Hallo, ihr kennt bestimmt den klassischen NPN-Transistorinverter. Am Kollektor ein Widerstand, sowie an der Basis einer. Der Emitter geht auf GND. Vcc ist mit einem C stabilisiert. Nun habe ich mir das Verhalten für mittlere Frequenzen angeschaut. (20kHz). Dabei tritt das Problem auf, dass die Invertierung erst erheblich später anfängt zu steigen. (D.h. die Basis wird gerade auf GND gezogen.) Ich habe jetzt schon einen R von der Basis nach GND angebracht. Das bringt zwar eine Verbesserung, aber gut ist was anderes. Wie bekomme ich es hin, dass das Signal sofort steigt und diese Verzögerungszeit entfällt? (Möglichst ohne tausende von Komponenten(!), da ich kein Transistorgrab aufbauen will.) Geil wäre 74er Geschwindigkeit. Danke für eure Hilfe! Michael
Um die Speicherzeit wirst du nicht rumkommen. Verbessern lässt sich das mit einer Schottkydiode von Basis nach Kollektor. Damit wird der Transistor nicht so weit in die Sättigung gesteuert. Welcher Transistortyp wird verwendet? Und welche 74-er Geschwindigkeit zwischen LSL und AUC meinst du? Arno
>Wie bekomme ich es hin, dass das Signal sofort steigt und diese >Verzögerungszeit entfällt? Naja, sofort geht nicht! Wie wäre es, wenn du mal die Dimensionierung verrätst? Wie groß ist die Verzögerung? Mehr als einige µs sollte das auch beim billigsten Transistor nicht sein. Grundsätzliche Maßnahmen: - kleiner Basiswiderstand, ev. mit einigen 100pF parallel - Schottky-Diode von B nach C >Geil wäre 74er >Geschwindigkeit. Dann nimm einen 74er. Mit einem (normalen) Transistor in Emitterschaltung ist nicht viel weniger als einige zig bis rund 100ns zu schaffen.
Ich dachte an die 74LS Geschwindigkeit. (Normalerweiße würde ich die auch ICs verwenden, nur ich brauche höhere Spannungen als die ICs vertragen!). Ich verwende zur Zeit den SMD Transistor BC817-40 über die Dead-Bug Methode mit Kabeln versehen. Mit der Diode probiere ich gleich mal aus. Aber ist die Sperrzeit wirklich soooo lang? Ich habe gerade mal nachgemessen. 2µS! Reduziert man die Basisspannung, und treibt den nicht so stark in Sättigung sinkt auch die Zeit. Ich probiere das gleich mal mit der Diode.
>Mit der Diode probiere ich gleich mal aus. Aber ist die Sperrzeit >wirklich soooo lang? Ich habe gerade mal nachgemessen. 2µS! Reduziert >man die Basisspannung, und treibt den nicht so stark in Sättigung sinkt >auch die Zeit. Ich probiere das gleich mal mit der Diode. Da schlägt die Miller-Kapazität zu. Das ist die BC-Kapazität, multipliziert mit dem hFE. Und die musst du Umladen. Deshalb auch niederohmig treiben und mit dem Parallel-C kurzfristig den Strom in/aus der Basis erhöhen. Die S-Diode erhöht allerdings den Low-Pegel auf 0.7V-UDiode, also auf ca. 0.3-0.5V. Damit ist der Transistor nicht mehr in der Sättigung und somit schneller. Du kannst noch ein wenig optimieren, indem du der Diode einen kleinen Widerstand (10-70 Ohm) in Serie schaltest. >nur ich brauche höhere Spannungen Wie hoch? Die CD4000er-Serie kann bis 15V arbeiten und ist definitiv schneller als der Transistor.
Also ich habe das mit der Diode noch ausprobiert. Zusammen mit 100p C schaffe ich 0.1-0.2µS. Bei größeren Kondensatoren (1n) würde die Schaltung leicht schwingen). Kurz: Schon mal nicht schlecht. Als Vorwiderstand verwende ich 1k, als Last 100 Ohm. Im Bad-Case haben die Transistoren 30 Volt zu verkraften. Also die CD-Reihe geht leider auch nicht. >Die S-Diode erhöht allerdings den Low-Pegel auf 0.7V-UDiode, also auf >ca. 0.3-0.5V. Damit ist der Transistor nicht mehr in der Sättigung und >somit schneller. Du kannst noch ein wenig optimieren, indem du der Diode >einen kleinen Widerstand (10-70 Ohm) in Serie schaltest. Was meinst du mit S-Diode? Silizium Diode? Momentan verwende ich die Allerweltsdiode 1N4148, damit habe ich bessere Ergebnisse erzielt als mit der 1N5818. Was genau bewirkt der Widerstand? Sinkt dann die Sättigungsspanung (Uce)? Und wieso? Vielen Dank schon mal für Eure tolle Hilfe!
Vielleicht ist der 74LS07 was für dich. Der geht bis 30V
Kollektorspannung.
>Was meinst du mit S-Diode? Silizium Diode?
Er meint damit eine Kleinleistungs Schottky-Diode.
Gruss Helmi
Hallo, >>Was meinst du mit S-Diode? Silizium Diode? > Er meint damit eine Kleinleistungs Schottky-Diode. Oder um es mit gängigen Bauteilnamen zu sagen: BAT85, BAT54 oder BAV99. Die Kapazität der 1N5818 ist wahrscheinlich zu groß. Ich habe da was von 110pF gelesen. Die BAV99 dürfte so um die 2pF haben. Gruß, Michael
Lad Dir mal LTSpice runter, dann kannst Du es auch simulieren (siehe Datei):
>Was genau bewirkt der Widerstand? Sinkt dann die Sättigungsspanung >(Uce)? Und wieso? Die Diode verhindert, dass der Transistor weiter aufsteuert als bis zu UCE = UB - UDiode. Ein kleiner werdendes UCE nimmt dann der Basis die Spannung weg. Dabei fließt durch die Diode ein Strom und ein Serienwiderstand erhöht damit den Spannungsabfall auf der Strecke Basis-Kollektor. Damit ist quasi die UCE (nur mit Diode ca. 0.4V) etwas reduzierbar. Wird der Widerstand allerdings zu groß, dann bist du wieder bei der Schaltung ohne Diode - mit geringer Sättigung und langer Speicherzeit. Ich verwende ihn dann, wenn ich auf einen Logikeingang muss. Da ist die Definition häufig <0.5V für LOW und das ist dann ohne den Widerstand u.U. zu knapp. Da du 100 Ohm Last an 30V hast (300mA) ist er möglicherweise sinnvoll, um die Verlustleistung im Transistor etwas zu verringern. >Was meinst du mit S-Diode? Silizium Diode? Sorry. Schottky und Silizium beginnen beide mit 'S'. Faulheit wird bestraft: jetzt muss ich mehr schreiben. :-) Ich meinte natürlich Schottky und hatte weiter oben ja mich schon auf Schottky bezogen.
Vielen Dank an alle! Der Tipp mit dem Kondensator ist klasse! Die Diode fürchte ich kann ich nicht verwenden, da ich ein 5V Signal 30 Volt schalten muss. Wenn ich HildeK richtig verstande habe, kommt ich da nicht über 4,5 Volt raus. Nochmals Danke Michael
Die Diode kannst du schon verwenden. Deine Schottky Diode muss nur die 30V abkoennen. Das einzigste was mit der Diode passiert ist das der Transistor nicht in die Saettigung geht. Daher der Spannungsabfall an der UCE -Strecke im eingeschalteten Zustand ist um ein paar 100mV hoeher. Gruss Helmi
Angehängte Dateien:
-
Transistorinverter.png
2,3 KB
Ich habe dir mal die Schaltung angehängt, wie sie in der Simulation prima funktioniert - ausgehend vom Vorschlag von Michael Lenz. Die Diode BAS70 hält 70V aus. Es geht nicht jede Schottky-Diode, manche haben eine zu hohe Sperrschichtkapazität, andere eine zu geringe Sperrspannung. Bei der Kombination Diode und Transistor kannst du auf R3 auch verzichten - ohne sind es rund 400mV UCE, mit etwa 300mV.
Bei C1 habe ich an die Kabelkapazität (1m BNC-Kabel) gedacht. Das hat sich in der Simulation nicht viel geändert. Bei den 100pF in der Spannungsquelle wollte ich auch nur sehen, ob sich etwas tut.
>Bei den 100pF in der >Spannungsquelle wollte ich auch nur sehen, ob sich etwas tut. Michael, ich denke die 100pF in der Spannungsquelle sind in der Simulation völlig belanglos, denn die Quelle ist ja ideal - beliebig starre Spannung mit beliebig großem Strom. In der Realität hat man einen Innenwiderstand bzw. eine Strombegrenzung am IC-Ausgang, die sich dann bemerkbar machen, ebenso wie eine parasitäre Lastkapazität. C1 hat schon einen Einfluss, vor Allem, wenn die Maßnahmen zur Schaltzeitverkürzung (C2, D1) weggelassen werden, wird die Erholzeit länger. Übrigens, interessant ist auch die Simulation mit verschiedenen Transistoren und Dioden; die mit hoher Stromverstärkung sind schlechter - klar, die Millerkapazität wirkt ja multipliziert mit dem hFE.
Warum nicht einen kleinen Mosfet verwenden? Die Speicherzeit entfällt, der Spannungsabfall im eingeschaltetem Zustand ist kleiner und das bei weniger Bauteilen. Es könnte z.B. ein RTR020N05 sein. http://www.farnell.com/datasheets/12477.pdf
Ich möchte damit einen diskreten Mosfet Treiber aufbauen. Gibts die einigermaßen preisgünstig (mit Komplimentärtyp) bei Reichelt? (Genau das ist meistens der Haken!) Ich habe mal mit LTSPICE den Treiber unter eurer Vorlage, so aufgebaut, wie ich ihn bauen würde. Frequenz ist 20kHz. Könnt ihr Profis mal schauen, was man hier noch verbessern könnte? Wieso will ich keinen Treiber verwenden? Ganz einfach: Ich sehe nicht ein, wieso ich fast 2 Euro für einen Treiber zahlen soll, wenn es auch so geht. Grüße Michael
Hast du das als png/pdf-Datei? Ansonsten empfehle ich dir einen ICL7667. Den gibts für 1.05€ bei Reichelt. http://www.reichelt.de/?;ACTION=3;LA=4;GROUP=A213;GROUPID=2910;ARTICLE=8734;START=0;SORT=artnr;OFFSET=16;SID=32pqjxNqwQASAAAF6WfB8887f98044703f0b045ee09f1fb887fb0
HildeK wrote: >>Bei den 100pF in der >>Spannungsquelle wollte ich auch nur sehen, ob sich etwas tut. > Michael, ich denke die 100pF in der Spannungsquelle sind in der > Simulation völlig belanglos, denn die Quelle ist ja ideal - beliebig > starre Spannung mit beliebig großem Strom. Das hatte ich mir dann auch recht schnell gedacht und die Einstellung einfach gelassen. > Übrigens, interessant ist auch die Simulation mit verschiedenen > Transistoren und Dioden; die mit hoher Stromverstärkung sind schlechter > - klar, die Millerkapazität wirkt ja multipliziert mit dem hFE. Den 2n2222 hatte ich mal eingesetzt, das war sehr deutlich. Bei dem hat sich die Diode dann auch wirklich gelohnt. Gruß, Michael
Das macht aber auch 4x1 Euro. Das steht in keinem Verhältnis zum eigentlichen Mosfet. 67 ct. Hab ihr noch ein paar Tipps um das zu optimieren?
Der ICL7667 enthält zwei unabhängige Treiber. Die Kosten halbieren sich also noch. Wenn der Mosfet mit 4.5V am Gate auskommt reicht ein komplementärer Emitterfolger. Diese Schaltung ist auch mit BC817/BC807 sehr schnell weil die Speicherzeit entfällt.
In deinem File driver.app ist der Q3 invers betrieben - C und E sind
vertauscht.
>Ich möchte damit einen diskreten Mosfet Treiber aufbauen.
Wozu dann die Pegelanhebung auf 30V? Welcher MOSFET verträgt denn am
Gate 30V? Fast alle sind bei 10V am Gate perfekt eingeschaltet, manche
sogar schon bei 3V.
Dann sind wir wieder bei CMOS, und mit einem Logic-Level-Fet sogar bei
5V-CMOS. Z.B. ein AC244 oder 245, oder mehrere parallel, und du hast
genug Dampf für ein superschnelles Umschalten. In einem DIL sind 8
Treiber drin.
Was ist den überhaupt die gesamte Anwendung?
Außerdem: bei 20kHz Umschaltfrequenz sind die Verluste im MOSFET noch
nicht sooo dominierend.
@jens
Wenn die die Datei 'driver.app' in 'driver.asc' umbenennst, dann geht
der File auch im LTSpice.
>Wenn die die Datei ...
Korrektur:
Wenn du die Datei ...
Ich möchte eine H-Brücke die 24 Volt verträgt. Als Gate-Spannung soll 10 Volt sein. D.h. die Stufe muss für die HighSide total ~30 Volt liefern. (Oder habe ich hier einen Denkfehler?). Als FET habe ich den IRF1010N ausgesucht. Ich wollte den Treiber so aufbauen, wie in der Spice-Datei. Geht das so? Was kann man da noch verbessern? Die LowSide hätte ich in der von Jens beschriebenen Emitterfolger aufgebaut. Danke für eure Hilfe! Michael
>(Oder habe ich hier einen Denkfehler?) Nein, dann nicht. Ohne Erfahrung mit Brücken zu haben: es gäbe auch pMOSFETs für die High-Side. Der braucht dann nur die 24V, um zu sperren. Macht aber keinen großen Unterschied. >Ich wollte den Treiber so >aufbauen, wie in der Spice-Datei. Ich sagte schon: In deinem File driver.app ist der Q3 invers betrieben - C und E sind vertauscht. Pass auf (bzw. triff Gegenmaßnahmen), dass der FET nicht mehr als die zulässige Gatespannung abbekommt. Im Umschaltzeitpunkt könnte das schon sein.
Was könnte man denn dagegen machen, dass |VGS| =< 20 Volt bleibt? Ich dachte zuerst an Z-Dioden, mit einer normalen gekoppelt. Das sind dann aber gleich 4 Dioden. (=Hoher Platzbedarf) Als Alternative dachte ich an einen Spannungsteiler mit 2 Widerständen. Aber da hat man einen hohen nutzlosen Strom oder lange Umladezeiten. Kennt ihr Profis da ein Gegenmittel?
man könnte den Spannungsteiler rel. hochohmig machen, und dem Teiler dann eine pnp-npn-GegentaktEndstufe (also eine Art Gegentakt-Emitterfolger - Basen zusammengeschaltet, Emitter's zusammen, Collector's jeweils an +/-) nachschalten, der dann für den Mosi als ruhestromloser Treiber wirkt. Sind aber zusammen mit dem Spannungsteiler wieder 4 Teile :-( Viel weniger wird's wohl kaum werden.
Das einfachste ist ein fertiger Halbrückentreiber. http://www.vishay.com/docs/74292/74292.pdf Der kostet selbst bei Farnell nur 0.896€
Jens, ich habe den gestern bei Farnell bestellt und heute ist er gekommen. Wie groß muss ich denn den Booststrap Kondensator wählen? EDIT: Ich habe es gerade im Datenblatt gefunden. Werde den gleich ausprobieren. Vielen Dank für deine Hilfe!
Das steht im Datenblatt auf S8: >Thetypical capacitance value for the bootstrap capacitor >should be at least 0.1 uf to 1 uf or at least 20 time >of the total gate capacitance of MOSFET. Der IRF1010N hat laut Datenblatt eine Eingangskapazität von typisch 3210pf, d.h. ab 100nF, besser etwas mehr, solltest du im grünen Bereich liegen. Gruß Reinhard Edit: zu langsam...
Vielen Dank für Deine Antwort! Jetzt habe ich einen guten Anhaltswert. Mal eine ganz andere Frage: Der C läd sich ja auf, wenn der untere FET durchschaltet. Wenn ich jetzt nur mit dem oberen Schalten würde, ginge der C ja leer. Da ich ja 2x den obigen IC verwenden muss, um eine Fullbridge aufzubauen, kam mir folgende Idee: Man wählt den C doppelt so groß (z.B. 200nF) und verbindet die beiden Eingänge. Da ja ein FET immer unten schaltet, läd der immer den Kondensator auf, wärend der andere damit dann Schalten kann. Ist die Idee gut oder nur gut gemeint? Was könnte man bessern machen? Wie löst man dieses Problem richtig?
Naja, immer dann wenn der Kondensator geladen wird, liegt an HB nur Vdd (-0,7V) an. Das reicht nicht um den oberen FET durchzusteuern. Statisch wirst du es mit einem Kondensator nicht schaffen eine Spannungserhöhung zu erreichen und dynamisch funktioniert die Sache eh ganz gut so wie sie im Datenblatt steht. Mit einem zusätzlichen Kondensator und ein paar Dioden kann man die Spannung an HB einigermaßen konstant auf ~2*Vdd halten so lange die Schaltung oszilliert. Außer zusätzlichen Aufwand sehe ich aber keinen praktischen Unterschied darin. Gruß Reinhard
Da habe ich noch ein Verständnissproblem: Ich möchte ja eine H-Brücke damit bauen. Angenommen, der obere FET von IC1 steuert durch, und der untere FET von IC2 und die Schaltung wird mit 20kHz, an und aus geschaltet, dann kann sich der Kondensator doch nicht laden? Denn ich schalte ja nicht den unteren FET von IC1 und den oberen von IC2 durch, das eigentlich zum Laden gebraucht werden würde. Was sehe ich nun falsch? Bitte helft mir!
Gute Frage, ich habe bis jetzt nur den Fall betrachtet, das der High und Low FET einer Seite im Gegentakt angesteuert werden. Der ist ja offensichtlich unproblematisch. Falls die Last induktiv ist, wie das bei H-Brücken ja meistens der Fall ist entsteht beim Abschalten eine Induktionsspannung, die dann von den Freilaufdioden begrenzt werden muss. Die zieht dann aber jenes Ende der Last, welches gegen Vdd geschalten wird nach GND-0,7V und jenes das gegen GND geschalten wird nach Vdd+0,7V. Das reicht dann normalerweise umd den Kondensator zu laden. Ähnlich funktioniert offensichtlich auch die Schaltung auf S5 des Datenblatts bei der die beiden FETs im Gleichtakt angesteuert werden. Bei ohmschen oder kapazitiven Lasten bleibt aber offensichtlich nur der Gegentaktbetrieb oder eine auf anderem Wege generierte Spannung an HB. Eine externe Hilfsspannung braucht man offensichtlich auch wenn die Schaltung statisch betrieben wird. Gruß Reinhard
Ich möchte damit zwar eine induktive Last treiben, aber es muss auch eine resistive gehen. Wäre es nicht möglich, dass der unten durchsteuernde FET von IC2 (vergl. oben), den Kondensator von IC1 läd, indem man beide verbindet. C würde ich dann doppelt so groß wählen. Geht das? Oder muss ich da "Versuch mach Kluch" anwenden?
Noch ein bizarres Problem: Schalte ich den Fet-Treiber ohne Last an und stecke die Last dann dazu, geht es. 10Volt Gate Spannung und die ohmsche Last wird getrieben. Schalte ich ihn aber mit Last an, bleibt die Gatespannung bei 0 Volt. Ich treibe momentan nur den unteren Fet, der Treiber ist wie im Datenblatt angeschlossen. Ich hoffe ihr könnt mir helfen, bei mir gilt gerade Murphies Law!
Ich bin mir nicht ganz sicher ob ich dich richtig verstehe, aber ich vermute dass das so nicht funktioniert. Grundsätzlich musst du sicher stellen dass der Kondensator geladen wird (mit dem Lowside FET) und dann aber auch wieder in Entladeposition gebracht wird (mit dem Highside FET) - nur Laden alleine, auch von beiden Low FETs zusammen, funktioniert nicht. Daher muss die Brücke in einer geeigneten Art betrieben werden, was auch ohne Hardwareänderungen funktionieren sollte. Zuerst einmal ein kleine Konvention, in welchem Zustand sich die Brücke befindet. Vermutlich erfinde ich aus Unwissenheit das Rat gerade neu. Aber gestern haben wir ein wenig aneinander vorbeigeredet (mea culpa), was ich vermeiden möchte. Eine Halbbrücke kennt insgesamt 4 verschiedene Zustände, die ich jetzt einfach mal wie folgt bezeichne: 0: Brücke ist offen +: Brücke ist High -: Brücke ist Low X: Kurzschluss (beide Transistoren durchgesteuert) Für eine Vollbrücke ergeben sich durch Kombination der zwei Teilzustände, dargestellt durch zwei Zeichen, insgesamt 16 mögliche Zustände, wobei man die 7 Varianten des Kurzschlusses natürlich vernachlässigen kann. Mögliche Betriebsarten sind dabei u.a.: A) +- -+ +- -+ +- -+ B) +- 00 +- 00 +- 00 C) -+ 00 -+ 00 -+ 00 D) +- ++ +- ++ +- ++ E) -+ ++ -+ ++ -+ ++ F) +- -- +- -- +- -- G) -+ -- -+ -- -+ -- H) +- +- +- +- +- +- I) -+ -+ -+ -+ -+ -+ J) ++ ++ ++ ++ ++ ++ K) -- -- -- -- -- -- L) 00 00 00 00 00 00 A) ist unproblematisch bezügl. des Kondensators, macht aber nur mit induktiven Lasten die als Tiefpass wirken Sinn. B) und C) funktionieren wenn induktiven Lasten dafür sorgen dass der Kondensator beim Abschalten geladen wird, aber nicht mit resistiven Lasten. Eine (wie auch immer geartete) Verbindung der Brücken bringt auch nichts, da der Kondensator im gleichen Zyklus geladen werden müsste in dem er aber entladen wird. Da nach dem Abschalten einer induktiven Last der Strom durch die Freilaufdioden weiterfließt bekommt man die gleichen Ergebnisse wie bei A), F) oder G) (je nach Tastverhältnis) mit dem kleinen Unterschied einer etwas erhöhten Verlustleistung. D) und E) funktionieren nicht, da eine der beiden Halbbrücken dauernd auf High ist, und der Kondensator nie geladen wird. Hier könnte man aber die Kondensatoren vergrößern und den Pin HB der beiden Halbbrücken über eine Diode verbinden (Kathode an der statischen Halbbrücke), so dass ein Kondensator den anderen mitladet. Dadurch wird die Schaltung aber asymmetrisch, es geht also nur D) oder E). F) und G) sind unproblematisch, da eine Halbbrücke beliebig lange auf Low bleiben kann. Der reine Vollastbetrieb, also H) und I) ist ohne externe Hilfsspannung nicht möglich. Gleiches gilt für J). K) und L) funktionieren ohne Probleme. So wie ich das sehe, gibt es für die meisten Anforderung einen geeigneten Betriebsmodus der ohne Änderungen der Hardware auskommt. Auf die problematischen Varianten B) bis E) kann man gut verzichten. An H) und I) kann man sich mit großen Kondensatoren und extremen Tastverhältnissen zu einen gewissen Grad annähern. Wenn das nicht reicht braucht man eine Hilfsspannung. Gruß Reinhard
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