang 
liegt.

> Mit 10 K die untere Grenzfrequenz in der
> Regel noch einiges niedriger liegen.
Die Grenzfrequenz ergibt sich aus fg=1(2*Pi*R*C)
Ich bestimme ja R und C damit ich genau die Grenzfrequenz bekomme, die 
ich haben möchte. Und ich muß exakt 0,1 Hz haben.

> Bei den höheren Frequenzen (d.h. über etwa 0,1 Hz) liegt die Impedanz
> der Quelle parallel zum Widerstand nach Masse  und da will man eigentlich
> gerade nicht das die Quelle belastet wird Wie soll das gehen? Der 
Quelleninnnenwiderstand einer Spannungsquelle kann nur in Serie liegen, was 
anderes geht gar nicht. Der Quellenwiderstand ist hoch und in Serie also kein 
Problem mit dem kleinen Widerstand nach Masse am OPV-Eingang. Die Quelle wird 
nicht belastet. Bei sehr niederohmigen Quellen müßte man zwangsläufig mehr 
Widerstand nehmen und dadurch mehr Rauschen in Kauf nehmen, aber das ist ja nicht 
der Fall.

>und damit zu wenig Spannung
> gemessen wird.
Verstehe ich nicht. Die Quelle will niemand messen. Die Quelle ist DC 
und genau deswegen habe ich ja überhaupt einen Hochpassfilter am 
OPV-Eingang um die Quelle zu eliminieren. Somit kann ich rein das 
Rauschen messen.

Okay, wenn Du die Rauschspannungsquelle modellierst ja schön. Aber egal 
wie, wenn ich das Leerrauschen des Verstärkers messe gibt es diese ja 
gar nicht, der Eingang ist kurzgeschlossen.

> Den Widerstand darf man also so hoch wählen, das man
> keine Probleme mit dem Offset bekommt.
Welchem Offset? Ibias * R interessiert da überhaupt nicht. Das Rauschen 
interessiert doch. Bzw. R ist genau so zu wählen, daß sich die 
Grenzfrequenz 0,1 Hz bildet.

> Er muss auch groß gegen die
> Impedanz der Signalquelle sein. Störend an einem großen Widerstand ist
> eher die dann sehr niedrige untere Grenzfrequenz
Die Grenzfrequenz muß 0,1 Hz sein, das ist ein festgelegter Parameter, 
siehe Thema. Ja niedriger will man ganz sicher nicht sein, sonst muß ja 
der Kondensator größer werden. Größerer Kondensator -> kleinerer 
Widerstand. Größerer Widerstand -> Kleinerer Kondensator. Kondensator * 
Widerstand ist ein fixer Wert.

, und ggf. der Offset
> durch den Bias-Strom.
Vollkommen irrelevant.
Ich optimiere auf Rauschen, das bedeutet, den Kondensator so groß wie 
möglich machen, damit ich den Widerstand so klein wie möglich machen 
kann.

Kleiner Widerstand bedeutet wenig Rauschen. Großer Widerstand bedeutet 
viel Rauschen. Und zwar immer im Hinterkopf behalten, daß nicht nur das 
Widerstandsrauschen mit jedem Ohm mehr mit Wurzel(Ohm) steigt, sondern 
viel schlimmer noch das Stromrauschen des OPV mit quadratisch 
Wurzel(Ohm) am Widerstand eingeht.

Die Wahl des Widerstandes wird also durch den OPV bestimmt. Bei einem 
LT1037 kann ich noch mit 1 KOhm arbeiten (siehe Anja), bei einem LT1028 
sind 100 Ohm richtig. 10 Kiloohm ware in beiden Fallen der Supergau 
bzgl. dem Rauschen.

Was glaubt ihr warum Jim Williams sich einen abbricht um mit JFETs das 
Stromrauschen klein zu machen, damit sein 1,2 KOhm noch mit dem 1300 
Mikrofarad Kondensator zusammenpasst. Sein Fehler war, daß er an der 
falschen Stelle optimiert hat, der LT1037 hätte es bzgl. Stromrauschen 
schon alleine bei 1,2 KOhm getan. Aber durch die JFETs hat er starkes 
Spannungsrauschen bekommen, wegen der geringen Grenzfrequenz (ich sags 
noch mal die ist fix vorgegeben). Das Stromrauschen trifft auf den 
Widerstand und dann habe ich die unerwünschte Rauschspannung. und da die 
quadratisch eingeht ggü. den anderen Faktoren wird die bei hohen 
Widerständen schnell zur alles bestimmenden Größe.

> Den Kondensator muss man nicht nur wegen der unteren Grenzfrequenz groß
> wählen, sondern vor allem wegen des Stromrauschens - mit dem LT1028
> braucht man deshalb mehr Kapazität, nicht wegen des Widerstandes nach
> Masse. Dabei macht es dann auch nicht viel wenn die analoge untere
> Grenzfrequenz deutlich unter 0,1 Hz ist - vor der eigentlichen Messung
> wird man zumindest mit Elkos so oder so einige Zeit warten müssen.
> Sofern man die Zeitkonstante kennt, könnte man den Rest von der RC
> Kombination sogar noch rechnerisch korrigieren.
Das kann ja niemals funktionieren, ich kann doch keine Rechnung die 
Messung ersetzen lassen. Das würde gehen, wenn jede Rauschquelle linear 
ware aber die Rauschquellen sind garantiert nicht linear und haben einen 
unvorhersehbaren Frequenzverlauf. Da kann ich nicht von 1-10 Hz messen 
und dann verdoppeln o.ä.. Außerdem will ich das Rauschen ja genau so 
verstärken, damit ich es auf dem Oszilloskop sehen und vermessen kann.

> Beim LT1028 ist hat der Rauschstrom rund 3 mal höher als beim LT1037,
> und das Spannungsrauschen dafür nur rund halb so hoch - entsprechend
> sollte der Kondensator beim LT1028 rund 6 mal so groß sein wie beim
> LT1037 um ähnliche Verhältnisse und damit das etwa halbe Rauschen zu
> erreichen.
Das hat doch mit dem Kondensator nichts zu tun. Der Widerstand muß durch 
viel niedriger sein. Dadurch, daß der Widerstand niedriger ist muß ich 
den Kondensator entsprechend vergrößern um wieder auf fg=0,1 Hz zu 
kommen. Der Hochpassfilter muß immer gleich sein.

> Gerade beim 1/f Rauschen gibt es starke Streuungen von Exemplar zu
> Exemplar. Da lohnt es ggf. die OPs zu selektieren. Selektieren kann
> dabei auch effektiver sein als einfach mehr parallel - selektiert
> braucht man den Kondensator nicht größer machen.
Also nichts für ungut, aber überleg mal:
a) ich selektiere 20 OPVs um mit Gluck einen zu finden, der die Hälfte 
rauscht.
b) ich schalte 20 parallel und habe garantiert fast 1/5 des Rauschens. 
Für garantiert (und nicht nur Selektionsglück) die Hälfte Rauschen kann 
ich 4 zusammenschalten, da ist es doch offensichtlich.

Und wie viele Exemplare eines LT1037 ich selektieren muß um auf die 
Werte eines LT1028 zu kommen will ich gar nicht denken.

Ja wenn man mit 10 KOhm Widerständen hantiert wundert es mich nicht, daß 
der LT1028 bei Dir unbeliebt ist. Aber dann bist Du auch weit von den 
Rauschwerten weg, die wir hier erzielen möchten.

Da wir genau Rauschen messen wollen, muß der Rauschmeßverstärker 
logischerweise ein deutlich niedrigeres Eigenrauschen aufweisen, als das 
was wir messen möchten.

Idealerweise läge das Gesamtrauschen dieses Rauschmessverstärkes bei dem 
Rauschen eines 100-150 Ohm Widerstandes bzw. natürlich lieber deutlich 
darunter. Wie widersinnig da ein 10 KOhm Widerstand ist, sollte 
offensichtlich sein.

von Kai K. (klaas)


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>b) ich schalte 20 parallel und habe garantiert fast 1/5 des Rauschens.

Vorsicht: Du hast 1/SQRT(20) des Spannungsrauschens, aber auch das 
SQRT(20)-fache Stromrauschen!

von Anja (Gast)


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Hallo,

zur Op-Amp Auswahl möchte ich noch auf folgende Design Note hinweisen:

http://cds.linear.com/docs/en/design-note/dn003f.pdf

Die Quellimpedanz und der Einsatzbereich (1/f oder Wideband) ergeben den 
geeigneten Op-Amp.
Nachdem also bei mir die Quellimpedanz mit Hilfe des Forums auf ca 
1,5-1,0 K festgelegt war ergab sich alles andere zwangsläufig da ich auf 
keinen Fall etwas komplizierteres als 2 OP-Amps und Filter 4. Ordnung 
haben wollte.

Zu den Elkos: vor dem selektieren so 1-2 Tage Formierung Abwarten.

Wie branadic schon erwähnt hatte sind normale 85 Grad Elkos besser im 
Leckstrom als 105 Grad (low ESR) Typen.

Beim Löten der Elkos die Wärme mit einer Pinzette o.ä. vom Elko 
fernhalten sonst steigt der Leckstrom erheblich!!!

Ich lasse immer einen 9V-Block angeschlossen damit die Formierung nicht 
verloren geht. Ansonsten habe ich wieder 1-2 Tage komische Effekte. (= 
Fasching).

Gruß Anja

von Christian L. (cyan)


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Frank schrieb:
> Moment mal. Habe ich doch oben eben gerade gerechnet. Der 10 KOhm
> Widerstand alleine rauscht weiß von 0,1 bis 10 Hz mit 12,73
> nV/Wurzel(Hz).
> Der LT1028 dagegen rauscht weiß und rosa zusammen von 0,1 bis 10 Hz mit
> nur 3,5 nV/Wurzel(Hz). Beim Widerstand kommt noch Rosa Rauschen dazu.
> Von Vernachlässigen kann also keine Rede sein.
>
> Wie man sieht ist der 10 KOhm Widerstand der dominierende Rauschfaktor.

Du ignorierst völlig, dass die Quellimpedanz durch den 
Eingangskondensator AC-mäßig parallel zum Eingangswiderstand liegt und 
somit die Eingangsimpedanz reduziert. Das Rauschen wird somit nicht 
durch den 10k Widerstand sondern durch das gesamte Netzwerk aus 
Eingangswiderstand, -kondensator und Quellimpedanz bestimmt.

> Dabei ist es völlig egal was am Eingang liegt.

Eben nicht.

> Quelleninnnenwiderstand einer Spannungsquelle kann nur in Serie liegen,
> was
> anderes geht gar nicht. Der Quellenwiderstand ist hoch und in Serie also
> kein
> Problem mit dem kleinen Widerstand nach Masse am OPV-Eingang.

Soso, der Quellwiderstand einer Spannungsquelle ist also hoch? 
Interessante Theorie. Idealerweise ist er sehr niedrig.

> Welchem Offset? Ibias * R interessiert da überhaupt nicht. Das Rauschen
> interessiert doch. Bzw. R ist genau so zu wählen, daß sich die
> Grenzfrequenz 0,1 Hz bildet.

>> durch den Bias-Strom.
> Vollkommen irrelevant.
> Ich optimiere auf Rauschen, das bedeutet, den Kondensator so groß wie
> möglich machen, damit ich den Widerstand so klein wie möglich machen
> kann.

Auch hier: Der Eingangswiderstand kann hoch gewählt werden, da er 
AC-mäßig parallel zur Quellimpedanz liegt. Die maximale Höhe wird durch 
die Leckströme bestimmt. Das Gesamtrauschen ist stark von der 
Quellimpedanz abhängig.

> Was glaubt ihr warum Jim Williams sich einen abbricht um mit JFETs das
> Stromrauschen klein zu machen, damit sein 1,2 KOhm noch mit dem 1300
> Mikrofarad Kondensator zusammenpasst. Sein Fehler war, daß er an der
> falschen Stelle optimiert hat, der LT1037 hätte es bzgl. Stromrauschen
> schon alleine bei 1,2 KOhm getan.

Jim Williams vermisst eine Referenz mit einer Ausgangsimpedanz von ca. 
20mOhm im relevanten Bereich. Somit sieht sein J-FET am Eingang die 
Impedanz, wie im Anhang. Von 1,2kOhm kann nicht die Rede sein. Sie ist 
weitestgehen gering, wodurch die Performance der J-FETs besser genutzt 
werden kann, als es auf den ersten Blick scheint.

> ich schalte 20 parallel und habe garantiert fast 1/5 des Rauschens.
> Für garantiert (und nicht nur Selektionsglück) die Hälfte Rauschen kann
> ich 4 zusammenschalten, da ist es doch offensichtlich.

Du nimmts damit aber in Kauf, dass dein Stromrauschen Wurzel(20) fach 
höher und der Input Bias Current im worst case 20 mal so hoch.

> Ja wenn man mit 10 KOhm Widerständen hantiert wundert es mich nicht, daß
> der LT1028 bei Dir unbeliebt ist.

Warum dieser arrogante Ton? (auch gegenüber den Herstellern) Ganz 
offensichtlich gibt es bei dir noch einige Verständnisprobleme. Ich 
würde mich also nicht zu weit aus dem Fenster lehnen.

von Anja (Gast)


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Christian L. schrieb:
> Das Rauschen wird somit nicht
> durch den 10k Widerstand sondern durch das gesamte Netzwerk aus
> Eingangswiderstand, -kondensator und Quellimpedanz bestimmt.

Du vergißt den input bias Strom des Op-Amps.

Gruß Anja

von Christian L. (cyan)


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Anja schrieb:
> Du vergißt den input bias Strom des Op-Amps.

In welcher Hinsicht? Das dieser natürlich nur den Eingangswiderstand 
sieht sollte, denke ich, klar sein.

von Ulrich H. (lurchi)


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Die untere Grenzfrequenz der Eingangsstufe muss nicht 0,1 Hz sein - sie 
sollte sogar deutlich unter 0,1 Hz sein. Die untere Grenzfrequenz für 
die Messung ergibt sich aus der Zeit über die man die Daten anschaut, 
also etwa die Zeitbasis am Oszilloskop, oder die Zeit über die man min. 
und max. Werte für die Peak-Peak Werte bestimmt. Wenn man wirklich auf 
einer anlogen unteren Bandgrenze bei 0,1 Hz besteht, kann man das bei 
Bedarf nach der ersten Verstärkerstufe machen.

Das Rauschen des Widerstandes nach Masse kommt nur am Verstärker an, 
wenn der Eingang offen ist - mit offenem Eingang will man aber eher 
nicht messen. Mit kurzgeschlossenem Eingang (vor der Kondensator) oder 
niederohmiger Quelle wird die Rauschspannung des Widerstandes durch den 
Kondensator gefiltert. Man hat also nur eine Bandbreite die der untere 
Grenzfrequenz entspricht - vom weißen rauschen des Widerstandes bleibt 
bis 0,1 Hz oder weniger da nicht viel über. Anteile an rosa Rauschen 
sollten bei dem nur kleinen Biasstrom durch den Widerstand eher zu 
vernachlässigen sein.
Das dürfe so in der Größenordnung 3-4 nV (effektiv bei 0,1 Hz 
Grenzfrequenz) sein. Bei 0.01 Hz analoge Bandbreite Entsprechend bei 
rund 1 nV. Der LT1028 bringt gut 6 nV (eff) vom Spannungsrauschen und je 
nach Kondensator einiges mehr (z.B. etwa 10 nV bei 10 mF Kapazität) vom 
Stromrauschen. Man darf natürlich den Widerstand nur dann groß machen, 
wenn man die untere Grenzfrequenz nicht fest auf 0,1 Hz festlegt. Das 
Problem ist aber auch dann nicht das Rauschen des Widerstandes, sondern 
das Stromrauschen des OPs.

Wenn man so will kann man das Rauschen des Widerstandes zusammen mit dem 
Kondensator als 1/f Rauschen Interpretieren. Muss also die 13 
nV/Sqrt(Hz) des 10 K Widerstandes mit den z.B. 50-500 nV/sqrt(Hz) des 
OPs bei der unteren Grenzfrequenz (0.01 Hz ... 0.1 Hz) vergleichen.

Die Eingangsimpedanz der Gesamten Schaltung wird vor allem durch den 
Widerstand festgelegt. Wenn man da nicht mehr deutlich über der Impedanz 
der Quelle ist, misst man zu wenig. Das wird nicht so dramatisch viel 
sein, aber viel weiter als 100 Ohm wird man nicht runter gehen dürfen 
und entsprechend dürft man nach der Rechnung auch nicht größer als etwa 
15 mF für die Elkos werden. Da dann schon das Stromrauschen dominiert, 
ist ein parallelschalten von Verstärkern und ggf. schon der LT1028 eher 
kontraproduktiv.

Je nach Größe des Kondensators kommt halt gut die Hälfte des Rauschens 
vom Stromrauschen des OPs. Mehr OPs parallel machen da nur Sinn, wenn 
man auch den Kondensator entsprechend vergrößert - dem sind aber Grenzen 
(nicht nur beim Preis) gesetzt. Per Selektion der OPs kann man ggf. ein 
besseres Exemplar finden, ohne das der Rauschstrom höher wird.

Auch beim Parallelschalten sollte man aufpasst, sonst kann einem ein 
schlechtes Exemplar viel kaputt machen. So wie es aussieht gibt es da 
einige wenige wirklich schlechte Exemplare bei die auch schon mal 2-3 
mal mehr als Typisch rauschen. Für das halbe Rauschen bräuchte es halt 
nicht nur 4 gleich gute OPs (bei ungleichen mehr), sondern auch einen 4 
(real eher mehr) mal so großen Kondensator.

von Abdul K. (ehydra) Benutzerseite


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Gerhard Hoffmann schrieb:
> Man muss auch während des Anstöpselns
> einer nennenswerten DC-Spannung die OpAmp-Eingänge kurzschliessen
> können, sonst fließt der Ladestrom für den fetten Eingangskondensator
> durch die Basen. Wenn man die BE-Strecke in den Zenerdurchbruch
> treibt, dann war's das für die Eingangstransistoren in Bezug auf
> Rauscharmut.

(1) Man kann den Halbleiter tempern auf hoher Temperatur. Das müßte das 
gestörte Verhalten wieder fast komplett rückgängig machen.


> Ist mir aber schon ohne Folgen passiert, zumindest mit kleinen Vdc.
> Die 20 parallelen Eingänge können schon was ab. Es gibt wohl bei den
> integrierten OpAmps Schutzdioden, aber aus begreiflichen Gründen
> keine Strombegrenzungswiderstände.
>

(2) Beim Parallelschalten spielt die Varianz einem entgegen. Stell dir 
vor du hast einen sehr schlechten dabei, der kann dir 10 andere 
wertmäßig zunichte machen.
Eigentlich ne interessante Rechenaufgabe!! Da wird es ausgehend von der 
Varianzkurve des Einzelbauelements ein hartes Limit geben, ab dem die 
weitere Zusammenschaltung dann keinen Sinn mehr macht.

(3) Ich finde bloße Spannungsrauschangaben als Alleinstellungsmerkmal 
eher unfachmännisch. Das ist so wie wenn ich nur die PMPO angebe. 
Enscheidend ist doch die Rauschleistung an einem bestimmten 
Eingangswiderstand.


(Sorry Ulrich, ich war zu langsam beim Lesen. Warum lese ich das 
überhaupt? Macht das Projekt irgendeinen realen Sinn?)

: Bearbeitet durch User
von Ulrich H. (lurchi)


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Für die ursprüngliche Aufgabe wurde eine gut funktionierende Lösung 
gefunden. Das sollte auch für die meisten ähnlichen Anwendungen 
ausreichen.

So wie es aussieht will Frank eine ähnliche Schaltung aufbauen, hat aber 
da wohl noch ein paar Missverständnisse mit der Funktionsweise.

Im wesentlichen geht es halt um einen Verstärker mit sehr geringem 
Rauschen in LF Bereich und AC Kopplung am Eingang. Ganz so weit runter 
muss man mit dem Rauschen vermutlich normal nicht, aber es reizt 
natürlich schon das beste draus zu machen.

von Gerhard H. (ghf)


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Abdul K. schrieb:
> Gerhard Hoffmann schrieb:
>> Man muss auch während des Anstöpselns
>> einer nennenswerten DC-Spannung die OpAmp-Eingänge kurzschliessen
>> können, sonst fließt der Ladestrom für den fetten Eingangskondensator
>> durch die Basen. Wenn man die BE-Strecke in den Zenerdurchbruch
>> treibt, dann war's das für die Eingangstransistoren in Bezug auf
>> Rauscharmut.
>
> (1) Man kann den Halbleiter tempern auf hoher Temperatur. Das müßte das
> gestörte Verhalten wieder fast komplett rückgängig machen.

Oh, eine neue Verwendung für den traditionellen Kugelgrill
aus de.sci.electronics. Da werden sich die SSOP-8 aber freuen.
Bitte nicht die Ausgasphase vergessen!
Schutzdioden oder/und Aufpassen mit dem Schalter sind da wohl
die bessere Option.

> (2) Beim Parallelschalten spielt die Varianz einem entgegen. Stell dir
> vor du hast einen sehr schlechten dabei, der kann dir 10 andere
> wertmäßig zunichte machen.
> Eigentlich ne interessante Rechenaufgabe!! Da wird es ausgehend von der
> Varianzkurve des Einzelbauelements ein hartes Limit geben, ab dem die
> weitere Zusammenschaltung dann keinen Sinn mehr macht.

Meine AD4898, Lt1028, AD797, MAT-02 waren diesbez. absolut gleich.
Das ist nicht anders zu erwarten, weil der dominierende Faktor
für das Rauschen eines Bipolartransistors der innere Basis-Bahn-
Widerstand ist und der variiert nicht von Chip zu Chip über 2
Größenordnungen. Er geht sowieso nur mit der Wurzel ein.

Selektionsversuche sind voll für die Hühner. Analog Devices
hat seine Datenblattwerte im Griff, die haben bei denen in 30 Jahren
immer gestimmt. Wenn da 1nV/sqrt Hz für EINEN Opamp steht, dann
ist das so, und 20 Stück sind 13 dB besser.


> (3) Ich finde bloße Spannungsrauschangaben als Alleinstellungsmerkmal
> eher unfachmännisch. Das ist so wie wenn ich nur die PMPO angebe.
> Enscheidend ist doch die Rauschleistung an einem bestimmten
> Eingangswiderstand.

Der wirkliche Fachmann erkennt sofort, dass er die Früchte einer
exzessiv niedrigen Rauschspannung nur ernten kann wenn der
Quellwiderstand entsprechend klein ist. Sonst rauscht der
Quellwiderstand schon so schlimm, dass man sich die Mühe von
vorne herein sparen kann. Und wenn der Rauschstrom nicht gerade
völlig krank (im Sinn von definitiv defekt) ist, spielt er
bei diesen Impedanzen auch keine Rolle.

Es war erstaunlich, wie exakt die theoretische Verbesserung
durch das Averagen von 20 OpAmps im realen Leben auf dem
Fourier-Analyzer zu sehen war.

Wenn Rauschspannung und Rauschstrom zu groß sind, hat man sich
offensichtlich in der Auswahl des Bauelements gründlich
vertan.

> (Sorry Ulrich, ich war zu langsam beim Lesen. Warum lese ich das
> überhaupt? Macht das Projekt irgendeinen realen Sinn?)

Mein Preamp hat bei der Optimierung eines Frequenzsynthesizers
eine Menge realen Sinn gemacht.

von Ralf H. (teccoralf)


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Hallo,
nach langer durch Unfall bedingter Pause arbeite ich mich wieder ein 
bissel in das Thema ein.
Zu der Stromversorgung ob NiCd oder PB habe @Christian L (cyan) und ich 
die Pb Variante eindeutig favorisiert.
Die Elkos sind bei mir generell 85Grad Typen, ständig an Spannung um die 
Formierung zu erhalten und gleichmäßige Meßbedingungen zu haben und 
keine „Faschingseffekte“ wie @Anja sie formulierte, dies ist in 
Diskussionen mit @branadic auch hier weiter vorne dargelegt.
Es sind bei uns 22.000 µF 63 Volt Typen von denen bis zu 8 Stück bei 
Bedarf par geschaltet werden, ob Tantal-C die bessere Wahl sind ist auch 
eine Preisfrage.
Die Eingangsstufen sind 18 par geschaltete SSM2220 mit gekoppeltem OP27Z 
im 5mm ALU Gehäuse, mit definierter zentraler Masseführung (siehe dazu 
die Diskussionen August 2013).
Die Werte und Schaltungen, wie auch die vor zwei Jahren versprochenen 
Meßreihen mit den Ergebnissen, kann ich hoffentlich in zwei bis drei 
Monaten liefern, wenn ich wieder in meinem Labor bin.
Zu @Frank: tippe mal in Youtube den Namen Jim Williams ein, dann weißt 
Du was er geleistet hat, aus welcher Fachrichtung er kommt und warum er 
seit einiger Zeit nicht mehr weiterentwickelt. Ist von mir hilfreich 
gemeint und nicht Oberlehrerhaft.
Dies sollte nur ein kurzes Zeichen sein, dass ich noch beim Thema dabei 
bin
Beste Grüße Ralf

von thomas s (Gast)


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Was Jim Williams betrifft: Ich hatte die Ehre, ihm mal die Hand 
schütteln zu dürfen, habe sie anschließend drei Wochen lang nicht 
gewaschen. Jetzt wißt ihr, was ich von ihm halte.

Das Bild ist von damals. Er bevorzugte für eine ähnliche Applikation 
rauscharme FET von Toshiba. "Die like a pankcake" waren seine Worte. 
Leider waren die Dinger kaum zu beschaffen.

von Frank (Gast)


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Ulrich H. schrieb:
> Die untere Grenzfrequenz der Eingangsstufe muss nicht 0,1 Hz sein
> - sie
> sollte sogar deutlich unter 0,1 Hz sein. Die untere Grenzfrequenz für
> die Messung ergibt sich aus der Zeit über die man die Daten anschaut,
> also etwa die Zeitbasis am Oszilloskop, oder die Zeit über die man min.
> und max. Werte für die Peak-Peak Werte bestimmt. Wenn man wirklich auf
> einer anlogen unteren Bandgrenze bei 0,1 Hz besteht, kann man das bei
> Bedarf nach der ersten Verstärkerstufe machen.
Ja also jedenfalls darf sie nicht größer als 0,1 Hz sein, soweit sind 
wir uns ja einig.

> Das Rauschen des Widerstandes nach Masse kommt nur am Verstärker an,
> wenn der Eingang offen ist - mit offenem Eingang will man aber eher
> nicht messen. Mit kurzgeschlossenem Eingang (vor der Kondensator) oder
> niederohmiger Quelle wird die Rauschspannung des Widerstandes durch den
> Kondensator gefiltert. Man hat also nur eine Bandbreite die der untere
> Grenzfrequenz entspricht
Hier erhebe ich Einspruch. Meine Messbandbreite ist 0,1 - 10 Hz. Die 
Bandbreite beträgt also 9,9 Hz. Die 0,1 Hz Bandbreite mag vom 
Eingangskondensator geschluckt werden. Die restlichen 9,9 Hz fallen am 
OPV-Eingang an.
> - vom weißen rauschen des Widerstandes bleibt
> bis 0,1 Hz oder weniger da nicht viel über. Anteile an rosa Rauschen
> sollten bei dem nur kleinen Biasstrom durch den Widerstand eher zu
> vernachlässigen sein.
ok. Aber dieser Anteil ist ja der, der eh geschluckt wird.

> Das dürfe so in der Größenordnung 3-4 nV (effektiv bei 0,1 Hz
> Grenzfrequenz) sein. Bei 0.01 Hz analoge Bandbreite Entsprechend bei
> rund 1 nV.
Das ist der Anteil, der nicht am OPV anfällt, weil durch den Kondensator 
gefiltert. Der viel größere Anteil fällt am OPV an und beträgt bei 10 
KOhm: 12,73nV/(Wurzel Hz) * Wurzel(9,9Hz) + rosa(10KOhm) * Wurzel(9,9Hz) 
+ Stromrauschen(OPV)  10000 Ohm  9,9 Hz.

> Der LT1028 bringt gut 6 nV (eff) vom Spannungsrauschen und je
> nach Kondensator einiges mehr (z.B. etwa 10 nV bei 10 mF Kapazität) vom
> Stromrauschen. Man darf natürlich den Widerstand nur dann groß machen,
> wenn man die untere Grenzfrequenz nicht fest auf 0,1 Hz festlegt. Das
> Problem ist aber auch dann nicht das Rauschen des Widerstandes, sondern
> das Stromrauschen des OPs.
Das Stromrauschen des OPs ist genau ein weiteres Problem. Aber nur wenn 
der Widerstand groß ist. Das Stromrauschen wird nämlich vom OPV 
logischerweise überhaupt nicht verstärkt, fällt somit für den OPV mit 0 
an (mal idealisiert).

Das Stromrauschen fließt aber durch den Widerstand. Mit U=Irausch*R hat 
man bei einem 10 KOhm Widerstand 100 mal so viel Spannungsrauschen am 
OPV, wie bei einem 100 Ohm Widerstand.

> Wenn man so will kann man das Rauschen des Widerstandes zusammen mit dem
> Kondensator als 1/f Rauschen Interpretieren. Muss also die 13
> nV/Sqrt(Hz) des 10 K Widerstandes mit den z.B. 50-500 nV/sqrt(Hz) des
> OPs bei der unteren Grenzfrequenz (0.01 Hz ... 0.1 Hz) vergleichen.
Wieso? Alles unter 0,1 Hz ist erstmal irrelevant, weil es ja gar nicht 
in die Messung eingeht durch die Filter. Interessant ist doch alles was 
im Bereich 0,1 - 10 Hz geschieht und nicht was unterhalb von 0,1 Hz 
geschieht, weil das unterhalb ja genau weggefiltert wird. Wir haben bei 
0,1 Hz einen Hochpass und keinen Tiefpass, vielleicht hast Du das 
übersehen.

> Die Eingangsimpedanz der Gesamten Schaltung wird vor allem durch den
> Widerstand festgelegt. Wenn man da nicht mehr deutlich über der Impedanz
> der Quelle ist, misst man zu wenig.
Und welche Impedanz hat Rauschen?

Und für die Gleichspannungsquelle gilt:
Die Eingangsimpedanz ist durch den Kondensator unendlich. Bzw. wird 
durch den Leckstrom des Kondensators gebildet, also bei 20 nA Leckstrom 
und 7,2 Volt Quelle sind das 360 Megaohm.

> Das wird nicht so dramatisch viel
> sein, aber viel weiter als 100 Ohm wird man nicht runter gehen dürfen
> und entsprechend dürft man nach der Rechnung auch nicht größer als etwa
> 15 mF für die Elkos werden.
Ja auf diese Werte bin ich auch gekommen. Allerdings wären 150 mF und 10 
Ohm natürlich besser für das Rauschverhalten des Verstärkers.

> Da dann schon das Stromrauschen dominiert,
> ist ein parallelschalten von Verstärkern und ggf. schon der LT1028 eher
> kontraproduktiv.
Ja das mag sein, das die Parallelschaltung bzgl. des Stromrauschens 
limitiert wird, das muß man nachrechnen. Wie gesagt werde ich zunächst 
nur einen LT1028 verwenden. Sollte ich es schaffen, daß das 
Spannungsrauschen des LT1028 relevant wird, ist es natürlich gut mit der 
Parallelschaltung noch eine Möglichkeit zu besitzen da weiter 
runterzukommen.

Den Störeinfluß des Stromrauschens kann man aber durch eine weitere 
Erniedrigung des Widerstandes im Hochpass (bei gleichzeitiger Anhebung 
der Kapazität) bekämpfen.

Angenommen ich schalte 4 OPVs zusammen. Habe dann 1/2 Spannungsrauschen 
und 2 * Stromrauschen. Das Stromrauschen kann ich auf den ursprünglichen 
Störeinfluß bringen in dem ich den Widerstand von 100 Ohm auf 50 Ohm 
reduziere. Dann muß ich natürlich die Kapazität von 15 mF auf 30 mF 
erhöhen.

von Frank (Gast)


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Christian L. schrieb:
> Frank schrieb:
>> Moment mal. Habe ich doch oben eben gerade gerechnet. Der 10 KOhm
>> Widerstand alleine rauscht weiß von 0,1 bis 10 Hz mit 12,73
>> nV/Wurzel(Hz).
>> Der LT1028 dagegen rauscht weiß und rosa zusammen von 0,1 bis 10 Hz mit
>> nur 3,5 nV/Wurzel(Hz). Beim Widerstand kommt noch Rosa Rauschen dazu.
>> Von Vernachlässigen kann also keine Rede sein.
>>
>> Wie man sieht ist der 10 KOhm Widerstand der dominierende Rauschfaktor.
>
> Du ignorierst völlig, dass die Quellimpedanz durch den
> Eingangskondensator AC-mäßig parallel zum Eingangswiderstand liegt und
> somit die Eingangsimpedanz reduziert.
Die Quellimpedanz ist immer in Serie zu einem Eingangswiderstand. 
Ansonsten wäre ein Ersatzschaltbild hilfreich. Ich kann an einer Quelle 
doch niemals etwas Parallel zum Innenwiderstand schalten. Dann könnte 
man ja jederzeit mit äußerer Beschaltung den Innenwiderstand reduzieren.

> Das Rauschen wird somit nicht
> durch den 10k Widerstand sondern durch das gesamte Netzwerk aus
> Eingangswiderstand, -kondensator und Quellimpedanz bestimmt.
Natürlich. Nur ist der Widerstand der dominierende Faktor. Jedenfalls 
dann, wenn er 10 KOhm beträgt.

>> Dabei ist es völlig egal was am Eingang liegt.
> Eben nicht.
Doch.

>> Quelleninnnenwiderstand einer Spannungsquelle kann nur in Serie liegen,
>> was
>> anderes geht gar nicht. Der Quellenwiderstand ist hoch und in Serie also
>> kein
>> Problem mit dem kleinen Widerstand nach Masse am OPV-Eingang.
> Soso, der Quellwiderstand einer Spannungsquelle ist also hoch?
> Interessante Theorie. Idealerweise ist er sehr niedrig.
Stimmt natürlich. Die Quellimpedanz einer Spannungsquelle ist natürlich 
niedrig. Der Widerstand ggü. Masse hingegen unendlich. Für die 
Gleichspannungsquelle an der gemessen wird, liegt durch den 
Hochpassfilter aber ein nahezu unendlicher Eingangswidertsand vor. Und 
selbst wenn nicht, die Gleichspannungsquelle ist ein unendlicher 
Widerstand gegen Masse.

Für die Rauschspannungsquelle liegt idealerweise ein Kurzschluß vor. Da 
wir dann aber eine unendliche Kapazität bräuchten müssen wir mit einem 
Widerstand arbeiten. Der natürlich so niedrig wie möglich sein sollte.

Wir verstärken hier nicht ein Wechselspannungssignal und messen dann mit 
einem Messgerät den Rauschanteil daran, sondern wir verstärken das 
Rauschen auf einer DC-Spannungsquelle. Deshalb ja auch der 
Hochpassfilter am Eingang.

Insofern ist die Quellimpedanz unserer DC-Spannungsquelle für die 
Messung vollkommen irrelevant.

>> Welchem Offset? Ibias * R interessiert da überhaupt nicht. Das Rauschen
>> interessiert doch. Bzw. R ist genau so zu wählen, daß sich die
>> Grenzfrequenz 0,1 Hz bildet.
>>> durch den Bias-Strom.
>> Vollkommen irrelevant.
>> Ich optimiere auf Rauschen, das bedeutet, den Kondensator so groß wie
>> möglich machen, damit ich den Widerstand so klein wie möglich machen
>> kann.
> Auch hier: Der Eingangswiderstand kann hoch gewählt werden, da er
> AC-mäßig parallel zur Quellimpedanz liegt.
Welche Quellimpedanz?
Die Quellimpedanz spielt überhaupt keine Rolle.

> Die maximale Höhe wird durch
> die Leckströme bestimmt. Das Gesamtrauschen ist stark von der
> Quellimpedanz abhängig.
Nein ist es nicht. Bzw. sag mir doch mal welche Quellimpedanz Rauschen 
hat?

>> Was glaubt ihr warum Jim Williams sich einen abbricht um mit JFETs das
>> Stromrauschen klein zu machen, damit sein 1,2 KOhm noch mit dem 1300
>> Mikrofarad Kondensator zusammenpasst. Sein Fehler war, daß er an der
>> falschen Stelle optimiert hat, der LT1037 hätte es bzgl. Stromrauschen
>> schon alleine bei 1,2 KOhm getan.
> Jim Williams vermisst eine Referenz mit einer Ausgangsimpedanz von ca.
> 20mOhm im relevanten Bereich.
Die Impedanz gilt für die Gleichspannungsquelle nicht für die 
Rauschspannungsquelle.

> Somit sieht sein J-FET am Eingang die
> Impedanz, wie im Anhang. Von 1,2kOhm kann nicht die Rede sein. Sie ist
> weitestgehen gering, wodurch die Performance der J-FETs besser genutzt
> werden kann, als es auf den ersten Blick scheint.
Umgekehrt. Der Sinn der JFETs würde sich ja kontinuierlich reduzieren, 
je geringer der Widerstand ist, durch den das Stromrauschen der JFETs 
fließt.

Aber der Strom fließt von den JFETs nicht in die Quellimpedanz hinein. 
Denn die ist nicht Masse sondern hat ein viel höheres Potential. Die 
DC-Quellimpedanz ist völlig irrelevant in diesem Fall. Hinter der klebt 
der praktisch unendliche Widerstand des Kondensators. Und zwischen der 
und Masse ist der unendliche Widerstand der Quelle selbst.

>> ich schalte 20 parallel und habe garantiert fast 1/5 des Rauschens.
>> Für garantiert (und nicht nur Selektionsglück) die Hälfte Rauschen kann
>> ich 4 zusammenschalten, da ist es doch offensichtlich.
> Du nimmts damit aber in Kauf, dass dein Stromrauschen Wurzel(20) fach
> höher und der Input Bias Current im worst case 20 mal so hoch.
Ib ist völlig irrelevant, so lange die Aussteuerungsgrenze des OPV nicht 
überschritten wird. Und auch hier hilft ein möglichst geringer 
Widerstand.
Klar, wenn ich einen 10 KOhm Widerstand hätte, kann es problematisch 
werden. Aber so ein hoher Widerstand verbietet sich ja sowieso.

Das Stromrauschen ist in der Tat dann höher, dem kann man aber begegnen, 
in dem man den Widerstand um Wurzel(20) reduziert. Bzw.

Ich habe mal einen Schaltplan angehängt, ich habe irgendwie das Gefühl 
wir reden aneinander vorbei. Mit dem Schaltplan sollte es klarer sein um 
was es geht.

von Abdul K. (ehydra) Benutzerseite


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Naja, ich verstehe wenig von Rauschen und HF und Smith und so, aber die 
Rauschimpedanz ist Rauschspannung durch Rauschstrom. Alle drei sind 
komplexe frequenzabhängige Werte! Will man optimale Anpassung, so muß 
dies passend gemacht werden im gesamten interessierenden 
Frequenzbereich. Ist die Sache nichtlinear (z.B. weil irgendwas teils 
sättigt), dann wirds wohl noch komplizierter, da dann Mischungen 
stattfinden.

von Frank (Gast)


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Abdul K. schrieb:
> Naja, ich verstehe wenig von Rauschen und HF und Smith und so,
> aber die
> Rauschimpedanz ist Rauschspannung durch Rauschstrom. Alle drei sind
> komplexe frequenzabhängige Werte! Will man optimale Anpassung, so muß
> dies passend gemacht werden im gesamten interessierenden
> Frequenzbereich. Ist die Sache nichtlinear (z.B. weil irgendwas teils
> sättigt), dann wirds wohl noch komplizierter, da dann Mischungen
> stattfinden.
Es ist wohl wesentlich einfacher, die Impedanz der Rauschspannung ist 0 
Ohm. Das heißt, selbst bei einem Kurzschluß liegt die volle 
Rauschspannung am Kurzschluß an.

von Gerhard H. (ghf)


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Frank schrieb:
> Abdul K. schrieb:
>> Naja, ich verstehe wenig von Rauschen und HF und Smith und so,
>> aber die
>> Rauschimpedanz ist Rauschspannung durch Rauschstrom. Alle drei sind
>> komplexe frequenzabhängige Werte! Will man optimale Anpassung, so muß
>> dies passend gemacht werden im gesamten interessierenden
>> Frequenzbereich. Ist die Sache nichtlinear (z.B. weil irgendwas teils
>> sättigt), dann wirds wohl noch komplizierter, da dann Mischungen
>> stattfinden.
> Es ist wohl wesentlich einfacher, die Impedanz der Rauschspannung ist 0
> Ohm. Das heißt, selbst bei einem Kurzschluß liegt die volle
> Rauschspannung am Kurzschluß an.

Bei dem doppelt angehängten Bildchen oben, sollen das zwei
Spannungsquellen sein? Parallel geschaltete ideale Spannungsquellen
mag LTspice garnicht und auch in der Natur dürfte das zu
Verwüstungen führen. Wenn das 2 Spannungsquellen sind, ist nur
die Reihenschaltung sinnvoll.

Und dass über einem Kurzschluss nach wie vor die volle Spannung
anliegt, das widerspricht zutiefst dem Wesen eines Kurzschlusses.
Das wäre die Lösung aller Energieprobleme. Da kommt das bekannte
T-Shirt mit dem kurzgeschlossenen Widerstand und der Schrift
"Resistance is futile" in den Sinn.

Das Gscheithaferln mit Nichtlinearität können wir auch nicht
brauchen solange der lineare Fall nicht verstanden ist.
Bitte keine unnötige Ablenkung mit Rauchkerzen.

Gruß, Gerhard

von Gerhard H. (ghf)


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Frank schrieb:
>> Jim Williams vermisst eine Referenz mit einer Ausgangsimpedanz von ca.
>> 20mOhm im relevanten Bereich.
> Die Impedanz gilt für die Gleichspannungsquelle nicht für die
> Rauschspannungsquelle.

DC- und Rauschspannungsquelle liegen grundsätzlich in Serie
und ihre Innenwiderstände selbstverständlich auch.

von Kai K. (klaas)


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>Dies sollte nur ein kurzes Zeichen sein, dass ich noch beim Thema dabei
>bin

Ich wünsche Dir eine gute Gesundheit, Ralf!

>Ich habe mal einen Schaltplan angehängt, ich habe irgendwie das Gefühl
>wir reden aneinander vorbei. Mit dem Schaltplan sollte es klarer sein um
>was es geht.

Du mußt die beiden Spannungsquellen in Serie schalten.

von Christian L. (cyan)


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Frank schrieb:
> Die Quellimpedanz ist immer in Serie zu einem Eingangswiderstand.

>> Das Rauschen wird somit nicht
>> durch den 10k Widerstand sondern durch das gesamte Netzwerk aus
>> Eingangswiderstand, -kondensator und Quellimpedanz bestimmt.
> Natürlich. Nur ist der Widerstand der dominierende Faktor. Jedenfalls
> dann, wenn er 10 KOhm beträgt.
>
>>> Dabei ist es völlig egal was am Eingang liegt.
>> Eben nicht.
> Doch.

> Der Widerstand ggü. Masse hingegen unendlich.

Eben nicht. Du hast das Problem noch nicht verstanden. Bitte schau noch 
mal in ein Grundlagenbuch hinein, wie das Superpositionsprinzip 
funktioniert. Dann wirst du auch verstehen, warum man den 
Eingangswiderstand sehr hoch wählen kann. Schau dir z.B. mal den SR560 
von Stanford Research an. Trotz 100MOhm Eingangsimpedanz ist ein 
Eingangsrauschen von 4nV/VHz möglich. Laut deiner Theorie wäre das 
unmöglich.

> Und
> selbst wenn nicht, die Gleichspannungsquelle ist ein unendlicher
> Widerstand gegen Masse.

Auch hier: Setz dich mit dem Superpositionsprinzip auseinander. Dann 
siehst du, das deine Aussage Unsinn ist.

> Insofern ist die Quellimpedanz unserer DC-Spannungsquelle für die
> Messung vollkommen irrelevant.

> Welche Quellimpedanz?
> Die Quellimpedanz spielt überhaupt keine Rolle.

>> Die maximale Höhe wird durch
>> die Leckströme bestimmt. Das Gesamtrauschen ist stark von der
>> Quellimpedanz abhängig.
> Nein ist es nicht. Bzw. sag mir doch mal welche Quellimpedanz Rauschen
> hat?

Durch deine falschen Annahmen kommst du zu falschen Schlussfolgerungen.

> Aber der Strom fließt von den JFETs nicht in die Quellimpedanz hinein.
> Denn die ist nicht Masse sondern hat ein viel höheres Potential. Die
> DC-Quellimpedanz ist völlig irrelevant in diesem Fall. Hinter der klebt
> der praktisch unendliche Widerstand des Kondensators. Und zwischen der
> und Masse ist der unendliche Widerstand der Quelle selbst.

Auch durch ständiges Wiederholen wird es nicht besser. Man merkt, dass 
du schon bei Grundlagen gewisse Defizite hast. Ohne diese Grundlagen 
wird es aber schwierig die Zusammenhänge zu erkennen.

> Aber so ein hoher Widerstand verbietet sich ja sowieso.

Ja, eben nicht.

> Ich habe mal einen Schaltplan angehängt, ich habe irgendwie das Gefühl
> wir reden aneinander vorbei. Mit dem Schaltplan sollte es klarer sein um
> was es geht.

Stimmt, wir reden an einander vorbei. Wenn das dein Modell ist, an dem 
du die Abhängigkeiten erklären willst wundert mich nichts mehr.

Anbei mal das Rauschersatzschaltbild der Eingangsstufe. Den Kondensator 
habe ich mal als Rauschlos angesehen, obwohl man sich darüber ja auch 
streiten kann.

> Das heißt, selbst bei einem Kurzschluß liegt die volle
> Rauschspannung am Kurzschluß an.

Na dann.

: Bearbeitet durch User
von Kai K. (klaas)


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>Anbei mal das Rauschersatzschaltbild der Eingangsstufe.

Ich würde die Stromquellen noch aus dem OPamp herausziehen und auf die 
Signalmasse referenzieren. Dann kann man mit diesem Ersatzschaltbild 
auch direkt in die Simulation gehen.

Edit:

Zum Beispiel so wie im Anhang.

: Bearbeitet durch User
von Frank (Gast)


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Gerhard Hoffmann schrieb:
Ja Du hast natürlich Recht, jetzt habe ich das auch verstanden. Die 
ideale Spannungsquelle hat keinen unendlichen Widerstand sondern 
natürlich einen von 0, die ideale Stromquelle hat den unendlichen 
Widerstand. Hatte beides verwechselt.

Insofern fließt der Rauschstrom des OPV vom Verstärker durch die Quelle 
und den Quelleninnenwiderstand. Dieser ist somit parallel zum Widerstand 
geschaltet.

Das sind ja hervorragende Neuigkeiten, denn dann kann man richtig tief 
mit dem Rauschen kommen und jetzt ist auch klar, warum Dein Verstärker 
mit dem Widerstand kein Problem hat, so lange Du sehr niederohmige 
Quellen vermisst.

Dann sind die Ergebnisse von AN124 allerdings umso ernüchternder. Das 
Rauschen kommt dann ja nicht von dem Widerstand sondern genau aus seiner 
Verstärkerkonstruktion. JFETs ...


Ulrich H. schrieb:
> Für die ursprüngliche Aufgabe wurde eine gut funktionierende Lösung
> gefunden. Das sollte auch für die meisten ähnlichen Anwendungen
> ausreichen.
Ja die Schaltung von Anja.

> So wie es aussieht will Frank eine ähnliche Schaltung aufbauen, hat aber
> da wohl noch ein paar Missverständnisse mit der Funktionsweise.
Ja das die Quellimpedanz parallel liegt weiß ich ja jetzt. Der 
Eingangswiderstand parallel zur Quellimpedanz muß niedrig sein. Also 
brauche ich weiterhin einen niedrigen Eingangswiderstand für hohe 
Quellimpedanzen. An meiner Schaltung ändert sich zwar nichts, aber mein 
Ergebnis wird dadurch bei niedrigen Quellimpedanzen deutlich besser.

> Im wesentlichen geht es halt um einen Verstärker mit sehr geringem
> Rauschen in LF Bereich und AC Kopplung am Eingang. Ganz so weit runter
> muss man mit dem Rauschen vermutlich normal nicht, aber es reizt
> natürlich schon das beste draus zu machen.
Das Ziel ist es an möglichst kleinen Rauschern noch 0,1-10 Hz 
Rauschmessungen vorzunehmen. Das ist ja die Grundlegende Aufgabe dieses 
Meßverstärkers. Ich werde zwar auch Spannungsreferenzen vermessen, das 
ist aber nur eine Aufgabe des Meßverstärkers.

von Kai K. (klaas)


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>Ja das die Quellimpedanz parallel liegt weiß ich ja jetzt.

Also, du hast die Quellimpedanz vom Meßobjekt. Dazu kommt die Impedanz 
des Koppelkondensators (Hochpaß) in Reihe. Diese Reihenschaltung liegt 
parallel zum Eingangswiderstand (Hochpaß). Über diese Parallelschaltung 
fließt nun der Eingangsrauschstrom des OPamp. Für niedriges 
Gesamtrauschen muß diese Parallelschaltung niederohmig sein. Das ist 
gewöhnlich alleine schon dann gewährleistet, wenn der Koppelcap genügend 
groß ist, denn die Quellimpedanz von Referenzen ist für 0,1...10Hz jetzt 
oft nicht so riesig.

Man würde den Koppelcap gerne größer machen als für 0,1Hz Bandbreite, 
muß dann aber riesige Caps wählen. Bei Elkos erhöht sich dann der 
Leckstrom und der damit verbundene Rauschstrom. Deswegen macht man den 
Koppelelko oft gerne gerade so groß, daß eine 0,1Hz Grenzfrequenz 
zustande kommt.

>Der Eingangswiderstand parallel zur Quellimpedanz muß niedrig sein.

Warum? Siehe oben. Außerdem, wenn denn die Quellimpedanz nicht 
vernachlässigbar klein ist, bildet sich mit einem zu kleinen 
Eingangswiderstand ein Spannungsteiler, der auch das Nutzsignal 
verkleinert.

>Also brauche ich weiterhin einen niedrigen Eingangswiderstand für hohe
>Quellimpedanzen.

Von was für Quellimpedanzen sprechen wir denn überhaupt? Wenn sie nicht 
sehr klein sind, ist ein Verstärker mit kleinem Eingangsrauschstrom 
durchaus sinnvoll. Dann kann eine JFET-Lösung wieder interessant werden.

Frank, die genaue Größe der Quellimpedanz ist hier das entscheidende 
Kriterium für die Wahl des Verstärkers und die Auslegung des Hochpasses. 
Du kannst immer nur für einen bestimmten Quellimpedanzbereich das 
Rauschen optimieren. Den Universalverstärker, der für jede Quellimpedanz 
ultrarauscharm ist, gibt es nicht!

: Bearbeitet durch User
von Frank (Gast)


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Kai Klaas schrieb:
>>Der Eingangswiderstand parallel zur Quellimpedanz muß niedrig sein.
> Warum? Siehe oben. Außerdem, wenn denn die Quellimpedanz nicht
> vernachlässigbar klein ist, bildet sich mit einem zu kleinen
> Eingangswiderstand ein Spannungsteiler, der auch das Nutzsignal
> verkleinert.
Nein, das passiert in diesem Fall nicht, da das Nutzsignal einen 
Innenwiderstand von 0 Ohm hat. Daher kommt es in diesem speziellen Fall 
von Rauschmessungen zu keinem Fehler durch die Quellimpedanz. Der 
Spannungsteiler des Hochpasses führt allerdings zu einem Fehler.

>>Also brauche ich weiterhin einen niedrigen Eingangswiderstand für hohe
>>Quellimpedanzen.
> Von was für Quellimpedanzen sprechen wir denn überhaupt?
Beliebigen, die Quellimpedanz ist nicht festgelegt. Sie wird aber 
meistens sehr klein sein.

> Wenn sie nicht
> sehr klein sind, ist ein Verstärker mit kleinem Eingangsrauschstrom
> durchaus sinnvoll. Dann kann eine JFET-Lösung wieder interessant werden.
Nein, denn wenn ich den Widerstand klein habe, ist die Quellimpedanz 
egal. Ist er groß funktioniert mein Verstärker nur bei kleinen 
Quellimpedanzen gut.

> Frank, die genaue Größe der Quellimpedanz ist hier das entscheidende
> Kriterium für die Wahl des Verstärkers und die Auslegung des Hochpasses.
> Du kannst immer nur für einen bestimmten Quellimpedanzbereich das
> Rauschen optimieren. Den Universalverstärker, der für jede Quellimpedanz
> ultrarauscharm ist, gibt es nicht!
Warum? Wenn ich niederohmig auslege bin ich immer auf der richtigen 
Seite. Ist die Quellimpedanz hoch ist mein Widerstand klein. Ist die 
Quellimpedanz klein ist mein Widerstand noch kleiner. Die Quellimpedanz 
beeinflußt - falls sie niedrig ist - mein Rauschverhalten positiv. Falls 
nicht, dann verbessert sie das Rauschverhalten nicht.

Der Eingangswiderstand sollte also unter allem Umständen möglichst klein 
sein, daran hat sich nichts geändert.

von thomas s (Gast)


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"Der Eingangswiderstand sollte also unter allem Umständen möglichst 
klein
sein, daran hat sich nichts geändert."

Das ist ein bemerkenswerter Satz. Bemerkenswert falsch.

von Frank (Gast)


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Christian L. schrieb:
> Dann wirst du auch verstehen, warum man den
> Eingangswiderstand sehr hoch wählen kann. Schau dir z.B. mal den SR560
> von Stanford Research an. Trotz 100MOhm Eingangsimpedanz ist ein
> Eingangsrauschen von 4nV/VHz möglich. Laut deiner Theorie wäre das
> unmöglich.
Es ergibt sich dadurch kein Widerspruch. Meine Schaltung hat ca. 360 
Megaohm Eingangswiderstand und Rein ist bei mir 100 Ohm. Der 
Eingangswiderstand muß ja maximal groß sein, sonst zerlegt es ja meine 
Schaltung.

>> Ich habe mal einen Schaltplan angehängt, ich habe irgendwie das Gefühl
>> wir reden aneinander vorbei. Mit dem Schaltplan sollte es klarer sein um
>> was es geht.
> Stimmt, wir reden an einander vorbei. Wenn das dein Modell ist, an dem
> du die Abhängigkeiten erklären willst wundert mich nichts mehr.
Das ist meine Schaltung (bzw. von Werten und Typen abgesehen die 
allgemeine Schaltung), die Rauschspannungsquelle ist nur falsch 
eingezeichnet.

> Anbei mal das Rauschersatzschaltbild der Eingangsstufe. Den Kondensator
> habe ich mal als Rauschlos angesehen, obwohl man sich darüber ja auch
> streiten kann.
Genau und jetzt gehen wir mal bitte folgenden Fall durch:
Die Rauschspannungsquelle U_noise_R_in liefert bei Rein = 10 KOhm 12,73 
nV/Wurzel(Hz). Bei einem Widerstand von Rein = 100 Ohm liefert sie 1,273 
nV/Wurzel(Hz).

Diese Rauschspannung liegt jetzt am Knoten C zu V+ an, also an unserem 
OPV-Eingang. Da es sich um einen Knoten handelt ist die Spannung überall 
natürlich gleich, ist ja derselbe Knoten.

Die Spannung teilt sich natürlich auf über die Reihenschaltung von Rein 
C und RQuelle. Wie wir aber für die niederohmige Quelle gesehen haben, 
ist C in Reihe mit RQuelle zu vernachlässigen. Der Löwenanteil der 
Rauschspannung fällt somit an Rein ab und damit an dem Knoten für den 
OPV V+ Eingang.

Aber vielleicht wißt ihr ja wie das funktioniert? Ich komme jedenfalls 
nicht darauf, wie diese Rauschspannung nicht an diesem Knoten anliegt.

von Christian L. (cyan)


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Frank schrieb:
> Der Eingangswiderstand sollte also unter allem Umständen möglichst klein
> sein, daran hat sich nichts geändert.

Du übersiehst aber, dass dein zu messendes Signal einen Spannungsteiler 
bestehend aus Quellimpedanz und Eingangswiderstand durchläuft, bevor es 
an den Eingang des OPVs kommt. (Den Kondensator ignorieren wir jetzt 
mal) Es ist zwar gut das Rauschen zu reduzieren, nur wenn im Gegenzug 
dein eigentliches Signal zu stark abgeschwächt wird, durch das 
ungünstige Verhältnis, hast du nichts gewonnen. Deswegen ist es richtig, 
dass Kai darauf hinweist, dass die Quellimpedanz zu berücksichtigen ist 
bei der Konstruktion. Man muss den Verstärker an die Quellimpedanz 
anpassen. Es gibt nicht den einen Verstärker, welcher für alle 
Quellimpedanzen gute Werte liefert. Aus diesem Grund ist ein niedriger 
Eingangswiderstand nicht grundsätzlich Ziel bei der Konstruktion - im 
Gegenteil er kann sogar sehr hinderlich sein.

von Ulrich H. (lurchi)


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>Nein, das passiert in diesem Fall nicht, da das Nutzsignal einen
>Innenwiderstand von 0 Ohm hat. Daher kommt es in diesem speziellen Fall
>von Rauschmessungen zu keinem Fehler durch die Quellimpedanz.

Das Nutzsignal dürfe das Eigenrauschen der Signalquelle sein, und da hat 
man auch beim Rauschen keinen Innenwiderstand 0. Die Rauschquelle ist 
nämlich nicht parallel zur DC Quelle, sondern in Reihe. Entsprechend 
gibt es auch nur eine Quellimpedanz - wenn auch ggf. Frequenzabhängig.

Ein kleiner Widerstand nach Masse im Verstärker macht entsprechend 
eigentlich nur Probleme, denn da geht Leistung verloren, die im 
Idealfall eine Verstärkerschaltung nutzen könnte. Der Widerstand sollte 
entsprechend nicht möglichst klein sein, sondern eher möglichst groß. 
Der Widerstand ist lediglich nötig um den DC Pegel festzulegen. Die 
obere Grenze für den Widerstand wird durch den Offset bzw. die Zeit zum 
einstellen des Gleichgewichts festgelegt. Vor allem wenn man die untere 
Grenzfrequenz über die Länge des Zeitfensters festlegt sollte der 
Widerstand auch so groß sein, dass die Grenzfrequenz deutlich unter 0,1 
Hz liegt.

Die Reihenfolge der Auslegung ist damit so: Bei einer eher hochohmigen 
Quelle (so ab etwa 50 Ohm), legt die Impedanz der Quelle fest im welchen 
Verhältnis Strom- und Spannungsrauschen des Verstärkers liegen sollten. 
Entsprechend wählt man dann den Verstärker aus. Der Koppelkondensator 
sollte dann eine kleine Impedanz gegen den Quellwiderstand haben. Der 
Widerstand nach Masse muss deutlich größer als die Quellimpedanz sein - 
ganz natürlich wird dadurch die untere Grenzfrequenz der Schaltung 
deutlich kleiner als die 0,1 Hz Grenze.

Bei einer kleinen Quellimpedanz kommt man dann irgendwann an eine 
praktische Grenze für den Kondensator. Größer wäre besser, ist aber halt 
nicht verfügbar. Bei der Wahl des Verstärkers muss man entsprechend die 
Impedanz des Kondensators berücksichtigen. Andersherum gibt das 
Stromrauschen des Verstärkers vor, wie groß der Kondensator mindestens 
sein soll. Wenn man den Wert nicht erreicht wäre halt ein anderer 
Verstärker mit weniger Stromrauschen trotz höherem Spannungsrauschen 
ggf. besser geeignet.

Den Widerstand nach Masse wählt man dann halt so, dass man auch mit 
eigentlich zu kleinen Kondensator noch sicher die untere Grenzfrequenz 
erreicht. Damit ist man dann automatisch über der Impedanz der 
Signalquelle. Das obere Limit ist da entweder der Offset, oder ggf. die 
Zeit die man zum einstellen warten will.  In der Regel dürfte die Zeit 
zum Einstellen des DC Pegels den Widerstand nach oben begrenzen. Gerade 
mit Elkos muss man da ggf. sowieso länger warten. Viel weiter runter als 
die 0,1 Hz muss man mit der Grenzfrequenz auch nicht.

Mit einem kleineren Widerstand wird das Rauschen im Nutzbereich dabei 
nicht besser - das Rauschen (im Nutzbereich) ist entsprechen auch kein 
Grund den Widerstand klein zu wählen.

Die ggf. gewünschte Begrenzung der Bandbreite nach unten auf genau 0,1 
Hz kommt dann hinter der 1. Verstärkerstufe.

von Christian L. (cyan)


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Frank schrieb:
> Es ergibt sich dadurch kein Widerspruch. Meine Schaltung hat ca. 360
> Megaohm Eingangswiderstand und Rein ist bei mir 100 Ohm.

Moment, du mischt hier DC mit AC Größen. Eine Wechselspannung kommt über 
den Blindwiderstand an den Eingang. Anderenfalls würde das ja auch 
bedeuten, dass die zu messende Spannung in erster Linie am Kondensator 
abfällt. Wir wollen doch aber, dass sie am Eingangswiderstand abfällt.

> Aber vielleicht wißt ihr ja wie das funktioniert? Ich komme jedenfalls
> nicht darauf, wie diese Rauschspannung nicht an diesem Knoten anliegt.

Beim Superpositionsprinzip werden bekanntermaßen alle nicht betrachteten 
Spannungsquellen durch Kurzschlüsse ersetzt. Um die Auswirkung der 
Rauschspannung U_noise_R_in von R_in zu bestimmen ergibt sich die im 
Anhang abgebildete Schaltung. (den Kondensator habe ich wieder 
ignoriert) Durch umzeichnen wird dir hoffentlich klar, warum nicht die 
gesamte Spannung U_noise_R_in am Eingang anliegt.

von Abdul K. (ehydra) Benutzerseite


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Über 'Rauschanpassung konjugiert komplex' kann man sich per Google 
einiges zusammensuchen.
Hat noch jemand das Dokument MMICdesign_4_LowNoiseAmplifiers_handout.pdf 
?
Und das hier ist auch nett:
http://www.neidenoff.com/mediapool/121/1215532/data/ccN_GrenzenDerRauschzahlUndFehlerDerRauschanpassungstheorie.pdf

Die Frage ist, welche Anpassung man wirklich brauch. Meiner Meinung nach 
ist die endgültige Grenze der Informationsgehalt und das bedeutet 
Leistunganpassung.

Die wirklich harten HFler schlagen sich mit dem Problem nicht 
gleichzeitigen Optimums an einem Arbeitspunkt für Leistunganpassung und 
Rauschanpassung rum.

So wirklich sattelfest bin ich da auch nicht, daher halte ich jetzt den 
Mund. Sollte man besser Leute wie Rubiola fragen.
Und mal im Ernst: In der Praxis normaler Technik und nicht in 
irgendeinem Physiklabor der Grundlagenerforschung, ist es doch so, daß 
die ganzen sonstigen Störeinflüsse wie Kopplungen diese Grenze doch 
gleich massiv anheben. In praktisch allen low Noise Spektren von 
irgendwelchen Schaltungen findet man diverse bekannte Störer wie 
Monitore, starke Sender, Netzfrequenzoberwellen usw.

von Ulrich H. (lurchi)


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Bei den sehr niedrigen Frequenzen hat man schon nicht mehr so viel 
Störungen, bzw. kann relativ gut abschirmen. Außerdem ist wegen des 1/f 
Rauschens die Rauschleistungsdichte auch gar nicht so niedrig, wie man 
es ggf. im HF oder Audiobereich erreichen kann. Die externen Störungen 
sind da einmal die thermischen Störungen und dann ggf. demodulierte HF 
Störungen, und wenn man nicht aufpasst ggf. auch magnetische Störungen.

Ich vermute mal der Fehler bei Frank ist, dass er die Rauschquelle sich 
parallel zum Widerstand vorstellt - das führt dann auch zu so komischen 
Dingen wie 0 Impedanz für das Rauschen um die Widersprüche da nicht so 
offensichtlich werden zu lassen. Schon 2 Widerstände parallel führen 
dann aber zu einem Widerspruch.

Richtig gehört die Rauschspannungsquelle in Reihe zum (idealen) 
Widerstand.

Das mit der Leistungsanpassung ist im Prinzip richtig, wenn die 
Verstärker keinen extra Rauschstrom hätten. Gerade in LF Bereich weicht 
das Verhältnis Rauschspannung zu Rauschstrom aber deutlich von der 
normalen Eingangsimpedanz ab.

von Kai K. (klaas)


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>Die Frage ist, welche Anpassung man wirklich brauch. Meiner Meinung nach
>ist die endgültige Grenze der Informationsgehalt und das bedeutet
>Leistunganpassung.

Jim Williams hat seine Schaltung nicht nur für den LTC6655 gebaut, 
sondern wollte sicherlich auch die anderen Referenzen damit ausmessen. 
Wenn man sich mal den LT1461 anschaut, bringt der rund 8R 
Ausgangsimpedanz bei 10Hz und rund 30R bei 100Hz mit. Da dieser Wert 
sicherlich produktionstechnisch auch noch schwankt, macht eigentlich nur 
eine Spannungsanpassung mit einer AC-Lastimpedanz >>30R Sinn. Ein 
Hochpaßwiderstand von um die 1k ist deshalb schon nachvollziehbar.

Außerdem bin ich mir nicht sicher, ob Referenzen da wirklich viel 
niederohmiger AC-mäßig belastet werden wollen. Auch von daher klingt ein 
Hochpaßwiderstand von um die 1k für mich absolut vernünftig. Weiters hat 
man den Vorteil, daß im Einschaltmoment ein noch vertretbarer 
Kurzschlußstrom in den Elko fließt.

von Frank (Gast)


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Christian L. schrieb:
> Frank schrieb:
>> Es ergibt sich dadurch kein Widerspruch. Meine Schaltung hat ca. 360
>> Megaohm Eingangswiderstand und Rein ist bei mir 100 Ohm.
>
> Moment, du mischt hier DC mit AC Größen. Eine Wechselspannung kommt über
> den Blindwiderstand an den Eingang. Anderenfalls würde das ja auch
> bedeuten, dass die zu messende Spannung in erster Linie am Kondensator
> abfällt. Wir wollen doch aber, dass sie am Eingangswiderstand abfällt.
Ja aber so ist die Angabe beim Stanford Research SR560. Eingangsimpedanz 
ist nur bei DC 100 Megaohm, steht zumindest so im Datenblatt. Ansonsten 
wäre ein Schaltplan hilfreich, denn die Schaltung ist mir nicht bekannt.

>> Aber vielleicht wißt ihr ja wie das funktioniert? Ich komme jedenfalls
>> nicht darauf, wie diese Rauschspannung nicht an diesem Knoten anliegt.
>
> Beim Superpositionsprinzip werden bekanntermaßen alle nicht betrachteten
> Spannungsquellen durch Kurzschlüsse ersetzt.
Spannungsquellen haben ja R=0 Ohm.

>Um die Auswirkung der
> Rauschspannung U_noise_R_in von R_in zu bestimmen ergibt sich die im
> Anhang abgebildete Schaltung. (den Kondensator habe ich wieder
> ignoriert) Durch umzeichnen wird dir hoffentlich klar, warum nicht die
> gesamte Spannung U_noise_R_in am Eingang anliegt.
Die Zeichnungen sind ja identisch und so wie Du es gezeichnet hast, 
fällt die gesamte Spannung eben an Rein ab (weil Rein = 10 KOhm, Rquelle 
= 0,02 Ohm). Selbst wenn man den komplexen Widerstand des Kondensators 
dazunimmt fällt immer noch das allermeiste an Rein ab, etwas am 
Kondensator und praktisch nichts am Quellwiderstand. Selbst bei 100 Ohm 
ist das noch so, weil 0,02 Ohm eben sehr wenig ist, allerdings nimmt der 
Kondensator im tiefen Bereich dann einiges weg.

Die exzellenten Werte die Gerhard Hoffmann erreicht hat, wären damit 
aber nicht vereinbar (0,2 nV/Wurzel(Hz) vs. 12,7 nV/Wurzel(Hz)). Die 
Werte von AN124 und Anja allerdings schon (34 nV/Wurzel(Hz) bei Anja und 
51 nV/Wurzel(Hz) bei AN124) zumal dort der Widerstand nur mit 4 
nV/Wurzel(Hz) rauscht (alles nur weiß, rosa kommt noch dazu). Also 
irgendwas muß es da noch geben, aber ich komm nicht drauf. Gerhard 
Hoffmann hat gesagt seine Quellimpedanz war 5 Ohm. Das ist aber immer 
noch sehr wenig im Vergleich zu 10 KOhm.

Der Kondensator kann es auch nicht sein. Denn wenn an diesem im 
Vergleich zu 10 KOhm viel Spannung abfallen würde, dann hätten wir 
gleich wieder das Problem das die Quellimpedanz von OPV Seite hochohmig 
aussieht und parallel zu 10 KOhm, der Widerstand kaum reduziert wird, 
somit der Rauschstrom problematisch ist.

von Christian L. (cyan)


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Frank schrieb:
> Die Zeichnungen sind ja identisch und so wie Du es gezeichnet hast,
> fällt die gesamte Spannung eben an Rein ab (weil Rein = 10 KOhm, Rquelle
> = 0,02 Ohm). Selbst wenn man den komplexen Widerstand des Kondensators
> dazunimmt fällt immer noch das allermeiste an Rein ab, etwas am
> Kondensator und praktisch nichts am Quellwiderstand. Selbst bei 100 Ohm
> ist das noch so, weil 0,02 Ohm eben sehr wenig ist, allerdings nimmt der
> Kondensator im tiefen Bereich dann einiges weg.

Schau dir die rechte Schaltung mal genau an. Es handelt sich um eine 
Spannungsquelle, welche auf einen Spannungsteiler geht. Damit wird die 
Rauschspannung von 12,7nV/VHz ebenfalls herunter geteilt. Aus diesem 
Grund bleibt am Eingang des OPVs nicht mehr viel übrig bei einer 
Kombination von 10k und ein paar Ohm. Deshalb ist die Quellimpedanz so 
extrem wichtig für das Gesamtrauschen. Deshalb kann Gerhard trotz 10k 
Eingangsimpedanz so niedrige Rauschwerte erreichen.

von Kai K. (klaas)


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>Die Zeichnungen sind ja identisch und so wie Du es gezeichnet hast,
>fällt die gesamte Spannung eben an Rein ab (weil Rein = 10 KOhm, Rquelle
>= 0,02 Ohm). Selbst wenn man den komplexen Widerstand des Kondensators
>dazunimmt fällt immer noch das allermeiste an Rein ab, etwas am
>Kondensator und praktisch nichts am Quellwiderstand.

Ja natürlich. Und bei verschwindendem Rquelle (Rquelle = 0R) wird das 
Rauschen von Rein gegen Masse kurzgeschlossen. Wo ist denn da das 
Problem?? Rein hat dann keinen Einfluß mehr auf das Gesamtrauschen. Auch 
ein Eingangsrauschstrom kann sich nicht mehr auswirken, weil er 
ebenfalls über Rquelle=0R zur Masse abfließt und wegen des Kurzschlusses 
keinen Spannungsabfall mehr erzeugen kann. Der einzige, der einen Strich 
durch diese Rechnung macht, ist der Koppelcap, weil dieser bei 0,1Hz 
gewöhnlich keine verschwindende Impedanz mehr zeigt.

von Anja (Gast)


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Kai Klaas schrieb:
> Der einzige, der einen Strich
> durch diese Rechnung macht, ist der Koppelcap, weil dieser bei 0,1Hz
> gewöhnlich keine verschwindende Impedanz mehr zeigt.

Bei Grenzfrequenz 0.1 Hz sollte die Impedanz des Kopplelkondensators 
genauso 1000 Ohm haben wie der nachfolgende Widerstand nach Masse.

Gruß Anja

von Gerhard H. (ghf)


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Ja, ich habe nochmal etwas rumgerechnet. Ich glaube, mein Verstärker
wird mit dem Schalter hinter dem Kondensator unfair gut gemessen, 
zumindest bei richtig tiefen Frequenzen. Ich werde das am Wochenende 
nochmal checken.

Abhilfe sieht teuer & groß aus. Bei den Zeitkonstanten wird 
dielektrische
Absorption ja auch schon langsam ein Thema und Polyester/Mylar/MKS ist
da auch nicht so gut. Polypropylen ist da nochmal eine Nummer klobiger.
Der 3000u von oben wiegt 4.5 Kg. Gewichtsbezogen ist der Preis 
eigentlich
ok.

Die billigsten Polyprop die ich letztes Jahr bei Digikey gefunden habe, 
sind
10u/300V epcos 495-2915-nd   und
100u/500V panasonic  P15867-nd
Ich habe jeweils ein Muster bestellt und sie dann kopfschüttelnd ins 
Lager gelegt.

Kennt jemand einen Lieferanten für die Tantals, möglichst in .de?

Bei Soak-Zeiten im Stundenbereich kann man Messungen an belasteten
Batterien natürlich vergessen. Die Drift beim Leerwerden stört genauso.

Glücklicherweise werden die Messobjekte nach unten hin genauso schnell
schlechter. Man muss nicht schneller schwimmen können als der Hai.
Es reicht, schneller zu schwimmen als der Nebenmann.

Gruß, Gerhard

: Bearbeitet durch User
von Frank (Gast)


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Christian L. schrieb:
> Schau dir die rechte Schaltung mal genau an.
Ja genau die ist blöd gezeichnet, wegen der umgedrehten Quelle, das 
linke Bild ist klarer.
> Es handelt sich um eine
> Spannungsquelle, welche auf einen Spannungsteiler geht. Damit wird die
> Rauschspannung von 12,7nV/VHz ebenfalls herunter geteilt. Aus diesem
> Grund bleibt am Eingang des OPVs nicht mehr viel übrig bei einer
> Kombination von 10k und ein paar Ohm. Deshalb ist die Quellimpedanz so
> extrem wichtig für das Gesamtrauschen. Deshalb kann Gerhard trotz 10k
> Eingangsimpedanz so niedrige Rauschwerte erreichen.
Ja super, dann passt es. Danke. Das ist ja ganz hervorragend. Dann werde 
ich bei meiner Schaltung gleich mal den Eingangswiderstand größer 
dimensionieren. Super, da spare ich mir diesen Riesenkondensator am 
Eingang. Gerhard Hoffmann verwendet ja einen noch kleineren (160 uF) 
dank 10 KOhm Widerstand. Gut bei ihm ist die Bandbreite allgemein auch 
ggf. höher (Schaltbar bis 100 kHz glaube ich).

von Frank (Gast)


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Gerhard Hoffmann schrieb:
> Ja, ich habe nochmal etwas rumgerechnet. Ich glaube, mein
> Verstärker
> wird mit dem Schalter hinter dem Kondensator unfair gut gemessen,
> zumindest bei richtig tiefen Frequenzen. Ich werde das am Wochenende
> nochmal checken.
Nein ich glaube alles ist ok. Ich habe den Spannungsteiler falsch 
ausgerechnet, weil in der Zeichnung von Christian L. die Quelle 
umgedreht war.

von Frank (Gast)


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Anja schrieb:
> Kai Klaas schrieb:
>> Der einzige, der einen Strich
>> durch diese Rechnung macht, ist der Koppelcap, weil dieser bei 0,1Hz
>> gewöhnlich keine verschwindende Impedanz mehr zeigt.
>
> Bei Grenzfrequenz 0.1 Hz sollte die Impedanz des Kopplelkondensators
> genauso 1000 Ohm haben wie der nachfolgende Widerstand nach Masse.
>
> Gruß Anja
Eigentlich wäre es mal gut die Impedanzverläufe über die Frequenz 0,1 Hz 
bis 10 Hz (am besten auch 0,01 Hz bis 100 Hz wegen den nicht scharfen 
Filtern) für verschiedene Frequenzverläufe verschiedener Kombinationen 
von Rein und C auszurechnen.  So für 500 Ohm - 50 KOhm. Im Prinzip 
könnte man das auch mit Spice machen. Dann müßte man ein Integral 
darüber machen und sehen, bei welcher Kombination das Rauschen minimal 
wird. Bzw. wie gering ich die Kapazität machen kann ohne daß das 
Rauschen dadurch übermäßig groß wird.

von Kai K. (klaas)


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>Ja, ich habe nochmal etwas rumgerechnet. Ich glaube, mein Verstärker
>wird mit dem Schalter hinter dem Kondensator unfair gut gemessen,
>zumindest bei richtig tiefen Frequenzen. Ich werde das am Wochenende
>nochmal checken.

Genau. Zumindest stimmt der Wert aber wohl für das Breitbandrauschen. 
Das wird ja oft so angegeben und so habe ich deine Werte auch 
verstanden. Daß die nicht für 0,1Hz gelten konnten, war mir auch ohne 
Rechnung sofort klar.

>Bei den Zeitkonstanten wird dielektrische Absorption ja auch schon langsam
>ein Thema und Polyester/Mylar/MKS ist da auch nicht so gut.

Da ist ein PET-Cap mit rund 0,5% aber deutlich besser als ein Elko mit 
rund 10%! Und ein Tantal ist nur unwesentlich besser als ein Elko, aber 
immer noch deutlich schlechter als ein PET-Cap. X7R ist ungefähr wie 
Tantal, als im einstelligen %-Bereich.

Wenn denn ein Elko zu schlecht ist, würde ich eine PET-Cap-Batterie 
nehmen. Von WIMA gibt es ja 220µF/50V MKS4. Damit bist du auf jeden Fall 
erheblich besser als Elko und du hast erheblich kleinere Leckströme und 
damit erheblich kleineres Cap-Rauschen, zumindest in der Theorie.

von Frank (Gast)


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Kai Klaas schrieb:
>>Die Zeichnungen sind ja identisch und so wie Du es gezeichnet
> hast,
>>fällt die gesamte Spannung eben an Rein ab (weil Rein = 10 KOhm, Rquelle
>>= 0,02 Ohm). Selbst wenn man den komplexen Widerstand des Kondensators
>>dazunimmt fällt immer noch das allermeiste an Rein ab, etwas am
>>Kondensator und praktisch nichts am Quellwiderstand.
>
> Ja natürlich. Und bei verschwindendem Rquelle (Rquelle = 0R) wird das
> Rauschen von Rein gegen Masse kurzgeschlossen. Wo ist denn da das
> Problem?? Rein hat dann keinen Einfluß mehr auf das Gesamtrauschen. Auch
> ein Eingangsrauschstrom kann sich nicht mehr auswirken, weil er
> ebenfalls über Rquelle=0R zur Masse abfließt und wegen des Kurzschlusses
> keinen Spannungsabfall mehr erzeugen kann. Der einzige, der einen Strich
> durch diese Rechnung macht, ist der Koppelcap, weil dieser bei 0,1Hz
> gewöhnlich keine verschwindende Impedanz mehr zeigt.
Wobei wir da noch einen Vorteil haben. Bei der logarithmischen 
Darstellung sieht der Bereich 0,1 Hz bis 1 Hz genauso breit aus wie der 
Bereich von 1 Hz bis 10 Hz. Ersterer geht aber nur mit Wurzel(0,9Hz) = 
0,948 Wurzel(Hz) ein, zweiterer aber mit Wurzel(10 Hz) = 3,1 Wurzel(Hz). 
Der Bereich in dem der Kondensator eine gute - sprich niedrige - 
Impedanz aufweist ist ~3,2 mal höher gewichtet.

Man sollte den Impedanzverlauf daher besser linear über die Frequenz 
statt logarithmisch darstellen, das macht auch das integrieren gleich 
einfacher.

Das Integrieren ist auch nicht so einfach, weil man nicht linear 
addieren darf. Ich glaube auch da muß man die Quadrate mit nachfolgender 
Wurzelziehung addieren.

Ich schau mal ob es einen Onlinekalkulator irgendwo gibt.

von Kai K. (klaas)


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>Dann müßte man ein Integral darüber machen und sehen, bei welcher
>Kombination das Rauschen minimal wird.

Die Frage kann man auch durch direktes Nachdenken lösen: Rein muß so 
klein wie irgend möglich gewählt werden, aber gleichzeitig mindestens so 
groß, daß das Meßobjekt nicht ungebührlich belastet wird. Man wird dazu 
in der Regel Spannungsanpassung wählen. Hat man also eine Referenz, 
deren Quellimpedanz bis 30R gehen kann, sollte Rein >=300R gewählt 
werden. Den Cap wählt man dann so, daß man eine Grenzfrequenz von 0,1Hz 
erhält. Dies gilt, wenn man einen rauschenden Koppel-Cap, also einen 
Elko nimmt. Wenn man einen nicht rauschenden Koppel-Cap verwendet, kann 
man die Kapazität noch größer wählen und erhält bei 0,1Hz noch einmal 
einen deutlichen Vorteil.

von Joggel E. (jetztnicht)


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Keramik Caps werden nicht wegen hohem Leckstrom in solchen Anwendungen 
vermieden, sondern eher weil die Kapazitaet (stark) von der Spannung 
abhaengt. Wenn man da etwas grosszuegig ist, kann man einen 100u Keramik 
aus einem Drecksmaterial mit -40% bei Nennspannung einsetzen. Die 
Nennspannung bei solchen Werten ist allerdings auch nur 5V oder so.

Aeh. Ja. Mikrophonisch sind sie auch noch. Eine Vakuumpumpe nebendran 
und man hat 1mVpp mit der Frequenz der Pumpe

: Bearbeitet durch User
von Frank (Gast)


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Oh, der Kondensator hat schon eine große Impedanz in dem Bereich 0,1-10 
Hz.

Linear gemittelt über 0,1 - 10 Hz die Impedanz des Kondensators:

Xc = 1368 Ohm für 100 Mikrofarad
Xc = 137 Ohm für 1 000 Mikrofarad
Xc = 13,7 Ohm für 10 000 Mikrofarad
Xc = 1,37 Ohm für 100 000 Mikrofarad

Ich habe Xc = 1/(2*PI*f*C) verwendet.

Mist das ist schon wirklich ordentlich viel.

Über 1000 Mikrofarad muß man schon bleiben in diesem tiefen 
Frequenzbereich.

von Kai K. (klaas)


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Wie gesagt, wenn du Referenzen messen willst, sollte Rein zwischen 300R 
und 1k liegen. Bei belastbareren Referenzen kannst du vielleicht auch 
etwas unter 300R gehen. Der Cap ergibt sich dann automatisch über die 
0,1Hz Grenzfrequenz.

von Frank (Gast)


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Kai Klaas schrieb:
>>Dann müßte man ein Integral darüber machen und sehen, bei welcher
>>Kombination das Rauschen minimal wird.
>
> Die Frage kann man auch durch direktes Nachdenken lösen: Rein muß so
> klein wie irgend möglich gewählt werden, aber gleichzeitig mindestens so
> groß, daß das Meßobjekt nicht ungebührlich belastet wird. Man wird dazu
> in der Regel Spannungsanpassung wählen.
Theoretisch Spannungsanpassung, ja.

Aber da gibt es ein Problem. Nehmen wir an die Quellimpedanz ist nicht 
niedrig. Wenn das der Fall ist steigt das Eigenrauschen des Verstärkers 
drastisch an, weil der Quellwiderstand nicht mehr vernachlässigbar ist. 
Versuche ich das zu kompensieren mit niedrigerem Widerstand, dann stimmt 
die Spannungsanpassung nicht mehr und ich messes zu wenig. Es gibt da 
ein natürliches Limit. Deshalb hat Gerhard Hoffmann ganz recht gehabt, 
als er gesagt hat, daß man rauscharme Messungen nur an niedrigimpedanten 
Quellen durchführen kann. Ist die Impedanz höher ware es sogar besser 
eine falsche Spannungsanpassung hinzunehmen und den Meßwert dann zu 
extrapolieren aus der Differenz von Quellen und Eingangsimpedanz. Ein 
superschlau designter  Meßverstärker könnte bei geringer Quellimpedanz 
automatisch den Gain entsprechend korrigiert erhöhen ...

Meistens ist die aber nicht relevant bei den kleinen Quellimpedanzen, 
aber wenn die 100 Ohm überschreiten dann gibt es definitive ein Problem

> Hat man also eine Referenz,
> deren Quellimpedanz bis 30R gehen kann, sollte Rein >=300R gewählt
> werden.
Ja 1/10 Fehler bei der Spannungsanpassung ist vollkommen ok, wenn man 
bedenkt, in welch minimalen Bereich man da misst.

> Den Cap wählt man dann so, daß man eine Grenzfrequenz von 0,1Hz
> erhält. Dies gilt, wenn man einen rauschenden Koppel-Cap, also einen
> Elko nimmt. Wenn man einen nicht rauschenden Koppel-Cap verwendet, kann
> man die Kapazität noch größer wählen und erhält bei 0,1Hz noch einmal
> einen deutlichen Vorteil.
Nur wird das preislich ziemlich bitter dann. ~450 Euro für 3000 uF ...

Trotzdem ich hab das gestern mal preislich durchgerechnet. Bei vielen 10 
uF oder 100 uF Kondensatoren liegt man im Preis noch über dem einen. Und 
ein Kondensator ist besser als viele kleine aus elektrischer Sicht. Wenn 
bei den kleinen mal einer ausfällt ist das wiederum bei vielen nicht so 
schlimm ...

von Joggel E. (jetztnicht)


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> .. Linear gemittelt über 0,1 - 10 Hz die Impedanz des Kondensators

Was soll das ? Die Gleichung ist Z= 1/(i* Omega * C). Da ist nichts mit 
linear mitteln. Setz da doch einfach Omega gleich 2* pi * 0.1

: Bearbeitet durch User
von Frank (Gast)


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Jetzt Nicht schrieb:
>> .. Linear gemittelt über 0,1 - 10 Hz die Impedanz des Kondensators
>
> Was soll das ? Die Gleichung ist Z= 1/(i* Omega * C). Da ist nichts mit
> linear mitteln. Setz da doch einfach Omega gleich 2* pi * 0.1

Xc = 1/(20*PI*0,1*C) + 1/(20*PI*0,5*C) + 1/(20*PI*1,0*C) + 
1/(20*PI*1,5*C) +  + 1/(20*PI*2,0*C) + ... +  + 1/(20*PI*10*C)

von Kai K. (klaas)


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>Aber da gibt es ein Problem. Nehmen wir an die Quellimpedanz ist nicht
>niedrig. Wenn das der Fall ist steigt das Eigenrauschen des Verstärkers
>drastisch an, weil der Quellwiderstand nicht mehr vernachlässigbar ist.

Nicht unbedingt drastisch.

>Versuche ich das zu kompensieren mit niedrigerem Widerstand, dann stimmt
>die Spannungsanpassung nicht mehr und ich messes zu wenig.

Da gibt es nichts zu kompensieren. Es ist dann eben nicht rauschärmer 
möglich. Aber es kann dann Sinn machen, einen Verstärkertyp zu 
verwenden, der einen deutlich kleineren Eingangsrauschstrom hat, also 
beispielsweise einen JFET-Verstärker.

>Ist die Impedanz höher ware es sogar besser eine
>falsche Spannungsanpassung hinzunehmen und den Meßwert dann
>zu extrapolieren aus der Differenz von Quellen und Eingangsimpedanz.

Nein, du belastet die Referenz so stark, wie sie gerade eben belastet 
werden darf. Da kannst du dann nicht noch ein bißchen stärker belasten. 
Das ist ja unlogisch.

Aber ganz generell, Frank, sinnvoll ist ja nur ein Verstärker, der 
ausreichend wenig rauscht. Du mußt nicht das abolute physikalische 
Minimum erreichen, sondern nur das, was angemessen ist. So 1/3 des 
Quellenrauschens darf dein Verstärker mit seiner Anpassung an das 
Meßobjekt zusätzlich rauschen, sodaß der Rauschbeitrag des Verstärkers 
vernachlässigbar bleibt. Denke daran, daß das Rauschen geometrisch 
addiert wird. Also, auf dem Teppich bleiben und nichts 
hochsterilisieren...

von Frank (Gast)


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Okay, das Mitteln ist natürlich das Integral für arme Leute.

Also mal sauberer und richtig integriert:

Xc = Integral(Xc(0,1-10HZ))/9,9 Hz =

für 100 Mikrofarad -> 740 Ohm
für 1000 Mikrofarad -> 74 Ohm
für 10000 Mikrofarad -> 7,4 Ohm
für 100000 Mikrofarad -> 0,74 Ohm

Allerdings muß man aufpassen, das Integral berücksichtigt noch nicht den 
1/f Anstieg, man sollte also von einem höheren noch Rosa Rauschen 
gewichteten Integral ausgehen, dieses ist nur auf Weißes Rauschen bzw. 
linear gemittelt.

von Joggel E. (jetztnicht)


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Ist Produkt zweier Integrale das Integral der Produkte ?

von Frank (Gast)


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Kai Klaas schrieb:
>>Aber da gibt es ein Problem. Nehmen wir an die Quellimpedanz ist
> nicht
>>niedrig. Wenn das der Fall ist steigt das Eigenrauschen des Verstärkers
>>drastisch an, weil der Quellwiderstand nicht mehr vernachlässigbar ist.
>
> Nicht unbedingt drastisch.
>
>>Versuche ich das zu kompensieren mit niedrigerem Widerstand, dann stimmt
>>die Spannungsanpassung nicht mehr und ich messes zu wenig.
> Da gibt es nichts zu kompensieren. Es ist dann eben nicht rauschärmer
> möglich.
Du vergißt den Einfluß von Xc und Rein auf das Rauschen. Das fällt bei 
hohem Rein ja nur deshalb nicht an, weil das Rauschen über den 
parallelen niedrigen Quellwiderstand reduziert wird. Bzw. 
Verallgemeinert: Steigt der Quellwiderstand, steigt das Eigenrauschen 
des Meßverstärkers rapide an. Mit Rapide meine ich nicht nur mit 
Wurzel(Ohm) sondern mit bis zu Ohm. Da gibt es irgendwann einen Knick 
mit scharfem Anstieg im Bereich Quellimpedanz = Eingangsimpedanz. Man 
muß also unbedingt vermeiden in diesem Bereich zu kommen, da sind wir 
uns ja einig. Aber ich kann das nicht dadurch lösen, das ich meine 
eigene Quellimpedanz erhöhe. Denn damit erhöhe ich gleichermaßen das 
Eigenrauschen. Ich kann das aber dadurch lösen, daß ich mit meiner 
Impedanz deutlich runter gehe. Eine der beiden Impedanzen muß also sehr 
niedrig sein um ein geringes Eigenrauschen des Meßverstärkers zu 
ermöglichen. Also Rquell >> 0 oder Rein >> 0. Der Schlimmste Fall ist 
Rein = Rquell. Wobei der nur schlimm ist, wenn nicht die obige Bedingung 
für beide erfüllt ist.

> Aber es kann dann Sinn machen, einen Verstärkertyp zu
> verwenden, der einen deutlich kleineren Eingangsrauschstrom hat, also
> beispielsweise einen JFET-Verstärker.
>
>>Ist die Impedanz höher ware es sogar besser eine
>>falsche Spannungsanpassung hinzunehmen und den Meßwert dann
>>zu extrapolieren aus der Differenz von Quellen und Eingangsimpedanz.
> Nein, du belastet die Referenz so stark, wie sie gerade eben belastet
> werden darf. Da kannst du dann nicht noch ein bißchen stärker belasten.
> Das ist ja unlogisch.
Wie stark die Quelle belastet werden darf hängt ja nicht von der 
Quellimpedanz ab. Sie korreliert vermutlich, aber es gibt genügend 
Quellen, die ich auch Kurz schließen darf, oder superniedrigimpedante 
Quellen mit Sub-Milliohm (rückgekoppelte OPVs) bei denen schon bei 15 mA 
Schluß ist. Wenn es nur nach Quellimpedanz gehen würde, könnte ich jede 
Quelle kurzschließen.

Bei der Spannungsanpassung geht es aber um was anderes. Ich muß den 
Fehler durch den Spannungsteiler Rquelle in Reihe zu REingang klein 
halten. Bzw. wenn ich sage 10% oder 30% Fehler sind okay, dann Muß mein 
Spannungsteiler eben 1/3 oder 1/10 ergeben. Wenn ich sage Fehler darf 
nur 0,1% sein, dann muß mein Rein = 1000 * Rquelle sein. Und bei allem 
muß der Kondensator mit eingerechnet werden, denn der Eingangswiderstand 
besteht aus C und Rein (Zein).

> Aber ganz generell, Frank, sinnvoll ist ja nur ein Verstärker, der
> ausreichend wenig rauscht. Du mußt nicht das abolute physikalische
> Minimum erreichen, sondern nur das, was angemessen ist. So 1/3 des
> Quellenrauschens darf dein Verstärker mit seiner Anpassung an das
> Meßobjekt zusätzlich rauschen, sodaß der Rauschbeitrag des Verstärkers
> vernachlässigbar bleibt. Denke daran, daß das Rauschen geometrisch
> addiert wird. Also, auf dem Teppich bleiben und nichts
> hochsterilisieren...
Ich muß sehr kleine Rauschwerte von eventuell sogar 50 nVoltpp und 
darunter messen. Wenn jetzt mein Meßverstärker mit 45 nVpp rauscht ist 
das halt schwierig. Das sind Messungen des Kanalrauschens von JFETs, 
bzw. MOSFETS. Im Moment weiß ich nur, daß ich es wohl schaffen werde 
ausreichend wenig zu rauschen für Messungen an Spannungsreferenzen. Da 
sind 100-200 nVpp ausreichend. Nachdem wir ja geklärt haben, daß Rein 
kein Problem verursacht will ich auf jeden Fall weiter runter für 
mögliche Kanalrauschmessungen.

Der Verstärker von Gerhard Hoffmann gibt mir Mut, denn bisher dachte 
ich, daß ich die Grenze des LT028 von 35nVpp gar nicht unterschreiten 
kann.

Das Gerät von Gerhard Hoffmann ist im Bereich 10-100Khz dazu in der 
Lage, ob es bei 0,1-10 Hz noch klappt weiß ich noch nicht. Ich werde mal 
am Wochenende einen Prototypen bauen und abhängig davon wie gut dieser 
funktioniert

Deshalb bin ich auch sehr unzufrieden mit AN124. Überleg mal. Du suchst 
so was. Dann machst Du AN124 auf. Siehst ein kompliziertes Design, das 
auch noch Extra rauscharme Transistoren vor die OPV-Eingänge klascht und 
auf 160 nVpp kommt. Und das noch als Art Referenzdesign von Linear. Da 
entsteht zunächst der Eindruck, das wars, das ist das Limit, weniger 
geht nicht. Zumal da ja schon mit 400 Euro Kondensatoren gearbeitet 
wird. Und dann stellst Du fest, daß der verstärker das Problem ist 
(hatte zunächst den großen Widerstand von 1,2 KOhm als Ursache vermutet, 
konnte ja nicht ahnen, daß Jim Williams bei seinem Verstärker selber 
murkst. Ich war deshalb zunächst auf dem Trip, mach das gleich un nimm 
halt 100 Ohm.

Da der Widerstand als Limit nun rausfällt sind meine Ambitionen nun 
wieder gestiegen.

von Frank (Gast)


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Jetzt Nicht schrieb:
> Ist Produkt zweier Integrale das Integral der Produkte ?
Wenn Du den 1/f-Kurvenverlauf mit eineziehen möchtest mußt Du erst 
multiplizieren und dann integrieren. Du kannst nicht die jeweiligen 
Integrale multiplizieren. Die Multiplikation der Integrale würde nur bei 
Konstanten gehen.

Hast Du eine brauchbare Funktion für den 1/f-Verlauf?

von Joggel E. (jetztnicht)


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Eben sag ich doch. Das Z(omega) des Caps ueber das Integral zu Mitteln 
ist wertlos. Der Kapazitaetswert des Caps entspricht der tiefsten 
Frequenz, nicht dem Mittelwert.

: Bearbeitet durch User
von Frank (Gast)


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Jetzt Nicht schrieb:
> Eben sag ich doch. Das Z(omega) des Caps ueber das Integral zu
> Mitteln
> ist wertlos. Der Kapazitaetswert des Caps entspricht der tiefsten
> Frequenz, nicht dem Mittelwert.
Nein. Wir haben ja nicht ein Signal mit 0,1 Hz, sondern eines daß 
gleichverteilt in 0,1-10 Hz auftritt. Gleichverteilt = mitteln. Die 
mittlere Impedanz ist also völlig korrekt.

1/f bezieht sich auf die Amplitude, nicht darauf, daß Signalanteile 
unterschiedlich häufig sind. Und die Impedanz des Kondensators ist nicht 
von 1/f abhängig.

Wenn wir jetzt nicht nur die Impedanz des Kondensators wissen wollten, 
die obiges ergibt, sondern zusätzlich das Gesamtrauschen als absoluten 
Wert, dann müßte man über das Rauschen integrieren und zwar ebenfalls 
wieder von 0,1 bis 10 Hz. In diesem Integral kommt dann dann noch das 
erzeugte Rauschen der verschiedenen Komponenten hinzu, die alle von Xc 
abhängen.

Also egal was ich machen wollte, ich müßte immer von 0,1 - 10 Hz (bzw. 
was meine Bandbreite auch immer ist, bei einem 10-100 kHz Verstärker 
dann natürlich von 10-100kHz) integrieren und der Einzelwert bei 0,1 Hz 
ist mir herzlich egal. Der geht nur infinitesimal (sprich mit praktisch 
0) ein.

Was anderes wäre nur, wenn ich einen ultrascharfen Bandpass bei genau 
0,1 Hz hätte. Dann und nur dann könnte man näherungsweise mit diesem 
Einzelwert arbeiten.

von Ulrich H. (lurchi)


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Den Koppelkondensator kann man für die Rauschberechnung auch einfach zur 
Quelle denken. Zur Quelle kommt dann die Impedanz des Kondensators 
hinzu.

Idealerweise sollte das Verhältnis von Spannungsrauschen zu 
Stromrauschen des Verstärkers etwa der Quellimpedanz inklusive des 
Kondensators entsprechen. Da diese Impedanz aber wegen des Kondensators 
von der Frequenz abhängt, muss man da einen Kompromiss machen: bei der 
kleinsten Frequenz wird das Stromrauschen überwiegen, bei größeren 
Frequenzen dann das Spannungsrauschen des Verstärkers. Je weiter man 
runter will mit der Frequenz, desto wichtiger wird das Stromrauschen. 
Die Wahl des Verstärkers ist auch ein Kompromiss je nach Frequenzband - 
da kann der LT1028 (Viel Stromrausche) für Frequenzen ab 1 Hz gut sein, 
bei 0.1 Hz wäre dann aber z.B. der LT1012 (kleines Stromrauschen, aber 
relativ viel Spannungsrauschen) ggf. schon besser.

Wenn man den Verstärker vorgibt kann man damit die Mindestgröße für den 
Kondensator vorgeben - mehr wäre in der Regel besser, aber ggf. halt zu 
teuer oder zu groß. Damit der LT1028 passt muss man da halt schon 
richtig groß werden, sonst passt es zumindest für 0,1 Hz nicht. Für die 
sehr niedrigen Frequenzen macht man da ggf. auch Kompromisse - legt den 
Kondensator also nicht für 0.1 Hz sondern vielleicht 0.3 Hz aus. Die 
Größe des Kondensators ist vor allem wichtig, damit der Rauschstrom des 
Verstärkers bei sehr tiefen Frequenzen nicht so sehr ins Gewicht fällt.

Die Auslegung des Widerstandes nach GND ist dann einfach: Die einfache 
Wahl wäre direkt die 0,1 Hz Grenzfrequenz anzustreben. Damit wird dann 
bei den 0,1 Hz das Signal bereits um 3 dB gedämpft und der Widerstand 
trägt etwas zum Rauschen bei.

Für noch etwas weniger Rauschen kann man den Widerstand größer (z.B. 10 
mal) wählen, und die Filterfunktion hinter der Verstärkung machen, ggf. 
auch digital oder im Zeitbereich. Damit hat man dann etwas weniger 
Rauschen an der unteren Grenze, einen Frequenzgang der weniger von der 
Quellimpedanz abhängt und weniger Probleme mit der Belastung der Quelle. 
Wenn die Quelle von sich schon eine höhere Impedanz hat, wird sie auch 
deutlich mehr Rauschen haben - da wird dann die Wahl des Verstärkers 
dann wichtiger, insbesondere das Stromrauschen.

Bevor man den Aufwand mit dem Kondensator ins unermessliche treibt, 
sollte man noch als Alternative eine Korrelationsmessung in Betracht 
ziehen: da hat man 2 Kanäle Parallel und berechnet dann die Korrelation: 
Damit kann man dann auch Rauschwerte Deutlich unter dem Eigenrauschen 
der Verstärker messen - nur die Messung dauert dann halt etwas länger 
und die Auswertung ist nicht so einfach und nicht direkt auf dem Scope, 
sondern erst im Computer. Für sehr kleines Rauschen ist das eigentlich 
die Standartmethode. Schwierig wird es nur mit Quelle mit hoher 
Impedanz, etwa dem Eigenrauschen einer im wesentlichen kapazitiven 
Quelle.

von Ulrich H. (lurchi)


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Das Rauschen tritt nicht gleichverteilt auf, sondern man wird bei so 
niedrigen Frequenzen vor allem 1/f Rauschen haben, zumindest von den 
üblichen Verstärkern. Da macht es dann auch Sinn die Frequenz 
logarithmisch aufzutragen. Man bekommt nämlich für jede Dekade im 
Frequenzbereich einen vergleichbaren Beitrag. Also etwa ähnlich viel von 
0,1 Hz - 1 Hz wie von 1 Hz - 10 Hz.

Dazu kommt das die Impedanz des Kondensators zu kleinen Frequenzen 
zunimmt. Der Anteil vom Stromrauschen des Verstärkers wird also sogar 
etwa mit 1/f² zunehmen. Damit hat der untere Frequenzbereich schon ein 
ganz besonderes Gewicht.

Für eine ernsthafte Auswertung wird man das Rauschen auch eher 
aufzeichnen und etwa per FFT das Spektrum bestimmen, und nicht nur einen 
globalen RMS pder Peak-Reak Wert ansehen.

von Kai K. (klaas)


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>Für eine ernsthafte Auswertung wird man das Rauschen auch eher
>aufzeichnen und etwa per FFT das Spektrum bestimmen, und nicht nur einen
>globalen RMS pder Peak-Reak Wert ansehen.

Genau! Man verliert sonst erhebliche Information. Interessant wird dann 
auch der direkte Vergleich der Spektren einmal mit kurzgeschlossenem 
Eingang, bzw. nachgebildeter Quellimpedanz, und das andere Mal mit 
angeschlossenem Meßobjekt. Dann muß daß Eigenrauschen des Verstärkers 
auch nicht mehr deutlich kleiner sein als das des Meßobjekts.

von Frank (Gast)


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Ulrich H. schrieb:
> Das Rauschen tritt nicht gleichverteilt auf, sondern man wird bei
> so
> niedrigen Frequenzen vor allem 1/f Rauschen haben, zumindest von den
> üblichen Verstärkern. Da macht es dann auch Sinn die Frequenz
> logarithmisch aufzutragen. Man bekommt nämlich für jede Dekade im
> Frequenzbereich einen vergleichbaren Beitrag. Also etwa ähnlich viel von
> 0,1 Hz - 1 Hz wie von 1 Hz - 10 Hz.
Das ist eine interessante Theorie und m.E. eine unzulässige Schätzung. 
Rechne das lieber mal genau aus.

Ich habe die Impedanz des Kondensators mal genau ausgerechnet, damit man 
einen brauchbaren Wert hat. Natürlich muß man wegen 1/f aufpassen, in 
erster Linie wegen dem Spannungsrauschen des OPVs. Das nimmt im 
relevanten Bereich stark zu und ja deshalb sind die niederen 
Frequenzanteile nicht vernachlässigbar. Einerseits ...


> Dazu kommt das die Impedanz des Kondensators zu kleinen Frequenzen
> zunimmt. Der Anteil vom Stromrauschen des Verstärkers wird also sogar
> etwa mit 1/f² zunehmen. Damit hat der untere Frequenzbereich schon ein
> ganz besonderes Gewicht.
.. andererseits sinkt die Bandbreite auch dramatisch und deshalb ist es 
nichts mit 1/f². Der Bereich von 0,1-1 Hz hat nur eine Bandbreite von 
0,9. Der Bereich von 1 Hz - 10 Hz eine von 9 Hz. Für das Rauschen geht 
die Bandbreite linear ein. Der Wert bei 0,1 Hz ist somit nur 1/10 so 
wichtig wie der Wert bei 10 Hz, wenn man so will und nicht integriert. 
Dem 1/f steht also die immer kleineren Bandbreitenportiönchen entgegen. 
Wenn ich bis auf 0,01 Hz gehe, macht das nur noch 1/100 des Wertes von 
1-10 Hz aus. Bei 0,001 Hz ist es nur noch ein Tausendstel.

Es bleibt also bei 1/f und bei der Eckfrequenz f0, bei dem das Rosa 
Rauschen das Weiße erreicht.

1. Kondensatorimpedanz steigt mit 1/f, dadurch steigt der Einfluß des 
Rauschens mit ~ 1/f
2. Rauschen steigt mit 1/f+1, also etwas weniger als 1/f
3. Bandbreite sinkt mit f

macht f/f² ~ 1/f

Eigentlich reicht es mit der exakten Kondensatorimpedanz (siehe oben 
berechnet) zu rechnen weil sich 2+3 ansonsten ca. aufheben (für alpha=1 
und f0>=10Hz und genähert).

> Für eine ernsthafte Auswertung wird man das Rauschen auch eher
> aufzeichnen und etwa per FFT das Spektrum bestimmen, und nicht nur einen
> globalen RMS pder Peak-Reak Wert ansehen.
Die Störung die das Rauschen verursacht ist immer die Summe aller 
Rauschanteile im relevanten Frequenzbereich.

Der pp-Wert ist ja das Meßergebnis, den will man also genau haben 
(berechnet durch das Oszilloskop). Das ergibt dann ja die Fehlergrenzen 
mit +/- 1/2 Vpp + Vnom = Vist(Referenz), bzs. +/-1/2Vpp = Rauschfehler 
der Spannungsreferenz. Somit kann man Referenzen selektieren. Oder 
gemessene Werte mit Datenblattangaben vergleichen (im Soll oder 
außerhalb der Spezifikation) u.s.w.u.s.f.

Der Frequenzverlauf ist bei dieser Messung völlig egal, weil dieser am 
Oszilloskop nicht abgelesen werden kann. Theoretisch könnte das ein 
Spektumanalysator. Aber erstens ist der nicht das Thema, zweitens wird 
diese Information nicht benötigt (einem AD-Wandler ist das Spektrum 
wurscht der interssiert sich für pp, bzw. mit dem pp-Wert kann man genau 
ablesen wo das AD-Auflösungslimit liegt) und drittens haben 
Spektrumanalysatoren meines Wissens nach ein größeres Problem bei diesen 
Frequenzen.

Der pp-Wert Detektor in AN124 war daher genau das was man wollte und 
konnte dann mit Multimeter ablesen. Heutzutage schaffen die Oszilloskope 
das aber selbst zu messen. Entweder automatisch oder manuell mit Cursor. 
Das Oszilloskopbild ist auch interessant, denn es zeigt wie das 
Verhältnis zwischen pp und rms ist.

Sollte jemand einen Spektrumanalysator kennen, der 0,1-10 Hz kann darf 
er sich gerne bei mir melden. Dürfte aber in keinem Fall den 
4-steilligen Euro Bereich verlassen.

von Frank (Gast)


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Kai Klaas schrieb:
>>Für eine ernsthafte Auswertung wird man das Rauschen auch eher
>>aufzeichnen und etwa per FFT das Spektrum bestimmen, und nicht nur einen
>>globalen RMS pder Peak-Reak Wert ansehen.
>
> Genau! Man verliert sonst erhebliche Information. Interessant wird dann
> auch der direkte Vergleich der Spektren einmal mit kurzgeschlossenem
> Eingang, bzw. nachgebildeter Quellimpedanz, und das andere Mal mit
> angeschlossenem Meßobjekt. Dann muß daß Eigenrauschen des Verstärkers
> auch nicht mehr deutlich kleiner sein als das des Meßobjekts.
Das ist völlig ungenau und erfordert außerdem einen Spektrumanalysator.

Wenn ich den pp-Wert der Messung habe und den pp-Wert des 
kurzgeschlossenen Verstärkers, kann ich den Wert ganz exakt berechnen. 
Und zwar umso genauer je geringer das Eigenrauschen ist. Mit pp-Werten 
könnte ich noch um 5% geänderten Rauschwert feststellen, das kannst Du 
mit einem Spektrumbild völlig vergessen.

Gut, moderne Spektrumanalysatoren sind in der Lage das Spektrum auf 
einen pp-Wert zurückzurechnen. Damit sind sie aber auch nicht besser als 
ein Oszilloskop, das bei dieser pp-Ermittlung wohl auch genauer ist.

von Christian L. (cyan)


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Frank schrieb:
> Sollte jemand einen Spektrumanalysator kennen, der 0,1-10 Hz kann darf
> er sich gerne bei mir melden. Dürfte aber in keinem Fall den
> 4-steilligen Euro Bereich verlassen.

Warum so kompliziert? Bei einer Bandbreite von 10Hz nimmt man einen 
Mikrocontroller mit FFT. Der langweilt sich dabei auch noch. Viele der 
niederfrequenten Spektrumanalysatoren/Dynamic Signal Analyzer, welche 
häufig bis etwa 100kHz gehen, basieren auf einer FFT. Erst die 
hochfrequenten Spektrumanalysatoren setzten auf klassische 
Mischer-/Oszillatorschaltungen und dergleichen.

Edit: Ein HP 35660A kostet bei Singer etwa 2500€.

: Bearbeitet durch User
von Ulrich H. (lurchi)


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Für den niederfrequenten Bereich macht man die Spektralanalyse 
üblicherweise per FFT. Viele DSOs können das bereits. Wenn man die 
Empfindlichkeit passend wählt sollte auch die oft nur 8 Bit Auflösung 
des DSOs kein Problems sein. Selbst bei billige USB DSOs gibt es teils 
mehr als 8 Bit Auflösung.

Der Vergleich der Frequenzbereiche ist relativ einfach:
von 1-10 Hz zu 0.1-1 Hz nimmt die Bandbreite um den Faktor 10 ab, dafür 
nimmt bei wirklich 1/f Rauschen sind Spannung um den Faktor 10 zu. Für 
das Integral kommt also bei ideal 1/f Rauschen genau das gleiche raus. 
Real ist es ggf. leicht anders weil man nicht genau 1/f hat.

Die zunehmenden Impedanz des Kondensators sorgt dann bei niedrigen 
Frequenzen für eine höhere Wichtung des Stromrauschen. Für das 
Stromrauschen ist damit der Bereich 0.1-1 Hz dann 10 mal wichtiger sein 
als der von 1 - 10 Hz. Entsprechend muss man schon auf das Stromrauschen 
bei niedriger Frequenz achten.

Der LT1028 ist optimal für etwa 300 Ohm Quellenwiderstand, bzw. etwa 1 
KOhm verlustlose Impedanz. Für eine deutlich höhere Impedanz wäre ein 
hochohmigerer Verstärker (z.B. LT1037) besser, bei weniger Impedanz 
macht parallel schalten Sinn. Im Bereich des 1/f-Rauschens liegt die 
Übergangsfrequenz für das Stromrauschen um etwa den Faktor 70 höher als 
beim Spannungsrauschen. Entsprechend sollten da die Impedanzen um etwa 
den Faktor 70 niedriger liegen. Das heißt die Impedanz des Kondensators 
sollte wenn es geht unter etwa 15 Ohm liegen, damit der LT1028 passt. 
D.h. für 1 Hz sollten der Kondensator schon wenigstens 10 mF haben, wenn 
man den LT1028 sinnvoll nutzen will. Für den Bereich kleinerer 
Frequenzen, so ab etwa 0.4 Hz wäre wohl der LT1037 (oder ähnlich) besser 
geeignet. Mit einem nur 3 mF Kondensator wäre der LT1028 erst ab etwa 4 
Hz passend, also keine gute Wahl für den Bereich 0,1 Hz - 10 Hz.

von Kai K. (klaas)


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>Das ist völlig ungenau und erfordert außerdem einen Spektrumanalysator.

Jetzt mach aber mal einen Punkt! Du schnupperst gerade in ein 
Themengebiet hinein, indem sich viele Poster hier seit Jahren bewegen. 
Du stolperst von einem Fehler zum nächsten, ziehst Jim Williams, einen 
der ganz ganz großen der Analogelektronik, ins Lächerliche und jetzt die 
spektral aufgelöste Rauschmessung. Was bildest du dir eigentlich ein?

Man ist in der Regel nicht nur an einem integrierten Rauschen 
interessiert, sondern auch an der Ursache des Rauschens (Popcorn-, 
Schrot-, Shot- etc--noise.) und dazu ist die Kenntniß des Spektrums 
notwendig, weil jedes Rauschen sein eigenes charakteristisches Spektrum 
aufweist. Ein primitiver pp-Wert ist ein reiner Notbehelf und beinahe 
völlig aussagelos. Und natürlich braucht man dafür einen 
Spektrumanalysator bzw. eine Maschine die eine FFT durchführt. So what?

von Gerhard H. (ghf)


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Christian L. schrieb:
> Frank schrieb:
>> Sollte jemand einen Spektrumanalysator kennen, der 0,1-10 Hz kann darf
>> er sich gerne bei mir melden. Dürfte aber in keinem Fall den
>> 4-steilligen Euro Bereich verlassen.
>
> Warum so kompliziert? Bei einer Bandbreite von 10Hz nimmt man einen
> Mikrocontroller mit FFT. Der langweilt sich dabei auch noch. Viele der
> niederfrequenten Spektrumanalysatoren/Dynamic Signal Analyzer, welche
> häufig bis etwa 100kHz gehen, basieren auf einer FFT. Erst die
> hochfrequenten Spektrumanalysatoren setzten auf klassische
> Mischer-/Oszillatorschaltungen und dergleichen.
>
> Edit: Ein HP 35660A kostet bei Singer etwa 2500€.

Sowas baut man eben nicht selber. Das ist ein Projekt für sich
und man kommt nie zum eigenen Thema.

Ich habe die Plots in meinen Artikeln mit einem Agilent 89441A
gemacht. Der geht bis 10 MHz, mit uHertz Auflösung. Wenn man die
HF-Box davon auch hat, kann er 10 MHz breite Fenster bis 2.5 GHz
runtermischen. Wichtig sind die Optionen 2.Eingangskanal mit
KreuzKorrelation, tiefer Speicher, Netzwerk-Interface,
eigene Signalquelle.

Er ist eigentlich für den Telekom-Markt gemacht worden und kann
so ziemlich jede Handy-Modulationsart demodulieren. Darüber
vergessen alle seine grundsätzlichen Fähigkeiten.
Die Telekomfirmen sind jetzt alle mit 4G beschäftigt und brauchen
dafür neues Spielzeug, deshalb sind genug davon zu haben.

Schon die Erzeugung der Plots war ein Projekt
für sich mit ziemlichem Umfang. FFTs haben eine lineare Frequenz-
achse, deshalb kommt man mit einer FFT nicht weit wenn man
7 Dekaden von 0.1Hz bis 1MHz darstellen will.

Man macht also 7 FFTs über je eine Dekade mit jeweils 100 oder 200
Punkten, liest die Spektren aus, korrigiert sie für die variable
Bandbreite, sortiert sie zusammen, lernt GnuPlot aus einem
C-Programm zu füttern und stellt fest, dass man nur noch mit
Eclipse, gcc, gdb und QT-terminals zu tun hat. Und in LibreOffice
sehen die erzeugten Bilder dann zu dünn, zu körnig aus oder können
zwar auf dem Bildschirm dargestellt werden, aber man kann sie
nicht drucken. Dabei ist embedded Postscript doch eigentlich
sehr schön und die Hardware schon lange fertig.

Immerhin braucht man sich nicht mit GPIB-Treibern zu
beschäftigen. Man macht einfach auf 192.168.1.110 den Port 50??
auf und kann dort seine GPIB-Strings loswerden oder Antworten
bekommen. Die Umgebung sieht dann etwa so aus:

< 
https://picasaweb.google.com/lh/photo/3j3iLrjg2aeggKS227kkotMTjNZETYmyPJy0liipFm0?feat=directlink 
>

Wenn man erst seinen Fourieranalyzer bauen will, wird das
schnell hoffnungslos.

Gruß, Gerhard

von Frank (Gast)


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Kai Klaas schrieb:
>>Das ist völlig ungenau und erfordert außerdem einen
> Spektrumanalysator.
> Jetzt mach aber mal einen Punkt! Du schnupperst gerade in ein
> Themengebiet hinein, indem sich viele Poster hier seit Jahren bewegen.
> Du stolperst von einem Fehler zum nächsten, ziehst Jim Williams, einen
> der ganz ganz großen der Analogelektronik, ins Lächerliche und jetzt die
> spektral aufgelöste Rauschmessung. Was bildest du dir eigentlich ein?
Warum so unfreundlich?
So erstens machen alle hier Fehler, deshalb weiß ich nicht was das soll. 
Zweitens hat Jim Williams bei der AN124 einfach eine schlechte und 
komplizierte Schaltung entwickelt. Oder gibt es jemand der was anderes 
behauptet?
Insofern weiß ich jetzt gar nicht, was Du damit sagen möchtest? Ich habe 
keine Argumente dann werde ich unfreundlich?

Die Spektralanalyse ist ungenauer als die Messung mit dem Oszilloskop. 
Das ist doch offensichtlich. Kannst Du mit dem Vergleich zweier Spektren 
sagen um wieviel das eine mehr rauscht als das andere? Habe ich bei 
einem 400 nVpp und beim anderen 458 nVpp, dann kann ich sagen das andere 
rauscht um 14,5% mehr. Oder kannst Du mir den nVpp Wert an einem 
Spektrum ablesen?
Nein, eben. Also wieso Du Dich da jetzt aufregst ist mir nicht ganz 
klar.

Wenn Du mir Gegenargumente brings höre ich Dir immer gerne zu.

> Man ist in der Regel nicht nur an einem integrierten Rauschen
> interessiert, sondern auch an der Ursache des Rauschens (Popcorn-,
> Schrot-, Shot- etc--noise.) und dazu ist die Kenntniß des Spektrums
> notwendig, weil jedes Rauschen sein eigenes charakteristisches Spektrum
> aufweist.
Sagen wir mal so, das Spektrum ist hilfreich in diesen Fallen.

> Ein primitiver pp-Wert ist ein reiner Notbehelf
Du hast das anscheinend nicht verstanden. Der pp-Wert ist das Rauschen. 
Das ist kein Notbehelf sondern das gesuchte Meßergebnis.

> und beinahe völlig aussagelos.
Das ist der Wert den wir mit dem Meßverstärker bestimmen wollen. Das 
Ziel unserer Bemühungen. Der Wert gibt das Rauschen an. Es ist die 
Aussage.

>Und natürlich braucht man dafür einen
> Spektrumanalysator bzw. eine Maschine die eine FFT durchführt. So what?
Um ein Spektrum zu sehen ja, aber da sieht man in der Regel nichts 
spannendes. Ich sehe rumgerausche mit 1/f-Verteilung. Ich weiß also 
schon was ich sehe bevor ich überhaupt gemessen habe. Das Spektrum ist 
in diesem Fall belanglos weil ich mir Rauschen ansehe und das sieht halt 
eben immer wie Rauschen aus. Das Spektrum ist äußerst interessant, wenn 
ich Signale habe, aber nicht wenn mein Signal das Rauschen selbst ist.

Was ich wirklich will ist das Gesamtrauschen in dem mich 
interessierenden Frequenzbereich zu messen. Der Titel des Themas, der 
Zweck der AN124, nur mal so nebenbei bemerkt. Und das Ergenis ist der 
Rauschwert e(n) = xy nVpp.

von Christian L. (cyan)


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@ Gerhard
Naja, ganz so schlimm ist es aber nicht. Erstens wird ja nur der Bereich 
bis 10Hz ggf. bis 100Hz benötigt. Zweitens muss es ja kein 
eigenständiges Gerät werden. Ein Frontend, welches die Daten aufnimmt 
und an den PC sendet reicht ja auch schon. Die Auswertung kann man heute 
bequem am PC machen. Somit reduziert sich der Aufwand auf den Aufbau der 
Eingangsstufe und der Übertragung der Daten. Im PC nimmt man dann 
einfach fertige Programme, wie Octave, Matlab, Scilab usw. Dass das 
alles sogar auf einem µC möglich ist, zeigen ja auch die vielen selbst 
gebastelten Audio Spektrumanalyzer. branadic und Frank K. haben das 
hier:
Beitrag "Audio Spektrum Analysator"
bis 100kHz umgesetzt. Also mit einer 1.000-10.000 fach höheren 
Bandbreite als hier gefordert. Klimmzüge, wie jede Dekade einzeln 
aufnehmen und die Daten durch etliche Programme zu schleusen sind nicht 
nötig.

Das Geräte, wie das HP 35660A, so teuer sind, liegt auch an der Zeit in 
der sie entstanden sind. Im Service Manual vom HP 35660A, was ich hier 
habe, steht Revision Date: October 1, 1988. Damals war der nötige 
Speicher noch teuer. Auch die Rechenleistung musste man sich damals 
teuer erkaufen. Heute schaffen das etliche low cost Boards mit links 
(Raspberry Pi, Beaglebone, Stm32 ...)

: Bearbeitet durch User
von Kai K. (klaas)


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>So erstens machen alle hier Fehler, deshalb weiß ich nicht was das soll.
>Zweitens hat Jim Williams bei der AN124 einfach eine schlechte und
>komplizierte Schaltung entwickelt. Oder gibt es jemand der was anderes
>behauptet?

Mensch Frank, du hast doch überhaupt keine Ahnung, WARUM Jim Williams 
die Schaltung genau so ausgelegt hat, oder? Hast du mit ihm darüber 
diskutiert? Ich habe mehrfach versucht darzulegen, warum die 
Bauteilewahl Sinn machen könnte. Aber du hast so wenig Respekt, daß du 
ihn als Schwachkopf hinstellst. Und das geht einfach zu weit.

>Die Spektralanalyse ist ungenauer als die Messung mit dem Oszilloskop.
>Das ist doch offensichtlich.

Siehst du, du hast eben keine Ahnung! Denkst du, daß die 
wissentschaftlichen Publikationen die Rauschspektren aus Langeweile 
abdrucken, so nach dem Motto, jetzt haben wir uns da teuere Teil für 
paar tausend Euro gekauft, jetzt wollen wir auch ne Messung damit 
machen? Denk mal drüber nach und lies dich in die Materie ein. Nur so 
als Tipp: Man kann ganze Diplomarbeiten über die Analyse von 
Rauschspektren schreiben...

>Du hast das anscheinend nicht verstanden. Der pp-Wert ist das Rauschen.
>Das ist kein Notbehelf sondern das gesuchte Meßergebnis.

Und du hast anscheinend nicht verstanden, daß du den pp-Wert garnicht 
einfach ablesen kannst, weil er einer komplizierten Statistik folgt. Jim 
Williams hat deshalb einen aufwendigen noise-to-noise-peak-detector 
gebaut. Hst du überhaupt begriffen, warum?? Ach so, Entschuldigung, Jim 
Williams ist ja nur ein Schwachkopf...

Wie ist der pp-Wert beim Rauschen definiert?

Beim Gaußschen Rauschen ist das Verhältnis von Spitzenwert und 
Effektivwert so definiert: Es sei der C.F. (crest factor) der Quotient 
aus Spitzenwert und Effektivwert, dann ist q der Bruchteil der Zeit, 
während dessen größere Peaks beobachtet werden können:

C.F.    q

1      32%
2       4,6%
3       0,37%
3,3     0,1%
3,9     0,01%
4      63ppm
4,4    10ppm
4,9     1ppm

So, üblicherwiese wird die Messung so gemacht, daß man "genügend lange" 
auf den Bildschirm des Oszis starrt, einen Maximalwert Vp bestimmt und 
diesen durch 3,3 teilt. Bei einem abgelesenen Vpp-Wert teilt man durch 
6,6. Damit erhält man den "Effektivwert".

Diese Prozedur ist aber höchst ungenau, weil es einen Maximalwert Vp 
überhaupt garnicht gibt. Es hängt vom Beobachtungszeitraum ab, welchen 
Maximalwert man findet. Deswegen ist ein pp-Wert für das Rauschen eine 
höchst ungenaue Angabe.

>Um ein Spektrum zu sehen ja, aber da sieht man in der Regel nichts
>spannendes.

Jemand der keine Ahnung hat, sieht natürlich nichts...

Frank, du ahnst ja nicht einmal, wovon du keine Ahnung hast. Also sei 
einfach mal ein wenig respektvoller.

von Ulrich H. (lurchi)


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Die Schaltung aus AN124 hat schon was für sich, wenn man den Kondensator 
zur Kopplung kleiner wählen muss, oder mit der Frequenz noch weiter 
runter geht, bis z.B. 0.01 Hz. Da muss man ggf. nur den Widerstand nach 
Masse anpassen. Die ganz tiefen Frequenzen übernimmt halt der LT1012, 
der da auch eine gute Wahl ist. Die höheren Frequenzen übernehmen die 
JFETs, die da ggf. auch besser als der LT1012 sind. Ob sich der Aufwand 
für den Geteilten Verstärker wirklich lohnt ist aber eine andere Sache. 
So schlecht ist der Verstärker für eine hochohmige Quelle (z.B. 10 K) 
nicht.

Ich sehe es aber auch so, dass sie Schaltung nicht die beste Wahl ist.

Beim Peak to Peak Wert kriegt man ggf. eine hohe Auflösung, wenn man mit 
dem DMM und analoger Schaltung misst, aber der abgelesene Wert wird 
recht heftig schwanken. Mit einmal ablesen ist es auch da nicht getan.

von Frank (Gast)


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Christian L. schrieb:
> Frank schrieb:
>> Sollte jemand einen Spektrumanalysator kennen, der 0,1-10 Hz kann darf
>> er sich gerne bei mir melden. Dürfte aber in keinem Fall den
>> 4-steilligen Euro Bereich verlassen.
>
> Warum so kompliziert? Bei einer Bandbreite von 10Hz nimmt man einen
> Mikrocontroller mit FFT. Der langweilt sich dabei auch noch.
Super da kann ich ja auch das FFT vom Oszilloskop ansehen, da brauche 
ich mir doch nicht eine Extra Schaltung bauen, die das gleiche tut.

> Viele der
> niederfrequenten Spektrumanalysatoren/Dynamic Signal Analyzer, welche
> häufig bis etwa 100kHz gehen, basieren auf einer FFT.
Was sie dann sinnlos macht. Wenn möchte ich schon einen richtigen 
Spektrumanalysator.

> Erst die
> hochfrequenten Spektrumanalysatoren setzten auf klassische
> Mischer-/Oszillatorschaltungen und dergleichen.
Gut da habe ich mich unklar ausgedrückt. Nur so etwas verstehe ich unter 
einem Spektrumanalysator.

> Edit: Ein HP 35660A kostet bei Singer etwa 2500€.
Mit dem HP 35660A könnte ich das sehen, weil dieser in einem sehr 
niedrigen Frequenzbereich arbeitet. Mit FFT? Dann ist es sinnlos. Ohne 
FFT okay das ware interessant, ich kaufe mir aber keinen zweiten 
Spektriumanalysator deswegen.

Der eigentliche Punkt ist eben der, daß ich das Oszillogramm sehen 
möchte und den pp-Wert messen mit einem Multimeter (deshalb die 
Spitzenwerterfassungsschaltung in AN124). Die Spitzenwerterfassung kann 
man sich sparen, weil es inzwischen das Oszilloskop kann, wie ich 
bereits schrieb.

Aber dieses Missverständnis ist ein guter Punkt. Viele gehen hier 
anscheinend von einer Signalquelle aus. Es gibt aber keine Signalquelle. 
Bzw. wir wollen die Rauschquelle messen.

Jetzt kommt die interessante Frage:
Wie hoch ist eigentlich der Quellwiderstand?
Die Rauschquelle hat einen Widerstand von 0 Ohm (bzw. das Kabelstück 
natürlich, also im Milliohmbereich). Das DC-Signal hat einen 
Innenwiderstand Rq. Dieser Innenwidertand gilt für das Quellsignal eben 
DC. Gehe ich auf 0,001 Hz ist die DC- Quelle weg (weil DC). Wieso sollte 
der Innenwiderstand dann bleiben? Der Innenwiderstand ist kein 
Bauelement, sondern eine Näherung des Regelungsverhaltens unserer 
DC-Quelle.

Das Regelungsverhalten wird durch U/I=R modelliert. Bei einer 
eingeprägten Spannung ist das einfach. Ich präge eine Spannung auf den 
Regler ein, der kann nicht schnell genug regeln und dadurch verbleibt 
ein Rest an eingeprägter Spannung den man genau mit dem Widerstand 
RQuelle modelliert.

Wenn jetzt aber ein Strom eingeprägt wird, was passiert dann? Nach 
Modell fließt er durch Rquelle und erzeugt daran eine Spannung 
Ueingeprägt. Aber das Modell trifft dann ja nicht zu. Der Strom fließt. 
Die Spannung muß nicht geregelt werden. Insofern gibt es auch keinen 
Widerstand der die Regelungsträgheit simuliert. Dadurch kein Rinnen und 
keine Uinnen.

Das Modell reicht nicht mehr aus, man muß die reale Schaltung nehmen. 
Und was stellen wir dann fest. Der Quellwiderstand ist im höchsten Maße 
Stromabhängig. Wenn er also bei einem Strom von 1 mA 1000 Ohm beträgt, 
dann beträgt er bei unserem kleinem Rauschstrom von 1pA vielleicht nur 1 
Ohm oder 50 mOhm. Sprich der DC-Quellwiderstand ist für 
Rauschstrombetrachtungen nicht anzuwenden, denn er gilt für große 
Ströme, bzw. ist stromabhängig, gerade bei den Quellen die wir 
untersuchen.

Es ist in der Regel also so, daß ich eine Quelle mit einem nominellen 
Innenwidertsand von 1000 Ohm habe, für den Rauschstrom aber - weil er so 
klein ist - gilt dieser "Großsignalinnenwiderstand" nicht und man müßte 
den entsprechenden Kleinsignalinnenwidertsand nehmen.

Ich vermute sogar, daß es bei der Spannung genauso ist. Ein angegebener 
Innenwiderstand gilt nur für einen genau definierten 
"Großsignalspannungshub". Ein Kleinsignalspannungshub wird einen 
wesentlich kleineren Innenwiderstand haben.

Das ganze ware auch leicht zu messen. Ich messe die Ausgangsspannung. 
Dann schließe ich einen Widerstand an, so daß 1pA o.ä. fließt (in der 
Größenordnung die mich interessiert). Ich messe dann den 
Spannungsunterschied. Hm setzt natürlich hohe Genauigkeit voraus, also 
es ist nicht leicht, aber es ist meßbar.

Dazu kommt noch die Frequenzabhängigkeit des Quellenwiderstandes.

Jedenfalls kann man davon ausgehen, daß der "Kleinsignalinnenwiderstand" 
unter dem "Großsignalinnenwiderstand" liegt.

Auf unseren Meßverstärker bezogen dürfen wir immer nur diesen 
"Kleinsignalinnenwiderstand" heranziehen.

von Frank (Gast)


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Kai Klaas schrieb:
>>So erstens machen alle hier Fehler, deshalb weiß ich nicht was
> das soll.
>>Zweitens hat Jim Williams bei der AN124 einfach eine schlechte und
>>komplizierte Schaltung entwickelt. Oder gibt es jemand der was anderes
>>behauptet?
> Mensch Frank, du hast doch überhaupt keine Ahnung, WARUM Jim Williams
> die Schaltung genau so ausgelegt hat, oder? Hast du mit ihm darüber
> diskutiert? Ich habe mehrfach versucht darzulegen, warum die
> Bauteilewahl Sinn machen könnte. Aber du hast so wenig Respekt,
Warum er die Schaltung so ausgelegt hat? Ich will da nicht Spekulieren, 
ich habe ja schon ein paar Theorien genannt, daß er bestimmte Dinge 
übersehen hat. Ob es diese waren oder andere ist auch egal. Und selbst 
wenn Linear unbedingt mehr Bauteile von jenem Typ als von einem anderen 
drin haben wollte spielt das keine Rolle.

Die Brauchbarkeit der Schaltung für den Anwendungszweck (160 nVpp) ist 
nicht gut und der Aufwand für diese schaltung ist unnötig hoch. Und 
sonst gibt es auch nichts positives daran, auch der Platinenplatz ist 
schlechter als bei vergleichbaren Schaltungen. Sicher gibt es viele, die 
das noch schlechter machen, deren Schaltung gar nicht funktioniert oder 
schwerwiegende Männgel aufweist. Die AN124 funktioniert wohl, 
ausprobiert hats anscheinend noch keiner, aber gehen wir mal davon aus. 
Und sie hat auch keine schweren Mängel. Behaupte ich jetzt einfach mal.

Unter allen funktionierenden und mängelfreien Schaltungen ist sie aber 
die schlechteste die ich bisher gesehen habe.

>daß du ihn als Schwachkopf hinstellst. Und das geht einfach zu weit.
Ich stelle ihn doch nicht als Schwachkopf hin. Ich kritisiere seine 
Schaltung und dessen Ergebnisse. Und das auch nur, weil es eine 
offizielle Applikationsschrift von Linear ist. Ich meine immerhin 
schadet er damit  dem Ansehen von Linear. Stell Dir vor, einer von AD 
macht eine Applikationsschrift mit dem AD797 oder den AD4898 und sagt so 
hier ist die einfach Schaltung mit zwei OPs, die hat 75nVpp, kostet 
weniger und überhaupt kauft Analog Devices Teile die sind besser.

Linear hätte zwar den LT1028 und vielleicht kommt der sogar auf bessere 
65 nVpp (alle Werte nur für dieses Gedankenspiel erfunden). Aber da 
dieser nicht in AN124 verwendet wurde ist es ja nichts damit.


>>Die Spektralanalyse ist ungenauer als die Messung mit dem Oszilloskop.
>>Das ist doch offensichtlich.
>
> Siehst du, du hast eben keine Ahnung! Denkst du, daß die
> wissentschaftlichen Publikationen die Rauschspektren aus Langeweile
> abdrucken, so nach dem Motto, jetzt haben wir uns da teuere Teil für
> paar tausend Euro gekauft, jetzt wollen wir auch ne Messung damit
> machen? Denk mal drüber nach und lies dich in die Materie ein. Nur so
> als Tipp: Man kann ganze Diplomarbeiten über die Analyse von
> Rauschspektren schreiben...
Die null interessieren, wenn das nicht der gesuchte Wert ist.



>
>>Du hast das anscheinend nicht verstanden. Der pp-Wert ist das Rauschen.
>>Das ist kein Notbehelf sondern das gesuchte Meßergebnis.
>
> Und du hast anscheinend nicht verstanden, daß du den pp-Wert garnicht
> einfach ablesen kannst, weil er einer komplizierten Statistik folgt. Jim
> Williams hat deshalb einen aufwendigen noise-to-noise-peak-detector
> gebaut. Hst du überhaupt begriffen, warum??
Ich habe doch geschrieben warum er das gemacht hat, um Dir zu erklären 
worauf es ankommt.

> Ach so, Entschuldigung, Jim Williams ist ja nur ein Schwachkopf...
Meinst Du? Ich ware da vorsichtig.

> So, üblicherwiese wird die Messung so gemacht, daß man "genügend lange"
> auf den Bildschirm des Oszis starrt, einen Maximalwert Vp bestimmt und
> diesen durch 3,3 teilt. Bei einem abgelesenen Vpp-Wert teilt man durch
> 6,6. Damit erhält man den "Effektivwert".
Nein. Der RMS-Wert ist erstmal sekundär. Primär interssiert der pp-Wert 
und den zeigt das Oszilloskop direkt an. Ich schau also drauf und lese 
den Wert ab. Das habe ich aber bereits beschrieben. Den RMS-Wert - falls 
uns dieser überhaupt interessiert - zeigt das Oszilloskop auch direct 
an. Gut ein älteres Modell da wird es schwieriger, da muß man eben den 
Cursor positionieren und schätzen, ist aber auch ok.

> Diese Prozedur ist aber höchst ungenau, weil es einen Maximalwert Vp
> überhaupt garnicht gibt. Es hängt vom Beobachtungszeitraum ab, welchen
> Maximalwert man findet. Deswegen ist ein pp-Wert für das Rauschen eine
> höchst ungenaue Angabe.
Der Beobachtungszeitraum ist auf 10 Sekunden festgelegt bei einer 
Zeitbasis von 1s. Das ist die Meßvorschrift mit der alle diese 
Rauschwerte vergleichbar bleiben.

>>Um ein Spektrum zu sehen ja, aber da sieht man in der Regel nichts
>>spannendes.
> Jemand der keine Ahnung hat, sieht natürlich nichts...
>
> Frank, du ahnst ja nicht einmal, wovon du keine Ahnung hast. Also sei
> einfach mal ein wenig respektvoller.
Du meinst Du behauptest ich hätte keine Ahnung und darfst dann auf 
Argumente verzichten.

Hey selbst wenn ich keine Ahnung hätte, könnte ich hier was sagen und 
fragen, dafür ist ein Forum ja auch da.

Also was kann ich jetzt am Sprektrum ablesen? Das mein gemessener Wert 
von 276 nVpp doch eher 279 nVpp ist?

Solange ich da nicht z.B. einen Peak bei genau 8,85 Hz sehe ist mir das 
völlig egal. Aber selbst wenn ich einen sehe, dann habe ich auch nur 
eine Zusatzinformation. An meinem Meßwert ändert das gar nichts.

Und bzgl. Ahnung, ich würde da lieber nicht mit Steinen schmeissen ...

Okay, ich glaube wir redden aneinander vorbei. Alles was ich sage 
bezieht sich auf das Thema "Meßverstärker für 0,1-10 Hz Rauschen für 
Oszilloskop für die Messung an Spannungsreferenzen" oder auch genau die 
Aufgabenstellung von AN124.

Ich glaube Du willst mir nur darlegen wie nütlich im allgemeinen ein 
Spektrum ist. Wie ich schon sagte, bei Signalen ist es oftmals hifreich, 
bei Nichtsignalen nicht.

Nachdem wir das eigentlich durch haben willst Du mir jetzt erläutern, 
daß man aber auch bei Nichtsignalen interessante Sachen in einem 
Spektrum sehen kann.

Ja mag sein, aber ich will nichts sehen, ich brauch den maximalen 
Fehlerwert meiner Spannungsreferenz. Und dabei ist es mir völlig egal ob 
das a,b,c-Rauschen ist oder sogar eine Störoszillation bei 8,8 Hz. Der 
Spannungsfehler der sich daraus ergibt ist das was man mißt und wissen 
will.

Das ist die Definition dieser Aufgabe.

Sollte ich weitergehende Ambitionen haben und mich in die Erforschung 
der Ursachen der Unzulänglichkeiten einzuarbeiten, dann kann ein 
Spektrum sehr nützlich sein. Aber eben für diese Aufgabe und nicht für 
die Aufgabe den En-Wert zu ermitteln.

Übrigens gibt es einen guten Grund, warum in allen Publikationen wie 
z.B. Datenblättern immer ein Oszilloskopbild verwendet wird und nie ein 
Spektrum. Sollte Dir zu denken geben. Ganz abgesehen von den En-Werten 
die in den Datenblättern stehen.

Also wenn ich jetzt ein Datenblatt für irgendeine Schaltung erstellen 
will, dann mache ich die beschriebene Messung und schreibe den En-Wert 
rein. Vielleicht hänge ich noch ein Oszilloskopbild rein vom 
Störspannungsverlauf. Aber ich werd sicher kein Spektrum angeben.

von Frank (Gast)


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Ulrich H. schrieb:
> Beim Peak to Peak Wert kriegt man ggf. eine hohe Auflösung, wenn man mit
> dem DMM und analoger Schaltung misst, aber der abgelesene Wert wird
> recht heftig schwanken. Mit einmal ablesen ist es auch da nicht getan.
So stark schwankt er nicht, aber er schwankt natürlich. Es ist eben ein 
statistischer Meßwert, weil die Meßgröße statistisch ist. Das Schwanken 
ist kein Meßfehler an sich wie Du ja weißt.

Insofern kann man dann n-Ergebnisse mitteln und so seine Genauigkeit 
steigern. Be meinen Messungen war die pp-Schwankung im Bereich von so 
+/-10%, das deckt sich mit dem was Anja berichtet hat. Und das 
wohlgemerkt auf dem niedrigen Eigenrauschwert des Verstärkers.

Dabei ist es so, daß es meinstens so +/-2-5% schwankt über mehrere 
10s-Fenster und dann kommt ab und zu mal eine größere Abweichung die 
dann für die beschriebenen +/-10% sorgen.

Mit theoretisch unendlich langer Messung bekommt man einen unendlichen 
pp-Wert deshalb erfolgt die Messung immer nur über ein 10s-Zeitfenster.

von Ulrich H. (lurchi)


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Die Rauschspektren sind schon aussgekräftiger als nur die Peak-Peak 
Werte. Die Peak to Peak Werte hängen z.B. vom betrachteten Frquenzband 
ab, und die 0,1 Hz - 10 Hz ist nur ein möglicher Bereich, den man eher 
wegen relativ guten Messbarkeit gewählt hat und heute dabei bleibt um 
mit alten Daten vergleichbar zu bleiben. Ohne Wissen über das 
Rauschspektrum lassen sich die Werte nicht einfach auf einen anderen 
Bereich übertragen.

Die Rauschspektren lassen sich dagegen auch vergleichen wenn der eine 
von 0.001 Hz- 1 Hz und der andere von 0.1 - 1000 Hz gemessen hat. Die 
für die Anwendung später relevanten Frequenzen sind oft auch nicht 
gerade 0.1 - 10 Hz.

Die Beobachtung des Rauschens im Zeitbereich macht auch schon Sinn, um 
so etwas wie Flicker Rauschen zu erkennen. Mit viel Übung kann man ggf. 
auch von der Kurvenform zwischen weißem und mehr 1/f rauschen 
unterscheiden.

Signal und Rauschen muss man nicht Unterscheiden. Für einen Verstärker 
zur Rauschmessung ist halt das Rauschen des Testobjektes das Signal. Die 
Stärke des Rauschens pro Frequenzinterval, also das was man beim 
Rauschspektrum bestimmt, hat sogar mit Rauschleistungsdichte einen 
eigenen Namen.

Bei der Impedanz der Quelle hat man schon eine Impedanz als Funktion der 
Frequenz. Gerade bei geregelten Schaltungen ist dabei die AC Impedanz 
eher größer als der DC Wert, bzw. bei den sehr kleinen Frequenzen die 
hier Betrachtet werden wird man den gleichen Wert erwarten - für die 
üblichen OPs geht DC halt oft bis etwa 1-100 Hz, darunter für die DC 
Verstärkung erreicht. Die Unterscheidung nach Kleinsignal- und 
Großsignal Impedanz kann richtig sein, aber so groß sind die 
Unterschiede meist nicht. Insbesondere die Annahme dass die Impedanz mit 
der Amplitude quasi beliebig abnimmt ist extrem unwahrscheinlich (wenn 
nicht unmöglich) - eher hat man ein umgekehrtes Verhalten, das die 
Impedanz zu großen Amplituden leicht abnimmt. Für kleine Amplituden (und 
damit für das Rauschen) geht man von einem linearen System aus, und 
damit einer von der Amplitude unabhängigen Impedanz.

von Kai K. (klaas)


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>Nein. Der RMS-Wert ist erstmal sekundär.

Es geht nicht um den Effektivwert, sondern darum, daß überhaupt kein 
Vpp-Wert, also solcher, existiert. Er hängt vom Beobachtungszeitraum ab. 
Und nein, das hat mit den 10 Sekunden nichts zu tun.

>Primär interssiert der pp-Wert und den zeigt das Oszilloskop direkt an.

So, welchen denn? Ist denn das immer der gleiche?? Oder variiert er von 
Messung zu Messung? Welchen nimmst du denn dann?

>Der Beobachtungszeitraum ist auf 10 Sekunden festgelegt bei einer
>Zeitbasis von 1s. Das ist die Meßvorschrift mit der alle diese
>Rauschwerte vergleichbar bleiben.

Ja, weil man durch das Zeitfenster von 10sec eine zusätzliche 
Hochpassfilterung bei rund 0,1Hz erzielen will. Spart ein zusätzliches 
RC-Glied ein. Mit der Statistisk des Gaußschen Rauschens hat das nichts 
zu tun.

Übersetzt auf diese Messung bedeutet die Statistik, daß du die 10sec 
Messung öfter wiederholen mußt. Und dann mußt du die oben aufgeführte 
Gesetzmäßigkeit beachten. Anders ausgedrückt: Bei jeder einzelnen 10sec 
Messung wirst du einen anderen Vpp-Wert feststellen. Die Verteilung der 
einzelnen Vpp-Werte folgt der oben zitierten Statistik. Wenn du die 
Messung nur beliebig lange wiederholst, wirst du beliebig große 
Abweichungen des Vpp-Wertes nach oben feststellen. Und dann wirst du 
dich fragen, welchen dieser Meßwerte du nun nehmen mußt. Wieder hilft 
dir die oben zitierte Statistik dabei. Der Vpp-Wert einer Einzelmessung 
ist dagegen völlig wertlos.

>Übrigens gibt es einen guten Grund, warum in allen Publikationen wie
>z.B. Datenblättern immer ein Oszilloskopbild verwendet wird und nie ein
>Spektrum. Sollte Dir zu denken geben. Ganz abgesehen von den En-Werten
>die in den Datenblättern stehen.

Das ist einfach nur Tradition. Erst das Spektrum zeigt die Feinheiten. 
Einige Hersteller zeigen auch das Spektrum bis 0,1Hz hinunter an.

: Bearbeitet durch User
von Frank (Gast)


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Ulrich H. schrieb:
> Die Rauschspektren sind schon aussgekräftiger als nur die
> Peak-Peak
> Werte. Die Peak to Peak Werte hängen z.B. vom betrachteten Frequenzband
> ab, und die 0,1 Hz - 10 Hz ist nur ein möglicher Bereich, den man eher
> wegen relativ guten Messbarkeit gewählt hat und heute dabei bleibt um
> mit alten Daten vergleichbar zu bleiben. Ohne Wissen über das
> Rauschspektrum lassen sich die Werte nicht einfach auf einen anderen
> Bereich übertragen.
Das ist vollkommen richtig. Der typische Anwendungsfall sind hochgenaue 
Messungen. Dazu braucht man einen AD-Wandler. Um die Enob zu berechnen, 
braucht man den pp-Wert des Rauschens der Spannungsreferenz. Meistens 
liegen diese Wandler bei 0,1-10 Hz. Es gibt auch schnellere Wandler, nur 
ist es da moistens so, daß deren Auflösung dann auch limitiert ist, so 
daß es auf das Rauschen der Spannungsquelle nicht mehr ankommt. Aber 
wenn man irgendwie bei einer anderen Frequenz den Wert wissen will 
braucht man einen Meßverstärker der in diesem Bereich verstärkt um 
diesen pp-Wert zu ermitteln. Wie gesagt, moderne und leistungsfähige 
Spektrumanalysatoren können den pp-Wert auch berechnen in dem sie 
näherungsweise über das Spektrum integrieren. Allerdings ist da ein 
Fehler der Näherung, den es beim Oszilloskop nicht gibt und ich 
bezweifle ich, daß diese rauscharm genug sind. Wie wir ja festgestellt 
haben funktionieren die Spektrumanalysatoren nur im kHz-Bereich und 
darüber. Drunter gibts FFT und da ist es ziemlich mau bei solch 
niedrigen Rauschwerten im Zeitbereich. Oder extreme teuer. Oder eben 
doch ein Exemplar was in diesem Bereich mit Multiplikator arbeitet.

Wie auch immer ich brauche einen möglichst genauen Meßverstärker in 
diesem Bereich um den pp-Wert zu ermitteln. Und den werde ich mir eben 
selber bauen. Vielleicht erweitere ich ihn spatter mal wie Gerhard 
Hoffmann noch für andere Spektren. Aber erst mal will ich den 0,1-10 Hz 
Bereich zum laufen bekommen.

> Die Rauschspektren lassen sich dagegen auch vergleichen wenn der eine
> von 0.001 Hz- 1 Hz und der andere von 0.1 - 1000 Hz gemessen hat. Die
> für die Anwendung später relevanten Frequenzen sind oft auch nicht
> gerade 0.1 - 10 Hz.
Da hilft mir der Spektrumanalysator auch nichts, wenn mein Meßverstärker 
die Bandbreite beschränkt. Klar man kann so einen bauen wie Gerhard 
Hoffmann. Dann kann man den Frequenzbereich auswählen. Aber dann habe 
ich auch einen anderen pp-Wert und somit die selbe Information.

> Signal und Rauschen muss man nicht Unterscheiden. Für einen Verstärker
> zur Rauschmessung ist halt das Rauschen des Testobjektes das Signal. Die
> Stärke des Rauschens pro Frequenzinterval, also das was man beim
> Rauschspektrum bestimmt, hat sogar mit Rauschleistungsdichte einen
> eigenen Namen.
Ja und Vpp ist der gleiche Wert. Das ist die Rauschdichte über den 
betrachteten Frequenzbereich. Also das Integral über das Spektrum.

Für kleine Amplituden (und
> damit für das Rauschen) geht man von einem linearen System aus, und
> damit einer von der Amplitude unabhängigen Impedanz.
Darum geht es mir ja genau, denn das man davon ausgeht ist ja nicht 
richtig, weil das Modell da nicht mehr gilt. Mir ist das aufgefallen, 
als ich bei einem Baustein nämlich zwei Impedanzangaben fand, und deren 
Unterschied war deutlich (10 mal geringere Impedanz bei 1/5 der 
Stromstärke). Sicher hängt der Wert von der jeweiligen Schaltung ab. 
Jedenfalls ist die Verwendung von Rinnen bei einem bestimmten Stromwert 
der praktisch immer groß ggü. unseren Strömen ist alles andere als 
vernachlässigbar.

Diese ganze Diskussion mit Spektren ist aber völlig daneben gelaufen. Es 
ging ja darum, daß der Vpp-Wert des Meßverstärkers das 
Qualitätskriterium  des Meßverstärkers ist. Je weniger desto besser, den 
um so geringeres Rauschen kann ich messen und umso genauer ist mein 
Verstärker.

von Frank (Gast)


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Kai Klaas schrieb:
> Und nein, das hat mit den 10 Sekunden nichts zu tun.
Natürlich. Bei Deinem Spektrumanalysator hast Du auch alle 10 Sekunden 
ein anderes Spektrum. Und welches nimmst Du jetzt? Das ist doch kein 
Problem der Meßmethode.

Auf was willst Du hinaus? Ein Spektrumanalysator existiert nicht. Ich 
habe keinen für diesen Bereich. Und wenn ich einen hätte ware er vmtl. 
nicht genau genug (falls FFT-basiert).

Ich geb ein bißchen Geld aus, hab ein bißchen Spaß beim entwickeln und 
bauen und dann hoffentlich einen tollen Meßverstärker, der genau das 
liefert was ich brauche.

von Kai K. (klaas)


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Mach mal hintereinander mindestens 30 Vp-Einzelmessungen über jeweils 10 
sec und veröffentliche hier die Werte. Verwerfe dabei keinen einzigen 
der Meßwerte! Und dann lass uns darüber diskutieren, welchen Vp-Wert wir 
letztlich als Ergebnis der Messung nehmen.

von Ulrich H. (lurchi)


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Die Spektralanalyse per FFT ist nicht per se ungenauer als klassisch mit 
durchstimmbarem Empfänger. Das sind einfach verschiedene Arten der 
Implementierung, die unterschiedliche Limitierungen habe:
Klassisch geht nicht gut bei niedrigen Frequenzen, weil da die Messzeit 
einfach zu lang wird oder die Auflösung zu klein. Das ist ein 
prinzipielles Limit, weil man auf das Einschwingen des Filters warten 
muss. Vor allem wenn man eine hohe Auflösung haben will wird es zu 
niedrigen Frequenzen einfach unpraktisch. Unter etwa 10 Hz ist klassisch 
fast nicht möglich und wohl ein Grund dass sich das Rauschen im 
Zeitbereich in Datenblatt etabliert hat - einfach weil man das Spektrum 
so schlecht bestimmen konnte

Die FFT analyse geht dagegen nicht so gut bei hohen Frequenzen, weil die 
ADCs dafür nicht so gut sind. Hier ist das Limit mehr ein 
technologisches, und man kann heute auch bis in den GHz Bereich 
Spektralanalyse per FFT machen - ggf. mit etwas weniger Dynamik, dafür 
aber sehr guter Auflösung bei der Frequenz.
Bei niedrigerer Frequenz (so ab 1 MHz) wird man mit der FFT Methode auch 
bei der Dynamik ggf. besser als Klassisch. Da schlägt dann einfach zu 
dass man per FFT alle Frequenzen gleichzeitig misst.

Für die Rauschmessung sind die Anforderungen ohnehin recht gering - da 
reicht oft auch die FFT mit einem 8 Bit DSO schon aus. Auch da hat man 
Schwankungen zwischen einzelnen Durchläufen - allerdings mit sehr 
gutmütiger Verteilung, so dass man einfach mitteln kann. Was man 
spezielle für die Rauschmessung braucht ist eigentlich nur der 
Verstärker, der nicht wesentlich mehr rauscht als das zu untersuchende 
System.

Wenn man selbst für die kleinen Amplituden des Eigenrauschens ein System 
schon nicht mehr als linear betrachten kann, wird es mit der Behandlung 
schwierig - ich wüsste jetzt da auch kein Beispiel wo man daran zweifeln 
muss. Das Modell mit einem Innenwiderstand ist schon richtig - das mit 
der Rauschquelle parallel zur DC Quelle ist dagegen offensichtlich 
falsch, weil in sich inkonsistent. Eine Kleinsignal-Impedanz abhängig 
vom Strom kennt man von Diode - aber: da hängt die Impedanz vom DC 
(Bias) Strom ab, und mit weniger Strom steigt die Impedanz.

Ich fürchte die kleine Impedanz für das Rauschen ist Wunschdenken.

Was sind denn das für ominöse nichtlineare Teile ?

von Frank (Gast)


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Ulrich H. schrieb:
> Für die Rauschmessung sind die Anforderungen ohnehin recht gering - da
> reicht oft auch die FFT mit einem 8 Bit DSO schon aus. Auch da hat man
> Schwankungen zwischen einzelnen Durchläufen - allerdings mit sehr
> gutmütiger Verteilung, so dass man einfach mitteln kann. Was man
> spezielle für die Rauschmessung braucht ist eigentlich nur der
> Verstärker, der nicht wesentlich mehr rauscht als das zu untersuchende
> System.
Die Anforderungen sind sehr hoch. Eine FFT ist nichts anderes als ein 
Signal im Zeitbereich zu digitalisieren (genau wie ein Oszilloskop). An 
diesem Punkt habe ich schon das Gesamtsrauschen gemessen. Es jetzt noch 
mal per FFT in den Frequenzbereich zu übertragen und danach wieder 
fehlerbehaftet integrieren (wegen der nicht infinitesimalen Bandbreite) 
nur um auf einen Wert zu kommen, den man schon längst hat macht doch 
keinen Sinn. Und ist, wie ich schon sagte wegen der nicht fehlerfreien 
Mehrfachtransformation ungenauer.

> Wenn man selbst für die kleinen Amplituden des Eigenrauschens ein System
> schon nicht mehr als linear betrachten kann, wird es mit der Behandlung
> schwierig - ich wüsste jetzt da auch kein Beispiel wo man daran zweifeln
> muss.
Ich bin ja gar nicht im Arbeitspunkt für den der Widerstand gültig ist. 
Der Arbeitspunkt ist z.B. gültig bei 5 mA und 5 Volt. Ich bin aber beim 
Arbeitspunkt 100 pA und 5 Volt. Oder von mir aus ist der Arbeitspunkt 
bei 20 nA und bewege mich da +/-100pA rum, wegen dem Kondensator, aber 
jedenfalls bin ich nicht im angegebenen Arbeitspunkt. Den könnte ich 
zwar herstellen, aber damit verspiele ich ggf. einen Vorteil und handle 
mir mehr Rauschen ein für die Schaltung zur Arbeitspunkteinstellung (ein 
Widerstand, aber der erzeugt ja zusätzliches Rauschen).

> Das Modell mit einem Innenwiderstand ist schon richtig
Ja das Modell ist richtig, aber nur dann, wenn man den Innenwiderstand 
als Funktion von Typ, Frequenz und Strom behandelt. Ihn als einen 
konstanten reelen Wert zu betrachten ist sicher häufig ausreichend. In 
unserem Fall aber sicher nicht. Denn wir haben keinen Widerstand. Der 
Widerstand ist nur eine Abstraktion der komplexen Innenschaltung und 
gilt normalerweise nur für genau ein Paar aus Spannung und Strom. Also 
Innenwiderstand = 0,5 Ohm bei I=3 mA und V=5Volt, so steht es ja auch in 
den Datenblättern. Für die Rauschstrombetrachtung ist das aber nicht 
mehr ausreichend, weil ja I  um zig Zehnerpotenzen davon abweicht. 
Selbst ein Widerstand als Bauelement ist schon über mehrere 
Zehnerpotenzen nicht linear. Wie ist das erst bei einer komplexen 
aktiven Schaltung?

Der Widerstand ist auch kein Widerstand sondern eben eine Impedanz. 
Insofern ist das Verhalten ganz erheblich davon abhängig, ob ich eine 
Spannung oder einen Strom einpräge. Ich habe in beiden Fällen einen 
anderen Innenwiderstand vorliegen.

Nimm mal einen Spannungsregler, der regelt Spannungsänderungen gut und 
hat dabei einen kleinen Innenwiderstand. Bei Stromregelungen ist er 
nicht so gut und hat einen größeren Innnenwiderstand. Entweder man gibt 
zwei Innenwiderstände an oder eine (etwas) kapazitive oder induktive 
Impedanz.

Beim Sschaltregler ist es umgekehrt. Man kann in solchen Fällen das eben 
nicht mehr vernachlässigen und muß die Einzelschaltung betrachten.

Aus dem LD1117 Datenblatt von Philips war das auch gut ersichtlich.

 - das mit
> der Rauschquelle parallel zur DC Quelle ist dagegen offensichtlich
> falsch, weil in sich inkonsistent.
Was wir ja schon längst geklärt haben.

Kai Klaas schrieb:
> Mach mal hintereinander mindestens 30 Vp-Einzelmessungen über jeweils 10
> sec und veröffentliche hier die Werte. Verwerfe dabei keinen einzigen
> der Meßwerte! Und dann lass uns darüber diskutieren, welchen Vp-Wert wir
> letztlich als Ergebnis der Messung nehmen.
Das ist doch vollkommen sinnfrei. Jeder Meßwert ist vollkommen korrekt. 
Jede Messung gibt genau das Gesamtrauschen wieder, das in den jeweiligen 
10 Sekunden aufgetreten ist.

Das ist ungefähr so, als würdest Du mir sagen: "Nimm ein DVM und miß die 
Spannung. Ich spiele dabei am Spannungsregler rum und nun sag mir 
welcher Wert der richtige ist?"
Natürlich ist auch da jeder Meßwert richtig für den Zeitpunkt der 
Messung.

Das was Du mir dauernd sagst hat überhaupt nichts mit der Messung zu 
tun.

Achso und weil Du so ein Spezialist bei Spektren bist und sagst Du 
kannst da alles so leicht ablesen, dann gebe ich Dir mal folgende 
Aufgabe:
Schau Dir das Spektrum von Gerhard Hoffmanns Verstärker an und sag mir 
welches Gesamtrauschen im Bereich von 0,1Hz bis 10 Hz der Verstärker 
kurzgeschlossen hat?

Kannst Du nicht? Ja das Spektrum ist ja so aussagekräftig ...
Falls Du es doch kannst: Bravo! Der Wert interessiert mich schon die 
ganze Zeit, aber da er nur Spektren veröffentlicht hat, kennt den Wert 
niemand.

Jede Messung für seinen Zweck, es gibt gute Gründe warum man 
verschiedene Messgeräte für verschiedene Aufgaben hat.

von eProfi (Gast)


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Frank, ich bitte Dich, einfach mal eine längere kreative Pause zu machen 
und diesen Thread hier den Eingesessenen zu überlassen.

von Kai K. (klaas)


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>> Mach mal hintereinander mindestens 30 Vp-Einzelmessungen über jeweils 10
>> sec und veröffentliche hier die Werte. Verwerfe dabei keinen einzigen
>> der Meßwerte! Und dann lass uns darüber diskutieren, welchen Vp-Wert wir
>> letztlich als Ergebnis der Messung nehmen.
>Das ist doch vollkommen sinnfrei. Jeder Meßwert ist vollkommen korrekt.
>Jede Messung gibt genau das Gesamtrauschen wieder, das in den jeweiligen
>10 Sekunden aufgetreten ist.

Und jetzt wollte ich dir die Hand reichen und einen Schritt auf dich 
zumachen...

Frank, bei allem Respekt, aber du bist ein unglaublicher Vollidiot. Was 
du hier zum besten gibst, ist einfach nur völliger, geistiger Dünnschiß!

von Ulrich H. (lurchi)


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Das mit der Impedanz und linearen Systemen sollte Frank noch einmal 
nachlesen und verstehen, ich gebe es jeden falls auf ihm das zu 
erklären.

von Frank (Gast)


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Kai Klaas schrieb:
>>Das ist doch vollkommen sinnfrei. Jeder Meßwert ist vollkommen korrekt.
>>Jede Messung gibt genau das Gesamtrauschen wieder, das in den jeweiligen
>>10 Sekunden aufgetreten ist.
> Frank, bei allem Respekt, aber du bist ein unglaublicher Vollidiot. Was
> du hier zum besten gibst, ist einfach nur völliger, geistiger Dünnschiß!
Na Du bist ja schnell mit Beleidigungen. Scheint bei Dir immer dann 
anzufangen, wenn Dir die Argumente ausgehen. Gibt's hier eigentlich 
einen Moderator?

Aber mal weg von dem Uninteressanten, wieder hin zu dem interessanten 
Thema, das wir schon die ganze Zeit diskutieren. Das Problem mit Rein.

Rein muß unbedingt so klein wie möglich/nötig gewählt werden. Wir hatten 
das vorher schon komplett diskutiert und gesehen, daß eine 
Parallelschaltung des Widerstandes zu Rquelle und C besteht. Da Rquelle 
immer klein ist (10-100 Milliohm für Spannungsreferenzen), waren hier 
viele der irrigen Ansicht, daß der Widerstand keine Rolle für das 
Eigenrauschen spielt. Das ist aber falsch. Der Widerstand Rein ist der 
bestimmende Parameter, wenn er nicht klein genug ist. Mit einem Rein von 
10 KOhm kann man kein gutes Rauschverhalten des Meßverstärkers bekommen.

Ich glaube Gerhard Hoffmann hat das oben erkannt, als ich dann mal hier 
die Impedanzen der Kondensatoren mit Integration ausgerechnet hatte. Die 
liegen zusätzlich in Reihe zur Quelle, so daß das Rauschen von und an 
Rein problematisch wird.

Der Rauschwert des Meßverstärkers von Gerhard Hoffmann ist deshalb bei 
einer tatsächlichen Messung (Rein also nicht kurzgeschlossen) um einiges 
höher als es sein ansonsten exzellenter Verstärker hergeben würde.

Er hat Rein mit 10 KOhm viel zu hoch gewählt.
@Gerhard Hoffmann:
Mein Tipp: Anstatt die Kondensatoren zu schalten für 10 Hz und 0,1 Hz 
solltest Du den Schalter umstöpseln, so daß Du einen Widerstand 
umschaltest. Dann kannst Du immer mit den großen Kondensatoren arbeiten 
und kannst dann für 10 Hz einen 100 mal kleineren Widerstand verwenden 
(also 100 Ohm statt 10 KOhm). Das reduziert das Eigenrauschen Deines 
Verstärkers dann um den Faktor 100 im ganzen Frequenzbereich ab 10 Hz. 
Für die niedrigen Frequenzen bräuchtest Du allerdings mehr Kapazität. 
Allerdings kannst Du mit dieser kleinen Änderung, Deinen Verstärker 
stark verbessern für Messungen ab 10 Hz und ohne Schaltungsänderung oder 
zusätzliche Kosten. Da Dein Verstärker so gut ist müßtest Du mit Rein 
sehr tief runter, bis auf 10 Ohm würde ich schätzen um das Potential 
voll auszuschöpfen. Mich würde interessieren, was bei Dir rauskommt, 
wenn Du für die Messung des Eigenrauschens statt den Schalter auf 
Kurzschluß zu legen den Eingang kurzschließt (also vor dem Kondensator). 
Ich befürchte das Ergebnis wird Dich nicht wirklich erfreuen, nach der 
Mühe mit dem Verstärker. Ich hatte zwar vorher "Entwarnung" gegeben, 
aber das war glaub ich bevor ich die Kondensatorimpedanzen integriert 
hatte.

Ich habe dazu Simulationen gemacht siehe Anlagen. Der Rauschwert eines 
Meßverstärkers ist direkt proportional zu Rein. Damit z.B. Rein = 1 
KOhm, Rauschwert = 100 nVpp. Rein = 10 KOhm -> Rauschwert = 1000 nVpp, 
Rein = 100 KOhm -> Rauschwert = 10 uVpp. Allerdings gibt es natürlich 
eine untere Schwelle, wenn man in die Nähe des Eigenrauschens des 
Verstärkers kommt. Dann kann man natürlich nicht das Rauschen des 
Verstärkers selbst verringern und in diesem Bereich ist der Gewinn durch 
Verringerung von Rein dann nicht mehr linear sondern polynomial 
(~Wurzel(R)).

Bei der Schaltung von Anja ist alles ok, sie verwendet bereits einen 
10-fach niedrigeren Widerstand. Da sie den LT1037 (~7 nV/(Wurzel(Hz)) 
verwendet, der stärker rauscht als der LT1028 (~3,5 nV/(Wurzel(Hz)) 
liegt sie mit dem Rein von 1 KOhm richtig, weil die Schaltung da bereits 
durch den LT1037 limitiert wird. Mit Rein=10 KOhm hätte sie ein 4 * 
höheres Eigenrauschen, darüber geht es praktisch linear weiter (Rein=100 
KOhm -> 40 * höher).

Das bringt mich auch wieder zu AN124. Ich vermute es ist da so gelaufen: 
Jim Williams hat sich eine Lösung für das Problem überlegt. Da es um 
Rauschen geht, hat er einen sehr rauscharmen Verstärker gebaut (nehmen 
wir mal an), dann hat er ja geschrieben, daß er mit Elkos gearbeitet 
hat. Um den Verstärker auszunutzen hätte er einen kleinen Rein und viel 
Kapazität gebraucht. Jetzt hatte er wohl das Problem mit den Elkos und 
ist auf Tantal gewechselt. Da gibt es keine so großen und er war so 
gezwungen einen großen Rein von 1,2 KOhm hinzunehmen, mit entsprechend 
schlechtem Ergebnis (160 nVpp). Vielleicht gab es damals keine günstigen 
Folienkondensatoren? Die wären heute natürlich billiger als der Tantal. 
Der aufwendige Verstärker ist aber dann natürlich Overkill gewesen. 
Alles unter der Annahme, der Verstärker ist tatsächlich gut, was 
allerdings wegen den JFETs andererseits fragwürdig ist. Das würde 
bedeuten, daß man den Wert von AN124 mit kleinerem Rein ebenfalls 
verbessern könnte.
Hat jemand AN124 nachgebaut? Dann wäre es interessant zu sehen, wie gut 
der Verstärker tatsächlich ist. Irgendjemand hat doch eine 
Spice-Simulation davon gemacht. Derjenige sollte mal verschiede niedrige 
Rein testen (bis runter auf 10 Ohm). Sollte dieser Verstärker den LT1028 
übertreffen wäre der AN124-Verstärker doch wieder interessant (natürlich 
mit kleinem Rein) und die Schaltung von Jim Williams nicht vollkommen 
nutzlos.

eProfi schrieb:
> Frank, ich bitte Dich, einfach mal eine längere kreative Pause zu machen
> und diesen Thread hier den Eingesessenen zu überlassen.
Es ist gut, wenn mal jemand das ganze Problem durchdenkt und 
durchrechnet. Da haben alle was davon, auch die "Eingesessenen". Jeder 
lernt vom anderen, das ist der Sinn eines solchen Forums. In diesem 
Sinne ist Dein Beitrag dem Zweck dieses Forums abträglich.

Mit meinem Verstärker bin ich jetzt fertig. Ich komme in der Simulation 
auf ~20 nVpp dank Rein = 100 Ohm und LT1028. Werde nachher die Bauteile 
bestellen und dann in Folge sehen was er in der Realität bringt.

Nochmal Danke @Anja für Schaltertip, Formierungshinweise, Schaltung und 
Meßwerte und @Gerhard Hoffmann für den Parallelschaltungstip, Schaltplan 
und Ergebnisse und @Cyan für die Schaltungserläuterungen nebst 
Schaltplan.

Weiß jemand wie man bei LTSpice über ein Spektrum integrieren kann? 
Leider gibt LTSpice bei der Rauschanalyse nur das Spektrum aus (siehe 
Anlage) und nicht den Wert für das Gesamtrauschen. Oder gibt es in der 
Rauschanalyse dafür eine Option? Es ist mit dem Spektrum nämlich äußerst 
mühselig und ungenau auf das Gesamtrauschen zu kommen (deshalb alle 
Werte hier mit ~ versehen).

von thomas s (Gast)


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In meiner 3 OP-Schaltung kommt bzgl. des Rauschens mit LT1028 und der 
AN-124-Schaltung mit FET ungefähr das gleiche Ergebnis.

Was JW wusste und du möglicherweise noch nicht: Der LT1028 hat noch 
einen störenden Rauschpol bei 175 kHz und nimmt bis zu 300 mW. Letzeres 
macht ihn recht empfindlich bezüglich thermischen Verhaltens, welches 
leicht als niederefrequenter Rauscheffekt interpretiert werden kann. Der 
unglaublich hohe Biasstrom von 180 nA versaut einem die DC-Messqualität. 
Kurz und gut: Das Ding ist eingeschränkt tauglich. Dass LT das nicht 
schwarz auf weiß druckt, verwundert nicht.

Wenn man die Daten der einschlägigen OPs durchgeht, ist das Produkt aus 
Eingangsstrom und Rauschen so ungefähr konstant. Viel Eingangssstrom = 
wenig Rauschen, wenig Eingangsstrom = viel Rauschen.

Was liegt näher, als für AN-124 mit Choppern und FETs einen Ausweg aus 
dem Dilemma zu finden, was JW schon viel früher machte, wie ich viel 
weiter oben aufführte. Insofern hat er eine altbewährte Schaltung 
herangezogen (Die er vielleicht sogar noch herumliegen hatte). Dass JW 
nicht auf die Produkte des Wettbewerbs zurückgreift, dürfte verständlich 
sein. Die Schaltung als nutzlos zu bezeichen, halte ich für einigermaßen 
voreilig, um das mal höflich zu formulieren.

Die bisher aufgestellen länglichen Thesen und Behauptungen sind alles 
hilflose theoretische Nebelwerferei und nicht mal richtig. Setze deinen 
niederohmigen Eingangswiderstand konsequent auf Null und schon hast du 
fantastische Ergebnisse.

Glaube den Datenblättern nicht alles und probiere es einfach aus. Deine 
Theorie kannst du dir dann immer noch passend zurechtschustern.

von Abdul K. (ehydra) Benutzerseite


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Ich denke auch, JW hat eine alte Schaltung entsprechend umgebaut. Das 
paßt zu ihm wenn man so sein Labor betrachtet.

Den RMS-Wert kann man in LTspice mit crtl und gleichzeitig click auf die 
Variable im Plot berechnen lassen bei noise-Analyse.

von Frank (Gast)


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Abdul K. schrieb:
> Ich denke auch, JW hat eine alte Schaltung entsprechend umgebaut.
> Das
> paßt zu ihm wenn man so sein Labor betrachtet.
>
> Den RMS-Wert kann man in LTspice mit crtl und gleichzeitig click auf die
> Variable im Plot berechnen lassen bei noise-Analyse.
Super Danke Dir, von dem RMS-Wert kann man ja leicht auf den pp-Wert 
kommen.

Ich weiß jetzt auch den Grund für die Ergebnisse mit LTSpice und Rein. 
Die Vorstellung mit der Parallelschaltung ist nämlich fehlerhaft und das 
erklärt auch, warum der Effekt viel drastischer ist, als es die 
berechneten Xc ergaben. Denn wir haben ja nicht Xc sonden einen Hochpass 
mit Zcr. Der Eingangshochpass entspricht unserem Meßbereich und läßt die 
Eingangssignale super durch.

Das Spannungsrauschen von Rein und das Stromrauschen des OPV an Rein 
wird aber nicht einfach auf den niedrigen Quellwiderstand übertragen. 
Weil der Quellwiderstand nun niedrig ist, ist die Grenzfrequenz des 
Hochpassfilters CRquelle nun höher und damit die Impedanz drastisch 
höher. Somit wird weniger Rauschstrom abgeleitet und das 
Spannungsrauschen sieht nun einen hohen Teilungswiderstand. Damit fällt 
das allermeiste an Rein an. Deshalb ist dessen Größe entscheidend.

Die Impedanz in Übertragungsrichtung ist klein, die Impedanz in 
Rückwirkungsrichtung groß. Was prinzipiell gut ist, man will ja die zu 
messende Schaltung nicht sonderlich stören. Im Bezug auf das 
Eingangsrauschen des Eingangsverstärkers ist dies aber ungünstig, sofern 
Rein nicht klein genug gewählt wurde.

von Abdul K. (ehydra) Benutzerseite


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Frank schrieb:
> Super Danke Dir, von dem RMS-Wert kann man ja leicht auf den pp-Wert
> kommen.
>

Nein, und genau das ist dein Problem! Diese Umrechnung hängt von der 
Verteilung ab.

von Ulrich H. (lurchi)


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Immerhin hat Frank jetzt erkannt, dass er von einem Quellwiderstand 
ausgeht - schon ein Fortschritt. Damit der LT1028 passt sollte der 
Quellwiderstand auch recht klein sein - wobei es je nach Ref. Quelle 
auch in den Ohm Bereich gehen kann.

Bei der Wirkung von R_ein sollte Frank aber noch einmal nachlesen 
(weiter oben im Thread) oder einfach mal die Simulation anschauen. 
LTSpice macht es da schon richtig. Ein großer Wert von R_ein ist aber 
auch nur sinnvoll, wenn man sich von einer festen Grenzfrequenz für den 
Eingang verabschiedet. Man muss dabei dann unterscheiden zwischen 
weniger Rauschen wegen der Reduzierten Bandbreite und weniger Rauschen 
wegen wirklich reduzierter Rauschleistungsdichte. Für den Vergleich 
sollte man also die Größe des Kondensators und R_ein als unabhängig 
betrachten, und dann kommt raus das ein möglichst großer Wert für Rein 
das geringste Rauschen bringt.

Um das 0.1 ... 10 Hz Rauschen zu messen, sollte die Grenzfrequenz bei 
der AC Kopplung aber sowieso deutlich unter 0.1 Hz liegen, sonst 
reduziert man damit bereits das Rauschen der Quelle um 3 dB bei 0.1 Hz. 
Bei der Messung über eine 10 Sekunden Zeitfenster kommt die untere 0,1 
Hz Grenze bereits durch das Zeitfenster. Ein zusätzlicher analoger 
Hochpass bei 0,1 Hz verfälscht also das Ergebnis, bzw. man bekommt eine 
andere untere Grenzfrequenz von vielleicht 0.15 Hz. Das es da dann 
weniger rauscht ist natürlich klar. Die Frage ob mit oder ohne analoge 
Filterung vor dem Zeitfenster wird wohl auch von den HL Herstellern 
nicht einheitlich gehandhabt auch da wird zum Teil der Filter genutzt um 
einen besser aussehenden (aber unehrlichen) Wert zu bekommen.

von Renoiser (Gast)


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Ist aber plötzlich ruhig hier geworden.

Ulrich H. schrieb:
> Bei der Messung über ein 10 Sekunden Zeitfenster kommt die untere 0,1
> Hz Grenze bereits durch das Zeitfenster. Ein zusätzlicher analoger
> Hochpass bei 0,1 Hz verfälscht also das Ergebnis, bzw. man bekommt eine
> andere untere Grenzfrequenz von vielleicht 0.15 Hz. Das es da dann
> weniger rauscht ist natürlich klar.

Das Zeitfenster verfälscht die Grenzfrequenz? Da würde ich doch 
intervenieren. Bei einem hinreichend schnellem Scope mit großen 
Bildwiederholraten (z.B. 100.000wfps) und geringer Totzeit zwischen zwei 
Messungen, wie das bei praktisch allen schnellen analogen Scopes und 
modernen DSOs der Fall ist verändert sich die Grenzfrequenz durch das 
Zeitfenster faktisch nicht, da hier X µs oder ns zwischen zwei Messungen 
dem 10s Zeitfenster gegenüberstehen, das fällt praktisch nicht ins 
Gewicht.

von Kai K. (klaas)


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>Das Zeitfenster verfälscht die Grenzfrequenz? Da würde ich doch
>intervenieren.

Ein endliches Zeitfenster bei der Messung wirkt wie ein Hochpaß. Das ist 
ein theoretisches Limit und hat nichts mit der Güte der Messung oder des 
Meßgeräts zu tun.

Oft ist ein 10sec-Zeitfenster übrigens der einzige Hochpass in einer 
0,1...10Hz Noise-Messung, wie beispielsweise im Datenblatt des LTC1250 
zu sehen.

: Bearbeitet durch User
von Frank (Gast)


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Ulrich H. schrieb:
> Immerhin hat Frank jetzt erkannt, dass er von einem Quellwiderstand
> ausgeht - schon ein Fortschritt.
Nein, der Quellwiderstand (der Quelle) ist vernachlässigbar, denn 
bestimmend für das Rauschen des Eingangsverstärkers ist der Rein vom 
Hochpassfilter.

Dieser ist zwar parallel zu einem weiteren Hochpassfilter (aus C und 
Rquelle), aber dessen Grenzfrequenz ist zu groß so daß man praktisch im 
betrachteten Frequenzbereich die Parallelschaltung vernachlässigen kann.

Darüber hinaus betragen die Quellwiderstände zwischen ca. 25 Mikroohm 
bei Bandabstandsreferenzen (LTC6655 aus AN124) und ca. 0,5-20 Milliohm 
bei Z-Referenzen (LTZ1000, LM199). Sie sind also sehr gering und ergeben 
eine hohe Grenzfrequenz. Sie sind sogar so gering, daß der 
Bahnwiderstand einer Leiterplatte oder ein Kabel ausschlaggebender sind, 
als der Quellwiderstand.

> Bei der Wirkung von R_ein sollte Frank aber noch einmal nachlesen
> (weiter oben im Thread)
In meinem Beitrag? Bis jetzt bin ich der einzige, der die Wirkung von 
Rein richtig beschrieben hat. Und auch gemessen mit LTSpice, wie in 
meinem Beitrag oben zu entnehmen.

> oder einfach mal die Simulation anschauen.
> LTSpice macht es da schon richtig.
Ja LTSpice macht es schon richtig, aber Du hast offensichtlich meinen 
Beitrag mit meinen LTSpice-Messungen nicht ganz gelesen. Das Rauschen 
ist nahezu linear von Rein abhängig. Also 10 mal so großer Rein = 10 mal 
so viel Rauschen. In der Nähe des Eigenrauschens des OPV ist es 
natürlich nicht mehr linear, denn das Eigenrauschen des OPV ist ja 
konstant. Also unter das Eigenrauschen des OPV kann man natürlich nicht 
mit weiterer Verkleinerung von Rein kommen.

> Um das 0.1 ... 10 Hz Rauschen zu messen, sollte die Grenzfrequenz bei
> der AC Kopplung aber sowieso deutlich unter 0.1 Hz liegen, sonst
> reduziert man damit bereits das Rauschen der Quelle um 3 dB bei 0.1 Hz.
Ja, aber das macht ja hier auch jede Schaltung bis auf die von Jim 
Williams in AN124. In AN124 ist die Grenzfrequenz des Hochpasses 
tatsächlich 0,102 Hz. In der Schaltung von Anja ist sie ~0,05 Hz, bei 
meiner LTSpice Rauschmessung zu Rein ist sie 0,034 Hz. Und bei meinem 
Prototypen (s.u.) beträgt sie ebenfalls 0,034 Hz. Trotzdem der Hochpass 
bestimmt in allen Fällen nicht die Charakteristik, denn dahinter sind 
immer Frequenzfilter geschaltet für die beiden Grenzfrequenzen 0,1 Hz 
und 10 Hz.

> Bei der Messung über eine 10 Sekunden Zeitfenster kommt die untere 0,1
> Hz Grenze bereits durch das Zeitfenster.
Es gibt zwar eine Art zusätzliche Filterung durch das Zeitfenster des 
Oszilloskops, dessen Grenzfrequenz liegt aber noch unterhalb des 
Tiefpasses. Wäre mal interessant diese zu berechnen, in Abhängigkeit der 
Div. Mein Oszilloskop hat z.B. mit 14 Div (=14s) mehr als üblich (8 oder 
10).

> Ein zusätzlicher analoger
> Hochpass bei 0,1 Hz verfälscht also das Ergebnis, bzw. man bekommt eine
> andere untere Grenzfrequenz von vielleicht 0.15 Hz.
Wie ich schon in einem meiner ersten Beiträge hier schrieb ist es so, 
daß die Meßweise der Hersteller mit -3dB Filtern erfolgt, die außerdem 
wenig scharf sind. Deshalb muß man jeden Meßwert in Bezug zur 
Filtercharakteristik setzen. Von einer Verfälschung der Messung kann man 
nicht sprechen. Wichtig ist auch gar nicht der erste Hochpassfilter, 
dessen Aufgabe es lediglich ist, den DC-Anteil abzublocken, sondern der 
nach dem Verstärker folgende eigentliche Filter.

> Das es da dann
> weniger rauscht ist natürlich klar. Die Frage ob mit oder ohne analoge
> Filterung vor dem Zeitfenster wird wohl auch von den HL Herstellern
> nicht einheitlich gehandhabt auch da wird zum Teil der Filter genutzt um
> einen besser aussehenden (aber unehrlichen) Wert zu bekommen.
Im Gegenteil. Die Halbleiterhersteller sind da einheitlich. Und sie 
verwenden sehr schlechte Filter, da fließt so einiges zwischen 0,01 Hz 
und 100 Hz rein. Die Filter haben zwar an den Grenzen -3dB, fallen aber 
nur sehr langsam ab.

So jetzt zu meinem neuen Prototypen:

Aufgebaut ist er auf einem Steckbrett, gespeist von meinem Labornetzteil 
mit +/-15 Volt. Abblockkondensatoren habe ich keine verwendet, sind in 
diesem Frequenzbereich nicht ganz so wichtig.

Vorverstärker ist ein OP37. Der Hochpass ist ein Panasonic 4700 
Mikrofarad + 1 KOhm Widerstand. Nachverstärker und Filter ist exakt wie 
bei der Hersteller-Rauschmeßschaltung, für den Filter ist ein OP07 mit 
Verstärkung von 1000 im Einsatz. Insgesamt verstärkt die Schaltung 
1000*1000 = 10^6. Somit 1 mV Ausgang = 1nV Rauschen am Eingang.

Anbei die Oszilloskopbilder, einmal die Schaltung stromlos 
(unpowered_noise).
Dann nur der Verstärker ohne Hochpassfilter und 10 Ohm Rauschquelle am 
Eingang (amp_filter_noise). = Herstellermeßschaltung
dann einmal mit Hochpassfilter wie oben beschrieben mit 0,034 Hz 
(highpass_noise).

Dafür das es nur auf dem Steckbrett aufgebaut ist, mit den 14 Div meines 
Oszilloskops und mit recht limitierten Bauteilen, sind die Ergebnisse 
schon recht gut mit ca. 124 nVpp.

Auf meine richtigen Bauteile (LT1028, 47000 Mikrofarad Kondensator, 
u.s.w) warte ich noch, die sind noch nicht da. Dann werde ich erneut 
messen.

Beim Einschalten muß man einige Minuten warten, bis die OPVs warm sind 
und mMn vor allem die Thermospannungen der Steckbrettkontakte 
eingependelt haben. In den ersten Minuten ist das Rauschen deutlich 
höher. Und eine Lichtschalterbetätigung katapultiert den Rauschwert 
ebenfalls in ungeahnte Höhen :-)

von Frank (Gast)


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Natürlich war der 1 KOhm Widerstand zu hoch. Ich habe jetzt Elkos 
parallelgeschaltet und den Widerstand Rein auf 100 Ohm gesetzt.

Jetzt habe ich zwischen 76 und 88 nVpp Eigenrauschen des kompletten 
Meßverstärkers mit Hochpassfilter.

Anbei drei verschiedene Ergebnisse.

Da dies das bisher rauschärmste Ergebnis ist, frage ich mich schon wofür 
die Batterieversorgung der Schaltung gut sein soll. Wie gesagt meine 
Schaltung wird durch das Netzteil versorgt. Wenn ich mal überschlage, 
dann hat die Brummspannung eines Netzteils vielleicht 1 mVpp, das macht 
dann mit 120+ dB PSRR der OPVs irgendwas im Picovoltbereich (1 pVpp). 
Ich habe das zuvor schon mit LTSpice simuliert (eine Brummspannung von 
100 mV(!) auf die Versorgungsleitungen aufgelegt), aber das hatte 
keinerlei Effekt. Ich dachte schon eventuell habe ich das falsch 
simuliert, aber mit diesem Prototyp ist das auch bestätigt worden. Ich 
werde also ein Netzteil für meinen Meßverstärker verwenden.

Die Ergebnisse sind zwar nicht superstabil - ich muß mich anstrengen 
nicht zu atmen und mich nicht zu bewegen, sonst habe ich einen 
Ausreißer. Allein die Bewegung auf die Bildschirmdrucktaste macht die 
nächste Messung kaputt. Aber wenn ich das auf Platine in ein Gehäuse 
baue, sollte das weg sein.

Selbst bei dem OP37 kann ich mit weniger als 1 KOhm mehr rausholen. Gut 
jetzt geht natürlich nichts mehr, weil wir schon fast beim Grundrauschen 
des OP37 angekommen sind. Für weniger brauche ich jetzt einen noch 
rauschärmeren OPV oder Parallelschaltung der OPVs.

von Ulrich H. (lurchi)


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Das geringere Rauschen kommt vom parallel schalten der Elkos, nicht vom 
kleineren Widerstand. Das Rauschen vom Widerstand ist mit 1 K und auch 
noch 100 Ohm vernachlässigbar, weil der Elko (mit der niederohmigen 
Quelle in Reihe) dazu parallel liegt. Sofern man den Kondensator gleich 
lässt sollte es mit dem 100 Ohm Widerstand sogar minimal mehr Rauschen, 
aber kaum messbar. Dem Überlagert ist ggf. schon eine leichte Abnahme 
der Verstärkung mit dem kleineren Widerstand.

Die gemessenen ca. 80 nV_pp passen ganz gut zu den typischen 90 nV_pp 
die für den OP37 im Datenblatt stehen.
Es ist schon ein kleines Wunder auf dem Steckbrett, ohne thermische 
Schirmung so gut zu werden - das hätte ich nicht erwartet.

Die Versorgung per Batterie wählt man weniger wegen des Rest-brummens / 
Rippel auf der Versorgung (das lässt sich leicht filtern, ausregeln), 
sondern vor allem wegen Gleichtaktstörungen, also etwa der kapazitiven 
Kopplung über den Trafo. Dadurch können Ausgleichsströme fließen, die 
dann über Kabelwiderständen und ähnliches Störspannungen rein bringen 
können. Direkt am Verstärker will man auch eher keinen Trafo haben, 
wegen magnetischer Störfelder - dann also eher ein Steckernetzteil (mit 
50 Hz Trafo) und Vorsicht beim Verbinden / Anschließen.

von Name H. (hacky)


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A propos Netzteil. Es gibt faelle da kann man's nicht umgehen. Ein 
Kollege von mit hat da etwas Entwicklung investiert. Die kapazitive 
Kopplung ueber den Trafo kriegt man weg. Im Wesentlich geht es um 
Schirmung. Um die Primaerwicklung (eines Ringkern) kommt eine 
Folienschirm Wicklung. Diese Wicklung hat 2 Enden. Darueber kommt ein 
Pot von 1 Megaohm. Der Mittelabgriff kommt an Erde. Dann kommt nochmals 
eine Folienschirm Wicklung. Dort nochmals ein 1 Megaohm Pot ueber die 
Windung. Dieser Mittelabgriff kommt an GND. Die Kapazitive Kopplung kann 
nun durch einstellen der Pots und gleichzeitiger Messung des Stoms auf 
Null Abgegleichen werden. Aussendrauf kommt nun die Sekundaer Wicklung.

von Christian L. (cyan)


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Frank schrieb:
>> Bei der Wirkung von R_ein sollte Frank aber noch einmal nachlesen
>> (weiter oben im Thread)
> In meinem Beitrag? Bis jetzt bin ich der einzige, der die Wirkung von
> Rein richtig beschrieben hat. Und auch gemessen mit LTSpice, wie in
> meinem Beitrag oben zu entnehmen.

Nein, du bist der einzige, der bis heute die Zusammenhänge nicht 
begriffen hat. Der Quellwiderstand hat auf jeden Fall einen Einfluss auf 
das Rauschen. Siehe auch die angehängte Simulation. Den dort gezeigten 
Einfluss leugnest du die ganze Zeit.

von Kai K. (klaas)


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>Darüber hinaus betragen die Quellwiderstände zwischen ca. 25 Mikroohm
>bei Bandabstandsreferenzen (LTC6655 aus AN124) und ca. 0,5-20 Milliohm
>bei Z-Referenzen (LTZ1000, LM199).

Aus den Datenblättern lese ich bei 10Hz folgende Quellimpedanzen ab: 
20mR für den LTC6655 und 0,6R für den LM199. Es gibt aber auch 
Referenzen mit deutlich größeren Quellimpedanzen: Der LT1461 bringt es 
bei 10Hz auf 8R.

>Nein, der Quellwiderstand (der Quelle) ist vernachlässigbar, denn
>bestimmend für das Rauschen des Eingangsverstärkers ist der Rein vom
>Hochpassfilter.

Wenn man den Cap des Hochpasses als Kurzschluß betrachtet, was für hohe 
Frequenzen der Fall ist, dann liegt rauschtechnisch Rein parallel zur 
Quellimpedanz. Wird Spannungsanpassung gewählt, ist Rein immer erheblich 
größer als die Quellimpedanz und die resultierende Parallelimpedanz 
entspricht immer der Quellimpedanz. Diese stellt daher immer das 
theoretische Rauschminimum dar.

Wenn man jetzt beim Hochpass den Cap nicht beliebig groß machen will, 
ist man gewzungen, Rein größer zu wählen als notwendig. Aber rauschmäßig 
ist trotzdem immer noch nur der Cap relevant, weil dessen Impedanz nun 
zur Quellimpddanz in Reihe liegt. Rein spielt dabei überhaupt keine 
Rolle, lediglich über den Umweg, daß die gewählte Kapazität wegen der 
gewünschten Zeitkonstante ein gewisses Rein erfordert. Rauschmäßig 
bildet nun die Serienimpedanz vom Hochpaß-Cap und der Quellimpedanz des 
Meßobjekts das theoretische Rauschlimit. Erst im Bereich der 
Grenzfrequenz des Hochpasses kommt Rein mit seiner Parallelimpedanz 
unterstüzend zur Hilfe, und bewirkt, daß die Gesamtquellimpedanz nicht 
ins Uferlose steigt.

>Wenn ich mal überschlage, dann hat die Brummspannung eines Netzteils
>vielleicht 1 mVpp, das macht dann mit 120+ dB PSRR der OPVs irgendwas im
>Picovoltbereich (1 pVpp).

120dB entspricht einem Faktor von 1 Million. Das wären dann bei 1mVpp 
eine auf den Eingang bezogene Störspannung von 1nVpp. Dann ist zu 
berücksichtigen, daß 120dB nur ein typischer Wert ist und es bei 
Frequenzen über 10Hz schon zu einem Abfall der PSRR mit 20dB pro Dekade 
kommt. Mit einem bißchen Pech hat man dann nur noch um die 80...90dB. 
80dB würden 100nVpp entsprechen, was dann schon im Bereich des 
Eigenrauschens liegt.

Und bei einer Schaltung wie in der AN124 kommt zusätzlich verschärfend 
hinzu, daß dort eine JFET-Differenzverstärkerstufe am Eingang gespeist 
werden muß, die keine annähernd so gute PSRR aufweist wie ein 
hochwertiger OPamp.

>Ich habe das zuvor schon mit LTSpice simuliert (eine Brummspannung von
>100 mV(!) auf die Versorgungsleitungen aufgelegt), aber das hatte
>keinerlei Effekt.

Weil das meines Wissens garnicht modelliert wird.

>Ulrich:
>Das geringere Rauschen kommt vom parallel schalten der Elkos, nicht vom
>kleineren Widerstand.

Genau so ist es, weil dadurch die rauschrelevante Quellimpedanz 
verkleinert wird. Rein hat darauf nur einen indirekten Einfluß.

>Christian:
>Nein, du bist der einzige, der bis heute die Zusammenhänge nicht
>begriffen hat. Der Quellwiderstand hat auf jeden Fall einen Einfluss auf
>das Rauschen. Siehe auch die angehängte Simulation. Den dort gezeigten
>Einfluss leugnest du die ganze Zeit.

Ja, es ist hoffnungslos. Ich schreibe meine Zeilen hier auch nur noch 
für interessierte Mitleser und nicht für der TE.

: Bearbeitet durch User
von Frank (Gast)


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Ulrich H. schrieb:
> Das geringere Rauschen kommt vom parallel schalten der Elkos, nicht vom
> kleineren Widerstand. Das Rauschen vom Widerstand ist mit 1 K und auch
> noch 100 Ohm vernachlässigbar, weil der Elko (mit der niederohmigen
> Quelle in Reihe) dazu parallel liegt.
Ich habe doch schon erklärt warum das nichts/wenig bringt. Die 
Grenzfrequenz dieses parallel zu Rein liegenden Hochpasses ist weit 
überhalb von 10 Hz und deshalb gibt es im Bereich von 10 Hz und darunter 
keine nennenswerte Reduktion des Widerstandsrauschens und des 
Rauschstromes des OPV, weil der Hochpassfilter hochohmig ist. Und zwar 
umso hochohmiger je geringer Rquelle. Ich habe es erklärt, berechnet, 
simuliert und nun in der Schaltung nachgewiesen. Wäre ja auch komisch 
wenn es anders wäre.

> Sofern man den Kondensator gleich
> lässt sollte es mit dem 100 Ohm Widerstand sogar minimal mehr Rauschen,
Ein 100 Ohm Widerstand rausch immer weniger als ein 1 KOhm Widerstand, 
ist doch klar. Darüber hinaus erhöhst Du die Grenzfrequenz des 
Hochpasses. Es gibt also zwei Effekte die dazu führen, daß das Rauschen 
geringer wird, bei gleicher Kapazität.

> Die gemessenen ca. 80 nV_pp passen ganz gut zu den typischen 90 nV_pp
> die für den OP37 im Datenblatt stehen.
> Es ist schon ein kleines Wunder auf dem Steckbrett, ohne thermische
> Schirmung so gut zu werden - das hätte ich nicht erwartet.
Ja das hat mich auch gewundert, allerdings mit einem Blech darüber, 
nicht bewegen, nicht atmen.

> Die Versorgung per Batterie wählt man weniger wegen des Rest-brummens /
> Rippel auf der Versorgung (das lässt sich leicht filtern, ausregeln),
> sondern vor allem wegen Gleichtaktstörungen, also etwa der kapazitiven
> Kopplung über den Trafo. Dadurch können Ausgleichsströme fließen, die
> dann über Kabelwiderständen und ähnliches Störspannungen rein bringen
> können.
Abgesehen davon, daß ich nicht genau weiß was Du meinst, gibt es keinen 
derartigen Effekt. Das ist auch wieder so ein Mist von AN124, der völlig 
daneben ist. Da steht nämlich so was ähnliches drinnen. Das ist aber 
nicht richtig. Der Transformator trennt ja, so daß man potentialfrei 
ist. Damit kann ich mich überall dranhängen ohne Potentialausgleich. 
Dafür kann man Batterien nehmen oder eben einen Transformator. Man darf 
GND vom Netzteil natürlich nicht auf Schutzerde legen, das ist alles.

Okay, nun mal zu den minimalistischen Effekten dabei. Du meinst, wenn 
ich jetzt eine konkrete Schaltung vermesse, koppele ich beide GNDs, also 
Meßverstärker und zu testende Schaltung. Da zumindest der Meßverstärker 
erdfrei ist kann er sich dem Potential der zu messenden Schaltung 
anpassen. So wie könnte nun ein störender Ausgleichsstrom fließen? Du 
meintest die Transformatorkapazität. Mit was eigentlich? Mit der 
Primärspule oder einer Schutzwicklung an Erdpotential. Letzteres dürfte 
der Trafo wohl kaum haben, wozu auch, bzw. man wählt einfach einen ohne, 
was ja nicht schwer ist. Bleibt also noch die kapazitive Kopplung zur 
Primärseite. Allerdings ist auch unser GND gar nicht am Trafo 
angeschlossen. Der kapazitiven Kopplung steht außerdem die inductive 
entgegen. Also ich seh da nix (meßbares).

Im Gegenteil. Das was in AN124 steht ist gefährlich. Denn die Probleme 
mit Störungen ein Einstreuungen auf GND gibt es bei Batterien ganz 
genauso. So was kompensiert man mit Abblockkondensatoren an Störern.

Aber was haben wir bei unserem Meßverstärker? Langsam arbeitende OPVs 
mit Nanospannungen und minimalistischen Strömen.

Ich habe das auf dem Steckbrett aufgebaut (gut das hat je 2 pF für 
benachbarte Reihen und etwas mehr für die längeren Stromreihen) und 
absichtlich keine (zusätzlichen) Abblockkondensatoren verwendet. Ich 
hatte zunächst erwartet, daß es nicht reicht. Aber es reichte schon.

Gut, habe noch keine geerdete Schaltung vermessen, aber ich kann mir da 
nichts vorstellen. Bzw. nein mein GND war sogar geerdet auf Schutzerde, 
weil das Oszilloskop ja geerdet ist. Und ich hatte keine Probleme, 
zumindest nicht bzgl. des Oszilloskops, also dem Erdanschluß. Alle meine 
Probleme waren - mit Ausnahme des Lichtschalters - eher thermischer 
Natur behaupte ich.

Natürlich dürfen nicht gleichzeitig Meßverstärker und zu vermessende 
Schaltung auf Schutzerde liegen, dann fließen wirklich Ausgleichsströme 
und das in ganz anderen Größenordnungen. Das bekommt man 
schaltungstechnisch dann auch kaum behoben.

> Direkt am Verstärker will man auch eher keinen Trafo haben,
> wegen magnetischer Störfelder - dann also eher ein Steckernetzteil (mit
> 50 Hz Trafo) und Vorsicht beim Verbinden / Anschließen.
Ja völlig richtig. Ich werde das Netzteil in ein zweites Gehäuse 
auslagern.
Man könnte zwar mit ausgefeiltem Layout und viel Abblockkapazität das 
sicher in den Griff bekommen, aber externes Netzteil ist viel einfacher.

Ich hatte noch einen interessanten Effekt. Ich hatte ja auch einen 
LT1028. In meinem ersten Prototyp (ca. erster Beitrag von mir) hatte ich 
diesen ja verwendet nur ist dieser irgenwie hinüber. Der hat den am V+- 
hängenden 10 Ohm Widerstand mal zerschossen (der Widerstand ist 
abgeraucht) und wurde extrem heiß. In der Schaltung rauscht der nun 
bestenfalls mit ca. 146 nVpp, also viel mehr als der OP37 und es kommt 
vom Spannungsrauschen des Verstärkers selbst. Er funktioniert zwar noch, 
aber ich glaube nach dem Ereignis kann man den Rauschwert nicht mehr 
Ernst nehmen denke ich. Ersatz bekomme ich diese Woche, da bin ich mal 
gespannt und ein Metallgehäuse auch, da kann ich das Steckbrett mal 
reinlegen.

Ich würde gern ein Foto vom Aufbau hochladen, aber solche Fotos sind 
eben recht groß, was ist denn an Größe für ein Foto noch erlaubt?

von Ulrich H. (lurchi)


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Rauschspannung hat ein kleinerer Widerstand weniger als ein große, aber 
wenn man das Rauschen als Stromquelle parallel zum Widerstand betrachtet 
gibt der kleinere Widerstand mehr Stromrauschen.

Die Quelle und der Koppelkondensator sind im Nutzbereich immer 
niederohmiger als der Widerstand R_ein, sonst hätte man die 
Grenzfrequenz zu hoch gewählt. Damit wird das Rauschen des Widerstandes 
ganz heftig gedämpft, insbesondere das bei höheren Frequenzen. Die ganz 
tiefen Frequenzen sind für das Rauschen des Widerstandes sowieso 
unwesentlich, da man praktisch kein 1/f Rauschen hat. Die Rechnung und 
die Simulation liefern da für den kleineren Widerstand mehr Rauschen, 
das aber sowieso unwesentlich ist. Die beiden wesentlichen Rauschanteile 
sind das Spannungsrauschen des OPs und der Rauschstrom des OPs mal der 
Impedanz des Koppelkondensators. Dazu kommen noch thermische Effekte am 
OP, das Rauschen des Elkos durch Leckströme, das Rauschen der 
Widerständen am inv. Eingang, und unter ferner Liefen, das Rauschen des 
Widerstandes R_ein. Bei größeren Leckströmen der Elkos könnte 
tatsächlich auch ein kleinerer Widerstand R_ein angebracht sein.

Fotos sollte halt nicht übermäßig groß sein. So bis etwa 500 kBytes sind 
meist noch in Ordnung, wenn man auf dem Bild auch Details hat und 
braucht. Besser wäre aber Bilder unter 200 kBytes - was auch keine Kunst 
ist.

von Frank (Gast)


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Kai Klaas schrieb:
>>Nein, der Quellwiderstand (der Quelle) ist vernachlässigbar, denn
>>bestimmend für das Rauschen des Eingangsverstärkers ist der Rein vom
>>Hochpassfilter.
> Wenn man den Cap des Hochpasses als Kurzschluß betrachtet, was für hohe
> Frequenzen der Fall ist, dann liegt rauschtechnisch Rein parallel zur
> Quellimpedanz.
Stimmt. Nur haben wir hier eben genau keine hohen Frequenzen. Das 
Rauschen im Bereich 0,1-10 Hz kommt durch den Hochpasssfilter C/Rquelle 
kaum durch (Grenzfrequenz ca. 1700 Hz bei Rquelle = 0,02 Ohm, C=4700uF)

> Wird Spannungsanpassung gewählt, ist Rein immer erheblich
> größer als die Quellimpedanz
Wir machen keine Anpassung, kommt aber auf das selbe raus.

> und die resultierende Parallelimpedanz
> entspricht immer der Quellimpedanz.
>Diese stellt daher immer das theoretische Rauschminimum dar.
Das gilt eben nur für hohe Frequenzen. Unser Meßbereich ist aber 0,1-10 
Hz.

> Wenn man jetzt beim Hochpass den Cap nicht beliebig groß machen will,
> ist man gewzungen, Rein größer zu wählen als notwendig. Aber rauschmäßig
> ist trotzdem immer noch nur der Cap relevant, weil dessen Impedanz nun
> zur Quellimpddanz in Reihe liegt.
Sicherlich ist immer die Kombination entscheidend, aber selbst mit 
größerer Kapazität ist die Grenzfrequenz des parallel geschalteten 
Hochpassfilters entscheidend und die ist dann immer noch hoch.

> Rein spielt dabei überhaupt keine
> Rolle, lediglich über den Umweg, daß die gewählte Kapazität wegen der
> gewünschten Zeitkonstante ein gewisses Rein erfordert.
Rein spielt die Hauptrolle. Das ist aber frequenzabhängig. Für niedrige 
Frequenzen ist Rein bestimmend. Für hohe Frequenzen ist der 
Hochpassfilter Rquelle/C bestimmend. Was Du sagst ist nur für hohe 
Frequenzen zutreffend.

Irgendwo gibt es auch eine Frequenz bei der Rein und der Hochpassfilter 
gleichbedeutsam sind, irgendwas um ca. 100 Hz nehme ich an. Darf auch 
mal ein anderer gerne ausrechnen.

Je kleiner aber die Frequenz desto mehr kann man den parallelen Hochpass 
vernachlässigen. Ich mein, ich habe es gerade mit meiner Schaltung 
nachgewiesen, zuvor in Simulationen und es ist auch theoretisch klar.

> Rauschmäßig
> bildet nun die Serienimpedanz vom Hochpaß-Cap und der Quellimpedanz des
> Meßobjekts das theoretische Rauschlimit. Erst im Bereich der
> Grenzfrequenz des Hochpasses kommt Rein mit seiner Parallelimpedanz
> unterstüzend zur Hilfe, und bewirkt, daß die Gesamtquellimpedanz nicht
> ins Uferlose steigt.
Du betrachtest das falsch. Der Rauschstrom kommt vom OPV, die 
Rauschspannung von Rein. Die Fließen von "rechts nach links". Der dafür 
zu betrachtende Hochpassfilter ist C/Rquelle und nicht C/Rein. Rein ist 
die Rauschspannungsquelle.

>>Wenn ich mal überschlage, dann hat die Brummspannung eines Netzteils
>>vielleicht 1 mVpp, das macht dann mit 120+ dB PSRR der OPVs irgendwas im
>>Picovoltbereich (1 pVpp).
> 120dB entspricht einem Faktor von 1 Million. Das wären dann bei 1mVpp
> eine auf den Eingang bezogene Störspannung von 1nVpp. Dann ist zu
> berücksichtigen, daß 120dB nur ein typischer Wert ist und es bei
> Frequenzen über 10Hz schon zu einem Abfall der PSRR mit 20dB pro Dekade
> kommt. Mit einem bißchen Pech hat man dann nur noch um die 80...90dB.
> 80dB würden 100nVpp entsprechen, was dann schon im Bereich des
> Eigenrauschens liegt.
Stimmt 1 nVpp bei 120 dB richtig. Ist aber trotzdem nicht viel. Dann 
schauen wir mal genau: LT1028: typ 132 dB, min 110 dB, LT1037: typ 126, 
min 106 dB. Ich denke die OPVs sind besser als der typische Wert, denn 
die Ströme sind sehr klein. Die typischen Werte gelten sicher für höhere 
Ströme.

Dazu kommt erschwerend, daß unsere 1 mV Brummspannung mit 50 Hz 
daherkommt, also bereits auch wieder ausgefiltert wird durch den 10 
Hz-Tiefpassfilter. Zusammen mit dem PSRR sollte das also im Sub 1 nV 
Bereich sein.

Bei den Breitbandtypen die wir haben kann ich mir keinen frühen Abfall 
der PSRR um 20 dB vorstellen, bei hochfrequenten Signalen sicherlich ein 
Problem, allerdings lassen sich hochfrequente Signale auch wiederum sehr 
einfach filtern.

> Und bei einer Schaltung wie in der AN124 kommt zusätzlich verschärfend
> hinzu, daß dort eine JFET-Differenzverstärkerstufe am Eingang gespeist
> werden muß, die keine annähernd so gute PSRR aufweist wie ein
> hochwertiger OPamp.
Das kann sein.

>>Ich habe das zuvor schon mit LTSpice simuliert (eine Brummspannung von
>>100 mV(!) auf die Versorgungsleitungen aufgelegt), aber das hatte
>>keinerlei Effekt.
> Weil das meines Wissens garnicht modelliert wird.
Schwer zu sagen. Weiß das jemand genau? Immerhin wäre das ein 
schwerwiegender Mangel der Simulation, wenn das nicht modelliert wird.

von Frank (Gast)


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Ulrich H. schrieb:
> ...
Die Spannungsreferenz hat den Hochpass C/Rein mit einer Grenzfrequenz 
von 0,03 Hz vor sich (C = 4700 uF, Rein = 1 KOhm).

Rein und der OPV haben einen Hochpass C/Rquelle vor sich mit einer 
Grenzfrequenz von 1700 Hz (Rquelle = 0,02 Ohm, C = 4700 uF).

Unser Meßbereich ist 0,1-10 Hz.

Das ist der Grund warum Rein die dominierende Rolle spielt.

Wäre unser Meßbereich bei >= 1 kHz könnten wir Rein tatsächlich 
vernachlässigen.

von Kai K. (klaas)


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>Stimmt. Nur haben wir hier eben genau keine hohen Frequenzen. Das
>Rauschen im Bereich 0,1-10 Hz kommt durch den Hochpasssfilter C/Rquelle
>kaum durch (Grenzfrequenz ca. 1700 Hz bei Rquelle = 0,02 Ohm, C=4700uF)

Diese Zeitkonstante ist doch völlig unerheblich! Entscheidend ist, daß 
4700µF bei 10Hz rund 3,4R Impedanz haben. Das ist die Impedanz, die 
rauschmäßig relevant ist. Dein Rein mit 1k parallel dazu ist doch viel 
viel größer!

Sogar bei 1Hz noch schließt der Cap Rein praktisch kurz. Denn 34R ist 
viel kleiner als Rein=1k.

von Frank (Gast)


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So ich habe die OPVs bekommen.

Folgende Ergebnisse:
LT1037 + LT1012
ca. 70 nVpp (67-73 nVpp)

LT1028 + LT1012
ca. 45 nVpp (42-49 nVpp)

Ich habe jetzt das ganze in ein Gehäuse hineingestellt. Das Gehäuse ist 
nicht ganz verschlossen, weil oben die Stromversorgung rausgeht und 
rechts die Tastköpfe. Die Ergebnisse sind nun wesentlich stabiler durch 
das Gehäuse, ich habe praktisch keine Ausreißer mehr und selbst wenn ich 
was am Oszilloskop einstelle, dann geht es dann nur um ca. 5-10 nVpp 
rauf.

Stromversorgung wiederum durch mein Labornetzteil.

von noisefreak (Gast)


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@ Frank: Ich hab nun einiges dieser Diskussion gelesen, aber den 
Schaltplan zu deiner Schaltung nicht gefunden. Kannst du den bitte auch 
noch hochladen?

Oder ist es der von Anja?

von Christoph db1uq K. (christoph_kessler)


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Soo ein langer thread... Ich habe die Applikation von maximintegrated 
wieder gefunden, von 1992:
https://ia600803.us.archive.org/10/items/Maxim-SeminarsandApplicationBooksMaxim1992ApplicationsAndProductHighlights/Maxim-SeminarsandApplicationBooksMaxim1992ApplicationsAndProductHighlights.pdf
auf PDF-Seiten 47-48 geht es um 1/f-Rauschen.

Da wurde die Frage beantwortet, ob das Rauschen bis "unendlich" 
ansteigt, je tiefer man in der Frequenz geht. Bei einer Frequenz 
"1/Alter des Universums" ist es aber nur 3 mal so groß.

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