Hallo zusammen, ich suche eine Schaltung um das 0.1Hz - 10 Hz Rauschen von Referenzspannungsquellen am Oszi-Eingang (2-5mV/Div bei 1MegOhm) zu vergleichen. Ich erwarte etwa Pegel im Bereich 1 - 3 (-5) uV Peak-Peak an Rauschspannung bei einem DC-Offset von ca 5, 7 oder 10V. Die Anforderungen an den Verstärker wären: - Eigenrauschen < 0.3uVpp im Bereich 0.1 - 10 Hz - Bandpaßfunktion 0.1 - 10 Hz - Verstärkung ca. 10000 - Die maximale Stromspitze beim anschließen der Referenz (Eingangs-Kondensator) darf nicht über ca 3mA gehen da sonst die Gefahr besteht daß die Referenz altert. (also Eingangsimpedanz > 2500 Ohm). Die angehängte Schaltung zeigt mal das Prinzip. Hat jedoch ein zu hohes Eigenrauschen von ca. 0.7uVpp. Außerdem scheint die Schaltung instabil zu werden sobald das Eingangsrauschen kleiner als 2 uVpp wird. Ich messe da Ausreißer > 6uVpp die nicht im Meßsignal sein können. Probehalber habe ich den LT1013 durch 2 "rauschärmere" LT1037 ersetzt mußte aber feststellen daß wegen dem Stromrauschen das Eigenrauschen viel schlechter wurde. Eventuell kennt ja jemand die Schaltung oder Bezeichnung von entsprechenden Oszi-Einschüben. Oder irgendwelche Schaltungstricks wie man den Eingang gestalten muß. Gruß Anja
Hast du schon mal in Richtung Chopper/Autozero überlegt? Die AN70 von LT kennst du? http://cds.linear.com/docs/Application%20Note/an70.pdf Anhang B ist hier interessant, lass dich nicht vom Titel täuschen. Arno
Arno H. schrieb: > Hast du schon mal in Richtung Chopper/Autozero überlegt? Ja klar allerdings haben alle Chopper die ich kannte ein Rauschen von mindestens 1.5 uVpp (also Faktor 5 mehr als ich benötige). Der LMP scheint ein bischen besser zu sein ist aber immer noch Faktor 3 (bei 100 Ohm Eingangsimpedanz) zu groß. Die AN70 werde ich noch auswerten vielleicht findet sich ja von den älteren Verstärkern irgendwo eine Schaltung. Danke hierfür. Gruß Anja
Wie wäre es mit rauschärmeren OPVs bspw. von Texas Instruments? Die haben vor nicht all zu langer Zeit die Werbetrommel für diese Bautseine hier gerührt: - OPA211/2211 - OPA209/2209/4209 - OPA1611/1612 Mal ausprobieren? branadic
Nebenbei bemerkt sei noch auf die bekannte AN124 von Linear (Jim Williams) hingewiesen. branadic
branadic schrieb: > Nebenbei bemerkt sei noch auf die bekannte AN124 von Linear (Jim > Williams) hingewiesen. > > branadic AN83 ist schon ausreichend, denn da ist der rauscharme Vorverstärker im Detail super beschrieben .-) Aber klar, in der AN124 hat JW nochmal die Sache getoppt mit 750 nV. Anja schrieb: > Eventuell kennt ja jemand die Schaltung oder Bezeichnung von > entsprechenden Oszi-Einschüben. > Oder irgendwelche Schaltungstricks wie man den Eingang gestalten muß. nein Anja, da gibt es leider keine Einschübe die die von Dir angepeilte Rauscharmut noch erreichen: Es gibt keine zu akzeptablen Preisen erwerbbare Einschübe/Vorsätze, die das erreichen. Du kommst um den (Selbstbau) nicht drumrum. Es sit aber kein Hexenwerk. Ich habe das in Leereinschübe für tek7xxx/5xxx System integriert, und bin damit recht zufrieden. Da der relevante Bereich zw. 0.1Hz bis 100 kHz liegt (bei meinen Messanwwendungen), habe ich das dann letztlich auf die 5xxx Serie optimiert (denn die 5103 scopes sind so attraktiv billig, und vor allem stört da kein Lüftergeräusch bei stundenlangen Messungen .-)
branadic schrieb: > Nebenbei bemerkt sei noch auf die bekannte AN124 von Linear (Jim > Williams) hingewiesen. > > branadic Insbesondere die Eigenschaften von resp. Anforderungen an C1 sind dort schön beschrieben. Und schon mal Gebäckdose beiseitelegen ;) Gruß Henrik
AN83 ist schon fast ausreichend, denn da ist der sehr rauscharme Vorverstärker im Detail super beschrieben .-) Aber klar, in der AN124 hat JW nochmal die Sache getoppt mit 160 nV Eigenrauchen. Wenn anja also wirklich dieses Rauschverhalten benötigt, dann kommt sie darum kaum herum.
> Und schon mal Gebäckdose beiseitelegen ;)
Ich nehme fuer solche Sachen Pullmolldosen. .-)
Olaf
Andrew Taylor schrieb: > 160 nV > Eigenrauchen Seit wann kann man den Konsum von Tabakwaren als Spannung ausdrücken? mfg mf
Hallo, Henrik V. schrieb: > Und schon mal Gebäckdose beiseitelegen ;) Das ist meine geringste Sorge wenn ich an den Elko und die FETs denke. Die Dose liegt schon bereit :-) so was wie AN124 habe ich gesucht. Die 0.16uVpp scheinen also das Ende der Fahnenstange zu sein. Ich muß wohl mit meinem Design deutlich niederohmiger werden. Die Einschaltströme muß ich dann durch Vorladen des Eingangskondensators in den Griff kriegen. Und gute Elkos finden. Die OSCONs aus AN83 sind ja noch halbwegs bezahlbar. Nasse Tantals mit 470uF sind bei RS nicht unter 100 Eur/Stück zu kriegen. Die Eingangswiderstände werde ich wohl auch auf Draht oder Metallfolie (S102) anstelle Metallfilm umstellen müssen. Mit einem guten OP (AD797 oder LT1028) müßte ich dann halbwegs hinkommen. Gruß Anja
Was soll denn der Quellenwiderstand sein? Du kannst das Spannungsrauschen beliebig drücken, erkaufst damit aber Stromrauschen mehr und mehr. Was du wirklich brauchst, sind hochwertige Transistoren! Das sind welche mit niedrigem 1/f-Rauschen und großer Verstärkung. Schau mal beim NIST vorbei. Die haben endlos AppNotes über solche Verstärkerschaltungen. Für den Audio-Bereich empfehlen sich da JFET-Transistoren wie 2SK369. Bei sehr niedriger Quellenimpedanz kann ein bipolarer von Vorteil sein, z.B. 2N4401.
Auf Seite 23 des LTC6240 wird ein Rauschen von 40nVpp für den gewünschten Frequenzbereich angegeben. Auch im Datenblatt des LTC201 wird auf Seite 9 ebenfalls ein Rauschen von 40 nVpp erreicht. Warum man bei LT aber für die Spezifikation der LTC6655 eine neue Schaltung entwickelt hat und nicht auf die bereits in der Schublade liegende zurückgegriffen hat ist mir Schleierhaft. Christian
Anja schrieb: > Hallo, > > Henrik V. schrieb: >> Und schon mal Gebäckdose beiseitelegen ;) > Das ist meine geringste Sorge wenn ich an den Elko und die FETs denke. > Die Dose liegt schon bereit :-) Das ist halt designtypisch für JW. Eine persönliche Marotte von ihm, und wenn man JW ist, dann kann man sich sowas auch erlauben. Ich denke, ein etwas professioneller aussehendes Gehäuse ist sicher dem Kundenvertrauen nützlich ;-) > > so was wie AN124 habe ich gesucht. > Die 0.16uVpp scheinen also das Ende der Fahnenstange zu sein. Nein, definitv sind es die 0.16uVpp nicht. Das geht noch einiges besser . > > Ich muß wohl mit meinem Design deutlich niederohmiger werden. > Die Einschaltströme muß ich dann durch Vorladen des Eingangskondensators > in den Griff kriegen. > > Und gute Elkos finden. Die OSCONs aus AN83 sind ja noch halbwegs > bezahlbar. > Nasse Tantals mit 470uF sind bei RS nicht unter 100 Eur/Stück zu > kriegen. Darauf wies JW ja bereits hin in seiner AN124. Und auch diese mußte er selektieren, damit sein Design lief. Wobei ich mir nicht wirklich vorstellen kann, das es bei Dir am Geld für die Elkos scheitert, denn es ist ein Firmenentwicklung. Ich habe mir das privat gebaut, und selber bezahlt -- ging auch .-) > Die Eingangswiderstände werde ich wohl auch auf Draht oder Metallfolie > (S102) anstelle Metallfilm umstellen müssen. > > Mit einem guten OP (AD797 oder LT1028) müßte ich dann halbwegs > hinkommen. sollte eigentlich passen. Christian (Gast) schrieb: > Warum man bei LT aber für die Spezifikation der LTC6655 eine neue > Schaltung entwickelt hat und nicht auf die bereits in der Schublade > liegende zurückgegriffen hat ist mir Schleierhaft. Naheliegend: Weil der choppertakt in der Gebäckdose beim Messen des LTC6655 doch deutlich stört.
>Die angehängte Schaltung zeigt mal das Prinzip. Hat jedoch ein zu hohes >Eigenrauschen von ca. 0.7uVpp. Außerdem scheint die Schaltung instabil >zu werden sobald das Eingangsrauschen kleiner als 2 uVpp wird. Ich messe >da Ausreißer > 6uVpp die nicht im Meßsignal sein können. Hängt die linke Seite des Eingangscaps dann dabei in der Luft oder ist sie mit Masse verbunden? Dieser Ausreißer kann tiefstfrequentes Popcornrauschen sein. Eine Unart, die oft dem Stromrauschen zugeordnet und nur selten spezifiziert wird. Man findet ja gewöhnlich Spezifikationen über das 0,1...10Hz Spannungsrauschen in den Datenblättern aber nur sehr spärliche Angaben über das Stromrauschen. Der LT1028 wird dir nur befriedigende Resultate liefern, wenn du mit um die 100R äußerst niederohmig am Eingang arbeitest. Such doch mal nach einem OPamp, der niedrigeres Stromrauschen hat und dort besser spezifiziert ist.
Andrew Taylor schrieb: >Naheliegend: >Weil der choppertakt in der Gebäckdose beim Messen des LTC6655 doch >deutlich stört. Hmm, hätte ich so nicht erwartet, denn die Störungen treten ja immer synchron zur Chopperfrequenz auf, weshalb sie sich doch eine wenig herausmitteln sollten. Außerdem liegt die Chopperfrequenz deutlich über der gewünschten Frequenz und damit auch die Störungen, weshalb sie sich relativ leicht herausfiltern lassen. Wenn die Störungen in der Dose der Referenz Probleme machen, könnte man ja auch den Messverstärker und die Referenz in getrennten Dosen aufbauen und nur die Referenzspannung übertragen. Christian
>Außerdem liegt die Chopperfrequenz deutlich über der gewünschten >Frequenz und damit auch die Störungen, weshalb sie sich relativ leicht >herausfiltern lassen. Ja, in der Theorie. Aber in der Realität gibt es Demodulationseffekte an unlinearen Kennlinien und anderes Ungemach. Das Datenblatt verspricht dann gerne das Blaue vom Himmel, was der Chip letztlich aber nicht halten kann. Bei den Rauschspezifikationen wird allzu häufig zu sehr Gewicht gelegt auf das Spannungsrauschen. Das Stromrauschen ist bei höherohmigen Schaltungen aber viel unangenehmer und in der Regel wesentlich schlechter dokumentiert. Doch selbst, wenn das Datenblatt mit hervorragenden Rauschwerten glänzt, gilt es zu beachten, daß das immer nur statistische Mittelwerte sind und ein Einzelexemplar jederzeit ganz erheblich davon abweichen kann. Das Selektieren einer Handvoll Chips auf niedrigstes Rauschen ist in solchen Anwendungen fast immer unumgänglich. Auch kann es sich durchaus lohnen, eine solche Meßschaltung diskret aufzubauen, zumindest den ersten Differenzverstärker am Eingang und hier ultra rauscharme Transistoren zu verwenden.
Abdul K. schrieb: > Was soll denn der Quellenwiderstand sein? Na in meiner Schaltung oben sind dies R1 bzw. R4 die das rauschen wesentlich bestimmen. Wenn am Eingang noch eine Referenz angeschlossen ist kommt noch die Impedanz von C1 parallel dazu. Christian schrieb: > ebenfalls ein Rauschen von 40 nVpp erreicht. > Warum man bei LT aber für die Spezifikation der LTC6655 eine neue > Schaltung entwickelt hat und nicht auf die bereits in der Schublade > liegende zurückgegriffen hat ist mir Schleierhaft. Interessanter Ansatz. Was mich aber stutzig macht ist der fehlende Hochpaß am Eingang bzw. der niederohmige Eingangswiderstand. Vermutlich wird die Schaltung in realer Umgebung (mit 1-2 kOhm am Eingang) nicht mehr so gut abschneiden. (sorry aber ich bin jetzt in der Richtung sensibilisiert). Andrew Taylor schrieb: > denn es ist ein Firmenentwicklung. Wie kommst Du den auf so eine Idee. Bei mir ist das reines Hobby um mich weiterzubilden. Da überlegt man schon ob man mehrere hundert Euro in Tantal und vertrauensbildende Gehäuse oder in Meßgeräte anlegt. Andrew Taylor schrieb: > Darauf wies JW ja bereits hin in seiner AN124. Und auch diese mußte er > selektieren, damit sein Design lief. Wenn er nur auf Leckstrom und nicht auf Rauschen selektiert, hat er wahrscheinlich einen Designfehler gemacht: Die Verstärkung vor dem Hochpaß könnte man leicht um den Faktor 10 auf 1000 anstelle 10000 reduzieren und hätte dann Faktor 10 mehr übrig für den Leckstrom. Oder sehe ich da was falsch? Andrew Taylor schrieb: > Weil der choppertakt in der Gebäckdose beim Messen des LTC6655 doch > deutlich stört. Oder weil der notwendige Hochpaß für eine zu hohe Eingangsimpedanz sorgt. Berauschter schrieb: > Hängt die linke Seite des Eingangscaps dann dabei in der Luft oder ist > sie mit Masse verbunden? Der Eingang ist dann kurzgeschlossen (was ja auch einer niederimpedanten Referenz mit max 1 Ohm dynamischer Widerstand entspricht). Aber rechne mal die Impedanz von 20uF bei 0.1Hz aus da bringt der Kurzschluß auch nicht mehr sooo viel. Berauschter schrieb: > Dieser Ausreißer kann tiefstfrequentes Popcornrauschen sein. Vermute ich in der Zwischenzeit auch. Berauschter schrieb: > Such doch mal nach einem OPamp, der niedrigeres Stromrauschen hat und > dort besser spezifiziert ist. Ist leider gegenläufig. Die meisten OPs mit niedrigem Stromrauschen haben dann ein Spannungsrauschen über 0.55uVpp. Ein Kompromiß könnte der LT1001 mit 0.3uVpp sein. Ist aber wahrscheinlich auch noch zu hoch wenn das Stromrauschen hinzu kommt. Gruß Anja
Du interessierst dich also nur für AC? Da Rauschen. Dann nimm doch einen einzelnen Transistor. Einen OpAmp nimmt man, wenn man bis DC lineare Zusammenhänge brauch. Umso mehr Transis in der Schaltung, umso mehr Rauschen. Was willste mit dem +Eingang des OpAmps? Unsinnig, denke ich. LTspice kommt auch mit Einzeltransistor-Modellen wunderbar klar! Das ist kein Popcorn-Rauschen. Diese Sprünge heißen anders. Leider fällt mir der Name gerade nicht ein. Rauschanalysen wird ja in mehrere Genauigkeitsklassen eingeteilt. Die einfachen Modelle bestehen nur aus 1/f und 1-Komponente. Die mehr präzise Anschauung geht bis uf 1(f^4), durchläuft also Phasenrauschen usw..... Bei NIST alle AppNotes lesen! Keksdose: Naja, wenn der Kunde keine Ahnung hat, mag es unangebracht sein. Ein Profi würde erstmal das Maul halten und nachdenken und dann zustimmend nicken... Was soll das mit dem Tantal? Habs jetzt nicht nachgelesen. Hm. Wie wäre es mit Polymer-Kondis wie OSCON usw.
Hier ist eine nette Bilderserie zum Popcornrauschen: http://www.elektronikpraxis.vogel.de/index.cfm?pid=7525&pk=155621&op=1&type=article#gallery_content Achtung: Anja würde mit ihrem knapperen Hochpaßfilter das Rauschen anders sehen als auf diesen Bildern, mit weniger Treppenstufencharakter, dafür aber mehr Spitzen.
Einzelne Transistoren sind oft auch nicht besser als gute OPs. Im Bereich unter 1nV/ Sqrt(Hz) wird es da auch relativ dünn. Um einen Chopper Verstärker wird man kaum herum kommen - sonst wird es schwer das 1/f und Popkorn-rauchen los zu werden. Ein guter fertiger Chopper OP sollte auch reichen: Typen mmit etwa 0,5 uVpp gibt es - und davon dann halt 2 oder 3 parallel. Das ist vom Aufwand vermutlich immer noch besser als einen Chopper Verstärker aus Einzelteilen Aufzubauen. Beim Eigebau ist die Ladungsinjektion am Schalter wohl die größe Schwierigkeit. Ein weiterer Plan für einen Eigenbau Chopper verstärker, ähnlich AN124: www.techlib.com/files/lowamp.pdf
Die AN124 hat 1300uF am Eingang als Hochpass. Ich bin da nicht wirklich eiinverstanden. Zum Einen ist der Leckstom eines Elkos riesig, zum Anderen ist der Leckstrom nicht DC, sondern auch mit einem Rauschen behaftet. Das sag ich jetzt nicht, weil ich's gemessen habe, sondern weil es aufgrund des physikalischen Prozesses erwartbar waere. Da wuerd ich anstelle einen Stoss von den 10uF Folien empfehlen. Ich bewundere Anja fuer ihre spannenden Projekte.
Abdul K. schrieb: > Du interessierst dich also nur für AC? Da Rauschen. Ja, Ich habe gelesen daß Zener-Referenzen mit geringer Alterung anhand vom Rauschen selektiert werden können. Ich weis natürlich nicht ob das 1/f-Rauschen oder das Breitbandrauschen relevant ist. Ich dachte für den Anfang ist das 1/f-Rauschen für mich interessanter da beim Sigma-Delta Wandler das 1/f-Rauschen auch ins Meßergebnis mit eingeht. Abdul K. schrieb: > Umso mehr Transis in der > Schaltung, umso mehr Rauschen. Was willste mit dem +Eingang des OpAmps? > Unsinnig, denke ich. Guter Denkanstoß. Im ersten Schuß habe ich mich wohl zu sehr an den Datenblättern orientiert die ich zum Thema gefunden habe. > Bei NIST alle AppNotes lesen! Da fehlt mir wohl das richtige Stichwort zur Suche. Ich finde nur Rauschen von Mikrowellenoszillatoren oder Nano-Transistoren. > Keksdose: Naja, wenn der Kunde keine Ahnung hat, mag es unangebracht > sein. Ein Profi würde erstmal das Maul halten und nachdenken und dann > zustimmend nicken... Mir gefällt eigentlich die Lackbüchse aus den TI-Applikationen besser. Meine Keksdose ist leider lackiert eine blanke Weißblechbüchse wäre ideal. > Was soll das mit dem Tantal? Habs jetzt nicht nachgelesen. Hm. Wie wäre > es mit Polymer-Kondis wie OSCON usw. Ist sogar ein "nasser" Tantal. Wohl wegen geringerem Rauschen als ein AL-Elko. Vom Preis her Tendiere ich auch eher zu den OSCONs. Aber ich denke der Leckstrom ist wahrscheinlich etwas höher. Allerdings will ich sowieso keine Stufe mit mehr als 100-Facher Verstärkung betreiben. Ulirch schrieb: > Einzelne Transistoren sind oft auch nicht besser als gute OPs. Im > Bereich unter 1nV/ Sqrt(Hz) wird es da auch relativ dünn. Wenn ich den Elektronik-Praxis-Artikel-Reihe lese ist das Problem bei OP´s der Serienwiderstand für den ESD-Schutz. Dieses Rauschen könnte man sich also bei diskretem Aufbau sparen. Mini Nilp schrieb: > Das sag ich jetzt nicht, weil ich's gemessen habe, sondern > weil es aufgrund des physikalischen Prozesses erwartbar waere. Da wuerd > ich anstelle einen Stoss von den 10uF Folien empfehlen. Da handle ich mir dann Rauschen (EMV) aus der Umgebung ein. Zumal es die 10uF-Teile nicht mehr bei Reichelt zu kaufen gibt. Das Maximum sind jetzt 6,8uF also etwa 200 Stück im 5mm Raster bei 8*9 mm Grundfläche ... -> was ist denn die größte Keksdose die es zu kaufen gibt? Gruß Anja
>Die AN124 hat 1300uF am Eingang als Hochpass. Ich bin da nicht wirklich >eiinverstanden. Zum Einen ist der Leckstom eines Elkos riesig, zum >Anderen ist der Leckstrom nicht DC, sondern auch mit einem Rauschen >behaftet. Völlig richtig! Deswegen lassen sie den Elko ja auch solange an der Gleichspannungsversorgung, bis sich der Leckstrom auf ausreichend niedrige Werte verringert hat (-> Abnahmereststrom!). Außerdem wird dort ein Elko verwendet, der von sich aus schon einen kleinen Leckstrom aufweist. Der große Cap ist einfach erforderlich, weil niedriges Rauschen am Eingang des Verstärkers nur mit aureichend niedrigen Impedanzen erreichbar ist. Es geht hier nicht nur um das Stromrauschen, welches über nicht zu große Impedanzen fließen darf, sondern auch um das thermische Widerstandsrauschen selbst. >Da wuerd ich anstelle einen Stoss von den 10uF Folien empfehlen. Was die ganze Geschichte wieder sehr empfindlich gegen elektrische und magnetische Einstreuungen machen kann. Klar, ein Versuch wäre es wert...
>Ist sogar ein "nasser" Tantal. Wohl wegen geringerem Rauschen als ein >AL-Elko. Vom Preis her Tendiere ich auch eher zu den OSCONs. Aber ich >denke der Leckstrom ist wahrscheinlich etwas höher. Allerdings will ich >sowieso keine Stufe mit mehr als 100-Facher Verstärkung betreiben. Es geht um das Rauschen, daß mit diesem Leckstrom verbunden ist. Das Rauschen, das der Elko selbst erzeugt!!!
>Wenn ich den Elektronik-Praxis-Artikel-Reihe lese ist das Problem bei >OP´s der Serienwiderstand für den ESD-Schutz. Dieses Rauschen könnte man >sich also bei diskretem Aufbau sparen. Häng doch den Verstärker erst an, wenn der Cap aufgeladen ist...
Der Kondensator muss nur wegen dem Stromrauschen so groß sein. Die Impedanz des Kondensators ist nicht verlustbehaftet. Es gibt daran also kein Widerstandsrauschen. Der Widerstand hinter dem Verstärker gegen Masse dürfte ruhig auch etwas größer werden als in der AN124. Im interessanten Frequenzbereich soll des ja groß gegen die Impedanz des Kondensators sein. Solange das Rauschen bei noch viel niedrigeren Frequenzen hier nicht so groß wird das der Verstärker in die Sättigung geht ist ein größerer Widerstand (z.B. 1 M) auch kein Problem. Solange der eigentliche Verstärker die höhere Spannung verträgt wäre damit auch das Problem des Eingangsstroms beim verbinden mit der Referenz gelöst. Dann sollte man auch mit einem kleineren Kondensator (z.B. 100 µF) auskommen. Die lange Zeitkonstante wäre wohl auch nicht so schlimm - die untere Grenzfrequenz muss man dann halt noch mal extra nach der ersten z.B. 100 fachen Verstärkung festlegen. Man muss aber natürlich die Eingangsströme im Blick behalten. Der sollte sich schon im pA Bereich bewegen. Sonst reicht auch der 1300 µF Elko aus AN124 nicht.
>Solange das Rauschen bei noch viel niedrigeren Frequenzen hier nicht so >groß wird das der Verstärker in die Sättigung geht ist ein größerer >Widerstand (z.B. 1 M) auch kein Problem. 1M erzeugt über einer Bandbreite von 10Hz 400nVeff, also 2,7µVpp thermisches Widerstandsrauschen. Anja will aber <0,3µVpp. Dafür dürften es dann höchstens 12k sein, vorausgesetzt es kommt kein zusätzliches Rauschen dazu, was natürlich nicht zutrifft. Vernachlässigbar wird das Widerstandsrauschen, wenn es weniger als 1/3 des angepeilten Wertes ausmacht, also 0,1µVpp. Das wären dann rund 1,4k...
Das Rauschen erzeugt der 1 M Widerstand nur, wenn er nicht belastet wird. Selbst bei 0,1 Hz hat ein 100 µF Kondensator aber eine Impedanz von rund 15 kOhm. Damit wird das Rauschen rund 60 mal kleiner als bei einem offenen Eingang. Für die Höherfrequenten Anteile wird es noch weniger. Man kann also mit weniger als 0,05 µVpp rechnen. Da ist ein kleinerer Widerstand sogar noch schlimmer.
Berauschter schrieb: > Vernachlässigbar wird das Widerstandsrauschen, wenn es weniger als 1/3 > des angepeilten Wertes ausmacht, also 0,1µVpp. Das wären dann rund > 1,4k... Das sind doch endlich mal klare ansagen. Ich werde also schauen daß ich für R1 irgendwo zwischen 1000 und 1500 Ohm rauskomme. (also ca 3300uF bis 2200uF). R2 und R4 werde ich auch Faktor 10 kleiner machen. Das mit dem Leckstrom des Kondensators ist mir noch nicht ganz klar. Hat dieser nun einen Einfluß aufs Rauschen oder nur auf den Offset? Ich habe da widersprüchliche Aussagen von: Rauschen ist konstant (nur von Kapazitätswert abhängig) bis Rauschen korreliert mit Leckstrom http://downloads.hindawi.com/journals/apec/1987/010769.pdf Ulirch schrieb: > Da ist ein > kleinerer Widerstand sogar noch schlimmer. Ich glaube du vergißt das Stromrauschen des Op-Amps. (war bei mir der Denkfehler im 2. Versuch mit LT1037) Gruß Anja
Das Stromrauschen des Verstärkers ist definitiv ein Problem, aber dagegen hilft der Widerstand gegen Massen (R1 im ersten Plan) nicht. Der Widerstand R1 ist wichtig dafür wie sehr die Spannung Gleichspannungsmäßig gegenüber der 0 verschoben ist, durch den den Bias strom den Verstärkers und den Leckstrom. Solange man dadurch nicht den optimalen Eingangsbereich verlässt ist das keine Problem. Es ist sogar gut, wenn die untere Grenzfrequenz nicht duch R1 und den Eingangskondensator, sondern erst durch die 2. Stufe bestimmt wird. Der Leckstrom des Elkos oder Kondensators kann (wird es sehr Wahrscheinlich auch) zum Rauschen beitragen. Der Leckstrom wird vermutlich nicht gleichmäßig fließen wie in einem Metall Widerstand, sondern eher ungleichmäßig, mehr wie in einem Kohleschichtwiederstand oder gar noch schlimmer. Als erste Näherung würde ich wenigstens so viel rauschen wie für einen entsprechenden Biasstrom des Verstärkers erwarten. Der Rauschanteil des Leckstroms muss ähnlich wie das Stromrauschen des Verstärkers gesehen werden. Je größer der Kondensator, desto mehr Rauschstrom wird man haben. Das Stromrauschen wird vermutlich auch das Problem sein ! Der legt die Größe des nötigen Kondensators fest. OPs mit BJT haben ein Problem mit dem Stromrauschen (großer Kondensator nötig) OPs mit JETs haben ein Problem mit dem 1/f Rauschen Ein Alternative wäre eventuell diskrete JFets wie 2sk369 Chopper OPs sind da ggf. keine so schlechte Wahl. Hier hat man aber wohl auch ein Problem mit "Rauschstrom".
>Das Rauschen erzeugt der 1 M Widerstand nur, wenn er nicht belastet >wird. Selbst bei 0,1 Hz hat ein 100 µF Kondensator aber eine Impedanz >von rund 15 kOhm. Damit wird das Rauschen rund 60 mal kleiner als bei >einem offenen Eingang. Für die Höherfrequenten Anteile wird es noch >weniger. Man kann also mit weniger als 0,05 µVpp rechnen. Ach, so meinst du das, 1M plus 100µF? Ist mit 100 Sekunden aber eine ganze andere Zeitkonstante als die 3sec von Anja... >Das mit dem Leckstrom des Kondensators ist mir noch nicht ganz klar. Hat >dieser nun einen Einfluß aufs Rauschen oder nur auf den Offset? >Ich habe da widersprüchliche Aussagen von: Rauschen ist konstant (nur >von Kapazitätswert abhängig) bis Rauschen korreliert mit Leckstrom Der Link sagt ja ganz am Ende, daß der Rauschstrom in der Regel vom Leckstrom abhängt, also "kleiner Leckstrom" = "kleiner Rauschstrom", eben bis auf gewisse Ausnahmen. Kommt wahrscheinlich drauf an, wo der Leckstrom denn fließt. Fließt er über irgendwelche vom Elektrolyt verunreinigten Oberflächen, also eher ohmsch zwischen den Kontakten, trägt das natürlich weniger zum Rauschen bei, als wenn er "echt", also durch Isolationsfehler in der Oxidschicht "durchtunnelt". Ein solcher "echter" Leckstrom dürfte in der Tat direkt mit dem Rauschstrom korrelieren, also "mehr echter Leckstrom" -> "mehr Rauschen". Du mußt das einfach so sehen: Du hast Rauschstrom vom OPamp und Rauschstrom vom Elko. Um den Einfluß des Rauschstroms des OPamps klein zu halten, sollte der OPamp-Eingang möglichst kleine Eingangsimpedanzen sehen, also einen kleinen Widerstand und/oder eine große Kapazität (C1, R1 in deiner Schaltung). Doch je größer diese Kapazität, um so größer DESSEN Rauschstrom, weil ja eine größere Kapazität mit größerem Leckstrom verbunden ist. Da beide Prozesse gegenläufig sind, wirst du vielleicht einen Kompromiß finden müssen, bei dem beide Rauschstromanteile ungefähr gleich groß sind und sich die Waage halten.
Anja schrieb: > -> was ist denn die größte Keksdose die es zu kaufen gibt? Es gibt Weisblechdosen von der Fa Schubert. Die findet man bei alle möglichen Händlern, die mit Amateurfunkartikeln handeln. Aber ich glaube Schubert verkauft die auch selbst. UKW-Berichte, Amidon z.B. hat sie im Programm. Aber was ganz anderes, ist eventuell off Topik Ich suche genau das Gegenteil. Eine Schaltung die möglichst giftige niederfrequentes Popkornrauschen erzeugt. Als Demoobjekt. Hat jemand eine Idee wie man das mit möglichst geringen Aufwand erzeugt? Ralph Berres
Ralph Berres schrieb: > Aber was ganz anderes, ist eventuell off Topik > > Ich suche genau das Gegenteil. Eine Schaltung die möglichst giftige > niederfrequentes Popkornrauschen erzeugt. Als Demoobjekt. > Hat jemand eine Idee wie man das mit möglichst geringen Aufwand erzeugt? Simulatorschaltung über Funkelrauschen einer Flackerkerzenglimmlampe?
Die Spannung die man nachher aus dem Stromrauschen bekommt, ist umgekehrt proportional zur Kapazität. Dabei ist es Egal ob es Stromrauschen vom Kondensator oder Verstärker (OP) ist. Im Nutzbereich ist der Widerstand gegen Masse gerade groß gegen die Impedanz des Kondensators, d.h. der Widerstand reduziert das Rauschen im Nutzbereich nicht. Der kann höchstens noch selber etwas zum Rauschen (als Rauschstrom) beitragen, wenn er zu klein ist. Wenn der Rauschstrom in den Kondensator-teilen unkorreliert ist, sollte der Rauschstrom da etwa mit der Wurzel der Kapazität an steigen. Die Reduktion der Spannung am Ausgang durch den Größeren Kondensator ist also Effektiver als Anstieg des Rauschens des Kondensators. Wenn die Zeitkonstante etwas größer ist, sollte das kein Problemm sein. Damit man nicht noch zusätzliche Beiträge aus der dielektrischen Relaxation hat, wird man ohnehin erst nach längerer Zeit (z.B. 12 h) wirklich messen können. Etwas Wartezeit wird auch schon zur thermischen Stabilisierung nötig sein. Wenn man eine oder ein paar Leermessungen macht, und sich da mehr als die 10 s Zeit zur Datenaufnahme nimmt, sollte es auch nicht unbedingt nötig sein das der Verstärker selber so wenig rauscht. Weniger Rauschen des Verstärkers als der Ref. Spannungsquelle wäre aber sicher Sinnvoll. Es gäbe auch noch eine Möglichkeit den großen Kondensator am Eingang einfach zu vermeiden, indem man die erste Stufe gleichspannungsmäßig koppelt. Das geht vor allem gut wenn die Ref. Spannung eher klein ist. Die Schwierigkeit verlagert sich dann ein wenig von einem Rauscharmen Kondensator zu einem wirklich rauscharmen (im Sinne von Zusatzrauschen bei Stromfluss) Widerstand. Man hat dann aber das Problem mit dem Kondensator zu höheren Spannungen verschoben. Es könnte aber leichter einen (PP) Folien Kondensator mit 50 µF und 500 V zu bekommen als einen für 500 µF und 50 V.
Ralph Berres schrieb: > Ich suche genau das Gegenteil. Eine Schaltung die möglichst giftige > niederfrequentes Popkornrauschen erzeugt. Als Demoobjekt. > Hat jemand eine Idee wie man das mit möglichst geringen Aufwand erzeugt? CA3130 mit voller Verstärkung sein Eigenrauschen verstärken lassen. Gegenkopplung 10M und am -IN 100µF gegen +IN und +IN auf VCC/2. Oder so ähnlich.
Ich möchte mal diese Schaltung zur Diskussion stellen: http://web.mac.com/gwj/Site/Test_Equipment_files/Low-Z%20Low-Noise%20Preamp.jpg (Der Trafo am Eingang ist optional!) Auf der hüllebildenden Webpage steht ziemlich unten dazu eine Beschreibung Ultra-Low Noise Preamplifier: http://web.mac.com/gwj/Site/Test_Equipment.html
Abdul K. schrieb: > Ich möchte mal diese Schaltung zur Diskussion stellen: Ist sicher "lowest noise", allerdings um die Bandbreite auf 0.1 Hz zu erweitern müßte ich den Eingangselko auf 2,5 Farad erweitern. (müßte so ein ganzer 19Zoll Einschub an Kondensatoren sein). Ich habe mich eigentlich schon festgelegt: 3200 uF am Eingang (1000+2200) an 1K + LT1037. Die Elkos will ich nach Leckstrom selektieren (sind grad am aufladen). Am Eingang kommt noch ein 3K6 (Schutz-) Serienwiderstand der über einen Schalter überbrückt werden kann. Die Verstärkung der 1. Stufe wird dann über 100R + 10K eingestellt. Für meinen Zweck (< 0.3Vpp) müßte es eigentlich reichen. @Ralph: im bereits weiter oben verlinkten Artikel findest Du auch was über das messen des Popcorn-Rauschens: http://www.elektronikpraxis.vogel.de/index.cfm?pid=856&pk=155621 Da steht aber auch: "Das Popcorn-Rauschen ist somit fertigungsbedingt. Bei modernen Prozessen tritt es in relativ geringem Umfang auf. Im Allgemeinen besteht eine „Chargenabhängigkeit“, d.h., bei einigen Chargen tritt kein Popcorn-Rauschen auf, während bei anderen ein kleiner Prozentsatz (z.B. 5%) festgestellt wird. " Also viel Spaß beim selektieren der OP-Amps aus verschiedenen (alten) Chargen. Gruß Anja
>Ich habe mich eigentlich schon festgelegt: 3200 uF am Eingang >(1000+2200) an 1K + LT1037. Die Elkos will ich nach Leckstrom >selektieren (sind grad am aufladen). Am Eingang kommt noch ein 3K6 >(Schutz-) Serienwiderstand der über einen Schalter überbrückt werden >kann. Die Verstärkung der 1. Stufe wird dann über 100R + 10K >eingestellt. >Für meinen Zweck (< 0.3Vpp) müßte es eigentlich reichen. Ja, klingt vernünftig. Vereinfacht gerechnet sollte es dann unter 0,18µVpp sein, wobei das Stromrauschen bei dieser Rechnung ungefähr 0,16µVpp ausmacht. Dazu kommt dann noch das Elkorauschen... Wenn du rund 200 Euro übrig hast, könntest du auch eine Kondensatorbatterie mit diesen Caps hier aufbauen: http://de.rs-online.com/web/search/searchBrowseAction.html?method=getProduct&R=6911237P&cm_sp=PP-_-BLL-_-6911237P Immer zwei in Serie macht 20V Spannungsfestigkeit. Um auf 3200µF zu kommen, solltest du dann rein rechnerisch rund 270 Caps verbauen. Du hast zwar dabei wegen des X5R Materials etwas Kapazitätstschwund, aber dafür entfällt das Elkorauschen. Das Kapazitätstrauschen einer solchen Anordnung sollte dann eigentlich kein Thema mehr sein... >Also viel Spaß beim selektieren der OP-Amps aus verschiedenen (alten) >Chargen. Ich habe in der Tat mal vor langer Zeit für eine Audioanwendung etliche NE5532A auf niedriges Rauschen selektiert. Selbst geringstes Popcornrauschen macht sich dabei als deutlich wahrnembares "Prasseln" bemerkbar, das sehr störend in Erscheinung tritt.
Berauschter schrieb: > Das Kapazitätstrauschen einer solchen > Anordnung sollte dann eigentlich kein Thema mehr sein... Bei Keramik (X5R) habe ich die Angst daß Mikrophonie auftritt. Die Standard-Elkos habe ich mir mal schon auf Vorrat angelegt. -> Vom Preis her fällt mir die Entscheidung leicht. Ich denke am Wochenende werde ich sehen wo ich rauskomme. Berauschter schrieb: > Ich habe in der Tat mal vor langer Zeit für eine Audioanwendung etliche > NE5532A auf niedriges Rauschen selektiert. Die schlechten hast Du hoffentlich nicht weggeworfen, die könntest Du jetzt an Ralph weitergeben. Gruß Anja
Es gibt keine schlechten NE5532/4, höchstens schlechte 4558 ;-) Als Spannungsquelle eignen sich übrigens Batterien/Akkus. Da gibts ein Paper, wo aufs korrelative Eigenrauschen eingegangen wird.
Hat einer denn Erfahrung, welche die schlechtesten aktiven Elemente bezüglich Popcornrauschen sind? dann könnte ich gezielt danach suchen. Ich weis es klingt verrückt. Aber ich habe auch irgendwie nicht so richtig Lust mir jetzt ein Händlersortiment an Museumsbauteilen zu bestellen, um das richtige Bauteil daraus zu selektieren. Ralph Berres
>Hat einer denn Erfahrung, welche die schlechtesten aktiven Elemente >bezüglich Popcornrauschen sind? Die genannten CA3130 sind Originale von RCA aus den 70ern ;-) Da mußte man nicht selektieren, die waren alle popkörnig.
Ralph, guck mal ob du trotz des Clippings was damit anfangen kannst: http://www.ti.com/litv/zip/sloc054a Arno
Abdul K. schrieb: > Als Spannungsquelle eignen sich übrigens Batterien/Akkus. Da gibts ein > Paper, wo aufs korrelative Eigenrauschen eingegangen wird. Gibts da auch einen Link dazu? ich glaube mal gelesen zu haben daß Quecksilberzellen besonders Rauscharm sind. (Sind jetzt wohl nicht mehr erhältlich). Was sind denn die nächstbesten leicht erhältlichen Zellen? Ich sollte meine Schaltung mit einer rauscharmen Bias-Spannung (<30nVpp) am Eingang beaufschlagen um den Einfluß des Leckstroms des Eingangselkos aufs Eigenrauschen zu bestimmen. Beim Folienkondensator war dies ja nicht notwendig. Gruß Anja
Link müßte ich suchen. Ich weiß meistens nicht, wie ich die Unterlagen einsortieren soll. Aber eine NiCd-Zelle sollte bestens sein.
Zum 1/f-Rauschen: http://www.amplifier.cd/Technische_Berichte/Netzteil/Messergebnisse_Versorgung.html (ganz unten auf der Seite)
>ich glaube mal gelesen zu haben daß Quecksilberzellen besonders >Rauscharm sind. (Sind jetzt wohl nicht mehr erhältlich). Bastel dir doch welche aus alten Energiesparlampen... >Was sind denn die nächstbesten leicht erhältlichen Zellen? Ich sollte >meine Schaltung mit einer rauscharmen Bias-Spannung (<30nVpp) am Eingang >beaufschlagen um den Einfluß des Leckstroms des Eingangselkos aufs >Eigenrauschen zu bestimmen. Ersetze den 3200µF Elko durch einen 500R Widerstand, also die Wechselstromimpedanz des Elkos bei 0,1Hz, und verbinde seine linke Seite mit Masse. Das liefert dir den Worst Case. Je nach Stromrauschen des OPamp sollte das Gesamtrauschen im Band zwischen 0,1Hz und 10Hz nun typisch zwischen rund 90nVpp und 180nVpp liegen (Vpp = 6,6 x Veff), und zwar deutlich näher bei 90nVpp als bei 180nVpp. Mit idealem Kondensator statt des 500R Widerstands liegen die Rauschwerte natürlich sogar noch darunter, jedoch keineswegs unter den 60nVpp Eingangsspannungsrauschen des OPamp. Da du eine Grenze von 300nVpp anstrebst, kannst du dem Elkorauschen also fast die völligen 300nVpp zubilligen.
Um zu sehen wie sehr die Akkus / Batterie rauschen kann man 2 gegen einander Schalten. Dann hat man DC mäßig die Differenz aber das Rauschen der beiden Zellen. Ein Test des Elkos ist sicher angebracht. Für wenig Rauschen sollten auch größere Batterien / Akkus besser sein, oder ggf. eine Parallelschaltung mit einem kleinen Widerstand als Ausgleich.
>Um zu sehen wie sehr die Akkus / Batterie rauschen kann man 2 gegen >einander Schalten. Dann hat man DC mäßig die Differenz aber das Rauschen >der beiden Zellen. Das Problem dabei dürfte sein, daß sie schon exakt die gleiche Spannung haben müssen, wenn Rauschen im 100nVpp Bereich gemessen werden soll. Behelfsmäßig könnte man den beiden Batterien hochohmige Potis über die Anschlüsse schalten und diejenige Batterie mit der geringfügig höheren Spannung geringfügig stärker belasten. Aber dann fließen wieder Ströme durch die Batterien, was das Rauschen theoretisch verändern kann. Außerdem sinken die Spannungen um so schneller ab, je stärker die Batterien belastet werden. Am Ausgang des hoch verstärkenden LT1037 wartet man dann mit dem Oszi, bis das Meßsignal von oben oder unten aus der Sättigung kommt. Da allerdings bis herab zu 0,1Hz gemessen werden soll, muß das Oszibild schon 10sec beobachtbar sein. Das dürfte eine echte Geduldsprobe werden... Eine andere Variante verwendet zwei LT1037 in der klassischen Instrumentationsverstärkerschaltung und tastet beide Batterien über individuelle und abstimmbare Spannungsteiler ab. Beide OPamp-Eingänge müssen dabei allerdings ausreichend niedrige Impedanzen zur Masse sehen, sonst dominiert wieder das Eigenrauschen der OPamps. Der Vorteil dieser Schaltung wäre, daß man die ohmsche Belastung beider Batterien gleich halten könnte und die Spanungen deshalb vielleicht weniger schnell von einander abhauen. Wieder eine andere Variante tastet beide Baterien mit je einem eigenen LT1037 Spannungsfolger ab, um die Belastung der Batterien und damit Abnahme der Spannungen mit der Zeit auf ein Minimum zu reduzieren. Die Spannungsteiler zur Abstimmung können dann bequem hinter diesen Spannungsfolgern angeordnet und ausreichend niederohmig ausgelegt werden.
So ein Problem ist die geringfügig verschiedene Spannung nicht. Wenn man 10 mV an Differenz hat, kann man bei 10 V Spannungsbereich am Ausgang schon 1000 fach DC gekoppelt verstärken. Nach der ersten Verstärkung kann man dann ohne größere Probleme den DC Teil per RC Glied abtrennen.
>So ein Problem ist die geringfügig verschiedene Spannung nicht. Wenn man >10 mV an Differenz hat, kann man bei 10 V Spannungsbereich am Ausgang >schon 1000 fach DC gekoppelt verstärken. Nach der ersten Verstärkung >kann man dann ohne größere Probleme den DC Teil per RC Glied abtrennen. Aha, du hängst beide Batterien, deren Spannungen um nicht mehr als 10mV differieren, umgekehrt in Serie und daran direkt den LT1037? Also ohne die Batterien durch einen Laststrom zu belasten? Dann könnte es gehen, wie du sagtest, da dann die Batteriespannungen ausreichend stabil sein sollten. Sobald die Batterien durch Ströme belastet würden, würden die Spannungen beginnen abzufallen und das wohl unangenehmerweise bei beiden Batterien unterschiedlich stark und schnell.
Die Idee ist gut. 'schnell' ist doch kein Problem. Überlegt mal wie langsam das vor sich geht. Es ging ja nicht um eine dauerhafte Anwendung. Die Batterien dürfen allerdings keine Flüssigkeiten enthalten, in denen sich Gasblasen aufbauen können. Das gibt dann jedesmal einen Sprung! Hab mal ein Dokument rausgesucht. Ich habe aber noch mehr ;-)
Ulrich schrieb: > Dann hat man DC mäßig die Differenz aber das Rauschen > der beiden Zellen. Wobei die Zellen sich dann geometrisch addieren. Werde ich aber hoffentlich nicht brauchen s.u. Ulla schrieb: > muß das Oszibild > schon 10sec beobachtbar sein. Das dürfte eine echte Geduldsprobe > werden... Ich habe zu meinem Oszi einen "Speicherzusatz" = Digitalkamera mit Langzeitbelichtung von 10 sec. Da geht das schon (offline). Abdul K. schrieb: > Hab mal ein Dokument rausgesucht. Ich habe aber noch mehr Klasse: wenn ich das also richtig verstanden habe ist das Rauschen bei NiCD (und hoffentlich auch NiMH) in erster Näherung abhängig vom Innenwiderstand. Daher brauche ich mir um rauscharme Spannungsquellen im Verhältnis zum 1kOhm Widerstand vom Hochpaß keine Gedanken zu machen. Das Rauschen ist mindestens Faktor 10 kleiner und daher als max 1% Änderung mit meinen Mitteln nicht meßbar. Tja ansonsten: Die Elkos sind selektiert <10 nA zusammen bei 10V vor dem Einlöten. Nach dem Einlöten leider einiges mehr. Ich hoffe die beruhigen sich bis morgen noch, damit ich mit den Rauschmessungen beginnen kann. Gruß Anja
Die niederohmigsten Zellen sind NiCd Hochstrom für Modellbau. Ich erwarte mit denen nach dieser Theorie daher auch das niedrigste Rauschen. Außerdem kann man NiCd liegenlassen, ohne das sie aufgrund finaler Entladung sterben. Das geht mit NiMH nicht!
Mal ne Seitenfrage: Was haltet ihr von einem invertierenden MOSFET-Verstärker mit kräftigen MOSFETs eigentlich für Power gedacht? Also CMOS-Anordnung.
Das "Widerstandsrauschen" der Akkus / Batterien wird das kleinste Problem sein. Das wird auch bei einfachen Zink kohle Zellen noch klein genug sein. Möglich ist ein Problem mit 1/f Rauschen der Akkus. Vermutlich wird das aber auch einiges kleiner sein als bei der Ref. Quelle. Die Batterien wird man ja nur für einen Test der Elkos brauchen. Wenn da raus kommt, dass daher keine wesentlicher Beitrag kommt, muss man die Akkus auch nicht mehr extra nachmessen. Wenn man mit den Akkus und Elkos relativ viel rauschen hat, könnte es sich lohnen die Akkus einzeln auch noch mal zu messen, um zu kontrollieren das die nicht die Rauschquelle sind. Damit könnte man dann ggf. das Rauschen der Elkos "abziehen", wenn es vergleichbar mit dem Rauschen der Ref. Spannungsquelle wird.
Bin sehr gespannt, was Anja da so herausbekommt. Solche Messungen macht man ja nicht alle Tage...
schrieb im Beitrag #2053190: > Die genannten CA3130 sind Originale von RCA aus den 70ern ;-) Da mußte > > man nicht selektieren, die waren alle popkörnig. Wow geballte Frauenpower hier :-) Frank ich habe das mit dem CA3140 ausprobiert. Das Mist Ding produziert bei mir einfach kein Popkornrauschen, dafür normales Rauschen jede Menge. Auch 1/F Rauschen, dies aber ganz gleichmäßig. Hat hier sonst noch eine Idee wie man giftiges Popkornrauschen auf elektronischen Wege produziert? ( Ich meine nicht als Wavefile ). Ist zwar nicht das eigentliche Thema, ich hoffe Anja verzeiht mir :-). Ralph Berres
Ganz gleichmäßig?? In welchem Bereich meinst du? siehe Fig. 35 Datenblatt input referenced voltage noise. Wo da wohl das Knie ist?
Eigentlich nahm das Rauschen mit der Frequenz kontinuierlich ab. Unterhalb 10 Hz war das Rauschen schon ziemlich kräftig, aber eben kein Popkornrauschen. Man könnte fast schreiben. Das Teil hat nur 1/F Rauschen. Ralph Berres
Hallo Ralph, das ganze wird hier erklärt: http://www.elektronikpraxis.vogel.de/index.cfm?pid=856&pk=155621 Zitat: "CMOS-Verstärker neigen im Allgemeinen weniger zu Popcorn-Rauschen." Die CA3130/40 haben CMOS-Eingangsstufen. -> probiers mal mit einem Bipolar-OP der nicht auf rauschen spezifiziert ist und hochohmiger Beschaltung. Gruß Anja
Anja Kennst du einen ( richtig !! ) schlechten Bipolar OP. Der uA741, der MC1455 und der LM324 sind diesbezüglich offenbar auch schon viel zu gut. schon kurios. Jetzt sucht man mal einen grottentief schlechten OP, und man findet keinen. Ich habe es auch schon mal mit Zenerdioden, oder in Sperrichtung betriebenen Collektorbasis Srecken mit 30V UB versucht. Aber die rauschen alle nur gleichmäßig. Ralph Berres
Woran bist du nochmal interessiert? Hier ankreuzen: [] white PM f^0 [] flicker PM f^-1 [] white FM f^-2 [] flicker FM f^-3 [] random walk FM f^-4 In 'Frequency Synthesizer Design Handbook' by Crawford steht dazu ein interessanter Satz: "Flicker noise is a particulary interesting phenomena within nature. It can be found almost everywhere, from the daily height of the Nile river to the music of Bach and the Beatles. In fact, 1/f noise process provides a remarkably good starting point for stochastic music composition." (mit Referenzen)
Abdul Ich weis nicht wie man es noch nennen sollte. Ein Rauschen mit sporatischen kräftigen Ausreißer nach oben, so alle paar Sekunden. Nennt man sowas eventuell auch Flickerrauschen? Ich kenne wie schon geschrieben nur Popkornrauschen. Ralph Berres
>Kennst du einen ( richtig !! ) schlechten Bipolar OP. Der uA741, der >MC1455 und der LM324 sind diesbezüglich offenbar auch schon viel zu gut. Ralph, das "schlecht" bezieht sich nicht auf die Innenschaltung, sondern auf den Herstellungsprozess. Früher hatte man die einzelnen Prozessierungsschritte nicht so gut im Griff. Da hat es bei der Reinkristallzüchtung, der Dotierung, dem Ätzen und vielem anderen gehapert. Die ganz billigen OPamps ließ man in den älten Fertigungsstraßen fabrizieren, während man mit den moderneren Fertigfungsstraßen die lukrativeren OPamps herstellte. In den Datenbüchern aus den 80igern findet man eine Menge Hinweise, was dann alles verbessert wurde: Passivierungsschichten aus Siliziumnitirid und was sonst noch alles... Du wirst heute schlicht kaum noch einen OPamp finden, der auf einer solchen alten Fertigungstraße hergestellt wurde! Es sei denn, du besorgst dir so ein Teil aus einen Schwellenland, in dem noch auf "althergebrachte" Weise Chips produziert werden. Vielleicht findet man auch noch das eine oder andere "nützliche" Teil in historischen Geräten oder Elektronischrott...
Martina Danke erst mal für die Antwort. Das habe ich auch schon befürchtet. Es gibt defakto diesbezüglich also keine wirklich schlechten Bauteile mehr. Leider bin ich auch nicht mehr im Besitz von irgendwelchen Konsumschrott aus den 60ger Jahren. Das habe ich alles längst der ordnungsgemäßen Entsorgung ( Flohmarkt etc ) zugeführt. Es sollte eventuell einen Vesuch werden , wo Studenten Rauschen von Baugruppen vermessen sollen, und da wäre so ein Objekt mit kräftigen Popkornrauschen ein prima AHA Erlebnis , sowas gabs auch , gewesen. Jetzt könnten die Einwände kommen, warum man nicht sowas schnell mal auf einen Mikroprozessor programmiert. Naja ein Mikroprozessor ist nun mal kein OPamp. Vielleicht fällt dem einen oder anderen ja noch was ein, oder mir kommt ( meistens Nachts gegen 2:30 ) doch noch eine geistige Erleuchtung. Ralph Berres
Hi Ralph, betreib mal diese Diode mit einem 1MOhm Vorwiderstand in Sperrrichtung und miss die Spannung über der Diode mit einem 10MOhm Tastkopf. http://de.farnell.com/nxp/bzx585-b15-115/diode-zener-0-3w-15v-sod523/dp/1757833
Ich habe mal verschiedenes Versucht. BZX85 15V, BC170, AC121, BC107. Letztere 3 in Collektor Basis Sperrichtung. Die AC121 rauscht noch am meisten. Leider aber wieder ziemlich gleichmäßig. Kaum Popkornrauschen. BC170 und AC121 am meisten. BC107 und BZX85 fast garnicht. Arbeitswiderstand 1Mohm Betriebsspannung 30V. Ralph Berres
Hier noch ein paar interessante Links: http://www.analog.com/static/imported-files/tutorials/MT-047.pdf http://www.analog.com/static/imported-files/application_notes/AN-940.pdf http://www.analog.com/static/imported-files/tech_articles/MS-2066.pdf http://www.analog.com/en/amplifiers-and-comparators/operational-amplifiers-op-amps/ad8675/products/technical-articles/CU_over_iPolar_revolutionary_new_high-voltage/resources/fca.html http://www.analog.com/static/imported-files/data_sheets/AD8665_AD8666_AD8668.pdf Bipolare OPamps mit niedrigen Eingangsruheströmen sollen besonders davon betroffen sein. Es geht wohl um die Art und Weise wie der Basis-Emitter-Übergang prozessiert wird, in Verbindung mit Kristalldefekten und Oberflächengeschichten.
Martina schrieb: > Bin sehr gespannt, was Anja da so herausbekommt. Solche Messungen macht > man ja nicht alle Tage... Hallo, hat etwas länger gedauert da der Meßverstärker erst mal das getan hat was mann von einem guten Oszillator erwartet. Ich mußte erst noch den OP-Amp der 2. Stufe gegen einen nicht ganz so schnellen LT1012 tauschen. Ok, hier mal das erste Bild. Rauschen des Meßverstärkers bei kurzgeschlossenem Eingang: Oszi ist bei allen Messungen auf 2mV/Div (maximale variable Verstärkung) und 1sek/Div eingestellt. Auf den Eingang des Meßverstärkers bezogen ergibt dies 200nV/Div. Im Bild ca 110nVpp Mittelwert aus 16 Messungen ca 100nVpp bei 10nVpp Standardabweichung. Gruß Anja
Hier das 2. Bild: Meßverstärker mit 8*AA ENELOOP = 11.4V Biasspannung am Elko. Meist ist kein Unterschied zu einem Kurzschluß zu erkennen. bei 2 Messungen habe ich ein leichtes sehr niederfrequentes Driften mit auf dem Bild. Max. Rauschen einschließlich Drift 120nVpp Mittelwert ca 100nVpp Standardabweichung 10nVpp Gruß Anja
3. Bild Referenz LTZ1000: Laut Datenblatt typ Rauschen 1.2uVpp Im Bild ca. 1.02uVpp Mittelwert 0.96uVpp Standardabweichung 0.15uVpp einschließlich "Ausreißer" ansonsten MW = 0.93uVpp und SA = 0.073uVpp. Gruß Anja
4. Bild: Ausreißer bei LTZ1000 mit 1.46uVpp (ansonsten immer <= 1.04uVpp) Da kann man jetzt lange über die Ursache Diskutieren: Ist es jetzt die LTZ1000 oder die Eingangselkos des Meßverstärkers oder Popcorn-Rauschen des Eingangs LT1037 oder schlicht und einfach eine Netzstörung die über das Oszi eingestrahlt ist? Gruß Anja
>Im Bild ca 110nVpp Mittelwert aus 16 Messungen ca 100nVpp bei 10nVpp >Standardabweichung. Kompliment für deinen Aufbau, wenn du so nahe am theoretischen Wert bist!! Gut gemacht!
>Ist es jetzt die LTZ1000 oder >die Eingangselkos des Meßverstärkers >oder Popcorn-Rauschen des Eingangs LT1037 >oder schlicht und einfach eine Netzstörung >die über das Oszi eingestrahlt ist? Wenn du einen einzelnen Einschwingimpuls hast, der letztlich nur die Zeitkonstante deines RC-Hochpasses wiederspiegelt, dann war es in der Tat ein Stufensprung wie beim Popcornrauschen. Kannst du solche einzelnen Einschwinger isolieren, oder ist immer noch mehr Welliges dabei, wie auf deinem Plot?
Martina schrieb: > Kannst du solche > einzelnen Einschwinger isolieren, oder ist immer noch mehr Welliges > dabei, wie auf deinem Plot? Ich verstehe nicht ganz was Du mit "Einschwinger isolieren" meinst. Das Bild ist genau so wie ich es vom Oszi abfotografiert habe. War bisher das einzige derartige "Ereignis". Gruß Anja
>Ich verstehe nicht ganz was Du mit "Einschwinger isolieren" meinst. >Das Bild ist genau so wie ich es vom Oszi abfotografiert habe. War >bisher das einzige derartige "Ereignis". Wenn ich heute Abend noch Zeit habe, simulier ich dir, was ich meine.
Hallo, anbei nochmal der (vereinfachte) aktuelle Schaltplan. Am Eingang sitzt noch ein 3K6 + Schalter als Schutz für die Referenz. Die Opamps sind natürlich nach allen Regeln der Kunst abgeblockt. Mein Ziel <300uVpp ist erreicht. Und das ohne teure Spezialbauteile und Chopper. Zum Glück muß ich nicht noch weitere zeitraubende Experimente mit antiseriellen Batteriezellen und ähnlichem durchführen. Außerdem gibt es hier eine Fülle an nützlichen Infos für weitere Verbesserungen und ggf. einem Breitbandverstärker für 10Hz..100kHz fürs Breitbandrauschen den ich irgendwann mal in Angriff nehmen werde. Ich möchte mich an der Stelle für alle Links, Hinweise, Denkanstöße und Diskussionsbeiträge bedanken. Mein besonderer Dank geht an Berauschter für die Hinweise mit entsprechend fundierten Abschätzungen und an Abdul für seine Links und insbesonders den Beitrag mit Rauschen von Batteriezellen. Und natürlich auch an alle anderen. Gruß Anja
So, jetzt habe ich das mal simuliert. Meine Idee war, daß du aufgrund deiner Bandbreitenbegrenzung als Sprungantwort auf die "Treppensprünge" des Popcorn-Rauschens eigentlich den in der Simulation gezeigten Peak (grüne Kurve), oder eine Überlagerung mehrerer solcher Peaks, sehen müßtest. Siehst du also solche charakteristischen Peaks auf deinem Oszi, dann könnte das in der Tat von Popcorn-Rauschen herrühren. Oder anders ausgedrückt: Da du eine Bandbreitenbegrenzung in deiner Schaltung hast, würde Popcorn-Rauschen auf deinem Oszibildschirm anders in Erscheinung treten, als hier gezeigt: http://www.elektronikpraxis.vogel.de/index.cfm?pid=7525&pk=155621&op=1&type=article#gallery_content
Eneloop haben einen relativ hohen Innenwiderstand bezogen auf die Baugröße. Sie sind ja auf niedrige Leckströme gezüchtet. Andererseits scheint mir dieser Akkutyp dadurch gekennzeichnet, daß er enge Fertigungstoleranzen in der Serie hat. Die Referenz ist doch laut LTC eine Zenerdiode. Ich habe mal gelernt, das diese relativ viel rauschen. Eine Leuchtdiode sollte wesentlich besser sein. So wie jede andere in Durchlaßrichtung betriebene Diode. Kommt es dir nun auf niedriges Rauschen oder hohe Konstanz an? Zur Frage wie man das Rauschen beurteilen könnte: SpectrumLab FFT mit ner Soundkarte. Da siehste ALLE externen Ursachen wie Blitze, Netzstörungen, starke HF-Sender. Sprünge dagegen, zeigen einen breiten Peak im Spektrum.
Ich hatte deine Frage mal den time-nuts vorgeworfen. Man muß bei solchen Sachen schon etwas Geduld an den Tag legen. Meine Projekte laufen manchmal Jahre. Hier die ersten Antworten jenseits dessen was bereits versucht wurde: 1. extensive Simulation mit Soundkarte: http://socrates.berkeley.edu/~phylabs/bsc/Supplementary/NoiseGenerator.html 2. http://ipnpr.jpl.nasa.gov/progress_report/42-77/77M.PDF 3. "On 12/02/11 21:02, Bruce Griffiths wrote: > Flicker noise is not the same as random walk noise, the spectra differ. > Using an AC coupled generator (eg a sound card) filters out the low > frequency content. > > Zeners and transistors (biased at low current) can be used to generate > flicker noise directly at least for low frequencies where it dominates. > Generating random walk noise is more difficult, integrating white noise > is one technique that can be used (at least in principle). Of course... head-slapp white noise has a flat power spectrum flicker noise has a power spectrum of slope f-1 random walk noise has a power spectrum of slope f-2 For random walk you need to do integration. If you do it in analogue, care in low-frequency cut-off comes in and below it you will have white noise. For digital it's a trivial, but you may end up with digital wrap-around but doing a low-frequency leakage you avoid it and end up with the same situation as in the analogue domain. So expect there to be a frequency limit for it if synthesized. Cheers, Magnus" Aber das ist noch nicht das Ende der Geschichte.
Abdul K. schrieb: > Die Referenz ist doch laut LTC eine Zenerdiode. Ich habe mal gelernt, > das diese relativ viel rauschen. > Eine Leuchtdiode sollte wesentlich besser sein. So wie jede andere in > Durchlaßrichtung betriebene Diode. > > Kommt es dir nun auf niedriges Rauschen oder hohe Konstanz an? Die LTZ1000 rauscht im Verhältnis zu anderen Zener-basierten Referenzen (typischer Wert ist so 0,6uVpp/Volt) mit < 0,2uVpp/V relativ wenig. Was ich eigentlich wissen will ist welche meiner Referenzen (LTZ1000, LM399, LT1027) die geringste Alterungsrate (= höchste Konstanz) hat. Für das nötige Meßequipment wie Josephson-Normal und HP3458A fehlt mir leider das Kleingeld. Also muß eine andere Methode her. Im nachfolgenden Link (Seite 6-7) habe ich den Hinweis gefunden daß zumindest bei Referenzverstärkern (Die LTZ1000 ist einer) die Alterung mit dem Rauschen am Anfang und Ende einer Alterungsperiode in Korrelation gebracht werden kann: http://www.kalibrierinfo.de/kalib/buch/CAL6A.PDF Mal schauen wie weit ich damit komme. Parallel dazu werde ich natürlich die Referenzen untereinander vergleichen und schauen welche sich am schnellsten vom Mittelwert entfernt. Gruß Anja
Martina schrieb: > Siehst du also > solche charakteristischen Peaks auf deinem Oszi, dann könnte das in der > Tat von Popcorn-Rauschen herrühren. Ok, wenn ich also das hochfrequente Rauschen auf meinem Ausreißer-Bild abziehe bleiben in der Tat 2 Einschwingvorgänge mit einer Zeitkonstante von ca 1 Sek übrig. Da das jetzt ein einmaliges Ereignis war werde ich diese Messung aus den Mittelwertbetrachtungen ausschließen und das auf den Meßverstärker schieben. Mit dem LT1013 und dem hochohmigen Design hatte ich wesentlich häufiger noch stärkere Ausreißer. Seltsamerweise nur bei der LTZ1000 und nie bei den LM399-Referenzen die ein höheres Rauschen haben und auch nie beim Messen des Eigenrauschens mit kurzgeschlossenem Eingang. Gruß Anja
Hier noch was für Ralph. Dieser Bruce ist wirklich interessant. Bruce: ehydra wrote: > I think the confusion is now perfect: > Beitrag "Re: Meßverstärker für 1/f-Rauschen 0.1 - 10 Hz" > > Let Google translate it from german to your language. > > Does the difference come from voltage vs. power spectrum? > Yes, integrating the power spectrum of white noise produces flicker noise whilst integrating it twice produces random walk noise. In practice integrating the power spectrum requires implementing fractional order (=1/2) integration of the signal ( voltage or current) and single integration of the signal is equivalent to double integration of the power spectrum. Wer noch Zeit übrig hat ;-) kann sich ja bei den time-nuts eintragen.
Anja schrieb: > HP3458A Ach ja, wenn man Jim Williams Glauben schenkt ist auch das LTZ1000A basiert, HP kocht also auch nur mit Wasser. Deshalb werden in einer Appnote gleich 3(!) davon verwendet, um eine LTZ1000A zu vermessen - alles andere wäre auch widersinning. Wie schneiden eigentlich die alte chemischen Standardzellen im Vergleich zu den neuen Zener-Referenzen ab?
Luk4s K. schrieb: > Ach ja, wenn man Jim Williams Glauben schenkt ist auch das LTZ1000A > basiert, HP kocht also auch nur mit Wasser. > Wie schneiden eigentlich die alte > chemischen Standardzellen im Vergleich zu den neuen Zener-Referenzen ab? In gut klimatisierter Umgebung kann man mit Standardzellen unter 1ppm/Jahr erreichen. Durch Selektion der Zellen auch noch weit darunter. Rauschen soll 4nV/srqt(Hz) sein. Siehe auch: http://www.kalibrierinfo.de/kalib/buch/CAL6A.PDF Die LTZ hat 2uV/sqrt(kHr) bei einem Jahr 9000 std kommt man auch auf etwa 1ppm/Jahr. Das HP3458A (AFAIK LTZ1000 und nicht LTZ1000A) ist mit 8ppm/Jahr angegeben. Mit Option 02 (langzeitstabile Referenz) kommt man auf 4ppm/Jahr. Selbst gute Halbleiternormale Fluke 732B/734 sind mit 2ppm/Jahr spezifiziert. Aber für Alterungsuntersuchungen im Bereich 1ppm/Jahr müßte man halt vor jeder Messung mit einem Josephson Normal neu kalibrieren. Der größte Vorteil von Halbleiterreferenzen gegenüber Standardzellen ist daß sie ohne größere Ausgangsspannungsänderung transportierbar sind. (Transfer-Normale). Eine Standardzelle braucht ca. 1 Woche bis sie wieder auf dem alten Wert ist. Gruß Anja
>Mit dem LT1013 und dem hochohmigen Design hatte ich wesentlich häufiger >noch stärkere Ausreißer. Seltsamerweise nur bei der LTZ1000 und nie bei >den LM399-Referenzen die ein höheres Rauschen haben und auch nie beim >Messen des Eigenrauschens mit kurzgeschlossenem Eingang. Also, ich würde dem hochohmigen Meßaufbau nicht mehr soviel Bedeutung beimessen, seit du wesentlich niederohmiger messen kannst, einfach weil du beim hochohmigen Design den Eigenarten des Stromrauschens des OPamps viel zu viel Bedeutung schenkst! Ein nicht koscher OPamp kann sich in einem hochohmigen Aufbau ja regelrecht austoben und du weißt nie, was jetzt vom OPamp oder der Referenz kommt. Ich würde an deiner Stelle noch automatische Langszeitmessungen machen und auf die Jagd nach außergewöhnlichen Peaks gehen. Auch ruhig mal ohne angeschlossene Schaltung also nur mit dem nackten Scope, natürlich realistisch am Eingang abgeschlossen. Du mußt einfach ein Gefühl dafür bekommen, woher die Störungen denn genau herkommen. Für Messungen mit Referenzen würde ich dir DRINGENST nur einen Aufbau empfehlen, der NICHT netzgespeist ist. Von Vorteil wäre auch ein akkugespeistes Oszi, aber die sind natürlich sehr teuer. Optimiere auch noch deine Schaltung bezüglich des Oszis: Verlange einfach nicht so viel Verstärkung von ihm. Du mußt ja nicht seinen 5mV Meßbereich verwenden, das macht ihn nur störungsanfällig. Hänge an deine Schaltung einfach noch eine Verstärkerstufe dran, damit das Signal so groß ist, daß das Oszi kaum noch einen Einfluß auf die Signalintegrität hat. Wenn du automatische Langzeitmessungen machen und später den PC zum Auswerten heranziehen willst, dann verwende doch einen Datenlogger, am besten auch akkugespeist. Das läßt dann keine Wünsche mehr offen, und du hast die Meßzeit frei für andere Dinge. Diese Messungen verlangen das Höchste an Geschick, Erfahrung und Intelligenz, das macht sie ja gerade so spannend! Und viele Sachen sind einfach unerklärlich. Das muß man dann auch akzeptieren. Beispielsweise hatte ich mal einen LM317, bei dem die Ausgangsspannung einfach plötzlich einen Sprung um 5mV nach oben machte. Etliche Minuten danach nichts, und dann plötzlich wieder. Für viele Merkwürdigkeiten gibt es keine griffige Theorie oder Erklärung, sondern das sind einfach ganz ordinäre Herstellungsfehler oder über die Zeit entstandene Chipdefekte. Chapeau, Anja!
@Ralph: Was dein Rauschexperiment angeht, habe ich gerade was interessantes gelesen: Bauelemente mit Schwermetall-Ionen-Verunreinigung sollen besonders stark Telefonrauschen haben. Außerdem, wenn mit Gold dotiert wurde. Gold wird zur Ladungsdauerreduzierung implantiert. Die 1N4148 soll gold-dotiert sein, außerdem diverse HF-Transistoren. Ob das nun für deine in der Bastelkiste liegende 4148 zutrifft...
>Anja, wie machst du eigentlich diese tollen Scope-Bilder? Schreibt sie weiter oben: >Ich habe zu meinem Oszi einen "Speicherzusatz" = Digitalkamera mit >Langzeitbelichtung von 10 sec. Da geht das schon (offline).
Abdul K. schrieb: > Anja, wie machst du eigentlich diese tollen Scope-Bilder? Hallo, habe ich eigentlich oben schon andeutungsweise beschrieben: - normales analoges Oszi (Hameg) Ablenkung 1cm/sek - Digi-Cam mit 10 sek Dauerbelichtung im Macro-Modus bei ca 50 cm Abstand - Beleuchtung ist ein wenig kritisch. Das beste Ergebnis habe ich mit einer LED-Taschenlampe (indirekt) im Hintergrund bei abgedunkeltem Raum Gruß Anja
Aber wie kann man mit einem Analogscope 10 Sekunden lang ein stehendes Bild erzeugen? Rauschen ist ja bekanntlich nichtdeterministisch. Vielleicht bin ich mit 45 auch einfach verblödet?
Abdul K. schrieb: > Aber wie kann man mit einem Analogscope 10 Sekunden lang ein stehendes > Bild erzeugen? Rauschen ist ja bekanntlich nichtdeterministisch. > > Vielleicht bin ich mit 45 auch einfach verblödet? Zeitbasis, auf 1sec/Häuschen stellen, Single Sweep Mode, Belichtung starten, Reset drücken, Strahl durchlaufen lassen, fertig Alternativ natürlich Speicherröhre ;)
Achso. Man merkt, das ich langsame Signale nicht betrachte. Sorry. Also doch verblödet und jeden Tag neue Freunde :-)
Luk4s K. schrieb: > Zeitbasis, auf 1sec/Häuschen stellen, Single Sweep Mode, > Belichtung starten, Reset drücken, Strahl durchlaufen lassen, fertig so ginge es natürlich auch. Ich warte immer bis der Strahl bei Auto-Trigger immer kurz vor Ende Bildschirm ist. Dann drücke ich ab. Gruß Anja
HI, ich bin gerade über diesen thread gestolpert.. paar Bemerkungen dazu: - Popcorn noise soll von Kontamination mit Schwermetallen kommen. - Im 1974er IC-Datenbuch von RCA ist eine Mess-Schaltung dafür. Das Buch ist vermutlich nicht mehr sehr verbreitet, aber wenn ich mal wieder zu Hause bin, kann ich die paar Seiten scannen. - Popcorn noise hatte damals fast jeder, nicht nur RCA. - Popcorn noise ist heute kaum noch ein Problem. - buried Zeners sind ziemlich rauscharm, weil sie per ion implant tief unten im Kristall erzeugt werden, wo der Dreck der Oberfläche keine Rolle mehr spielt. Dagegen leben Bandgaps davon, dass sie Differenzen von kleinen Spannungen verstärken, was natürlich rauscht. - Vom NIST gibt es einen Bericht über das Rauschen von Batterien, wurde -glaub ich- im thread schon erwähnt. Weil die filenames bei nist.gov nur zahl.pdf sind, sucht am besten nach "time frequency group", Fred Walls und battery. - Batterien sind nicht so toll wie vermutet. Aber Masseschleifen machen sie weg. Über das Rauschen wird man dann am einfachsten mit einem capacitance multiplier Herr. (Simpler Emitterfolger mit RC- glied an der Basis 1K/100u aus der Versorgungsspannung, evtl. Darlington) Mitternacht, tschuess - Gerhard, dk4xp@arcor.de
Ich habe mir den 0.1-10Hz Verstärker jetzt auch aufgebaut. Dazu habe ich mir diverse Elektrolytkondensatoren kommen lassen und selektiert. Dabei hat sich herausgestellt, dass die 85° Typen von Yageo (Reichelt) wirklich super abschneiden. Die Kombination 1.000µF/25 || 2.200µF/35V zeigen nach 24h formieren an einem 9V-Block einen Leckstrom von <5nA. Die 105° Typen schneiden um Größenordnungen schlechter ab. Scheint als wäre es nicht zwingend notwendig auf teure und schwer zu beschaffende Tantal oder die "beliebten" Sanyo Oscon zurückgreifen zu müssen und das Jim Williams seine Preferenzen zu Zeiten auf diese Art Kondensatoren gelegt hat, als man noch mit Schwierigkeiten bei den Elkos zu kämpfen hatte. Eine schöne Erklärung zu dem Thema habe ich auch im Netz gefunden: www.tadiranbatteries.de/pdf/BothDeu.pdf Ich denke diese Informationen dürften für diejenigen die sich ebenfalls mit dem Thema beschäftigen von Interesse sein.
Gerhard hat das zwar schon im Februar erwähnt, war es diese Applikation? (Ich habe nur die Kurzbeschreibung, vielleicht hilft die ICAN-Nummer weiter)
Christoph Kessler (db1uq) schrieb: > RCA_Popcorn_noise.png Das ist dieses Dokument: Measurement of Burst ("Popcorn") Noise in Linear Integrated Circuits RCA application note ICAN-6732, 1971. p.6 Aber woher bekommt man den Volltext?
Da könnte was drin sein, ich schau mal näher rein: http://electronicsandbooks.com/eab1/manual/index.php?dir=Electronic+Component+Databook+Datasheet%2FBrand%2FRCA+%28Harris%29%2FApplication%2F hier hat man viiiel Zeit... wie in der Whiskyreklame dafür gibts jede Menge alter Schätze
Habe mal zum Spaß bei TI nach Popcorn-Rauschen gesucht: Ein OpAmp wird wohl noch wie damals gefertigt... http://www.ti.com/lit/ds/symlink/lm124-sp.pdf NI(PC) Noise popcorn max. 50 uV/peak
2 Stunden für 45 MByte und das auch nur wenn er nicht hängenbleibt. Ich bin am ersten Applikationsbuch-Download, mal sehen, ob die ICAN da drin ist oder erst im zweiten Band. Ich suche noch eine andere RCA-Applikation zum CA3089, die könnte auch drin sein.
Der erste Teil war schon ein Volltreffer Da ist die ICAN-6732, hab noch Titelbild und Inhaltsverzeichnis angehängt.
Welche ander ICAN suchst du denn? Ich habe einiges. Das mit dem Popcorn-Noise ist so eine Sache. Man findet unterschiedliche Definitionen und ich befürcht daher, daß so einiges Blödsinn ist bzw. falsch kategorisiert wurde. Bereits ca. 1970 findet man etwas in der Art "CMOS hat kein Popcorn-Noise". Wie paßt das zusammen zu Schwermetallverunreinigung? Beide Prozesse Bipolar und CMOS basieren auf Silizium-Wafern. Dotiert wird wohl auch mit den gleichen Stoffen.
Schon gefunden - im 1975er Band der Appnotes war sie drin. Die Popcorn-App auch nochmal. Meine Appnote-Kurzübersicht ist aus einem 1976er Datenbuch etwa DINA4.Größe von RCA. Der Holländer (?) hat das Buch auch, SSD210 156MByte, das dauert ja Tage sie runterzuladen. Ob die Zeitverzögerung Absicht ist?
Anja schrieb: > Hallo zusammen, > > ich suche eine Schaltung um das 0.1Hz - 10 Hz Rauschen von > Referenzspannungsquellen am Oszi-Eingang (2-5mV/Div bei 1MegOhm) zu > vergleichen. Ich erwarte etwa Pegel im Bereich 1 - 3 (-5) uV Peak-Peak > an Rauschspannung bei einem DC-Offset von ca 5, 7 oder 10V. Hi, Anja, einer, die öfters gute Antworten gibt, auch mal eine: "Dicke Switch" - die Lösung der Radioastronomen zur Messung kleinster Rauschquellen im Universum. Der frühe Vorschlag mit dem Chopper war schon die halbe Miete, aber kein Choppen des DUT gegen Masse, sondern gegen eine Rauschquelle bekannter Rauschtemperatur. Diese Rauschquelle kann ein beheizter Widerstand sein. Bei Zweifeln an der Linearität der Messapparatur ist sogar eine Regelung möglich, die den Widerstand so heiß macht, dass die Rauschdifferenz gegen Null geht. "Chopper" heißt hier: Umschalter wechselt zwischen DUT und Referenzwiderstand. Ich hätte keine Bedenken gegen einen Reed-Umschaltkontakt. Von den quecksilberbenetzten erwarte ich geringste Umschaltgeräusche, aber in der Umschaltzeit setzt man die Messung besser aus. Die Rauschleistungen werden durch einen gemeinsamen Verstärker angehoben und jeweils gemittelt. Die Mittel werden verglichen. Nach Differenz wird die Heizung des Referenzwiderstandes gestellt. Der Heistrom liefert dann den Meßwert. Die Astronomen werden sich größte Mühe gegeben haben, das günstigste Verfahren zu finden. Warum also weiter suchen und sie damit beleidigen? Das Rauschmaß des Verstärkers mittelt sich dabei raus. Je geringer dieses, desto größer die Meßgenauigkeit bei gegebener Mittelungszeit. Ein weiterer Vorteil ist die Reduzierung der Unbekannten in der Gleichung auf das DUT. Viel Spaß! Wolfgang Horn
branadic schrieb: > Ich habe mir den 0.1-10Hz Verstärker jetzt auch aufgebaut. Schön. Hast Du schon Messungen zum Eigenrauschen? Wäre mal interessant wie reproduzierbar das ganze ist. Ich habe ehrlich gesagt nicht darauf geachtet welche Elko-Typen es sind ich habe einfach die Teile aus der Bastelkiste ausgemessen. Der 2200uF ist ein normaler "ELNA" (gut abgelagert) ohne weitere Kennzeichnung. Der 1000uF ist als 85 Grad Typ gekennzeichnet. Gruß Anja
Wolfgang Horn schrieb: > Die Astronomen werden sich größte Mühe gegeben haben, das günstigste > Verfahren zu finden. Warum also weiter suchen und sie damit beleidigen? Danke für den Hinweis. Ich behalte das mal Im Hinterkopf falls ich noch höhere Anforderungen haben sollte. Meine Ursprüngliche Anforderung ist voll erfüllt. Und solange es keine neuen Referenzen gibt die besser als 0.5uVpp (bei 5V-10V) sind reicht mir die Schaltung voll aus. Gruß Anja
Anja schrieb: > Hast Du schon Messungen zum Eigenrauschen? Wäre mal interessant wie > reproduzierbar das ganze ist. Ich habe die zwei Verstärkeraufbauten überprüfender Weise mal in Betrieb genommen und mich am Oszi über erste Lebenzeichen gefreut, allerdings gehört der Verstärker noch in ein Gehäuse. Eine nicht unerhebliche Handempfindlichkeit habe ich auch feststellen können. Ich hatte, wie du ja weißt, die Verstärkung auf A=80dB geändert, da ich vorhabe den Verstärker mit meinem STM32-basierten 10Hz-100kHz Rauschmessplatz für quasi automatisierte Messungen zu koppeln. Momentan ist aber erst einmal Kurzurlaub, sodass ich danach erst dazu kommen werde den Verstärker auf Eigenrauschen hin analysieren zu können.
branadic schrieb: > allerdings > gehört der Verstärker noch in ein Gehäuse. Eine nicht unerhebliche > Handempfindlichkeit habe ich auch feststellen können. Da gibt es sooo schöne Keksdosen wo man nicht nur den Messverstärker sondern auch noch das Messobjekt samt Akkus mit reinlegen kann. Gruß Anja
Ich schrieb schon an anderer Stelle einmal, dass es in meinem Haushalt keine Kekse gibt, daher auch keine Keksdosen. Von der Optik solcher Lösungen möchte ich lieber gar nicht anfangen. Dem Ästeht in mir sagen solche Lösungen einfach nicht zu.
Tja, branadic, vornehm geht die Welt zugrunde. > ... dass es in meinem Haushalt keine Kekse gibt, daher auch keine > Keksdosen. ... Dem Ästeht in mir sagen solche Lösungen einfach nicht zu. Schon in meiner Kindheit programmierte ein Erlebnis am Kaffeetisch meine Ingenieurlaufbahn. "Schatz, die Kaffeekanne leckt und erzeugt Kaffeeflecken auf dem Tischtuch!" tadelte Vatern. "Aber die Kanne ist doch so schön, da konnte ich nicht widerstehen!" antwortete Muttern, etwas beleidigt. Am nächsten Sonntag hatte die Tülle einen häßlichen Schwamm unter ihrem Kinn, der hielt das Tischtuch schön. Astethik ist ein hübscher Charakterzug, Pragmatismus aber auch. Wenn abgeschirmt werden muss, die Keksdose (aus Weißblech) dafür reicht, wäre sie besser als das Warten auf eine Bestellung. Ciao Wolfgang Horn
Wenn du mit solchen Lösungen leben magst, schön für dich. Ich mag es nicht und wie ich schon sagte, in meinem Haushalt gibt es keine Kekse und keine Keksdosen, also ist Pragmatismus hier fehl am Platz. Ich müsste erst eine Keksdose kaufen und die Kekse sinnlos entsorgen. Da ich Nahrungsmittel aber nur ungern entsorge (ich selbst esse kein Zucker+Butter-Gebäck) und mir die Lösung ohnehin nicht gefällt bestelle ich doch lieber ein Gehäuse und tu allen damit ein Gefallen. Wenn du das als vornehm bezeichnen möchtest dann bitte. Was dein Beispiel angeht, so wäre es cleverer gewesen einfach die Tischdecke wegzulassen, was nicht auf dem Tisch liegt kann nicht dreckig und der Tisch abgewischt werden. Das wäre pragmatisch gewesen! ;)
branadic schrieb: > Zucker+Butter-Gebäck =Mehl Hätte nicht gedacht, diesen Schwämmchen nach Jahrzehnten nochmal wiederzubegegnen. Die 70er müssen unheimlich spießig gewesen sein.
Mir kommt vor, manchmal wird was altes, gutes vergessen. z.B. MAT03 und OP27 (mein Liebling) siehe: http://www.analog.com/static/imported-files/data_sheets/MAT03.pdf
Ohne jetzt mal alles durchgelesen zu haben, werfe ich mal die THS4130 in die Runde. Fully differential amplifier mit 1.3nV / SQRT(Hz) bei 10 kHz.
> Ohne jetzt mal alles durchgelesen zu haben Den Thread-Titel zu lesen hätte schon gereicht: "Meßverstärker für 1/f-Rauschen 0,1-10Hz (Hz und nicht kHz) > werfe ich mal die THS4130 in > die Runde. Fully differential amplifier mit 1.3nV / SQRT(Hz) bei 10 kHz. Der mit über 10nV/SQRT(Hz) unter 10Hz rel. schlecht ist (DB Figure 24). > Mir kommt vor, manchmal wird was altes, gutes vergessen. > z.B. MAT03 und OP27 Ja, finde ich auch, nur dass ich in solchen Schaltungen keinen OPV verwende. Man kann in diesem und in ähnlichen Parallelthreads Beitrag "Messverstärker nach tangentsoft, Modifikationen" Beitrag "Einfacher Messverstärker 10 Hz - 100 KHz" schön sehen, dass die Schaltungsauslegeung im Wesentlichen von den miserablen Eigenschaften der OPVs bestimmt wird und man daher unnötige Schwierigkeiten hat, das eigentliche Ziel zu erreichen. Mit geschickter diskreter Schaltungstechnik kann man das weitgehend vermeiden. Aber wie so oft werden OPVs eben als Allheilmittel betrachtet.
ArnoR schrieb: > Aber wie > so oft werden OPVs eben als Allheilmittel betrachtet. Das Problem liegt wohl eher daran, dass Bauteile wie MAT03 inzwischen unverschämt teuer sind, gewisse diskrete Bauteile einfach gar nicht mehr zu bekommen sind oder zum Teil nur noch über Auktionen und für zum Teil abartige Preisvorstellungen. Ob in letzterem Fall dann auch Originale oder fernöstliche Nachbauten geliefert werden stellt man allerdings erst nach dem Kauf fest, wenn überhaupt geliefert wird. Wenn es dann noch hermetisch gehäust sein darf lässt man sich die Bauteile noch einmal zum x-fachen vergolden, sodass sich ein teurer OPV schon lange gerechnet hat. Ich denke es gibt genug Leute die gern auf gewisse Schaltungsvarianten zurückgreifen würden, aber nicht bei den Preisen die heutzutage veranschlagt werden. Leider sind die Bauteilhersteller auch nicht intelligent genug ihre guten diskreten Bauteile die auch heute noch nach Konkurrenten suchen in moderene (vielleicht auch hermetisch dichte SMD-) Gehäuse zu packen. Der Verfall ist also nicht dem Endverbraucher allein anzulasten, die Hersteller sind zum Großteil selbst dran schuld bzw. deren Marketingabteilungen und Profitoptimierern, denn die intessiert es nicht was der Wegfall guter diskreter Bauteile für die Zukunft bedeuten wird.
> Das Problem liegt wohl eher daran, dass Bauteile wie MAT03 inzwischen > unverschämt teuer sind... > Ich denke es gibt genug Leute die gern auf gewisse Schaltungsvarianten > zurückgreifen würden, aber nicht bei den Preisen die heutzutage > veranschlagt werden. Für einen sehr rauscharmen VV (besser als AD797) braucht man keinen MAT03, da reichen ganz einfache Bipos.
ArnoR schrieb: > da reichen ganz einfache Bipos. ... die dann aber auch noch selektiert werden wollen. Dazu bedarf es wieder entsprechender Messtechnik. In weniger als die Hälfte der Zeit hat man einen matched Pair Transistor verwendet und in noch weniger Zeit einen OPV.
> ... die dann aber auch noch selektiert werden wollen.
Da muss gar nichts selektiert werden. Man nimmt bestimmte, als rauscharm
ausgewiesene Transistoren und das wars. Die einfache Emitterschaltung
rauscht gegenüber einem Diff schon mal wesentlich weniger, weil die
wirksame Eingansspannung doppelt so groß ist (sich nicht zu gleichen
Teilen auf 2 Transistoren aufteilt) und nur ein Transistor zum Rauschen
beiträgt.
branadic schrieb: > Dem Ästeht in mir sagen > solche Lösungen einfach nicht zu. Schade, gerade wollte ich die Lösung von Texas Instruments vorstellen: eine Farbdose aus Weissblech. ArnoR schrieb: > Da muss gar nichts selektiert werden. Man nimmt bestimmte, als rauscharm > ausgewiesene Transistoren und das wars. Eigentlich habe ich ja schon meine Lösung (siehe oben). Das einzige was mich daran stört ist, daß wenn ich vergesse beim anschließen der Referenz den Schalter für die Schutzimpedanz zu betätigen die LTZ1000 gaaanz schnell altert. Also wenn es so einfach ist dann stell doch mal eben eine dimensionierte Schaltung hier rein mit folgenden Eigenschaften: Eingangsimpedanz (auch kurzzeitig und bei fehlender Versorgung des Meßverstärkers) nicht kleiner als 3,6 KOhm (maximaler Strom 2mA bei 7,2V auch unter transienten Bedingungen beim Anschließen der Referenz). Tiefpass 4. Ordnung 10 Hz. Hochpass 2.-3. Ordnung 0.1 Hz. Verstärkung an Oszilloskop-Eingang (1MOhm) 10000-fach +/-10% Eigenrauschen <0.3uVpp bei kurzgeschlossenem Eingang / Eneloop Akku 9.6V Eingangsspannung 0-10V DC mit überlagerter Rauschspannung. Gut wäre dann wenn du noch ein paar Messungen mit bekannten Quellen (LT1027, LT1236, MAX6350, AD586 oder LTZ1000) reinstellen könntest. Gruß Anja
Im Prinzip, und in der Simulation kann man mit einfachen Transistoren einen sehr rauscharmen Verstärker aufbauen. Gerade bei den niedrigen Frequenzen hat man aber die Schwierigkeit mit thermischen Effekten - und da haben dann 2 gepaarte Transistoren auf dem gleichen Chip einfach einen Vorteil, den man nicht so leicht durch mehr Strom (und damit auch mehr Wärme) ausgleichen kann. Von daher ist ein fertiger OP oder eine Differenzverstärker mit einem Transistorpaar auf einem Chip schon gut. Die Alternative zum OP wäre ggf. ein mehr oder weniger diskret aufgebauter Chopperverstärker, weil man damit das 1/f Rauschen größtenteils los wird. Zur Strombegrenzung könnte man ggf. FETs in Reihe zum Eingang haben. Zum einen könnte man die erst aktivieren, wenn die Versorgungsspannung seht. Zum anderen könnten die mit einem relativ kleinen Serienwiderstand (und damit wenig extra Rauschen) den Strom aktiv begrenzen. Wenn man ohnehin schon FETs am Eingang hat, wäre der Schritt in Richtung Choppperverstärker auch nicht mehr so groß.
>Im Prinzip, und in der Simulation kann man mit einfachen Transistoren >einen sehr rauscharmen Verstärker aufbauen. Natürlich kann man das. Niemand wird gezwungen, OPamps zu verwenden. Opamps bieten den Vorteil der Universalität, extrem leichten Beschaltbarkeit und der hohen Linearität, dank seiner speziellen Topologie. Extremste Rauscharmut erhält man dagegen nicht mit OPamps. Manche sind besonders rauscharm, aber es gibt immer diskrete Schaltungen, die noch rauschärmer sind. Die Frage ist nur, ob es sinnvoll ist, so etwas aufzubauen. In der Regel tut man das nicht, sondern verwendet OPamps, weil man damit aufgrund der leichten Beschaltbarkeit praktisch immer sofort eine Funktionsgarantie hat. Nur wenn das nicht reicht, versucht man es diskret und muß dann aber eine anspruchsvolle Schaltung entwickeln. Damit lassen sich dann schnell Diplomarbeiten und wissenschaftliche Publikationen füllen. Trivial ist es nicht.
Hallo, in die Runde und die Frage an @Anja: Hast du mit eneloop- Akkus so gute Erfahrungen bezüglich Rauschen, oder war die Bemerkung als Randbedingung gemeint? Für mich sind nach wie vor (gerade im Bereich unter 100 Hz) Pb- Quellen die optimalen. Viele Grüße Ralf
Ralf Haeuseler schrieb: > Hast du mit eneloop- Akkus so gute Erfahrungen bezüglich Rauschen, oder > war die Bemerkung als Randbedingung gemeint? Für Eneloop gibt es eine Vergleichsmessung siehe oben. Der hintergedanke war eine rauscharme Spannung von ca 10V anstelle eines Kurzschlusses zu haben um auszuschließen daß die Eingangsspannung einen wesentlichen Einfluß auf die Rauschmessung hat. Gruß Anja
> Also wenn es so einfach ist dann stell doch mal eben eine dimensionierte > Schaltung hier rein mit folgenden Eigenschaften: Ich habe nicht gesagt das es einfach ist, sondern, dass man mit geschickten diskreten Schaltungen einige Nachteile von OPVs vermeiden kann und das man die Eingangstransistoren nicht gesondert ausmessen muss um beim Rauschen besser als der AD797 zu sein. Leider kann ich dir keine Schaltung nach deinen Forderungen anbieten, weil meine Schaltung deine erste Bedingung (hoher Eingangswiderstand ohne Versorgung und bei transienten Bedingungen) nicht erfüllen kann und außerdem breitbandig (1Hz...1MHz bei V=60dB) ist. Damit war meine Argumentation in diesem Thread wohl nicht gut platziert und würde eher in den 10Hz...100kHz-Thread gehören.
ArnoR schrieb: > Ich habe nicht gesagt das es einfach ist, sondern, dass man mit > geschickten diskreten Schaltungen einige Nachteile von OPVs vermeiden > kann Ganz so schön hast du es nicht formuliert, vielmehr machst du OPVs schlechter als sie sind und stelltst Transistoren dar als hätten sie keine Nachteile. Vielmehr lernt man doch, dass trotz der vielen Transistoren in einem OPV mit ihren nichtlinearen Eigenschaften ein naherzu lineares Bauteil herauskommen kann. ArnoR schrieb: > Leider kann ich dir keine Schaltung nach deinen Forderungen anbieten, > weil meine Schaltung deine erste Bedingung (hoher Eingangswiderstand > ohne Versorgung und bei transienten Bedingungen) nicht erfüllen kann und > außerdem breitbandig (1Hz...1MHz bei V=60dB) ist. Ist ja auch nicht nötig eine bereits fertige Schaltung aus der Tasche zu zaubern, du kannst ja stattdessen die Schaltungsentwicklung "live" für jeden transparent hier durchführen, bei der du auf die von Anja gestellten Anforderungen mit geeigneten Maßnahmen reagierst und diese erläuterst. Dann haben alle etwas davon und können im Zweifelsfall sogar noch was dazu lernen. Jetzt einen Rückzieher mit einer faulen Ausrede zu machen wäre strategisch schlecht :)
Guten Tag und Hallo in die Runde, erstmal Danke an @Anja: Das ist auch meine Einschätzung; das mit der Einstufung der Stromquellen. Zu den Diskussionen um OPV und BiPops. Hier laufen mehrere Threads (ich glaube insgesamt 3) die sich mit dem Verhalten von Verstärkern (Rauschen in verschiedenen Frequenzbereichen und mit den unterschiedlichsten Verstärkungen)in denen die Einflüsse der verschiedensten BE betrachtet werden. Dazu wurden meherere Verstärker praktisch aufgebaut und die erzielten Ergebnisse hier zur Diskussion gestellt. So wie ich es überblicke sind auch hier wieder die gleichen OMs im Thread versammelt. Deshalb ist es doch den beteiligten eigentlich klar was @ArnoR hier meint. Die bestimmentsten Stufen und BE, sind die im Eingang (egal ob Elko, Widerstand oder Transistor)und dazu ist doch, nach wie vor der gemischte Aufbau der, der optimal zu dimensionieren und dann auch praktisch aufzubauen ist. Die "eigentliche" Verstärkung übernimmt dann der OPV und da dann, der für den jeweiligen Aufbau optimale Typ. Das ist hier nicht als "Rückendeckung" für @ArnoR gedacht, sondern ich habe seine Beiträge so gelesen und verstanden. Gerade in den niedrigen Frequenzbereichen unter 100 bis 10 Hz wird der Einfluß der Eingangsstufe dominierend und da macht es Sinn diese Stufe mit Transistoren, die dann auch paarig selektiert werden, zu bestücken. Viele Grüße Ralf
> vielmehr machst du OPVs schlechter als sie sind Ja mag sein, ich hab in bestimmten Anwendungen wohl zuviel schlechte Erfahrungen damit gemacht. > Jetzt einen Rückzieher mit einer faulen Ausrede zu > machen wäre strategisch schlecht :) Eine Emitterschaltung mit niederohmiger Stromgegenkopplung hat ohne Versorgung oder bei Übersteuerung nunmal einen sehr kleinen Eingangswiderstand von einigen Ohm. Und das ist genau das, was Anja nicht gebrauchen kann. Eine diesbezügliche Alternative wäre ein Eingangs-Diff und eine Schaltung mit der Struktur eines OPV, da kann man auch gleich einen nehmen. > du kannst ja stattdessen die Schaltungsentwicklung "live" für > jeden transparent hier durchführen, bei der du auf die von Anja > gestellten Anforderungen mit geeigneten Maßnahmen reagierst Das finde ich etwas viel verlangt. Wenn ich zu bestimmten Themen was Passendes in der Schublade habe, dann hab ich auch schon mal was gutes Neues und Unbekanntes rausgerückt (z.B. Virtual Ground, Nulldurchgangsdetektor), aber was du vorschlägst frisst viele Ressourcen und ich hab keine Verwendung dafür.
>Vielmehr lernt man doch, dass trotz der vielen Transistoren in einem OPV >mit ihren nichtlinearen Eigenschaften ein naherzu lineares Bauteil >herauskommen kann. Der Aufbau einer diskreten Schaltung, die ausreichend linear ist, dürfte hier nicht allzu schwierig sein, weil die Eingangsspannung ja nur eine sehr kleine Amplitude hat. >Die bestimmentsten Stufen und BE, sind die im Eingang (egal ob Elko, >Widerstand oder Transistor)und dazu ist doch, nach wie vor der gemischte >Aufbau der, der optimal zu dimensionieren und dann auch praktisch >aufzubauen ist. Genau. Die allererste Stufe ist es, die das Rauschen bestimmt. Die Eingangsstufe sollte ein klein wenig Verstärkung erzeugen, den Rest übernehmen dann nachgeschaltete OPamp-Schaltungen. Klirr ist ebenso relativ unwichtig wie Temperaturkonstanz der Verstärkung. Also ist ein symmetrischer Aufbau mit Differenzverstärker in der Eingangstufe eigentlich gar nicht nötig. Die Eingangsimpedanz sollte im 10k Bereich liegen, wenn Anja einen 1k Widerstand im Hochpaß vom Eingang nach Masse legt. Die Ausgangsimpedanz sollte möglichst niedrig sein. Bei ausreichender Verstärkung reicht aber eine Impedanz, die im Bereich des Rauschminimums des nachfolgenden OPamps liegt.
Die Schaltung soll so hochohmig sein, dass man das Rauschen eines ACCUs messen kann. Da dürften einige kOhm ausreichen. Als Basis schlage ich vor, aus dem Datenblatt von MAT03 die angegebene Schaltung mit passiven RC-Filter aufzubauen. Die schon angeführten hohen Kosten betragen bei Digikey ca. 15 Euro. Was kostet ein Arbeitstag in einer Firma?
> Also ist ein > symmetrischer Aufbau mit Differenzverstärker in der Eingangstufe > eigentlich gar nicht nötig. Die Eingangsimpedanz sollte im 10k Bereich > liegen Dann meinst du wohl eine Emitterschaltung? 10k Eingangswiderstand kann man da zwar auch mit Gegenkopplungswiderständen im Ohm-Bereich schaffen (die wegen des Rauschens so niederohmig sein müssen), aber nur wenn die Eingangssignale kein sind und der Verstärker arbeitsfähig ist, weil anderenfalls die Gegenkopplung wegfällt und am Eingang nur noch die Basis-Emitter-Diode + Re erscheinen. Für Anjas Forderungen geht das nicht. > unwichtig wie Temperaturkonstanz der Verstärkung. Der Arbeitspunkt der Eingangs-Emitterschaltung sollte auf jeden Fall stabilisiert werden, weil wegen des niederohmigen Emitterwiderstandes dort keine wirksame Stromgegenkopplung und damit Temperaturstabilisierung erreicht wird und die Schaltung außerdem eine große Steilheit hat, was den ungeregelten, z.B. durch Einspeisen eines konstanten Basisstromes eingestellten AP stark mit der Temperatur verschiebt und damit u.a. auch die Schleifenverstärkung ändert. Parallelgegenkopplung zur Stabilisierung kommt wegen der Forderung nach hohem re nicht in Frage. Bei direkt gekoppelten Stufen ist die Stabilisierung zwingend, da wegen der nachfolgenen Gleichspannungsverstärkung die Drift nochmals verstärkt wird und die Stufen schnell "anschlagen".
Hallo, hier mal der Link, den wir schon diskutiert haben, ist ein Jahr her, aber gleiche Ergebnisse und gleiche Schaltungen, mal ein anderer Name oder ein anderes BiPo- Paar aber ansonsten. . . Beitrag "Re: Einfacher Messverstärker 10 Hz - 100 KHz" Viele Grüße Ralf
Nach langem Überlegen habe ich beschlossen nun auch einen Meßverstärker zu bauen, soweit meine karge Freizeit es zuläßt. Ich möchte aber gerne auch in Schaltungen mit nicht besonders niederohmigen Quellimpedanzen messen. Der Frequenzbereich soll die zwei Bereiche von 0,1Hz bis 10Hz und von 10Hz bis 100kHz umfassen, möglichst mit nur einer Meßschaltung. Wenn ich am Eingang ein Tiefpaßfilter vorsehe mit 1nF Kapazität nach Masse, dann hätte das eine Impedanz von knapp 8kOhm bei 20kHz zur Folge. Also könnte ich auch mal in Schaltungen mit Quellimpedanzen bis rund 5kOhm bis zu dieser Frequenz messen. 5k liefert rund 9nV/SQRT(Hz) thermisches Rauschen. Also sollte die Rauschstromdichte deutlich unter 9nV/SQRT(Hz) / 5k = 1,8pA/SQRT(Hz) liegen. Wenn ich dann mal bis 1Hz herunter messen möchte, was bei Schaltungen mit Elkos, Tantals und Akkus interessant sein dürfte, scheiden Verstärker mit BJT oder bipolaren OPamps eigentlich aus. Zum Vergleich: Ein LT1037 hat eine Rauschstromdichte von rund 5pA/SQRT(Hz) bei 1Hz, der LT1028 von immerhin rund 15pA/SQRT(Hz). Und bei noch niedrigeren Frequenzen steigt das Stromrauschen auch noch deutlich an. Interessanterweise findet man kaum bipolare OPamps mit bei 1Hz spezifiziertem niedrigen Stromrauschen. Um der Problematik mit dem Stromrauschen ganz aus dem Weg zu gehen, möchte ich daher mit einem FET-Verstärker arbeiten, weil FET-Verstärker um Größenordnungen kleine Rauschstromdichten haben. JFET scheint besser abzuschneiden als MOSFET, weil sich bei JFET offenbar niedrigere 1/f-Grenzfrequenzen realisieren lassen. Es gibt zwar auch OPamps mit JFET, die sehr niedriges Spannungsrauschen aufweisen, aber diese müssen immer symmetrisch aufgebaut werden, also von jedem Eingang nach Masse identische Impedanzen sehen, um wirklich rauscharm zu arbeiten. Damit wäre ich aber an eine bestimmte Quellimpedanz gebunden, was für das Messen in unterschiedlichen Schaltungen völliger Murks wäre. Also kommt nur eine Schaltung mit einem diskreten JFET am Eingang in Frage. Hier fällt die Wahl natürlich sofort auf den 2SK369 (ähnlich dem 2SK170), der überragende Rauscheigenschaften zeigt: Bei 10Hz beträgt die Rauschspannungsdichte 2,5nV/SQRT(Hz), bei vernachlässigbarem Stromrauschen. Bei höheren Frequenzen fällt der Wert auf unter 1nV/SQRT(Hz). Bei niedrigeren Frequenzen steigt das Spannungsrauschen allerdings mit einer typischen 1/f-Charakteristik an. Eventuell hilft Parallelschalten von mehrern 2SK369, womit das Spannungsrauschen um den Faktor SQRT(n) kleiner wird, wobei n die Anzahl der parallelgeschalteten JFETs ist. Glücklicherweise ist der 2SK369 im Gegensatz zu den hochgezüchteten Spezial-OPamps sehr preisgünstig, sodaß das Parallelschalten nicht zu teuer wird. Zuerst habe ich daran gedacht, den JFET nicht innerhalb einer OPamp-Gegenkopplung einzusetzen, sondern als nackten Vorverstärker oder Buffer. Da kommt zunächst mal die Drainschaltung in Frage. Die SIMU zeigt ein sehr gutes Verhalten, also praktisch völlige Unabhängigkeit der Verstärkung von der Quellimpedanz, etc. Leider hat die Drainschaltung mit Rd=0 überhaupt keine Verstärkung, sodaß mit einem nachgeschalteten LT1028 die gesamte Verstärkung erzeugt werden müßte. Die Drainschaltung liefert dann eine niedrige Ausgangsimpedanz von rund 20R bei 10mA Drainstrom (hoher Drainstrom = niedriges Rauschen), sodaß das Stromrauschen des LT1028 kaum noch einen Einfluß hat und sich das besonders niedrige Spannungsrauschen des LT1028 voll positiv bemerkbar machen würde. Nachteilig an dieser Schaltung ist der hohe Preis für den LT1028 und der Umstand, daß Drainschaltungen, vor allem mit RD=0, ziemlich instabil sind, was zum Problem werden könnte, da die Gesamtschaltung extrem hoch verstärken wird. Dann kommt die Source-Schaltung. Vorteil hierbei ist die kräftige Verstärkung von rund Faktor 40, die der 2SK369 ganz alleine liefert, sogar bei einem recht hohen Drainstrom von 10mA. Nachteil: Schon bei kleinen Pegeln ab 10mV schnellen die Verzerrungen in die Höhe und erreichen Werte im Prozentbereich. Außerdem hat die Quellimpedanz am Eingang des JFET einen kräftigen Einfluß auf viele Paramter der Schaltung, wie Verzerrungen, Verstärkung etc. Ich denke, ich werde deshalb eine Schaltung verwenden, die den JFET mit in der Gegenkopplung eines OPamp verwendet. Mit dieser bekannten Schaltung aus dem Internet habe ich mich schon angefreundet: http://www.techlib.com/files/lowamp.pdf Die SIMU sieht gut aus. Statt des LM833 läßt sich wohl auch ein OPA27 einsetzen. Wenn ich etwas Zeit habe, werde ich diese Schaltung einmal aufbauen und testen. Hat damit schon jemand von Euch Erfahrung gemacht?
Kai Klaas schrieb: > Der Frequenzbereich soll die zwei Bereiche von 0,1Hz bis 10Hz > und von 10Hz bis 100kHz umfassen, möglichst mit nur einer Meßschaltung. Da bin ich aber sehr gespannt auf die praktische Realisierung. Die Anforderungen für die beiden Bereiche sind schon stark unterschiedlich. Bei 0.1-10Hz sind die üblichen Rauschamplituden im Bereich 1uVpp bis mehrere 10 uVpp. Die Verstärkung sollte mindestens 10000 fach sein. Wegen der geringen Bandbreite schafft man das mit 2 Verstärkerstufen. Bei 10Hz-100kHz ist man dann eher bei 100uV-mehreren mV. Wegen der Bandbreite kann man je Stufe maximal ca Faktor 10 verstärken. Aber zum Glück reichen 3 Stufen normalerweise aus. Gruß Anja
Hallo, in dem Artikel Re: Einfacher Messverstärker 10 Hz - 100 KHz habe ich begonnen, meine Ergebnisse aus der Arbeit der letzten zwei Jahre darzustellen. Kann es aber erst Ende August 2013 hier veröffentlichen. So viel vorne weg, meinen an der Arbeit beteiligten Kollegen und mir, ist es nicht gelungen die beiden von @klaas angesprochenen Bereiche zu belegen, d.h. mit respektablen Werten abzudecken. In jedem Fall blieb uns nur der getrennte Aufbau (0,1 bis 10 Hz;; und 10 Hz bis 100 kHz) übrig. Auch hatten wir getrennte Vorstufen, einmal SSM 2220 und einmal Fets mit aufgebaut, jede dieser Aufbauten, - zum Vergleich in gleiche Gehäuse und gleiche Stromversorgungen aufgebaut- , brachte immer nur in einem Bereich gute Werte. Vergleichbar mit den von @Anja angedeuteten Grenzen, bzw. Maxima/ Minima. Es ist für mich hochinteressant und ich bin auch zu Unterstützungen bereit, Dein Projekt @klaas mit zu begleiten, da diese Werte von der SIMU her doch vielversprechend sind. Beste Grüße Ralf
Habe den Verdacht, dass der SSM2220 und der "alte" MAT03 dasselbe ist. Offensichtlich ist eine Verbesserung der Rauscheigenschaften nicht mehr möglich. Ein Aufbau mit SMD Bauteilen, die ich bei Experimenten am liebsten vermeide, wird allerdings alle von außen kommenden Störungen verkleinern. Alle Induktionsschleifen sind kleiner. Also dieses mal SMD Aufbau ins Auge fassen. Aber bei überlegten Massepunkten könnte es auch konventionell klappen. Vergleicht mal diese Datenblätter nach dem Motto: "Nichts neues unter der Sonne" und das nach Jahrzehnten. http://www.analog.com/static/imported-files/data_sheets/MAT03.pdf http://www.analog.com/static/imported-files/data_sheets/SSM2220.pdf
>habe ich begonnen, meine Ergebnisse aus der Arbeit der letzten zwei >Jahre darzustellen. Kann es aber erst Ende August 2013 hier >veröffentlichen. Ich freue mich schon sehr auf deine Ergebnisse! >Da bin ich aber sehr gespannt auf die praktische Realisierung. >Die Anforderungen für die beiden Bereiche sind schon stark >unterschiedlich. Ich möchte in Schaltungen messen, die einfach "mittelohmiger" sind. Und auch noch in einem Frequenzbereich, der nicht nur Audio umfaßt, sondern auch noch deutlich darunter geht, also auf jeden Fall von 1Hz bis 20kHz. Beispielsweise interessiert es mich schon seit geraumer Zeit, wie sich Potis und Fader rauschmäßig verhalten. Die Schaltung dazu ist fast immer ein Elko (manchmal auch Foliencap) in Serie mit besagtem Poti. Der Elko trägt irgendeine Offsetspannung eines vorausgehenden OPamps. Also fließt ein kleiner Gleichstrom, der das (Kohleschicht-)Poti zum Rauschen anregen dürfte. Die Quellimpedanz, die die Meßschaltung dann sieht, ist die Parallelschaltung der beiden Potihälften, jeweils vom Abgriff aus gesehen, während die eine Hälfte am anderen Ende direkt mit Masse verbunden ist und die andere über den Cap. Jetzt schwanken die Caps von sagen wir mal 330n bis 220µ und die Potis von 1k bis 100k. Also ergibt sich eine komplexe Quellimpedanz, mit zu tiefen Frequenzen hin ansteigender Impedanz. Wenn ich jetzt zuviel Stromrauschen im Meßverstärker habe, muß ich dauernd darüber nachdenken, woher das Rauschen wohl gerade kommt. Also versuche ich eine Meßschaltung zu verwenden, die möglichst geringes Stromrauschen erzeugt. Ich weiß, man kann darüber viel lesen, aber ich möchte es einmal selbst messen. Übrigens bin ich nicht so sehr an einem Effektivwert über irgendeinem Frequenzband interessiert, sondern möchte das Signal lieber mit einem Spektrumanalyser auswerten.
Two-channel amplifier for high-sensitivity voltage noise measurements, Crupi, Giusi, Pace, 2007 (basierend auf Kreuzkorrelation, das Rauschen der Verstärker fällt theoretisch weg) Differential ultra low noise amplifier for low frequency noise measurements, Scandurra, Cannata, Ciofi, 2011 Low-frequency noise measurements: applications, methodologies and instrumentation, Ciofi, Neri, 2003 High-Sensitivity Instrumentation for Low Frequency Noise Measurements, Giusi, PhD Thesis u.U. auch noch interessant Long term stability estimation of DC electrical source from low frequency noise measurements, Giusi, Scandurra, Ciofi, 2004
Ich gebe hier mal meine SIMU-Schaltung an. Sie läuft in TINA-TI. Das Spice Model für den 2SK369 habe ich von hier: http://www.diyaudio.com/forums/parts/26525-2sk369-spice.html Das Spice Model für den 2N5639 habe ich von der Website von Onsemi. Der OPamp ist ein OPA627. Aber es geht auch ein ganz normaler OPA27. Man steuere den Eingang mal mit einem Rechteck an und verändere dabei C2...
Hallo Kai, ich will ja kein Spaßverderber sein, aber verändere doch mal V1 im DC-Sweep ein wenig und schau dir das Ausgangssignal an. Die Betriebsspannungsunterdrückung der Schaltung ist ca. 0dB, es schlägt also alles von der Betriebsspannung voll durch. Das war auch eins der Hauptprobleme damals bei meinem diskreten Vorverstärker.
>ich will ja kein Spaßverderber sein... Wieso Spaßverderber? Hey, es macht doch erst Spaß, wenn jemand sachliche Kritik übt! Wegen Leuten wie dir mache ich mir doch erst die Mühe, das hier alles ins Forum zu stellen. >...aber verändere doch mal V1 im DC-Sweep ein wenig und schau dir das >Ausgangssignal an. Ich werde im späteren Meßbetrieb keine nenneswerten Gleichspannungen am Eingang haben. Außerdem müssen die Versorgungsspannungen für die FETs stabilisiert sein und R4 muß individuell angepaßt werden. An den Ausgang der Schaltung wird sich ein Hochpaß anschließen, der das Weiterverstärken der DC-Driften verhindert. Ich hoffe, daß das reicht... >Die Betriebsspannungsunterdrückung der Schaltung ist ca. 0dB, es schlägt >also alles von der Betriebsspannung voll durch. Das war auch eins der >Hauptprobleme damals bei meinem diskreten Vorverstärker. Ja, das habe ich auch schon bemerkt. Ich möchte die Versorgungsspannung für die FETs mit einfachen Gyrator-Schaltungen stabilisieren. Die Zeitkonstanten an den Basen werden dafür wohl riesig sein...
>Das war auch eins der Hauptprobleme damals bei meinem diskreten >Vorverstärker. Hast du einen Link?
Kai Klaas schrieb: > Ja, das habe ich auch schon bemerkt. Ich möchte die Versorgungsspannung > für die FETs mit einfachen Gyrator-Schaltungen stabilisieren. Die > Zeitkonstanten an den Basen werden dafür wohl riesig sein... Warum dafür nicht einen OpAmp verwenden, der die notwendige PSRR mitbringt und den FET versorgt?
Leider kann man sich die Literaturlinks ja nicht ansehen. Ich würde allerdings noch Rubiola erwähnen, falls es vergessen wurde. Und natürlich BF862. Für hochohmige Quellen und etwas höherer unterer Grenzfrequenz kann auch CMOS interessant sein (Die Transkonduktanz ist durch die Komplementarität höher).
>>Das war auch eins der Hauptprobleme damals bei meinem diskreten >>Vorverstärker. > > Hast du einen Link? Nur zu mir selbst, denn der ist 100% von mir.
>>...aber verändere doch mal V1 im DC-Sweep ein wenig und schau dir das >>Ausgangssignal an. > > Ich werde im späteren Meßbetrieb keine nenneswerten Gleichspannungen am > Eingang haben. ... Da hast du mich wohl falsch verstanden, ich meinte nicht VG1, sondern V1, also die Betriebsspannung V1.
Kai Klaas schrieb: >>Das war auch eins der Hauptprobleme damals bei meinem diskreten >>Vorverstärker. Also nicht das du mich falsch verstehst, das war eines der Probleme (neben Verstärkung, Bandbreite, Rauschen, Stromaufnahme, Versorgungsspannung, Temperaturstabilität) die ich lösen musste. Der Verstärker schafft jetzt etwa 80dB PSRR.
Abdul K. schrieb: > Leider kann man sich die Literaturlinks ja nicht ansehen. Welchen? Differential ultra low noise amplifier for low frequency noise measurements bspw. zu finden unter http://scitation.aip.org/getpdf/servlet/GetPDFServlet?filetype=pdf&id=AAIDBI000001000002022144000001&idtype=cvips&doi=10.1063/1.3605716&prog=normal Genutzt werden in der ersten Stufe JFETs (IF3602), die Schaltung ist ziemlich detailliert beschrieben (die anderen Paper sollten sich ebenso finden lassen...)
> Welchen?
Low-frequency noise measurements: applications, methodologies and
instrumentation, Ciofi, Neri, 2003
Ungeachtet dessen gibt es natürlich zahlreiche andere
Veröffentlichungen, bei denen FET-Schaltungen für die Messung von
Rauschen zum Einsatz kommen:
A post-SQUID ac amplifier aimed for multiplexed detector readouts
A very low-noise FET input amplifier
Design of ultra low noise amplifiers
um nur mal einige wenige zu nennen.
>Und natürlich BF862. Ja, den hatte ich mir auch schon angeschaut. Leider ist sein Rauschen nur bei 100kHz spezifiziert. >Warum dafür nicht einen OpAmp verwenden, der die notwendige PSRR >mitbringt und den FET versorgt? Ja, wie bei Jim Williams in seiner AN124, als Teil eines DC-Servos? Mache ich vielleicht so, wenn die DC-Drift zu groß wird. >Der Verstärker schafft jetzt etwa 80dB PSRR. Unabhängig von der Quellimpedanz?
Kai Klaas schrieb: >>Und natürlich BF862. > > Ja, den hatte ich mir auch schon angeschaut. Leider ist sein Rauschen > nur bei 100kHz spezifiziert. > Hier ein paar Sachen von meiner 3,5"-Hirn-Erweiterung: http://www.edaboard.co.uk/low-noise-amplifier-for-high-impedance-source-t120587,start,30.html http://www.24. fi/kiviranta/bf862_no3.gif Physical noise limit: <by Mikko S Kiviranta> un=sqrt( 8/3 k T / gm)
Kai Klaas schrieb: >>Der Verstärker schafft jetzt etwa 80dB PSRR. > > Unabhängig von der Quellimpedanz? Weitgehend. Bei 0...3K Quellwiderstand fällt die PSRR um 2dB. Allerdings sind die 80dB der 0Hz-Wert und fallend mit der Frequenz (wie bei jedem OPV o.ä.).
>Weitgehend. Bei 0...3K Quellwiderstand fällt die PSRR um 2dB. Allerdings >sind die 80dB der 0Hz-Wert und fallend mit der Frequenz (wie bei jedem >OPV o.ä.). Nicht schlecht... >Die Betriebsspannungsunterdrückung der Schaltung ist ca. 0dB, es schlägt >also alles von der Betriebsspannung voll durch. Ich habe jetzt mal die PSRR mit der SIMU überprüft. Siehe Anhang. Die negative PSRR profitiert von der Konstantstromquelle (T2). Der gezeigte Verlauf gilt für alle Quellimpedanzen zwischen 0Ohm und 100kOhm. Eigentlich auch für noch größere Quellimpedanzen, aber ich habe die Darstellung bei 100kOhm abgebrochen, weil ich mit der Schaltung deutlich niedrigere Quellimpedanzen anstrebe. Die PSRR ist übrigens sogar noch um 30dB größer als die angezeigten Werte, weil der Graph ja das Geschehen auf das Ausgangssignal der Schaltung bezieht. Die PSRR wird aber immer auf den Eingang zurückgerechnet. Eine PSRR zwischen 70dB und 130dB im Bereich bis 10MHz ist doch ganz ordentlich. Die positive PSRR ist erwartungsgemäß deutlich schlechter als die negative, weil hier die Schaltung nicht von einer Konstantstromquelle profitieren kann. Dennoch kommen hier immerhin noch rund 30dB bis 50dB PSRR bis 10MHz zustande. Auch hier ist das Geschehen so gut wie unabhängig von der Quellimpedanz. Jedenfalls zeigt die SIMU zwischen 0Ohm und weit über 100kOhm Quellimpedanz weitgehend identische Graphen. Der 1n Cap am Eingang der Schaltung (C4) unterdrückt übgrigens eine Spitze von rund 10dB bei der positiven PSRR. Auf einen solchen Cap würde ich bei einem JFET-Verstärker, auch aus anderen Gründen, grundsätzlich niemals verzichten wollen. Mit einer PSRR von mindestens 30dB kann man schon einiges reißen: Wenn Anja und Jim Williams mit dem zusätzlichen Rauschen eines RC-Glieds mit fettem Elko mit einer Zeitkonstane im Sekundenbereich direkt im Signalweg leben können, dann kann ich auch ein solches RC-Glied in einem Gyrator unterbringen, um die Versorgungsspannung zu filtern. Ich habe sogar noch 30dB Reserve, wegen der zusätzlichen PSRR von 30dB. Das sieht doch ganz gut aus. An der Schaltung von Wenzel ist mir aber noch ein ganz anderer gravierender Nachteil aufgefallen: Der Klirr beträgt rund 10% bei 100kHz! Daran ist C3 und C2 Schuld. Verkleinert man C3 und C2 fällt er auf akzeptable Werte. Offenbar hat Wenzel mit C3 eine Bandbreitenbegrenzung vornehmen wollen und ihn hat der erhöhte Klirr nicht gestört. Aber für eine Meßschaltung geht ein Klirr von 10% bei einer Frequenz innerhalb ihrer Bandbreite natürlich gar nicht! Ein weiterer Nachteil ist, daß sich T2 in der Schaltung massiv aufheizen dürfte. Aber es läßt sich wohl die negative Versorgungsspannung deutlich verkleinern.
>An der Schaltung von Wenzel ist mir aber noch ein ganz anderer >gravierender Nachteil aufgefallen: Der Klirr beträgt rund 10% bei >100kHz! Daran ist C3 und C2 Schuld. Verkleinert man C3 und C2 fällt er >auf akzeptable Werte. Offenbar hat Wenzel mit C3 eine >Bandbreitenbegrenzung vornehmen wollen und ihn hat der erhöhte Klirr >nicht gestört. Aber für eine Meßschaltung geht ein Klirr von 10% bei >einer Frequenz innerhalb ihrer Bandbreite natürlich gar nicht! Ich habe mal eine Phasenganganalyse durchgeführt. Es wird ein OP27 mit einer "open loop output impedance" von 70R angenommen. Man erkennt, daß Wenzel den Verstärker mit C3=1n und C2=820p perfekt phasekompensiert hat. Die SIMU zeigt, daß das aber auch für C3=0 und C2=47p möglich sein sollte. Man erkennt, daß die Modifikation einen erheblichen Einfluß auf den Klirrfaktor bei 100kHz haben dürfte!
Kai Klaas schrieb: > Die PSRR ist übrigens sogar noch um 30dB größer als die angezeigten > Werte, weil der Graph ja das Geschehen auf das Ausgangssignal der > Schaltung bezieht. Die PSRR wird aber immer auf den Eingang > zurückgerechnet. Naja, man kann es auf den Eingang oder auf den Ausgang beziehen: http://www.analog.com/static/imported-files/tutorials/MT-043.pdf Aber wegen der größeren Zahlenwerte schreibt man in die DB wohl lieber die RTI-Werte. Meine Angaben bezogen sich auf den Ausgang PSSR (RTO). > Die positive PSRR ist erwartungsgemäß deutlich schlechter als die > negative, weil hier die Schaltung nicht von einer Konstantstromquelle > profitieren kann. Die Ursache ist nicht eine fehlende Konstantstromquelle, sondern der falsche Potentialbezug des OPV. Die Funktion ist so: der Sfet erzeugt mit seiner Steilheit durch die Eingangsspannung dUe einen Drainstrom dId, der am Widerstand R1 eine Spannung dUa erzeugt. Der OPV misst aber nicht diese Spannung, sondern (wegen seines Bezugs am +-Eingang auf Masse) die Differenz V1-dUa. Und damit erscheint die Betriebsspannung V1 direkt als Eingangsspannung des OPV. Ein schwerer Designfehler. Man kann das vermeiden, indem man den Drainstrom z.B. mit einem Stromspiegel von V1 wieder nach Masse spiegelt und damit dem OPV die Möglichkeit gibt, gegen Masse zu messen, allerdings müssen dann die OPV-Eingänge vertauscht werden.
Ich hab mal auf die Schnelle simuliert was ich oben sagte. Die PSRR nimmt mit dem einfachen Stromspiegel um mehr als 45dB zu, somit kommt man wohl ohne Gyrator aus.
>Hier ein paar Sachen von meiner 3,5"-Hirn-Erweiterung: >http://www.edaboard.co.uk/low-noise-amplifier-for-... > >http://www.24. fi/kiviranta/bf862_no3.gif Das GIF-File wird im Web leider nicht gefunden. Hast du noch eine private Kopie? >Ich hab mal auf die Schnelle simuliert was ich oben sagte. Die PSRR >nimmt mit dem einfachen Stromspiegel um mehr als 45dB zu, somit kommt >man wohl ohne Gyrator aus. Ist denn die Schaltung dann noch ultra rauscharm, bis auf 0,1Hz herunter? >An der Schaltung von Wenzel ist mir aber noch ein ganz anderer >gravierender Nachteil aufgefallen: Der Klirr beträgt rund 10% bei >100kHz! Daran ist C3 und C2 Schuld. Hier muß ich wohl zurückrudern. Der hohe Klirrfaktor könnte ein Softwarefehler von TINA-TI sein, der den Einschwingvorgang der Schaltung aus der Klirrfaktorberechnung nicht ausblendet, obwohl man den Modus "Calculate operating point" angewählt hat. Wählt man nämlich in der "Sampling start time" nicht "0" sondern "100µs" wird der Klirrfaktor schlagartig erheblich kleiner. Jetzt erhält man nicht mehr knapp 10%, sondern nur noch 0,005%. Aufgefallen ist mir der Fehler, als ich bei den angezeigten "Fourier coefficients" eine viel zu kleine Amplitude der Grundschwingung festgestellt habe. Der Fehler entsteht immer dann, wenn die Schaltung Caps enthält, die relevante Zeitkonstanten nach sich ziehen, die beim Start der Schaltung das Einpendeln auf den Arbeitspunkt verzögern. Dann sollte man die "Sampling start time" solange vergrößern, bis der berechnete Klirrfaktor stabile Werte annimmt.
> Ist denn die Schaltung dann noch ultra rauscharm, bis auf 0,1Hz > herunter? Ja natürlich, denn der Stromspiegel wird ja erst nach der Verstärkung durch die Sfets (das verstärkte Eingangssignal ist nicht der Spannungsabfall über R1, sondern der Drainstrom!) mit seinem Eigenrauschen und seiner Drift wirksam. Eine andere Möglichkeit wäre, die Referenzspannung am +Eingang des OPV auf V1 zu beziehen und auf den Stromspiegel zu verzichten. Dann bekommt der OPV die Betriebsspannungsschwankungen als Gleichtakteingangsspannung.
>Ja natürlich, denn der Stromspiegel wird ja erst nach der Verstärkung >durch die Sfets (das verstärkte Eingangssignal ist nicht der >Spannungsabfall über R1, sondern der Drainstrom!) mit seinem >Eigenrauschen und seiner Drift wirksam. Stimmt, klingt einleuchtend. >Eine andere Möglichkeit wäre, die Referenzspannung am +Eingang des OPV >auf V1 zu beziehen und auf den Stromspiegel zu verzichten. Dann bekommt >der OPV die Betriebsspannungsschwankungen als >Gleichtakteingangsspannung. In gewisser Weise geschieht das für DC, wenn der Spannungsteiler R3/R5 (in meiner Schaltung) von V1 gespeist wird. Naja, es sind nur 5dB Gewinn...
> In gewisser Weise geschieht das für DC, wenn der Spannungsteiler R3/R5 > (in meiner Schaltung) von V1 gespeist wird. Naja, es sind nur 5dB > Gewinn... Ja genau, weil die "Referenzspannung" dann ja etwa in der Mitte zwischen V1 und Masse hängt. Wenn du V5 von V1 "herunterhängen" lässt, dann geht es.
Kai Klaas schrieb: >>Hier ein paar Sachen von meiner 3,5"-Hirn-Erweiterung: >>http://www.edaboard.co.uk/low-noise-amplifier-for-... >> >>http://www.24. fi/kiviranta/bf862_no3.gif > > Das GIF-File wird im Web leider nicht gefunden. Hast du noch eine > private Kopie? > Leider nein. Was willst du wissen? Eckfrequenz ist ca. bei 1,5KHz. Der 2N4401 ist auch interessant. Falls du mit CMOS mal spielen willst: Die Daten für CD4000er findet man im DB des CA3600.
Abdul K. schrieb: > Der 2N4401 ist auch interessant. Ja, aber der 2N4403 ist noch interessanter (rauschärmer), falls man mit der umgekehrten Polarität der Schaltung leben kann. Ich hab auch den 4401 genommen. Irgendwie hab ich den Eindruck, dass das nur anders gelabelte PN2222a bzw. PN2907a sind, jedenfalls hab ich in den DB keine Unterschiede gefunden.
Abdul K. schrieb: >> Das GIF-File wird im Web leider nicht gefunden. Hast du noch eine >> private Kopie? >> > > Leider nein. Was willst du wissen? Eckfrequenz ist ca. bei 1,5KHz. Zu "kiviranta" und "low noise" habe ich zwar kein bf862_no3.gif, aber dieses hier gefunden: https://docs.google.com/viewer?a=v&pid=sites&srcid=ZGVmYXVsdGRvbWFpbnxuaWtvbGFpYmVldnxneDo2NTNlNDM3YzliY2MwOGUx Der Link stammt vom 3. Eintrag in https://sites.google.com/site/nikolaibeev/misc Nikolai Beev and Mikko Kiviranta. Cryogenic low-noise dc-coupled wideband differential amplifier based on SiGe heterojunction bipolar transistors. Da ist eine Schaltung mit NESG3031 und OPA836 gezeigt, aber für T = 4,2 bis 77 K.
ArnoR schrieb: > Abdul K. schrieb: >> Der 2N4401 ist auch interessant. > > Ja, aber der 2N4403 ist noch interessanter (rauschärmer), falls man mit > der umgekehrten Polarität der Schaltung leben kann. Ich hab auch den > 4401 genommen. Irgendwie hab ich den Eindruck, dass das nur anders > gelabelte PN2222a bzw. PN2907a sind, jedenfalls hab ich in den DB keine > Unterschiede gefunden. Mag sein, hört man öfters das diverse Nummern nur noch dem Kunden gegenüber als separat verkauft werden. Wiederum andere Hersteller verkaufen andere Designs unter gleichem Standardnamen. Tja. Es gibt Designformeln, mit denen man die zu erwartenden Rauschwerte bestimmen kann ->Anhang.
>Leider nein. Was willst du wissen? Was er rauschmäßig zwischen 0,1Hz und 10Hz macht. Übrigens, falls jemand den Wenzel-Amp nachbauen will: Der 2N5639 scheint von einigen Herstellern abgekündigt worden zu sein, jedenfalls ist er kaum noch verfügbar. Als Alternative scheint der 2N4860A geeignet zu sein. Jedenfalls läßt sich der Arbeitspunkt praktisch genauso wie beim 2N5639 einstellen. Im Anhang ist die SIMU mit den von mir verwendeten Spice Parametern für die JFETs.
Kai Klaas schrieb: >>Leider nein. Was willst du wissen? > > Was er rauschmäßig zwischen 0,1Hz und 10Hz macht. In diesem Frequenzbereich ist eher BJT angesagt. Die Quellimpedanz dürfte riesig sein müssen, um hier mit einem JFET bessere Werte zu bekommen. Ich habe nur diese Messung obigen Autors noch gefunden. Laut seiner Beschreibung ist sie aber fehlerhaft unterhalb 1KHz, weil er einen Z5U-Kondi nahm und der zu spannungsabhängig reagierte. Für deinen Meßbereich von 0,1 bis 10Hz ist das nicht aussagefähig.
>In diesem Frequenzbereich ist eher BJT angesagt. Die Quellimpedanz >dürfte riesig sein müssen, um hier mit einem JFET bessere Werte zu >bekommen. Wenzel gibt das Rauschen seines Verstärkers mit den zwei parallelgeschalteten 2SK369 am Eingang mit 2,5nV/SQRT(Hz) bei 10Hz und 0,6nV/SQRT(Hz) bei Frequenzen darüber an. Der Rauschstrom ist dabei völlig vernachlässigbar bei nieder- bis mittelohmigen Quellimpedanzen. Der LT1028 bringt es auf 1nV/SQRT(Hz) bei 10Hz und 0,9nV/SQRT(Hz) bei Frequenzen darüber. Sein Rauschstrom ist bei niedrigen Frequenzen aber so gigantisch, daß nur sehr niederohmige Quellimpedanzen von dem niedrigen Spannungsrauschen des LT1028 davon profitieren. Also, so schlecht ist der 2SK369 nicht.
Der richtige Weg ist die Integration der Rauschwerte über den gewünschten Betrachtungsfrequenzbereich (noise bandwidth). Das setzt auch das Limit für die maximale Verstärkung, denn obendrüber wird zumindest die letzte Verstärkungsstufe in zumindest zeitweise Begrenzung gehen. Macht man eine FFT eines in die Begrenzung gehenden Verstärkers (aka nun Komparator) und schraubt langsam den Pegel höher, so ist das sehr ernüchternd. Da ist praktisch kein Spielraum selbst bei nur mäßiger Bandbreite des Eingangssignals. Begrenzung ist ein zeitlich lokaler Effekt. Dafür kann man die Spitzenwert zu RMS-Wert Regel benutzen mit 6,6:1 . Die entspricht soweit ich mich erinnere 6-sigma bzw. 99,5%. Auf einem Analogscope benutze man gerne den Faktor 6 zum Ablesen. Alles für quasi-Rauschsignale. Für andere Kurvenformen gelten andere Werte. Damit hätten wir den (Eingangs-)Dynamikbereich definiert. Dann braucht man noch die (komplexe möglicherweise frequenzabhängige -)Quellimpedanz. Der Rest ist schnödes Rechnen was man mit SPICE deutlich schneller kann. Am Ende hat man also einen idealen Kandidaten. Die Anzahl der Verstärkerstufen hängt von der Einzelverstärkung der aktiven Bauelemente ab. Für möglichst wenig Gesamtrauschen (=max. S/N am Ausgang) muß die erste Stufe die maximale Verstärkung haben. Ein Bauelement mit viel Verstärkung ist also genauso wichtig wie sein geringes Rauschen. Dummerweise beißt sich viel Verstärkung mit möglicher Bandbreite. Für Limiter wurde das theoretisch untersucht und es gibt eine optimale Lösung zur Verteilung der Einzelstufen. Hier aber nicht anwendbar, denn am Ausgang soll nicht ein digitales Signal mit exakt einer Frequenz rauskommen! Naja, das weißt du sicherlich alles. Kann aber nicht schaden es zu wiederholen und es lesen ja Anfänger mit. Vorausgesetzt die SPICE-Modelle stimmen, kann man die besten Kandidaten also rein durch Simulation finden. BTW: Eine andere interessante Sache ist der Ersatz der Widerstände (an OpAmps), die die Verstärkung definieren, durch Kondensatoren. Kondis rauschen nur mit ihrem ESR. Allerdings fand ich mal einen Hinweis, daß sobald die Ersatzschaltung durch Kondis einen Widerstand simuliert, diese Schaltung dann ebenso Rauschwerte bekommt. Hat das mal jemand genauer untersucht? Es würde sich anbieten, da quasi-Rauschen als Eingangssignal keinen DC-Wert hat und daher eine solche Ersatzschaltung funzt. hm. Ich habe sowas in einer Ultraschall-Verstärkerschaltung praktisch realisiert und es geht einwandfrei. Nur eben noch nicht den Gegentest mit konventionellen Widerständen gemacht.
branadic schrieb: >> Welchen? > > Low-frequency noise measurements: applications, methodologies and > instrumentation, Ciofi, Neri, 2003 http://ing.unime.it/ciofi/public_html/hidden/FaN_03.pdf
Arc Net schrieb: > branadic schrieb: >>> Welchen? >> >> Low-frequency noise measurements: applications, methodologies and >> instrumentation, Ciofi, Neri, 2003 > > http://ing.unime.it/ciofi/public_html/hidden/FaN_03.pdf Hm, vielleicht Zufall oder mit Absicht gepostet? Jedenfalls ab Seite 9 versuchen sie es dort auch mit kapazitiver Rückkopplung wie ich beschrieb. Danke, das bringt bestimmt noch Erkenntnisse!
>>> Welchen? > >> Low-frequency noise measurements: applications, methodologies and >> instrumentation, Ciofi, Neri, 2003 > >http://ing.unime.it/ciofi/public_html/hidden/FaN_03.pdf Diese Dokument sagt auf Seite 7 oben, daß bei einer Quellimpedanz über einigen 10R der JFET dem BJT bei niedrigen Frequenzen vorzuziehen ist, weil der Rauschstrom des BJT zu groß wird. Nun, ich werde bei meinen Messungen mit der Quellimpedanz immer über dieser magischen Grenze liegen. Also, ist der 2SK369 für mich wohl eine gute Wahl. Interessant: Die verwenden wie Arno einen Stromspiegel in der Eingangsschaltung.
Abdul K. schrieb: > Eine andere interessante Sache ist der Ersatz der Widerstände (an > OpAmps), die die Verstärkung definieren, durch Kondensatoren. > Jedenfalls ab Seite 9 > versuchen sie es dort auch mit kapazitiver Rückkopplung wie ich > beschrieb. Danke, das bringt bestimmt noch Erkenntnisse! Das geht aber nur bei den gezeigten Schaltungen (bei denen am ersten Verstärker die Verstärkung mit der Frequenz reduziert wird und zum Ausgleich dafür der Teilerfaktor zum zweiten Verstärker frequenzabhängig vermindert wird), nicht jedoch bei konventionellen nichtinvertierenden Spannungsverstärkern. Dort würde der kapazitive Rückkoppelteiler nämlich eine lästige kapazitive Last am Verstärkerausgang sein und Widerstände für den Bias braucht man trotzdem. > Der richtige Weg ist die Integration der Rauschwerte über den > gewünschten Betrachtungsfrequenzbereich (noise bandwidth). Das setzt > auch das Limit für die maximale Verstärkung, denn obendrüber wird > zumindest die letzte Verstärkungsstufe in zumindest zeitweise Begrenzung > gehen. Ja, nur von welchen Verstärkungen redest du hier? Mein VV hat 60dB und liefert <500µVeff bzw. 3,3mVss am Ausgang bei B=0,1Hz...1MHz, da wird noch lange nichts übersteuert. Mehr Verstärkung hat kaum Sinn, da das Ausgangsrauschen so gerade an der Auflösungsgrenze der Oszis liegt (1...2mV/dev). Bei geringeren Bandbreiten (z.B. 0,1Hz...10Hz) kann man entsprechend auch bis 80dB gehen und liegt am Ausgang dann im gleichen Bereich. > Dummerweise beißt sich viel Verstärkung mit möglicher > Bandbreite. Das stimmt zwar, nur spielt es hier keine Rolle. Man schafft mit solchen Vorstufen problemlos 1GHz GBP, also 1MHz bei V=60dB.
> Die verwenden wie Arno einen Stromspiegel in der Eingangsschaltung. Der Stromspiegel dort ist nichts weiter als die Stromquelle für den Diff (Q3/Q4) und hat nicht direkt mit der Signalverarbeitung zu tun. Außerdem kann der so wie gezeichnet nur mit gepaarten Dualtransistoren gebaut werden. Da finde ich die Lösung aus dem DB des SSM2220 besser.
>Der Stromspiegel dort ist nichts weiter als die Stromquelle für den Diff >(Q3/Q4) und hat nicht direkt mit der Signalverarbeitung zu tun. Außerdem >kann der so wie gezeichnet nur mit gepaarten Dualtransistoren gebaut >werden. Da finde ich die Lösung aus dem DB des SSM2220 besser. Sehe ich das richtig, daß im Datenblatt des SSM2220 das Stromrauschen mit keiner einzigen Silbe spezifiziert wird?? Das ist ja echt schwach. Was soll denn der Blödsinn??
Abdul K. schrieb: > Arc Net schrieb: >> branadic schrieb: >>>> Welchen? >>> >>> Low-frequency noise measurements: applications, methodologies and >>> instrumentation, Ciofi, Neri, 2003 >> >> http://ing.unime.it/ciofi/public_html/hidden/FaN_03.pdf > > Hm, vielleicht Zufall oder mit Absicht gepostet? Der Server war als ich die Sachen oben erwähnt hatte nicht erreichbar und was anderes als die Seite eines der Autoren wollte ich nicht posten.
>Der Server war als ich die Sachen oben erwähnt hatte nicht erreichbar >und was anderes als die Seite eines der Autoren wollte ich nicht posten. Ist auf jeden Fall ein prima Link. Danke!
> Sehe ich das richtig, daß im Datenblatt des SSM2220 das Stromrauschen > mit keiner einzigen Silbe spezifiziert wird? Das ist ja echt schwach. > Was soll denn der Blödsinn?? Naja, wie sollen die das auch machen? Das (Basis-) Stromrauschen (Ibr)^2=2qIb=2qIc/B hängt doch vom eingestellten Kollektorstrom ab und der ist ja (anders als bei OPVs) in weiten Grenzen frei wählbar.
alfredo schrieb: > Habe den Verdacht, dass der SSM2220 und der "alte" MAT03 dasselbe ist. Kai Klaas schrieb: > Sehe ich das richtig, daß im Datenblatt des SSM2220 das Stromrauschen > mit keiner einzigen Silbe spezifiziert wird?? Das ist ja echt schwach. Sollte es wirklich so sein, wie alfredo mutmaßt, könnte man unter http://arxiv.org/pdf/physics/0503012%29 die Messungen auf Seite 3 als Referenz für das Stromrauschen heranziehen. Zumindest zur groben Orientierung sollte es reichen. LG Christian
>Naja, wie sollen die das auch machen? Das (Basis-) Stromrauschen >(Ibr)^2=2qIb=2qIc/B hängt doch vom eingestellten Kollektorstrom ab und >der ist ja (anders als bei OPVs) in weiten Grenzen frei wählbar. So wie beim Spannungsrauschen machen, auf einen Wert von 1mA Kollektorstrom beziehen.
Kai Klaas schrieb: >>Der Server war als ich die Sachen oben erwähnt hatte nicht erreichbar >>und was anderes als die Seite eines der Autoren wollte ich nicht posten. > > Ist auf jeden Fall ein prima Link. Danke! Er hat da auch noch zwei Thesis drinnen, die ich aber nicht komplett öffnen kann. Vielleicht kann die einer mit LATEX mal in pdf konvertieren?
Kai Klaas schrieb: >>http://ing.unime.it/ciofi/public_html/hidden/FaN_03.pdf > > Diese Dokument sagt auf Seite 7 oben, daß bei einer Quellimpedanz über > einigen 10R der JFET dem BJT bei niedrigen Frequenzen vorzuziehen ist, > weil der Rauschstrom des BJT zu groß wird. Nun, ich werde bei meinen > Messungen mit der Quellimpedanz immer über dieser magischen Grenze > liegen. Also, ist der 2SK369 für mich wohl eine gute Wahl. > Du meinst Fig. 8, aber wo ist da der Quellwiderstand angegeben? Das sieht mir auch nicht nach einem typischen JFET aus. Finde die Eckfrequenz viel zu niedrig. Ist erklärungsbedürftig! Wo steht da 10 Ohm?
ArnoR schrieb: > Abdul K. schrieb: >> Eine andere interessante Sache ist der Ersatz der Widerstände (an >> OpAmps), die die Verstärkung definieren, durch Kondensatoren. > >> Jedenfalls ab Seite 9 >> versuchen sie es dort auch mit kapazitiver Rückkopplung wie ich >> beschrieb. Danke, das bringt bestimmt noch Erkenntnisse! > > Das geht aber nur bei den gezeigten Schaltungen (bei denen am ersten > Verstärker die Verstärkung mit der Frequenz reduziert wird und zum > Ausgleich dafür der Teilerfaktor zum zweiten Verstärker frequenzabhängig > vermindert wird), nicht jedoch bei konventionellen nichtinvertierenden > Spannungsverstärkern. Dort würde der kapazitive Rückkoppelteiler nämlich > eine lästige kapazitive Last am Verstärkerausgang sein und Widerstände > für den Bias braucht man trotzdem. Versteh ich nicht so ganz. Vermutlich bist du auch besser informiert was Verstärkerschaltungen angeht. Wo ist der Unterschied zwischen (2=Rückkopplungselement): v=R2/R1 und v=XC2/XC1=C1/C2 mit XC=1/(omega*C) ? Bei der Kondensatorvariante wird der Rückkopplungsteiler mit steigender Frequenz immer niederohmiger, was ja eigentlich prinzipiell für jeden Verstärker vorteilhaft wäre. Mit Induktivitäten scheint das so nicht zu gehen. Man könnte über einen Übertrager nachdenken, also beide Spulen koppeln. Ist das nicht der berühmte noise-less augmentation HF-Verstärker? Müßte ich mal nachsehen. > >> Der richtige Weg ist die Integration der Rauschwerte über den >> gewünschten Betrachtungsfrequenzbereich (noise bandwidth). Das setzt >> auch das Limit für die maximale Verstärkung, denn obendrüber wird >> zumindest die letzte Verstärkungsstufe in zumindest zeitweise Begrenzung >> gehen. > > Ja, nur von welchen Verstärkungen redest du hier? Mein VV hat 60dB und > liefert <500µVeff bzw. 3,3mVss am Ausgang bei B=0,1Hz...1MHz, da wird > noch lange nichts übersteuert. Mehr Verstärkung hat kaum Sinn, da das > Ausgangsrauschen so gerade an der Auflösungsgrenze der Oszis liegt > (1...2mV/dev). Bei geringeren Bandbreiten (z.B. 0,1Hz...10Hz) kann man > entsprechend auch bis 80dB gehen und liegt am Ausgang dann im gleichen > Bereich. Ich habe da keinen allgemeinen Ansatz zu bieten. Was ich realisiert habe, ist ein Verstärker mit 4 invertierenden Stufen halbwegs gleichverteilter Verstärkung mit insgesamt 120dB. Alle Stufen arbeiten mit kapazitiver Rückkopplung und dann noch der zusätzliche Widerstand zur Einstellung des Arbeitspunktes (der dann natürlich ziemlich große Werte hat). > >> Dummerweise beißt sich viel Verstärkung mit möglicher >> Bandbreite. > > Das stimmt zwar, nur spielt es hier keine Rolle. Man schafft mit solchen > Vorstufen problemlos 1GHz GBP, also 1MHz bei V=60dB. Insgesamt realisiert der Verstärker einen Bandpaß um 40KHz mit vielleicht 5KHz Bandbreite. Mit dem Ausgangswiderstand der vorherigen Stufe und dem Rückkopplungwiderstand (der für den Arbeitspunkt der invertierenden Stufe) niedriger als notwendig, sowie der dem GBP des eigentlichen Verstärkers bekommt man dann einen Bandpaß - den ich in der Anwendung wollte! Die Phasenreserve ist nahe Null, wenn ich das richtig sehe. Trotzdem schwingt das Teil nicht. Ich habe jetzt einfach mal 4 Stufen benutzt. Vermutlich würde mindestens eine weitere Stufe auch noch gehen. Habe ich nicht probiert, da Zeit knapp. Mit CMOS realisiert, hat so eine Struktur auch ein sehr vorteilhaftes Übersteuerungsverhalten. Das tut hier aber nicht zur Sache und ist eine weitere Baustelle. Mit den Koppelkondensatoren bekomme ich auch die Offsets weg, was mit Widerständen nicht ginge. Der Kondi kostet auch praktisch dasselbe wie ein Widerstand. Also es funzt bei 40KHz und einer Quellimpedanz von ca. 500 Ohm parallel 2nF. Mir fehlt momentan einfach noch die optimale theoretische Auslegung, daher poste ich das überhaupt. Vielleicht ergeben sich für mich Tipps.
Wenn jemand Zugriff auf IEEE hat, dann schaue man mal hier rein: http://ieeexplore.ieee.org/iel5/19/4303372/04303389.pdf "ciofi" a "new circuit topology for the realization of very low noise, wide bandwidth transimpedance" Das würde mich interessieren. Beschäftigt sich mit den Vorteilen von kapazitiven Teilern zur Rauschreduzierung.
Abdul, hast du diesen Link gespeichert: http://ing.unime.it/ciofi/public_html/hidden/FaN_03.pdf ? Im Internet ist er nicht mehr auffindbar. Häng ihn doch mal bitte als Anhang an, dann beantworte ich dir gerne deine Frage. Das mit den Caps zum Verstärkungseinstellen funktioniert für mich so: Der Cap "rauscht" mit seiner Wechselspannungsimpedanz bei der jeweiligen Frequenz, die mit den anderen Bauteilen in Serie oder parallel liegt, also nicht mit seinem ESR allein. So kann man sich jedenfalls den Effekt anschaulich versinnbildlichen. Du kannst das auch so betrachten, daß nur die ohmschen Widerstände zum Rauschen beitragen, dieses Rauschen aber dann von der Wirkung der Caps gefiltert wird. Kommt dann am Ende auf das Gleiche heraus.
> Bei der Kondensatorvariante wird der Rückkopplungsteiler mit steigender > Frequenz immer niederohmiger, was ja eigentlich prinzipiell für jeden > Verstärker vorteilhaft wäre. > Wo ist der Unterschied zwischen (2=Rückkopplungselement): > v=R2/R1 und v=XC2/XC1=C1/C2 mit XC=1/(omega*C) ? Kann man im Bild sehen. Man braucht recht große Kapazitäten damit der Frequenzgang einigermaßen breit wird. Darauf reagieren die meisten OPV ziemlich sauer. Und der Biaswiderstand (1M) muss auch ziemlich groß sein, was den Ausgangsoffset vergrößert. > Insgesamt realisiert der Verstärker einen Bandpaß um 40KHz mit > vielleicht 5KHz Bandbreite. > Mit CMOS realisiert... Ahh darum geht es, hatte ich nicht mitbekommen. > Was ich realisiert > habe, ist ein Verstärker mit 4 invertierenden Stufen halbwegs > gleichverteilter Verstärkung mit insgesamt 120dB. Alle Stufen arbeiten > mit kapazitiver Rückkopplung und dann noch der zusätzliche Widerstand > zur Einstellung des Arbeitspunktes (der dann natürlich ziemlich große > Werte hat). > Mit dem Ausgangswiderstand der vorherigen > Stufe und dem Rückkopplungwiderstand (der für den Arbeitspunkt der > invertierenden Stufe) niedriger als notwendig Hast du mal probiert oder überlegt die Rückkopplung über 3 Stufen zu machen und nicht über jede einzeln?
Abdul K. schrieb: > Er hat da auch noch zwei Thesis drinnen, die ich aber nicht komplett > öffnen kann. Vielleicht kann die einer mit LATEX mal in pdf > konvertieren? Wer ist "Er" und wo stehen die "zwei Thesis in LaTeX" drin? LaTeX habe ich auf dem Rechner, aber konvertieren geht nur wenn man alle benötigen Dateien zur Verfügung hat.
alesi schrieb: > Abdul K. schrieb: >> Er hat da auch noch zwei Thesis drinnen, die ich aber nicht komplett >> öffnen kann. Vielleicht kann die einer mit LATEX mal in pdf >> konvertieren? > > Wer ist "Er" und wo stehen die "zwei Thesis in LaTeX" drin? > LaTeX habe ich auf dem Rechner, aber konvertieren geht nur > wenn man alle benötigen Dateien zur Verfügung hat. Hier die Pfade: 1. http://ing.unime.it/ciofi/public_html/hidden/imtc2001.pdf kann ich in Sumatrapdf nicht öffnen. 2. http://ing.unime.it/ciofi/hidden/ beide Thesis
Kai Klaas schrieb: > Abdul, hast du diesen Link gespeichert: > > http://ing.unime.it/ciofi/public_html/hidden/FaN_03.pdf > > ? > > Im Internet ist er nicht mehr auffindbar. Häng ihn doch mal bitte als > Anhang an, dann beantworte ich dir gerne deine Frage. > Doch doch, die sind schon noch da. Es gibt auch noch die Version 04. Aber der Server ist abundzu weg. Gerade gehts. > Das mit den Caps zum Verstärkungseinstellen funktioniert für mich so: > Der Cap "rauscht" mit seiner Wechselspannungsimpedanz bei der jeweiligen > Frequenz, die mit den anderen Bauteilen in Serie oder parallel liegt, > also nicht mit seinem ESR allein. So kann man sich jedenfalls den Effekt > anschaulich versinnbildlichen. Du kannst das auch so betrachten, daß nur > die ohmschen Widerstände zum Rauschen beitragen, dieses Rauschen aber > dann von der Wirkung der Caps gefiltert wird. Kommt dann am Ende auf das > Gleiche heraus. Hm. Der Beweis wäre interessant. Vielleicht findet man im IEEE Paper mehr. Habe aber keinen Zugriff drauf.
ArnoR schrieb: >> Bei der Kondensatorvariante wird der Rückkopplungsteiler mit steigender >> Frequenz immer niederohmiger, was ja eigentlich prinzipiell für jeden >> Verstärker vorteilhaft wäre. > >> Wo ist der Unterschied zwischen (2=Rückkopplungselement): >> v=R2/R1 und v=XC2/XC1=C1/C2 mit XC=1/(omega*C) ? > > Kann man im Bild sehen. Man braucht recht große Kapazitäten damit der > Frequenzgang einigermaßen breit wird. Darauf reagieren die meisten OPV > ziemlich sauer. Und der Biaswiderstand (1M) muss auch ziemlich groß > sein, was den Ausgangsoffset vergrößert. Welches Bild? Was sieht die vorherige Verstärkerstufe denn? Gut, für 10Hz ist eine kapazitive Variante natürlich Käse. Sehe ich auch so. Wollte Kai nicht breitbandig bis 100KHz? Wir sind da vom Thema abgekommen. >> Was ich realisiert >> habe, ist ein Verstärker mit 4 invertierenden Stufen halbwegs >> gleichverteilter Verstärkung mit insgesamt 120dB. Alle Stufen arbeiten >> mit kapazitiver Rückkopplung und dann noch der zusätzliche Widerstand >> zur Einstellung des Arbeitspunktes (der dann natürlich ziemlich große >> Werte hat). > >> Mit dem Ausgangswiderstand der vorherigen >> Stufe und dem Rückkopplungwiderstand (der für den Arbeitspunkt der >> invertierenden Stufe) niedriger als notwendig > > Hast du mal probiert oder überlegt die Rückkopplung über 3 Stufen zu > machen und nicht über jede einzeln? Theoretisch sollte eine Rückkopplung über mehrere Stufen besser sein, aber auch instabiler. Daher habe ich das nicht probiert. Das Gerät soll laufen und keine Schwierigkeiten in Stückzahlen machen. So Sachen habe ich aber schon in Patenten usw. gelesen. Es ist halt ein CMOS-Design aus Invertern. Könnte man auch einzelne knallhart parallelschalten... (Verringerung der eh eher unschönen Vn auf Kosten von In (was meist eh kein Problem ist) und Erhöhung der Steilheit (Was wie beschrieben die Gesamtnoise drückt)) Alles in einem IC-Gehäuse. Da sind 120dB schon abenteuerlich genug. Nennen wir es mal eine sehr anwendungsnahe Studie :-))
>Wollte Kai nicht breitbandig bis 100KHz? Wir sind da vom Thema >abgekommen. Eigentlich von 0,1Hz bis 100kHz (Schmunzel). >Du meinst Fig. 8, aber wo ist da der Quellwiderstand angegeben? Das >sieht mir auch nicht nach einem typischen JFET aus. Finde die >Eckfrequenz viel zu niedrig. Ist erklärungsbedürftig! Wo steht da 10 >Ohm? Siehe die Textstelle im Anhang. Hier sind Datenblätter für den 2SK369 (bzw. 2SK170): http://www.linearsystems.com/assets/media/file/datasheets/LSK170.pdf http://www.semicon.toshiba.co.jp/docs/datasheet/en/Transistor/2SK369_en_datasheet_030326.pdf
Abdul K. schrieb: > Hier die Pfade: > 1. http://ing.unime.it/ciofi/public_html/hidden/imtc2001.pdf kann ich in > Sumatrapdf nicht öffnen. > 2. http://ing.unime.it/ciofi/hidden/ beide Thesis Das 1. kann ich auch nicht öffnen: Error: PDF file is damaged - attempting to reconstruct xref table... Error: Top-level pages object is wrong type (null) Error: Couldn't read page catalog Die zip Dateien unter 2. enthalten die Quellen und diese Diss. als postscript (.ps) “High-Sensitivity Instrumentation for. Low Frequency Noise Measurements”. Doctoral Thesis by: Gino Giusi. Supervisor: Prof. C. Ciofi. Academic Year 2004-2005 http://www.ginogiusi.com/wp-content/uploads/2013/03/GGiusi_PhD-Thesis.pdf
Kai Klaas schrieb: >>Wollte Kai nicht breitbandig bis 100KHz? Wir sind da vom Thema >>abgekommen. > > Eigentlich von 0,1Hz bis 100kHz (Schmunzel). > Irgendwo wird es eine Grenze geben. Vielleicht kann Arno eine limitierende Formel angeben. Einfach mal so zwei extreme Grenzen annehmen, ist gemein. Wärest du nicht einschlägig bekannt, gäbe es jetzt Hiebe. Vermutlich darf ich nicht mal fragen, wozu dieser Riesenbereich? Wobei rauschmäßig die ersten 10Hz dominieren. Annähernd vielleicht logarithmisch. >>Du meinst Fig. 8, aber wo ist da der Quellwiderstand angegeben? Das >>sieht mir auch nicht nach einem typischen JFET aus. Finde die >>Eckfrequenz viel zu niedrig. Ist erklärungsbedürftig! Wo steht da 10 >>Ohm? > > Siehe die Textstelle im Anhang. > Ah. Kein Wunder wenn ich das nicht fand. Ich habe quergelesen mit dem Stichwort "10" da ich in einer wissenschaftlichen Abhandlung nicht von der Schreibweise "zehn" ausging. Tut mir leid, wenn ich die meisten Dinge nur überfliege. Die Zeit reicht einfach nicht aus für detaillierte Studien, außer ich finde irgendwo einen Aufhänger, der mich wirklich interessiert und tiefere Erkenntnisse andeutet.
ArnoR schrieb: > Bild vergessen. Aber jetzt. Ah das gemeinte Bild. Genau so ist es! Hatte ne längere Zeit mit SPICE rumgespielt. Jetzt die Schaltung scharf bandbegrenzt auf Rauschen analysieren. brick-wall begrenzt, damit bei beiden Varianten vergleichbare Noise-Werte rauskommen. Und, was stimmt? 1. Die Equivalenz durch effektive Filterung (Ich glaube Kai hatte das geschrieben) oder 2. die Reduktion im Verhältnis C2/C1 (Was in den Papers von Ciofi erwähnt wird)?
>Vermutlich darf ich nicht mal fragen, wozu dieser Riesenbereich? Habe ich hier schon mal erläutert: Beitrag "Re: Meßverstärker für 1/f-Rauschen 0.1 - 10 Hz" >Jetzt die Schaltung scharf bandbegrenzt auf Rauschen analysieren. >brick-wall begrenzt, damit bei beiden Varianten vergleichbare >Noise-Werte rauskommen. Und, was stimmt? 1. Die Equivalenz durch >effektive Filterung (Ich glaube Kai hatte das geschrieben) oder 2. die >Reduktion im Verhältnis C2/C1 (Was in den Papers von Ciofi erwähnt >wird)? Ich hatte das mit der Äquivalenz etwas anders gemeint. Also, da wird sich sicherlich ein rauschmäßiger Vorteil ergeben, wenn man das geschickt macht. Aber die Sache hat natürlich ein paar Haken: Da OPamps am Ausgang kapazitive Lasten nicht sonderlich gerne sehen, geht das in der Regel nur mit relativ kleinen Kapazitäten, die dann unangenehmerweise die Schaltung recht hochohmig machen. Die sehr großen ohmschen Widerstände, die man dann trotzdem noch für das DC-Biasing braucht, haben eventuell große Offsetfehler zur Folge. Auch das Stromrauschen des OPamp kann sich extrem nachteilig bemerkbar machen. Deswegen wird das sicherlich nur für CMOS- oder JFET-OPamps funktionieren. Mit denen ist das dann aber sicherlich machbar. Ob der Vorteil gravierend ist, dürfte von Fall zu Fall verschieden sein.
ArnoR schrieb: > Bild vergessen. Aber jetzt. TINA kenne ich leider nicht so gut, daher hier LTspice: Ich habe das mit Noise nun durchgespielt, also die Schaltung für optimale Anpassung auslegen. Eingangsimpedanz 50 Ohm, Frequenzbereich 100Hz bis 10KHz. Verstärkung=40dB und dem universalopamp-Symbol von LTspice (was in etwa dem NE5532 entspricht). Der OpAmp ist als noise-less definiert. Das Ergebnis ist: (100Hz-10KHz Rin=50 Ohm v=100) R-Variante: 6,5uVrms C-Variante: 11uVrms Probleme: 1. Die R-Variante bringt natürlich nur 34dB Verstärkung wegen dem Eingangsteiler. Die C-Variante bringt 40dB. 2. Die Eingangsimpedanz ist bei der C-Variante nicht konstant. Die Noise ist sehr stark vom gewählten C1 und C2 abhängig. Keine Ahnung wie man die am besten auslegt. Ich habe es per Hand so getrimmt, daß sowohl bei 100Hz als auch 10KHz die Eckfrequenz liegt. Man kann mit anderen Cs auch z.B. 3,5uVrms rausbekommen. Im Gegensatz zur R-Variante rauscht es in Richtung niedriger Frequenz deutlich stärker. Dort ist aber typischerweise bei natürlichen Signalen eh Rauschen in den Quellen enthalten. Das könnte ein Vorteil sein, wenns bei höheren Frequenzen rauschärmer ist als bei der R-Variante. Denke da an eine FFT mit konstantem S/N pro Frequenzlinie. Da muß man wohl noch länger drüber nachdenken. Vielleicht will ja jemand damit spielen. Ist jetzt heute zu spät für mich. Nebenbei zu LTspice: Wie kann man eigentlich mehrere Noise-Analysen in einem Arbeitsgang machen und das Ergebnis dann in einem Plot darstellen? So wie in der AC-Analyse gehts jedenfalls nicht.
Kai Klaas schrieb: >>Vermutlich darf ich nicht mal fragen, wozu dieser Riesenbereich? > > Habe ich hier schon mal erläutert: > > Beitrag "Re: Meßverstärker für 1/f-Rauschen 0.1 - 10 Hz" Ah ja. FFT bevorzuge ich auch. > Ich hatte das mit der Äquivalenz etwas anders gemeint. > > Also, da wird sich sicherlich ein rauschmäßiger Vorteil ergeben, wenn > man das geschickt macht. Aber die Sache hat natürlich ein paar Haken: Da > > braucht, haben eventuell große Offsetfehler zur Folge. Auch das > Stromrauschen des OPamp kann sich extrem nachteilig bemerkbar machen. > Deswegen wird das sicherlich nur für CMOS- oder JFET-OPamps > funktionieren. Mit denen ist das dann aber sicherlich machbar. Ob der > Vorteil gravierend ist, dürfte von Fall zu Fall verschieden sein. Mir dünkt, daß diese Schaltung ihren Vorteil vor allem bei einer Signalquelle ausspielen kann, die stark kapazitiv ist. Also z.B. der schon erwähnte Ultraschallwandler. Schwingen tut da nix. Schwingprobleme hatte ich bei früheren Versionen, die mit Widerständen arbeiteten. Da mußte der berühmte 33pF Kondi über den CMOS-Inverter (Sind natürlich unbuffered). Wenn ich mich recht erinnere, war das auch der erste Schritt zur Entwicklung hin zu den reinen Kondensatorsteuerungen. Nachdem mir klar wurde, daß durch Umstieg auf CMOS die Rauschwerte nicht viel schlechter als bei JFET sein werden, ich aber alle Vorteile von CMOS genießen kann. Wie das so ist, bei vielen Ideen weiß man irgendwann nicht mehr warum überhaupt eine bestimmte Entwicklungslinie entstand ;-)
>Das Ergebnis ist: >(100Hz-10KHz Rin=50 Ohm v=100) >R-Variante: 6,5uVrms >C-Variante: 11uVrms Ich hatte gestern noch kurz die Schaltung von Arno Beitrag "Re: Meßverstärker für 1/f-Rauschen 0.1 - 10 Hz" überprüft und die Variante 1k/9k mit der Variante 1n/110p bei 10kHz verglichen. Da rauschte die Variante mit den Widerständen doppelt so stark. (Das OPamp-Rauschen blieb dabei unberücksichtigt. Verwendet habe ich übrigens statt des LM358 einen OPA627.) Bei schmalbandigen Systemen kann man sich mit Caps ganz sicherlich hier und da einen Vorteil verschaffen.
Sehe ich momentan auch so. Ich kriege beide Varianten einfach nicht so normiert, daß man sie knallhart vergleichen könnte. Vermutlich muß man wie in der HF-Technik an allen Stellen mit der komplexen Impedanz arbeiten. Was passiert denn bei den CMOS-Invertern: Bei ganz hohen Frequenzen überwiegt deren Ausganswiderstand, der deutlich höher ist als bei einem OpAmp. Damit fällt die Gesamtverstärkung vollkommen zusammen. Die ganze Kette wird zu einem Dämpfungsglied. Gleiches passiert bei starken Impulsstörungen am Eingang. Läßt sich gut nachweisen durch Piezo-Feuerzeug am Eingang oder ein nahes Handy. So eine Schaltung mit CMOS reagiert viel unempfindlicher als die asymmetrischen Eingangsstufen von OpAmps (die noch dazu keine quadratische Kennlinie haben und damit höhere Intermodulationsstörungen). Bei echten OpAmps ist auch die Verstärkung viel höher. Arno hat mit seiner Frage, ob ich auch mal probiert hätte über mehrere CMOS-Inverter rückzukoppeln, eine interessante Frage aufgeworfen. Das werde ich irgendwann untersuchen. Probiert hatte ich das nur mit den klassischen Widerständen, aber nicht mit der C-Variante (Dazu war ich zu eingeschüchtert durchs vorherige Schwingen in der R-Variante. Auf einem Steckbrett hört das so ab 15pF auf). Vielleicht zeigt sich auch dort die ungewöhnliche Stabilität. Man könnte auch C und R kombinieren durch parallelschalten. Damit wäre man bei der komplexen Impedanz. Ich glaube, ich habe den Thread genug gekapert.
Abdul K. schrieb: > Wenn jemand Zugriff auf IEEE hat, dann schaue man mal hier rein: > http://ieeexplore.ieee.org/iel5/19/4303372/04303389.pdf > "ciofi" a "new circuit topology for the realization of very low noise, > wide bandwidth transimpedance" > > Das würde mich interessieren. Beschäftigt sich mit den Vorteilen von > kapazitiven Teilern zur Rauschreduzierung. Habe die Artikel bekommen. Er will aber, daß ich sie nicht weitergebe.
Kai Klaas schrieb: > Nach langem Überlegen habe ich beschlossen nun auch einen Meßverstärker > zu bauen, soweit meine karge Freizeit es zuläßt. Ich möchte aber gerne > auch in Schaltungen mit nicht besonders niederohmigen Quellimpedanzen > messen. Der Frequenzbereich soll die zwei Bereiche von 0,1Hz bis 10Hz > und von 10Hz bis 100kHz umfassen, möglichst mit nur einer Meßschaltung. > Eigentlich von 0,1Hz bis 100kHz (Schmunzel). Bist du da nun etwas weitergekommen? Du hattest mich da auch angesteckt, so dass ich mir einen Meßverstärker mit hochohmigem Eingangswiderstand auf Basis des 2SK369 entworfen und gebaut habe. Der ist eben fertig und ich habe ein wenig gemessen: Bandbreite: 0,1Hz...150kHz (je -3dB, -20dB/dec) Verstärkung: 60dB (fest) Eingangswiderstand: 1M (mehr ist kein Problem) Rauschen am Ausgang: <400µVeff, 3mVpp, (breitbandig mit Oszi gemessen, Messzeiten 10s...1ms, Eingangskurzschluss, Oszi-Eigenrauschen ca. 177µVeff, 1,6mVpp) Betriebsspannung: 9V-Block Stromaufnahme: 18mA Aussteuerbarkeit am Ausgang: >6Vpp Klirrfaktor bei 2Vpp und 1kHz: 0,01% (Simulation) Was ich dabei festgestellt habe ist eine deutliche Mikrofonie des 2SK369. Wenn man an dem eingelöteten Transistor mit Kraftwirkung senkrecht auf die beschriftete Fläche ganz leicht hin und her biegt, kann man das schön auf dem Oszi sehen, auch leichtes Klopfen auf die Platine oder den Tisch sieht man deutlich. Man kann aber damit leben - wenn die Platine ruhig auf dem Tisch liegt, dann ist nichts zu sehen.
Weil es so schön paßt: http://www.adr-ag.de/hameg/pdf_calc/Noise_1_Calculator.pdf Meinige oben erwähnte 6-sigma sind 99,7%.
>Bist du da nun etwas weitergekommen? Nein, leider nicht. Ich habe sehr wenig Zeit für eigene Projekte in diesen Tagen. Ein paar 2N4860A und OP27 habe ich bestellt und liegen auf meinem Tisch... >Rauschen am Ausgang: <400µVeff, 3mVpp, (breitbandig mit Oszi gemessen, >Messzeiten 10s...1ms, Eingangskurzschluss, Oszi-Eigenrauschen ca. >177µVeff, 1,6mVpp) Da komme ich überschlägig auf ein Breitbandrauschen von 0,9nV/SQRT(Hz). Das ist genau das, was im Datenblatt des JFET als Rauschen angegeben ist. Respekt! Könntest du mal eine Messung im Band 0,1Hz...10Hz machen, wenn du Zeit und Lust hast? Da gibt es ja kaum veröffentlichte Werte für den 2SK369. >Was ich dabei festgestellt habe ist eine deutliche Mikrofonie des >2SK369. Ich habe mir mal JFET-OPamps (TL052A) mit niedriger Offsetspannung selektiert und danach erstaunt festgestellt, daß die Offsetspannungen in der fertigen Schaltung um bis zu 1mV daneben lagen. Grund: Beim Eindrücken in die Fassung wurden die Chips leicht verbogen... Auch bei eingelöteten OPamps kann man diese Mikrofonie beobachten, wenn man mit einem langen Holzstöckchen den OPamp mal gegen die Platine drückt. (Mit dem Holzstöckchen natürlich, um kapazitives Einkoppeln von Brumm zu vermeiden.) Luftströmungen um die Bauteile des Verstärkers sollen ja zusätzlich tiefstfrequentes "Rauschen" erzeugen, also schwankende Thermospannungen. Dagegen könnte Einbetten in Vergußmasse helfen. Würde wohl auch deine Mikrofonie verringern, oder?
> Ein paar 2N4860A und OP27 habe ich bestellt und liegen auf > meinem Tisch... Dann soll es wohl doch der Wenzel-Amp werden? Kai Klaas schrieb: > Da komme ich überschlägig auf ein Breitbandrauschen von 0,9nV/SQRT(Hz). > Das ist genau das, was im Datenblatt des JFET als Rauschen angegeben > ist. Respekt! Danke. Das Rauschen ist genau so wie der 2SK369 es vorgibt, die Schaltung tut gar nichts dazu, von einem 2R-Widerstand mal abgesehen. Der 2SK369 ist ein sehr guter SFet, weil der eine ungewöhnlich große Steilheit hat und man Stufenverstärkungen wie mit Bipos schafft, so dass der Rest des Verstärkers in Bezug auf das Rauschen uninteressant ist. > Könntest du mal eine Messung im Band 0,1Hz...10Hz machen, wenn du Zeit > und Lust hast? Da gibt es ja kaum veröffentlichte Werte für den 2SK369. Sicher, nur wird wohl nichts dabei rauskommen, weil die Verstärkung mit 60dB dafür zu klein ist. Bei der geringen Bandbreite geht das Rauschen des Verstärkers im Eigenrauschen des Oszi unter. Die 0,1Hz brauch ich gar nicht, ich habs nur gemacht, weil immer so ein Theater um einen so breitbandigen Verstärker gemacht wurde, und ich wollte mal sehen wie das so ist. Wahrscheinlich werd ichs aber auf 1Hz umbauen, weil mir die Einschaltzeit des Verstärkers mit ca. 4 Minuten echt auf den Keks geht. Das ist so, weil eine extreme Filterung zur AP-Regelung nötig ist (schließlich darf die in 10Sekunden-Schwingungen nicht merklich eingreifen) und nein, es sind keine Röhren drin. > Luftströmungen um die Bauteile des Verstärkers sollen ja zusätzlich > tiefstfrequentes "Rauschen" erzeugen, also schwankende Thermospannungen. Sowas hab ich nicht gesehen. Nur wenn ich den SFet direkt angeblasen habe, gabs nenneswerte Signale auf dem Oszi. Überhaupt war die Messung über 10 Sekunden die stabilste. Bei kürzeren Messzeiten war teilweise ein deutliches Zappeln zu sehen, so dass bei ordentlicher Abschirmung (Keksdose) vielleicht noch bessere Werte rauskommen als bei der auf dem Tisch liegenden Platine. > Dagegen könnte Einbetten in Vergußmasse helfen. Würde wohl auch deine > Mikrofonie verringern, oder? Wenn die ganz weich ist vielleicht, recht gut war die Dämpfung durch Festhalten mit zwei Fingerspitzen. Aber wie gesagt, wenn man die Platine in Ruhe lässt, ist es kein Problem.
ArnoR schrieb: > Sowas hab ich nicht gesehen. Nur wenn ich den SFet direkt angeblasen > habe, gabs nenneswerte Signale auf dem Oszi. Ich empfehle Wattepads zum Abschminken der Luftströmungen. Von beiden Seiten der Leiterplatte im Eingangsbereich. Gruß Anja
Anja schrieb: > ArnoR schrieb: >> Sowas hab ich nicht gesehen. Nur wenn ich den SFet direkt angeblasen >> habe, gabs nenneswerte Signale auf dem Oszi. > > Ich empfehle Wattepads zum Abschminken der Luftströmungen. > Von beiden Seiten der Leiterplatte im Eingangsbereich. > > Gruß Anja Du schminkst dich also, ich mich bspw. nicht :D Déjà-vu
>Dann soll es wohl doch der Wenzel-Amp werden? Ja, entsprechend modifiziert. >Sicher, nur wird wohl nichts dabei rauskommen, weil die Verstärkung mit >60dB dafür zu klein ist. Bei der geringen Bandbreite geht das Rauschen >des Verstärkers im Eigenrauschen des Oszi unter. Ja, das dachte ich auch schon. >Wahrscheinlich werd ichs aber auf 1Hz umbauen, weil mir die Einschaltzeit >des Verstärkers mit ca. 4 Minuten echt auf den Keks geht. Das ist so, >weil eine extreme Filterung zur AP-Regelung nötig ist (schließlich darf >die in 10Sekunden-Schwingungen nicht merklich eingreifen) und nein, es >sind keine Röhren drin. Ja, die Zeitkonstanten sind schon gewaltig. Da ich wohl Elkos im Signalweg der Meßobjekte haben werde, werde ich wohl zusätzlich noch die Abnahme des Reststroms abwarten müssen. Das dauert dann länger als ein paar Minuten...
Schalte doch einfach Dioden parallel. In PLL Loop-Filtern macht man das auch so zur Reduzierung der Einschwingzeit. Oder aktive CMOS-Schalter, die irgendwann abgeschaltet werden.
Ein Update. Heute hab ich festgestellt, dass ein schöner 100MHz-Störer mein Büro verseucht und mir die gestern gemessenen "Rauschwerte" verschlechtert hat. Der Einfachheit halber hab ich nur die Bandbreitenbegrenzung (20MHz) am Oszi eingeschaltet, aber keine zusätzlichen Tiefpässe verwendet. Damit konnte die Störung erheblich verringert werden. Die Bilder zeigen die Messungen von 1ms bis 10s Messdauer. Dazu den Oszi, dessen Rauschen immer gleich war und das Störsignal an der Stelle im Raum mit den stärksten Pegel. Wenn ich mal die größte Rauschspannung von 360µVeff (10s-Messung) zugrunde lege und das Oszi-Rauschen (109µVeff) rausrechne, bleiben 343µV vom Verstärker. Da der ein Tiefpassverhalten 1. Ordnung hat, ist seine effektive Rauschbandbreite das 1,57-fache der -3dB-Grenzfrequenz. Mit 150kHz Bandbreite ergibt sich eine eff. Rauschbandbreite von 235,5kHz und somit eine äquivalente Eingangsrauschdichte von 0,7nV/SQRT(Hz). Wenn ich aber die Werte der 1ms-Messung (261µV) nehme, ergibt sich eine Eingangsrauschdichte von nur 0,5nV/SQRT(Hz). Das ist weniger als das Datenblatt bei 1kHz (0,7nV/SQRT(Hz)) angibt. Der Drainstrom des 2SK369 ist etwa 12..13mA, Uds~6V. Hat jemand dafür eine Erklärung? Vielleicht haben die im DB mal untertrieben ;-)
>Meinige oben erwähnte 6-sigma sind 99,7%.
Für das Gaußsche Rauschen gibt es eine ganz anschauliche
Betrachtungsweise: Ein Spitzenwert von 3 mal dem Effektivwert wird nur
in 0,37% des Beobachtungszeitraums von einem noch größeren Spitzenwert
übertroffen. Bei 3,3 mal dem Effektivwert ist es 0,1% des
Beobachtungszeitraums.
In der Praxis bedeutet das: Mal angenommen, man hat sich für einen
Spitzenwert entschieden, der 3,3 mal größer als der Effektivwert sein
soll, weil man im Umkehrschluss durch Teilen diese Spitzenwertes durch
3,3 auf den Effektivwert schließen möchte. Dann muß Folgendes zutreffen:
Schaltet man das Oszi in die "Single Mode" Triggerung und betrachtet 100
verschiedene Bildschirminhalte, dann darf der gewählte Spitzenwert nur
während der Gesamtdauer von einem Zehntel der Fensterbreite von noch
größeren Spannungswerten übertroffen werden.
Natürlich ist das kein praktisches Verfahren zur Bestimmung des
Effektivwertes von Rauschen, vor allem, wenn man bedenkt, daß im
statistischen Sinne dieses "Experiment" unendlich oft wiederholt werden
müßte. Es zeigt aber, daß diese 0,1%, also der gerne gewählte
Umrechnungsfaktor "3,3" ein sehr starkes Kriterium ist und man in der
Praxis oft auf einen deutlich zu kleinen Effektivwert schließt.
Unsinnig ist auch, mit einem Spitzenwertdetektor auf die Suche nach dem
größten Peak zu gehen. Gaußsches Rauschen enthält nämlich beliebig große
Spannungsspitzen, die eben nur beliebig selten auftreten.
Generell ist es sinnlos sich beim "Berechnen" des Effektivwertes auf
Spitzenwerte verlassen zu wollen, weil diese ja nur mit geringer und
immer geringer werdender Wahrscheinlichkeit auftreten. Viel sinnvoller
ist es, alle Spannungen mitzuberücksichtigen, also den Effektivwert
echt, also über Quadrierung der Spannung und anschließende Mittelung zu
bilden.
Auch muß bedacht werden, daß Gaußsches Rauschen praktisch immer eine
Idealisierung des tatsächlichen Rauschens ist und diese statistischen
Gesetzmäßigkeiten nur näherungsweise stimmen. Nicht ohne Grund wird in
Datenblättern das tieffrequente Rauschen immer noch gerne in Form von
Scopeplots angegeben und nicht nur als Effektivwerte.
>Hat jemand dafür eine Erklärung? Vielleicht haben die im DB mal >untertrieben ;-) Vielleicht hat das hiermit zu tun, was ich gerade geschrieben habe? >Natürlich ist das kein praktisches Verfahren zur Bestimmung des >Effektivwertes von Rauschen, vor allem, wenn man bedenkt, daß im >statistischen Sinne dieses "Experiment" unendlich oft wiederholt werden >müßte. Es zeigt aber, daß diese 0,1%, also der gerne gewählte >Umrechnungsfaktor "3,3" ein sehr starkes Kriterium ist und man in der >Praxis oft auf einen deutlich zu kleinen Effektivwert schließt.
Kai Klaas schrieb: > Vielleicht hat das hiermit zu tun, was ich gerade geschrieben habe? Na ich denke nicht, dass der Agilent-Oszi den Effektivwert aus den Spitzenwerten des Rauschens "schätzt", sondern über alle Abtastwerte integriert.
Kai Klaas schrieb: >>Meinige oben erwähnte 6-sigma sind 99,7%. > > Für das Gaußsche Rauschen gibt es eine ganz anschauliche > Betrachtungsweise: Ein Spitzenwert von 3 mal dem Effektivwert wird nur > ... > Gesetzmäßigkeiten nur näherungsweise stimmen. Nicht ohne Grund wird in > Datenblättern das tieffrequente Rauschen immer noch gerne in Form von > Scopeplots angegeben und nicht nur als Effektivwerte. Ich wollte nur nicht falsche Werte so dastehen lassen. Meist denke ich mir eine Linie bei 90%, was ich als Spitzenwert sehe. Also auf ein Kästchen des Scopebildes getrimmt. Nimmt man von denen 3 vertikele und zwei davon entsprechen dem Effektivwert, kommt das ganz gut hin. Wenn ArnoR diese Werte dreistellig angibt, ist das natürlich ziemlich abenteuerlich :-) Eine Stelle würde reichen. Für eine genauere Analyse müßte man ein Histogramm erzeugen und das 1/f-Rauschen rausfiltern und getrennt behandeln.
ArnoR schrieb: > Kai Klaas schrieb: >> Vielleicht hat das hiermit zu tun, was ich gerade geschrieben habe? > > Na ich denke nicht, dass der Agilent-Oszi den Effektivwert aus den > Spitzenwerten des Rauschens "schätzt", sondern über alle Abtastwerte > integriert. Die Rauschbandbreite wird nicht ganz stimmen. Sei es drum. Andere Verstärker im Vergleich wären interessanter.
>Heute hab ich festgestellt, dass ein schöner 100MHz-Störer mein Büro >verseucht und mir die gestern gemessenen "Rauschwerte" verschlechtert >hat. Hatten wir auch mal. War ein Laserschneider im benachbarten Metallbetrieb. War aber, glaube ich, nur um die 30MHz, aber vor allem gepulst. Daran haben wir es erkannt. >Na ich denke nicht, dass der Agilent-Oszi den Effektivwert aus den >Spitzenwerten des Rauschens "schätzt", sondern über alle Abtastwerte >integriert. Davon würde ich zunächst auch erst mal ausgehen. Es fällt aber auf, daß beim Verhältnis zwischen Vss und Veff immer ein Verhältnis deutlich größer als "6" angegeben wird, im Schnitt "8,1". Das erscheint mir schon ein wenig groß. >Für eine genauere Analyse müßte man ein Histogramm erzeugen und das >1/f-Rauschen rausfiltern und getrennt behandeln. Ich denke, eine Anzeige als Spektrum ist am sinnvollsten.
Abdul K. schrieb: > Wenn ArnoR diese Werte dreistellig angibt, ist das natürlich ziemlich > abenteuerlich :-) Da gebe ich dir recht, nur hab ich mir eben angewöhnt nicht am Anfang einer Rechenkette zu runden, sondern erst am Ende. > Eine Stelle würde reichen. Genau deshalb stand am Ende auch nur eine Stelle (0,7 bzw. 0,5). > Die Rauschbandbreite wird nicht ganz stimmen. Kannst du das mal näher erläutern? Die 150KHz bei -3dB sind gemessen (ist ja nun wirklich nicht schwer bei der Frequenz; allerdings weniger als nach der Simulation erwartet), und die 1.Ordnung bis 1MHz auch. Den Faktor 1,57 findet man im Tietze/Schenk begründet/berechnet. Was stimmt denn da nicht?
Weiß ich nicht. Stimmt denn der Frequenzgang in der Realität überhaupt? Sind alle systematischen Störungen entfernt? Hat das Histogramm die Gaußverteilung? Außerdem muß das Rauschspektrum nach seinen 'linearen' Teilbereichen aufgetrennt werden, also der Bereich 1/f in extra, der Bereich 1/f^2 in extra, usw. Ist ja eine mit absteigender Frequenz stark asymptotische Kurve. Vielleicht gibts noch mehr notwendige Bedingungen. Sorry, ich habe auch nur Halbwissen. Ich würde mich mit dem Ergebnis zufriedengeben und wenn noch weniger Rauschen gefragt ist, nur noch Vergleichsmessungen machen (nach Einbau in die Keksdose).
>Vielleicht gibts noch mehr notwendige Bedingungen. Wenn eine Schaltung mit HF "überfahren" wird, kann es zu sehr merkwürdigen Artefakten kommen. Bekannt ist ja die Entstehung von Offsetspannungen durch Demodulationen an unlinearen Innereien. Diese Offsetspannungen können auch ganz langsam wegdriften. Es gibt aber auch Kompressionseffekte, die Einfluß auf die Verstärkung und andere vermeindlich stabile Paramter nehmen können. Letztlich ist es dabei unerheblich, wie die HF in die Schaltung gelangt, ob über Ein-, Ausgänge oder Speisungsleitungen. Ein passiver Tiefpaß am Ausgang einer Schaltung kann da teilweise Wunder vollbringen. Daß Eingänge und Speisungsleitungen ebenfalls tiefpaßgefiltert werden müssen, ist natürlich klar. >Wenn ich aber die Werte der 1ms-Messung (261µV) nehme, ergibt sich eine >Eingangsrauschdichte von nur 0,5nV/SQRT(Hz). Das ist weniger als das >Datenblatt bei 1kHz (0,7nV/SQRT(Hz)) angibt. Der Drainstrom des 2SK369 >ist etwa 12..13mA, Uds~6V. Da das JFET-Rauschen extrem vom Drainstrom abhängt, kann es ganz gut möglich sein, daß du ein geringeres Rauschen feststellst, als im Datenblatt angegeben. Dort arbeitet man ja gerne mit moderaten Drainströmen, damit die Verstärkung nicht zu sehr abfällt.
Da jetzt wegen des Wetters wieder Bastelzeit ist, hab ich mich entschlossen den rauscharmen Verstärker komplett vorzustellen, den ich hier: Beitrag "Re: Meßverstärker für 1/f-Rauschen 0.1 - 10 Hz" und korrigiert da: Beitrag "Re: Meßverstärker für 1/f-Rauschen 0.1 - 10 Hz" erwähnt habe. Eigentlich gehört das ja eher in den 10Hz...100kHz-Thread, aber da die Diskussion weiter oben schon in diese Richtung abgeglitten ist, bleiben wir mal hier. Beim Entwurf hab ich mir damals folgende Ziele gesetzt: -billig und einfach (keine teuren OPVs) -0,1Hz...100kHz -Vu=60dB -Versorgung aus 9V-Block (Stromaufnahme <20mA) -Kopfhörertauglich (50Ohm-Last) Von etlichen Entwürfen hab ich dann am Ende den oben gezeigten gebaut. Die wichtigsten Messergebnisse sind in den genannten Links nachzulesen, daher nur noch eine kurze Schaltungsbeschreibung: Der 2SK369 arbeitet in Source-Schaltung mit ID~IDss und einer Stromquelle als Last (T3). Wegen der großen dynamischen Widerstände am Drain von T1 erreicht der eine Spannungsverstärkung von ca. 74dB. Der BS250 liefert zusätzlich eine Verstärkung von ca. 30dB, so dass die Gesamtschaltung auf 105dB kommt. T5 und T6 bilden einen komplementären Emitterfolger, um niederohmige Lasten treiben zu können. T4 übernimmt in Verbindung mit T5 die Einstellung und Regelung des Arbeitspunktes der Schaltung. Um wenig Rauschen zu bekommen, kann T1 nur mit sehr kleinem Rs beschaltet werden und daher kann man keine Gleichstromgegenkopplung zum Source-Anschluss machen, weil die benötigten Ströme zu groß würden. Eine Regelung am Gate ist ebenfalls nicht möglich, weil die Schaltung keine negativen Gatespannungen zum Abregeln des JFET erzeugen kann. Es bleibt also nur die Regelung der Stromquelle T3. Damit kann sowohl eine Zunahme wie auch eine Abnahme des Drainstromes von T1 ausgeregelt werden. Das macht T4, indem er, über R9 und C5 gefiltert, die Ausgangsspannung in einen Drainstrom umsetzt und damit die Stromquelle T3 steuert. Wegen der Verstärkung des Steuersignals durch T3 muss die Filtergrenzfrequenz R9/C5 sehr niedrig liegen, was zu einer Startzeit der Schaltung von einigen Minuten nach Einschalten führt. Wenn man die sehr tiefe untere Grenzfrequenz nicht braucht, kann man durch Verkleinern von C5 ganz einfach die Grenzfrequenz heraufsetzen und verkürzt damit auch entsprechend die Startzeit. Die Eingangskapazität des BS250 übernimmt die Frequenzgangkorrektur, indem sie an dem Hochimpedanzknoten einen Pol erzeugt. Leider ist damit die obere Grenzfrequenz vom BS250-Exemplar abhängig, liegt aber hoch genug. Falls gewünscht kann man mit C4 auch niedrigere Grenzfrequenzen einstellen. Mit R7 (Größenordnung 1M) kann die Betriebsspannungsunterdrückung auf fast beliebig große Werte gebracht werden, was aber wegen der schon guten Regelung unnötig war. Die Schaltung kann mit etwas anderen Daten auch mit Bipos für T2 und T4 bestückt werden, dann braucht man R6. Der Lift/GND-Schalter dient zum Schutz des T1 beim Anschließen von Quellen mit Gleichspannungsanteil (ich durfte auch schon einmal den T1 tauschen).
Hallo, interessantes Design. Was hast Du jetzt konkret bei C4 + R7 bestückt? Gruß Anja
Sieht ja nett aus, hast du auch Messergebnisse zum Eigenrauschen? Würde mich interessieren wie der Frequenzgang im Vergleich zum Verstärker nach AN83 ausschaut.
Anja schrieb: > Was hast Du jetzt konkret bei C4 + R7 bestückt? Nichts, beide sind nicht bestückt. Laut Simulation ist die PSRR ohne R7 schon bei etwa 80dB (auf den Ausgang bezogen) bzw. 140dB (auf den Eingang bezogen = die übliche Angabe in DB). In der Praxis hab ich auch nichts von einer Vcc-Drift bemerkt und das daher nicht weiter untersucht. Auch D1 habe ich nicht bestückt (was mich einen 2SK369 gekostet hat), weil ich eine geringe Eingangskapazität brauchte, um an dem Summierpunkt eines Verstärkers das winzige Fehlersignal zu messen.
branadic schrieb: > hast du auch Messergebnisse zum Eigenrauschen? Klick doch mal auf den unteren der beiden angegebenen Links > Würde > mich interessieren wie der Frequenzgang im Vergleich zum Verstärker nach > AN83 ausschaut. Der Frequenzgang ist 0,1Hz...150kHz bei je -3dB und einer Steilheit von -20dB/dec. Mit Bipos anstelle T2 schafft die Schaltung 1MHz.
>Da jetzt wegen des Wetters wieder Bastelzeit ist, hab ich mich >entschlossen den rauscharmen Verstärker komplett vorzustellen,... Großartig. Wenn ich etwas mehr Zeit habe, werde ich mir die Schaltung zu gemüte führen. Freue mich schon darauf...
Kai Klaas schrieb: > Freue mich schon darauf... Schön, wenn du Dich freust, freu ich mich auch :-). Falls du (oder jemand anderes) die Schaltung in TINA simulierst, verwende nicht das BS250-Modell von TINA (welches aus mehrenen Mosfets gebastelt ist), das enthält wohl Fehler. Da gab es bei der Großsignalaussteuerung vollkommen sinnlose Effekte. Ich habe das von Zetex (diodes.com) verwendet (das besteht aus nur einem p-Kanal-Mosfet mit den entsprechenden Parametern), weil ich so einen E-Line-BS250 hatte. Damit verhält sich die Schaltung (ausgenommen Bandbreite) wie erwartet. Ergänzen kann ich noch: (gemessen) SlewRate: 7V/µs obere Grenzfrequenz bei 50R-Last: 110kHz Aussteuerbarkeit bei 50R-Last >5Vss
Interessant, dass der Thread noch laeuft. ich war kuerzlich an einem Seminar von Analog Devices, wo die einen neuen OpAmp vorgestellt haben, ohne 1/f Rauschen. Der Typ waere ADA4898.
hey schrieb: > wo die einen neuen OpAmp vorgestellt haben, > ohne 1/f Rauschen. Ach wirklich? Welches quantenmechanische Phänomen reitet den ADA4898 dann unterhalb etwa 100Hz?
Mhm, ich habe mir mit Layout folgendes vorgestellt. Nur den Bottom layer (farbe Schwarz), Maßstab 1:1, ohne Silkskreen. Gespiegelt so wie jetzt ist ja schon ok. Dann kann man das ganze auf die gute Conrad-Folie drucken und dann ohne Unterlichtung gleich die Leiterplatte belichten. :-) Gruß Anja
Hat keine Eile, die nächsten 3 Wochen komme ich eh nicht dazu. Danke schonmal. Gruß Anja
ArnoR schrieb: > Kann ich machen, aber erst am Montag. Vielleicht magst du uns ja auch die Eagle-Files zur Verfügung stellen?
Hallo, dem Wunsch nach den EAGLE- Files schließe ich mich an, beste Grüße (auch von teccoralf,- der auch bald wieder da ist!) Karl
Hier nun die Platine als PDF, so wie gewünscht. Das mit den Eagle-Files muss ich mir noch mal ansehen, die sind wegen einiger Gehäuse/Symbole nicht konsistent.
ArnoR schrieb: > Der Frequenzgang ist 0,1Hz...150kHz bei je -3dB und einer Steilheit von > -20dB/dec. Mit Bipos anstelle T2 schafft die Schaltung 1MHz. Die Frage zielte eher darauf hin wie flach der Verlauf im Durchlassbereich ist. ArnoR schrieb: > Das mit den Eagle-Files muss ich mir noch mal ansehen, die sind wegen > einiger Gehäuse/Symbole nicht konsistent. Wäre schön wenn du das machen könntest.
>Wäre schön wenn du das machen könntest.
Hat Arno nicht schon genug getan??
Ich habe heute die Schaltung mal simuliert, auch mit den vorhandenen Transistoren sieht das für mich sehr gut aus. Mit den passiven BE habe ich auch mal gespielt, also keine Garantie für die Originalwerte. Arno
Tillmann schrieb: > Die Frage zielte eher darauf hin wie flach der Verlauf im > Durchlassbereich ist. Na was glaubst du wohl? Die Schaltung verhält sich wie ein gegengekoppelter OPV. Der Frequenzgang ist linealglatt und fällt an den Grenzen dann ganz gleichmäßig ab. Tillmann schrieb: >> Das mit den Eagle-Files muss ich mir noch mal ansehen, die sind wegen >> einiger Gehäuse/Symbole nicht konsistent. > > Wäre schön wenn du das machen könntest. Ja, das werde ich auch machen, aber mal ehrlich, die Platinen zeichnet man sich mit der Vorlage oben in wenigen Minuten in Eagle selbst.
Kai Klaas schrieb: >>Wäre schön wenn du das machen könntest. > > Hat Arno nicht schon genug getan?? Ich habe doch nur höflich gefragt oder? ArnoR schrieb: >> Wäre schön wenn du das machen könntest. > > Ja, das werde ich auch machen, aber mal ehrlich, die Platinen zeichnet > man sich mit der Vorlage oben in wenigen Minuten in Eagle selbst. Ich zeichne nicht in Eagle, ich erstelle Schaltpläne und route anschließend die Luftlinien im Board, daher sind meine Schaltpläne und Layouts auch immer konsistent. Ich verstehe Eagle nicht als Malprogramm, in dem ich mir die Gehäuse mit ihren Footprints importiere und mit Linien verbindend Striche male, sondern als Programm mit dem von einem Schaltplan ausgehend ein Layout erstellt wird, wobei die Bauteile in Bibliotheken mit verschiedenen Packages hinterlegt sind. Das erleichtert auch das schnelle Austauschen von Gehäuseversionen ein und desselben Bauteils. Und diese Vorgehensweise erlaubt ein Nachzeichnen in wenigen Minuten eben nicht unbedingt.
Tillmann schrieb: > Ich zeichne nicht in Eagle, ich erstelle Schaltpläne und route > anschließend die Luftlinien im Board... Ja, so mache ich das natürlich normalerweise auch, aber in dem Fall hatte ich sehr viele mehr oder weniger von einander abweichende Variationen, die sich so nach und nach ergeben haben und irgendwann hab ich die Lust verloren immer wieder die Schaltung in Eagle anzupassen. Ich hab dann einfach nur noch Änderungen am Board gemacht. Erst später, als die Sache fertig aufgebaut und vermessen war, hab ich dann die richtige Schaltung auch in Eagle gemacht. Die Inkonsistenzen jetzt an einer Schaltung/Layout zu beheben ist weniger Aufwand, als zig Schaltungen neu zu zeichnen. Im Anhang die Dateien.
Arno, verwendest du ein besonderes Gehäuse, für das du die Leiterplatte entworfen hast oder betreibst du die Leiterplatte offen?
Tillmann schrieb: > verwendest du ein besonderes Gehäuse, für das du die Leiterplatte > entworfen hast oder betreibst du die Leiterplatte offen? Das vorschriftsmäßige Gehäuse wäre natürlich eine Keksdose, aber ich betreibe die Platine meist offen. Je nach Störumgebung kann Schirmung aber nötig sein, den Fall hatte ich auch.
ArnoR schrieb: > Das vorschriftsmäßige Gehäuse wäre natürlich eine Keksdose ... wenn die Bauteile von LT sind. TI bevorzugt Farbdosen. Gruß Anja
So ich habe gerade die gleiche Aufgabenstellung wie Anja und baue so einen Meßverstärker für 0,1 bis 10 Hz auf. Bei mir geht es auch z.B. um Rauschmessungen an Spannungsreferenzen. Die Idee mit dem Schalter ist Gold wert, ich habe gegrübelt, wie ich den großen Kondensator (bei mir 10 000 uF) an das Signal anschließen kann, ohne daß es mir die Signalquelle zerlegt. Zumal bei mir der Eingangswiderstand noch tiefer liegt. Der Serienwiderstand zur Ladestrombegrenzung würde ja mit dem kleinen Eingangswiderstand einen Spannungsteiler bilden. Aber die Idee mit dem Schalter ist super. Daher Danke @Anja. Ich habe jetzt mal einen ersten Prototyp auf dem Steckbrett aufgebaut und gerade vermessen. Offen und auf den Steckbrett komme ich auf 500-600 nVpp in einem 10 Sekunden Fenster, das ist besser als ich gedacht hatte. Der Tiefpaß ist bei mir ziemlich scharf mit ca. -60 dB / Dekade, so daß 50 Hz schon gut rausgefiltert werden und daher das erste Ergebnis schon ganz ordentlich ist. Stromversorgung erfolgt über mein Labornetzteil. Als Verstärker habe ich den LT1028 eingesetzt. Deshalb bin ich auch niederohmiger als die Schaltung von Anja. Das bringt allerdings den Nachteil von noch höheren Kapazitäten mit sich. Eigentlich bräuchte ich so 47000 uF, erstmal werde ich nur 10000 uF nehmen, was allerdings bei 0,1 Hz schon etwas mehr dämpft und mein Ergebnis falsch verbessert. Verstärkung ist bei mir 50000, da ich ein 0,5mV/Div Oszilloskop habe sollte das immer noch reichen, wenn ich mir dem Rauschen runterkomme. So für heute reichts, erste Meßbilder folgen noch und ich mache wohl noch ein Photo vom Aufbau im folgenden. Die sehr guten Ergebnisse, die Anja erzielt hat mit 100-120 nVpp machen mir jedenfalls viel Mut und Hoffnung.
Hallo, Frank schrieb: > Aber die Idee mit dem Schalter ist super. Daher > Danke @Anja. Man darf nur nicht vergessen den Schalter auch wieder auf hochohmig zu stellen wenn man die nächste Referenz anschließt. Die LTZ1000 altern dann ziemlich schnell. Frank schrieb: > Stromversorgung erfolgt über mein Labornetzteil. Ich verwende ausschließlich Akkus. Es reicht wenn das Oszi (als Störquelle) schon mit dem Netz verbunden ist. Gruß Anja
Hallo, fairerweise muß ich sagen: die Idee mit dem Schalter ist von hier: http://www.amplifier.cd/Technische_Berichte/Rauschanzeiger/Rauschanzeige.htm Gruß Anja
Leider hat Ralf (amplifier.cd) eine schöpferische Pause eingelegt, die nun schon ziemlich lange anhält. Ohne die ganzen Beiträge gelesen zu haben, möchte ich auf das Buch hinweisen, das mir schon sehr geholfen hat, allerdings habe ich eine uralte Auflage. Wenn das schon zitiert wurde, vergesst es einfach. http://www.amazon.de/Noise-Electronic-System-Electrical-Electronics/dp/0471577421 Die Thematik rauscharme Vorverstärker hat mich schon ein Drittel meines Haupthaares gekostet. Letztlich lief es auf einen Verstärker mit einer Transistor-Eingangsstufe MAT-02 hinaus (Im Prinzip eine uralte Applikation von PMI). Im Datron-Multimeter 1281 ist auch ein interessanter Vorverstärker mit U401, dann ein Doppeltransistor und dann ein Op27. Aber das ist ein Schaltplan aus der Vorhölle, der viel Peripherie erfordert.
Dankeschön für den Buchtip, kannte ich bisher noch nicht und ich stehe auf das alte Zeugs, und am Rauschen an sich hat sich ja seit Jahrhunderten nichts verändert :) ich hab auch schon eine umsonst Quelle gefunden und blätter gerade drüber. Meine Literatur zu dem Thema ist aktuell Art Kay ( Texas ) Operational AMplifier Noise und das Gaede - Photo amplifiers
sdg schrieb: > ich hab auch schon eine umsonst Quelle gefunden und blätter gerade > drüber. http://cds.cern.ch/record/261405/files/9780471577423_TOC.pdf Nicht umsonst aber kostenlos zugänglich. ;)
Noisy schrieb: > sdg schrieb: >> ich hab auch schon eine umsonst Quelle gefunden und blätter gerade >> drüber. > > http://cds.cern.ch/record/261405/files/9780471577423_TOC.pdf > > Nicht umsonst aber kostenlos zugänglich. ;) und hier alles. Quelle: http://www.pearl-hifi.com/06_Lit_Archive/14_Books_Tech_Papers/Motchenbacher_Connelly/Low-noise_Electronic_Design.pdf Größe: 18,4 MB (19.265.866 Bytes) Viel Vergnügen... Namenloser
heute Namenlos schrieb: > Noisy schrieb: > > Quelle: > http://www.pearl-hifi.com/06_Lit_Archive/14_Books_... > > Größe: 18,4 MB (19.265.866 Bytes) > > Viel Vergnügen... > > Namenloser Noisy schrieb: > http://www.pearl-hifi.com/06_Lit_Archive/14_Books_... Oh... zu lang gescht, Noisy war schneller... Na egal. Nameloser
Zu dem Problem 0.1.. 10Hz Messverstaerker hatte ich mir als Idee notiert: Cein = 16*100n COG, Rein = 1M, AMP = LTC1250 Um die 1uV fuer 0.1.. 10Hz sollten damit erreichbar sein...
>Zu dem Problem 0.1.. 10Hz Messverstaerker hatte ich mir als Idee >notiert: >Cein = 16*100n COG, Rein = 1M, AMP = LTC1250 >Um die 1uV fuer 0.1.. 10Hz sollten damit erreichbar sein... Vorsicht: Diese intern choppenden Zero-Drift OPamps sind tückisch. Das Rauschen ist für Rs=10R angegeben. Bei deutlich höheren Rs können sich andere Rauschwerte ergeben.
sdg schrieb: > Meine Literatur zu dem Thema ist aktuell [...] > und das Gaede - Photo amplifiers Das finde ich nicht. Meinst Du vielleicht Graeme - Photodiode Amplifiers: OP AMP Solutions http://www.amazon.de/dp/007024247X
Ich stelle gerade fest, dass ich das Buch von Art Kay in der 4ma im Schrank habe (fast ungelesen), hatte ich nicht mehr auf dem Schirm. So geht's manchmal...
Gerd E. schrieb: > Graeme - Photodiode Amplifiers: OP AMP Solutions > http://www.amazon.de/dp/007024247X ja haargenau, sorry für nicht detaillierter posten wie du, aber da gibts ja nicht soviele Werke von ihm :) Ist ein sehr schönes Buch, aber anstrengend und obs praxistauglich ist weiss ich auch erst wenn ich einen Spectrum analyzer und entsprechende Schaltungen bekomme aber wer in der Branche tätig ist, kann sich das definitiv zulegen. Art Kay war auf der electronica, der arbeitet ja in Texas für Texas, ich glaub schon seit BurrBrown Zeiten, der hat denke ich vieles von Geade übernommen, zumindest kannte er das Buch auch, bei seinem Buch bin ich aber erst am Anfang, gefällt mir aber gut einfache nachvollziehbare Rechnungen, danach sollte noch Spice kommen ( dem stehe ich immer skeptisch ggüber ) aber am Ende kommen noch echte Messungen und er meinte es kommen bald ( 12 Monate) noch mehr Messergebnisse bzw. Paper / AppNotes mit seinen Ergebnissen. Der Junge macht bei TI den Vollzeit Rauschprofi :) So jetzt wisst ihr alles. Grüße und nochmals merci für den Buchtip vorher,ist immer schön was zu haben was man noch nicht kannte und ggf gut ist.
Leider muß ich meine bisherige Schaltung wieder verwerfen. Durch die hohe Einzelverstärkung ist die Offsetspannung des OPVs bis an die Aussteuerungsgrenze gewandert (~100 uV * 10000 = ~10V) und hat das Ergebnis manchmal verfälscht (auch noch temperaturabhängig, das liebt man ...). Ich habe auch schon einen neuen Ansatz mit etwas mehr Verstärkerstufen (mind. 3 aber ev. 4). In der ersten Stufe gehe ich nun runter von 10 000 auf 1000, dann habe ich jede Menge Sicherheitsspielraum an der Aussteuerungsgrenze. Allerdings sind da einige Fragen aufgekommen. 1. Gibt es eine Anwendungsschrift von einem der OPV-Hersteller wie sie ihre 0,1 - 10 Hz En Rauschmessungen durchführen. Der Wert kann ja merklich anders liegen je nachdem welche Filtercharakteristik sie da anlegen. Ja nicht nur anders, die Werte verschiedener Hersteller könnten auch gar nicht vergleichbar sein. Oder gibt es gar einen Standard? Ich möchte möglichst vergleichbare Werte, deshalb würde ich die Filtercharakteristik meines Meßverstärkers möglichst ähnlich haben. 2. Unabhängig von 1. habe ich mir überlegt einen Buttworth-Tiefpass 4. Ordnung mit fg = 10 Hz zu verwenden. Butterworth deshalb weil ja die Verstärkung möglichst lange im Passierbereich gleich bleiben sollte. Nachteil ist das Überschwingen bei Sprungantwort, was gerade für die angestrebte pp-Messung nachteilig sein könnte. Was meint ihr dazu? Doch einen Bessel? 3. In der Schaltung von Anja ist mir aufgefallen, daß sie die Eckfrequenzen auf 0,05 Hz und 20 Hz gesetzt hat (anstatt 0,1 Hz und 10 Hz). Das liegt natürlich an der geringeren Filtergüte, so daß sie mit den geänderten Grenzfrequenzen im Bereich 0,1-10 Hz auf der sicheren Seite sein wollte nehme ich mal an. Dieser Punkt führt mich dann direkt wieder zu 1.), denn die Schaltung von Anja hat eigentlich noch mehr Bandbreite als angegeben, was das erzielte Ergebnis noch beeindruckender macht, aber ggf. schwieriger vergleichbar (mit Herstellerangaben). 3b) Ich vermute die krumme Verstärkung an OPV2 (LT1012) dient dazu den Verlust des passiven Filters zu kompensieren. Ist das richtig vermutet? 4. Gestern bin ich zufällig auf einen 3000 Mikrofarad Folienkondensator für Filteranwendungen gestossen (bei Digikey: http://www.digikey.de/product-search/de?pv13=749&FV=fff40002%2Cfff80010&mnonly=0&newproducts=0&ColumnSort=0&page=1&quantity=0&ptm=0&fid=0&pageSize=25). Der Preis ist zwar mit 400+ Euro happig, aber irgendwie reizvoll ... aber offensichtlich scheinen ja selektierte Elkos auszureichen. Immerhin hätte dieser Folienkondensator erhebliche Vorteile: a) hohes Spannungsspektrum und b) auch die Möglichkeit an negative Potentialen zu messen. Aber zunächst lasse ich den mal außen vor, zumal ich ja noch mehr Kapazität brauche.
zu 1. Eine Messvorschrift ist mir nicht bekannt. LT bietet in der AN124 auf Seite 3 einen bemerkenswerten Aufbau zu dem Thema. Da ich nicht den ganzen Vorgang gelesen habe, möge man mir ein eventuell wiederholtes Zitat nachsehen. http://cds.linear.com/docs/en/application-note/an124f.pdf
Ich habe den ersten Verstärker aus der AN 124 mal durch LTSpice gejagt und versucht, das Rauschen zu ermitteln. Aber irgendwie sind die Ergebnisse mit den LSK389 nicht sooo brillant, wie ich es erwartet habe, da kommt man z. B. mit OPA277 besser hin. Andererseits frage ich mich, ob man LTSPIce - oder den Modellen - in diesem Grenzbereich trauen kann. Gibt es da Erfahrungen zu?
>1. Gibt es eine Anwendungsschrift von einem der OPV-Hersteller wie sie >ihre 0,1 - 10 Hz En Rauschmessungen durchführen. Diese Schaltung hier wird gern verwendet: http://www.ti.com/lit/ds/symlink/opa37.pdf Auch im DFatenblatt des LT1037 mißt man so.
>Aber irgendwie sind die Ergebnisse mit den LSK389 nicht sooo brillant, >wie ich es erwartet habe, da kommt man z. B. mit OPA277 besser hin. >Andererseits frage ich mich, ob man LTSPIce - oder den Modellen - in >diesem Grenzbereich trauen kann. Gibt es da Erfahrungen zu? Beim Modellieren des Rauschens habe ich schon oft deutliche Abweichungen festgestellt. Ich simuliere das dann lieber, indem zusätzliche Rauschspannungs- und Rauschstromquellen einfüge. Das muß man dann zwar für diskrete Frequenzen simulieren, aber am Ende kommt es deutlich genauer.
Frank schrieb: > 3. In der Schaltung von Anja ist mir aufgefallen, daß sie die > Eckfrequenzen auf 0,05 Hz und 20 Hz gesetzt hat (anstatt 0,1 Hz und 10 > Hz). Das liegt natürlich an der geringeren Filtergüte, so daß sie mit > den geänderten Grenzfrequenzen im Bereich 0,1-10 Hz auf der sicheren > Seite sein wollte nehme ich mal an. Hallo, wenn Du 2 Filter mit der Grenzfrequenz 10 Hz hintereinander schaltest hast Du bei 10 Hz bereits 6dB Dämpfung anstelle 3dB. D.h. bei 2 Filterstufen muß man die Grenzfrequenz bereits auf 14 Hz legen damit dann 3 dB bei 10 Hz herauskommen. Die Simulation der Gesamtschaltung zeigt dann genau 3 dB Dämpfung bei 0.1 und 10 Hz. Frank schrieb: > Ich vermute die krumme Verstärkung an OPV2 (LT1012) dient dazu den > Verlust des passiven Filters zu kompensieren. Ist das richtig vermutet? Stimmt. Im Durchlaßbereich ist die Verstärkung dann mit 1 Meg Last vom Oszi genau 10000-fach. Gruß Anja
thomas s schrieb: > Ich habe den ersten Verstärker aus der AN 124 mal durch LTSpice > gejagt > und versucht, das Rauschen zu ermitteln. > > Aber irgendwie sind die Ergebnisse mit den LSK389 nicht sooo brillant, > wie ich es erwartet habe, da kommt man z. B. mit OPA277 besser hin. > Andererseits frage ich mich, ob man LTSPIce - oder den Modellen - in > diesem Grenzbereich trauen kann. Gibt es da Erfahrungen zu? Ich kenne die AN124 und ehrlich gesagt gefällt mir die Schaltung nicht besonders gut. Sie ist recht aufwändig mit eher nicht beeindruckenden Ergebnissen um es mal vorsichtig zu formulieren. Im Gegensatz dazu die Schaltung von Anja: Klar und nicht komplex mit besseren Ergebnissen. Der Einsatz der 2Sk389 ist m.E. total sinnlos. Deren Rauschanteil ist ggü. dem Widerstandsrauschen zu vernachlässigen. Darüber hinaus kommt noch zum Tragen, daß es in diesem Bereich erheblich auf das 1/f-Rauschen ankommt. Und abgesehen davon wären Bipolartransistoren in allen Fällen besser. Gut, mein neuer Schaltungsentwurf mag zwar die Bauteilmenge von AN124 überschreiten (wenn man den Peak-Detektor wegnimmt), ist aber vom logischen Aufbau trotzdem viel klarer. Und von den Leistungen sollte er potentiell zumindest die Schaltung von AN124 übertreffen können. Bei genau dieser Schaltung bzw. allgemein wenn es um Rauscharmut geht, kommt es darauf an, niederohmig zu arbeiten und nicht ob ein Eingangstransistor nun 0,6 nV/Wurzel(Hz) oder 0,5 nV/Wurzel(Hz) hat. Um solche super rauscharmen Transistoren auszunutzen muß man sich im Sub 10 Ohm Eingangswiderstandsbereich bewegen, am besten bei ca. 1 Ohm. Es hat schon einen guten Grund, warum die Testschaltung - siehe auch hier zitierten Beitrag von Kai Klaas - der OPVs mit 10 Ohm arbeitet. Jim Williams hat m.E. hier einen Kardinalfehler begangen, er hat einen relativ hohen Eingangswiderstand gewählt. Natürlich nicht ohne Grund, aber das limitiert eben diesen Meßverstärker. Nun da der Eingangswiderstand festlag, versuchte Jim Williams die Schaltung zu optimieren. Anstatt viel Aufwand in eine sinnlose Optimierung zu stecken hätte man lieber versuchen sollen in eine bessere Schaltung zu investieren. Da meine Ergebnisse noch nicht da sind, mache ich es anders deutlich: Jim Williams investiert ca. 500-600 Euro an Bauteilen und kommt auf 160 nV pp. Anja investiert ca. 50-60 Euro an Bauteilen und kommt auf 110 nVpp. Selbst wenn man den Kondensator und die Peakerfassung außer Acht läßt ist Anjas Schaltung in jedem Falle günstiger und besser. Soviel zur AN124. Meine Schaltung wird vmtl. etwas teurer als beide, wird aber möglicherweise (ich hoffe noch) noch etwas weniger Rauschen. Nicht weil ich irgendeinen aufwändigen Schaltungstrick versuche wie AN124, sondern nur weil ich niederohmiger auslege. Im Prinzip also ähnliche Schaltung wie Anja aber ausgelegt mit 1/10 des Eingangswiderstands (was im allerbesten Fall 1/3 des Rauschens ergeben könnte). Ich gehe sogar soweit zu sagen, daß Jim Williams bei der AN124 ein doppelter Denkfehler unterlaufen ist. Weil der vielen passiert - ich lasse mich auch gelegentlich blenden - will ich das kurz erläutern: Im 2SK389 Datenblatt sieht er was wie ca. 0,5 nV/Wurzel(Hz). Bei seinen LT OPVs sieht er was wie 0,85 nV/Wurzel(Hz) bis 4 nV/Wurzel(Hz). Jetzt ist man versucht zu glauben, der 2SK389 würde als Eingangstransistor weniger Rauschen. Das ist aber falsch. Der Eingangstransistor des besagten OPV rauscht vmtl. nur mit 0,25 oder 0,3 nV/Wurzel(Hz). Der Rest kommt vom Rest des OPV. Das ist der erste Denkfehler, aber es wird noch schlimmer: Bekanntlich ist der 2SK389 ein JFET. Der angegeben Rauschwert gilt also für weißes Rauschen, z.B. bei 1 kHz. In der Schaltung geht es aber um 0,1 bis 10 Hz. Hier dominiert Rosa Rauschen. Und jetzt kommt der zweite Denkfehler von Jim Williams: Der JFET besitzt allgemein einen höheren 1/f Punkt und damit ca. 10 mal so viel rosa Rauschen wie ein Bipolartransistor. Ich behaupte daher, daß der ganze Aufwand von Jim Williams mit 2SK389 und Kompensationsschaltung nicht nur teurer und komplexer ist, sondern auch zu einem höheren Rauschen führt als notwendig. Ich vermute Jim Williams hat sich zu sehr auf das Stromrauschen konzentriert, bzgl. dem Stromrauschen ist die Schaltung schon sehr gut, nur bringt das nichts, wenn das Gesamtrauschen mangelhaft bleibt. Für Rauschstrommessungen könnte die Schaltung und der Einsatz der 2SK389 eventuell interessant sein. Oder auch nicht, denn dann sind CMOS-OPVs bzw. MOSFETs noch viel geeigneter. Anja hat mit dem LT1012 wie in AN124 das Stromrauschen klein gehalten, aber klugerwiese den LT1037 am Eingang verwendet. Wie man sieht, ist dieser einzelne OPV allein schon besser als die Eingangsschaltung von AN124 aus LT1012/LT1097/2SK389. Und dabei hat sich Anja nicht von den vermeintlich hohen 2,5 nV/Wurzel(Hz) des LT1037 blenden lassen. Immerhin 5 mal mehr als beim 2SK389. Man kann ganz allgemein einfach nicht das Rauschen eines "popligen" Transistors mit dem Rauschen eines ganzen OPV vergleichen. Es liegt also vmtl. nicht ein Mangel der Simulation vor, sondern der Mangel ist die AN124. Wenn man schon eine Applikationsschrift verfasst, sollte auch wenigstens eine gute Schaltung drinnen sein... Kai Klaas schrieb: >>1. Gibt es eine Anwendungsschrift von einem der OPV-Hersteller wie sie >>ihre 0,1 - 10 Hz En Rauschmessungen durchführen. > > Diese Schaltung hier wird gern verwendet: > http://www.ti.com/lit/ds/symlink/opa37.pdf > Auch im DFatenblatt des LT1037 mißt man so. Super und Danke für den Hinweis. Das scheint wirklich Standard zu sein. Die ist absolut identisch mit der von Linear Technology. Hat nur den Nachteil, daß sie meistens nicht funktioniert, weil die Offsetspannung dann durch die hohe Verstärkung die Aussteuerungsgrenze des OPV (DUT) überschreitet, wie mir passiert ist. Für diese Schaltung müssen also der Gesamtoffset aus allen Fehlern kleiner <ca. 130 uV sein, was nur wenige Präzisionstypen schaffen. Aber immerhin kann man daraus die Filtercharakteristik ablesen. Ein ziemlich schlechter Filter, der da angewendet wird. Aber wichtiger ist natürlich Herstellervergleichbarkeit. Anja schrieb: > Hallo, > wenn Du 2 Filter mit der Grenzfrequenz 10 Hz hintereinander schaltest > hast Du bei 10 Hz bereits 6dB Dämpfung anstelle 3dB. > D.h. bei 2 Filterstufen muß man die Grenzfrequenz bereits auf 14 Hz > legen damit dann 3 dB bei 10 Hz herauskommen. Die Simulation der > Gesamtschaltung zeigt dann genau 3 dB Dämpfung bei 0.1 und 10 Hz. > Gruß Anja Danke für die Erläuterungen, das habe ich übersehen, ich dachte Du wolltest die -3 dB an den Grenzen kompensieren. Das ist das Problem mit den passiven Filtern, daß sie bei der Grenzfrequenz schon um 3 dB abgefallen sind. Mein aktiver Filter ist bei den Grenzfrequenzen noch +/-0.05 dB (laut Simulation). Das mit der Verstärkungskompensation ist natürlich clever, weil man sich dadurch OPVs einspart. Allerdings können ev. Bauteilabweichungen die Verstärkungsgenauigkeit bei dieser Lösung beeinträchtigen. Allerdings weisen die Herstellerschaltungen den gleichen Mangel bzgl. Absolutbetrachtungen auf und so sind Deine Werte besser mit den Herstellerangaben vergleichbar. Ich glaube ich bleibe erst mal bei meinen aufwändigeren Filtern, insbesondere wegen der besseren 50 Hz Unterdrückung. Die will ich eigentlich noch von -40 dB auf -60 dB bei 50 Hz steigern. Dann sind zwar die Werte absolut mit denen in den Datenblättern nicht vergleichbar (nehme an den Grenzfrequenzen mehr mit, dafür darüber und darunter weniger), dafür aber korrekt(er). Aber ich werde mir die Filtercharakteristik auch so mal ansehen und vergleichen. Ggf. kann ich dann einen Korrekturwert berechnen um auf die Filtercharakteristik der Hersteller zu kommen. Was wegen 1/f Rauschen leider nur eine Schätzung bleiben wird. Ich bedanke mich für die sehr hilfreichen Antworten.
Kai Klaas schrieb: >>Aber irgendwie sind die Ergebnisse mit den LSK389 nicht sooo brillant, >>wie ich es erwartet habe, da kommt man z. B. mit OPA277 besser hin. >>Andererseits frage ich mich, ob man LTSPIce - oder den Modellen - in >>diesem Grenzbereich trauen kann. Gibt es da Erfahrungen zu? > > Beim Modellieren des Rauschens habe ich schon oft deutliche Abweichungen > festgestellt. Ich simuliere das dann lieber, indem zusätzliche > Rauschspannungs- und Rauschstromquellen einfüge. Das muß man dann zwar > für diskrete Frequenzen simulieren, aber am Ende kommt es deutlich > genauer. In einem thread, bei dem im Titel 0.1 Hz vorkommt und das Wort Stromrauschen gar nicht, nur Spannungsrauschen, da ist ein FET überhaupt nicht gut aufgehoben. Erstens haben fast alle JFETs ziemlich großes Spannungsrauschen (MOSFETs brauchen sich nicht mal melden) und zweitens liegt die 1/f-Ecke meist im KHz-Gebiet. Das Beste ist hier noch der NXP BF862 mit 1nV/sqrt Hz und einer 1/f-Eckfrequenz von ein paar 100 Hz. Wenn man mit gigantischen Eingangskapazitäten leben kann gibt es noch von Interfet den IF3602 oder so, WIMRE. Der lebt von seinem W/L-Verhältnis, aber das kann man mit einigen BF862 parallel auch billiger und weniger exotisch hinbekommen, und mit viel weniger Kapazität. JFET-Hersteller haben anscheinend ausnahmlos ein Problem damit, eine A4-Seite mit technischen Daten zu füllen und ihre FETs sehen das A4-Blatt mehr als so eine Art Servier-Vorschlag, ohne dass die typischen Werte irgendwas mit einer konkreten Bauteilrolle zu tun haben wollen. Die Simulationsmodelle haben noch weniger Verbindung zur Realität. Niedrige Rauschspannungen bei niedrigen Frequenzen schreien nach Bipolartransistoren. Am besten nimmt man gleich einen Klein- leistungstyp oder schaltet ein paar kleine parallel. (niedriger Rbb rulez!) Als ich Rauschen auf Referenzen und Oszillator-Regelspannungen messen wollte, habe ich mein Problem mit 10 Pärchen ADA4898-2 gelöst. Bipolare OpAmps, jeder mit 0.9 nV/sqrt Hz und ein paar Hz 1/f-Eckfrequenz. Durch das Mitteln über 20 Stück wird das Spannungsrauschen um den Faktor sqrt(20) besser. Man landet so bei 220 pV/Wurzel Hertz Rauschdichte. Näheres unter < http://www.hoffmann-hochfrequenz.de/downloads/lono.pdf >. Die anderen Artikel in dem directory sind auch interessant. :-) Gruß, Gerhard
:
Bearbeitet durch User
Früh am Morgen soviel Text, da brauche ich erst eine Kanne Kaffe. Ich habe die Schaltung aus AN 124 lange angeguckt und auch mit einem MAT02/SSM2212 simuliert. Jedoch habe ich die Schaltung an mein Problemchen angepasst, den Eingangskondensator weggelassen, als Quelle 1,4 mV DC angesetzt und die Verstärkung auf 100 gestellt. Das Rauschen bezogen auf den Eingang bei 0,1 Hz in nV/SQRT(Hz): LSK 389: 12 MAT02: 36 SSM2212: 36 Das hat mich wie bereits oben geschrieben nicht überzeugt, dann habe ich Lösungen mit 3-OP Instrumentenverstärker ohne Transistoren ausprobiert (Eben an meine Problemstellung angepasst) OPA277: 8,4 LTC2057: 18 OPA211: 36 OPA140: 80 Soweit so gut. Da mein Eingangsverstärker auch mal Spannungen von 1 kV schaldlos überstehen muss, spielt die Schutzbeschaltung und damit der Biasstrom eine Rolle. Das steht als nächstes auf dem Plan.
>Jim Williams hat m.E. hier einen Kardinalfehler begangen, er hat einen >relativ hohen Eingangswiderstand gewählt. Darüber habe ich auch schon gegrübelt. Diese Textstelle könnte ein Hinweis sein: >Selected commercial grade aluminum electrolytics can approach the required >DC leakage although their aperiodic noise bursts (mechanism not understood; >reader comments invited) are a concern. Seine Schaltung ist ja ein "peak to peak noise detector". Da könnten ihn die ominösen Bursts so gestört haben, daß er eine Lösung mit Elkos verworfen und sich gleich auf Tantals versteift hat. Da er die nicht in beliebiger Größe bezahlbar bekommen konnte, hat er die Schaltung am Eingang dann relativ hochohmig abgeschlossen. Ein anderer Erklärungsversuch könnte sein, daß er die Referenzen AC-mäßig nicht niederohmiger belasten wollte.
:
Bearbeitet durch User
Gerhard Hoffmann schrieb: > Das Beste ist hier noch der NXP BF862 mit 1nV/sqrt Hz und einer > 1/f-Eckfrequenz von ein paar 100 Hz. Witziger weise verwendet Jim Williams an anderer Stelle genau den BF862 mit dem Hinweis auf das besonders niedrige Rauschen. Muß wohl nach AN124 gewesen sein ... Ja er schaut eben mit 1 nV/Wurzel(Hz) erstmal schlechter aus, als ein 2SK389 mit ca. 0,5 nV/Wurzel(Hz). > JFET-Hersteller haben anscheinend ausnahmlos ein Problem damit, > eine A4-Seite mit technischen Daten zu füllen Ja das ist grausam. Noch schlimmer als die Datenblätter von Nachahmerherstellern oder japanischen Herstellern. Bei MOSFETs sieht es auch nicht viel besser aus. > und ihre FETs sehen > das A4-Blatt mehr als so eine Art Servier-Vorschlag, ohne dass > die typischen Werte irgendwas mit einer konkreten Bauteilrolle > zu tun haben wollen. Die Simulationsmodelle haben noch weniger > Verbindung zur Realität. Ja die hohen Fertigungsabweichungen bei JFETs sind ein weiteres übel. Mein Meßverstärker soll u.A. auch dazu dienen die Rauschwerte von JFETs zu bestimmen, weshalb ich ja eine höhere Auflösung des Meßverstärkers benötige. > Als ich Rauschen auf Referenzen und Oszillator-Regelspannungen > messen wollte, habe ich mein Problem mit 10 Pärchen ADA4898-2 > gelöst. Bipolare OpAmps, jeder mit 0.9 nV/sqrt Hz und ein paar > Hz 1/f-Eckfrequenz. Durch das Mitteln über 20 Stück wird das > Spannungsrauschen um den Faktor sqrt(20) besser. Man landet so > bei 220 pV/Wurzel Hertz Rauschdichte. > > Näheres unter > < http://www.hoffmann-hochfrequenz.de/downloads/lono.pdf >. > Die anderen Artikel in dem directory sind auch interessant. :-) Ein hochinteressantes Projekt und Danke dafür. Auf die Parallelschaltung bin ich noch gar nicht gekommen, das ist natürlich eine Klasse Sache. Die ADA4898 sind wirklich günstig. Ich werde aber erstmal bei meinem einem LT1028 bleiben und bei der Zusammenschaltung dann überlegen. Ich glaube der LT1028 ist im unteren Frequenzbereich überlegen, das sagt mir jedenfalls der rekordverdächtige en-Wert von 35 nVpp, der im ADA4898 verschwiegen wird (LT1037 von Anja ebenfalls exzellente 60 nVpp). Das ist normalerweise kein gutes Zeichen, auch wenn die 1/f-Eckfrequenz auf dem Papier gut aussieht. Bei 10-100 kHz ist der ADA4898 auf Grund des besseren Preises sehr vorteilhaft (gerade im Hinblick auf die Zusammenschaltung).
>Ein hochinteressantes Projekt und Danke dafür. Hhm, für Messungen bis 0,1Hz hinunter verwenden die 150µF und 10k am Eingang. Das ist aber nicht besonders rauscharm... >Auf die Parallelschaltung bin ich noch gar nicht gekommen, das ist >natürlich eine Klasse Sache. Hatte ich mal vor Ewigkleiten mit einem TL074 gemacht...
:
Bearbeitet durch User
Kai Klaas schrieb: >>Jim Williams hat m.E. hier einen Kardinalfehler begangen, er hat > einen >>relativ hohen Eingangswiderstand gewählt. > > Darüber habe ich auch schon gegrübelt. Diese Textstelle könnte ein > Hinweis sein: > >>Selected commercial grade aluminum electrolytics can approach the required >>DC leakage although their aperiodic noise bursts (mechanism not understood; >>reader comments invited) are a concern. > > Seine Schaltung ist ja ein "peak to peak noise detector". Da könnten ihn > die ominösen Bursts so gestört haben, daß er eine Lösung mit Elkos > verworfen und sich gleich auf Tantals versteift hat. Da er die nicht in > beliebiger Größe bezahlbar bekommen konnte, hat er die Schaltung am > Eingang dann relativ hochohmig abgeschlossen. Klar das ist sicher der Grund dafür. Deshalb habe ich ja auch oben den 3000 Mikrofarad Folienkondensator angegeben, der sogar weniger kostet, als der Tantal von Jim Williams bei angenommen besserer Leistung und mehr Kapazität. Ich weiß nicht was er mit den "Noise Bursts" gemeint hat. Ich werde ja auch erstmal Elkos nehmen und zwar richtig große (10000-47000 Mikrofarad), hoffe das ich da nichts sehe, Anja hat sich jedenfalls auch nicht über solche Phänomene beschwert. Bzw. wer weiß ob das wirklich vom Kondensator kam. > Ein anderer Erklärungsversuch könnte sein, daß er die Referenzen > AC-mäßig nicht niederohmiger belasten wollte. Was aber sinnlos ist, denn die AC-Belastung bezieht sich auf das Rauschen selbst. Die Referenzen zeichnen sich ja gerade dadurch aus keine Wechselspannung einzuprägen. An Wechselspannungen kann man mit diesem Meßverfahren sowieso nicht arbeiten, das kann er also auch nicht im Sinn gehabt haben. Denkbar wäre eher, daß er die DC-Belastung begrenzen wollte durch begrenzte Kapazität. Der Schalter von Anja ist ja soweit ich gesehen habe in AN124 nicht drin. Aber es wird wohl eher so sein (s.o.), daß der Tantal eben der größte war, den er kriegen konnte. Hätte er doch mal bei Fokos geschaut. Das ändert allerdings an der ungünstigen Eingangsstufe mit diskreten Bauteilen, bzw. allgemein die Verwendung von JFET nichts. Ich glaube Jim Williams ist ein alter HFler. Die Sachen nahe DC sollte er vielleicht lassen. Oder er hatte ne schlechte Woche wie jeder mal. k.A. Mein Vorwurf des Kardinalfehlers bezieht sich darauf eine Schaltung auf Rauschen optimieren zu wollen, die sich gar nicht optimieren läßt, wenn man mit solch hohen Widerständen arbeitet. Es bezieht sich nicht darauf grundsätzlich diesen hohen Eingangswiderstand gewählt zu haben. Durch das hohe Widerstandsrauschen fällt das Spannungsrauschen des OPV kaum ins Gewicht. In diesem Fall, dann genau dieses Spannungsrauschen optimieren zu wollen ist Arbeit für die Katz und in diesem Falle sogar noch fehlerhaft, augenscheinlich hat er ein schlechteres Spannungsrauschen (Dank JFet 1/f Problematik). Was mir dabei gerade kommt: Der 1,2 KOhm Eingangswiderstand aus AN124 rauscht bereits mit 4,41 nV/Wurzel(Hz). Der 1 KOhm Eingangswiderstand von Anja mit 4,05 nV/Wurzel(Hz). Die AN124-Schaltung rauscht mit 16 nV/Wurzel(Hz), die von Anja mit 11 nV/Wurzel(Hz). Die Schaltung von Gerhard Hoffmann hat einen 10 kOhm Eingangswiderstand, der alleine schon mit 12,73 nV/Wurzel(Hz) rauscht. Die Gesamtschaltung soll aber nur mit 0,2 nV/Wurzel(Hz) rauschen? Wie kann das sein? Irgendwie verstehe ich das gerade nicht.
>Die Schaltung von Gerhard Hoffmann hat einen 10 kOhm Eingangswiderstand, >der alleine schon mit 12,73 nV/Wurzel(Hz) rauscht. Die Gesamtschaltung soll >aber nur mit 0,2 nV/Wurzel(Hz) rauschen? >Wie kann das sein? Irgendwie verstehe ich das gerade nicht. Genau. Meine Worte... >Ich weiß nicht was er mit den "Noise Bursts" gemeint hat. Könnte auch Popcorn-Noise gewesen sein von seinen JFETs selbst! Hat was mit Herstellungsfehlern auf dem Chip zu tun, defekte Passivierungsschichten und ähnliches. Diese Störungen tauchen plötzlich auf und sind dann stunden- und tagelang wieder weg. Braucht also garnichts mit den Elkos zu tun gehabt zu haben. Von Akkus ist so etwas bekannt. NiCd-Zellen sollen solche Burst-Kaskaden zeigen. Wahrscheinlich Gasbläschen, die sich von den Kontakten lösen oder dort anderen Unfug treiben. Ein Foliencap oder gar ein X7R ist vielleicht sinnvoller als etwas mit Elektrolyten, wo es dauernd "blubbert".
:
Bearbeitet durch User
Die 10K sind gerade so gewählt, dass nach 40 dB Verstärkung der Bias-Strom höchstens ein halbes Volt Offset macht, damit man nicht den nutzbaren Ausgangshub verliert. Kleinere Widerstände würden entsprechend größere Folienkondensatoren erfordern. Das Messobjekt liegt parallel dazu und darf höchstens etwa 5 Ohm haben, sonst rauscht es schon mehr als der Verstärker. Bei einer Quelle von 60 Ohm rauscht es schon 13 dB schlimmer als der kurz- geschlossene Eingang. Bei einer 10k-Quelle ware man schon völlig in sinnlosem Gebiet. 60 Ohm liefert ziemlich genau 1 nV/sqrt Hz, das ist eine sehr kommode Kalibrierlinie. Es ist nicht der Verstärker, der mit 60 Ohm mehr rauscht als kurzgeschlossen, sondern das thermische Rauschen der Quelle selber. Man kann damit absolute Messungen machen, auch wenn man Frequenzgang & Verstärkung nur schätzungsweise kennt. Ich habe mit guten X7R-Kondensatoren übrigens keine Nachteile feststellen können. Es ist dann aber doch bei knapp 2 Dutzend 10uF-Folien von WIMA geblieben, auch wenn die, die ich bekommen konnte, nicht auf die Platine passen sondern im dead bug style eingelötet wurden. Das ist jetzt aber nicht mehr fotogen. Der Trick mit dem Mitteln von vielen OpAmps war schon im LT1028-Datenblatt vor 20 Jahren. Enrico Rubiola hat auf seiner Website auch einen rauscharmen Verstärker mit MAT-02 oder so, sehr empfehlenswert. < http://www.rubiola.org/ >, der schreibt aber so fleißig dass ich jetzt keine Zeit habe, die genaue URL zu suchen. Er stellt auch tiefschürfende Betrachtungen über die Steil- heit des 1/f-Anstiegs an und ich glaube, er hat die Erklärung für den steilen Rauschanstieg bei meinen Batterie-Messungen. Das ist ganz einfach Drift. Ich glaube übrigens, dass es gar nicht so gut ist, die untere Grenzfrequenz des Verstärkers so tief zu zwingen. Ich habe nichts gefunden, was weniger 1/f hatte als die ada4898. Dann kann man auch bei 10 Hz dicht machen und den Abfall im gemessenen Spektrum mit einrechnen. Das ist letztlich besser für den Dynamikbereich und gesünder für die Eingangstransistoren. Und der Eingangs- kondensator geht auch nicht so ins Geld. Ich habe noch ein paar Bildchen von Vorläufern unter < https://picasaweb.google.com/103357048842463945642/LowNoisePreamplifiers?authuser=0&feat=directlink > Gruß, Gerhard
Kai Klaas schrieb: > NiCd-Zellen sollen solche Burst-Kaskaden zeigen. Wahrscheinlich > Gasbläschen, die sich von den Kontakten lösen oder dort anderen Unfug > treiben. NiCd nun genau nicht. Das ist so das stillste das man bekommen kann. < http://www.hoffmann-hochfrequenz.de/downloads/NoiseMeasurementsOnChemicalBatteries.pdf > Fred Walls vom NIST hat ein Mess-System aufgebaut das durch Kreuz- korrelation noch 10 dB tiefer kam als ich und auch bei ihm wurde die Messgrenze erreicht. Time/Freq-Group at www.nist.gov oder so, filename 1133.pdf WIMRE. ps die URL ist am Schluss des .pdf- files.
:
Bearbeitet durch User
Kai Klaas schrieb: >>Ich weiß nicht was er mit den "Noise Bursts" gemeint hat. > Könnte auch Popcorn-Noise gewesen sein von seinen JFETs selbst! Hat was > mit Herstellungsfehlern auf dem Chip zu tun, defekte > Passivierungsschichten und ähnliches. Diese Störungen tauchen plötzlich > auf und sind dann stunden- und tagelang wieder weg. Braucht also > garnichts mit den Elkos zu tun gehabt zu haben. Von Akkus ist so etwas > bekannt. NiCd-Zellen sollen solche Burst-Kaskaden zeigen. Wahrscheinlich > Gasbläschen, die sich von den Kontakten lösen oder dort anderen Unfug > treiben. Ein Foliencap oder gar ein X7R ist vielleicht sinnvoller als > etwas mit Elektrolyten, wo es dauernd "blubbert". Gut so Sachen wie Rekombination im Elko könnten mal ungleichmäßig ablaufen, aber man muß sich ja überlegen, daß der Elko ja praktisch kaltgestellt ist. Wenn der Kondensator geladen ist und man die Messung durchführt passiert ja absolut nichts am Kondensator. Er verliert ein bißchen durch Selbstentladung, was wieder hinzugeführt wird. Das ist ja kein Schaltnetzteil, daß 1 Mio Mal die Sekunde den Kondensator mit Übernennstrom entlädt und lädt. In diesem "gemütlichen" Zusatnd mag ich an solche schwerwiegenden Effekte nicht glauben. Da aber aus AN124 kein Vorwiderstand ersichtlich ist, könnte er den Kondensator direkt angeschlossen haben. Das ware dann natürlich heftiger als über Vorwiderstand. Aber selbst dann sehe ich das Problem nicht als wirklich groß an. Gut ich werd's ja sehen, zur Not muß ich Folienkondensatoren nehmen (2000 Euro für 15000 Mikrofarad hüstel). Es muß einfach mit Elkos klappen :-) Mein Eingangswiderstand ist 100 Ohm, also 1,273 nV/Wurzel(Hz), Kapazität 15000 Mikrofarad, bzw. mangels Exemplar erst mal mit 10000 Mikro.
Gerhard Hoffmann schrieb: > Die 10K sind gerade so gewählt, dass nach 40 dB Verstärkung der > Bias-Strom höchstens ein halbes Volt Offset macht, damit man nicht > den nutzbaren Ausgangshub verliert. Kleinere Widerstände würden > entsprechend größere Folienkondensatoren erfordern. > Das Messobjekt liegt parallel dazu und darf höchstens etwa 5 Ohm > haben, sonst rauscht es schon mehr als der Verstärker. Bei einer > Quelle von 60 Ohm rauscht es schon 13 dB schlimmer als der kurz- > geschlossene Eingang. Bei einer 10k-Quelle ware man schon völlig > in sinnlosem Gebiet. Also wenn das Messobjekt parallel zu dem 10 KOhm R2 Widerstand liegt, dann ist es ja DC gekoppelt. Wofür die Kondensatoren dann nützlich sein sollen erschließt sich mir nicht sofort. Das schränkt natürlich den Einsatz ein, wenn das Meßobjekt DC gekoppelt ist. Was machst Du damit? Kanalrauschen von FETs messen? > Ich habe mit guten X7R-Kondensatoren übrigens keine Nachteile > feststellen können. Es ist dann aber doch bei knapp 2 Dutzend > 10uF-Folien von WIMA geblieben, auch wenn die, die ich bekommen > konnte, nicht auf die Platine passen sondern im dead bug style > eingelötet wurden. Das ist jetzt aber nicht mehr fotogen. Ich würde sowieso die Fokos immer vorziehen, selbst wenn es gute X7R sind, erreichen sie die Fokos nicht. Fokos in diesem Stil zu lten auf Pads ist wohl sehr schwierig ohne die Fokos anzukokeln. Hast Recht lieber kein Foto zu machen. > Der Trick mit dem Mitteln von vielen OpAmps war schon im > LT1028-Datenblatt vor 20 Jahren. Ja ist im aktuellen immer noch drin, mir aber nicht ins Auge gestochen. > Das ist ganz einfach Drift. Ja tieffrequentes Rauschen ist oft Thermospannung oder anderweitiger Temperaturdrift. > Ich glaube übrigens, dass es gar nicht so gut ist, die untere > Grenzfrequenz des Verstärkers so tief zu zwingen. Den Satz verstehe ich nicht ganz. Wir setzen die ja hoch von DC auf 0,1 Hz, damit wir an DC führenden Objekten trotzdem Rauschspannungen messen können. Ich habe nichts gefunden, was weniger 1/f hatte als die ada4898. Also mangels Datenblattangaben vom ADA4898 kann das theoretisch sein, nur hat der LT1028 den phänomenalen Wert von 3,5 nV/Wurzel (Hz). Und wenn ich mir das Spektrum Deiner Schaltung mit ADA4898 ansehe sind das geschätzt jedenfalls nicht weniger (wenn auch wohl nicht viel mehr), irgendwas auch zwischen 3 und 4. Okay das ist auch sehr gut, vielleicht besser vielleicht schlechter. Könntest Du ja vermessen, Dein Verstärker ware ja genau genug für so eine Messung. > Dann kann man > auch bei 10 Hz dicht machen und den Abfall im gemessenen Spektrum > mit einrechnen. Das erste Problem ist, daß der Verstärker ja für den Oszillographen ist, somit wir kein Spektrum erfassen können. Um den Eingangskondensator kommen wir nicht herum um DC zu unterdrücken. Dafür können wir an beliebigen DC-Offsets noch Rauschmessungen durchführen. >Das ist letztlich besser für den Dynamikbereich > und gesünder für die Eingangstransistoren. Und der Eingangs- > kondensator geht auch nicht so ins Geld. Im Falle eines Elkos kostet der ja vielleicht 10 Euro, das ist okay. Teuer wird es halt mit Fokos.
Der Widerstand nach Masse muss nicht so niederohmig sein. Das Rauschen des Widerstandes ist vor allem an der unteren Frequenzgrenze und darunter von Bedeutung. Bei den niedrigen Frequenzen ist das weiße Rauschen des Widerstandes aber gegen das 1/f Rauschen des Verstärkers zu vernachlässigen, selbst wenn es 10 K oder mehr sind. Die gut 10 nV/sqrt(Hz) auf vielleicht 0,1 Hz Bandbreite sind gegen das 1/f-Rauschen des OPs zu vernachlässigen. Mit 10 K die untere Grenzfrequenz in der Regel noch einiges niedriger liegen. Bei den höheren Frequenzen (d.h. über etwa 0,1 Hz) liegt die Impedanz der Quelle parallel zum Widerstand nach Masse und da will man eigentlich gerade nicht das die Quelle belastet wird und damit zu wenig Spannung gemessen wird. Den Widerstand darf man also so hoch wählen, das man keine Probleme mit dem Offset bekommt. Er muss auch groß gegen die Impedanz der Signalquelle sein. Störend an einem großen Widerstand ist eher die dann sehr niedrige untere Grenzfrequenz, und ggf. der Offset durch den Bias-Strom. Den Kondensator muss man nicht nur wegen der unteren Grenzfrequenz groß wählen, sondern vor allem wegen des Stromrauschens - mit dem LT1028 braucht man deshalb mehr Kapazität, nicht wegen des Widerstandes nach Masse. Dabei macht es dann auch nicht viel wenn die analoge untere Grenzfrequenz deutlich unter 0,1 Hz ist - vor der eigentlichen Messung wird man zumindest mit Elkos so oder so einige Zeit warten müssen. Sofern man die Zeitkonstante kennt, könnte man den Rest von der RC Kombination sogar noch rechnerisch korrigieren. Beim LT1028 ist hat der Rauschstrom rund 3 mal höher als beim LT1037, und das Spannungsrauschen dafür nur rund halb so hoch - entsprechend sollte der Kondensator beim LT1028 rund 6 mal so groß sein wie beim LT1037 um ähnliche Verhältnisse und damit das etwa halbe Rauschen zu erreichen. Gerade beim 1/f Rauschen gibt es starke Streuungen von Exemplar zu Exemplar. Da lohnt es ggf. die OPs zu selektieren. Selektieren kann dabei auch effektiver sein als einfach mehr parallel - selektiert braucht man den Kondensator nicht größer machen. Mir wäre ggf. ein selektierter LT1037 fast lieber als ein typischer LT1028.
>Fred Walls vom NIST hat ein Mess-System aufgebaut das durch Kreuz- >korrelation noch 10 dB tiefer kam als ich und auch bei ihm wurde >die Messgrenze erreicht. Du meinst das Paper im Anhang? >Es muß einfach mit Elkos klappen :-) Da wohl der Leckstrom entscheidend ist, weil dieser rauscht, solltest du den Elko lange an einer Konstantspannung "formieren", bis ein ganz kleiner Sättigungleckstrom erreicht wird. Das kann durchaus eins zwei Tage dauern. In jedem Falle ist es lohnend, aus einer größeren Anzahl von identischen Elkos ein leckstromarmes Exemplar zu selektieren.
Es reicht völlig, wenn der Quellwiderstand nur ac-mäßig den Eingang des Verstärkers belastet. Das Xc rauscht nicht. Und das Xc muss klein genug sein, dass an ihm keine große Spannung abfällt. Der kleine Quellwiderstand muss halt den Verstärker- eingang hinreichend kurzschliessen können. Ganz früher habe ich externe SMA-Kurzschlüsse und 50 Ohm-Abschlüsse vor dem Kondensator benutzt. Was ist praktisch kein unterschied, aber die Schrauberei mit dem Drehmomentschlüssel ist lästig. Ein Kurz- schlussschalter direkt am Eingang kann auch für das Messobjekt unangenehme Folgen haben. Man muss auch während des Anstöpselns einer nennenswerten DC-Spannung die OpAmp-Eingänge kurzschliessen können, sonst fließt der Ladestrom für den fetten Eingangskondensator durch die Basen. Wenn man die BE-Strecke in den Zenerdurchbruch treibt, dann war's das für die Eingangstransistoren in Bezug auf Rauscharmut. Ist mir aber schon ohne Folgen passiert, zumindest mit kleinen Vdc. Die 20 parallelen Eingänge können schon was ab. Es gibt wohl bei den integrierten OpAmps Schutzdioden, aber aus begreiflichen Gründen keine Strombegrenzungswiderstände. btw Auf einem der Picasa-Fotos ist so ein SMA-Kurzschluss zu sehen. ja, das ist das richtige paper.
:
Bearbeitet durch User
>ja, das ist das richtige paper.
Hatte ich von Abdul.
Ja, du hast Recht. NiCd sieht in dem Paper und in deinen Messungen sogar
besonders gut aus! Ich hatte einen Link, wo NiCd unter Last nicht so gut
rauskommt. Dummerweise finde ich ihn jetzt nicht.
Ulrich H. schrieb: > Der Widerstand nach Masse muss nicht so niederohmig sein. Das > Rauschen > des Widerstandes ist vor allem an der unteren Frequenzgrenze und > darunter von Bedeutung. Bei den niedrigen Frequenzen ist das weiße > Rauschen des Widerstandes aber gegen das 1/f Rauschen des Verstärkers zu > vernachlässigen, selbst wenn es 10 K oder mehr sind. Die gut 10 > nV/sqrt(Hz) auf vielleicht 0,1 Hz Bandbreite sind gegen das 1/f-Rauschen > des OPs zu vernachlässigen. Moment mal. Habe ich doch oben eben gerade gerechnet. Der 10 KOhm Widerstand alleine rauscht weiß von 0,1 bis 10 Hz mit 12,73 nV/Wurzel(Hz). Der LT1028 dagegen rauscht weiß und rosa zusammen von 0,1 bis 10 Hz mit nur 3,5 nV/Wurzel(Hz). Beim Widerstand kommt noch Rosa Rauschen dazu. Von Vernachlässigen kann also keine Rede sein. Wie man sieht ist der 10 KOhm Widerstand der dominierende Rauschfaktor. Gut die Titulatur als Eingangswiderstand ist vielleicht unglücklich, weil dieser bezogen auf den OPV allein durch die Impedanz der Kapazität bestimmt wird. Bezogen auf die Quelle wirkt natürlich auch der Widerstand. In Serie wohlgemerkt. Von den 12,73 nV/Wurzel(Hz) + Rosa Rauschen + Stromrauschen des OPV multipliziert(ohne Wurzel!) mit dem 10 KOhm Widerstand kommt da ein sattes Sümmchen zusammen, was da an Rauschen am OPV-Eingang anfällt. Dabei ist es völlig egal was am Eingang liegt. > Mit 10 K die untere Grenzfrequenz in der > Regel noch einiges niedriger liegen. Die Grenzfrequenz ergibt sich aus fg=1(2*Pi*R*C) Ich bestimme ja R und C damit ich genau die Grenzfrequenz bekomme, die ich haben möchte. Und ich muß exakt 0,1 Hz haben. > Bei den höheren Frequenzen (d.h. über etwa 0,1 Hz) liegt die Impedanz > der Quelle parallel zum Widerstand nach Masse und da will man eigentlich > gerade nicht das die Quelle belastet wird Wie soll das gehen? Der Quelleninnnenwiderstand einer Spannungsquelle kann nur in Serie liegen, was anderes geht gar nicht. Der Quellenwiderstand ist hoch und in Serie also kein Problem mit dem kleinen Widerstand nach Masse am OPV-Eingang. Die Quelle wird nicht belastet. Bei sehr niederohmigen Quellen müßte man zwangsläufig mehr Widerstand nehmen und dadurch mehr Rauschen in Kauf nehmen, aber das ist ja nicht der Fall. >und damit zu wenig Spannung > gemessen wird. Verstehe ich nicht. Die Quelle will niemand messen. Die Quelle ist DC und genau deswegen habe ich ja überhaupt einen Hochpassfilter am OPV-Eingang um die Quelle zu eliminieren. Somit kann ich rein das Rauschen messen. Okay, wenn Du die Rauschspannungsquelle modellierst ja schön. Aber egal wie, wenn ich das Leerrauschen des Verstärkers messe gibt es diese ja gar nicht, der Eingang ist kurzgeschlossen. > Den Widerstand darf man also so hoch wählen, das man > keine Probleme mit dem Offset bekommt. Welchem Offset? Ibias * R interessiert da überhaupt nicht. Das Rauschen interessiert doch. Bzw. R ist genau so zu wählen, daß sich die Grenzfrequenz 0,1 Hz bildet. > Er muss auch groß gegen die > Impedanz der Signalquelle sein. Störend an einem großen Widerstand ist > eher die dann sehr niedrige untere Grenzfrequenz Die Grenzfrequenz muß 0,1 Hz sein, das ist ein festgelegter Parameter, siehe Thema. Ja niedriger will man ganz sicher nicht sein, sonst muß ja der Kondensator größer werden. Größerer Kondensator -> kleinerer Widerstand. Größerer Widerstand -> Kleinerer Kondensator. Kondensator * Widerstand ist ein fixer Wert. , und ggf. der Offset > durch den Bias-Strom. Vollkommen irrelevant. Ich optimiere auf Rauschen, das bedeutet, den Kondensator so groß wie möglich machen, damit ich den Widerstand so klein wie möglich machen kann. Kleiner Widerstand bedeutet wenig Rauschen. Großer Widerstand bedeutet viel Rauschen. Und zwar immer im Hinterkopf behalten, daß nicht nur das Widerstandsrauschen mit jedem Ohm mehr mit Wurzel(Ohm) steigt, sondern viel schlimmer noch das Stromrauschen des OPV mit quadratisch Wurzel(Ohm) am Widerstand eingeht. Die Wahl des Widerstandes wird also durch den OPV bestimmt. Bei einem LT1037 kann ich noch mit 1 KOhm arbeiten (siehe Anja), bei einem LT1028 sind 100 Ohm richtig. 10 Kiloohm ware in beiden Fallen der Supergau bzgl. dem Rauschen. Was glaubt ihr warum Jim Williams sich einen abbricht um mit JFETs das Stromrauschen klein zu machen, damit sein 1,2 KOhm noch mit dem 1300 Mikrofarad Kondensator zusammenpasst. Sein Fehler war, daß er an der falschen Stelle optimiert hat, der LT1037 hätte es bzgl. Stromrauschen schon alleine bei 1,2 KOhm getan. Aber durch die JFETs hat er starkes Spannungsrauschen bekommen, wegen der geringen Grenzfrequenz (ich sags noch mal die ist fix vorgegeben). Das Stromrauschen trifft auf den Widerstand und dann habe ich die unerwünschte Rauschspannung. und da die quadratisch eingeht ggü. den anderen Faktoren wird die bei hohen Widerständen schnell zur alles bestimmenden Größe. > Den Kondensator muss man nicht nur wegen der unteren Grenzfrequenz groß > wählen, sondern vor allem wegen des Stromrauschens - mit dem LT1028 > braucht man deshalb mehr Kapazität, nicht wegen des Widerstandes nach > Masse. Dabei macht es dann auch nicht viel wenn die analoge untere > Grenzfrequenz deutlich unter 0,1 Hz ist - vor der eigentlichen Messung > wird man zumindest mit Elkos so oder so einige Zeit warten müssen. > Sofern man die Zeitkonstante kennt, könnte man den Rest von der RC > Kombination sogar noch rechnerisch korrigieren. Das kann ja niemals funktionieren, ich kann doch keine Rechnung die Messung ersetzen lassen. Das würde gehen, wenn jede Rauschquelle linear ware aber die Rauschquellen sind garantiert nicht linear und haben einen unvorhersehbaren Frequenzverlauf. Da kann ich nicht von 1-10 Hz messen und dann verdoppeln o.ä.. Außerdem will ich das Rauschen ja genau so verstärken, damit ich es auf dem Oszilloskop sehen und vermessen kann. > Beim LT1028 ist hat der Rauschstrom rund 3 mal höher als beim LT1037, > und das Spannungsrauschen dafür nur rund halb so hoch - entsprechend > sollte der Kondensator beim LT1028 rund 6 mal so groß sein wie beim > LT1037 um ähnliche Verhältnisse und damit das etwa halbe Rauschen zu > erreichen. Das hat doch mit dem Kondensator nichts zu tun. Der Widerstand muß durch viel niedriger sein. Dadurch, daß der Widerstand niedriger ist muß ich den Kondensator entsprechend vergrößern um wieder auf fg=0,1 Hz zu kommen. Der Hochpassfilter muß immer gleich sein. > Gerade beim 1/f Rauschen gibt es starke Streuungen von Exemplar zu > Exemplar. Da lohnt es ggf. die OPs zu selektieren. Selektieren kann > dabei auch effektiver sein als einfach mehr parallel - selektiert > braucht man den Kondensator nicht größer machen. Also nichts für ungut, aber überleg mal: a) ich selektiere 20 OPVs um mit Gluck einen zu finden, der die Hälfte rauscht. b) ich schalte 20 parallel und habe garantiert fast 1/5 des Rauschens. Für garantiert (und nicht nur Selektionsglück) die Hälfte Rauschen kann ich 4 zusammenschalten, da ist es doch offensichtlich. Und wie viele Exemplare eines LT1037 ich selektieren muß um auf die Werte eines LT1028 zu kommen will ich gar nicht denken. Ja wenn man mit 10 KOhm Widerständen hantiert wundert es mich nicht, daß der LT1028 bei Dir unbeliebt ist. Aber dann bist Du auch weit von den Rauschwerten weg, die wir hier erzielen möchten. Da wir genau Rauschen messen wollen, muß der Rauschmeßverstärker logischerweise ein deutlich niedrigeres Eigenrauschen aufweisen, als das was wir messen möchten. Idealerweise läge das Gesamtrauschen dieses Rauschmessverstärkes bei dem Rauschen eines 100-150 Ohm Widerstandes bzw. natürlich lieber deutlich darunter. Wie widersinnig da ein 10 KOhm Widerstand ist, sollte offensichtlich sein.
>b) ich schalte 20 parallel und habe garantiert fast 1/5 des Rauschens.
Vorsicht: Du hast 1/SQRT(20) des Spannungsrauschens, aber auch das
SQRT(20)-fache Stromrauschen!
Hallo, zur Op-Amp Auswahl möchte ich noch auf folgende Design Note hinweisen: http://cds.linear.com/docs/en/design-note/dn003f.pdf Die Quellimpedanz und der Einsatzbereich (1/f oder Wideband) ergeben den geeigneten Op-Amp. Nachdem also bei mir die Quellimpedanz mit Hilfe des Forums auf ca 1,5-1,0 K festgelegt war ergab sich alles andere zwangsläufig da ich auf keinen Fall etwas komplizierteres als 2 OP-Amps und Filter 4. Ordnung haben wollte. Zu den Elkos: vor dem selektieren so 1-2 Tage Formierung Abwarten. Wie branadic schon erwähnt hatte sind normale 85 Grad Elkos besser im Leckstrom als 105 Grad (low ESR) Typen. Beim Löten der Elkos die Wärme mit einer Pinzette o.ä. vom Elko fernhalten sonst steigt der Leckstrom erheblich!!! Ich lasse immer einen 9V-Block angeschlossen damit die Formierung nicht verloren geht. Ansonsten habe ich wieder 1-2 Tage komische Effekte. (= Fasching). Gruß Anja
Frank schrieb: > Moment mal. Habe ich doch oben eben gerade gerechnet. Der 10 KOhm > Widerstand alleine rauscht weiß von 0,1 bis 10 Hz mit 12,73 > nV/Wurzel(Hz). > Der LT1028 dagegen rauscht weiß und rosa zusammen von 0,1 bis 10 Hz mit > nur 3,5 nV/Wurzel(Hz). Beim Widerstand kommt noch Rosa Rauschen dazu. > Von Vernachlässigen kann also keine Rede sein. > > Wie man sieht ist der 10 KOhm Widerstand der dominierende Rauschfaktor. Du ignorierst völlig, dass die Quellimpedanz durch den Eingangskondensator AC-mäßig parallel zum Eingangswiderstand liegt und somit die Eingangsimpedanz reduziert. Das Rauschen wird somit nicht durch den 10k Widerstand sondern durch das gesamte Netzwerk aus Eingangswiderstand, -kondensator und Quellimpedanz bestimmt. > Dabei ist es völlig egal was am Eingang liegt. Eben nicht. > Quelleninnnenwiderstand einer Spannungsquelle kann nur in Serie liegen, > was > anderes geht gar nicht. Der Quellenwiderstand ist hoch und in Serie also > kein > Problem mit dem kleinen Widerstand nach Masse am OPV-Eingang. Soso, der Quellwiderstand einer Spannungsquelle ist also hoch? Interessante Theorie. Idealerweise ist er sehr niedrig. > Welchem Offset? Ibias * R interessiert da überhaupt nicht. Das Rauschen > interessiert doch. Bzw. R ist genau so zu wählen, daß sich die > Grenzfrequenz 0,1 Hz bildet. >> durch den Bias-Strom. > Vollkommen irrelevant. > Ich optimiere auf Rauschen, das bedeutet, den Kondensator so groß wie > möglich machen, damit ich den Widerstand so klein wie möglich machen > kann. Auch hier: Der Eingangswiderstand kann hoch gewählt werden, da er AC-mäßig parallel zur Quellimpedanz liegt. Die maximale Höhe wird durch die Leckströme bestimmt. Das Gesamtrauschen ist stark von der Quellimpedanz abhängig. > Was glaubt ihr warum Jim Williams sich einen abbricht um mit JFETs das > Stromrauschen klein zu machen, damit sein 1,2 KOhm noch mit dem 1300 > Mikrofarad Kondensator zusammenpasst. Sein Fehler war, daß er an der > falschen Stelle optimiert hat, der LT1037 hätte es bzgl. Stromrauschen > schon alleine bei 1,2 KOhm getan. Jim Williams vermisst eine Referenz mit einer Ausgangsimpedanz von ca. 20mOhm im relevanten Bereich. Somit sieht sein J-FET am Eingang die Impedanz, wie im Anhang. Von 1,2kOhm kann nicht die Rede sein. Sie ist weitestgehen gering, wodurch die Performance der J-FETs besser genutzt werden kann, als es auf den ersten Blick scheint. > ich schalte 20 parallel und habe garantiert fast 1/5 des Rauschens. > Für garantiert (und nicht nur Selektionsglück) die Hälfte Rauschen kann > ich 4 zusammenschalten, da ist es doch offensichtlich. Du nimmts damit aber in Kauf, dass dein Stromrauschen Wurzel(20) fach höher und der Input Bias Current im worst case 20 mal so hoch. > Ja wenn man mit 10 KOhm Widerständen hantiert wundert es mich nicht, daß > der LT1028 bei Dir unbeliebt ist. Warum dieser arrogante Ton? (auch gegenüber den Herstellern) Ganz offensichtlich gibt es bei dir noch einige Verständnisprobleme. Ich würde mich also nicht zu weit aus dem Fenster lehnen.
Christian L. schrieb: > Das Rauschen wird somit nicht > durch den 10k Widerstand sondern durch das gesamte Netzwerk aus > Eingangswiderstand, -kondensator und Quellimpedanz bestimmt. Du vergißt den input bias Strom des Op-Amps. Gruß Anja
Anja schrieb: > Du vergißt den input bias Strom des Op-Amps. In welcher Hinsicht? Das dieser natürlich nur den Eingangswiderstand sieht sollte, denke ich, klar sein.
Die untere Grenzfrequenz der Eingangsstufe muss nicht 0,1 Hz sein - sie sollte sogar deutlich unter 0,1 Hz sein. Die untere Grenzfrequenz für die Messung ergibt sich aus der Zeit über die man die Daten anschaut, also etwa die Zeitbasis am Oszilloskop, oder die Zeit über die man min. und max. Werte für die Peak-Peak Werte bestimmt. Wenn man wirklich auf einer anlogen unteren Bandgrenze bei 0,1 Hz besteht, kann man das bei Bedarf nach der ersten Verstärkerstufe machen. Das Rauschen des Widerstandes nach Masse kommt nur am Verstärker an, wenn der Eingang offen ist - mit offenem Eingang will man aber eher nicht messen. Mit kurzgeschlossenem Eingang (vor der Kondensator) oder niederohmiger Quelle wird die Rauschspannung des Widerstandes durch den Kondensator gefiltert. Man hat also nur eine Bandbreite die der untere Grenzfrequenz entspricht - vom weißen rauschen des Widerstandes bleibt bis 0,1 Hz oder weniger da nicht viel über. Anteile an rosa Rauschen sollten bei dem nur kleinen Biasstrom durch den Widerstand eher zu vernachlässigen sein. Das dürfe so in der Größenordnung 3-4 nV (effektiv bei 0,1 Hz Grenzfrequenz) sein. Bei 0.01 Hz analoge Bandbreite Entsprechend bei rund 1 nV. Der LT1028 bringt gut 6 nV (eff) vom Spannungsrauschen und je nach Kondensator einiges mehr (z.B. etwa 10 nV bei 10 mF Kapazität) vom Stromrauschen. Man darf natürlich den Widerstand nur dann groß machen, wenn man die untere Grenzfrequenz nicht fest auf 0,1 Hz festlegt. Das Problem ist aber auch dann nicht das Rauschen des Widerstandes, sondern das Stromrauschen des OPs. Wenn man so will kann man das Rauschen des Widerstandes zusammen mit dem Kondensator als 1/f Rauschen Interpretieren. Muss also die 13 nV/Sqrt(Hz) des 10 K Widerstandes mit den z.B. 50-500 nV/sqrt(Hz) des OPs bei der unteren Grenzfrequenz (0.01 Hz ... 0.1 Hz) vergleichen. Die Eingangsimpedanz der Gesamten Schaltung wird vor allem durch den Widerstand festgelegt. Wenn man da nicht mehr deutlich über der Impedanz der Quelle ist, misst man zu wenig. Das wird nicht so dramatisch viel sein, aber viel weiter als 100 Ohm wird man nicht runter gehen dürfen und entsprechend dürft man nach der Rechnung auch nicht größer als etwa 15 mF für die Elkos werden. Da dann schon das Stromrauschen dominiert, ist ein parallelschalten von Verstärkern und ggf. schon der LT1028 eher kontraproduktiv. Je nach Größe des Kondensators kommt halt gut die Hälfte des Rauschens vom Stromrauschen des OPs. Mehr OPs parallel machen da nur Sinn, wenn man auch den Kondensator entsprechend vergrößert - dem sind aber Grenzen (nicht nur beim Preis) gesetzt. Per Selektion der OPs kann man ggf. ein besseres Exemplar finden, ohne das der Rauschstrom höher wird. Auch beim Parallelschalten sollte man aufpasst, sonst kann einem ein schlechtes Exemplar viel kaputt machen. So wie es aussieht gibt es da einige wenige wirklich schlechte Exemplare bei die auch schon mal 2-3 mal mehr als Typisch rauschen. Für das halbe Rauschen bräuchte es halt nicht nur 4 gleich gute OPs (bei ungleichen mehr), sondern auch einen 4 (real eher mehr) mal so großen Kondensator.
Gerhard Hoffmann schrieb: > Man muss auch während des Anstöpselns > einer nennenswerten DC-Spannung die OpAmp-Eingänge kurzschliessen > können, sonst fließt der Ladestrom für den fetten Eingangskondensator > durch die Basen. Wenn man die BE-Strecke in den Zenerdurchbruch > treibt, dann war's das für die Eingangstransistoren in Bezug auf > Rauscharmut. (1) Man kann den Halbleiter tempern auf hoher Temperatur. Das müßte das gestörte Verhalten wieder fast komplett rückgängig machen. > Ist mir aber schon ohne Folgen passiert, zumindest mit kleinen Vdc. > Die 20 parallelen Eingänge können schon was ab. Es gibt wohl bei den > integrierten OpAmps Schutzdioden, aber aus begreiflichen Gründen > keine Strombegrenzungswiderstände. > (2) Beim Parallelschalten spielt die Varianz einem entgegen. Stell dir vor du hast einen sehr schlechten dabei, der kann dir 10 andere wertmäßig zunichte machen. Eigentlich ne interessante Rechenaufgabe!! Da wird es ausgehend von der Varianzkurve des Einzelbauelements ein hartes Limit geben, ab dem die weitere Zusammenschaltung dann keinen Sinn mehr macht. (3) Ich finde bloße Spannungsrauschangaben als Alleinstellungsmerkmal eher unfachmännisch. Das ist so wie wenn ich nur die PMPO angebe. Enscheidend ist doch die Rauschleistung an einem bestimmten Eingangswiderstand. (Sorry Ulrich, ich war zu langsam beim Lesen. Warum lese ich das überhaupt? Macht das Projekt irgendeinen realen Sinn?)
:
Bearbeitet durch User
Für die ursprüngliche Aufgabe wurde eine gut funktionierende Lösung gefunden. Das sollte auch für die meisten ähnlichen Anwendungen ausreichen. So wie es aussieht will Frank eine ähnliche Schaltung aufbauen, hat aber da wohl noch ein paar Missverständnisse mit der Funktionsweise. Im wesentlichen geht es halt um einen Verstärker mit sehr geringem Rauschen in LF Bereich und AC Kopplung am Eingang. Ganz so weit runter muss man mit dem Rauschen vermutlich normal nicht, aber es reizt natürlich schon das beste draus zu machen.
Abdul K. schrieb: > Gerhard Hoffmann schrieb: >> Man muss auch während des Anstöpselns >> einer nennenswerten DC-Spannung die OpAmp-Eingänge kurzschliessen >> können, sonst fließt der Ladestrom für den fetten Eingangskondensator >> durch die Basen. Wenn man die BE-Strecke in den Zenerdurchbruch >> treibt, dann war's das für die Eingangstransistoren in Bezug auf >> Rauscharmut. > > (1) Man kann den Halbleiter tempern auf hoher Temperatur. Das müßte das > gestörte Verhalten wieder fast komplett rückgängig machen. Oh, eine neue Verwendung für den traditionellen Kugelgrill aus de.sci.electronics. Da werden sich die SSOP-8 aber freuen. Bitte nicht die Ausgasphase vergessen! Schutzdioden oder/und Aufpassen mit dem Schalter sind da wohl die bessere Option. > (2) Beim Parallelschalten spielt die Varianz einem entgegen. Stell dir > vor du hast einen sehr schlechten dabei, der kann dir 10 andere > wertmäßig zunichte machen. > Eigentlich ne interessante Rechenaufgabe!! Da wird es ausgehend von der > Varianzkurve des Einzelbauelements ein hartes Limit geben, ab dem die > weitere Zusammenschaltung dann keinen Sinn mehr macht. Meine AD4898, Lt1028, AD797, MAT-02 waren diesbez. absolut gleich. Das ist nicht anders zu erwarten, weil der dominierende Faktor für das Rauschen eines Bipolartransistors der innere Basis-Bahn- Widerstand ist und der variiert nicht von Chip zu Chip über 2 Größenordnungen. Er geht sowieso nur mit der Wurzel ein. Selektionsversuche sind voll für die Hühner. Analog Devices hat seine Datenblattwerte im Griff, die haben bei denen in 30 Jahren immer gestimmt. Wenn da 1nV/sqrt Hz für EINEN Opamp steht, dann ist das so, und 20 Stück sind 13 dB besser. > (3) Ich finde bloße Spannungsrauschangaben als Alleinstellungsmerkmal > eher unfachmännisch. Das ist so wie wenn ich nur die PMPO angebe. > Enscheidend ist doch die Rauschleistung an einem bestimmten > Eingangswiderstand. Der wirkliche Fachmann erkennt sofort, dass er die Früchte einer exzessiv niedrigen Rauschspannung nur ernten kann wenn der Quellwiderstand entsprechend klein ist. Sonst rauscht der Quellwiderstand schon so schlimm, dass man sich die Mühe von vorne herein sparen kann. Und wenn der Rauschstrom nicht gerade völlig krank (im Sinn von definitiv defekt) ist, spielt er bei diesen Impedanzen auch keine Rolle. Es war erstaunlich, wie exakt die theoretische Verbesserung durch das Averagen von 20 OpAmps im realen Leben auf dem Fourier-Analyzer zu sehen war. Wenn Rauschspannung und Rauschstrom zu groß sind, hat man sich offensichtlich in der Auswahl des Bauelements gründlich vertan. > (Sorry Ulrich, ich war zu langsam beim Lesen. Warum lese ich das > überhaupt? Macht das Projekt irgendeinen realen Sinn?) Mein Preamp hat bei der Optimierung eines Frequenzsynthesizers eine Menge realen Sinn gemacht.
Hallo, nach langer durch Unfall bedingter Pause arbeite ich mich wieder ein bissel in das Thema ein. Zu der Stromversorgung ob NiCd oder PB habe @Christian L (cyan) und ich die Pb Variante eindeutig favorisiert. Die Elkos sind bei mir generell 85Grad Typen, ständig an Spannung um die Formierung zu erhalten und gleichmäßige Meßbedingungen zu haben und keine „Faschingseffekte“ wie @Anja sie formulierte, dies ist in Diskussionen mit @branadic auch hier weiter vorne dargelegt. Es sind bei uns 22.000 µF 63 Volt Typen von denen bis zu 8 Stück bei Bedarf par geschaltet werden, ob Tantal-C die bessere Wahl sind ist auch eine Preisfrage. Die Eingangsstufen sind 18 par geschaltete SSM2220 mit gekoppeltem OP27Z im 5mm ALU Gehäuse, mit definierter zentraler Masseführung (siehe dazu die Diskussionen August 2013). Die Werte und Schaltungen, wie auch die vor zwei Jahren versprochenen Meßreihen mit den Ergebnissen, kann ich hoffentlich in zwei bis drei Monaten liefern, wenn ich wieder in meinem Labor bin. Zu @Frank: tippe mal in Youtube den Namen Jim Williams ein, dann weißt Du was er geleistet hat, aus welcher Fachrichtung er kommt und warum er seit einiger Zeit nicht mehr weiterentwickelt. Ist von mir hilfreich gemeint und nicht Oberlehrerhaft. Dies sollte nur ein kurzes Zeichen sein, dass ich noch beim Thema dabei bin Beste Grüße Ralf
Was Jim Williams betrifft: Ich hatte die Ehre, ihm mal die Hand schütteln zu dürfen, habe sie anschließend drei Wochen lang nicht gewaschen. Jetzt wißt ihr, was ich von ihm halte. Das Bild ist von damals. Er bevorzugte für eine ähnliche Applikation rauscharme FET von Toshiba. "Die like a pankcake" waren seine Worte. Leider waren die Dinger kaum zu beschaffen.
Ulrich H. schrieb: > Die untere Grenzfrequenz der Eingangsstufe muss nicht 0,1 Hz sein > - sie > sollte sogar deutlich unter 0,1 Hz sein. Die untere Grenzfrequenz für > die Messung ergibt sich aus der Zeit über die man die Daten anschaut, > also etwa die Zeitbasis am Oszilloskop, oder die Zeit über die man min. > und max. Werte für die Peak-Peak Werte bestimmt. Wenn man wirklich auf > einer anlogen unteren Bandgrenze bei 0,1 Hz besteht, kann man das bei > Bedarf nach der ersten Verstärkerstufe machen. Ja also jedenfalls darf sie nicht größer als 0,1 Hz sein, soweit sind wir uns ja einig. > Das Rauschen des Widerstandes nach Masse kommt nur am Verstärker an, > wenn der Eingang offen ist - mit offenem Eingang will man aber eher > nicht messen. Mit kurzgeschlossenem Eingang (vor der Kondensator) oder > niederohmiger Quelle wird die Rauschspannung des Widerstandes durch den > Kondensator gefiltert. Man hat also nur eine Bandbreite die der untere > Grenzfrequenz entspricht Hier erhebe ich Einspruch. Meine Messbandbreite ist 0,1 - 10 Hz. Die Bandbreite beträgt also 9,9 Hz. Die 0,1 Hz Bandbreite mag vom Eingangskondensator geschluckt werden. Die restlichen 9,9 Hz fallen am OPV-Eingang an. > - vom weißen rauschen des Widerstandes bleibt > bis 0,1 Hz oder weniger da nicht viel über. Anteile an rosa Rauschen > sollten bei dem nur kleinen Biasstrom durch den Widerstand eher zu > vernachlässigen sein. ok. Aber dieser Anteil ist ja der, der eh geschluckt wird. > Das dürfe so in der Größenordnung 3-4 nV (effektiv bei 0,1 Hz > Grenzfrequenz) sein. Bei 0.01 Hz analoge Bandbreite Entsprechend bei > rund 1 nV. Das ist der Anteil, der nicht am OPV anfällt, weil durch den Kondensator gefiltert. Der viel größere Anteil fällt am OPV an und beträgt bei 10 KOhm: 12,73nV/(Wurzel Hz) * Wurzel(9,9Hz) + rosa(10KOhm) * Wurzel(9,9Hz) + Stromrauschen(OPV) 10000 Ohm 9,9 Hz. > Der LT1028 bringt gut 6 nV (eff) vom Spannungsrauschen und je > nach Kondensator einiges mehr (z.B. etwa 10 nV bei 10 mF Kapazität) vom > Stromrauschen. Man darf natürlich den Widerstand nur dann groß machen, > wenn man die untere Grenzfrequenz nicht fest auf 0,1 Hz festlegt. Das > Problem ist aber auch dann nicht das Rauschen des Widerstandes, sondern > das Stromrauschen des OPs. Das Stromrauschen des OPs ist genau ein weiteres Problem. Aber nur wenn der Widerstand groß ist. Das Stromrauschen wird nämlich vom OPV logischerweise überhaupt nicht verstärkt, fällt somit für den OPV mit 0 an (mal idealisiert). Das Stromrauschen fließt aber durch den Widerstand. Mit U=Irausch*R hat man bei einem 10 KOhm Widerstand 100 mal so viel Spannungsrauschen am OPV, wie bei einem 100 Ohm Widerstand. > Wenn man so will kann man das Rauschen des Widerstandes zusammen mit dem > Kondensator als 1/f Rauschen Interpretieren. Muss also die 13 > nV/Sqrt(Hz) des 10 K Widerstandes mit den z.B. 50-500 nV/sqrt(Hz) des > OPs bei der unteren Grenzfrequenz (0.01 Hz ... 0.1 Hz) vergleichen. Wieso? Alles unter 0,1 Hz ist erstmal irrelevant, weil es ja gar nicht in die Messung eingeht durch die Filter. Interessant ist doch alles was im Bereich 0,1 - 10 Hz geschieht und nicht was unterhalb von 0,1 Hz geschieht, weil das unterhalb ja genau weggefiltert wird. Wir haben bei 0,1 Hz einen Hochpass und keinen Tiefpass, vielleicht hast Du das übersehen. > Die Eingangsimpedanz der Gesamten Schaltung wird vor allem durch den > Widerstand festgelegt. Wenn man da nicht mehr deutlich über der Impedanz > der Quelle ist, misst man zu wenig. Und welche Impedanz hat Rauschen? Und für die Gleichspannungsquelle gilt: Die Eingangsimpedanz ist durch den Kondensator unendlich. Bzw. wird durch den Leckstrom des Kondensators gebildet, also bei 20 nA Leckstrom und 7,2 Volt Quelle sind das 360 Megaohm. > Das wird nicht so dramatisch viel > sein, aber viel weiter als 100 Ohm wird man nicht runter gehen dürfen > und entsprechend dürft man nach der Rechnung auch nicht größer als etwa > 15 mF für die Elkos werden. Ja auf diese Werte bin ich auch gekommen. Allerdings wären 150 mF und 10 Ohm natürlich besser für das Rauschverhalten des Verstärkers. > Da dann schon das Stromrauschen dominiert, > ist ein parallelschalten von Verstärkern und ggf. schon der LT1028 eher > kontraproduktiv. Ja das mag sein, das die Parallelschaltung bzgl. des Stromrauschens limitiert wird, das muß man nachrechnen. Wie gesagt werde ich zunächst nur einen LT1028 verwenden. Sollte ich es schaffen, daß das Spannungsrauschen des LT1028 relevant wird, ist es natürlich gut mit der Parallelschaltung noch eine Möglichkeit zu besitzen da weiter runterzukommen. Den Störeinfluß des Stromrauschens kann man aber durch eine weitere Erniedrigung des Widerstandes im Hochpass (bei gleichzeitiger Anhebung der Kapazität) bekämpfen. Angenommen ich schalte 4 OPVs zusammen. Habe dann 1/2 Spannungsrauschen und 2 * Stromrauschen. Das Stromrauschen kann ich auf den ursprünglichen Störeinfluß bringen in dem ich den Widerstand von 100 Ohm auf 50 Ohm reduziere. Dann muß ich natürlich die Kapazität von 15 mF auf 30 mF erhöhen.
Christian L. schrieb: > Frank schrieb: >> Moment mal. Habe ich doch oben eben gerade gerechnet. Der 10 KOhm >> Widerstand alleine rauscht weiß von 0,1 bis 10 Hz mit 12,73 >> nV/Wurzel(Hz). >> Der LT1028 dagegen rauscht weiß und rosa zusammen von 0,1 bis 10 Hz mit >> nur 3,5 nV/Wurzel(Hz). Beim Widerstand kommt noch Rosa Rauschen dazu. >> Von Vernachlässigen kann also keine Rede sein. >> >> Wie man sieht ist der 10 KOhm Widerstand der dominierende Rauschfaktor. > > Du ignorierst völlig, dass die Quellimpedanz durch den > Eingangskondensator AC-mäßig parallel zum Eingangswiderstand liegt und > somit die Eingangsimpedanz reduziert. Die Quellimpedanz ist immer in Serie zu einem Eingangswiderstand. Ansonsten wäre ein Ersatzschaltbild hilfreich. Ich kann an einer Quelle doch niemals etwas Parallel zum Innenwiderstand schalten. Dann könnte man ja jederzeit mit äußerer Beschaltung den Innenwiderstand reduzieren. > Das Rauschen wird somit nicht > durch den 10k Widerstand sondern durch das gesamte Netzwerk aus > Eingangswiderstand, -kondensator und Quellimpedanz bestimmt. Natürlich. Nur ist der Widerstand der dominierende Faktor. Jedenfalls dann, wenn er 10 KOhm beträgt. >> Dabei ist es völlig egal was am Eingang liegt. > Eben nicht. Doch. >> Quelleninnnenwiderstand einer Spannungsquelle kann nur in Serie liegen, >> was >> anderes geht gar nicht. Der Quellenwiderstand ist hoch und in Serie also >> kein >> Problem mit dem kleinen Widerstand nach Masse am OPV-Eingang. > Soso, der Quellwiderstand einer Spannungsquelle ist also hoch? > Interessante Theorie. Idealerweise ist er sehr niedrig. Stimmt natürlich. Die Quellimpedanz einer Spannungsquelle ist natürlich niedrig. Der Widerstand ggü. Masse hingegen unendlich. Für die Gleichspannungsquelle an der gemessen wird, liegt durch den Hochpassfilter aber ein nahezu unendlicher Eingangswidertsand vor. Und selbst wenn nicht, die Gleichspannungsquelle ist ein unendlicher Widerstand gegen Masse. Für die Rauschspannungsquelle liegt idealerweise ein Kurzschluß vor. Da wir dann aber eine unendliche Kapazität bräuchten müssen wir mit einem Widerstand arbeiten. Der natürlich so niedrig wie möglich sein sollte. Wir verstärken hier nicht ein Wechselspannungssignal und messen dann mit einem Messgerät den Rauschanteil daran, sondern wir verstärken das Rauschen auf einer DC-Spannungsquelle. Deshalb ja auch der Hochpassfilter am Eingang. Insofern ist die Quellimpedanz unserer DC-Spannungsquelle für die Messung vollkommen irrelevant. >> Welchem Offset? Ibias * R interessiert da überhaupt nicht. Das Rauschen >> interessiert doch. Bzw. R ist genau so zu wählen, daß sich die >> Grenzfrequenz 0,1 Hz bildet. >>> durch den Bias-Strom. >> Vollkommen irrelevant. >> Ich optimiere auf Rauschen, das bedeutet, den Kondensator so groß wie >> möglich machen, damit ich den Widerstand so klein wie möglich machen >> kann. > Auch hier: Der Eingangswiderstand kann hoch gewählt werden, da er > AC-mäßig parallel zur Quellimpedanz liegt. Welche Quellimpedanz? Die Quellimpedanz spielt überhaupt keine Rolle. > Die maximale Höhe wird durch > die Leckströme bestimmt. Das Gesamtrauschen ist stark von der > Quellimpedanz abhängig. Nein ist es nicht. Bzw. sag mir doch mal welche Quellimpedanz Rauschen hat? >> Was glaubt ihr warum Jim Williams sich einen abbricht um mit JFETs das >> Stromrauschen klein zu machen, damit sein 1,2 KOhm noch mit dem 1300 >> Mikrofarad Kondensator zusammenpasst. Sein Fehler war, daß er an der >> falschen Stelle optimiert hat, der LT1037 hätte es bzgl. Stromrauschen >> schon alleine bei 1,2 KOhm getan. > Jim Williams vermisst eine Referenz mit einer Ausgangsimpedanz von ca. > 20mOhm im relevanten Bereich. Die Impedanz gilt für die Gleichspannungsquelle nicht für die Rauschspannungsquelle. > Somit sieht sein J-FET am Eingang die > Impedanz, wie im Anhang. Von 1,2kOhm kann nicht die Rede sein. Sie ist > weitestgehen gering, wodurch die Performance der J-FETs besser genutzt > werden kann, als es auf den ersten Blick scheint. Umgekehrt. Der Sinn der JFETs würde sich ja kontinuierlich reduzieren, je geringer der Widerstand ist, durch den das Stromrauschen der JFETs fließt. Aber der Strom fließt von den JFETs nicht in die Quellimpedanz hinein. Denn die ist nicht Masse sondern hat ein viel höheres Potential. Die DC-Quellimpedanz ist völlig irrelevant in diesem Fall. Hinter der klebt der praktisch unendliche Widerstand des Kondensators. Und zwischen der und Masse ist der unendliche Widerstand der Quelle selbst. >> ich schalte 20 parallel und habe garantiert fast 1/5 des Rauschens. >> Für garantiert (und nicht nur Selektionsglück) die Hälfte Rauschen kann >> ich 4 zusammenschalten, da ist es doch offensichtlich. > Du nimmts damit aber in Kauf, dass dein Stromrauschen Wurzel(20) fach > höher und der Input Bias Current im worst case 20 mal so hoch. Ib ist völlig irrelevant, so lange die Aussteuerungsgrenze des OPV nicht überschritten wird. Und auch hier hilft ein möglichst geringer Widerstand. Klar, wenn ich einen 10 KOhm Widerstand hätte, kann es problematisch werden. Aber so ein hoher Widerstand verbietet sich ja sowieso. Das Stromrauschen ist in der Tat dann höher, dem kann man aber begegnen, in dem man den Widerstand um Wurzel(20) reduziert. Bzw. Ich habe mal einen Schaltplan angehängt, ich habe irgendwie das Gefühl wir reden aneinander vorbei. Mit dem Schaltplan sollte es klarer sein um was es geht.
Naja, ich verstehe wenig von Rauschen und HF und Smith und so, aber die Rauschimpedanz ist Rauschspannung durch Rauschstrom. Alle drei sind komplexe frequenzabhängige Werte! Will man optimale Anpassung, so muß dies passend gemacht werden im gesamten interessierenden Frequenzbereich. Ist die Sache nichtlinear (z.B. weil irgendwas teils sättigt), dann wirds wohl noch komplizierter, da dann Mischungen stattfinden.
Abdul K. schrieb: > Naja, ich verstehe wenig von Rauschen und HF und Smith und so, > aber die > Rauschimpedanz ist Rauschspannung durch Rauschstrom. Alle drei sind > komplexe frequenzabhängige Werte! Will man optimale Anpassung, so muß > dies passend gemacht werden im gesamten interessierenden > Frequenzbereich. Ist die Sache nichtlinear (z.B. weil irgendwas teils > sättigt), dann wirds wohl noch komplizierter, da dann Mischungen > stattfinden. Es ist wohl wesentlich einfacher, die Impedanz der Rauschspannung ist 0 Ohm. Das heißt, selbst bei einem Kurzschluß liegt die volle Rauschspannung am Kurzschluß an.
Frank schrieb: > Abdul K. schrieb: >> Naja, ich verstehe wenig von Rauschen und HF und Smith und so, >> aber die >> Rauschimpedanz ist Rauschspannung durch Rauschstrom. Alle drei sind >> komplexe frequenzabhängige Werte! Will man optimale Anpassung, so muß >> dies passend gemacht werden im gesamten interessierenden >> Frequenzbereich. Ist die Sache nichtlinear (z.B. weil irgendwas teils >> sättigt), dann wirds wohl noch komplizierter, da dann Mischungen >> stattfinden. > Es ist wohl wesentlich einfacher, die Impedanz der Rauschspannung ist 0 > Ohm. Das heißt, selbst bei einem Kurzschluß liegt die volle > Rauschspannung am Kurzschluß an. Bei dem doppelt angehängten Bildchen oben, sollen das zwei Spannungsquellen sein? Parallel geschaltete ideale Spannungsquellen mag LTspice garnicht und auch in der Natur dürfte das zu Verwüstungen führen. Wenn das 2 Spannungsquellen sind, ist nur die Reihenschaltung sinnvoll. Und dass über einem Kurzschluss nach wie vor die volle Spannung anliegt, das widerspricht zutiefst dem Wesen eines Kurzschlusses. Das wäre die Lösung aller Energieprobleme. Da kommt das bekannte T-Shirt mit dem kurzgeschlossenen Widerstand und der Schrift "Resistance is futile" in den Sinn. Das Gscheithaferln mit Nichtlinearität können wir auch nicht brauchen solange der lineare Fall nicht verstanden ist. Bitte keine unnötige Ablenkung mit Rauchkerzen. Gruß, Gerhard
Frank schrieb: >> Jim Williams vermisst eine Referenz mit einer Ausgangsimpedanz von ca. >> 20mOhm im relevanten Bereich. > Die Impedanz gilt für die Gleichspannungsquelle nicht für die > Rauschspannungsquelle. DC- und Rauschspannungsquelle liegen grundsätzlich in Serie und ihre Innenwiderstände selbstverständlich auch.
>Dies sollte nur ein kurzes Zeichen sein, dass ich noch beim Thema dabei >bin Ich wünsche Dir eine gute Gesundheit, Ralf! >Ich habe mal einen Schaltplan angehängt, ich habe irgendwie das Gefühl >wir reden aneinander vorbei. Mit dem Schaltplan sollte es klarer sein um >was es geht. Du mußt die beiden Spannungsquellen in Serie schalten.
Frank schrieb: > Die Quellimpedanz ist immer in Serie zu einem Eingangswiderstand. >> Das Rauschen wird somit nicht >> durch den 10k Widerstand sondern durch das gesamte Netzwerk aus >> Eingangswiderstand, -kondensator und Quellimpedanz bestimmt. > Natürlich. Nur ist der Widerstand der dominierende Faktor. Jedenfalls > dann, wenn er 10 KOhm beträgt. > >>> Dabei ist es völlig egal was am Eingang liegt. >> Eben nicht. > Doch. > Der Widerstand ggü. Masse hingegen unendlich. Eben nicht. Du hast das Problem noch nicht verstanden. Bitte schau noch mal in ein Grundlagenbuch hinein, wie das Superpositionsprinzip funktioniert. Dann wirst du auch verstehen, warum man den Eingangswiderstand sehr hoch wählen kann. Schau dir z.B. mal den SR560 von Stanford Research an. Trotz 100MOhm Eingangsimpedanz ist ein Eingangsrauschen von 4nV/VHz möglich. Laut deiner Theorie wäre das unmöglich. > Und > selbst wenn nicht, die Gleichspannungsquelle ist ein unendlicher > Widerstand gegen Masse. Auch hier: Setz dich mit dem Superpositionsprinzip auseinander. Dann siehst du, das deine Aussage Unsinn ist. > Insofern ist die Quellimpedanz unserer DC-Spannungsquelle für die > Messung vollkommen irrelevant. > Welche Quellimpedanz? > Die Quellimpedanz spielt überhaupt keine Rolle. >> Die maximale Höhe wird durch >> die Leckströme bestimmt. Das Gesamtrauschen ist stark von der >> Quellimpedanz abhängig. > Nein ist es nicht. Bzw. sag mir doch mal welche Quellimpedanz Rauschen > hat? Durch deine falschen Annahmen kommst du zu falschen Schlussfolgerungen. > Aber der Strom fließt von den JFETs nicht in die Quellimpedanz hinein. > Denn die ist nicht Masse sondern hat ein viel höheres Potential. Die > DC-Quellimpedanz ist völlig irrelevant in diesem Fall. Hinter der klebt > der praktisch unendliche Widerstand des Kondensators. Und zwischen der > und Masse ist der unendliche Widerstand der Quelle selbst. Auch durch ständiges Wiederholen wird es nicht besser. Man merkt, dass du schon bei Grundlagen gewisse Defizite hast. Ohne diese Grundlagen wird es aber schwierig die Zusammenhänge zu erkennen. > Aber so ein hoher Widerstand verbietet sich ja sowieso. Ja, eben nicht. > Ich habe mal einen Schaltplan angehängt, ich habe irgendwie das Gefühl > wir reden aneinander vorbei. Mit dem Schaltplan sollte es klarer sein um > was es geht. Stimmt, wir reden an einander vorbei. Wenn das dein Modell ist, an dem du die Abhängigkeiten erklären willst wundert mich nichts mehr. Anbei mal das Rauschersatzschaltbild der Eingangsstufe. Den Kondensator habe ich mal als Rauschlos angesehen, obwohl man sich darüber ja auch streiten kann. > Das heißt, selbst bei einem Kurzschluß liegt die volle > Rauschspannung am Kurzschluß an. Na dann.
:
Bearbeitet durch User
>Anbei mal das Rauschersatzschaltbild der Eingangsstufe.
Ich würde die Stromquellen noch aus dem OPamp herausziehen und auf die
Signalmasse referenzieren. Dann kann man mit diesem Ersatzschaltbild
auch direkt in die Simulation gehen.
Edit:
Zum Beispiel so wie im Anhang.
:
Bearbeitet durch User
Gerhard Hoffmann schrieb: Ja Du hast natürlich Recht, jetzt habe ich das auch verstanden. Die ideale Spannungsquelle hat keinen unendlichen Widerstand sondern natürlich einen von 0, die ideale Stromquelle hat den unendlichen Widerstand. Hatte beides verwechselt. Insofern fließt der Rauschstrom des OPV vom Verstärker durch die Quelle und den Quelleninnenwiderstand. Dieser ist somit parallel zum Widerstand geschaltet. Das sind ja hervorragende Neuigkeiten, denn dann kann man richtig tief mit dem Rauschen kommen und jetzt ist auch klar, warum Dein Verstärker mit dem Widerstand kein Problem hat, so lange Du sehr niederohmige Quellen vermisst. Dann sind die Ergebnisse von AN124 allerdings umso ernüchternder. Das Rauschen kommt dann ja nicht von dem Widerstand sondern genau aus seiner Verstärkerkonstruktion. JFETs ... Ulrich H. schrieb: > Für die ursprüngliche Aufgabe wurde eine gut funktionierende Lösung > gefunden. Das sollte auch für die meisten ähnlichen Anwendungen > ausreichen. Ja die Schaltung von Anja. > So wie es aussieht will Frank eine ähnliche Schaltung aufbauen, hat aber > da wohl noch ein paar Missverständnisse mit der Funktionsweise. Ja das die Quellimpedanz parallel liegt weiß ich ja jetzt. Der Eingangswiderstand parallel zur Quellimpedanz muß niedrig sein. Also brauche ich weiterhin einen niedrigen Eingangswiderstand für hohe Quellimpedanzen. An meiner Schaltung ändert sich zwar nichts, aber mein Ergebnis wird dadurch bei niedrigen Quellimpedanzen deutlich besser. > Im wesentlichen geht es halt um einen Verstärker mit sehr geringem > Rauschen in LF Bereich und AC Kopplung am Eingang. Ganz so weit runter > muss man mit dem Rauschen vermutlich normal nicht, aber es reizt > natürlich schon das beste draus zu machen. Das Ziel ist es an möglichst kleinen Rauschern noch 0,1-10 Hz Rauschmessungen vorzunehmen. Das ist ja die Grundlegende Aufgabe dieses Meßverstärkers. Ich werde zwar auch Spannungsreferenzen vermessen, das ist aber nur eine Aufgabe des Meßverstärkers.
>Ja das die Quellimpedanz parallel liegt weiß ich ja jetzt. Also, du hast die Quellimpedanz vom Meßobjekt. Dazu kommt die Impedanz des Koppelkondensators (Hochpaß) in Reihe. Diese Reihenschaltung liegt parallel zum Eingangswiderstand (Hochpaß). Über diese Parallelschaltung fließt nun der Eingangsrauschstrom des OPamp. Für niedriges Gesamtrauschen muß diese Parallelschaltung niederohmig sein. Das ist gewöhnlich alleine schon dann gewährleistet, wenn der Koppelcap genügend groß ist, denn die Quellimpedanz von Referenzen ist für 0,1...10Hz jetzt oft nicht so riesig. Man würde den Koppelcap gerne größer machen als für 0,1Hz Bandbreite, muß dann aber riesige Caps wählen. Bei Elkos erhöht sich dann der Leckstrom und der damit verbundene Rauschstrom. Deswegen macht man den Koppelelko oft gerne gerade so groß, daß eine 0,1Hz Grenzfrequenz zustande kommt. >Der Eingangswiderstand parallel zur Quellimpedanz muß niedrig sein. Warum? Siehe oben. Außerdem, wenn denn die Quellimpedanz nicht vernachlässigbar klein ist, bildet sich mit einem zu kleinen Eingangswiderstand ein Spannungsteiler, der auch das Nutzsignal verkleinert. >Also brauche ich weiterhin einen niedrigen Eingangswiderstand für hohe >Quellimpedanzen. Von was für Quellimpedanzen sprechen wir denn überhaupt? Wenn sie nicht sehr klein sind, ist ein Verstärker mit kleinem Eingangsrauschstrom durchaus sinnvoll. Dann kann eine JFET-Lösung wieder interessant werden. Frank, die genaue Größe der Quellimpedanz ist hier das entscheidende Kriterium für die Wahl des Verstärkers und die Auslegung des Hochpasses. Du kannst immer nur für einen bestimmten Quellimpedanzbereich das Rauschen optimieren. Den Universalverstärker, der für jede Quellimpedanz ultrarauscharm ist, gibt es nicht!
:
Bearbeitet durch User
Kai Klaas schrieb: >>Der Eingangswiderstand parallel zur Quellimpedanz muß niedrig sein. > Warum? Siehe oben. Außerdem, wenn denn die Quellimpedanz nicht > vernachlässigbar klein ist, bildet sich mit einem zu kleinen > Eingangswiderstand ein Spannungsteiler, der auch das Nutzsignal > verkleinert. Nein, das passiert in diesem Fall nicht, da das Nutzsignal einen Innenwiderstand von 0 Ohm hat. Daher kommt es in diesem speziellen Fall von Rauschmessungen zu keinem Fehler durch die Quellimpedanz. Der Spannungsteiler des Hochpasses führt allerdings zu einem Fehler. >>Also brauche ich weiterhin einen niedrigen Eingangswiderstand für hohe >>Quellimpedanzen. > Von was für Quellimpedanzen sprechen wir denn überhaupt? Beliebigen, die Quellimpedanz ist nicht festgelegt. Sie wird aber meistens sehr klein sein. > Wenn sie nicht > sehr klein sind, ist ein Verstärker mit kleinem Eingangsrauschstrom > durchaus sinnvoll. Dann kann eine JFET-Lösung wieder interessant werden. Nein, denn wenn ich den Widerstand klein habe, ist die Quellimpedanz egal. Ist er groß funktioniert mein Verstärker nur bei kleinen Quellimpedanzen gut. > Frank, die genaue Größe der Quellimpedanz ist hier das entscheidende > Kriterium für die Wahl des Verstärkers und die Auslegung des Hochpasses. > Du kannst immer nur für einen bestimmten Quellimpedanzbereich das > Rauschen optimieren. Den Universalverstärker, der für jede Quellimpedanz > ultrarauscharm ist, gibt es nicht! Warum? Wenn ich niederohmig auslege bin ich immer auf der richtigen Seite. Ist die Quellimpedanz hoch ist mein Widerstand klein. Ist die Quellimpedanz klein ist mein Widerstand noch kleiner. Die Quellimpedanz beeinflußt - falls sie niedrig ist - mein Rauschverhalten positiv. Falls nicht, dann verbessert sie das Rauschverhalten nicht. Der Eingangswiderstand sollte also unter allem Umständen möglichst klein sein, daran hat sich nichts geändert.
"Der Eingangswiderstand sollte also unter allem Umständen möglichst klein sein, daran hat sich nichts geändert." Das ist ein bemerkenswerter Satz. Bemerkenswert falsch.
Christian L. schrieb: > Dann wirst du auch verstehen, warum man den > Eingangswiderstand sehr hoch wählen kann. Schau dir z.B. mal den SR560 > von Stanford Research an. Trotz 100MOhm Eingangsimpedanz ist ein > Eingangsrauschen von 4nV/VHz möglich. Laut deiner Theorie wäre das > unmöglich. Es ergibt sich dadurch kein Widerspruch. Meine Schaltung hat ca. 360 Megaohm Eingangswiderstand und Rein ist bei mir 100 Ohm. Der Eingangswiderstand muß ja maximal groß sein, sonst zerlegt es ja meine Schaltung. >> Ich habe mal einen Schaltplan angehängt, ich habe irgendwie das Gefühl >> wir reden aneinander vorbei. Mit dem Schaltplan sollte es klarer sein um >> was es geht. > Stimmt, wir reden an einander vorbei. Wenn das dein Modell ist, an dem > du die Abhängigkeiten erklären willst wundert mich nichts mehr. Das ist meine Schaltung (bzw. von Werten und Typen abgesehen die allgemeine Schaltung), die Rauschspannungsquelle ist nur falsch eingezeichnet. > Anbei mal das Rauschersatzschaltbild der Eingangsstufe. Den Kondensator > habe ich mal als Rauschlos angesehen, obwohl man sich darüber ja auch > streiten kann. Genau und jetzt gehen wir mal bitte folgenden Fall durch: Die Rauschspannungsquelle U_noise_R_in liefert bei Rein = 10 KOhm 12,73 nV/Wurzel(Hz). Bei einem Widerstand von Rein = 100 Ohm liefert sie 1,273 nV/Wurzel(Hz). Diese Rauschspannung liegt jetzt am Knoten C zu V+ an, also an unserem OPV-Eingang. Da es sich um einen Knoten handelt ist die Spannung überall natürlich gleich, ist ja derselbe Knoten. Die Spannung teilt sich natürlich auf über die Reihenschaltung von Rein C und RQuelle. Wie wir aber für die niederohmige Quelle gesehen haben, ist C in Reihe mit RQuelle zu vernachlässigen. Der Löwenanteil der Rauschspannung fällt somit an Rein ab und damit an dem Knoten für den OPV V+ Eingang. Aber vielleicht wißt ihr ja wie das funktioniert? Ich komme jedenfalls nicht darauf, wie diese Rauschspannung nicht an diesem Knoten anliegt.
Frank schrieb: > Der Eingangswiderstand sollte also unter allem Umständen möglichst klein > sein, daran hat sich nichts geändert. Du übersiehst aber, dass dein zu messendes Signal einen Spannungsteiler bestehend aus Quellimpedanz und Eingangswiderstand durchläuft, bevor es an den Eingang des OPVs kommt. (Den Kondensator ignorieren wir jetzt mal) Es ist zwar gut das Rauschen zu reduzieren, nur wenn im Gegenzug dein eigentliches Signal zu stark abgeschwächt wird, durch das ungünstige Verhältnis, hast du nichts gewonnen. Deswegen ist es richtig, dass Kai darauf hinweist, dass die Quellimpedanz zu berücksichtigen ist bei der Konstruktion. Man muss den Verstärker an die Quellimpedanz anpassen. Es gibt nicht den einen Verstärker, welcher für alle Quellimpedanzen gute Werte liefert. Aus diesem Grund ist ein niedriger Eingangswiderstand nicht grundsätzlich Ziel bei der Konstruktion - im Gegenteil er kann sogar sehr hinderlich sein.
>Nein, das passiert in diesem Fall nicht, da das Nutzsignal einen >Innenwiderstand von 0 Ohm hat. Daher kommt es in diesem speziellen Fall >von Rauschmessungen zu keinem Fehler durch die Quellimpedanz. Das Nutzsignal dürfe das Eigenrauschen der Signalquelle sein, und da hat man auch beim Rauschen keinen Innenwiderstand 0. Die Rauschquelle ist nämlich nicht parallel zur DC Quelle, sondern in Reihe. Entsprechend gibt es auch nur eine Quellimpedanz - wenn auch ggf. Frequenzabhängig. Ein kleiner Widerstand nach Masse im Verstärker macht entsprechend eigentlich nur Probleme, denn da geht Leistung verloren, die im Idealfall eine Verstärkerschaltung nutzen könnte. Der Widerstand sollte entsprechend nicht möglichst klein sein, sondern eher möglichst groß. Der Widerstand ist lediglich nötig um den DC Pegel festzulegen. Die obere Grenze für den Widerstand wird durch den Offset bzw. die Zeit zum einstellen des Gleichgewichts festgelegt. Vor allem wenn man die untere Grenzfrequenz über die Länge des Zeitfensters festlegt sollte der Widerstand auch so groß sein, dass die Grenzfrequenz deutlich unter 0,1 Hz liegt. Die Reihenfolge der Auslegung ist damit so: Bei einer eher hochohmigen Quelle (so ab etwa 50 Ohm), legt die Impedanz der Quelle fest im welchen Verhältnis Strom- und Spannungsrauschen des Verstärkers liegen sollten. Entsprechend wählt man dann den Verstärker aus. Der Koppelkondensator sollte dann eine kleine Impedanz gegen den Quellwiderstand haben. Der Widerstand nach Masse muss deutlich größer als die Quellimpedanz sein - ganz natürlich wird dadurch die untere Grenzfrequenz der Schaltung deutlich kleiner als die 0,1 Hz Grenze. Bei einer kleinen Quellimpedanz kommt man dann irgendwann an eine praktische Grenze für den Kondensator. Größer wäre besser, ist aber halt nicht verfügbar. Bei der Wahl des Verstärkers muss man entsprechend die Impedanz des Kondensators berücksichtigen. Andersherum gibt das Stromrauschen des Verstärkers vor, wie groß der Kondensator mindestens sein soll. Wenn man den Wert nicht erreicht wäre halt ein anderer Verstärker mit weniger Stromrauschen trotz höherem Spannungsrauschen ggf. besser geeignet. Den Widerstand nach Masse wählt man dann halt so, dass man auch mit eigentlich zu kleinen Kondensator noch sicher die untere Grenzfrequenz erreicht. Damit ist man dann automatisch über der Impedanz der Signalquelle. Das obere Limit ist da entweder der Offset, oder ggf. die Zeit die man zum einstellen warten will. In der Regel dürfte die Zeit zum Einstellen des DC Pegels den Widerstand nach oben begrenzen. Gerade mit Elkos muss man da ggf. sowieso länger warten. Viel weiter runter als die 0,1 Hz muss man mit der Grenzfrequenz auch nicht. Mit einem kleineren Widerstand wird das Rauschen im Nutzbereich dabei nicht besser - das Rauschen (im Nutzbereich) ist entsprechen auch kein Grund den Widerstand klein zu wählen. Die ggf. gewünschte Begrenzung der Bandbreite nach unten auf genau 0,1 Hz kommt dann hinter der 1. Verstärkerstufe.
Frank schrieb: > Es ergibt sich dadurch kein Widerspruch. Meine Schaltung hat ca. 360 > Megaohm Eingangswiderstand und Rein ist bei mir 100 Ohm. Moment, du mischt hier DC mit AC Größen. Eine Wechselspannung kommt über den Blindwiderstand an den Eingang. Anderenfalls würde das ja auch bedeuten, dass die zu messende Spannung in erster Linie am Kondensator abfällt. Wir wollen doch aber, dass sie am Eingangswiderstand abfällt. > Aber vielleicht wißt ihr ja wie das funktioniert? Ich komme jedenfalls > nicht darauf, wie diese Rauschspannung nicht an diesem Knoten anliegt. Beim Superpositionsprinzip werden bekanntermaßen alle nicht betrachteten Spannungsquellen durch Kurzschlüsse ersetzt. Um die Auswirkung der Rauschspannung U_noise_R_in von R_in zu bestimmen ergibt sich die im Anhang abgebildete Schaltung. (den Kondensator habe ich wieder ignoriert) Durch umzeichnen wird dir hoffentlich klar, warum nicht die gesamte Spannung U_noise_R_in am Eingang anliegt.
Über 'Rauschanpassung konjugiert komplex' kann man sich per Google einiges zusammensuchen. Hat noch jemand das Dokument MMICdesign_4_LowNoiseAmplifiers_handout.pdf ? Und das hier ist auch nett: http://www.neidenoff.com/mediapool/121/1215532/data/ccN_GrenzenDerRauschzahlUndFehlerDerRauschanpassungstheorie.pdf Die Frage ist, welche Anpassung man wirklich brauch. Meiner Meinung nach ist die endgültige Grenze der Informationsgehalt und das bedeutet Leistunganpassung. Die wirklich harten HFler schlagen sich mit dem Problem nicht gleichzeitigen Optimums an einem Arbeitspunkt für Leistunganpassung und Rauschanpassung rum. So wirklich sattelfest bin ich da auch nicht, daher halte ich jetzt den Mund. Sollte man besser Leute wie Rubiola fragen. Und mal im Ernst: In der Praxis normaler Technik und nicht in irgendeinem Physiklabor der Grundlagenerforschung, ist es doch so, daß die ganzen sonstigen Störeinflüsse wie Kopplungen diese Grenze doch gleich massiv anheben. In praktisch allen low Noise Spektren von irgendwelchen Schaltungen findet man diverse bekannte Störer wie Monitore, starke Sender, Netzfrequenzoberwellen usw.
Bei den sehr niedrigen Frequenzen hat man schon nicht mehr so viel Störungen, bzw. kann relativ gut abschirmen. Außerdem ist wegen des 1/f Rauschens die Rauschleistungsdichte auch gar nicht so niedrig, wie man es ggf. im HF oder Audiobereich erreichen kann. Die externen Störungen sind da einmal die thermischen Störungen und dann ggf. demodulierte HF Störungen, und wenn man nicht aufpasst ggf. auch magnetische Störungen. Ich vermute mal der Fehler bei Frank ist, dass er die Rauschquelle sich parallel zum Widerstand vorstellt - das führt dann auch zu so komischen Dingen wie 0 Impedanz für das Rauschen um die Widersprüche da nicht so offensichtlich werden zu lassen. Schon 2 Widerstände parallel führen dann aber zu einem Widerspruch. Richtig gehört die Rauschspannungsquelle in Reihe zum (idealen) Widerstand. Das mit der Leistungsanpassung ist im Prinzip richtig, wenn die Verstärker keinen extra Rauschstrom hätten. Gerade in LF Bereich weicht das Verhältnis Rauschspannung zu Rauschstrom aber deutlich von der normalen Eingangsimpedanz ab.
>Die Frage ist, welche Anpassung man wirklich brauch. Meiner Meinung nach >ist die endgültige Grenze der Informationsgehalt und das bedeutet >Leistunganpassung. Jim Williams hat seine Schaltung nicht nur für den LTC6655 gebaut, sondern wollte sicherlich auch die anderen Referenzen damit ausmessen. Wenn man sich mal den LT1461 anschaut, bringt der rund 8R Ausgangsimpedanz bei 10Hz und rund 30R bei 100Hz mit. Da dieser Wert sicherlich produktionstechnisch auch noch schwankt, macht eigentlich nur eine Spannungsanpassung mit einer AC-Lastimpedanz >>30R Sinn. Ein Hochpaßwiderstand von um die 1k ist deshalb schon nachvollziehbar. Außerdem bin ich mir nicht sicher, ob Referenzen da wirklich viel niederohmiger AC-mäßig belastet werden wollen. Auch von daher klingt ein Hochpaßwiderstand von um die 1k für mich absolut vernünftig. Weiters hat man den Vorteil, daß im Einschaltmoment ein noch vertretbarer Kurzschlußstrom in den Elko fließt.
Christian L. schrieb: > Frank schrieb: >> Es ergibt sich dadurch kein Widerspruch. Meine Schaltung hat ca. 360 >> Megaohm Eingangswiderstand und Rein ist bei mir 100 Ohm. > > Moment, du mischt hier DC mit AC Größen. Eine Wechselspannung kommt über > den Blindwiderstand an den Eingang. Anderenfalls würde das ja auch > bedeuten, dass die zu messende Spannung in erster Linie am Kondensator > abfällt. Wir wollen doch aber, dass sie am Eingangswiderstand abfällt. Ja aber so ist die Angabe beim Stanford Research SR560. Eingangsimpedanz ist nur bei DC 100 Megaohm, steht zumindest so im Datenblatt. Ansonsten wäre ein Schaltplan hilfreich, denn die Schaltung ist mir nicht bekannt. >> Aber vielleicht wißt ihr ja wie das funktioniert? Ich komme jedenfalls >> nicht darauf, wie diese Rauschspannung nicht an diesem Knoten anliegt. > > Beim Superpositionsprinzip werden bekanntermaßen alle nicht betrachteten > Spannungsquellen durch Kurzschlüsse ersetzt. Spannungsquellen haben ja R=0 Ohm. >Um die Auswirkung der > Rauschspannung U_noise_R_in von R_in zu bestimmen ergibt sich die im > Anhang abgebildete Schaltung. (den Kondensator habe ich wieder > ignoriert) Durch umzeichnen wird dir hoffentlich klar, warum nicht die > gesamte Spannung U_noise_R_in am Eingang anliegt. Die Zeichnungen sind ja identisch und so wie Du es gezeichnet hast, fällt die gesamte Spannung eben an Rein ab (weil Rein = 10 KOhm, Rquelle = 0,02 Ohm). Selbst wenn man den komplexen Widerstand des Kondensators dazunimmt fällt immer noch das allermeiste an Rein ab, etwas am Kondensator und praktisch nichts am Quellwiderstand. Selbst bei 100 Ohm ist das noch so, weil 0,02 Ohm eben sehr wenig ist, allerdings nimmt der Kondensator im tiefen Bereich dann einiges weg. Die exzellenten Werte die Gerhard Hoffmann erreicht hat, wären damit aber nicht vereinbar (0,2 nV/Wurzel(Hz) vs. 12,7 nV/Wurzel(Hz)). Die Werte von AN124 und Anja allerdings schon (34 nV/Wurzel(Hz) bei Anja und 51 nV/Wurzel(Hz) bei AN124) zumal dort der Widerstand nur mit 4 nV/Wurzel(Hz) rauscht (alles nur weiß, rosa kommt noch dazu). Also irgendwas muß es da noch geben, aber ich komm nicht drauf. Gerhard Hoffmann hat gesagt seine Quellimpedanz war 5 Ohm. Das ist aber immer noch sehr wenig im Vergleich zu 10 KOhm. Der Kondensator kann es auch nicht sein. Denn wenn an diesem im Vergleich zu 10 KOhm viel Spannung abfallen würde, dann hätten wir gleich wieder das Problem das die Quellimpedanz von OPV Seite hochohmig aussieht und parallel zu 10 KOhm, der Widerstand kaum reduziert wird, somit der Rauschstrom problematisch ist.
Frank schrieb: > Die Zeichnungen sind ja identisch und so wie Du es gezeichnet hast, > fällt die gesamte Spannung eben an Rein ab (weil Rein = 10 KOhm, Rquelle > = 0,02 Ohm). Selbst wenn man den komplexen Widerstand des Kondensators > dazunimmt fällt immer noch das allermeiste an Rein ab, etwas am > Kondensator und praktisch nichts am Quellwiderstand. Selbst bei 100 Ohm > ist das noch so, weil 0,02 Ohm eben sehr wenig ist, allerdings nimmt der > Kondensator im tiefen Bereich dann einiges weg. Schau dir die rechte Schaltung mal genau an. Es handelt sich um eine Spannungsquelle, welche auf einen Spannungsteiler geht. Damit wird die Rauschspannung von 12,7nV/VHz ebenfalls herunter geteilt. Aus diesem Grund bleibt am Eingang des OPVs nicht mehr viel übrig bei einer Kombination von 10k und ein paar Ohm. Deshalb ist die Quellimpedanz so extrem wichtig für das Gesamtrauschen. Deshalb kann Gerhard trotz 10k Eingangsimpedanz so niedrige Rauschwerte erreichen.
>Die Zeichnungen sind ja identisch und so wie Du es gezeichnet hast, >fällt die gesamte Spannung eben an Rein ab (weil Rein = 10 KOhm, Rquelle >= 0,02 Ohm). Selbst wenn man den komplexen Widerstand des Kondensators >dazunimmt fällt immer noch das allermeiste an Rein ab, etwas am >Kondensator und praktisch nichts am Quellwiderstand. Ja natürlich. Und bei verschwindendem Rquelle (Rquelle = 0R) wird das Rauschen von Rein gegen Masse kurzgeschlossen. Wo ist denn da das Problem?? Rein hat dann keinen Einfluß mehr auf das Gesamtrauschen. Auch ein Eingangsrauschstrom kann sich nicht mehr auswirken, weil er ebenfalls über Rquelle=0R zur Masse abfließt und wegen des Kurzschlusses keinen Spannungsabfall mehr erzeugen kann. Der einzige, der einen Strich durch diese Rechnung macht, ist der Koppelcap, weil dieser bei 0,1Hz gewöhnlich keine verschwindende Impedanz mehr zeigt.
Kai Klaas schrieb: > Der einzige, der einen Strich > durch diese Rechnung macht, ist der Koppelcap, weil dieser bei 0,1Hz > gewöhnlich keine verschwindende Impedanz mehr zeigt. Bei Grenzfrequenz 0.1 Hz sollte die Impedanz des Kopplelkondensators genauso 1000 Ohm haben wie der nachfolgende Widerstand nach Masse. Gruß Anja
Ja, ich habe nochmal etwas rumgerechnet. Ich glaube, mein Verstärker wird mit dem Schalter hinter dem Kondensator unfair gut gemessen, zumindest bei richtig tiefen Frequenzen. Ich werde das am Wochenende nochmal checken. Abhilfe sieht teuer & groß aus. Bei den Zeitkonstanten wird dielektrische Absorption ja auch schon langsam ein Thema und Polyester/Mylar/MKS ist da auch nicht so gut. Polypropylen ist da nochmal eine Nummer klobiger. Der 3000u von oben wiegt 4.5 Kg. Gewichtsbezogen ist der Preis eigentlich ok. Die billigsten Polyprop die ich letztes Jahr bei Digikey gefunden habe, sind 10u/300V epcos 495-2915-nd und 100u/500V panasonic P15867-nd Ich habe jeweils ein Muster bestellt und sie dann kopfschüttelnd ins Lager gelegt. Kennt jemand einen Lieferanten für die Tantals, möglichst in .de? Bei Soak-Zeiten im Stundenbereich kann man Messungen an belasteten Batterien natürlich vergessen. Die Drift beim Leerwerden stört genauso. Glücklicherweise werden die Messobjekte nach unten hin genauso schnell schlechter. Man muss nicht schneller schwimmen können als der Hai. Es reicht, schneller zu schwimmen als der Nebenmann. Gruß, Gerhard
:
Bearbeitet durch User
Christian L. schrieb: > Schau dir die rechte Schaltung mal genau an. Ja genau die ist blöd gezeichnet, wegen der umgedrehten Quelle, das linke Bild ist klarer. > Es handelt sich um eine > Spannungsquelle, welche auf einen Spannungsteiler geht. Damit wird die > Rauschspannung von 12,7nV/VHz ebenfalls herunter geteilt. Aus diesem > Grund bleibt am Eingang des OPVs nicht mehr viel übrig bei einer > Kombination von 10k und ein paar Ohm. Deshalb ist die Quellimpedanz so > extrem wichtig für das Gesamtrauschen. Deshalb kann Gerhard trotz 10k > Eingangsimpedanz so niedrige Rauschwerte erreichen. Ja super, dann passt es. Danke. Das ist ja ganz hervorragend. Dann werde ich bei meiner Schaltung gleich mal den Eingangswiderstand größer dimensionieren. Super, da spare ich mir diesen Riesenkondensator am Eingang. Gerhard Hoffmann verwendet ja einen noch kleineren (160 uF) dank 10 KOhm Widerstand. Gut bei ihm ist die Bandbreite allgemein auch ggf. höher (Schaltbar bis 100 kHz glaube ich).
Gerhard Hoffmann schrieb: > Ja, ich habe nochmal etwas rumgerechnet. Ich glaube, mein > Verstärker > wird mit dem Schalter hinter dem Kondensator unfair gut gemessen, > zumindest bei richtig tiefen Frequenzen. Ich werde das am Wochenende > nochmal checken. Nein ich glaube alles ist ok. Ich habe den Spannungsteiler falsch ausgerechnet, weil in der Zeichnung von Christian L. die Quelle umgedreht war.
Anja schrieb: > Kai Klaas schrieb: >> Der einzige, der einen Strich >> durch diese Rechnung macht, ist der Koppelcap, weil dieser bei 0,1Hz >> gewöhnlich keine verschwindende Impedanz mehr zeigt. > > Bei Grenzfrequenz 0.1 Hz sollte die Impedanz des Kopplelkondensators > genauso 1000 Ohm haben wie der nachfolgende Widerstand nach Masse. > > Gruß Anja Eigentlich wäre es mal gut die Impedanzverläufe über die Frequenz 0,1 Hz bis 10 Hz (am besten auch 0,01 Hz bis 100 Hz wegen den nicht scharfen Filtern) für verschiedene Frequenzverläufe verschiedener Kombinationen von Rein und C auszurechnen. So für 500 Ohm - 50 KOhm. Im Prinzip könnte man das auch mit Spice machen. Dann müßte man ein Integral darüber machen und sehen, bei welcher Kombination das Rauschen minimal wird. Bzw. wie gering ich die Kapazität machen kann ohne daß das Rauschen dadurch übermäßig groß wird.
>Ja, ich habe nochmal etwas rumgerechnet. Ich glaube, mein Verstärker >wird mit dem Schalter hinter dem Kondensator unfair gut gemessen, >zumindest bei richtig tiefen Frequenzen. Ich werde das am Wochenende >nochmal checken. Genau. Zumindest stimmt der Wert aber wohl für das Breitbandrauschen. Das wird ja oft so angegeben und so habe ich deine Werte auch verstanden. Daß die nicht für 0,1Hz gelten konnten, war mir auch ohne Rechnung sofort klar. >Bei den Zeitkonstanten wird dielektrische Absorption ja auch schon langsam >ein Thema und Polyester/Mylar/MKS ist da auch nicht so gut. Da ist ein PET-Cap mit rund 0,5% aber deutlich besser als ein Elko mit rund 10%! Und ein Tantal ist nur unwesentlich besser als ein Elko, aber immer noch deutlich schlechter als ein PET-Cap. X7R ist ungefähr wie Tantal, als im einstelligen %-Bereich. Wenn denn ein Elko zu schlecht ist, würde ich eine PET-Cap-Batterie nehmen. Von WIMA gibt es ja 220µF/50V MKS4. Damit bist du auf jeden Fall erheblich besser als Elko und du hast erheblich kleinere Leckströme und damit erheblich kleineres Cap-Rauschen, zumindest in der Theorie.
Kai Klaas schrieb: >>Die Zeichnungen sind ja identisch und so wie Du es gezeichnet > hast, >>fällt die gesamte Spannung eben an Rein ab (weil Rein = 10 KOhm, Rquelle >>= 0,02 Ohm). Selbst wenn man den komplexen Widerstand des Kondensators >>dazunimmt fällt immer noch das allermeiste an Rein ab, etwas am >>Kondensator und praktisch nichts am Quellwiderstand. > > Ja natürlich. Und bei verschwindendem Rquelle (Rquelle = 0R) wird das > Rauschen von Rein gegen Masse kurzgeschlossen. Wo ist denn da das > Problem?? Rein hat dann keinen Einfluß mehr auf das Gesamtrauschen. Auch > ein Eingangsrauschstrom kann sich nicht mehr auswirken, weil er > ebenfalls über Rquelle=0R zur Masse abfließt und wegen des Kurzschlusses > keinen Spannungsabfall mehr erzeugen kann. Der einzige, der einen Strich > durch diese Rechnung macht, ist der Koppelcap, weil dieser bei 0,1Hz > gewöhnlich keine verschwindende Impedanz mehr zeigt. Wobei wir da noch einen Vorteil haben. Bei der logarithmischen Darstellung sieht der Bereich 0,1 Hz bis 1 Hz genauso breit aus wie der Bereich von 1 Hz bis 10 Hz. Ersterer geht aber nur mit Wurzel(0,9Hz) = 0,948 Wurzel(Hz) ein, zweiterer aber mit Wurzel(10 Hz) = 3,1 Wurzel(Hz). Der Bereich in dem der Kondensator eine gute - sprich niedrige - Impedanz aufweist ist ~3,2 mal höher gewichtet. Man sollte den Impedanzverlauf daher besser linear über die Frequenz statt logarithmisch darstellen, das macht auch das integrieren gleich einfacher. Das Integrieren ist auch nicht so einfach, weil man nicht linear addieren darf. Ich glaube auch da muß man die Quadrate mit nachfolgender Wurzelziehung addieren. Ich schau mal ob es einen Onlinekalkulator irgendwo gibt.
>Dann müßte man ein Integral darüber machen und sehen, bei welcher >Kombination das Rauschen minimal wird. Die Frage kann man auch durch direktes Nachdenken lösen: Rein muß so klein wie irgend möglich gewählt werden, aber gleichzeitig mindestens so groß, daß das Meßobjekt nicht ungebührlich belastet wird. Man wird dazu in der Regel Spannungsanpassung wählen. Hat man also eine Referenz, deren Quellimpedanz bis 30R gehen kann, sollte Rein >=300R gewählt werden. Den Cap wählt man dann so, daß man eine Grenzfrequenz von 0,1Hz erhält. Dies gilt, wenn man einen rauschenden Koppel-Cap, also einen Elko nimmt. Wenn man einen nicht rauschenden Koppel-Cap verwendet, kann man die Kapazität noch größer wählen und erhält bei 0,1Hz noch einmal einen deutlichen Vorteil.
Keramik Caps werden nicht wegen hohem Leckstrom in solchen Anwendungen vermieden, sondern eher weil die Kapazitaet (stark) von der Spannung abhaengt. Wenn man da etwas grosszuegig ist, kann man einen 100u Keramik aus einem Drecksmaterial mit -40% bei Nennspannung einsetzen. Die Nennspannung bei solchen Werten ist allerdings auch nur 5V oder so. Aeh. Ja. Mikrophonisch sind sie auch noch. Eine Vakuumpumpe nebendran und man hat 1mVpp mit der Frequenz der Pumpe
:
Bearbeitet durch User
Oh, der Kondensator hat schon eine große Impedanz in dem Bereich 0,1-10 Hz. Linear gemittelt über 0,1 - 10 Hz die Impedanz des Kondensators: Xc = 1368 Ohm für 100 Mikrofarad Xc = 137 Ohm für 1 000 Mikrofarad Xc = 13,7 Ohm für 10 000 Mikrofarad Xc = 1,37 Ohm für 100 000 Mikrofarad Ich habe Xc = 1/(2*PI*f*C) verwendet. Mist das ist schon wirklich ordentlich viel. Über 1000 Mikrofarad muß man schon bleiben in diesem tiefen Frequenzbereich.
Wie gesagt, wenn du Referenzen messen willst, sollte Rein zwischen 300R und 1k liegen. Bei belastbareren Referenzen kannst du vielleicht auch etwas unter 300R gehen. Der Cap ergibt sich dann automatisch über die 0,1Hz Grenzfrequenz.
Kai Klaas schrieb: >>Dann müßte man ein Integral darüber machen und sehen, bei welcher >>Kombination das Rauschen minimal wird. > > Die Frage kann man auch durch direktes Nachdenken lösen: Rein muß so > klein wie irgend möglich gewählt werden, aber gleichzeitig mindestens so > groß, daß das Meßobjekt nicht ungebührlich belastet wird. Man wird dazu > in der Regel Spannungsanpassung wählen. Theoretisch Spannungsanpassung, ja. Aber da gibt es ein Problem. Nehmen wir an die Quellimpedanz ist nicht niedrig. Wenn das der Fall ist steigt das Eigenrauschen des Verstärkers drastisch an, weil der Quellwiderstand nicht mehr vernachlässigbar ist. Versuche ich das zu kompensieren mit niedrigerem Widerstand, dann stimmt die Spannungsanpassung nicht mehr und ich messes zu wenig. Es gibt da ein natürliches Limit. Deshalb hat Gerhard Hoffmann ganz recht gehabt, als er gesagt hat, daß man rauscharme Messungen nur an niedrigimpedanten Quellen durchführen kann. Ist die Impedanz höher ware es sogar besser eine falsche Spannungsanpassung hinzunehmen und den Meßwert dann zu extrapolieren aus der Differenz von Quellen und Eingangsimpedanz. Ein superschlau designter Meßverstärker könnte bei geringer Quellimpedanz automatisch den Gain entsprechend korrigiert erhöhen ... Meistens ist die aber nicht relevant bei den kleinen Quellimpedanzen, aber wenn die 100 Ohm überschreiten dann gibt es definitive ein Problem > Hat man also eine Referenz, > deren Quellimpedanz bis 30R gehen kann, sollte Rein >=300R gewählt > werden. Ja 1/10 Fehler bei der Spannungsanpassung ist vollkommen ok, wenn man bedenkt, in welch minimalen Bereich man da misst. > Den Cap wählt man dann so, daß man eine Grenzfrequenz von 0,1Hz > erhält. Dies gilt, wenn man einen rauschenden Koppel-Cap, also einen > Elko nimmt. Wenn man einen nicht rauschenden Koppel-Cap verwendet, kann > man die Kapazität noch größer wählen und erhält bei 0,1Hz noch einmal > einen deutlichen Vorteil. Nur wird das preislich ziemlich bitter dann. ~450 Euro für 3000 uF ... Trotzdem ich hab das gestern mal preislich durchgerechnet. Bei vielen 10 uF oder 100 uF Kondensatoren liegt man im Preis noch über dem einen. Und ein Kondensator ist besser als viele kleine aus elektrischer Sicht. Wenn bei den kleinen mal einer ausfällt ist das wiederum bei vielen nicht so schlimm ...
> .. Linear gemittelt über 0,1 - 10 Hz die Impedanz des Kondensators
Was soll das ? Die Gleichung ist Z= 1/(i* Omega * C). Da ist nichts mit
linear mitteln. Setz da doch einfach Omega gleich 2* pi * 0.1
:
Bearbeitet durch User
Jetzt Nicht schrieb: >> .. Linear gemittelt über 0,1 - 10 Hz die Impedanz des Kondensators > > Was soll das ? Die Gleichung ist Z= 1/(i* Omega * C). Da ist nichts mit > linear mitteln. Setz da doch einfach Omega gleich 2* pi * 0.1 Xc = 1/(20*PI*0,1*C) + 1/(20*PI*0,5*C) + 1/(20*PI*1,0*C) + 1/(20*PI*1,5*C) + + 1/(20*PI*2,0*C) + ... + + 1/(20*PI*10*C)
>Aber da gibt es ein Problem. Nehmen wir an die Quellimpedanz ist nicht >niedrig. Wenn das der Fall ist steigt das Eigenrauschen des Verstärkers >drastisch an, weil der Quellwiderstand nicht mehr vernachlässigbar ist. Nicht unbedingt drastisch. >Versuche ich das zu kompensieren mit niedrigerem Widerstand, dann stimmt >die Spannungsanpassung nicht mehr und ich messes zu wenig. Da gibt es nichts zu kompensieren. Es ist dann eben nicht rauschärmer möglich. Aber es kann dann Sinn machen, einen Verstärkertyp zu verwenden, der einen deutlich kleineren Eingangsrauschstrom hat, also beispielsweise einen JFET-Verstärker. >Ist die Impedanz höher ware es sogar besser eine >falsche Spannungsanpassung hinzunehmen und den Meßwert dann >zu extrapolieren aus der Differenz von Quellen und Eingangsimpedanz. Nein, du belastet die Referenz so stark, wie sie gerade eben belastet werden darf. Da kannst du dann nicht noch ein bißchen stärker belasten. Das ist ja unlogisch. Aber ganz generell, Frank, sinnvoll ist ja nur ein Verstärker, der ausreichend wenig rauscht. Du mußt nicht das abolute physikalische Minimum erreichen, sondern nur das, was angemessen ist. So 1/3 des Quellenrauschens darf dein Verstärker mit seiner Anpassung an das Meßobjekt zusätzlich rauschen, sodaß der Rauschbeitrag des Verstärkers vernachlässigbar bleibt. Denke daran, daß das Rauschen geometrisch addiert wird. Also, auf dem Teppich bleiben und nichts hochsterilisieren...
Okay, das Mitteln ist natürlich das Integral für arme Leute. Also mal sauberer und richtig integriert: Xc = Integral(Xc(0,1-10HZ))/9,9 Hz = für 100 Mikrofarad -> 740 Ohm für 1000 Mikrofarad -> 74 Ohm für 10000 Mikrofarad -> 7,4 Ohm für 100000 Mikrofarad -> 0,74 Ohm Allerdings muß man aufpassen, das Integral berücksichtigt noch nicht den 1/f Anstieg, man sollte also von einem höheren noch Rosa Rauschen gewichteten Integral ausgehen, dieses ist nur auf Weißes Rauschen bzw. linear gemittelt.
Ist Produkt zweier Integrale das Integral der Produkte ?
Kai Klaas schrieb: >>Aber da gibt es ein Problem. Nehmen wir an die Quellimpedanz ist > nicht >>niedrig. Wenn das der Fall ist steigt das Eigenrauschen des Verstärkers >>drastisch an, weil der Quellwiderstand nicht mehr vernachlässigbar ist. > > Nicht unbedingt drastisch. > >>Versuche ich das zu kompensieren mit niedrigerem Widerstand, dann stimmt >>die Spannungsanpassung nicht mehr und ich messes zu wenig. > Da gibt es nichts zu kompensieren. Es ist dann eben nicht rauschärmer > möglich. Du vergißt den Einfluß von Xc und Rein auf das Rauschen. Das fällt bei hohem Rein ja nur deshalb nicht an, weil das Rauschen über den parallelen niedrigen Quellwiderstand reduziert wird. Bzw. Verallgemeinert: Steigt der Quellwiderstand, steigt das Eigenrauschen des Meßverstärkers rapide an. Mit Rapide meine ich nicht nur mit Wurzel(Ohm) sondern mit bis zu Ohm. Da gibt es irgendwann einen Knick mit scharfem Anstieg im Bereich Quellimpedanz = Eingangsimpedanz. Man muß also unbedingt vermeiden in diesem Bereich zu kommen, da sind wir uns ja einig. Aber ich kann das nicht dadurch lösen, das ich meine eigene Quellimpedanz erhöhe. Denn damit erhöhe ich gleichermaßen das Eigenrauschen. Ich kann das aber dadurch lösen, daß ich mit meiner Impedanz deutlich runter gehe. Eine der beiden Impedanzen muß also sehr niedrig sein um ein geringes Eigenrauschen des Meßverstärkers zu ermöglichen. Also Rquell >> 0 oder Rein >> 0. Der Schlimmste Fall ist Rein = Rquell. Wobei der nur schlimm ist, wenn nicht die obige Bedingung für beide erfüllt ist. > Aber es kann dann Sinn machen, einen Verstärkertyp zu > verwenden, der einen deutlich kleineren Eingangsrauschstrom hat, also > beispielsweise einen JFET-Verstärker. > >>Ist die Impedanz höher ware es sogar besser eine >>falsche Spannungsanpassung hinzunehmen und den Meßwert dann >>zu extrapolieren aus der Differenz von Quellen und Eingangsimpedanz. > Nein, du belastet die Referenz so stark, wie sie gerade eben belastet > werden darf. Da kannst du dann nicht noch ein bißchen stärker belasten. > Das ist ja unlogisch. Wie stark die Quelle belastet werden darf hängt ja nicht von der Quellimpedanz ab. Sie korreliert vermutlich, aber es gibt genügend Quellen, die ich auch Kurz schließen darf, oder superniedrigimpedante Quellen mit Sub-Milliohm (rückgekoppelte OPVs) bei denen schon bei 15 mA Schluß ist. Wenn es nur nach Quellimpedanz gehen würde, könnte ich jede Quelle kurzschließen. Bei der Spannungsanpassung geht es aber um was anderes. Ich muß den Fehler durch den Spannungsteiler Rquelle in Reihe zu REingang klein halten. Bzw. wenn ich sage 10% oder 30% Fehler sind okay, dann Muß mein Spannungsteiler eben 1/3 oder 1/10 ergeben. Wenn ich sage Fehler darf nur 0,1% sein, dann muß mein Rein = 1000 * Rquelle sein. Und bei allem muß der Kondensator mit eingerechnet werden, denn der Eingangswiderstand besteht aus C und Rein (Zein). > Aber ganz generell, Frank, sinnvoll ist ja nur ein Verstärker, der > ausreichend wenig rauscht. Du mußt nicht das abolute physikalische > Minimum erreichen, sondern nur das, was angemessen ist. So 1/3 des > Quellenrauschens darf dein Verstärker mit seiner Anpassung an das > Meßobjekt zusätzlich rauschen, sodaß der Rauschbeitrag des Verstärkers > vernachlässigbar bleibt. Denke daran, daß das Rauschen geometrisch > addiert wird. Also, auf dem Teppich bleiben und nichts > hochsterilisieren... Ich muß sehr kleine Rauschwerte von eventuell sogar 50 nVoltpp und darunter messen. Wenn jetzt mein Meßverstärker mit 45 nVpp rauscht ist das halt schwierig. Das sind Messungen des Kanalrauschens von JFETs, bzw. MOSFETS. Im Moment weiß ich nur, daß ich es wohl schaffen werde ausreichend wenig zu rauschen für Messungen an Spannungsreferenzen. Da sind 100-200 nVpp ausreichend. Nachdem wir ja geklärt haben, daß Rein kein Problem verursacht will ich auf jeden Fall weiter runter für mögliche Kanalrauschmessungen. Der Verstärker von Gerhard Hoffmann gibt mir Mut, denn bisher dachte ich, daß ich die Grenze des LT028 von 35nVpp gar nicht unterschreiten kann. Das Gerät von Gerhard Hoffmann ist im Bereich 10-100Khz dazu in der Lage, ob es bei 0,1-10 Hz noch klappt weiß ich noch nicht. Ich werde mal am Wochenende einen Prototypen bauen und abhängig davon wie gut dieser funktioniert Deshalb bin ich auch sehr unzufrieden mit AN124. Überleg mal. Du suchst so was. Dann machst Du AN124 auf. Siehst ein kompliziertes Design, das auch noch Extra rauscharme Transistoren vor die OPV-Eingänge klascht und auf 160 nVpp kommt. Und das noch als Art Referenzdesign von Linear. Da entsteht zunächst der Eindruck, das wars, das ist das Limit, weniger geht nicht. Zumal da ja schon mit 400 Euro Kondensatoren gearbeitet wird. Und dann stellst Du fest, daß der verstärker das Problem ist (hatte zunächst den großen Widerstand von 1,2 KOhm als Ursache vermutet, konnte ja nicht ahnen, daß Jim Williams bei seinem Verstärker selber murkst. Ich war deshalb zunächst auf dem Trip, mach das gleich un nimm halt 100 Ohm. Da der Widerstand als Limit nun rausfällt sind meine Ambitionen nun wieder gestiegen.
Jetzt Nicht schrieb: > Ist Produkt zweier Integrale das Integral der Produkte ? Wenn Du den 1/f-Kurvenverlauf mit eineziehen möchtest mußt Du erst multiplizieren und dann integrieren. Du kannst nicht die jeweiligen Integrale multiplizieren. Die Multiplikation der Integrale würde nur bei Konstanten gehen. Hast Du eine brauchbare Funktion für den 1/f-Verlauf?
Eben sag ich doch. Das Z(omega) des Caps ueber das Integral zu Mitteln ist wertlos. Der Kapazitaetswert des Caps entspricht der tiefsten Frequenz, nicht dem Mittelwert.
:
Bearbeitet durch User
Jetzt Nicht schrieb: > Eben sag ich doch. Das Z(omega) des Caps ueber das Integral zu > Mitteln > ist wertlos. Der Kapazitaetswert des Caps entspricht der tiefsten > Frequenz, nicht dem Mittelwert. Nein. Wir haben ja nicht ein Signal mit 0,1 Hz, sondern eines daß gleichverteilt in 0,1-10 Hz auftritt. Gleichverteilt = mitteln. Die mittlere Impedanz ist also völlig korrekt. 1/f bezieht sich auf die Amplitude, nicht darauf, daß Signalanteile unterschiedlich häufig sind. Und die Impedanz des Kondensators ist nicht von 1/f abhängig. Wenn wir jetzt nicht nur die Impedanz des Kondensators wissen wollten, die obiges ergibt, sondern zusätzlich das Gesamtrauschen als absoluten Wert, dann müßte man über das Rauschen integrieren und zwar ebenfalls wieder von 0,1 bis 10 Hz. In diesem Integral kommt dann dann noch das erzeugte Rauschen der verschiedenen Komponenten hinzu, die alle von Xc abhängen. Also egal was ich machen wollte, ich müßte immer von 0,1 - 10 Hz (bzw. was meine Bandbreite auch immer ist, bei einem 10-100 kHz Verstärker dann natürlich von 10-100kHz) integrieren und der Einzelwert bei 0,1 Hz ist mir herzlich egal. Der geht nur infinitesimal (sprich mit praktisch 0) ein. Was anderes wäre nur, wenn ich einen ultrascharfen Bandpass bei genau 0,1 Hz hätte. Dann und nur dann könnte man näherungsweise mit diesem Einzelwert arbeiten.
Den Koppelkondensator kann man für die Rauschberechnung auch einfach zur Quelle denken. Zur Quelle kommt dann die Impedanz des Kondensators hinzu. Idealerweise sollte das Verhältnis von Spannungsrauschen zu Stromrauschen des Verstärkers etwa der Quellimpedanz inklusive des Kondensators entsprechen. Da diese Impedanz aber wegen des Kondensators von der Frequenz abhängt, muss man da einen Kompromiss machen: bei der kleinsten Frequenz wird das Stromrauschen überwiegen, bei größeren Frequenzen dann das Spannungsrauschen des Verstärkers. Je weiter man runter will mit der Frequenz, desto wichtiger wird das Stromrauschen. Die Wahl des Verstärkers ist auch ein Kompromiss je nach Frequenzband - da kann der LT1028 (Viel Stromrausche) für Frequenzen ab 1 Hz gut sein, bei 0.1 Hz wäre dann aber z.B. der LT1012 (kleines Stromrauschen, aber relativ viel Spannungsrauschen) ggf. schon besser. Wenn man den Verstärker vorgibt kann man damit die Mindestgröße für den Kondensator vorgeben - mehr wäre in der Regel besser, aber ggf. halt zu teuer oder zu groß. Damit der LT1028 passt muss man da halt schon richtig groß werden, sonst passt es zumindest für 0,1 Hz nicht. Für die sehr niedrigen Frequenzen macht man da ggf. auch Kompromisse - legt den Kondensator also nicht für 0.1 Hz sondern vielleicht 0.3 Hz aus. Die Größe des Kondensators ist vor allem wichtig, damit der Rauschstrom des Verstärkers bei sehr tiefen Frequenzen nicht so sehr ins Gewicht fällt. Die Auslegung des Widerstandes nach GND ist dann einfach: Die einfache Wahl wäre direkt die 0,1 Hz Grenzfrequenz anzustreben. Damit wird dann bei den 0,1 Hz das Signal bereits um 3 dB gedämpft und der Widerstand trägt etwas zum Rauschen bei. Für noch etwas weniger Rauschen kann man den Widerstand größer (z.B. 10 mal) wählen, und die Filterfunktion hinter der Verstärkung machen, ggf. auch digital oder im Zeitbereich. Damit hat man dann etwas weniger Rauschen an der unteren Grenze, einen Frequenzgang der weniger von der Quellimpedanz abhängt und weniger Probleme mit der Belastung der Quelle. Wenn die Quelle von sich schon eine höhere Impedanz hat, wird sie auch deutlich mehr Rauschen haben - da wird dann die Wahl des Verstärkers dann wichtiger, insbesondere das Stromrauschen. Bevor man den Aufwand mit dem Kondensator ins unermessliche treibt, sollte man noch als Alternative eine Korrelationsmessung in Betracht ziehen: da hat man 2 Kanäle Parallel und berechnet dann die Korrelation: Damit kann man dann auch Rauschwerte Deutlich unter dem Eigenrauschen der Verstärker messen - nur die Messung dauert dann halt etwas länger und die Auswertung ist nicht so einfach und nicht direkt auf dem Scope, sondern erst im Computer. Für sehr kleines Rauschen ist das eigentlich die Standartmethode. Schwierig wird es nur mit Quelle mit hoher Impedanz, etwa dem Eigenrauschen einer im wesentlichen kapazitiven Quelle.
Das Rauschen tritt nicht gleichverteilt auf, sondern man wird bei so niedrigen Frequenzen vor allem 1/f Rauschen haben, zumindest von den üblichen Verstärkern. Da macht es dann auch Sinn die Frequenz logarithmisch aufzutragen. Man bekommt nämlich für jede Dekade im Frequenzbereich einen vergleichbaren Beitrag. Also etwa ähnlich viel von 0,1 Hz - 1 Hz wie von 1 Hz - 10 Hz. Dazu kommt das die Impedanz des Kondensators zu kleinen Frequenzen zunimmt. Der Anteil vom Stromrauschen des Verstärkers wird also sogar etwa mit 1/f² zunehmen. Damit hat der untere Frequenzbereich schon ein ganz besonderes Gewicht. Für eine ernsthafte Auswertung wird man das Rauschen auch eher aufzeichnen und etwa per FFT das Spektrum bestimmen, und nicht nur einen globalen RMS pder Peak-Reak Wert ansehen.
>Für eine ernsthafte Auswertung wird man das Rauschen auch eher >aufzeichnen und etwa per FFT das Spektrum bestimmen, und nicht nur einen >globalen RMS pder Peak-Reak Wert ansehen. Genau! Man verliert sonst erhebliche Information. Interessant wird dann auch der direkte Vergleich der Spektren einmal mit kurzgeschlossenem Eingang, bzw. nachgebildeter Quellimpedanz, und das andere Mal mit angeschlossenem Meßobjekt. Dann muß daß Eigenrauschen des Verstärkers auch nicht mehr deutlich kleiner sein als das des Meßobjekts.
Ulrich H. schrieb: > Das Rauschen tritt nicht gleichverteilt auf, sondern man wird bei > so > niedrigen Frequenzen vor allem 1/f Rauschen haben, zumindest von den > üblichen Verstärkern. Da macht es dann auch Sinn die Frequenz > logarithmisch aufzutragen. Man bekommt nämlich für jede Dekade im > Frequenzbereich einen vergleichbaren Beitrag. Also etwa ähnlich viel von > 0,1 Hz - 1 Hz wie von 1 Hz - 10 Hz. Das ist eine interessante Theorie und m.E. eine unzulässige Schätzung. Rechne das lieber mal genau aus. Ich habe die Impedanz des Kondensators mal genau ausgerechnet, damit man einen brauchbaren Wert hat. Natürlich muß man wegen 1/f aufpassen, in erster Linie wegen dem Spannungsrauschen des OPVs. Das nimmt im relevanten Bereich stark zu und ja deshalb sind die niederen Frequenzanteile nicht vernachlässigbar. Einerseits ... > Dazu kommt das die Impedanz des Kondensators zu kleinen Frequenzen > zunimmt. Der Anteil vom Stromrauschen des Verstärkers wird also sogar > etwa mit 1/f² zunehmen. Damit hat der untere Frequenzbereich schon ein > ganz besonderes Gewicht. .. andererseits sinkt die Bandbreite auch dramatisch und deshalb ist es nichts mit 1/f². Der Bereich von 0,1-1 Hz hat nur eine Bandbreite von 0,9. Der Bereich von 1 Hz - 10 Hz eine von 9 Hz. Für das Rauschen geht die Bandbreite linear ein. Der Wert bei 0,1 Hz ist somit nur 1/10 so wichtig wie der Wert bei 10 Hz, wenn man so will und nicht integriert. Dem 1/f steht also die immer kleineren Bandbreitenportiönchen entgegen. Wenn ich bis auf 0,01 Hz gehe, macht das nur noch 1/100 des Wertes von 1-10 Hz aus. Bei 0,001 Hz ist es nur noch ein Tausendstel. Es bleibt also bei 1/f und bei der Eckfrequenz f0, bei dem das Rosa Rauschen das Weiße erreicht. 1. Kondensatorimpedanz steigt mit 1/f, dadurch steigt der Einfluß des Rauschens mit ~ 1/f 2. Rauschen steigt mit 1/f+1, also etwas weniger als 1/f 3. Bandbreite sinkt mit f macht f/f² ~ 1/f Eigentlich reicht es mit der exakten Kondensatorimpedanz (siehe oben berechnet) zu rechnen weil sich 2+3 ansonsten ca. aufheben (für alpha=1 und f0>=10Hz und genähert). > Für eine ernsthafte Auswertung wird man das Rauschen auch eher > aufzeichnen und etwa per FFT das Spektrum bestimmen, und nicht nur einen > globalen RMS pder Peak-Reak Wert ansehen. Die Störung die das Rauschen verursacht ist immer die Summe aller Rauschanteile im relevanten Frequenzbereich. Der pp-Wert ist ja das Meßergebnis, den will man also genau haben (berechnet durch das Oszilloskop). Das ergibt dann ja die Fehlergrenzen mit +/- 1/2 Vpp + Vnom = Vist(Referenz), bzs. +/-1/2Vpp = Rauschfehler der Spannungsreferenz. Somit kann man Referenzen selektieren. Oder gemessene Werte mit Datenblattangaben vergleichen (im Soll oder außerhalb der Spezifikation) u.s.w.u.s.f. Der Frequenzverlauf ist bei dieser Messung völlig egal, weil dieser am Oszilloskop nicht abgelesen werden kann. Theoretisch könnte das ein Spektumanalysator. Aber erstens ist der nicht das Thema, zweitens wird diese Information nicht benötigt (einem AD-Wandler ist das Spektrum wurscht der interssiert sich für pp, bzw. mit dem pp-Wert kann man genau ablesen wo das AD-Auflösungslimit liegt) und drittens haben Spektrumanalysatoren meines Wissens nach ein größeres Problem bei diesen Frequenzen. Der pp-Wert Detektor in AN124 war daher genau das was man wollte und konnte dann mit Multimeter ablesen. Heutzutage schaffen die Oszilloskope das aber selbst zu messen. Entweder automatisch oder manuell mit Cursor. Das Oszilloskopbild ist auch interessant, denn es zeigt wie das Verhältnis zwischen pp und rms ist. Sollte jemand einen Spektrumanalysator kennen, der 0,1-10 Hz kann darf er sich gerne bei mir melden. Dürfte aber in keinem Fall den 4-steilligen Euro Bereich verlassen.
Kai Klaas schrieb: >>Für eine ernsthafte Auswertung wird man das Rauschen auch eher >>aufzeichnen und etwa per FFT das Spektrum bestimmen, und nicht nur einen >>globalen RMS pder Peak-Reak Wert ansehen. > > Genau! Man verliert sonst erhebliche Information. Interessant wird dann > auch der direkte Vergleich der Spektren einmal mit kurzgeschlossenem > Eingang, bzw. nachgebildeter Quellimpedanz, und das andere Mal mit > angeschlossenem Meßobjekt. Dann muß daß Eigenrauschen des Verstärkers > auch nicht mehr deutlich kleiner sein als das des Meßobjekts. Das ist völlig ungenau und erfordert außerdem einen Spektrumanalysator. Wenn ich den pp-Wert der Messung habe und den pp-Wert des kurzgeschlossenen Verstärkers, kann ich den Wert ganz exakt berechnen. Und zwar umso genauer je geringer das Eigenrauschen ist. Mit pp-Werten könnte ich noch um 5% geänderten Rauschwert feststellen, das kannst Du mit einem Spektrumbild völlig vergessen. Gut, moderne Spektrumanalysatoren sind in der Lage das Spektrum auf einen pp-Wert zurückzurechnen. Damit sind sie aber auch nicht besser als ein Oszilloskop, das bei dieser pp-Ermittlung wohl auch genauer ist.
Frank schrieb: > Sollte jemand einen Spektrumanalysator kennen, der 0,1-10 Hz kann darf > er sich gerne bei mir melden. Dürfte aber in keinem Fall den > 4-steilligen Euro Bereich verlassen. Warum so kompliziert? Bei einer Bandbreite von 10Hz nimmt man einen Mikrocontroller mit FFT. Der langweilt sich dabei auch noch. Viele der niederfrequenten Spektrumanalysatoren/Dynamic Signal Analyzer, welche häufig bis etwa 100kHz gehen, basieren auf einer FFT. Erst die hochfrequenten Spektrumanalysatoren setzten auf klassische Mischer-/Oszillatorschaltungen und dergleichen. Edit: Ein HP 35660A kostet bei Singer etwa 2500€.
:
Bearbeitet durch User
Für den niederfrequenten Bereich macht man die Spektralanalyse üblicherweise per FFT. Viele DSOs können das bereits. Wenn man die Empfindlichkeit passend wählt sollte auch die oft nur 8 Bit Auflösung des DSOs kein Problems sein. Selbst bei billige USB DSOs gibt es teils mehr als 8 Bit Auflösung. Der Vergleich der Frequenzbereiche ist relativ einfach: von 1-10 Hz zu 0.1-1 Hz nimmt die Bandbreite um den Faktor 10 ab, dafür nimmt bei wirklich 1/f Rauschen sind Spannung um den Faktor 10 zu. Für das Integral kommt also bei ideal 1/f Rauschen genau das gleiche raus. Real ist es ggf. leicht anders weil man nicht genau 1/f hat. Die zunehmenden Impedanz des Kondensators sorgt dann bei niedrigen Frequenzen für eine höhere Wichtung des Stromrauschen. Für das Stromrauschen ist damit der Bereich 0.1-1 Hz dann 10 mal wichtiger sein als der von 1 - 10 Hz. Entsprechend muss man schon auf das Stromrauschen bei niedriger Frequenz achten. Der LT1028 ist optimal für etwa 300 Ohm Quellenwiderstand, bzw. etwa 1 KOhm verlustlose Impedanz. Für eine deutlich höhere Impedanz wäre ein hochohmigerer Verstärker (z.B. LT1037) besser, bei weniger Impedanz macht parallel schalten Sinn. Im Bereich des 1/f-Rauschens liegt die Übergangsfrequenz für das Stromrauschen um etwa den Faktor 70 höher als beim Spannungsrauschen. Entsprechend sollten da die Impedanzen um etwa den Faktor 70 niedriger liegen. Das heißt die Impedanz des Kondensators sollte wenn es geht unter etwa 15 Ohm liegen, damit der LT1028 passt. D.h. für 1 Hz sollten der Kondensator schon wenigstens 10 mF haben, wenn man den LT1028 sinnvoll nutzen will. Für den Bereich kleinerer Frequenzen, so ab etwa 0.4 Hz wäre wohl der LT1037 (oder ähnlich) besser geeignet. Mit einem nur 3 mF Kondensator wäre der LT1028 erst ab etwa 4 Hz passend, also keine gute Wahl für den Bereich 0,1 Hz - 10 Hz.
>Das ist völlig ungenau und erfordert außerdem einen Spektrumanalysator.
Jetzt mach aber mal einen Punkt! Du schnupperst gerade in ein
Themengebiet hinein, indem sich viele Poster hier seit Jahren bewegen.
Du stolperst von einem Fehler zum nächsten, ziehst Jim Williams, einen
der ganz ganz großen der Analogelektronik, ins Lächerliche und jetzt die
spektral aufgelöste Rauschmessung. Was bildest du dir eigentlich ein?
Man ist in der Regel nicht nur an einem integrierten Rauschen
interessiert, sondern auch an der Ursache des Rauschens (Popcorn-,
Schrot-, Shot- etc--noise.) und dazu ist die Kenntniß des Spektrums
notwendig, weil jedes Rauschen sein eigenes charakteristisches Spektrum
aufweist. Ein primitiver pp-Wert ist ein reiner Notbehelf und beinahe
völlig aussagelos. Und natürlich braucht man dafür einen
Spektrumanalysator bzw. eine Maschine die eine FFT durchführt. So what?
Christian L. schrieb: > Frank schrieb: >> Sollte jemand einen Spektrumanalysator kennen, der 0,1-10 Hz kann darf >> er sich gerne bei mir melden. Dürfte aber in keinem Fall den >> 4-steilligen Euro Bereich verlassen. > > Warum so kompliziert? Bei einer Bandbreite von 10Hz nimmt man einen > Mikrocontroller mit FFT. Der langweilt sich dabei auch noch. Viele der > niederfrequenten Spektrumanalysatoren/Dynamic Signal Analyzer, welche > häufig bis etwa 100kHz gehen, basieren auf einer FFT. Erst die > hochfrequenten Spektrumanalysatoren setzten auf klassische > Mischer-/Oszillatorschaltungen und dergleichen. > > Edit: Ein HP 35660A kostet bei Singer etwa 2500€. Sowas baut man eben nicht selber. Das ist ein Projekt für sich und man kommt nie zum eigenen Thema. Ich habe die Plots in meinen Artikeln mit einem Agilent 89441A gemacht. Der geht bis 10 MHz, mit uHertz Auflösung. Wenn man die HF-Box davon auch hat, kann er 10 MHz breite Fenster bis 2.5 GHz runtermischen. Wichtig sind die Optionen 2.Eingangskanal mit KreuzKorrelation, tiefer Speicher, Netzwerk-Interface, eigene Signalquelle. Er ist eigentlich für den Telekom-Markt gemacht worden und kann so ziemlich jede Handy-Modulationsart demodulieren. Darüber vergessen alle seine grundsätzlichen Fähigkeiten. Die Telekomfirmen sind jetzt alle mit 4G beschäftigt und brauchen dafür neues Spielzeug, deshalb sind genug davon zu haben. Schon die Erzeugung der Plots war ein Projekt für sich mit ziemlichem Umfang. FFTs haben eine lineare Frequenz- achse, deshalb kommt man mit einer FFT nicht weit wenn man 7 Dekaden von 0.1Hz bis 1MHz darstellen will. Man macht also 7 FFTs über je eine Dekade mit jeweils 100 oder 200 Punkten, liest die Spektren aus, korrigiert sie für die variable Bandbreite, sortiert sie zusammen, lernt GnuPlot aus einem C-Programm zu füttern und stellt fest, dass man nur noch mit Eclipse, gcc, gdb und QT-terminals zu tun hat. Und in LibreOffice sehen die erzeugten Bilder dann zu dünn, zu körnig aus oder können zwar auf dem Bildschirm dargestellt werden, aber man kann sie nicht drucken. Dabei ist embedded Postscript doch eigentlich sehr schön und die Hardware schon lange fertig. Immerhin braucht man sich nicht mit GPIB-Treibern zu beschäftigen. Man macht einfach auf 192.168.1.110 den Port 50?? auf und kann dort seine GPIB-Strings loswerden oder Antworten bekommen. Die Umgebung sieht dann etwa so aus: < https://picasaweb.google.com/lh/photo/3j3iLrjg2aeggKS227kkotMTjNZETYmyPJy0liipFm0?feat=directlink > Wenn man erst seinen Fourieranalyzer bauen will, wird das schnell hoffnungslos. Gruß, Gerhard
Kai Klaas schrieb: >>Das ist völlig ungenau und erfordert außerdem einen > Spektrumanalysator. > Jetzt mach aber mal einen Punkt! Du schnupperst gerade in ein > Themengebiet hinein, indem sich viele Poster hier seit Jahren bewegen. > Du stolperst von einem Fehler zum nächsten, ziehst Jim Williams, einen > der ganz ganz großen der Analogelektronik, ins Lächerliche und jetzt die > spektral aufgelöste Rauschmessung. Was bildest du dir eigentlich ein? Warum so unfreundlich? So erstens machen alle hier Fehler, deshalb weiß ich nicht was das soll. Zweitens hat Jim Williams bei der AN124 einfach eine schlechte und komplizierte Schaltung entwickelt. Oder gibt es jemand der was anderes behauptet? Insofern weiß ich jetzt gar nicht, was Du damit sagen möchtest? Ich habe keine Argumente dann werde ich unfreundlich? Die Spektralanalyse ist ungenauer als die Messung mit dem Oszilloskop. Das ist doch offensichtlich. Kannst Du mit dem Vergleich zweier Spektren sagen um wieviel das eine mehr rauscht als das andere? Habe ich bei einem 400 nVpp und beim anderen 458 nVpp, dann kann ich sagen das andere rauscht um 14,5% mehr. Oder kannst Du mir den nVpp Wert an einem Spektrum ablesen? Nein, eben. Also wieso Du Dich da jetzt aufregst ist mir nicht ganz klar. Wenn Du mir Gegenargumente brings höre ich Dir immer gerne zu. > Man ist in der Regel nicht nur an einem integrierten Rauschen > interessiert, sondern auch an der Ursache des Rauschens (Popcorn-, > Schrot-, Shot- etc--noise.) und dazu ist die Kenntniß des Spektrums > notwendig, weil jedes Rauschen sein eigenes charakteristisches Spektrum > aufweist. Sagen wir mal so, das Spektrum ist hilfreich in diesen Fallen. > Ein primitiver pp-Wert ist ein reiner Notbehelf Du hast das anscheinend nicht verstanden. Der pp-Wert ist das Rauschen. Das ist kein Notbehelf sondern das gesuchte Meßergebnis. > und beinahe völlig aussagelos. Das ist der Wert den wir mit dem Meßverstärker bestimmen wollen. Das Ziel unserer Bemühungen. Der Wert gibt das Rauschen an. Es ist die Aussage. >Und natürlich braucht man dafür einen > Spektrumanalysator bzw. eine Maschine die eine FFT durchführt. So what? Um ein Spektrum zu sehen ja, aber da sieht man in der Regel nichts spannendes. Ich sehe rumgerausche mit 1/f-Verteilung. Ich weiß also schon was ich sehe bevor ich überhaupt gemessen habe. Das Spektrum ist in diesem Fall belanglos weil ich mir Rauschen ansehe und das sieht halt eben immer wie Rauschen aus. Das Spektrum ist äußerst interessant, wenn ich Signale habe, aber nicht wenn mein Signal das Rauschen selbst ist. Was ich wirklich will ist das Gesamtrauschen in dem mich interessierenden Frequenzbereich zu messen. Der Titel des Themas, der Zweck der AN124, nur mal so nebenbei bemerkt. Und das Ergenis ist der Rauschwert e(n) = xy nVpp.
@ Gerhard Naja, ganz so schlimm ist es aber nicht. Erstens wird ja nur der Bereich bis 10Hz ggf. bis 100Hz benötigt. Zweitens muss es ja kein eigenständiges Gerät werden. Ein Frontend, welches die Daten aufnimmt und an den PC sendet reicht ja auch schon. Die Auswertung kann man heute bequem am PC machen. Somit reduziert sich der Aufwand auf den Aufbau der Eingangsstufe und der Übertragung der Daten. Im PC nimmt man dann einfach fertige Programme, wie Octave, Matlab, Scilab usw. Dass das alles sogar auf einem µC möglich ist, zeigen ja auch die vielen selbst gebastelten Audio Spektrumanalyzer. branadic und Frank K. haben das hier: Beitrag "Audio Spektrum Analysator" bis 100kHz umgesetzt. Also mit einer 1.000-10.000 fach höheren Bandbreite als hier gefordert. Klimmzüge, wie jede Dekade einzeln aufnehmen und die Daten durch etliche Programme zu schleusen sind nicht nötig. Das Geräte, wie das HP 35660A, so teuer sind, liegt auch an der Zeit in der sie entstanden sind. Im Service Manual vom HP 35660A, was ich hier habe, steht Revision Date: October 1, 1988. Damals war der nötige Speicher noch teuer. Auch die Rechenleistung musste man sich damals teuer erkaufen. Heute schaffen das etliche low cost Boards mit links (Raspberry Pi, Beaglebone, Stm32 ...)
:
Bearbeitet durch User
>So erstens machen alle hier Fehler, deshalb weiß ich nicht was das soll. >Zweitens hat Jim Williams bei der AN124 einfach eine schlechte und >komplizierte Schaltung entwickelt. Oder gibt es jemand der was anderes >behauptet? Mensch Frank, du hast doch überhaupt keine Ahnung, WARUM Jim Williams die Schaltung genau so ausgelegt hat, oder? Hast du mit ihm darüber diskutiert? Ich habe mehrfach versucht darzulegen, warum die Bauteilewahl Sinn machen könnte. Aber du hast so wenig Respekt, daß du ihn als Schwachkopf hinstellst. Und das geht einfach zu weit. >Die Spektralanalyse ist ungenauer als die Messung mit dem Oszilloskop. >Das ist doch offensichtlich. Siehst du, du hast eben keine Ahnung! Denkst du, daß die wissentschaftlichen Publikationen die Rauschspektren aus Langeweile abdrucken, so nach dem Motto, jetzt haben wir uns da teuere Teil für paar tausend Euro gekauft, jetzt wollen wir auch ne Messung damit machen? Denk mal drüber nach und lies dich in die Materie ein. Nur so als Tipp: Man kann ganze Diplomarbeiten über die Analyse von Rauschspektren schreiben... >Du hast das anscheinend nicht verstanden. Der pp-Wert ist das Rauschen. >Das ist kein Notbehelf sondern das gesuchte Meßergebnis. Und du hast anscheinend nicht verstanden, daß du den pp-Wert garnicht einfach ablesen kannst, weil er einer komplizierten Statistik folgt. Jim Williams hat deshalb einen aufwendigen noise-to-noise-peak-detector gebaut. Hst du überhaupt begriffen, warum?? Ach so, Entschuldigung, Jim Williams ist ja nur ein Schwachkopf... Wie ist der pp-Wert beim Rauschen definiert? Beim Gaußschen Rauschen ist das Verhältnis von Spitzenwert und Effektivwert so definiert: Es sei der C.F. (crest factor) der Quotient aus Spitzenwert und Effektivwert, dann ist q der Bruchteil der Zeit, während dessen größere Peaks beobachtet werden können: C.F. q 1 32% 2 4,6% 3 0,37% 3,3 0,1% 3,9 0,01% 4 63ppm 4,4 10ppm 4,9 1ppm So, üblicherwiese wird die Messung so gemacht, daß man "genügend lange" auf den Bildschirm des Oszis starrt, einen Maximalwert Vp bestimmt und diesen durch 3,3 teilt. Bei einem abgelesenen Vpp-Wert teilt man durch 6,6. Damit erhält man den "Effektivwert". Diese Prozedur ist aber höchst ungenau, weil es einen Maximalwert Vp überhaupt garnicht gibt. Es hängt vom Beobachtungszeitraum ab, welchen Maximalwert man findet. Deswegen ist ein pp-Wert für das Rauschen eine höchst ungenaue Angabe. >Um ein Spektrum zu sehen ja, aber da sieht man in der Regel nichts >spannendes. Jemand der keine Ahnung hat, sieht natürlich nichts... Frank, du ahnst ja nicht einmal, wovon du keine Ahnung hast. Also sei einfach mal ein wenig respektvoller.
Die Schaltung aus AN124 hat schon was für sich, wenn man den Kondensator zur Kopplung kleiner wählen muss, oder mit der Frequenz noch weiter runter geht, bis z.B. 0.01 Hz. Da muss man ggf. nur den Widerstand nach Masse anpassen. Die ganz tiefen Frequenzen übernimmt halt der LT1012, der da auch eine gute Wahl ist. Die höheren Frequenzen übernehmen die JFETs, die da ggf. auch besser als der LT1012 sind. Ob sich der Aufwand für den Geteilten Verstärker wirklich lohnt ist aber eine andere Sache. So schlecht ist der Verstärker für eine hochohmige Quelle (z.B. 10 K) nicht. Ich sehe es aber auch so, dass sie Schaltung nicht die beste Wahl ist. Beim Peak to Peak Wert kriegt man ggf. eine hohe Auflösung, wenn man mit dem DMM und analoger Schaltung misst, aber der abgelesene Wert wird recht heftig schwanken. Mit einmal ablesen ist es auch da nicht getan.
Christian L. schrieb: > Frank schrieb: >> Sollte jemand einen Spektrumanalysator kennen, der 0,1-10 Hz kann darf >> er sich gerne bei mir melden. Dürfte aber in keinem Fall den >> 4-steilligen Euro Bereich verlassen. > > Warum so kompliziert? Bei einer Bandbreite von 10Hz nimmt man einen > Mikrocontroller mit FFT. Der langweilt sich dabei auch noch. Super da kann ich ja auch das FFT vom Oszilloskop ansehen, da brauche ich mir doch nicht eine Extra Schaltung bauen, die das gleiche tut. > Viele der > niederfrequenten Spektrumanalysatoren/Dynamic Signal Analyzer, welche > häufig bis etwa 100kHz gehen, basieren auf einer FFT. Was sie dann sinnlos macht. Wenn möchte ich schon einen richtigen Spektrumanalysator. > Erst die > hochfrequenten Spektrumanalysatoren setzten auf klassische > Mischer-/Oszillatorschaltungen und dergleichen. Gut da habe ich mich unklar ausgedrückt. Nur so etwas verstehe ich unter einem Spektrumanalysator. > Edit: Ein HP 35660A kostet bei Singer etwa 2500€. Mit dem HP 35660A könnte ich das sehen, weil dieser in einem sehr niedrigen Frequenzbereich arbeitet. Mit FFT? Dann ist es sinnlos. Ohne FFT okay das ware interessant, ich kaufe mir aber keinen zweiten Spektriumanalysator deswegen. Der eigentliche Punkt ist eben der, daß ich das Oszillogramm sehen möchte und den pp-Wert messen mit einem Multimeter (deshalb die Spitzenwerterfassungsschaltung in AN124). Die Spitzenwerterfassung kann man sich sparen, weil es inzwischen das Oszilloskop kann, wie ich bereits schrieb. Aber dieses Missverständnis ist ein guter Punkt. Viele gehen hier anscheinend von einer Signalquelle aus. Es gibt aber keine Signalquelle. Bzw. wir wollen die Rauschquelle messen. Jetzt kommt die interessante Frage: Wie hoch ist eigentlich der Quellwiderstand? Die Rauschquelle hat einen Widerstand von 0 Ohm (bzw. das Kabelstück natürlich, also im Milliohmbereich). Das DC-Signal hat einen Innenwiderstand Rq. Dieser Innenwidertand gilt für das Quellsignal eben DC. Gehe ich auf 0,001 Hz ist die DC- Quelle weg (weil DC). Wieso sollte der Innenwiderstand dann bleiben? Der Innenwiderstand ist kein Bauelement, sondern eine Näherung des Regelungsverhaltens unserer DC-Quelle. Das Regelungsverhalten wird durch U/I=R modelliert. Bei einer eingeprägten Spannung ist das einfach. Ich präge eine Spannung auf den Regler ein, der kann nicht schnell genug regeln und dadurch verbleibt ein Rest an eingeprägter Spannung den man genau mit dem Widerstand RQuelle modelliert. Wenn jetzt aber ein Strom eingeprägt wird, was passiert dann? Nach Modell fließt er durch Rquelle und erzeugt daran eine Spannung Ueingeprägt. Aber das Modell trifft dann ja nicht zu. Der Strom fließt. Die Spannung muß nicht geregelt werden. Insofern gibt es auch keinen Widerstand der die Regelungsträgheit simuliert. Dadurch kein Rinnen und keine Uinnen. Das Modell reicht nicht mehr aus, man muß die reale Schaltung nehmen. Und was stellen wir dann fest. Der Quellwiderstand ist im höchsten Maße Stromabhängig. Wenn er also bei einem Strom von 1 mA 1000 Ohm beträgt, dann beträgt er bei unserem kleinem Rauschstrom von 1pA vielleicht nur 1 Ohm oder 50 mOhm. Sprich der DC-Quellwiderstand ist für Rauschstrombetrachtungen nicht anzuwenden, denn er gilt für große Ströme, bzw. ist stromabhängig, gerade bei den Quellen die wir untersuchen. Es ist in der Regel also so, daß ich eine Quelle mit einem nominellen Innenwidertsand von 1000 Ohm habe, für den Rauschstrom aber - weil er so klein ist - gilt dieser "Großsignalinnenwiderstand" nicht und man müßte den entsprechenden Kleinsignalinnenwidertsand nehmen. Ich vermute sogar, daß es bei der Spannung genauso ist. Ein angegebener Innenwiderstand gilt nur für einen genau definierten "Großsignalspannungshub". Ein Kleinsignalspannungshub wird einen wesentlich kleineren Innenwiderstand haben. Das ganze ware auch leicht zu messen. Ich messe die Ausgangsspannung. Dann schließe ich einen Widerstand an, so daß 1pA o.ä. fließt (in der Größenordnung die mich interessiert). Ich messe dann den Spannungsunterschied. Hm setzt natürlich hohe Genauigkeit voraus, also es ist nicht leicht, aber es ist meßbar. Dazu kommt noch die Frequenzabhängigkeit des Quellenwiderstandes. Jedenfalls kann man davon ausgehen, daß der "Kleinsignalinnenwiderstand" unter dem "Großsignalinnenwiderstand" liegt. Auf unseren Meßverstärker bezogen dürfen wir immer nur diesen "Kleinsignalinnenwiderstand" heranziehen.
Kai Klaas schrieb: >>So erstens machen alle hier Fehler, deshalb weiß ich nicht was > das soll. >>Zweitens hat Jim Williams bei der AN124 einfach eine schlechte und >>komplizierte Schaltung entwickelt. Oder gibt es jemand der was anderes >>behauptet? > Mensch Frank, du hast doch überhaupt keine Ahnung, WARUM Jim Williams > die Schaltung genau so ausgelegt hat, oder? Hast du mit ihm darüber > diskutiert? Ich habe mehrfach versucht darzulegen, warum die > Bauteilewahl Sinn machen könnte. Aber du hast so wenig Respekt, Warum er die Schaltung so ausgelegt hat? Ich will da nicht Spekulieren, ich habe ja schon ein paar Theorien genannt, daß er bestimmte Dinge übersehen hat. Ob es diese waren oder andere ist auch egal. Und selbst wenn Linear unbedingt mehr Bauteile von jenem Typ als von einem anderen drin haben wollte spielt das keine Rolle. Die Brauchbarkeit der Schaltung für den Anwendungszweck (160 nVpp) ist nicht gut und der Aufwand für diese schaltung ist unnötig hoch. Und sonst gibt es auch nichts positives daran, auch der Platinenplatz ist schlechter als bei vergleichbaren Schaltungen. Sicher gibt es viele, die das noch schlechter machen, deren Schaltung gar nicht funktioniert oder schwerwiegende Männgel aufweist. Die AN124 funktioniert wohl, ausprobiert hats anscheinend noch keiner, aber gehen wir mal davon aus. Und sie hat auch keine schweren Mängel. Behaupte ich jetzt einfach mal. Unter allen funktionierenden und mängelfreien Schaltungen ist sie aber die schlechteste die ich bisher gesehen habe. >daß du ihn als Schwachkopf hinstellst. Und das geht einfach zu weit. Ich stelle ihn doch nicht als Schwachkopf hin. Ich kritisiere seine Schaltung und dessen Ergebnisse. Und das auch nur, weil es eine offizielle Applikationsschrift von Linear ist. Ich meine immerhin schadet er damit dem Ansehen von Linear. Stell Dir vor, einer von AD macht eine Applikationsschrift mit dem AD797 oder den AD4898 und sagt so hier ist die einfach Schaltung mit zwei OPs, die hat 75nVpp, kostet weniger und überhaupt kauft Analog Devices Teile die sind besser. Linear hätte zwar den LT1028 und vielleicht kommt der sogar auf bessere 65 nVpp (alle Werte nur für dieses Gedankenspiel erfunden). Aber da dieser nicht in AN124 verwendet wurde ist es ja nichts damit. >>Die Spektralanalyse ist ungenauer als die Messung mit dem Oszilloskop. >>Das ist doch offensichtlich. > > Siehst du, du hast eben keine Ahnung! Denkst du, daß die > wissentschaftlichen Publikationen die Rauschspektren aus Langeweile > abdrucken, so nach dem Motto, jetzt haben wir uns da teuere Teil für > paar tausend Euro gekauft, jetzt wollen wir auch ne Messung damit > machen? Denk mal drüber nach und lies dich in die Materie ein. Nur so > als Tipp: Man kann ganze Diplomarbeiten über die Analyse von > Rauschspektren schreiben... Die null interessieren, wenn das nicht der gesuchte Wert ist. > >>Du hast das anscheinend nicht verstanden. Der pp-Wert ist das Rauschen. >>Das ist kein Notbehelf sondern das gesuchte Meßergebnis. > > Und du hast anscheinend nicht verstanden, daß du den pp-Wert garnicht > einfach ablesen kannst, weil er einer komplizierten Statistik folgt. Jim > Williams hat deshalb einen aufwendigen noise-to-noise-peak-detector > gebaut. Hst du überhaupt begriffen, warum?? Ich habe doch geschrieben warum er das gemacht hat, um Dir zu erklären worauf es ankommt. > Ach so, Entschuldigung, Jim Williams ist ja nur ein Schwachkopf... Meinst Du? Ich ware da vorsichtig. > So, üblicherwiese wird die Messung so gemacht, daß man "genügend lange" > auf den Bildschirm des Oszis starrt, einen Maximalwert Vp bestimmt und > diesen durch 3,3 teilt. Bei einem abgelesenen Vpp-Wert teilt man durch > 6,6. Damit erhält man den "Effektivwert". Nein. Der RMS-Wert ist erstmal sekundär. Primär interssiert der pp-Wert und den zeigt das Oszilloskop direkt an. Ich schau also drauf und lese den Wert ab. Das habe ich aber bereits beschrieben. Den RMS-Wert - falls uns dieser überhaupt interessiert - zeigt das Oszilloskop auch direct an. Gut ein älteres Modell da wird es schwieriger, da muß man eben den Cursor positionieren und schätzen, ist aber auch ok. > Diese Prozedur ist aber höchst ungenau, weil es einen Maximalwert Vp > überhaupt garnicht gibt. Es hängt vom Beobachtungszeitraum ab, welchen > Maximalwert man findet. Deswegen ist ein pp-Wert für das Rauschen eine > höchst ungenaue Angabe. Der Beobachtungszeitraum ist auf 10 Sekunden festgelegt bei einer Zeitbasis von 1s. Das ist die Meßvorschrift mit der alle diese Rauschwerte vergleichbar bleiben. >>Um ein Spektrum zu sehen ja, aber da sieht man in der Regel nichts >>spannendes. > Jemand der keine Ahnung hat, sieht natürlich nichts... > > Frank, du ahnst ja nicht einmal, wovon du keine Ahnung hast. Also sei > einfach mal ein wenig respektvoller. Du meinst Du behauptest ich hätte keine Ahnung und darfst dann auf Argumente verzichten. Hey selbst wenn ich keine Ahnung hätte, könnte ich hier was sagen und fragen, dafür ist ein Forum ja auch da. Also was kann ich jetzt am Sprektrum ablesen? Das mein gemessener Wert von 276 nVpp doch eher 279 nVpp ist? Solange ich da nicht z.B. einen Peak bei genau 8,85 Hz sehe ist mir das völlig egal. Aber selbst wenn ich einen sehe, dann habe ich auch nur eine Zusatzinformation. An meinem Meßwert ändert das gar nichts. Und bzgl. Ahnung, ich würde da lieber nicht mit Steinen schmeissen ... Okay, ich glaube wir redden aneinander vorbei. Alles was ich sage bezieht sich auf das Thema "Meßverstärker für 0,1-10 Hz Rauschen für Oszilloskop für die Messung an Spannungsreferenzen" oder auch genau die Aufgabenstellung von AN124. Ich glaube Du willst mir nur darlegen wie nütlich im allgemeinen ein Spektrum ist. Wie ich schon sagte, bei Signalen ist es oftmals hifreich, bei Nichtsignalen nicht. Nachdem wir das eigentlich durch haben willst Du mir jetzt erläutern, daß man aber auch bei Nichtsignalen interessante Sachen in einem Spektrum sehen kann. Ja mag sein, aber ich will nichts sehen, ich brauch den maximalen Fehlerwert meiner Spannungsreferenz. Und dabei ist es mir völlig egal ob das a,b,c-Rauschen ist oder sogar eine Störoszillation bei 8,8 Hz. Der Spannungsfehler der sich daraus ergibt ist das was man mißt und wissen will. Das ist die Definition dieser Aufgabe. Sollte ich weitergehende Ambitionen haben und mich in die Erforschung der Ursachen der Unzulänglichkeiten einzuarbeiten, dann kann ein Spektrum sehr nützlich sein. Aber eben für diese Aufgabe und nicht für die Aufgabe den En-Wert zu ermitteln. Übrigens gibt es einen guten Grund, warum in allen Publikationen wie z.B. Datenblättern immer ein Oszilloskopbild verwendet wird und nie ein Spektrum. Sollte Dir zu denken geben. Ganz abgesehen von den En-Werten die in den Datenblättern stehen. Also wenn ich jetzt ein Datenblatt für irgendeine Schaltung erstellen will, dann mache ich die beschriebene Messung und schreibe den En-Wert rein. Vielleicht hänge ich noch ein Oszilloskopbild rein vom Störspannungsverlauf. Aber ich werd sicher kein Spektrum angeben.
Ulrich H. schrieb: > Beim Peak to Peak Wert kriegt man ggf. eine hohe Auflösung, wenn man mit > dem DMM und analoger Schaltung misst, aber der abgelesene Wert wird > recht heftig schwanken. Mit einmal ablesen ist es auch da nicht getan. So stark schwankt er nicht, aber er schwankt natürlich. Es ist eben ein statistischer Meßwert, weil die Meßgröße statistisch ist. Das Schwanken ist kein Meßfehler an sich wie Du ja weißt. Insofern kann man dann n-Ergebnisse mitteln und so seine Genauigkeit steigern. Be meinen Messungen war die pp-Schwankung im Bereich von so +/-10%, das deckt sich mit dem was Anja berichtet hat. Und das wohlgemerkt auf dem niedrigen Eigenrauschwert des Verstärkers. Dabei ist es so, daß es meinstens so +/-2-5% schwankt über mehrere 10s-Fenster und dann kommt ab und zu mal eine größere Abweichung die dann für die beschriebenen +/-10% sorgen. Mit theoretisch unendlich langer Messung bekommt man einen unendlichen pp-Wert deshalb erfolgt die Messung immer nur über ein 10s-Zeitfenster.
Die Rauschspektren sind schon aussgekräftiger als nur die Peak-Peak Werte. Die Peak to Peak Werte hängen z.B. vom betrachteten Frquenzband ab, und die 0,1 Hz - 10 Hz ist nur ein möglicher Bereich, den man eher wegen relativ guten Messbarkeit gewählt hat und heute dabei bleibt um mit alten Daten vergleichbar zu bleiben. Ohne Wissen über das Rauschspektrum lassen sich die Werte nicht einfach auf einen anderen Bereich übertragen. Die Rauschspektren lassen sich dagegen auch vergleichen wenn der eine von 0.001 Hz- 1 Hz und der andere von 0.1 - 1000 Hz gemessen hat. Die für die Anwendung später relevanten Frequenzen sind oft auch nicht gerade 0.1 - 10 Hz. Die Beobachtung des Rauschens im Zeitbereich macht auch schon Sinn, um so etwas wie Flicker Rauschen zu erkennen. Mit viel Übung kann man ggf. auch von der Kurvenform zwischen weißem und mehr 1/f rauschen unterscheiden. Signal und Rauschen muss man nicht Unterscheiden. Für einen Verstärker zur Rauschmessung ist halt das Rauschen des Testobjektes das Signal. Die Stärke des Rauschens pro Frequenzinterval, also das was man beim Rauschspektrum bestimmt, hat sogar mit Rauschleistungsdichte einen eigenen Namen. Bei der Impedanz der Quelle hat man schon eine Impedanz als Funktion der Frequenz. Gerade bei geregelten Schaltungen ist dabei die AC Impedanz eher größer als der DC Wert, bzw. bei den sehr kleinen Frequenzen die hier Betrachtet werden wird man den gleichen Wert erwarten - für die üblichen OPs geht DC halt oft bis etwa 1-100 Hz, darunter für die DC Verstärkung erreicht. Die Unterscheidung nach Kleinsignal- und Großsignal Impedanz kann richtig sein, aber so groß sind die Unterschiede meist nicht. Insbesondere die Annahme dass die Impedanz mit der Amplitude quasi beliebig abnimmt ist extrem unwahrscheinlich (wenn nicht unmöglich) - eher hat man ein umgekehrtes Verhalten, das die Impedanz zu großen Amplituden leicht abnimmt. Für kleine Amplituden (und damit für das Rauschen) geht man von einem linearen System aus, und damit einer von der Amplitude unabhängigen Impedanz.
>Nein. Der RMS-Wert ist erstmal sekundär. Es geht nicht um den Effektivwert, sondern darum, daß überhaupt kein Vpp-Wert, also solcher, existiert. Er hängt vom Beobachtungszeitraum ab. Und nein, das hat mit den 10 Sekunden nichts zu tun. >Primär interssiert der pp-Wert und den zeigt das Oszilloskop direkt an. So, welchen denn? Ist denn das immer der gleiche?? Oder variiert er von Messung zu Messung? Welchen nimmst du denn dann? >Der Beobachtungszeitraum ist auf 10 Sekunden festgelegt bei einer >Zeitbasis von 1s. Das ist die Meßvorschrift mit der alle diese >Rauschwerte vergleichbar bleiben. Ja, weil man durch das Zeitfenster von 10sec eine zusätzliche Hochpassfilterung bei rund 0,1Hz erzielen will. Spart ein zusätzliches RC-Glied ein. Mit der Statistisk des Gaußschen Rauschens hat das nichts zu tun. Übersetzt auf diese Messung bedeutet die Statistik, daß du die 10sec Messung öfter wiederholen mußt. Und dann mußt du die oben aufgeführte Gesetzmäßigkeit beachten. Anders ausgedrückt: Bei jeder einzelnen 10sec Messung wirst du einen anderen Vpp-Wert feststellen. Die Verteilung der einzelnen Vpp-Werte folgt der oben zitierten Statistik. Wenn du die Messung nur beliebig lange wiederholst, wirst du beliebig große Abweichungen des Vpp-Wertes nach oben feststellen. Und dann wirst du dich fragen, welchen dieser Meßwerte du nun nehmen mußt. Wieder hilft dir die oben zitierte Statistik dabei. Der Vpp-Wert einer Einzelmessung ist dagegen völlig wertlos. >Übrigens gibt es einen guten Grund, warum in allen Publikationen wie >z.B. Datenblättern immer ein Oszilloskopbild verwendet wird und nie ein >Spektrum. Sollte Dir zu denken geben. Ganz abgesehen von den En-Werten >die in den Datenblättern stehen. Das ist einfach nur Tradition. Erst das Spektrum zeigt die Feinheiten. Einige Hersteller zeigen auch das Spektrum bis 0,1Hz hinunter an.
:
Bearbeitet durch User
Ulrich H. schrieb: > Die Rauschspektren sind schon aussgekräftiger als nur die > Peak-Peak > Werte. Die Peak to Peak Werte hängen z.B. vom betrachteten Frequenzband > ab, und die 0,1 Hz - 10 Hz ist nur ein möglicher Bereich, den man eher > wegen relativ guten Messbarkeit gewählt hat und heute dabei bleibt um > mit alten Daten vergleichbar zu bleiben. Ohne Wissen über das > Rauschspektrum lassen sich die Werte nicht einfach auf einen anderen > Bereich übertragen. Das ist vollkommen richtig. Der typische Anwendungsfall sind hochgenaue Messungen. Dazu braucht man einen AD-Wandler. Um die Enob zu berechnen, braucht man den pp-Wert des Rauschens der Spannungsreferenz. Meistens liegen diese Wandler bei 0,1-10 Hz. Es gibt auch schnellere Wandler, nur ist es da moistens so, daß deren Auflösung dann auch limitiert ist, so daß es auf das Rauschen der Spannungsquelle nicht mehr ankommt. Aber wenn man irgendwie bei einer anderen Frequenz den Wert wissen will braucht man einen Meßverstärker der in diesem Bereich verstärkt um diesen pp-Wert zu ermitteln. Wie gesagt, moderne und leistungsfähige Spektrumanalysatoren können den pp-Wert auch berechnen in dem sie näherungsweise über das Spektrum integrieren. Allerdings ist da ein Fehler der Näherung, den es beim Oszilloskop nicht gibt und ich bezweifle ich, daß diese rauscharm genug sind. Wie wir ja festgestellt haben funktionieren die Spektrumanalysatoren nur im kHz-Bereich und darüber. Drunter gibts FFT und da ist es ziemlich mau bei solch niedrigen Rauschwerten im Zeitbereich. Oder extreme teuer. Oder eben doch ein Exemplar was in diesem Bereich mit Multiplikator arbeitet. Wie auch immer ich brauche einen möglichst genauen Meßverstärker in diesem Bereich um den pp-Wert zu ermitteln. Und den werde ich mir eben selber bauen. Vielleicht erweitere ich ihn spatter mal wie Gerhard Hoffmann noch für andere Spektren. Aber erst mal will ich den 0,1-10 Hz Bereich zum laufen bekommen. > Die Rauschspektren lassen sich dagegen auch vergleichen wenn der eine > von 0.001 Hz- 1 Hz und der andere von 0.1 - 1000 Hz gemessen hat. Die > für die Anwendung später relevanten Frequenzen sind oft auch nicht > gerade 0.1 - 10 Hz. Da hilft mir der Spektrumanalysator auch nichts, wenn mein Meßverstärker die Bandbreite beschränkt. Klar man kann so einen bauen wie Gerhard Hoffmann. Dann kann man den Frequenzbereich auswählen. Aber dann habe ich auch einen anderen pp-Wert und somit die selbe Information. > Signal und Rauschen muss man nicht Unterscheiden. Für einen Verstärker > zur Rauschmessung ist halt das Rauschen des Testobjektes das Signal. Die > Stärke des Rauschens pro Frequenzinterval, also das was man beim > Rauschspektrum bestimmt, hat sogar mit Rauschleistungsdichte einen > eigenen Namen. Ja und Vpp ist der gleiche Wert. Das ist die Rauschdichte über den betrachteten Frequenzbereich. Also das Integral über das Spektrum. Für kleine Amplituden (und > damit für das Rauschen) geht man von einem linearen System aus, und > damit einer von der Amplitude unabhängigen Impedanz. Darum geht es mir ja genau, denn das man davon ausgeht ist ja nicht richtig, weil das Modell da nicht mehr gilt. Mir ist das aufgefallen, als ich bei einem Baustein nämlich zwei Impedanzangaben fand, und deren Unterschied war deutlich (10 mal geringere Impedanz bei 1/5 der Stromstärke). Sicher hängt der Wert von der jeweiligen Schaltung ab. Jedenfalls ist die Verwendung von Rinnen bei einem bestimmten Stromwert der praktisch immer groß ggü. unseren Strömen ist alles andere als vernachlässigbar. Diese ganze Diskussion mit Spektren ist aber völlig daneben gelaufen. Es ging ja darum, daß der Vpp-Wert des Meßverstärkers das Qualitätskriterium des Meßverstärkers ist. Je weniger desto besser, den um so geringeres Rauschen kann ich messen und umso genauer ist mein Verstärker.
Kai Klaas schrieb: > Und nein, das hat mit den 10 Sekunden nichts zu tun. Natürlich. Bei Deinem Spektrumanalysator hast Du auch alle 10 Sekunden ein anderes Spektrum. Und welches nimmst Du jetzt? Das ist doch kein Problem der Meßmethode. Auf was willst Du hinaus? Ein Spektrumanalysator existiert nicht. Ich habe keinen für diesen Bereich. Und wenn ich einen hätte ware er vmtl. nicht genau genug (falls FFT-basiert). Ich geb ein bißchen Geld aus, hab ein bißchen Spaß beim entwickeln und bauen und dann hoffentlich einen tollen Meßverstärker, der genau das liefert was ich brauche.
Mach mal hintereinander mindestens 30 Vp-Einzelmessungen über jeweils 10 sec und veröffentliche hier die Werte. Verwerfe dabei keinen einzigen der Meßwerte! Und dann lass uns darüber diskutieren, welchen Vp-Wert wir letztlich als Ergebnis der Messung nehmen.
Die Spektralanalyse per FFT ist nicht per se ungenauer als klassisch mit durchstimmbarem Empfänger. Das sind einfach verschiedene Arten der Implementierung, die unterschiedliche Limitierungen habe: Klassisch geht nicht gut bei niedrigen Frequenzen, weil da die Messzeit einfach zu lang wird oder die Auflösung zu klein. Das ist ein prinzipielles Limit, weil man auf das Einschwingen des Filters warten muss. Vor allem wenn man eine hohe Auflösung haben will wird es zu niedrigen Frequenzen einfach unpraktisch. Unter etwa 10 Hz ist klassisch fast nicht möglich und wohl ein Grund dass sich das Rauschen im Zeitbereich in Datenblatt etabliert hat - einfach weil man das Spektrum so schlecht bestimmen konnte Die FFT analyse geht dagegen nicht so gut bei hohen Frequenzen, weil die ADCs dafür nicht so gut sind. Hier ist das Limit mehr ein technologisches, und man kann heute auch bis in den GHz Bereich Spektralanalyse per FFT machen - ggf. mit etwas weniger Dynamik, dafür aber sehr guter Auflösung bei der Frequenz. Bei niedrigerer Frequenz (so ab 1 MHz) wird man mit der FFT Methode auch bei der Dynamik ggf. besser als Klassisch. Da schlägt dann einfach zu dass man per FFT alle Frequenzen gleichzeitig misst. Für die Rauschmessung sind die Anforderungen ohnehin recht gering - da reicht oft auch die FFT mit einem 8 Bit DSO schon aus. Auch da hat man Schwankungen zwischen einzelnen Durchläufen - allerdings mit sehr gutmütiger Verteilung, so dass man einfach mitteln kann. Was man spezielle für die Rauschmessung braucht ist eigentlich nur der Verstärker, der nicht wesentlich mehr rauscht als das zu untersuchende System. Wenn man selbst für die kleinen Amplituden des Eigenrauschens ein System schon nicht mehr als linear betrachten kann, wird es mit der Behandlung schwierig - ich wüsste jetzt da auch kein Beispiel wo man daran zweifeln muss. Das Modell mit einem Innenwiderstand ist schon richtig - das mit der Rauschquelle parallel zur DC Quelle ist dagegen offensichtlich falsch, weil in sich inkonsistent. Eine Kleinsignal-Impedanz abhängig vom Strom kennt man von Diode - aber: da hängt die Impedanz vom DC (Bias) Strom ab, und mit weniger Strom steigt die Impedanz. Ich fürchte die kleine Impedanz für das Rauschen ist Wunschdenken. Was sind denn das für ominöse nichtlineare Teile ?
Ulrich H. schrieb: > Für die Rauschmessung sind die Anforderungen ohnehin recht gering - da > reicht oft auch die FFT mit einem 8 Bit DSO schon aus. Auch da hat man > Schwankungen zwischen einzelnen Durchläufen - allerdings mit sehr > gutmütiger Verteilung, so dass man einfach mitteln kann. Was man > spezielle für die Rauschmessung braucht ist eigentlich nur der > Verstärker, der nicht wesentlich mehr rauscht als das zu untersuchende > System. Die Anforderungen sind sehr hoch. Eine FFT ist nichts anderes als ein Signal im Zeitbereich zu digitalisieren (genau wie ein Oszilloskop). An diesem Punkt habe ich schon das Gesamtsrauschen gemessen. Es jetzt noch mal per FFT in den Frequenzbereich zu übertragen und danach wieder fehlerbehaftet integrieren (wegen der nicht infinitesimalen Bandbreite) nur um auf einen Wert zu kommen, den man schon längst hat macht doch keinen Sinn. Und ist, wie ich schon sagte wegen der nicht fehlerfreien Mehrfachtransformation ungenauer. > Wenn man selbst für die kleinen Amplituden des Eigenrauschens ein System > schon nicht mehr als linear betrachten kann, wird es mit der Behandlung > schwierig - ich wüsste jetzt da auch kein Beispiel wo man daran zweifeln > muss. Ich bin ja gar nicht im Arbeitspunkt für den der Widerstand gültig ist. Der Arbeitspunkt ist z.B. gültig bei 5 mA und 5 Volt. Ich bin aber beim Arbeitspunkt 100 pA und 5 Volt. Oder von mir aus ist der Arbeitspunkt bei 20 nA und bewege mich da +/-100pA rum, wegen dem Kondensator, aber jedenfalls bin ich nicht im angegebenen Arbeitspunkt. Den könnte ich zwar herstellen, aber damit verspiele ich ggf. einen Vorteil und handle mir mehr Rauschen ein für die Schaltung zur Arbeitspunkteinstellung (ein Widerstand, aber der erzeugt ja zusätzliches Rauschen). > Das Modell mit einem Innenwiderstand ist schon richtig Ja das Modell ist richtig, aber nur dann, wenn man den Innenwiderstand als Funktion von Typ, Frequenz und Strom behandelt. Ihn als einen konstanten reelen Wert zu betrachten ist sicher häufig ausreichend. In unserem Fall aber sicher nicht. Denn wir haben keinen Widerstand. Der Widerstand ist nur eine Abstraktion der komplexen Innenschaltung und gilt normalerweise nur für genau ein Paar aus Spannung und Strom. Also Innenwiderstand = 0,5 Ohm bei I=3 mA und V=5Volt, so steht es ja auch in den Datenblättern. Für die Rauschstrombetrachtung ist das aber nicht mehr ausreichend, weil ja I um zig Zehnerpotenzen davon abweicht. Selbst ein Widerstand als Bauelement ist schon über mehrere Zehnerpotenzen nicht linear. Wie ist das erst bei einer komplexen aktiven Schaltung? Der Widerstand ist auch kein Widerstand sondern eben eine Impedanz. Insofern ist das Verhalten ganz erheblich davon abhängig, ob ich eine Spannung oder einen Strom einpräge. Ich habe in beiden Fällen einen anderen Innenwiderstand vorliegen. Nimm mal einen Spannungsregler, der regelt Spannungsänderungen gut und hat dabei einen kleinen Innenwiderstand. Bei Stromregelungen ist er nicht so gut und hat einen größeren Innnenwiderstand. Entweder man gibt zwei Innenwiderstände an oder eine (etwas) kapazitive oder induktive Impedanz. Beim Sschaltregler ist es umgekehrt. Man kann in solchen Fällen das eben nicht mehr vernachlässigen und muß die Einzelschaltung betrachten. Aus dem LD1117 Datenblatt von Philips war das auch gut ersichtlich. - das mit > der Rauschquelle parallel zur DC Quelle ist dagegen offensichtlich > falsch, weil in sich inkonsistent. Was wir ja schon längst geklärt haben. Kai Klaas schrieb: > Mach mal hintereinander mindestens 30 Vp-Einzelmessungen über jeweils 10 > sec und veröffentliche hier die Werte. Verwerfe dabei keinen einzigen > der Meßwerte! Und dann lass uns darüber diskutieren, welchen Vp-Wert wir > letztlich als Ergebnis der Messung nehmen. Das ist doch vollkommen sinnfrei. Jeder Meßwert ist vollkommen korrekt. Jede Messung gibt genau das Gesamtrauschen wieder, das in den jeweiligen 10 Sekunden aufgetreten ist. Das ist ungefähr so, als würdest Du mir sagen: "Nimm ein DVM und miß die Spannung. Ich spiele dabei am Spannungsregler rum und nun sag mir welcher Wert der richtige ist?" Natürlich ist auch da jeder Meßwert richtig für den Zeitpunkt der Messung. Das was Du mir dauernd sagst hat überhaupt nichts mit der Messung zu tun. Achso und weil Du so ein Spezialist bei Spektren bist und sagst Du kannst da alles so leicht ablesen, dann gebe ich Dir mal folgende Aufgabe: Schau Dir das Spektrum von Gerhard Hoffmanns Verstärker an und sag mir welches Gesamtrauschen im Bereich von 0,1Hz bis 10 Hz der Verstärker kurzgeschlossen hat? Kannst Du nicht? Ja das Spektrum ist ja so aussagekräftig ... Falls Du es doch kannst: Bravo! Der Wert interessiert mich schon die ganze Zeit, aber da er nur Spektren veröffentlicht hat, kennt den Wert niemand. Jede Messung für seinen Zweck, es gibt gute Gründe warum man verschiedene Messgeräte für verschiedene Aufgaben hat.
Frank, ich bitte Dich, einfach mal eine längere kreative Pause zu machen und diesen Thread hier den Eingesessenen zu überlassen.
>> Mach mal hintereinander mindestens 30 Vp-Einzelmessungen über jeweils 10 >> sec und veröffentliche hier die Werte. Verwerfe dabei keinen einzigen >> der Meßwerte! Und dann lass uns darüber diskutieren, welchen Vp-Wert wir >> letztlich als Ergebnis der Messung nehmen. >Das ist doch vollkommen sinnfrei. Jeder Meßwert ist vollkommen korrekt. >Jede Messung gibt genau das Gesamtrauschen wieder, das in den jeweiligen >10 Sekunden aufgetreten ist. Und jetzt wollte ich dir die Hand reichen und einen Schritt auf dich zumachen... Frank, bei allem Respekt, aber du bist ein unglaublicher Vollidiot. Was du hier zum besten gibst, ist einfach nur völliger, geistiger Dünnschiß!
Das mit der Impedanz und linearen Systemen sollte Frank noch einmal nachlesen und verstehen, ich gebe es jeden falls auf ihm das zu erklären.
Kai Klaas schrieb: >>Das ist doch vollkommen sinnfrei. Jeder Meßwert ist vollkommen korrekt. >>Jede Messung gibt genau das Gesamtrauschen wieder, das in den jeweiligen >>10 Sekunden aufgetreten ist. > Frank, bei allem Respekt, aber du bist ein unglaublicher Vollidiot. Was > du hier zum besten gibst, ist einfach nur völliger, geistiger Dünnschiß! Na Du bist ja schnell mit Beleidigungen. Scheint bei Dir immer dann anzufangen, wenn Dir die Argumente ausgehen. Gibt's hier eigentlich einen Moderator? Aber mal weg von dem Uninteressanten, wieder hin zu dem interessanten Thema, das wir schon die ganze Zeit diskutieren. Das Problem mit Rein. Rein muß unbedingt so klein wie möglich/nötig gewählt werden. Wir hatten das vorher schon komplett diskutiert und gesehen, daß eine Parallelschaltung des Widerstandes zu Rquelle und C besteht. Da Rquelle immer klein ist (10-100 Milliohm für Spannungsreferenzen), waren hier viele der irrigen Ansicht, daß der Widerstand keine Rolle für das Eigenrauschen spielt. Das ist aber falsch. Der Widerstand Rein ist der bestimmende Parameter, wenn er nicht klein genug ist. Mit einem Rein von 10 KOhm kann man kein gutes Rauschverhalten des Meßverstärkers bekommen. Ich glaube Gerhard Hoffmann hat das oben erkannt, als ich dann mal hier die Impedanzen der Kondensatoren mit Integration ausgerechnet hatte. Die liegen zusätzlich in Reihe zur Quelle, so daß das Rauschen von und an Rein problematisch wird. Der Rauschwert des Meßverstärkers von Gerhard Hoffmann ist deshalb bei einer tatsächlichen Messung (Rein also nicht kurzgeschlossen) um einiges höher als es sein ansonsten exzellenter Verstärker hergeben würde. Er hat Rein mit 10 KOhm viel zu hoch gewählt. @Gerhard Hoffmann: Mein Tipp: Anstatt die Kondensatoren zu schalten für 10 Hz und 0,1 Hz solltest Du den Schalter umstöpseln, so daß Du einen Widerstand umschaltest. Dann kannst Du immer mit den großen Kondensatoren arbeiten und kannst dann für 10 Hz einen 100 mal kleineren Widerstand verwenden (also 100 Ohm statt 10 KOhm). Das reduziert das Eigenrauschen Deines Verstärkers dann um den Faktor 100 im ganzen Frequenzbereich ab 10 Hz. Für die niedrigen Frequenzen bräuchtest Du allerdings mehr Kapazität. Allerdings kannst Du mit dieser kleinen Änderung, Deinen Verstärker stark verbessern für Messungen ab 10 Hz und ohne Schaltungsänderung oder zusätzliche Kosten. Da Dein Verstärker so gut ist müßtest Du mit Rein sehr tief runter, bis auf 10 Ohm würde ich schätzen um das Potential voll auszuschöpfen. Mich würde interessieren, was bei Dir rauskommt, wenn Du für die Messung des Eigenrauschens statt den Schalter auf Kurzschluß zu legen den Eingang kurzschließt (also vor dem Kondensator). Ich befürchte das Ergebnis wird Dich nicht wirklich erfreuen, nach der Mühe mit dem Verstärker. Ich hatte zwar vorher "Entwarnung" gegeben, aber das war glaub ich bevor ich die Kondensatorimpedanzen integriert hatte. Ich habe dazu Simulationen gemacht siehe Anlagen. Der Rauschwert eines Meßverstärkers ist direkt proportional zu Rein. Damit z.B. Rein = 1 KOhm, Rauschwert = 100 nVpp. Rein = 10 KOhm -> Rauschwert = 1000 nVpp, Rein = 100 KOhm -> Rauschwert = 10 uVpp. Allerdings gibt es natürlich eine untere Schwelle, wenn man in die Nähe des Eigenrauschens des Verstärkers kommt. Dann kann man natürlich nicht das Rauschen des Verstärkers selbst verringern und in diesem Bereich ist der Gewinn durch Verringerung von Rein dann nicht mehr linear sondern polynomial (~Wurzel(R)). Bei der Schaltung von Anja ist alles ok, sie verwendet bereits einen 10-fach niedrigeren Widerstand. Da sie den LT1037 (~7 nV/(Wurzel(Hz)) verwendet, der stärker rauscht als der LT1028 (~3,5 nV/(Wurzel(Hz)) liegt sie mit dem Rein von 1 KOhm richtig, weil die Schaltung da bereits durch den LT1037 limitiert wird. Mit Rein=10 KOhm hätte sie ein 4 * höheres Eigenrauschen, darüber geht es praktisch linear weiter (Rein=100 KOhm -> 40 * höher). Das bringt mich auch wieder zu AN124. Ich vermute es ist da so gelaufen: Jim Williams hat sich eine Lösung für das Problem überlegt. Da es um Rauschen geht, hat er einen sehr rauscharmen Verstärker gebaut (nehmen wir mal an), dann hat er ja geschrieben, daß er mit Elkos gearbeitet hat. Um den Verstärker auszunutzen hätte er einen kleinen Rein und viel Kapazität gebraucht. Jetzt hatte er wohl das Problem mit den Elkos und ist auf Tantal gewechselt. Da gibt es keine so großen und er war so gezwungen einen großen Rein von 1,2 KOhm hinzunehmen, mit entsprechend schlechtem Ergebnis (160 nVpp). Vielleicht gab es damals keine günstigen Folienkondensatoren? Die wären heute natürlich billiger als der Tantal. Der aufwendige Verstärker ist aber dann natürlich Overkill gewesen. Alles unter der Annahme, der Verstärker ist tatsächlich gut, was allerdings wegen den JFETs andererseits fragwürdig ist. Das würde bedeuten, daß man den Wert von AN124 mit kleinerem Rein ebenfalls verbessern könnte. Hat jemand AN124 nachgebaut? Dann wäre es interessant zu sehen, wie gut der Verstärker tatsächlich ist. Irgendjemand hat doch eine Spice-Simulation davon gemacht. Derjenige sollte mal verschiede niedrige Rein testen (bis runter auf 10 Ohm). Sollte dieser Verstärker den LT1028 übertreffen wäre der AN124-Verstärker doch wieder interessant (natürlich mit kleinem Rein) und die Schaltung von Jim Williams nicht vollkommen nutzlos. eProfi schrieb: > Frank, ich bitte Dich, einfach mal eine längere kreative Pause zu machen > und diesen Thread hier den Eingesessenen zu überlassen. Es ist gut, wenn mal jemand das ganze Problem durchdenkt und durchrechnet. Da haben alle was davon, auch die "Eingesessenen". Jeder lernt vom anderen, das ist der Sinn eines solchen Forums. In diesem Sinne ist Dein Beitrag dem Zweck dieses Forums abträglich. Mit meinem Verstärker bin ich jetzt fertig. Ich komme in der Simulation auf ~20 nVpp dank Rein = 100 Ohm und LT1028. Werde nachher die Bauteile bestellen und dann in Folge sehen was er in der Realität bringt. Nochmal Danke @Anja für Schaltertip, Formierungshinweise, Schaltung und Meßwerte und @Gerhard Hoffmann für den Parallelschaltungstip, Schaltplan und Ergebnisse und @Cyan für die Schaltungserläuterungen nebst Schaltplan. Weiß jemand wie man bei LTSpice über ein Spektrum integrieren kann? Leider gibt LTSpice bei der Rauschanalyse nur das Spektrum aus (siehe Anlage) und nicht den Wert für das Gesamtrauschen. Oder gibt es in der Rauschanalyse dafür eine Option? Es ist mit dem Spektrum nämlich äußerst mühselig und ungenau auf das Gesamtrauschen zu kommen (deshalb alle Werte hier mit ~ versehen).
In meiner 3 OP-Schaltung kommt bzgl. des Rauschens mit LT1028 und der AN-124-Schaltung mit FET ungefähr das gleiche Ergebnis. Was JW wusste und du möglicherweise noch nicht: Der LT1028 hat noch einen störenden Rauschpol bei 175 kHz und nimmt bis zu 300 mW. Letzeres macht ihn recht empfindlich bezüglich thermischen Verhaltens, welches leicht als niederefrequenter Rauscheffekt interpretiert werden kann. Der unglaublich hohe Biasstrom von 180 nA versaut einem die DC-Messqualität. Kurz und gut: Das Ding ist eingeschränkt tauglich. Dass LT das nicht schwarz auf weiß druckt, verwundert nicht. Wenn man die Daten der einschlägigen OPs durchgeht, ist das Produkt aus Eingangsstrom und Rauschen so ungefähr konstant. Viel Eingangssstrom = wenig Rauschen, wenig Eingangsstrom = viel Rauschen. Was liegt näher, als für AN-124 mit Choppern und FETs einen Ausweg aus dem Dilemma zu finden, was JW schon viel früher machte, wie ich viel weiter oben aufführte. Insofern hat er eine altbewährte Schaltung herangezogen (Die er vielleicht sogar noch herumliegen hatte). Dass JW nicht auf die Produkte des Wettbewerbs zurückgreift, dürfte verständlich sein. Die Schaltung als nutzlos zu bezeichen, halte ich für einigermaßen voreilig, um das mal höflich zu formulieren. Die bisher aufgestellen länglichen Thesen und Behauptungen sind alles hilflose theoretische Nebelwerferei und nicht mal richtig. Setze deinen niederohmigen Eingangswiderstand konsequent auf Null und schon hast du fantastische Ergebnisse. Glaube den Datenblättern nicht alles und probiere es einfach aus. Deine Theorie kannst du dir dann immer noch passend zurechtschustern.
Ich denke auch, JW hat eine alte Schaltung entsprechend umgebaut. Das paßt zu ihm wenn man so sein Labor betrachtet. Den RMS-Wert kann man in LTspice mit crtl und gleichzeitig click auf die Variable im Plot berechnen lassen bei noise-Analyse.
Abdul K. schrieb: > Ich denke auch, JW hat eine alte Schaltung entsprechend umgebaut. > Das > paßt zu ihm wenn man so sein Labor betrachtet. > > Den RMS-Wert kann man in LTspice mit crtl und gleichzeitig click auf die > Variable im Plot berechnen lassen bei noise-Analyse. Super Danke Dir, von dem RMS-Wert kann man ja leicht auf den pp-Wert kommen. Ich weiß jetzt auch den Grund für die Ergebnisse mit LTSpice und Rein. Die Vorstellung mit der Parallelschaltung ist nämlich fehlerhaft und das erklärt auch, warum der Effekt viel drastischer ist, als es die berechneten Xc ergaben. Denn wir haben ja nicht Xc sonden einen Hochpass mit Zcr. Der Eingangshochpass entspricht unserem Meßbereich und läßt die Eingangssignale super durch. Das Spannungsrauschen von Rein und das Stromrauschen des OPV an Rein wird aber nicht einfach auf den niedrigen Quellwiderstand übertragen. Weil der Quellwiderstand nun niedrig ist, ist die Grenzfrequenz des Hochpassfilters CRquelle nun höher und damit die Impedanz drastisch höher. Somit wird weniger Rauschstrom abgeleitet und das Spannungsrauschen sieht nun einen hohen Teilungswiderstand. Damit fällt das allermeiste an Rein an. Deshalb ist dessen Größe entscheidend. Die Impedanz in Übertragungsrichtung ist klein, die Impedanz in Rückwirkungsrichtung groß. Was prinzipiell gut ist, man will ja die zu messende Schaltung nicht sonderlich stören. Im Bezug auf das Eingangsrauschen des Eingangsverstärkers ist dies aber ungünstig, sofern Rein nicht klein genug gewählt wurde.
Frank schrieb: > Super Danke Dir, von dem RMS-Wert kann man ja leicht auf den pp-Wert > kommen. > Nein, und genau das ist dein Problem! Diese Umrechnung hängt von der Verteilung ab.
Immerhin hat Frank jetzt erkannt, dass er von einem Quellwiderstand ausgeht - schon ein Fortschritt. Damit der LT1028 passt sollte der Quellwiderstand auch recht klein sein - wobei es je nach Ref. Quelle auch in den Ohm Bereich gehen kann. Bei der Wirkung von R_ein sollte Frank aber noch einmal nachlesen (weiter oben im Thread) oder einfach mal die Simulation anschauen. LTSpice macht es da schon richtig. Ein großer Wert von R_ein ist aber auch nur sinnvoll, wenn man sich von einer festen Grenzfrequenz für den Eingang verabschiedet. Man muss dabei dann unterscheiden zwischen weniger Rauschen wegen der Reduzierten Bandbreite und weniger Rauschen wegen wirklich reduzierter Rauschleistungsdichte. Für den Vergleich sollte man also die Größe des Kondensators und R_ein als unabhängig betrachten, und dann kommt raus das ein möglichst großer Wert für Rein das geringste Rauschen bringt. Um das 0.1 ... 10 Hz Rauschen zu messen, sollte die Grenzfrequenz bei der AC Kopplung aber sowieso deutlich unter 0.1 Hz liegen, sonst reduziert man damit bereits das Rauschen der Quelle um 3 dB bei 0.1 Hz. Bei der Messung über eine 10 Sekunden Zeitfenster kommt die untere 0,1 Hz Grenze bereits durch das Zeitfenster. Ein zusätzlicher analoger Hochpass bei 0,1 Hz verfälscht also das Ergebnis, bzw. man bekommt eine andere untere Grenzfrequenz von vielleicht 0.15 Hz. Das es da dann weniger rauscht ist natürlich klar. Die Frage ob mit oder ohne analoge Filterung vor dem Zeitfenster wird wohl auch von den HL Herstellern nicht einheitlich gehandhabt auch da wird zum Teil der Filter genutzt um einen besser aussehenden (aber unehrlichen) Wert zu bekommen.
Ist aber plötzlich ruhig hier geworden. Ulrich H. schrieb: > Bei der Messung über ein 10 Sekunden Zeitfenster kommt die untere 0,1 > Hz Grenze bereits durch das Zeitfenster. Ein zusätzlicher analoger > Hochpass bei 0,1 Hz verfälscht also das Ergebnis, bzw. man bekommt eine > andere untere Grenzfrequenz von vielleicht 0.15 Hz. Das es da dann > weniger rauscht ist natürlich klar. Das Zeitfenster verfälscht die Grenzfrequenz? Da würde ich doch intervenieren. Bei einem hinreichend schnellem Scope mit großen Bildwiederholraten (z.B. 100.000wfps) und geringer Totzeit zwischen zwei Messungen, wie das bei praktisch allen schnellen analogen Scopes und modernen DSOs der Fall ist verändert sich die Grenzfrequenz durch das Zeitfenster faktisch nicht, da hier X µs oder ns zwischen zwei Messungen dem 10s Zeitfenster gegenüberstehen, das fällt praktisch nicht ins Gewicht.
>Das Zeitfenster verfälscht die Grenzfrequenz? Da würde ich doch >intervenieren. Ein endliches Zeitfenster bei der Messung wirkt wie ein Hochpaß. Das ist ein theoretisches Limit und hat nichts mit der Güte der Messung oder des Meßgeräts zu tun. Oft ist ein 10sec-Zeitfenster übrigens der einzige Hochpass in einer 0,1...10Hz Noise-Messung, wie beispielsweise im Datenblatt des LTC1250 zu sehen.
:
Bearbeitet durch User
Ulrich H. schrieb: > Immerhin hat Frank jetzt erkannt, dass er von einem Quellwiderstand > ausgeht - schon ein Fortschritt. Nein, der Quellwiderstand (der Quelle) ist vernachlässigbar, denn bestimmend für das Rauschen des Eingangsverstärkers ist der Rein vom Hochpassfilter. Dieser ist zwar parallel zu einem weiteren Hochpassfilter (aus C und Rquelle), aber dessen Grenzfrequenz ist zu groß so daß man praktisch im betrachteten Frequenzbereich die Parallelschaltung vernachlässigen kann. Darüber hinaus betragen die Quellwiderstände zwischen ca. 25 Mikroohm bei Bandabstandsreferenzen (LTC6655 aus AN124) und ca. 0,5-20 Milliohm bei Z-Referenzen (LTZ1000, LM199). Sie sind also sehr gering und ergeben eine hohe Grenzfrequenz. Sie sind sogar so gering, daß der Bahnwiderstand einer Leiterplatte oder ein Kabel ausschlaggebender sind, als der Quellwiderstand. > Bei der Wirkung von R_ein sollte Frank aber noch einmal nachlesen > (weiter oben im Thread) In meinem Beitrag? Bis jetzt bin ich der einzige, der die Wirkung von Rein richtig beschrieben hat. Und auch gemessen mit LTSpice, wie in meinem Beitrag oben zu entnehmen. > oder einfach mal die Simulation anschauen. > LTSpice macht es da schon richtig. Ja LTSpice macht es schon richtig, aber Du hast offensichtlich meinen Beitrag mit meinen LTSpice-Messungen nicht ganz gelesen. Das Rauschen ist nahezu linear von Rein abhängig. Also 10 mal so großer Rein = 10 mal so viel Rauschen. In der Nähe des Eigenrauschens des OPV ist es natürlich nicht mehr linear, denn das Eigenrauschen des OPV ist ja konstant. Also unter das Eigenrauschen des OPV kann man natürlich nicht mit weiterer Verkleinerung von Rein kommen. > Um das 0.1 ... 10 Hz Rauschen zu messen, sollte die Grenzfrequenz bei > der AC Kopplung aber sowieso deutlich unter 0.1 Hz liegen, sonst > reduziert man damit bereits das Rauschen der Quelle um 3 dB bei 0.1 Hz. Ja, aber das macht ja hier auch jede Schaltung bis auf die von Jim Williams in AN124. In AN124 ist die Grenzfrequenz des Hochpasses tatsächlich 0,102 Hz. In der Schaltung von Anja ist sie ~0,05 Hz, bei meiner LTSpice Rauschmessung zu Rein ist sie 0,034 Hz. Und bei meinem Prototypen (s.u.) beträgt sie ebenfalls 0,034 Hz. Trotzdem der Hochpass bestimmt in allen Fällen nicht die Charakteristik, denn dahinter sind immer Frequenzfilter geschaltet für die beiden Grenzfrequenzen 0,1 Hz und 10 Hz. > Bei der Messung über eine 10 Sekunden Zeitfenster kommt die untere 0,1 > Hz Grenze bereits durch das Zeitfenster. Es gibt zwar eine Art zusätzliche Filterung durch das Zeitfenster des Oszilloskops, dessen Grenzfrequenz liegt aber noch unterhalb des Tiefpasses. Wäre mal interessant diese zu berechnen, in Abhängigkeit der Div. Mein Oszilloskop hat z.B. mit 14 Div (=14s) mehr als üblich (8 oder 10). > Ein zusätzlicher analoger > Hochpass bei 0,1 Hz verfälscht also das Ergebnis, bzw. man bekommt eine > andere untere Grenzfrequenz von vielleicht 0.15 Hz. Wie ich schon in einem meiner ersten Beiträge hier schrieb ist es so, daß die Meßweise der Hersteller mit -3dB Filtern erfolgt, die außerdem wenig scharf sind. Deshalb muß man jeden Meßwert in Bezug zur Filtercharakteristik setzen. Von einer Verfälschung der Messung kann man nicht sprechen. Wichtig ist auch gar nicht der erste Hochpassfilter, dessen Aufgabe es lediglich ist, den DC-Anteil abzublocken, sondern der nach dem Verstärker folgende eigentliche Filter. > Das es da dann > weniger rauscht ist natürlich klar. Die Frage ob mit oder ohne analoge > Filterung vor dem Zeitfenster wird wohl auch von den HL Herstellern > nicht einheitlich gehandhabt auch da wird zum Teil der Filter genutzt um > einen besser aussehenden (aber unehrlichen) Wert zu bekommen. Im Gegenteil. Die Halbleiterhersteller sind da einheitlich. Und sie verwenden sehr schlechte Filter, da fließt so einiges zwischen 0,01 Hz und 100 Hz rein. Die Filter haben zwar an den Grenzen -3dB, fallen aber nur sehr langsam ab. So jetzt zu meinem neuen Prototypen: Aufgebaut ist er auf einem Steckbrett, gespeist von meinem Labornetzteil mit +/-15 Volt. Abblockkondensatoren habe ich keine verwendet, sind in diesem Frequenzbereich nicht ganz so wichtig. Vorverstärker ist ein OP37. Der Hochpass ist ein Panasonic 4700 Mikrofarad + 1 KOhm Widerstand. Nachverstärker und Filter ist exakt wie bei der Hersteller-Rauschmeßschaltung, für den Filter ist ein OP07 mit Verstärkung von 1000 im Einsatz. Insgesamt verstärkt die Schaltung 1000*1000 = 10^6. Somit 1 mV Ausgang = 1nV Rauschen am Eingang. Anbei die Oszilloskopbilder, einmal die Schaltung stromlos (unpowered_noise). Dann nur der Verstärker ohne Hochpassfilter und 10 Ohm Rauschquelle am Eingang (amp_filter_noise). = Herstellermeßschaltung dann einmal mit Hochpassfilter wie oben beschrieben mit 0,034 Hz (highpass_noise). Dafür das es nur auf dem Steckbrett aufgebaut ist, mit den 14 Div meines Oszilloskops und mit recht limitierten Bauteilen, sind die Ergebnisse schon recht gut mit ca. 124 nVpp. Auf meine richtigen Bauteile (LT1028, 47000 Mikrofarad Kondensator, u.s.w) warte ich noch, die sind noch nicht da. Dann werde ich erneut messen. Beim Einschalten muß man einige Minuten warten, bis die OPVs warm sind und mMn vor allem die Thermospannungen der Steckbrettkontakte eingependelt haben. In den ersten Minuten ist das Rauschen deutlich höher. Und eine Lichtschalterbetätigung katapultiert den Rauschwert ebenfalls in ungeahnte Höhen :-)
Natürlich war der 1 KOhm Widerstand zu hoch. Ich habe jetzt Elkos parallelgeschaltet und den Widerstand Rein auf 100 Ohm gesetzt. Jetzt habe ich zwischen 76 und 88 nVpp Eigenrauschen des kompletten Meßverstärkers mit Hochpassfilter. Anbei drei verschiedene Ergebnisse. Da dies das bisher rauschärmste Ergebnis ist, frage ich mich schon wofür die Batterieversorgung der Schaltung gut sein soll. Wie gesagt meine Schaltung wird durch das Netzteil versorgt. Wenn ich mal überschlage, dann hat die Brummspannung eines Netzteils vielleicht 1 mVpp, das macht dann mit 120+ dB PSRR der OPVs irgendwas im Picovoltbereich (1 pVpp). Ich habe das zuvor schon mit LTSpice simuliert (eine Brummspannung von 100 mV(!) auf die Versorgungsleitungen aufgelegt), aber das hatte keinerlei Effekt. Ich dachte schon eventuell habe ich das falsch simuliert, aber mit diesem Prototyp ist das auch bestätigt worden. Ich werde also ein Netzteil für meinen Meßverstärker verwenden. Die Ergebnisse sind zwar nicht superstabil - ich muß mich anstrengen nicht zu atmen und mich nicht zu bewegen, sonst habe ich einen Ausreißer. Allein die Bewegung auf die Bildschirmdrucktaste macht die nächste Messung kaputt. Aber wenn ich das auf Platine in ein Gehäuse baue, sollte das weg sein. Selbst bei dem OP37 kann ich mit weniger als 1 KOhm mehr rausholen. Gut jetzt geht natürlich nichts mehr, weil wir schon fast beim Grundrauschen des OP37 angekommen sind. Für weniger brauche ich jetzt einen noch rauschärmeren OPV oder Parallelschaltung der OPVs.
Das geringere Rauschen kommt vom parallel schalten der Elkos, nicht vom kleineren Widerstand. Das Rauschen vom Widerstand ist mit 1 K und auch noch 100 Ohm vernachlässigbar, weil der Elko (mit der niederohmigen Quelle in Reihe) dazu parallel liegt. Sofern man den Kondensator gleich lässt sollte es mit dem 100 Ohm Widerstand sogar minimal mehr Rauschen, aber kaum messbar. Dem Überlagert ist ggf. schon eine leichte Abnahme der Verstärkung mit dem kleineren Widerstand. Die gemessenen ca. 80 nV_pp passen ganz gut zu den typischen 90 nV_pp die für den OP37 im Datenblatt stehen. Es ist schon ein kleines Wunder auf dem Steckbrett, ohne thermische Schirmung so gut zu werden - das hätte ich nicht erwartet. Die Versorgung per Batterie wählt man weniger wegen des Rest-brummens / Rippel auf der Versorgung (das lässt sich leicht filtern, ausregeln), sondern vor allem wegen Gleichtaktstörungen, also etwa der kapazitiven Kopplung über den Trafo. Dadurch können Ausgleichsströme fließen, die dann über Kabelwiderständen und ähnliches Störspannungen rein bringen können. Direkt am Verstärker will man auch eher keinen Trafo haben, wegen magnetischer Störfelder - dann also eher ein Steckernetzteil (mit 50 Hz Trafo) und Vorsicht beim Verbinden / Anschließen.
A propos Netzteil. Es gibt faelle da kann man's nicht umgehen. Ein Kollege von mit hat da etwas Entwicklung investiert. Die kapazitive Kopplung ueber den Trafo kriegt man weg. Im Wesentlich geht es um Schirmung. Um die Primaerwicklung (eines Ringkern) kommt eine Folienschirm Wicklung. Diese Wicklung hat 2 Enden. Darueber kommt ein Pot von 1 Megaohm. Der Mittelabgriff kommt an Erde. Dann kommt nochmals eine Folienschirm Wicklung. Dort nochmals ein 1 Megaohm Pot ueber die Windung. Dieser Mittelabgriff kommt an GND. Die Kapazitive Kopplung kann nun durch einstellen der Pots und gleichzeitiger Messung des Stoms auf Null Abgegleichen werden. Aussendrauf kommt nun die Sekundaer Wicklung.
Frank schrieb: >> Bei der Wirkung von R_ein sollte Frank aber noch einmal nachlesen >> (weiter oben im Thread) > In meinem Beitrag? Bis jetzt bin ich der einzige, der die Wirkung von > Rein richtig beschrieben hat. Und auch gemessen mit LTSpice, wie in > meinem Beitrag oben zu entnehmen. Nein, du bist der einzige, der bis heute die Zusammenhänge nicht begriffen hat. Der Quellwiderstand hat auf jeden Fall einen Einfluss auf das Rauschen. Siehe auch die angehängte Simulation. Den dort gezeigten Einfluss leugnest du die ganze Zeit.
>Darüber hinaus betragen die Quellwiderstände zwischen ca. 25 Mikroohm >bei Bandabstandsreferenzen (LTC6655 aus AN124) und ca. 0,5-20 Milliohm >bei Z-Referenzen (LTZ1000, LM199). Aus den Datenblättern lese ich bei 10Hz folgende Quellimpedanzen ab: 20mR für den LTC6655 und 0,6R für den LM199. Es gibt aber auch Referenzen mit deutlich größeren Quellimpedanzen: Der LT1461 bringt es bei 10Hz auf 8R. >Nein, der Quellwiderstand (der Quelle) ist vernachlässigbar, denn >bestimmend für das Rauschen des Eingangsverstärkers ist der Rein vom >Hochpassfilter. Wenn man den Cap des Hochpasses als Kurzschluß betrachtet, was für hohe Frequenzen der Fall ist, dann liegt rauschtechnisch Rein parallel zur Quellimpedanz. Wird Spannungsanpassung gewählt, ist Rein immer erheblich größer als die Quellimpedanz und die resultierende Parallelimpedanz entspricht immer der Quellimpedanz. Diese stellt daher immer das theoretische Rauschminimum dar. Wenn man jetzt beim Hochpass den Cap nicht beliebig groß machen will, ist man gewzungen, Rein größer zu wählen als notwendig. Aber rauschmäßig ist trotzdem immer noch nur der Cap relevant, weil dessen Impedanz nun zur Quellimpddanz in Reihe liegt. Rein spielt dabei überhaupt keine Rolle, lediglich über den Umweg, daß die gewählte Kapazität wegen der gewünschten Zeitkonstante ein gewisses Rein erfordert. Rauschmäßig bildet nun die Serienimpedanz vom Hochpaß-Cap und der Quellimpedanz des Meßobjekts das theoretische Rauschlimit. Erst im Bereich der Grenzfrequenz des Hochpasses kommt Rein mit seiner Parallelimpedanz unterstüzend zur Hilfe, und bewirkt, daß die Gesamtquellimpedanz nicht ins Uferlose steigt. >Wenn ich mal überschlage, dann hat die Brummspannung eines Netzteils >vielleicht 1 mVpp, das macht dann mit 120+ dB PSRR der OPVs irgendwas im >Picovoltbereich (1 pVpp). 120dB entspricht einem Faktor von 1 Million. Das wären dann bei 1mVpp eine auf den Eingang bezogene Störspannung von 1nVpp. Dann ist zu berücksichtigen, daß 120dB nur ein typischer Wert ist und es bei Frequenzen über 10Hz schon zu einem Abfall der PSRR mit 20dB pro Dekade kommt. Mit einem bißchen Pech hat man dann nur noch um die 80...90dB. 80dB würden 100nVpp entsprechen, was dann schon im Bereich des Eigenrauschens liegt. Und bei einer Schaltung wie in der AN124 kommt zusätzlich verschärfend hinzu, daß dort eine JFET-Differenzverstärkerstufe am Eingang gespeist werden muß, die keine annähernd so gute PSRR aufweist wie ein hochwertiger OPamp. >Ich habe das zuvor schon mit LTSpice simuliert (eine Brummspannung von >100 mV(!) auf die Versorgungsleitungen aufgelegt), aber das hatte >keinerlei Effekt. Weil das meines Wissens garnicht modelliert wird. >Ulrich: >Das geringere Rauschen kommt vom parallel schalten der Elkos, nicht vom >kleineren Widerstand. Genau so ist es, weil dadurch die rauschrelevante Quellimpedanz verkleinert wird. Rein hat darauf nur einen indirekten Einfluß. >Christian: >Nein, du bist der einzige, der bis heute die Zusammenhänge nicht >begriffen hat. Der Quellwiderstand hat auf jeden Fall einen Einfluss auf >das Rauschen. Siehe auch die angehängte Simulation. Den dort gezeigten >Einfluss leugnest du die ganze Zeit. Ja, es ist hoffnungslos. Ich schreibe meine Zeilen hier auch nur noch für interessierte Mitleser und nicht für der TE.
:
Bearbeitet durch User
Ulrich H. schrieb: > Das geringere Rauschen kommt vom parallel schalten der Elkos, nicht vom > kleineren Widerstand. Das Rauschen vom Widerstand ist mit 1 K und auch > noch 100 Ohm vernachlässigbar, weil der Elko (mit der niederohmigen > Quelle in Reihe) dazu parallel liegt. Ich habe doch schon erklärt warum das nichts/wenig bringt. Die Grenzfrequenz dieses parallel zu Rein liegenden Hochpasses ist weit überhalb von 10 Hz und deshalb gibt es im Bereich von 10 Hz und darunter keine nennenswerte Reduktion des Widerstandsrauschens und des Rauschstromes des OPV, weil der Hochpassfilter hochohmig ist. Und zwar umso hochohmiger je geringer Rquelle. Ich habe es erklärt, berechnet, simuliert und nun in der Schaltung nachgewiesen. Wäre ja auch komisch wenn es anders wäre. > Sofern man den Kondensator gleich > lässt sollte es mit dem 100 Ohm Widerstand sogar minimal mehr Rauschen, Ein 100 Ohm Widerstand rausch immer weniger als ein 1 KOhm Widerstand, ist doch klar. Darüber hinaus erhöhst Du die Grenzfrequenz des Hochpasses. Es gibt also zwei Effekte die dazu führen, daß das Rauschen geringer wird, bei gleicher Kapazität. > Die gemessenen ca. 80 nV_pp passen ganz gut zu den typischen 90 nV_pp > die für den OP37 im Datenblatt stehen. > Es ist schon ein kleines Wunder auf dem Steckbrett, ohne thermische > Schirmung so gut zu werden - das hätte ich nicht erwartet. Ja das hat mich auch gewundert, allerdings mit einem Blech darüber, nicht bewegen, nicht atmen. > Die Versorgung per Batterie wählt man weniger wegen des Rest-brummens / > Rippel auf der Versorgung (das lässt sich leicht filtern, ausregeln), > sondern vor allem wegen Gleichtaktstörungen, also etwa der kapazitiven > Kopplung über den Trafo. Dadurch können Ausgleichsströme fließen, die > dann über Kabelwiderständen und ähnliches Störspannungen rein bringen > können. Abgesehen davon, daß ich nicht genau weiß was Du meinst, gibt es keinen derartigen Effekt. Das ist auch wieder so ein Mist von AN124, der völlig daneben ist. Da steht nämlich so was ähnliches drinnen. Das ist aber nicht richtig. Der Transformator trennt ja, so daß man potentialfrei ist. Damit kann ich mich überall dranhängen ohne Potentialausgleich. Dafür kann man Batterien nehmen oder eben einen Transformator. Man darf GND vom Netzteil natürlich nicht auf Schutzerde legen, das ist alles. Okay, nun mal zu den minimalistischen Effekten dabei. Du meinst, wenn ich jetzt eine konkrete Schaltung vermesse, koppele ich beide GNDs, also Meßverstärker und zu testende Schaltung. Da zumindest der Meßverstärker erdfrei ist kann er sich dem Potential der zu messenden Schaltung anpassen. So wie könnte nun ein störender Ausgleichsstrom fließen? Du meintest die Transformatorkapazität. Mit was eigentlich? Mit der Primärspule oder einer Schutzwicklung an Erdpotential. Letzteres dürfte der Trafo wohl kaum haben, wozu auch, bzw. man wählt einfach einen ohne, was ja nicht schwer ist. Bleibt also noch die kapazitive Kopplung zur Primärseite. Allerdings ist auch unser GND gar nicht am Trafo angeschlossen. Der kapazitiven Kopplung steht außerdem die inductive entgegen. Also ich seh da nix (meßbares). Im Gegenteil. Das was in AN124 steht ist gefährlich. Denn die Probleme mit Störungen ein Einstreuungen auf GND gibt es bei Batterien ganz genauso. So was kompensiert man mit Abblockkondensatoren an Störern. Aber was haben wir bei unserem Meßverstärker? Langsam arbeitende OPVs mit Nanospannungen und minimalistischen Strömen. Ich habe das auf dem Steckbrett aufgebaut (gut das hat je 2 pF für benachbarte Reihen und etwas mehr für die längeren Stromreihen) und absichtlich keine (zusätzlichen) Abblockkondensatoren verwendet. Ich hatte zunächst erwartet, daß es nicht reicht. Aber es reichte schon. Gut, habe noch keine geerdete Schaltung vermessen, aber ich kann mir da nichts vorstellen. Bzw. nein mein GND war sogar geerdet auf Schutzerde, weil das Oszilloskop ja geerdet ist. Und ich hatte keine Probleme, zumindest nicht bzgl. des Oszilloskops, also dem Erdanschluß. Alle meine Probleme waren - mit Ausnahme des Lichtschalters - eher thermischer Natur behaupte ich. Natürlich dürfen nicht gleichzeitig Meßverstärker und zu vermessende Schaltung auf Schutzerde liegen, dann fließen wirklich Ausgleichsströme und das in ganz anderen Größenordnungen. Das bekommt man schaltungstechnisch dann auch kaum behoben. > Direkt am Verstärker will man auch eher keinen Trafo haben, > wegen magnetischer Störfelder - dann also eher ein Steckernetzteil (mit > 50 Hz Trafo) und Vorsicht beim Verbinden / Anschließen. Ja völlig richtig. Ich werde das Netzteil in ein zweites Gehäuse auslagern. Man könnte zwar mit ausgefeiltem Layout und viel Abblockkapazität das sicher in den Griff bekommen, aber externes Netzteil ist viel einfacher. Ich hatte noch einen interessanten Effekt. Ich hatte ja auch einen LT1028. In meinem ersten Prototyp (ca. erster Beitrag von mir) hatte ich diesen ja verwendet nur ist dieser irgenwie hinüber. Der hat den am V+- hängenden 10 Ohm Widerstand mal zerschossen (der Widerstand ist abgeraucht) und wurde extrem heiß. In der Schaltung rauscht der nun bestenfalls mit ca. 146 nVpp, also viel mehr als der OP37 und es kommt vom Spannungsrauschen des Verstärkers selbst. Er funktioniert zwar noch, aber ich glaube nach dem Ereignis kann man den Rauschwert nicht mehr Ernst nehmen denke ich. Ersatz bekomme ich diese Woche, da bin ich mal gespannt und ein Metallgehäuse auch, da kann ich das Steckbrett mal reinlegen. Ich würde gern ein Foto vom Aufbau hochladen, aber solche Fotos sind eben recht groß, was ist denn an Größe für ein Foto noch erlaubt?
Rauschspannung hat ein kleinerer Widerstand weniger als ein große, aber wenn man das Rauschen als Stromquelle parallel zum Widerstand betrachtet gibt der kleinere Widerstand mehr Stromrauschen. Die Quelle und der Koppelkondensator sind im Nutzbereich immer niederohmiger als der Widerstand R_ein, sonst hätte man die Grenzfrequenz zu hoch gewählt. Damit wird das Rauschen des Widerstandes ganz heftig gedämpft, insbesondere das bei höheren Frequenzen. Die ganz tiefen Frequenzen sind für das Rauschen des Widerstandes sowieso unwesentlich, da man praktisch kein 1/f Rauschen hat. Die Rechnung und die Simulation liefern da für den kleineren Widerstand mehr Rauschen, das aber sowieso unwesentlich ist. Die beiden wesentlichen Rauschanteile sind das Spannungsrauschen des OPs und der Rauschstrom des OPs mal der Impedanz des Koppelkondensators. Dazu kommen noch thermische Effekte am OP, das Rauschen des Elkos durch Leckströme, das Rauschen der Widerständen am inv. Eingang, und unter ferner Liefen, das Rauschen des Widerstandes R_ein. Bei größeren Leckströmen der Elkos könnte tatsächlich auch ein kleinerer Widerstand R_ein angebracht sein. Fotos sollte halt nicht übermäßig groß sein. So bis etwa 500 kBytes sind meist noch in Ordnung, wenn man auf dem Bild auch Details hat und braucht. Besser wäre aber Bilder unter 200 kBytes - was auch keine Kunst ist.
Kai Klaas schrieb: >>Nein, der Quellwiderstand (der Quelle) ist vernachlässigbar, denn >>bestimmend für das Rauschen des Eingangsverstärkers ist der Rein vom >>Hochpassfilter. > Wenn man den Cap des Hochpasses als Kurzschluß betrachtet, was für hohe > Frequenzen der Fall ist, dann liegt rauschtechnisch Rein parallel zur > Quellimpedanz. Stimmt. Nur haben wir hier eben genau keine hohen Frequenzen. Das Rauschen im Bereich 0,1-10 Hz kommt durch den Hochpasssfilter C/Rquelle kaum durch (Grenzfrequenz ca. 1700 Hz bei Rquelle = 0,02 Ohm, C=4700uF) > Wird Spannungsanpassung gewählt, ist Rein immer erheblich > größer als die Quellimpedanz Wir machen keine Anpassung, kommt aber auf das selbe raus. > und die resultierende Parallelimpedanz > entspricht immer der Quellimpedanz. >Diese stellt daher immer das theoretische Rauschminimum dar. Das gilt eben nur für hohe Frequenzen. Unser Meßbereich ist aber 0,1-10 Hz. > Wenn man jetzt beim Hochpass den Cap nicht beliebig groß machen will, > ist man gewzungen, Rein größer zu wählen als notwendig. Aber rauschmäßig > ist trotzdem immer noch nur der Cap relevant, weil dessen Impedanz nun > zur Quellimpddanz in Reihe liegt. Sicherlich ist immer die Kombination entscheidend, aber selbst mit größerer Kapazität ist die Grenzfrequenz des parallel geschalteten Hochpassfilters entscheidend und die ist dann immer noch hoch. > Rein spielt dabei überhaupt keine > Rolle, lediglich über den Umweg, daß die gewählte Kapazität wegen der > gewünschten Zeitkonstante ein gewisses Rein erfordert. Rein spielt die Hauptrolle. Das ist aber frequenzabhängig. Für niedrige Frequenzen ist Rein bestimmend. Für hohe Frequenzen ist der Hochpassfilter Rquelle/C bestimmend. Was Du sagst ist nur für hohe Frequenzen zutreffend. Irgendwo gibt es auch eine Frequenz bei der Rein und der Hochpassfilter gleichbedeutsam sind, irgendwas um ca. 100 Hz nehme ich an. Darf auch mal ein anderer gerne ausrechnen. Je kleiner aber die Frequenz desto mehr kann man den parallelen Hochpass vernachlässigen. Ich mein, ich habe es gerade mit meiner Schaltung nachgewiesen, zuvor in Simulationen und es ist auch theoretisch klar. > Rauschmäßig > bildet nun die Serienimpedanz vom Hochpaß-Cap und der Quellimpedanz des > Meßobjekts das theoretische Rauschlimit. Erst im Bereich der > Grenzfrequenz des Hochpasses kommt Rein mit seiner Parallelimpedanz > unterstüzend zur Hilfe, und bewirkt, daß die Gesamtquellimpedanz nicht > ins Uferlose steigt. Du betrachtest das falsch. Der Rauschstrom kommt vom OPV, die Rauschspannung von Rein. Die Fließen von "rechts nach links". Der dafür zu betrachtende Hochpassfilter ist C/Rquelle und nicht C/Rein. Rein ist die Rauschspannungsquelle. >>Wenn ich mal überschlage, dann hat die Brummspannung eines Netzteils >>vielleicht 1 mVpp, das macht dann mit 120+ dB PSRR der OPVs irgendwas im >>Picovoltbereich (1 pVpp). > 120dB entspricht einem Faktor von 1 Million. Das wären dann bei 1mVpp > eine auf den Eingang bezogene Störspannung von 1nVpp. Dann ist zu > berücksichtigen, daß 120dB nur ein typischer Wert ist und es bei > Frequenzen über 10Hz schon zu einem Abfall der PSRR mit 20dB pro Dekade > kommt. Mit einem bißchen Pech hat man dann nur noch um die 80...90dB. > 80dB würden 100nVpp entsprechen, was dann schon im Bereich des > Eigenrauschens liegt. Stimmt 1 nVpp bei 120 dB richtig. Ist aber trotzdem nicht viel. Dann schauen wir mal genau: LT1028: typ 132 dB, min 110 dB, LT1037: typ 126, min 106 dB. Ich denke die OPVs sind besser als der typische Wert, denn die Ströme sind sehr klein. Die typischen Werte gelten sicher für höhere Ströme. Dazu kommt erschwerend, daß unsere 1 mV Brummspannung mit 50 Hz daherkommt, also bereits auch wieder ausgefiltert wird durch den 10 Hz-Tiefpassfilter. Zusammen mit dem PSRR sollte das also im Sub 1 nV Bereich sein. Bei den Breitbandtypen die wir haben kann ich mir keinen frühen Abfall der PSRR um 20 dB vorstellen, bei hochfrequenten Signalen sicherlich ein Problem, allerdings lassen sich hochfrequente Signale auch wiederum sehr einfach filtern. > Und bei einer Schaltung wie in der AN124 kommt zusätzlich verschärfend > hinzu, daß dort eine JFET-Differenzverstärkerstufe am Eingang gespeist > werden muß, die keine annähernd so gute PSRR aufweist wie ein > hochwertiger OPamp. Das kann sein. >>Ich habe das zuvor schon mit LTSpice simuliert (eine Brummspannung von >>100 mV(!) auf die Versorgungsleitungen aufgelegt), aber das hatte >>keinerlei Effekt. > Weil das meines Wissens garnicht modelliert wird. Schwer zu sagen. Weiß das jemand genau? Immerhin wäre das ein schwerwiegender Mangel der Simulation, wenn das nicht modelliert wird.
Ulrich H. schrieb: > ... Die Spannungsreferenz hat den Hochpass C/Rein mit einer Grenzfrequenz von 0,03 Hz vor sich (C = 4700 uF, Rein = 1 KOhm). Rein und der OPV haben einen Hochpass C/Rquelle vor sich mit einer Grenzfrequenz von 1700 Hz (Rquelle = 0,02 Ohm, C = 4700 uF). Unser Meßbereich ist 0,1-10 Hz. Das ist der Grund warum Rein die dominierende Rolle spielt. Wäre unser Meßbereich bei >= 1 kHz könnten wir Rein tatsächlich vernachlässigen.
>Stimmt. Nur haben wir hier eben genau keine hohen Frequenzen. Das >Rauschen im Bereich 0,1-10 Hz kommt durch den Hochpasssfilter C/Rquelle >kaum durch (Grenzfrequenz ca. 1700 Hz bei Rquelle = 0,02 Ohm, C=4700uF) Diese Zeitkonstante ist doch völlig unerheblich! Entscheidend ist, daß 4700µF bei 10Hz rund 3,4R Impedanz haben. Das ist die Impedanz, die rauschmäßig relevant ist. Dein Rein mit 1k parallel dazu ist doch viel viel größer! Sogar bei 1Hz noch schließt der Cap Rein praktisch kurz. Denn 34R ist viel kleiner als Rein=1k.
So ich habe die OPVs bekommen. Folgende Ergebnisse: LT1037 + LT1012 ca. 70 nVpp (67-73 nVpp) LT1028 + LT1012 ca. 45 nVpp (42-49 nVpp) Ich habe jetzt das ganze in ein Gehäuse hineingestellt. Das Gehäuse ist nicht ganz verschlossen, weil oben die Stromversorgung rausgeht und rechts die Tastköpfe. Die Ergebnisse sind nun wesentlich stabiler durch das Gehäuse, ich habe praktisch keine Ausreißer mehr und selbst wenn ich was am Oszilloskop einstelle, dann geht es dann nur um ca. 5-10 nVpp rauf. Stromversorgung wiederum durch mein Labornetzteil.
@ Frank: Ich hab nun einiges dieser Diskussion gelesen, aber den Schaltplan zu deiner Schaltung nicht gefunden. Kannst du den bitte auch noch hochladen? Oder ist es der von Anja?
Soo ein langer thread... Ich habe die Applikation von maximintegrated wieder gefunden, von 1992: https://ia600803.us.archive.org/10/items/Maxim-SeminarsandApplicationBooksMaxim1992ApplicationsAndProductHighlights/Maxim-SeminarsandApplicationBooksMaxim1992ApplicationsAndProductHighlights.pdf auf PDF-Seiten 47-48 geht es um 1/f-Rauschen. Da wurde die Frage beantwortet, ob das Rauschen bis "unendlich" ansteigt, je tiefer man in der Frequenz geht. Bei einer Frequenz "1/Alter des Universums" ist es aber nur 3 mal so groß.
Bitte melde dich an um einen Beitrag zu schreiben. Anmeldung ist kostenlos und dauert nur eine Minute.
Bestehender Account
Schon ein Account bei Google/GoogleMail? Keine Anmeldung erforderlich!
Mit Google-Account einloggen
Mit Google-Account einloggen
Noch kein Account? Hier anmelden.