Hallo,
ich möchte gerne wissen, ob die Amplitude von meinem selbstgebauten
Rauschgenerator im Bereich von 1MHz bis 50MHz ungefähr gleich bleibt.
Die Rauschquelle ist eine ZPD6,8 mit einem dreistufigen
Transistorverstärker und dann kommt noch ein Emitterfolger, der das
Signal auf 50 Ohm bringt.
Kann man das mit einem vorgeschalteten Dämpfungsglied und einem NanoVNA
messen (den könnte ich mir leihen - einen echten SA habe ich leider
nicht zur Verfügung)?
Marco schrieb:> Die Rauschquelle ist eine ZPD6,8
Kennst du das Rauschen (Frequenzgang) der Z-Diode allein?
> mit einem dreistufigen Transistorverstärker
Was macht der mit dem Rauschen der Z-Diode? Wie ist sein Frequenzgang?
> und dann kommt noch ein Emitterfolger, der das Signal auf 50 Ohm bringt.
Ein Emitterfolger mit 50Ohm-Ausgangswiderstand bei 50MHz? Das wäre z.B.
ein Transistor mit Stromverstärkung 100 und 5k Quellwiderstand. Bei
50MHz?
Um diese Funktion zu testen, habe ich meinen Rauschgenerator an den
NanoVNA angeschlossen (an CH1) und das Programm NanoVNA-Saver verwendet.
Es funktioniert, siehe Bild.
Marco schrieb:> Kann man das mit einem vorgeschalteten Dämpfungsglied und einem NanoVNA> messen (den könnte ich mir leihen - einen echten SA habe ich leider> nicht zur Verfügung)?
Man kann einen VNA schon als Poor Man's Spectrum Analyzer missbrauchen.
Wie schon gezeigt wurde schließt man dazu das zu analysierende Signal an
Port 2 an und misst S_21, wobei der Port 1 offen bleibt. Allerdings ist
ein VNA dafür ausgelegt, Amplituden- und Phasenverhältnisse zu messen;
bei S_21 insbesondere das Verhältnis von transmittierter zu einfallender
Amplitude. Darauf beziehen sich auch die für VNA üblichen
Fehlerkorrekturverfahren.
Die Genauigkeit einer solchen Spektrum-Messung hängt daher insbesondere
von der Pegelkonstanz der Quelle an Port 1 ab. Wenn diese einen
Frequenzgang aufweist, schlägt sich dieser in einem so gemessenen
Spektrum unmittelbar nieder. Zum Beispiel: Ist der nominelle Pegel der
Quelle an Port 1 z.B. 0 dBm, so wird ein an Port 2 anliegendes Signal
von 0 dBm auch nach Kalibrierung mit 0 dB angezeigt. Fällt der Pegel
aber bei einer anderen Frequenz z.B. auf -6 dBm ab, so spielt das zwar
für VNA-Messungen nach Kalibrierung keine Rolle, aber bei dieser
Frequenz wird ein an Port 2 extern zugeführtes Signal mit einem Pegel
von -6 dBm ebenfalls mit 0 dB angezeigt.
Wie gut der NanoVNA in dieser Hinsicht ist, kann ich nicht beurteilen,
ich würde da aber keine Wunder erwarten und die Messung eher als
Schätzung betrachten. Die großen Profi-Geräte sind im Hinblick auf
Pegelkonstanz und Einstellbarkeit aber ziemlich gut. Ich habe den VNA
auch schon öfter für solche Zwecke missbraucht, weil es gerade praktisch
war. Das geht sogar ohne Kalibrierung, der ist schon von Haus aus genau
genug. Moderne professionelle VNA erlauben außerdem eine
Pegel-Kalibrierung mit einem externen Leistungsmesskopf, so dass an Port
1 immer ein bekannter und kalibrierter Pegel liegt. Das ergibt dann
schon einen ganz ordentlichen Spektrumanalysator.
Aufpassen sollte man auch mit der Ablaufzeit. Nicht zu schnell
einstellen, damit das ZF-Filter einschwingen kann (wie beim SA auch),
und sich vor allem bei einer Spektrum-Messung nicht auf die Automatik
des VNA verlassen.
DH1AKF W. schrieb:> Um diese Funktion zu testen, habe ich meinen Rauschgenerator an den> NanoVNA angeschlossen (an CH1) und das Programm NanoVNA-Saver verwendet.> Es funktioniert, siehe Bild.
..und wie sieht das ohne den Rauschgenerator aus, oder wenn er
abgeschaltet ist?
ArnoR schrieb:> Kennst du das Rauschen (Frequenzgang) der Z-Diode allein?
Leider nein.
ArnoR schrieb:> Ein Emitterfolger mit 50Ohm-Ausgangswiderstand bei 50MHz? Das wäre z.B.> ein Transistor mit Stromverstärkung 100 und 5k Quellwiderstand. Bei> 50MHz?
Als prinzipiell ist es die Schaltung hier, aber 100nF-Koppel-Cs und
nicht 10nF:
https://www.qsl.net/dk3wi/HF_Noise_Generator.html
Dann statt des Potis den Emitterfolger der Miniwhip nachgeschaltet:
http://radioaficion.com/cms/wp-content/uploads/2013/10/pa0rdt-Mini-Whip-1.jpg
T ist wieder 2N2222, den 2N5109 hatte ich nicht. Emmitterwiderstand ist
220R.
R von 12V nach Basis ist 5k3 und der R von Basis nach GND ist 6k8. Der C
zum auskoppeln hat 4,7uF und 100nF parallel. Kein
47-Ohm-Basis-Widerstand. Beim Messen sind immer 50-Ohm-Dämpfungsglieder
nachgeschaltet.
Sind die 50 Ohm bei 50MHz damit unrealistisch?
Vielen Dank Mario für die ausführlichen Erklärungen!
Mario H. schrieb:> Man kann einen VNA schon als Poor Man's Spectrum Analyzer missbrauchen.
Wegen der niedrigen Mischfrequenz empfängt man immer beide Seitenbänder,
habe ich irgendwo gelesen. Zum Ausmessen des Rauschens spielt es
vermutlich keine große Rolle.
> Die Genauigkeit einer solchen Spektrum-Messung hängt daher insbesondere> von der Pegelkonstanz der Quelle an Port 1 ab.
Das ist ein wichtiger Punkt! Im Grunde führt es zu einem
Henne-Ei-Problem... wäre es vielleicht besser, vor der Messung die
Kalibrierung zu entfernen?
Oder den Amplitudenverlauf an Port1 mit einem passiven HF-Tastkopf
(Diodengleichrichter) zu überprüfen (wobei der Tastkopf bis 50MHz
wahrscheinlich auch nicht linear ist, also wieder Henne-Ei-Problem)?
> Wie gut der NanoVNA in dieser Hinsicht ist, kann ich nicht beurteilen,> ich würde da aber keine Wunder erwarten und die Messung eher als> Schätzung betrachten.
Das sowieso!
Danke Wolfgang für das Ausprobieren und die Fotos! :-)
Marco schrieb:> Sind die 50 Ohm bei 50MHz damit unrealistisch?
nein gar nicht. Als Emitterfolger arbeitet ein 2N2222 locker bis über
200MHz. Einziger Nachteil gegenber einem deidizierten HF-Transistor wie
eine 2N5109 ist seine verhältnismäßig hohe Eingangskapazität. Das
erfordert eine niederohmige Ansteuerung, um auch bei hohen Frequenzen
diese Eingangskapazität umzuladen.
Marco schrieb:>> Die Genauigkeit einer solchen Spektrum-Messung hängt daher insbesondere>> von der Pegelkonstanz der Quelle an Port 1 ab.>> Das ist ein wichtiger Punkt! Im Grunde führt es zu einem> Henne-Ei-Problem... wäre es vielleicht besser, vor der Messung die> Kalibrierung zu entfernen?> Oder den Amplitudenverlauf an Port1 mit einem passiven HF-Tastkopf> (Diodengleichrichter) zu überprüfen (wobei der Tastkopf bis 50MHz> wahrscheinlich auch nicht linear ist, also wieder Henne-Ei-Problem)?
Was mir grade noch einfällt, vielleicht wäre ein AD8307 geeigneter als
ein Diodentastkopf, um die Pegelkonstanz der Quelle an Port 1 zu
überprüfen?!
Elektrolurch schrieb:> Als Emitterfolger arbeitet ein 2N2222 locker bis über> 200MHz. Einziger Nachteil gegenber einem deidizierten HF-Transistor wie> eine 2N5109 ist seine verhältnismäßig hohe Eingangskapazität. Das> erfordert eine niederohmige Ansteuerung, um auch bei hohen Frequenzen> diese Eingangskapazität umzuladen.
Ich habe den Schaltplan "zusammengeklickt" und in den Anhang gepackt,
hoffentlich kann man den Aufbau einigermaßen erkennen.
Wird der Emitterfolger niederohmig genug angesteuert?
Marco schrieb:> Wird der Emitterfolger niederohmig genug angesteuert?
Aber ja, er hängt ja am Kollektor des dritten Verstärkertransistors. Die
Kollektor-Lastimpedanz des dritten Verstärkertransistors setzt sich
zusammen aus dem 820 Ohm Widerstand und parallel dazu der
Eingangsimpedanz des 2N2222 Emitterfolgers. Die wird hauptsächlich durch
dessen Eingangkapazität bestimmt.
Eine Rauschquelle muss angepasst sein und einen definierten
Quellwiderstand aufweisen.
Es fehlt in deiner Schaltung also ein 47 Ohm Widerstand in Serie Ausgang
des 2N2222 Emitterfolgers. Dessen Ausgansimpedanz ist sehr niederohmig,
nur etwas 2..4 Ohm. Damit der Rauschgenerator als 50 Ohm Rauschquelle
angepasst ist, benötigt man diese Zwangsanpassung. Es gehen daran zwar
6dB Rauschspannung verloren, aber ohne definierten Quellwiderstand ist
eine Rauschquelle nicht viel wert.
Marco schrieb:> Ich habe den Schaltplan "zusammengeklickt" und in den Anhang gepackt
Eine Messung kannst du dir bei der Schaltung sparen, die Schaltung ist
vollkommen ungeeignet. Deren Frequenzgang fällt zwischen 1MHz und 50MHz
um etwa 60dB (Faktor 1000) ab. Du brauchst eine Schaltung, die linearen
Frequenzgang hat, oder sogar etwas ansteigenden, je nach dem
Rauschfrequenzgang der Z-Diode.
Der Emitterfolger liefert viel weniger als 50R Ausgangswiderstand.
Normalerweise müsste man einen Widerstand in Reihe zum Ausgang schalten,
um auf 50R zu kommen. Man kann aber auch der Verstärker so
dimensionieren, dass sein Ausgangswiderstand 50R ist, und so den
Emitterfolger einsparen.
@Marco
Im Anhang mal ein Vorschlag für einen breitbandigen Verstärker mit
Vu=60db und einer -3dB-Bandbreite von ~60MHz (oben, grüne Kurve) im
Vergleich zu deiner Schaltung. Die 10R-Quellwiderstand sollen den
differentiellen Widerstand der Z-Diode nachbilden. Der
Ausgangswiderstand ist 50R, die Schaltung kann man auch für
5V-Versorgung auslegen.
Lieber Arno, vielen Dank für den virtuellen Aufbau und den Vergleich mit
der anderen Schaltung!
Wie bist du auf die Idee mit den drei direkt gekoppelten Transistoren
gekommen (wobei der dritte T aus zwei Ts besteht)?
Woran liegt es, dass die Schaltung mit den vier 2N2222 so ungeeignet
ist, warum ist das Übertragungsverhalten zu höheren Frequenzen hin so
schlecht? An der Größe der Koppelkondensatoren kann es ja nicht liegen.
Marco schrieb:> Woran liegt es, dass die Schaltung mit den vier 2N2222 so ungeeignet> ist, warum ist das Übertragungsverhalten zu höheren Frequenzen hin so> schlecht?
Das liegt zum einen daran, dass sie viel zu viel Verstärkung macht,
nämlich irrsinnige 120 dB. Da die Transitfrequenz eines Transistors
respektive das Verstärkungs-Bandbreite Produkt konstant ist, hat eine
Transistorstufe mit hoher Verstärkung eine geringere Bandbreite.
Ein weiterer Aspekt ist die Miller-Kapazität. Bei einem
Transistorverstärker in Emitterschaltung erscheint die Kollektor-Basis
Kapazität um den Betrag der Verstärkung multipliziert am Eingang.
Die beiden oben simulierten Schaltungen in der Simulation verhalten sich
in ihrer Bandbreite hauptsächlich aus zwei Gründen unterschiedlich:
- Die viel zu hohe Verstärkung der Schaltung mit den 2N2222A reduziert
bei bekanntlich konstanter ft die Bandbreite und die Miller Kapazität
gibt ihr den Rest. Im praktischen Aufbau würden die Stufen mit ihrer
hohen Gesamtverstärkung auch leicht in Selbsterregung schwingen.
- In der Schaltung mit den BFT92 werden durch die Verwendung von sehr
schnellen HF-Transistoren, die auf kleine Kapazitäten und hohe ft
gezüchtet sind, die oben genannten einschränkenden Effekte reduziert.
Man kann dennoch die Schaltung mit den BFT92 keinem Anfänger empfehlen.
Die Gigahertz Transisoren neigen bei dieser hohen Gesamtverstärkung zum
parasitären Schwingen. Bei der Schaltung mit 2N2222 ließe sich bei
vernünftiger Dimensionierung und reduzierter Stufenverstärkung auch ein
flacher Freqeuenzgang bis 100 MHz bekommen.
Ergänzung:
Mein Rauschgenerator benutzt die B/E- Diode eines BFR92A, ohne
Nachverstärkung, siehe auch
Beitrag "Re: Rauschgenerator bis 900 MHz"
Das Rauschsignal wird allerdings "zerhackt", von einem NE555 mit 470Hz
und das nochmals mit 1 Hz oder 4 Hz getastet. Dadurch sind Signale noch
bei 1,3 GHz in AM/WFM/NFM/SSB nachweisbar.
Zum Abgleich empfindlicher Antennenverstärker ist das Signal ausreichend
stark.
DH1AKF W. schrieb:> Mein Rauschgenerator benutzt die B/E- Diode eines BFR92A, ohne> Nachverstärkung, siehe auch>> Beitrag "Re: Rauschgenerator bis 900 MHz"
Mit einer ENR von 34dB vielleicht etwas wenig, für den unempfindlichen
NanoVNA
Und für ernsthafte Rauschmessungen fehlt der Schaltung ein 20dB
Dämpfungsglied am Ausgang, um die abgegebene Rauschleistung einigermaßen
unabhängig von der Last zu machen. Das würde die ENR zusätzlich auf 14
dB reduzieren. Dann kann man mit dieser Schaltung auch
Rauschfaktormessungen nach der Y-Methode machen. Ohne Dämpfungsglied
(=Zwangsanpassung) ist es nur ein nettes Spielzeug.
Marco schrieb:> Wie bist du auf die Idee mit den drei direkt gekoppelten Transistoren> gekommen (wobei der dritte T aus zwei Ts besteht)?
Wie kommst du auf die Idee, 4 Transistoren jeweils mit eigener
AP-Einstellung, C-Kopplung und so einer Dimensionierung zu verwenden?
Die direkte Kopplung braucht weniger Bauteile und die wechselnde
Verwendung von npn und pnp vermeidet das Problem mit der Versorgung im
Signal infolge der falschen Signalabnahme in den einzelnen Stufen deiner
Schaltung.
Marc Oni schrieb:> Bei der Schaltung mit 2N2222 ließe sich bei> vernünftiger Dimensionierung und reduzierter Stufenverstärkung auch ein> flacher Freqeuenzgang bis 100 MHz bekommen.
Naja, an wie viele Stufen hast du dabei gedacht? Der 2N2222 hat zu große
Kapazitäten und zu kleine ft. Man schafft bei 10R Quellwiderstand nur
etwa 6dB Verstärkung bei niedrigen Frequenzen, wenn man bei 100MHz -3dB
Abfall (also dort 3dB Verstärkung) zulässt. Nachfolgende Stufen sehen
einen größeren Quellwiderstand und sind entsprechend langsamer.
Marc Oni schrieb:> Man kann dennoch die Schaltung mit den BFT92 keinem Anfänger empfehlen.
Das ist wohl wahr. Im Anhang eine entschärfte Version mit gutmütigen
Transistoren, nur noch 40dB Verstärkung, 100MHz Bandbreite und 50R
Ausgangswiderstand.
Marc Oni schrieb:> Ohne Dämpfungsglied> (=Zwangsanpassung) ist es nur ein nettes Spielzeug.
Du hast Recht, hier würde ich als Ergänzung einen MMIC (z.B. ERA2) und
ein Dämpfungsglied nachschalten.
DH1AKF W. schrieb:> Du hast Recht, hier würde ich als Ergänzung einen MMIC (z.B. ERA2) und> ein Dämpfungsglied nachschalten.
Es kommt darauf an, was man mit der Rauschquelle machen will. Messen
oder als Ersatz eines Tracking Generators damit Filter abgleichen bzw.
als Breitband Speisung für eine Antennen-Rauschbrücke.
Wichtig bei Rauschfaktor Messungen ist ein Dämpfungsglied von mindestens
20dB direkt am Ausgang. Für Rauschfaktormessungen geht die
Reflexionsdämpfung am Ausgang der Rauschquelle in die Genauigkeit der
Messung ein.
Aber auch wenn man Filter mit einem Rauschgenerator abgleicht, sollte
der Ausgang der Rauschquelle möglichst konstant 50 Ohm betragen, auch
wenn die Last sich ändert, was ja bei einem Filter beim Übergang vom
Sperrbereich in den Durchlassbereich der Fall ist..
Lesenswert:
http://www.df9ic.de/doc/2011/dorsten_2011/dorsten11_rauschquellen.pdf
Es lohnt sich nicht wirklich, einen einfachen Rauschgenerator mit hoher
Rauschleistung für Abgleichzwecke selber zu bauen. Den gibt es aus China
für kleines Geld schon im Gehäuse.
https://ebay.us/OtsN79
DH1AKF W. schrieb:> hier würde ich als Ergänzung einen MMIC (z.B. ERA2) und> ein Dämpfungsglied nachschalten.
Ein ERA2 MMIC halte ich für den Zweck etwas schwächlich und es hat eine
zu hohe Bandbreite. Dadurch wird die summierte Rauschleistung so hoch,
dass ein MMIC leicht überlastet wird.
Man darf beim Verstärken von weißem Rauschen nicht vergessen, Rauschen
ist ein stochastisches Signal. Alle Frequenzen mit allen Amplituden sind
statistisch jederzeit vorhanden. Die Rauschleistung steigt linear mit
der Bandbreite der Verstärkers. Da kommen schnell hohe Leistungen
zustande, mit denen ein MMIC fertig werden muss. Es rät sich, die
Bandbreite auf das Notwendige einzuschränken und die stärksten MMIC zu
nehmen.
Ich habe mittlerweile diese Schaltung hier mit Ltspice für drei
verschiedene Transistor-Typen simuliert.
https://www.mikrocontroller.net/attachment/435441/einfacher_rauschgenerator.png2N2222: Wenn man die Verstärkung sehr moderat hält, kann man den Abfall
zu 100MHz hin auf -10dB begrenzen.
BF199: Auch mit diesem Transistor gibt es bei der Schaltung einen
deutlichen Abfall zur 100MHz-Marke hin (wahrscheinlich landet man bei
einer guten Optimierung bei -6dB, dieser Wert ist geschätzt).
BFP196: hier kommt man zur 100MHz-Marke hin mit unter 0,2dB weg. Also
theoretisch sehr gut, in der Praxis könnte das ganze stark schwingen,
wenn man keine Maßnahmen dagegen trifft.
@ArnoR:
https://www.mikrocontroller.net/attachment/435535/MarcoRausch2.png
Prima Schaltung! Ich habe leider keine PNP-HF-Transistoren vorrätig,
sonst hätte ich es einfach mal aufgebaut. Bei der nächsten
Elektronik-Bestellung werden die Ts mitgeordert.
@DH1AKF:
Beitrag "Re: Rauschgenerator bis 900 MHz"
Interessantes Projekt!
Wenn ein Emitterfolger ca. 4 Ohm Impedanz besitzt, könnte man doch auch
auf ungefähr 50 Ohm hochtransformieren?!
Dann könnte man direkt hinter die Z-Diode einen Emitterfolger schalten
zur Stromverstärkung und dann einen 1:3-Übertrager dahinter.
Allerdings frage ich mich, wie man den ÜT anschließt. Wenn man ihn als
"Emitterwiderstand" einschaltet, wird er durch den Gleichstrom ja
vormagnetisiert. Also wohl am besten hinter dem Auskoppel-C
anschließen...
Marc Oni schrieb:> Es kommt darauf an, was man mit der Rauschquelle machen will.
Erst mal zum Experimentieren. Z.B. die Empfindlichkeit von Empfängern
testen. Filterkurven im SDR anschauen. Oszillatoramplituden abgleichen.
Marc Oni schrieb:> Lesenswert:> http://www.df9ic.de/doc/2011/dorsten_2011/dorsten11_rauschquellen.pdf
Interessant!
Marc Oni schrieb:> Es lohnt sich nicht wirklich, einen einfachen Rauschgenerator mit hoher> Rauschleistung für Abgleichzwecke selber zu bauen. Den gibt es aus China> für kleines Geld schon im Gehäuse.>> https://ebay.us/OtsN79
Danke für den Hinweis! Im Moment überwiegt (noch) die Bastellaune.
Kann man das Rauschen auch mit einem HF-Operationsverstärker (z.B.
Video-OP) verstärken?
Marco schrieb:>> Die Genauigkeit einer solchen Spektrum-Messung hängt daher insbesondere>> von der Pegelkonstanz der Quelle an Port 1 ab.>> Das ist ein wichtiger Punkt! Im Grunde führt es zu einem> Henne-Ei-Problem... wäre es vielleicht besser, vor der Messung die> Kalibrierung zu entfernen?
Dann hat man allerdings den Frequenzgang des VNA-Empfängers dem Spektrum
überlagert. Ob der glatter ist als der der Quelle, hängt vom VNA ab. Da
ich leider keinen NanoVNA habe, kann ich nicht sagen, was besser ist.
> Oder den Amplitudenverlauf an Port1 mit einem passiven HF-Tastkopf> (Diodengleichrichter) zu überprüfen (wobei der Tastkopf bis 50MHz> wahrscheinlich auch nicht linear ist, also wieder Henne-Ei-Problem)?
Wenn ein Signalgenerator mit bekanntem Ausgangspegel vorhanden ist,
könnte man auch den zum Testen nehmen.
> Was mir grade noch einfällt, vielleicht wäre ein AD8307 geeigneter als> ein Diodentastkopf, um die Pegelkonstanz der Quelle an Port 1 zu> überprüfen?!
Das wäre eine Möglichkeit.
Marc Oni schrieb:> Da die Transitfrequenz eines Transistors> respektive das Verstärkungs-Bandbreite Produkt konstant ist, hat eine> Transistorstufe mit hoher Verstärkung eine geringere Bandbreite.
Auf die Gefahr, dass das an dieser Stelle Erbsenzählerei ist: Die
Verhältnisse einer Emitterschaltung mit Spannungsgegenkopplung sind
etwas komplizierter. Aus dem linearisierten Gummel-Poon-Modell bekommt
man (mit den üblichen Näherungen: nur eine Kollektorkapazität,
Vernachlässigung des Basis-Bahnwiderstandes, etc.), dass der
Frequenzgang einer solchen Stufe zwei Pole hat, also kein konstantes
Verstärkungs-Bandbreiteprodukt. Dennoch stimmt natürlich, dass mit
zunehmender Verstärkung die Bandbreite sinkt. Auch findet man in der
zugehörigen -3dB-Frequenz der entsprechenden Übertragungsfunktion den
Miller-Effekt (ein Term mit dem Produkt aus Kollektorkapazität und
Leerlaufverstärkung im Nenner).
Marco schrieb:> Kann man das Rauschen auch mit einem HF-Operationsverstärker (z.B.> Video-OP) verstärken?
Sicherlich. Bei der Auslegung das Verstärkungs-Bandbreiteprodukt des
Operationsverstärkers beachten.
> Wenn ein Emitterfolger ca. 4 Ohm Impedanz besitzt, könnte man doch auch> auf ungefähr 50 Ohm hochtransformieren?!
Die Ausgangsimpedanz hängt aber schon im statischen Fall u.a. von der
Quellimpedanz und dem beta des Transistors ab. Sie ist also nicht gut
definiert und allen möglichen Streuungen und Abhängigkeiten unterworfen.
Davon würde ich Abstand nehmen und lieber 3dB an einem 50Ω-Widerstand
opfern.
Marco schrieb:> Kann man das Rauschen auch mit einem HF-Operationsverstärker (z.B.> Video-OP) verstärken?
Im Grunde ja. In der Praxis jedoch bringt die hohen Leistung, die ein
Rauschsignal darstellt, einen Operationsverstärker schnell in die
Bredouille. Rauschen zu verstärken ist nicht trivial. Es handelt sich ja
nicht um diskrete Signale, sondern um eine gleichmäßig über alle
Frequenzen gleich verteilte Energie. Die per Definition auf ein Hz
Bandbreite bezogene Rauschleistung der Rauschquelle multipliziert sich
mit der Bandbreite des Verstärkers und dem Verstärkungsfaktor. Dabei
kommen beträchtliche Leistungen zusammen.
Theoretisch kann man mit dem thermischen Rauschen eines Widerstandes bei
unendlicher Bandbreite die Energieprobleme der Menschheit lösen.
Marco schrieb:> Prima Schaltung! Ich habe leider keine PNP-HF-Transistoren vorrätig,> sonst hätte ich es einfach mal aufgebaut. Bei der nächsten> Elektronik-Bestellung werden die Ts mitgeordert.
Viel Glück dabei. PNP-HF Transistoren sind eine aussterbende Spezies.
Christoph db1uq K. schrieb:> Henning hat 2011 auf der Dorstener Tagung einen Vortrag gehalten:> http://www.df9ic.de/doc/2011/dorsten_2011/dorsten11_rauschquellen.pdf> Messungen u.a. an Selbstbaurauschdioden mit Zenerdiode und> UHF-Transistor
Der Vortrag vermittelt gut die Grundlagen, allerdings geht es um
Rauschquellen zur Rauschzahlmessung. Die haben nur eine ENR von 15dB,
was für die Messung von VHF/UHF/SHF Empfangsequipment passt.
Wenn ich den TO richtig interpretiere, möchte er einen
"Leistungsrauschgenerator", der soviel Saft abgibt, dass auch auf dem
NanoVNA noch eine vernünftige Anzeige sichtbar ist. Also ENR >60dB.
Diese chinesischen Rauschgeneratoren, wie sie in ebay und ali angeboten
entsprechen weitgehend dem Urtyp von BG7TBL. Im Laufe der Zeit
abgewandelt und etwas verbessert ist der Aufbau gleich: Eine Zenerdiode
als Rauschquelle und drei MMIC als Nachbrenner. In meiner Version, die
ich für 9 Euro erstanden habe sind es SBB5089:
https://www.qorvo.com/products/d/da001309
Das Teil zieht richtig Strom und wird sehr heiß. Die MMIC sind am Limit.
Aber es gibt eine Menge Rauschleistung ab. Zur Speisung einer
Rauschbrücke oder um mal eine Filterkurve anzuzeigen dicke genug.
Hier gibts ne Beschreibung:
http://www.epanorama.net/newepa/2017/08/29/bg7tbl-rf-noise-source/
Skizze der Schaltung
Heiner schrieb:> Das Teil zieht richtig Strom und wird sehr heiß. Die MMIC sind am Limit.
Heiner, Danke für den Beitrag, sehr aufschlussreich!
An der abgegebenen Hitze und der damit verbundenen hohen Stromaufnahme
sieht man viellecht schon, was da breitbandig geleistet werden muss.
Die Schaltung im Anhang bringt mit 2N2222 einen Abfall von immerhin nur
knapp -6dB zu 100MHz hin. Wenn man noch niederohmiger arbeitet, kann man
(zumindest mein persönlicher Sumulationsrekord) das ganz auf nur -2,5
bis -3dB optimieren.
Ich habe aber keine Ahnung, ob das in der Realität so funktionieren
würde.
Das im Diagramm gezeigte Signal ist über R12 abgenommen, der die
50-Ohm-Last simulieren soll.
Das "Ursignal" des Generators V1 hat über R5 gemessen einen Pegel von
-120dB.
Also scheint das Signal von der Schaltung um 70dB angehoben zu werden.
Der Gegenkopplungszweig über R6 könnte das Ganze auch prima zum
Schwingen bringen. In der Praxis müsste man wahrscheinlich niederohmige
UKW-Widerstände vor die Basen einlöten oder Ferritperlen über die
Basisanschlüsse ziehen.
Marco schrieb:> Der Gegenkopplungszweig über R6 könnte das Ganze auch prima zum> Schwingen bringen. In der Praxis müsste man wahrscheinlich niederohmige> UKW-Widerstände vor die Basen einlöten oder Ferritperlen über die> Basisanschlüsse ziehen.
Ferritperlen oder ein Widerstand vor der Basis hilft nur gegen das
hochfrequente Schwingen einer einzelnen Transistor--Stufe. Das Problem
dieser Schaltung ist die hohe Gesamtverstärkung von 70dB. Eine
parasitäre Schwingung entsteht also nicht im einzelnen Transistor,
sondern über eine mögliche Mitkopplung zwischen Ausgang und Eingang.
Z.B. über eine ungünstige Masseführung oder sonstige unerwünschte Wege
vom Ausgang zum Eingang. Dagen helfen keine Ferritperlen, da hilft nur
ein HF-gerechter Aufbau.
ich verstehe auch nicht ganz die Einstellung der DC-Arbeitspunkte und
Ruheströme dieser ominösen Schaltung. Du solltest mal mit LT-Spice eine
Transienten Simulation machen und vorne einen Sinus von 10uV einspeisen
und schauen, ob diese Schaltungsdimensionierung überhaupt linear
verstärkt und nicht klippt. In der AC-Simulation sieht man das nicht.
Weitere Inkonsistenzen sind die Emitterwiderstände. Warum hat die
Endstufen, die die größte Leistung treiben muss den kleinsten
Emitterwiderstand? Wie hoch ist ihr Ruhestrom?
Koppelkondensatoren von 4,7µF mögen für NF tauglich sein, aber dann
bitte keinen Elko. Für HF muss mindestens dann mindestens noch ein 100nF
Keramik Kondensator parallel geschaltet sein.
Marco schrieb:> Die Schaltung im Anhang bringt mit 2N2222 einen Abfall von immerhin nur> knapp -6dB zu 100MHz hin. Wenn man noch niederohmiger arbeitet, kann man> (zumindest mein persönlicher Sumulationsrekord) das ganz auf nur -2,5> bis -3dB optimieren.
Witzbold. Wegen Re=Rc hat keine der Stufen in deiner Schaltung eine
Spannungsverstärkung größer 1, die Gesamtschaltung demnach auch nicht.
Von der Arbeitspunkteinstellung lohnt es gar nicht zu reden.
Du solltest dir mal die Skale am linken Rand des Diagramms genauer
ansehen, insbesondere möchte ich deine Aufmerksamkeit auf die
Minuszeichen vor den Zahlen lenken.
Marco schrieb:> Ich habe aber keine Ahnung, ob das in der Realität so funktionieren> würde.
Wenn du einen Rauschgenerator nicht bei ebay fertig kaufen willst und so
ehrgeizig bist, selber bauen zu wollen, dann rate ich ganz von vorne
hier zu beginnen:
https://elektroniktutor.de/verst1.html
Danke für die Antworten!
ArnoR schrieb:> Wegen Re=Rc hat keine der Stufen in deiner Schaltung eine> Spannungsverstärkung größer 1, die Gesamtschaltung demnach auch nicht.
Ja, das war mir auch aufgefallen. Deshalb habe ich auf einen realen
Aufbau auch verzichtet.
Hier ist eine Simu von Arnos Schaltungsvorschlag im Anhang.
https://www.mikrocontroller.net/attachment/435535/MarcoRausch2.png
Ich war nicht ganz sicher, ob der Kollektorwiderstand von Q3 schon den
50-Ohm-Abschlusswiderstand darstellen soll. Deshalb habe ich in der Simu
noch 50 Ohm angeklemmt (R9).
Wenn man R8 auf 0,22 Ohm verkleinert, verschwindet der kleine Höcker bei
60MHz und es wird schnurgrade, bis es abfällt.
Für den BF324 gab es kein fertiges Modell, deshalb wurde das hier von
Philips in die Standard.bjt eingebunden:
Mist, habe die alte Version ohne Koppel-C gepostet.
Hier die aktuelle Version mit Koppel-C vor R9.
Marco schrieb:> Wenn man R8 auf 0,22 Ohm verkleinert, verschwindet der kleine Höcker bei> 60MHz und es wird schnurgrade, bis es abfällt.
Habe hier R8 auf 0,22 Ohm verkleinert, der kleine Höcker ist dann weg.
Marco schrieb:> Hier ist eine Simu von Arnos Schaltungsvorschlag im Anhang.> https://www.mikrocontroller.net/attachment/435535/MarcoRausch2.png
Das ist nicht meine Schaltung, sondern meine von dir verpfuschte. Der
Kollektorwiderstand von Q3 macht schon die 50R Ausgangswiderstand (hast
du denn gar keine Ahnung wie eine Emitterschaltung funktioniert?), der
R9 halbiert den und die Verstärkung nochmal und verschiebt den
Arbeitspunkt, weil der direkt am Ausgang hängt. Die Stromaufnahme der
Schaltung steigt damit auch deftig an. R7 hat bei mir 120k, bei dir nur
120Ohm. Da stimmt dann wohl kein einziger Arbeitspunkt mehr.
Und was soll eigentlich der Unsinn, als Ausgangssignal den Strom durch
R9 anzugeben? Du hast eine Eingangsspannungsquelle V1, also gib auch das
Ausgangssignal als Spannung (am Kollektor Q3) an. Die
Spannungsverstärkung der Schaltung zeigt LTSpice dann direkt an der
Achse an.
Es ist zwar schön, wenn man ein Transistormodell in die Lib von LT-spice
einbinden kann. Das nutzt aber wenig, wenn man sich nicht vorher die
Basics einer Transistor Verstärker Stufe zu Gemüte geführt hat.
LT-spice simuliert keine Grundlagenkenntnisse.
