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Forum: Analoge Elektronik und Schaltungstechnik Transistor inverter für mittlere Frequenzen


Autor: Michael H. (overthere)
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Hallo,

ihr kennt bestimmt den klassischen NPN-Transistorinverter. Am Kollektor 
ein Widerstand, sowie an der Basis einer. Der Emitter geht auf GND. Vcc 
ist mit einem C stabilisiert.

Nun habe ich mir das Verhalten für mittlere Frequenzen angeschaut. 
(20kHz). Dabei tritt das Problem auf, dass die Invertierung erst 
erheblich später anfängt zu steigen. (D.h. die Basis wird gerade auf GND 
gezogen.)  Ich habe jetzt schon einen R von der Basis nach GND 
angebracht. Das bringt zwar eine Verbesserung, aber gut ist was anderes.

Wie bekomme ich es hin, dass das Signal sofort steigt und diese 
Verzögerungszeit entfällt? (Möglichst ohne tausende von Komponenten(!), 
da ich kein Transistorgrab aufbauen will.) Geil wäre 74er 
Geschwindigkeit.

Danke für eure Hilfe!

Michael

Autor: Arno H. (arno_h)
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Um die Speicherzeit wirst du nicht rumkommen. Verbessern lässt sich das 
mit einer Schottkydiode von Basis nach Kollektor. Damit wird der 
Transistor nicht so weit in die Sättigung gesteuert.
Welcher Transistortyp wird verwendet?
Und welche 74-er Geschwindigkeit zwischen LSL und AUC meinst du?
Arno

Autor: HildeK (Gast)
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>Wie bekomme ich es hin, dass das Signal sofort steigt und diese
>Verzögerungszeit entfällt?
Naja, sofort geht nicht!

Wie wäre es, wenn du mal die Dimensionierung verrätst? Wie groß ist die 
Verzögerung? Mehr als einige µs sollte das auch beim billigsten 
Transistor nicht sein.

Grundsätzliche Maßnahmen:
- kleiner Basiswiderstand, ev. mit einigen 100pF parallel
- Schottky-Diode von B nach C

>Geil wäre 74er
>Geschwindigkeit.
Dann nimm einen 74er. Mit einem (normalen) Transistor in 
Emitterschaltung ist nicht viel weniger als einige zig bis rund 100ns zu 
schaffen.

Autor: Michael H. (overthere)
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Ich dachte an die 74LS Geschwindigkeit. (Normalerweiße würde ich die 
auch ICs verwenden, nur ich brauche höhere Spannungen als die ICs 
vertragen!).
Ich verwende zur Zeit den SMD Transistor BC817-40 über die Dead-Bug 
Methode mit Kabeln versehen.

Mit der Diode probiere ich gleich mal aus. Aber ist die Sperrzeit 
wirklich soooo lang? Ich habe gerade mal nachgemessen. 2µS! Reduziert 
man die Basisspannung, und treibt den nicht so stark in Sättigung sinkt 
auch die Zeit. Ich probiere das gleich mal mit der Diode.

Autor: HildeK (Gast)
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>Mit der Diode probiere ich gleich mal aus. Aber ist die Sperrzeit
>wirklich soooo lang? Ich habe gerade mal nachgemessen. 2µS! Reduziert
>man die Basisspannung, und treibt den nicht so stark in Sättigung sinkt
>auch die Zeit. Ich probiere das gleich mal mit der Diode.

Da schlägt die Miller-Kapazität zu. Das ist die BC-Kapazität, 
multipliziert mit dem hFE. Und die musst du Umladen. Deshalb auch 
niederohmig treiben und mit dem Parallel-C kurzfristig den Strom in/aus 
der Basis erhöhen.

Die S-Diode erhöht allerdings den Low-Pegel auf 0.7V-UDiode, also auf 
ca. 0.3-0.5V. Damit ist der Transistor nicht mehr in der Sättigung und 
somit schneller. Du kannst noch ein wenig optimieren, indem du der Diode 
einen kleinen Widerstand (10-70 Ohm) in Serie schaltest.

>nur ich brauche höhere Spannungen
Wie hoch? Die CD4000er-Serie kann bis 15V arbeiten und ist definitiv 
schneller als der Transistor.

Autor: Michael H. (overthere)
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Also ich habe das mit der Diode noch ausprobiert. Zusammen mit 100p C 
schaffe ich 0.1-0.2µS. Bei größeren Kondensatoren (1n) würde die 
Schaltung leicht schwingen). Kurz: Schon mal nicht schlecht.

Als Vorwiderstand verwende ich 1k, als Last 100 Ohm. Im Bad-Case haben 
die Transistoren 30 Volt zu verkraften. Also die CD-Reihe geht leider 
auch nicht.

>Die S-Diode erhöht allerdings den Low-Pegel auf 0.7V-UDiode, also auf
>ca. 0.3-0.5V. Damit ist der Transistor nicht mehr in der Sättigung und
>somit schneller. Du kannst noch ein wenig optimieren, indem du der Diode
>einen kleinen Widerstand (10-70 Ohm) in Serie schaltest.

Was meinst du mit S-Diode? Silizium Diode? Momentan verwende ich die 
Allerweltsdiode 1N4148, damit habe ich bessere Ergebnisse erzielt als 
mit der 1N5818.
Was genau bewirkt der Widerstand? Sinkt dann die Sättigungsspanung 
(Uce)? Und wieso?

Vielen Dank schon mal für Eure tolle Hilfe!

Autor: Helmut Lenzen (helmi1)
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Vielleicht ist der 74LS07 was für dich. Der geht bis 30V 
Kollektorspannung.

>Was meinst du mit S-Diode? Silizium Diode?

Er meint damit eine Kleinleistungs Schottky-Diode.

Gruss Helmi

Autor: Michael Lenz (hochbett)
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Hallo,

>>Was meinst du mit S-Diode? Silizium Diode?
> Er meint damit eine Kleinleistungs Schottky-Diode.
Oder um es mit gängigen Bauteilnamen zu sagen: BAT85, BAT54 oder BAV99.
Die Kapazität der 1N5818 ist wahrscheinlich zu groß. Ich habe da was von 
110pF gelesen. Die BAV99 dürfte so um die 2pF haben.


Gruß,
  Michael

Autor: Michael Lenz (hochbett)
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Lad Dir mal LTSpice runter, dann kannst Du es auch simulieren (siehe 
Datei):

Autor: HildeK (Gast)
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>Was genau bewirkt der Widerstand? Sinkt dann die Sättigungsspanung
>(Uce)? Und wieso?
Die Diode verhindert, dass der Transistor weiter aufsteuert als bis zu
UCE = UB - UDiode. Ein kleiner werdendes UCE nimmt dann der Basis die 
Spannung weg. Dabei fließt durch die Diode ein Strom und ein 
Serienwiderstand erhöht damit den Spannungsabfall auf der Strecke 
Basis-Kollektor. Damit ist quasi die UCE (nur mit Diode ca. 0.4V) etwas 
reduzierbar. Wird der Widerstand allerdings zu groß, dann bist du wieder 
bei der Schaltung ohne Diode - mit geringer Sättigung und langer 
Speicherzeit.

Ich verwende ihn dann, wenn ich auf einen Logikeingang muss. Da ist die 
Definition häufig <0.5V für LOW und das ist dann ohne den Widerstand 
u.U. zu knapp. Da du 100 Ohm Last an 30V hast (300mA) ist er 
möglicherweise sinnvoll, um die Verlustleistung im Transistor etwas zu 
verringern.

>Was meinst du mit S-Diode? Silizium Diode?
Sorry. Schottky und Silizium beginnen beide mit 'S'. Faulheit wird 
bestraft: jetzt muss ich mehr schreiben. :-) Ich meinte natürlich 
Schottky und hatte weiter oben ja mich schon auf Schottky bezogen.

Autor: Michael H. (overthere)
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Vielen Dank an alle! Der Tipp mit dem Kondensator ist klasse!

Die Diode fürchte ich kann ich nicht verwenden, da ich ein 5V Signal 30 
Volt schalten muss. Wenn ich HildeK richtig verstande habe, kommt ich da 
nicht über 4,5 Volt raus.

Nochmals Danke

Michael

Autor: Helmut Lenzen (helmi1)
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Die Diode kannst du schon verwenden. Deine Schottky Diode muss nur die 
30V abkoennen. Das einzigste was mit der Diode passiert ist das der 
Transistor nicht in die Saettigung geht. Daher der Spannungsabfall an 
der UCE -Strecke im eingeschalteten Zustand ist um ein paar 100mV 
hoeher.

Gruss Helmi

Autor: HildeK (Gast)
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Ich habe dir mal die Schaltung angehängt, wie sie in der Simulation 
prima funktioniert - ausgehend vom Vorschlag von Michael Lenz.
Die Diode BAS70 hält 70V aus. Es geht nicht jede Schottky-Diode, manche 
haben eine zu hohe Sperrschichtkapazität, andere eine zu geringe 
Sperrspannung.
Bei der Kombination Diode und Transistor kannst du auf R3 auch 
verzichten - ohne sind es rund 400mV UCE, mit etwa 300mV.

Autor: Michael Lenz (hochbett)
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Bei C1 habe ich an die Kabelkapazität (1m BNC-Kabel) gedacht. Das hat 
sich in der Simulation nicht viel geändert. Bei den 100pF in der 
Spannungsquelle wollte ich auch nur sehen, ob sich etwas tut.

Autor: HildeK (Gast)
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>Bei den 100pF in der
>Spannungsquelle wollte ich auch nur sehen, ob sich etwas tut.
Michael, ich denke die 100pF in der Spannungsquelle sind in der 
Simulation völlig belanglos, denn die Quelle ist ja ideal - beliebig 
starre Spannung mit beliebig großem Strom.
In der Realität hat man einen Innenwiderstand bzw. eine Strombegrenzung 
am IC-Ausgang, die sich dann bemerkbar machen, ebenso wie eine 
parasitäre Lastkapazität.

C1 hat schon einen Einfluss, vor Allem, wenn die Maßnahmen zur 
Schaltzeitverkürzung (C2, D1) weggelassen werden, wird die Erholzeit 
länger.

Übrigens, interessant ist auch die Simulation mit verschiedenen 
Transistoren und Dioden; die mit hoher Stromverstärkung sind schlechter 
- klar, die Millerkapazität wirkt ja multipliziert mit dem hFE.

Autor: jens (Gast)
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Warum nicht einen kleinen Mosfet verwenden? Die Speicherzeit entfällt, 
der Spannungsabfall im eingeschaltetem Zustand ist kleiner und das bei 
weniger Bauteilen. Es könnte z.B. ein RTR020N05 sein.

http://www.farnell.com/datasheets/12477.pdf

Autor: Michael H. (overthere)
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Ich möchte damit einen diskreten Mosfet Treiber aufbauen. Gibts die 
einigermaßen preisgünstig (mit Komplimentärtyp) bei Reichelt? (Genau das 
ist meistens der Haken!)

Ich habe mal mit LTSPICE den Treiber unter eurer Vorlage, so aufgebaut, 
wie ich ihn bauen würde. Frequenz ist 20kHz. Könnt ihr Profis mal 
schauen, was man hier noch verbessern könnte?

Wieso will ich keinen Treiber verwenden? Ganz einfach: Ich sehe nicht 
ein, wieso ich fast 2 Euro für einen Treiber zahlen soll, wenn es auch 
so geht.

Grüße

Michael

Autor: jens (Gast)
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Hast du das als png/pdf-Datei? Ansonsten empfehle ich dir einen ICL7667. 
Den gibts für 1.05€ bei Reichelt.

http://www.reichelt.de/?;ACTION=3;LA=4;GROUP=A213;...

Autor: Michael Lenz (hochbett)
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HildeK wrote:
>>Bei den 100pF in der
>>Spannungsquelle wollte ich auch nur sehen, ob sich etwas tut.
> Michael, ich denke die 100pF in der Spannungsquelle sind in der
> Simulation völlig belanglos, denn die Quelle ist ja ideal - beliebig
> starre Spannung mit beliebig großem Strom.
Das hatte ich mir dann auch recht schnell gedacht und die Einstellung 
einfach gelassen.

> Übrigens, interessant ist auch die Simulation mit verschiedenen
> Transistoren und Dioden; die mit hoher Stromverstärkung sind schlechter
> - klar, die Millerkapazität wirkt ja multipliziert mit dem hFE.
Den 2n2222 hatte ich mal eingesetzt, das war sehr deutlich. Bei dem hat 
sich die Diode dann auch wirklich gelohnt.

Gruß,
  Michael

Autor: Michael H. (overthere)
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Das macht aber auch 4x1 Euro. Das steht in keinem Verhältnis zum 
eigentlichen Mosfet. 67 ct.

Hab ihr noch ein paar Tipps um das zu optimieren?

Autor: jens (Gast)
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Der ICL7667 enthält zwei unabhängige Treiber. Die Kosten halbieren sich 
also noch.

Wenn der Mosfet mit 4.5V am Gate auskommt reicht ein komplementärer 
Emitterfolger. Diese Schaltung ist auch mit BC817/BC807 sehr schnell 
weil die Speicherzeit entfällt.

Autor: HildeK (Gast)
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In deinem File driver.app ist der Q3 invers betrieben - C und E sind 
vertauscht.

>Ich möchte damit einen diskreten Mosfet Treiber aufbauen.
Wozu dann die Pegelanhebung auf 30V? Welcher MOSFET verträgt denn am 
Gate 30V? Fast alle sind bei 10V am Gate perfekt eingeschaltet, manche 
sogar schon bei 3V.
Dann sind wir wieder bei CMOS, und mit einem Logic-Level-Fet sogar bei 
5V-CMOS. Z.B. ein AC244 oder 245, oder mehrere parallel, und du hast 
genug Dampf für ein superschnelles Umschalten. In einem DIL sind 8 
Treiber drin.
Was ist den überhaupt die gesamte Anwendung?

Außerdem: bei 20kHz Umschaltfrequenz sind die Verluste im MOSFET noch 
nicht sooo dominierend.

@jens
Wenn die die Datei 'driver.app' in 'driver.asc' umbenennst, dann geht 
der File auch im LTSpice.

Autor: HildeK (Gast)
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>Wenn die die Datei ...
Korrektur:
Wenn du die Datei ...

Autor: Michael H. (overthere)
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Ich möchte eine H-Brücke die 24 Volt verträgt. Als Gate-Spannung soll 10 
Volt sein. D.h. die Stufe muss für die HighSide total ~30 Volt liefern. 
(Oder habe ich hier einen Denkfehler?).
Als FET habe ich den IRF1010N ausgesucht. Ich wollte den Treiber so 
aufbauen, wie in der Spice-Datei. Geht das so? Was kann man da noch 
verbessern?
Die LowSide hätte ich in der von Jens beschriebenen Emitterfolger 
aufgebaut.

Danke für eure Hilfe!

Michael

Autor: HildeK (Gast)
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>(Oder habe ich hier einen Denkfehler?)
Nein, dann nicht. Ohne Erfahrung mit Brücken zu haben: es gäbe auch 
pMOSFETs für die High-Side. Der braucht dann nur die 24V, um zu sperren. 
Macht aber keinen großen Unterschied.

>Ich wollte den Treiber so
>aufbauen, wie in der Spice-Datei.
Ich sagte schon:
In deinem File driver.app ist der Q3 invers betrieben - C und E sind
vertauscht.
Pass auf (bzw. triff Gegenmaßnahmen), dass der FET nicht mehr als die 
zulässige Gatespannung abbekommt. Im Umschaltzeitpunkt könnte das schon 
sein.

Autor: Michael H. (overthere)
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Was könnte man denn dagegen machen, dass |VGS| =< 20 Volt bleibt? Ich 
dachte zuerst an Z-Dioden, mit einer normalen gekoppelt. Das sind dann 
aber gleich 4 Dioden. (=Hoher Platzbedarf)

Als Alternative dachte ich an einen Spannungsteiler mit 2 Widerständen. 
Aber da hat man einen hohen nutzlosen Strom oder lange Umladezeiten.

Kennt ihr Profis da ein Gegenmittel?

Autor: Jens G. (jensig)
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man könnte den Spannungsteiler rel. hochohmig machen, und dem Teiler 
dann eine pnp-npn-GegentaktEndstufe (also eine Art 
Gegentakt-Emitterfolger - Basen zusammengeschaltet, Emitter's zusammen, 
Collector's jeweils an +/-) nachschalten, der dann für den Mosi als 
ruhestromloser Treiber wirkt. Sind aber zusammen mit dem Spannungsteiler 
wieder 4 Teile :-( Viel weniger wird's wohl kaum werden.

Autor: jens (Gast)
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Das einfachste ist ein fertiger Halbrückentreiber.

http://www.vishay.com/docs/74292/74292.pdf

Der kostet selbst bei Farnell nur 0.896€

Autor: Michael H. (overthere)
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Jens, ich habe den gestern bei Farnell bestellt und heute ist er 
gekommen. Wie groß muss ich denn den Booststrap Kondensator wählen?

EDIT: Ich habe es gerade im Datenblatt gefunden. Werde den gleich 
ausprobieren.

Vielen Dank für deine Hilfe!

Autor: Reinhard R. (reinhardr)
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Das steht im Datenblatt auf S8:
>Thetypical capacitance value for the bootstrap capacitor
>should be at least 0.1 uf to 1 uf or at least 20 time
>of the total gate capacitance of MOSFET.

Der IRF1010N hat laut Datenblatt eine Eingangskapazität von typisch 
3210pf, d.h. ab 100nF, besser etwas mehr, solltest du im grünen Bereich 
liegen.

Gruß
Reinhard

Edit: zu langsam...

Autor: Michael H. (overthere)
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Vielen Dank für Deine Antwort! Jetzt habe ich einen guten Anhaltswert.

Mal eine ganz andere Frage: Der C läd sich ja auf, wenn der untere FET 
durchschaltet. Wenn ich jetzt nur mit dem oberen Schalten würde, ginge 
der C ja leer. Da ich ja 2x den obigen IC verwenden muss, um eine 
Fullbridge aufzubauen, kam mir folgende Idee: Man wählt den C doppelt so 
groß (z.B. 200nF) und verbindet die beiden Eingänge. Da ja ein FET immer 
unten schaltet, läd der immer den Kondensator auf, wärend der andere 
damit dann Schalten kann.

Ist die Idee gut oder nur gut gemeint? Was könnte man bessern machen? 
Wie löst man dieses Problem richtig?

Autor: Reinhard R. (reinhardr)
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Naja, immer dann wenn der Kondensator geladen wird, liegt an HB nur Vdd 
(-0,7V) an. Das reicht nicht um den oberen FET durchzusteuern.

Statisch wirst du es mit einem Kondensator nicht schaffen eine 
Spannungserhöhung zu erreichen und dynamisch funktioniert die Sache eh 
ganz gut so wie sie im Datenblatt steht.

Mit einem zusätzlichen Kondensator und ein paar Dioden kann man die 
Spannung an HB einigermaßen konstant auf ~2*Vdd halten so lange die 
Schaltung oszilliert. Außer zusätzlichen Aufwand sehe ich aber keinen 
praktischen Unterschied darin.

Gruß
Reinhard

Autor: Michael H. (overthere)
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Da habe ich noch ein Verständnissproblem: Ich möchte ja eine H-Brücke 
damit bauen. Angenommen, der obere FET von IC1 steuert durch, und der 
untere FET von IC2 und die Schaltung wird mit 20kHz, an und aus 
geschaltet, dann kann sich der Kondensator doch nicht laden? Denn ich 
schalte ja nicht den unteren FET von IC1 und den oberen von IC2 durch, 
das eigentlich zum Laden gebraucht werden würde.
Was sehe ich nun falsch? Bitte helft mir!

Autor: Reinhard R. (reinhardr)
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Gute Frage, ich habe bis jetzt nur den Fall betrachtet, das der High und 
Low FET einer Seite im Gegentakt angesteuert werden. Der ist ja 
offensichtlich unproblematisch.

Falls die Last induktiv ist, wie das bei H-Brücken ja meistens der Fall 
ist entsteht beim Abschalten eine Induktionsspannung, die dann von den 
Freilaufdioden begrenzt werden muss. Die zieht dann aber jenes Ende der 
Last, welches gegen Vdd geschalten wird nach GND-0,7V und jenes das 
gegen GND geschalten wird nach Vdd+0,7V. Das reicht dann normalerweise 
umd den Kondensator zu laden. Ähnlich funktioniert offensichtlich auch 
die Schaltung auf S5 des Datenblatts bei der die beiden FETs im 
Gleichtakt angesteuert werden.

Bei ohmschen oder kapazitiven Lasten bleibt aber offensichtlich nur der 
Gegentaktbetrieb oder eine auf anderem Wege generierte Spannung an HB. 
Eine externe Hilfsspannung braucht man offensichtlich auch wenn die 
Schaltung statisch betrieben wird.

Gruß
Reinhard

Autor: Michael H. (overthere)
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Ich möchte damit zwar eine induktive Last treiben, aber es muss auch 
eine resistive gehen.

Wäre es nicht möglich, dass der unten durchsteuernde FET von IC2 (vergl. 
oben), den Kondensator von IC1 läd, indem man beide verbindet. C würde 
ich dann doppelt so groß wählen.
Geht das? Oder muss ich da "Versuch mach Kluch" anwenden?

Autor: Michael H. (overthere)
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Noch ein bizarres Problem: Schalte ich den Fet-Treiber ohne Last an und 
stecke die Last dann dazu, geht es. 10Volt Gate Spannung und die ohmsche 
Last wird getrieben. Schalte ich ihn aber mit Last an, bleibt die 
Gatespannung bei 0 Volt. Ich treibe momentan nur den unteren Fet, der 
Treiber ist wie im Datenblatt angeschlossen. Ich hoffe ihr könnt mir 
helfen, bei mir gilt gerade Murphies Law!

Autor: Reinhard R. (reinhardr)
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Ich bin mir nicht ganz sicher ob ich dich richtig verstehe, aber ich 
vermute dass das so nicht funktioniert. Grundsätzlich musst du sicher 
stellen dass der Kondensator geladen wird (mit dem Lowside FET) und dann 
aber auch wieder in Entladeposition gebracht wird (mit dem Highside FET) 
- nur Laden alleine, auch von beiden Low FETs zusammen, funktioniert 
nicht. Daher muss die Brücke in einer geeigneten Art betrieben werden, 
was auch ohne Hardwareänderungen funktionieren sollte.

Zuerst einmal ein kleine Konvention, in welchem Zustand sich die Brücke 
befindet. Vermutlich erfinde ich aus Unwissenheit das Rat gerade neu. 
Aber gestern haben wir ein wenig aneinander vorbeigeredet (mea culpa), 
was ich vermeiden möchte.

Eine Halbbrücke kennt insgesamt 4 verschiedene Zustände, die ich jetzt 
einfach mal wie folgt bezeichne:
0: Brücke ist offen
+: Brücke ist High
-: Brücke ist Low
X: Kurzschluss (beide Transistoren durchgesteuert)

Für eine Vollbrücke ergeben sich durch Kombination der zwei 
Teilzustände, dargestellt durch zwei Zeichen, insgesamt 16 mögliche 
Zustände, wobei man die 7 Varianten des Kurzschlusses natürlich 
vernachlässigen kann.

Mögliche Betriebsarten sind dabei u.a.:

A) +- -+ +- -+ +- -+

B) +- 00 +- 00 +- 00
C) -+ 00 -+ 00 -+ 00

D) +- ++ +- ++ +- ++
E) -+ ++ -+ ++ -+ ++

F) +- -- +- -- +- --
G) -+ -- -+ -- -+ --

H) +- +- +- +- +- +-
I) -+ -+ -+ -+ -+ -+

J) ++ ++ ++ ++ ++ ++
K) -- -- -- -- -- --

L) 00 00 00 00 00 00

A) ist unproblematisch bezügl. des Kondensators, macht aber nur mit 
induktiven Lasten die als Tiefpass wirken Sinn.

B) und C) funktionieren wenn induktiven Lasten dafür sorgen dass der 
Kondensator beim Abschalten geladen wird, aber nicht mit resistiven 
Lasten. Eine (wie auch immer geartete) Verbindung der Brücken bringt 
auch nichts, da der Kondensator im gleichen Zyklus geladen werden müsste 
in dem er aber entladen wird.
Da nach dem Abschalten einer induktiven Last der Strom durch die 
Freilaufdioden weiterfließt bekommt man die gleichen Ergebnisse wie bei 
A), F) oder G) (je nach Tastverhältnis) mit dem kleinen Unterschied 
einer etwas erhöhten Verlustleistung.

D) und E) funktionieren nicht, da eine der beiden Halbbrücken dauernd 
auf High ist, und der Kondensator nie geladen wird. Hier könnte man aber 
die Kondensatoren vergrößern und den Pin HB der beiden Halbbrücken über 
eine Diode verbinden (Kathode an der statischen Halbbrücke), so dass ein 
Kondensator den anderen mitladet. Dadurch wird die Schaltung aber 
asymmetrisch, es geht also nur D) oder E).

F) und G) sind unproblematisch, da eine Halbbrücke beliebig lange auf 
Low bleiben kann.

Der reine Vollastbetrieb, also H) und I) ist ohne externe Hilfsspannung 
nicht möglich. Gleiches gilt für J).

K) und L) funktionieren ohne Probleme.

So wie ich das sehe, gibt es für die meisten Anforderung einen 
geeigneten Betriebsmodus der ohne Änderungen der Hardware auskommt. Auf 
die problematischen Varianten B) bis E) kann man gut verzichten. An H) 
und I) kann man sich mit großen Kondensatoren und extremen 
Tastverhältnissen zu einen gewissen Grad annähern. Wenn das nicht reicht 
braucht man eine Hilfsspannung.

Gruß
Reinhard

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