Announcement: there is an English version of this forum on Hallo, ich möchte gerne wissen, ob die Amplitude von meinem selbstgebauten Rauschgenerator im Bereich von 1MHz bis 50MHz ungefähr gleich bleibt. Die Rauschquelle ist eine ZPD6,8 mit einem dreistufigen Transistorverstärker und dann kommt noch ein Emitterfolger, der das Signal auf 50 Ohm bringt. Kann man das mit einem vorgeschalteten Dämpfungsglied und einem NanoVNA messen (den könnte ich mir leihen - einen echten SA habe ich leider nicht zur Verfügung)?
Marco schrieb: > Die Rauschquelle ist eine ZPD6,8 Kennst du das Rauschen (Frequenzgang) der Z-Diode allein? > mit einem dreistufigen Transistorverstärker Was macht der mit dem Rauschen der Z-Diode? Wie ist sein Frequenzgang? > und dann kommt noch ein Emitterfolger, der das Signal auf 50 Ohm bringt. Ein Emitterfolger mit 50Ohm-Ausgangswiderstand bei 50MHz? Das wäre z.B. ein Transistor mit Stromverstärkung 100 und 5k Quellwiderstand. Bei 50MHz?
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Um diese Funktion zu testen, habe ich meinen Rauschgenerator an den NanoVNA angeschlossen (an CH1) und das Programm NanoVNA-Saver verwendet. Es funktioniert, siehe Bild.
Marco schrieb: > Kann man das mit einem vorgeschalteten Dämpfungsglied und einem NanoVNA > messen (den könnte ich mir leihen - einen echten SA habe ich leider > nicht zur Verfügung)? Man kann einen VNA schon als Poor Man's Spectrum Analyzer missbrauchen. Wie schon gezeigt wurde schließt man dazu das zu analysierende Signal an Port 2 an und misst S_21, wobei der Port 1 offen bleibt. Allerdings ist ein VNA dafür ausgelegt, Amplituden- und Phasenverhältnisse zu messen; bei S_21 insbesondere das Verhältnis von transmittierter zu einfallender Amplitude. Darauf beziehen sich auch die für VNA üblichen Fehlerkorrekturverfahren. Die Genauigkeit einer solchen Spektrum-Messung hängt daher insbesondere von der Pegelkonstanz der Quelle an Port 1 ab. Wenn diese einen Frequenzgang aufweist, schlägt sich dieser in einem so gemessenen Spektrum unmittelbar nieder. Zum Beispiel: Ist der nominelle Pegel der Quelle an Port 1 z.B. 0 dBm, so wird ein an Port 2 anliegendes Signal von 0 dBm auch nach Kalibrierung mit 0 dB angezeigt. Fällt der Pegel aber bei einer anderen Frequenz z.B. auf -6 dBm ab, so spielt das zwar für VNA-Messungen nach Kalibrierung keine Rolle, aber bei dieser Frequenz wird ein an Port 2 extern zugeführtes Signal mit einem Pegel von -6 dBm ebenfalls mit 0 dB angezeigt. Wie gut der NanoVNA in dieser Hinsicht ist, kann ich nicht beurteilen, ich würde da aber keine Wunder erwarten und die Messung eher als Schätzung betrachten. Die großen Profi-Geräte sind im Hinblick auf Pegelkonstanz und Einstellbarkeit aber ziemlich gut. Ich habe den VNA auch schon öfter für solche Zwecke missbraucht, weil es gerade praktisch war. Das geht sogar ohne Kalibrierung, der ist schon von Haus aus genau genug. Moderne professionelle VNA erlauben außerdem eine Pegel-Kalibrierung mit einem externen Leistungsmesskopf, so dass an Port 1 immer ein bekannter und kalibrierter Pegel liegt. Das ergibt dann schon einen ganz ordentlichen Spektrumanalysator. Aufpassen sollte man auch mit der Ablaufzeit. Nicht zu schnell einstellen, damit das ZF-Filter einschwingen kann (wie beim SA auch), und sich vor allem bei einer Spektrum-Messung nicht auf die Automatik des VNA verlassen.
DH1AKF W. schrieb: > Um diese Funktion zu testen, habe ich meinen Rauschgenerator an den > NanoVNA angeschlossen (an CH1) und das Programm NanoVNA-Saver verwendet. > Es funktioniert, siehe Bild. ..und wie sieht das ohne den Rauschgenerator aus, oder wenn er abgeschaltet ist?
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Ich habe die Messung für den Bereich 50 kHz .. 50 MHz wiederholt. Links: Rauschgenerator abgeschaltet. Rechts: eingeschaltet Der Rauschgenerator wird mit 470 Hz getastet, (damit man im Empfänger einen Ton hört.) Siehe auch: https://www.qrpforum.de/forum/index.php?thread/6558-modulierte-rauschquelle-frage-an-die-experten/&postID=50502&highlight=Rauschgenerator#post50502
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ArnoR schrieb: > Kennst du das Rauschen (Frequenzgang) der Z-Diode allein? Leider nein. ArnoR schrieb: > Ein Emitterfolger mit 50Ohm-Ausgangswiderstand bei 50MHz? Das wäre z.B. > ein Transistor mit Stromverstärkung 100 und 5k Quellwiderstand. Bei > 50MHz? Als prinzipiell ist es die Schaltung hier, aber 100nF-Koppel-Cs und nicht 10nF: https://www.qsl.net/dk3wi/HF_Noise_Generator.html Dann statt des Potis den Emitterfolger der Miniwhip nachgeschaltet: http://radioaficion.com/cms/wp-content/uploads/2013/10/pa0rdt-Mini-Whip-1.jpg T ist wieder 2N2222, den 2N5109 hatte ich nicht. Emmitterwiderstand ist 220R. R von 12V nach Basis ist 5k3 und der R von Basis nach GND ist 6k8. Der C zum auskoppeln hat 4,7uF und 100nF parallel. Kein 47-Ohm-Basis-Widerstand. Beim Messen sind immer 50-Ohm-Dämpfungsglieder nachgeschaltet. Sind die 50 Ohm bei 50MHz damit unrealistisch? Vielen Dank Mario für die ausführlichen Erklärungen! Mario H. schrieb: > Man kann einen VNA schon als Poor Man's Spectrum Analyzer missbrauchen. Wegen der niedrigen Mischfrequenz empfängt man immer beide Seitenbänder, habe ich irgendwo gelesen. Zum Ausmessen des Rauschens spielt es vermutlich keine große Rolle. > Die Genauigkeit einer solchen Spektrum-Messung hängt daher insbesondere > von der Pegelkonstanz der Quelle an Port 1 ab. Das ist ein wichtiger Punkt! Im Grunde führt es zu einem Henne-Ei-Problem... wäre es vielleicht besser, vor der Messung die Kalibrierung zu entfernen? Oder den Amplitudenverlauf an Port1 mit einem passiven HF-Tastkopf (Diodengleichrichter) zu überprüfen (wobei der Tastkopf bis 50MHz wahrscheinlich auch nicht linear ist, also wieder Henne-Ei-Problem)? > Wie gut der NanoVNA in dieser Hinsicht ist, kann ich nicht beurteilen, > ich würde da aber keine Wunder erwarten und die Messung eher als > Schätzung betrachten. Das sowieso! Danke Wolfgang für das Ausprobieren und die Fotos! :-)
Marco schrieb: > Sind die 50 Ohm bei 50MHz damit unrealistisch? nein gar nicht. Als Emitterfolger arbeitet ein 2N2222 locker bis über 200MHz. Einziger Nachteil gegenber einem deidizierten HF-Transistor wie eine 2N5109 ist seine verhältnismäßig hohe Eingangskapazität. Das erfordert eine niederohmige Ansteuerung, um auch bei hohen Frequenzen diese Eingangskapazität umzuladen.
Marco schrieb: >> Die Genauigkeit einer solchen Spektrum-Messung hängt daher insbesondere >> von der Pegelkonstanz der Quelle an Port 1 ab. > > Das ist ein wichtiger Punkt! Im Grunde führt es zu einem > Henne-Ei-Problem... wäre es vielleicht besser, vor der Messung die > Kalibrierung zu entfernen? > Oder den Amplitudenverlauf an Port1 mit einem passiven HF-Tastkopf > (Diodengleichrichter) zu überprüfen (wobei der Tastkopf bis 50MHz > wahrscheinlich auch nicht linear ist, also wieder Henne-Ei-Problem)? Was mir grade noch einfällt, vielleicht wäre ein AD8307 geeigneter als ein Diodentastkopf, um die Pegelkonstanz der Quelle an Port 1 zu überprüfen?!
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Elektrolurch schrieb: > Als Emitterfolger arbeitet ein 2N2222 locker bis über > 200MHz. Einziger Nachteil gegenber einem deidizierten HF-Transistor wie > eine 2N5109 ist seine verhältnismäßig hohe Eingangskapazität. Das > erfordert eine niederohmige Ansteuerung, um auch bei hohen Frequenzen > diese Eingangskapazität umzuladen. Ich habe den Schaltplan "zusammengeklickt" und in den Anhang gepackt, hoffentlich kann man den Aufbau einigermaßen erkennen. Wird der Emitterfolger niederohmig genug angesteuert?
Marco schrieb: > Wird der Emitterfolger niederohmig genug angesteuert? Aber ja, er hängt ja am Kollektor des dritten Verstärkertransistors. Die Kollektor-Lastimpedanz des dritten Verstärkertransistors setzt sich zusammen aus dem 820 Ohm Widerstand und parallel dazu der Eingangsimpedanz des 2N2222 Emitterfolgers. Die wird hauptsächlich durch dessen Eingangkapazität bestimmt.
Eine Rauschquelle muss angepasst sein und einen definierten Quellwiderstand aufweisen. Es fehlt in deiner Schaltung also ein 47 Ohm Widerstand in Serie Ausgang des 2N2222 Emitterfolgers. Dessen Ausgansimpedanz ist sehr niederohmig, nur etwas 2..4 Ohm. Damit der Rauschgenerator als 50 Ohm Rauschquelle angepasst ist, benötigt man diese Zwangsanpassung. Es gehen daran zwar 6dB Rauschspannung verloren, aber ohne definierten Quellwiderstand ist eine Rauschquelle nicht viel wert.
Marco schrieb: > Ich habe den Schaltplan "zusammengeklickt" und in den Anhang gepackt Eine Messung kannst du dir bei der Schaltung sparen, die Schaltung ist vollkommen ungeeignet. Deren Frequenzgang fällt zwischen 1MHz und 50MHz um etwa 60dB (Faktor 1000) ab. Du brauchst eine Schaltung, die linearen Frequenzgang hat, oder sogar etwas ansteigenden, je nach dem Rauschfrequenzgang der Z-Diode. Der Emitterfolger liefert viel weniger als 50R Ausgangswiderstand. Normalerweise müsste man einen Widerstand in Reihe zum Ausgang schalten, um auf 50R zu kommen. Man kann aber auch der Verstärker so dimensionieren, dass sein Ausgangswiderstand 50R ist, und so den Emitterfolger einsparen.
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@Marco Im Anhang mal ein Vorschlag für einen breitbandigen Verstärker mit Vu=60db und einer -3dB-Bandbreite von ~60MHz (oben, grüne Kurve) im Vergleich zu deiner Schaltung. Die 10R-Quellwiderstand sollen den differentiellen Widerstand der Z-Diode nachbilden. Der Ausgangswiderstand ist 50R, die Schaltung kann man auch für 5V-Versorgung auslegen.
Lieber Arno, vielen Dank für den virtuellen Aufbau und den Vergleich mit der anderen Schaltung! Wie bist du auf die Idee mit den drei direkt gekoppelten Transistoren gekommen (wobei der dritte T aus zwei Ts besteht)? Woran liegt es, dass die Schaltung mit den vier 2N2222 so ungeeignet ist, warum ist das Übertragungsverhalten zu höheren Frequenzen hin so schlecht? An der Größe der Koppelkondensatoren kann es ja nicht liegen.
Verstehe, die limitierenden Faktoren sind tatsächlich nur die BE-Kapazitäten...
Marco schrieb: > Woran liegt es, dass die Schaltung mit den vier 2N2222 so ungeeignet > ist, warum ist das Übertragungsverhalten zu höheren Frequenzen hin so > schlecht? Das liegt zum einen daran, dass sie viel zu viel Verstärkung macht, nämlich irrsinnige 120 dB. Da die Transitfrequenz eines Transistors respektive das Verstärkungs-Bandbreite Produkt konstant ist, hat eine Transistorstufe mit hoher Verstärkung eine geringere Bandbreite. Ein weiterer Aspekt ist die Miller-Kapazität. Bei einem Transistorverstärker in Emitterschaltung erscheint die Kollektor-Basis Kapazität um den Betrag der Verstärkung multipliziert am Eingang. Die beiden oben simulierten Schaltungen in der Simulation verhalten sich in ihrer Bandbreite hauptsächlich aus zwei Gründen unterschiedlich: - Die viel zu hohe Verstärkung der Schaltung mit den 2N2222A reduziert bei bekanntlich konstanter ft die Bandbreite und die Miller Kapazität gibt ihr den Rest. Im praktischen Aufbau würden die Stufen mit ihrer hohen Gesamtverstärkung auch leicht in Selbsterregung schwingen. - In der Schaltung mit den BFT92 werden durch die Verwendung von sehr schnellen HF-Transistoren, die auf kleine Kapazitäten und hohe ft gezüchtet sind, die oben genannten einschränkenden Effekte reduziert. Man kann dennoch die Schaltung mit den BFT92 keinem Anfänger empfehlen. Die Gigahertz Transisoren neigen bei dieser hohen Gesamtverstärkung zum parasitären Schwingen. Bei der Schaltung mit 2N2222 ließe sich bei vernünftiger Dimensionierung und reduzierter Stufenverstärkung auch ein flacher Freqeuenzgang bis 100 MHz bekommen.
Ergänzung: Mein Rauschgenerator benutzt die B/E- Diode eines BFR92A, ohne Nachverstärkung, siehe auch Beitrag "Re: Rauschgenerator bis 900 MHz" Das Rauschsignal wird allerdings "zerhackt", von einem NE555 mit 470Hz und das nochmals mit 1 Hz oder 4 Hz getastet. Dadurch sind Signale noch bei 1,3 GHz in AM/WFM/NFM/SSB nachweisbar. Zum Abgleich empfindlicher Antennenverstärker ist das Signal ausreichend stark.
DH1AKF W. schrieb: > Mein Rauschgenerator benutzt die B/E- Diode eines BFR92A, ohne > Nachverstärkung, siehe auch > > Beitrag "Re: Rauschgenerator bis 900 MHz" Mit einer ENR von 34dB vielleicht etwas wenig, für den unempfindlichen NanoVNA Und für ernsthafte Rauschmessungen fehlt der Schaltung ein 20dB Dämpfungsglied am Ausgang, um die abgegebene Rauschleistung einigermaßen unabhängig von der Last zu machen. Das würde die ENR zusätzlich auf 14 dB reduzieren. Dann kann man mit dieser Schaltung auch Rauschfaktormessungen nach der Y-Methode machen. Ohne Dämpfungsglied (=Zwangsanpassung) ist es nur ein nettes Spielzeug.
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Marco schrieb: > Wie bist du auf die Idee mit den drei direkt gekoppelten Transistoren > gekommen (wobei der dritte T aus zwei Ts besteht)? Wie kommst du auf die Idee, 4 Transistoren jeweils mit eigener AP-Einstellung, C-Kopplung und so einer Dimensionierung zu verwenden? Die direkte Kopplung braucht weniger Bauteile und die wechselnde Verwendung von npn und pnp vermeidet das Problem mit der Versorgung im Signal infolge der falschen Signalabnahme in den einzelnen Stufen deiner Schaltung. Marc Oni schrieb: > Bei der Schaltung mit 2N2222 ließe sich bei > vernünftiger Dimensionierung und reduzierter Stufenverstärkung auch ein > flacher Freqeuenzgang bis 100 MHz bekommen. Naja, an wie viele Stufen hast du dabei gedacht? Der 2N2222 hat zu große Kapazitäten und zu kleine ft. Man schafft bei 10R Quellwiderstand nur etwa 6dB Verstärkung bei niedrigen Frequenzen, wenn man bei 100MHz -3dB Abfall (also dort 3dB Verstärkung) zulässt. Nachfolgende Stufen sehen einen größeren Quellwiderstand und sind entsprechend langsamer. Marc Oni schrieb: > Man kann dennoch die Schaltung mit den BFT92 keinem Anfänger empfehlen. Das ist wohl wahr. Im Anhang eine entschärfte Version mit gutmütigen Transistoren, nur noch 40dB Verstärkung, 100MHz Bandbreite und 50R Ausgangswiderstand.
Marc Oni schrieb: > Ohne Dämpfungsglied > (=Zwangsanpassung) ist es nur ein nettes Spielzeug. Du hast Recht, hier würde ich als Ergänzung einen MMIC (z.B. ERA2) und ein Dämpfungsglied nachschalten.
DH1AKF W. schrieb: > Du hast Recht, hier würde ich als Ergänzung einen MMIC (z.B. ERA2) und > ein Dämpfungsglied nachschalten. Es kommt darauf an, was man mit der Rauschquelle machen will. Messen oder als Ersatz eines Tracking Generators damit Filter abgleichen bzw. als Breitband Speisung für eine Antennen-Rauschbrücke. Wichtig bei Rauschfaktor Messungen ist ein Dämpfungsglied von mindestens 20dB direkt am Ausgang. Für Rauschfaktormessungen geht die Reflexionsdämpfung am Ausgang der Rauschquelle in die Genauigkeit der Messung ein. Aber auch wenn man Filter mit einem Rauschgenerator abgleicht, sollte der Ausgang der Rauschquelle möglichst konstant 50 Ohm betragen, auch wenn die Last sich ändert, was ja bei einem Filter beim Übergang vom Sperrbereich in den Durchlassbereich der Fall ist.. Lesenswert: http://www.df9ic.de/doc/2011/dorsten_2011/dorsten11_rauschquellen.pdf Es lohnt sich nicht wirklich, einen einfachen Rauschgenerator mit hoher Rauschleistung für Abgleichzwecke selber zu bauen. Den gibt es aus China für kleines Geld schon im Gehäuse. https://ebay.us/OtsN79
DH1AKF W. schrieb: > hier würde ich als Ergänzung einen MMIC (z.B. ERA2) und > ein Dämpfungsglied nachschalten. Ein ERA2 MMIC halte ich für den Zweck etwas schwächlich und es hat eine zu hohe Bandbreite. Dadurch wird die summierte Rauschleistung so hoch, dass ein MMIC leicht überlastet wird. Man darf beim Verstärken von weißem Rauschen nicht vergessen, Rauschen ist ein stochastisches Signal. Alle Frequenzen mit allen Amplituden sind statistisch jederzeit vorhanden. Die Rauschleistung steigt linear mit der Bandbreite der Verstärkers. Da kommen schnell hohe Leistungen zustande, mit denen ein MMIC fertig werden muss. Es rät sich, die Bandbreite auf das Notwendige einzuschränken und die stärksten MMIC zu nehmen.
Ich habe mittlerweile diese Schaltung hier mit Ltspice für drei verschiedene Transistor-Typen simuliert. https://www.mikrocontroller.net/attachment/435441/einfacher_rauschgenerator.png 2N2222: Wenn man die Verstärkung sehr moderat hält, kann man den Abfall zu 100MHz hin auf -10dB begrenzen. BF199: Auch mit diesem Transistor gibt es bei der Schaltung einen deutlichen Abfall zur 100MHz-Marke hin (wahrscheinlich landet man bei einer guten Optimierung bei -6dB, dieser Wert ist geschätzt). BFP196: hier kommt man zur 100MHz-Marke hin mit unter 0,2dB weg. Also theoretisch sehr gut, in der Praxis könnte das ganze stark schwingen, wenn man keine Maßnahmen dagegen trifft. @ArnoR: https://www.mikrocontroller.net/attachment/435535/MarcoRausch2.png Prima Schaltung! Ich habe leider keine PNP-HF-Transistoren vorrätig, sonst hätte ich es einfach mal aufgebaut. Bei der nächsten Elektronik-Bestellung werden die Ts mitgeordert. @DH1AKF: Beitrag "Re: Rauschgenerator bis 900 MHz" Interessantes Projekt! Wenn ein Emitterfolger ca. 4 Ohm Impedanz besitzt, könnte man doch auch auf ungefähr 50 Ohm hochtransformieren?! Dann könnte man direkt hinter die Z-Diode einen Emitterfolger schalten zur Stromverstärkung und dann einen 1:3-Übertrager dahinter. Allerdings frage ich mich, wie man den ÜT anschließt. Wenn man ihn als "Emitterwiderstand" einschaltet, wird er durch den Gleichstrom ja vormagnetisiert. Also wohl am besten hinter dem Auskoppel-C anschließen...
Marc Oni schrieb: > Es kommt darauf an, was man mit der Rauschquelle machen will. Erst mal zum Experimentieren. Z.B. die Empfindlichkeit von Empfängern testen. Filterkurven im SDR anschauen. Oszillatoramplituden abgleichen. Marc Oni schrieb: > Lesenswert: > http://www.df9ic.de/doc/2011/dorsten_2011/dorsten11_rauschquellen.pdf Interessant! Marc Oni schrieb: > Es lohnt sich nicht wirklich, einen einfachen Rauschgenerator mit hoher > Rauschleistung für Abgleichzwecke selber zu bauen. Den gibt es aus China > für kleines Geld schon im Gehäuse. > > https://ebay.us/OtsN79 Danke für den Hinweis! Im Moment überwiegt (noch) die Bastellaune. Kann man das Rauschen auch mit einem HF-Operationsverstärker (z.B. Video-OP) verstärken?
Marco schrieb: >> Die Genauigkeit einer solchen Spektrum-Messung hängt daher insbesondere >> von der Pegelkonstanz der Quelle an Port 1 ab. > > Das ist ein wichtiger Punkt! Im Grunde führt es zu einem > Henne-Ei-Problem... wäre es vielleicht besser, vor der Messung die > Kalibrierung zu entfernen? Dann hat man allerdings den Frequenzgang des VNA-Empfängers dem Spektrum überlagert. Ob der glatter ist als der der Quelle, hängt vom VNA ab. Da ich leider keinen NanoVNA habe, kann ich nicht sagen, was besser ist. > Oder den Amplitudenverlauf an Port1 mit einem passiven HF-Tastkopf > (Diodengleichrichter) zu überprüfen (wobei der Tastkopf bis 50MHz > wahrscheinlich auch nicht linear ist, also wieder Henne-Ei-Problem)? Wenn ein Signalgenerator mit bekanntem Ausgangspegel vorhanden ist, könnte man auch den zum Testen nehmen. > Was mir grade noch einfällt, vielleicht wäre ein AD8307 geeigneter als > ein Diodentastkopf, um die Pegelkonstanz der Quelle an Port 1 zu > überprüfen?! Das wäre eine Möglichkeit. Marc Oni schrieb: > Da die Transitfrequenz eines Transistors > respektive das Verstärkungs-Bandbreite Produkt konstant ist, hat eine > Transistorstufe mit hoher Verstärkung eine geringere Bandbreite. Auf die Gefahr, dass das an dieser Stelle Erbsenzählerei ist: Die Verhältnisse einer Emitterschaltung mit Spannungsgegenkopplung sind etwas komplizierter. Aus dem linearisierten Gummel-Poon-Modell bekommt man (mit den üblichen Näherungen: nur eine Kollektorkapazität, Vernachlässigung des Basis-Bahnwiderstandes, etc.), dass der Frequenzgang einer solchen Stufe zwei Pole hat, also kein konstantes Verstärkungs-Bandbreiteprodukt. Dennoch stimmt natürlich, dass mit zunehmender Verstärkung die Bandbreite sinkt. Auch findet man in der zugehörigen -3dB-Frequenz der entsprechenden Übertragungsfunktion den Miller-Effekt (ein Term mit dem Produkt aus Kollektorkapazität und Leerlaufverstärkung im Nenner). Marco schrieb: > Kann man das Rauschen auch mit einem HF-Operationsverstärker (z.B. > Video-OP) verstärken? Sicherlich. Bei der Auslegung das Verstärkungs-Bandbreiteprodukt des Operationsverstärkers beachten. > Wenn ein Emitterfolger ca. 4 Ohm Impedanz besitzt, könnte man doch auch > auf ungefähr 50 Ohm hochtransformieren?! Die Ausgangsimpedanz hängt aber schon im statischen Fall u.a. von der Quellimpedanz und dem beta des Transistors ab. Sie ist also nicht gut definiert und allen möglichen Streuungen und Abhängigkeiten unterworfen. Davon würde ich Abstand nehmen und lieber 3dB an einem 50Ω-Widerstand opfern.
Marco schrieb: > Kann man das Rauschen auch mit einem HF-Operationsverstärker (z.B. > Video-OP) verstärken? Im Grunde ja. In der Praxis jedoch bringt die hohen Leistung, die ein Rauschsignal darstellt, einen Operationsverstärker schnell in die Bredouille. Rauschen zu verstärken ist nicht trivial. Es handelt sich ja nicht um diskrete Signale, sondern um eine gleichmäßig über alle Frequenzen gleich verteilte Energie. Die per Definition auf ein Hz Bandbreite bezogene Rauschleistung der Rauschquelle multipliziert sich mit der Bandbreite des Verstärkers und dem Verstärkungsfaktor. Dabei kommen beträchtliche Leistungen zusammen. Theoretisch kann man mit dem thermischen Rauschen eines Widerstandes bei unendlicher Bandbreite die Energieprobleme der Menschheit lösen. Marco schrieb: > Prima Schaltung! Ich habe leider keine PNP-HF-Transistoren vorrätig, > sonst hätte ich es einfach mal aufgebaut. Bei der nächsten > Elektronik-Bestellung werden die Ts mitgeordert. Viel Glück dabei. PNP-HF Transistoren sind eine aussterbende Spezies.
Henning hat 2011 auf der Dorstener Tagung einen Vortrag gehalten: http://www.df9ic.de/doc/2011/dorsten_2011/dorsten11_rauschquellen.pdf Messungen u.a. an Selbstbaurauschdioden mit Zenerdiode und UHF-Transistor ich sehe grade, das wurde schon genannt Beitrag "Rauschquelle mit Z-Diode, ENR" da gab es das Thema schonmal
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Christoph db1uq K. schrieb: > Henning hat 2011 auf der Dorstener Tagung einen Vortrag gehalten: > http://www.df9ic.de/doc/2011/dorsten_2011/dorsten11_rauschquellen.pdf > Messungen u.a. an Selbstbaurauschdioden mit Zenerdiode und > UHF-Transistor Der Vortrag vermittelt gut die Grundlagen, allerdings geht es um Rauschquellen zur Rauschzahlmessung. Die haben nur eine ENR von 15dB, was für die Messung von VHF/UHF/SHF Empfangsequipment passt. Wenn ich den TO richtig interpretiere, möchte er einen "Leistungsrauschgenerator", der soviel Saft abgibt, dass auch auf dem NanoVNA noch eine vernünftige Anzeige sichtbar ist. Also ENR >60dB.
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BG7TBL_Noise_Source.jpg
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Diese chinesischen Rauschgeneratoren, wie sie in ebay und ali angeboten entsprechen weitgehend dem Urtyp von BG7TBL. Im Laufe der Zeit abgewandelt und etwas verbessert ist der Aufbau gleich: Eine Zenerdiode als Rauschquelle und drei MMIC als Nachbrenner. In meiner Version, die ich für 9 Euro erstanden habe sind es SBB5089: https://www.qorvo.com/products/d/da001309 Das Teil zieht richtig Strom und wird sehr heiß. Die MMIC sind am Limit. Aber es gibt eine Menge Rauschleistung ab. Zur Speisung einer Rauschbrücke oder um mal eine Filterkurve anzuzeigen dicke genug. Hier gibts ne Beschreibung: http://www.epanorama.net/newepa/2017/08/29/bg7tbl-rf-noise-source/ Skizze der Schaltung
Auch eine Breitbandrauschquelle mit drei MMIC-Nachverstärkern hat Henning in Dorsten schon 1991 vorgestellt: http://www.df9ic.de/doc/1990/dorsten_1990/dorsten_1990_91.pdf ab PDF-Seite 46. "ENR 84 dB bis 1,5 GHz"
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Heiner schrieb: > Das Teil zieht richtig Strom und wird sehr heiß. Die MMIC sind am Limit. Heiner, Danke für den Beitrag, sehr aufschlussreich! An der abgegebenen Hitze und der damit verbundenen hohen Stromaufnahme sieht man viellecht schon, was da breitbandig geleistet werden muss. Die Schaltung im Anhang bringt mit 2N2222 einen Abfall von immerhin nur knapp -6dB zu 100MHz hin. Wenn man noch niederohmiger arbeitet, kann man (zumindest mein persönlicher Sumulationsrekord) das ganz auf nur -2,5 bis -3dB optimieren. Ich habe aber keine Ahnung, ob das in der Realität so funktionieren würde. Das im Diagramm gezeigte Signal ist über R12 abgenommen, der die 50-Ohm-Last simulieren soll. Das "Ursignal" des Generators V1 hat über R5 gemessen einen Pegel von -120dB. Also scheint das Signal von der Schaltung um 70dB angehoben zu werden. Der Gegenkopplungszweig über R6 könnte das Ganze auch prima zum Schwingen bringen. In der Praxis müsste man wahrscheinlich niederohmige UKW-Widerstände vor die Basen einlöten oder Ferritperlen über die Basisanschlüsse ziehen.
Marco schrieb: > Der Gegenkopplungszweig über R6 könnte das Ganze auch prima zum > Schwingen bringen. In der Praxis müsste man wahrscheinlich niederohmige > UKW-Widerstände vor die Basen einlöten oder Ferritperlen über die > Basisanschlüsse ziehen. Ferritperlen oder ein Widerstand vor der Basis hilft nur gegen das hochfrequente Schwingen einer einzelnen Transistor--Stufe. Das Problem dieser Schaltung ist die hohe Gesamtverstärkung von 70dB. Eine parasitäre Schwingung entsteht also nicht im einzelnen Transistor, sondern über eine mögliche Mitkopplung zwischen Ausgang und Eingang. Z.B. über eine ungünstige Masseführung oder sonstige unerwünschte Wege vom Ausgang zum Eingang. Dagen helfen keine Ferritperlen, da hilft nur ein HF-gerechter Aufbau.
ich verstehe auch nicht ganz die Einstellung der DC-Arbeitspunkte und Ruheströme dieser ominösen Schaltung. Du solltest mal mit LT-Spice eine Transienten Simulation machen und vorne einen Sinus von 10uV einspeisen und schauen, ob diese Schaltungsdimensionierung überhaupt linear verstärkt und nicht klippt. In der AC-Simulation sieht man das nicht. Weitere Inkonsistenzen sind die Emitterwiderstände. Warum hat die Endstufen, die die größte Leistung treiben muss den kleinsten Emitterwiderstand? Wie hoch ist ihr Ruhestrom? Koppelkondensatoren von 4,7µF mögen für NF tauglich sein, aber dann bitte keinen Elko. Für HF muss mindestens dann mindestens noch ein 100nF Keramik Kondensator parallel geschaltet sein.
Marco schrieb: > Die Schaltung im Anhang bringt mit 2N2222 einen Abfall von immerhin nur > knapp -6dB zu 100MHz hin. Wenn man noch niederohmiger arbeitet, kann man > (zumindest mein persönlicher Sumulationsrekord) das ganz auf nur -2,5 > bis -3dB optimieren. Witzbold. Wegen Re=Rc hat keine der Stufen in deiner Schaltung eine Spannungsverstärkung größer 1, die Gesamtschaltung demnach auch nicht. Von der Arbeitspunkteinstellung lohnt es gar nicht zu reden. Du solltest dir mal die Skale am linken Rand des Diagramms genauer ansehen, insbesondere möchte ich deine Aufmerksamkeit auf die Minuszeichen vor den Zahlen lenken.
Marco schrieb: > Ich habe aber keine Ahnung, ob das in der Realität so funktionieren > würde. Wenn du einen Rauschgenerator nicht bei ebay fertig kaufen willst und so ehrgeizig bist, selber bauen zu wollen, dann rate ich ganz von vorne hier zu beginnen: https://elektroniktutor.de/verst1.html
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Arnos_Schaltung.png
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Danke für die Antworten! ArnoR schrieb: > Wegen Re=Rc hat keine der Stufen in deiner Schaltung eine > Spannungsverstärkung größer 1, die Gesamtschaltung demnach auch nicht. Ja, das war mir auch aufgefallen. Deshalb habe ich auf einen realen Aufbau auch verzichtet. Hier ist eine Simu von Arnos Schaltungsvorschlag im Anhang. https://www.mikrocontroller.net/attachment/435535/MarcoRausch2.png Ich war nicht ganz sicher, ob der Kollektorwiderstand von Q3 schon den 50-Ohm-Abschlusswiderstand darstellen soll. Deshalb habe ich in der Simu noch 50 Ohm angeklemmt (R9). Wenn man R8 auf 0,22 Ohm verkleinert, verschwindet der kleine Höcker bei 60MHz und es wird schnurgrade, bis es abfällt. Für den BF324 gab es kein fertiges Modell, deshalb wurde das hier von Philips in die Standard.bjt eingebunden:
1 | .MODEL BF324 PNP(IS=3.686E-16 NF=0.9966 ISE=2.604E-16 NE=1.263 BF=48.63 IKF=0.081 VAF=69 NR=1.01 ISC=9.693E-13 NC=1.56 BR=1.682 IKR=0.1 VAR=23 RB=18 IRB=3E-06 RBM=2 RE=0.4232 RC=1.5 XTB=0 EG=1.11 XTI=3 CJE=1.99E-12 VJE=0.7036 MJE=0.2976 TF=2.559E-10 XTF=4.5 VTF=6 ITF=0.1 PTF=0 CJC=3.103E-12 VJC=0.4209 MJC=0.3358 XCJC=0.0464 TR=3E-08 CJS=0 VJS=0.75 MJS=0.333 FC=0.9506) |
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Mist, habe die alte Version ohne Koppel-C gepostet. Hier die aktuelle Version mit Koppel-C vor R9. Marco schrieb: > Wenn man R8 auf 0,22 Ohm verkleinert, verschwindet der kleine Höcker bei > 60MHz und es wird schnurgrade, bis es abfällt. Habe hier R8 auf 0,22 Ohm verkleinert, der kleine Höcker ist dann weg.
Marco schrieb: > Hier ist eine Simu von Arnos Schaltungsvorschlag im Anhang. > https://www.mikrocontroller.net/attachment/435535/MarcoRausch2.png Das ist nicht meine Schaltung, sondern meine von dir verpfuschte. Der Kollektorwiderstand von Q3 macht schon die 50R Ausgangswiderstand (hast du denn gar keine Ahnung wie eine Emitterschaltung funktioniert?), der R9 halbiert den und die Verstärkung nochmal und verschiebt den Arbeitspunkt, weil der direkt am Ausgang hängt. Die Stromaufnahme der Schaltung steigt damit auch deftig an. R7 hat bei mir 120k, bei dir nur 120Ohm. Da stimmt dann wohl kein einziger Arbeitspunkt mehr. Und was soll eigentlich der Unsinn, als Ausgangssignal den Strom durch R9 anzugeben? Du hast eine Eingangsspannungsquelle V1, also gib auch das Ausgangssignal als Spannung (am Kollektor Q3) an. Die Spannungsverstärkung der Schaltung zeigt LTSpice dann direkt an der Achse an.
Es ist zwar schön, wenn man ein Transistormodell in die Lib von LT-spice einbinden kann. Das nutzt aber wenig, wenn man sich nicht vorher die Basics einer Transistor Verstärker Stufe zu Gemüte geführt hat. LT-spice simuliert keine Grundlagenkenntnisse.
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