Hallo Analogbastler! Nachdem ich mit meiner letzten aktiven Frequenzweiche einen Klasse-D Verstärker niedergestreckt habe (wahrscheinlich weil der Tiefpass-Pfad DC-gekoppelt war), habe ich nochmal 2 Wochen mit lesen verbracht und will nun die 2te Version umsetzen. Zur Weiche: Die beiden Stereokanäle werden gepuffert, summiert und dann auf den HP und LP gegeben. HP und LP bestehen je aus zwei Sektionen Butterworth 2ter Ordnung also zusammen Linkwitz-Riley 4ter Ordnung. Die Übergangsfrequenz liegt bei 80Hz und wurde in Messungen bestätigt, das Filternetzwerk funktioniert also. Das Poti R32 vor dem Hochpass dient dazu, den Hochtöner an die Empfindlichkeit des Tieftöners anzugleichen. Die Butterworth-Tiefpaesse 1ter Ordnung, die über die Schaltung verstreut zu finden sind bewegen sch alle zwischen 20Hz und 30Hz und wurden wegen akuter DC-Paranoia so liberal eingesetzt. Gerade eben habe ich in einem anderen Thread noch gelesen, das im Signalweg alles <1µF mit argwohn betrachtet werden sollte. Warum? Die Eckfrequenz meiner Tiefpässe stimmt imho aber wenns nen Guten Grund gibt würde ich die Widerstände gegen Masse samt der Koppel-C gerne anpassen. Fällt jemandem sonst noch was auf? Vielen Dank für die Hilfe. PS. Wenn jemand das Schematic (Eagle) haben will lade ich das noch hoch.
Die Trickschaltung mit Q1-Q4 solltest du nochmal anschauen. Meines Erachtens liegen auf deinen Eingangspins jeweils 12V-0,7V (über Q2 und Q4 B-E-Diode) an. Bist du da ins Schleudern gekommen, weil du unüblicherweise +12V unten und -12V oben hast?
Der Parallelwiderstand R17 (bzw. R19) zu R21 (bzw. R22) ist überflüssig. 220k parallel zu 390 sind zusammen etwa 389,31 Ohm. Diese 0,69 Ohm unterschied sind weniger als 1% Toleranz. In Verbindung mit den deutlich höheren Toleranzen der Kondensatoren ein Punkt den man getrost vernachlässigen kann. Also R17 und R19 ersatzlos streichen. Nur zur Richtigstellung: Im Absatz "Die Butterworth-Tiefpaesse 1ster Ordnung, ... wurden wegen akuter DC-Paranoia ... ." ist die Verwendung des Begriffes "Tiefpaesse" wohl etwas fehl am Platz, denn es handelt sich um Hochpässe! Im Tiefpass-Zweig (vom Eingang bis LPOUT) tauchen insgesamt drei dieser Filter auf. Mit (vom Eingang zum Ausgang) 21,92Hz, 33,44Hz (theoretisch - wenn man das R-C-Glied mit C36 und nur R31 einbezieht) und 33,86Hz. Als Gesamtgrenzfrequenz wird sich a) ein Wert einstellen, der oberhalb von den 33,44Hz angesiedelt sein wird, und b) schau Dir noch mal genau den Eingangswiderstand des Tiefpassfilters mit IC10 an, d.h. das, was an Widerstandswerten parallel zu R31 liegen wird. Und damit meine ich R13, R14 sowie R25 und R26. Diese Widerstände gehen in die Grenzfrequenzbetrachtung des Tiefpasses, gebildet aus C36 und R31 ein. Ähnliches passiert auch mit dem Filter am Ausgang, sobald eine Schaltung mit einem definierten Eingangswiderstand angeschlossen wird. Du wärest gut beraten, diese Koppelkondensatoren um mindestens eine Dekade größer zu wählen, oder ggf. (d.h. an den richtigen Stellen) ganz wegzulassen. Einfacher wäre es natürlich, wenn man genau weiß, was wo mit welchem Ausgangs- bzw. Eingangswiderstand angeschlossen wird. Neben diversen anderen kleinen Unzulänglichkeiten (auf die ich jetzt nicht näher eingehen wollte) würde ich vermuten, das die Schaltung an sich funktionieren sollte.
Hallo Lothar, da hast du Recht. Die Versorgung liegt etwas verwirrend, weil in der ersten Version alle OpAmps nichtinvertierend geschaltet waren. Beim Umbau war ich zu faul, die Peripherie zu drehen und hab einfach die OpAmps gedreht. ;) Nun solltes stimmen, danke.
Hallo Raimund, R17 und R19 hab ich entfernt und meinte natürlich die "Hochpässe". > von den 33,44Hz angesiedelt sein wird, und b) schau Dir noch mal genau > den Eingangswiderstand des Tiefpassfilters mit IC10 an, d.h. das, was an > Widerstandswerten parallel zu R31 liegen wird. Und damit meine ich R13, > R14 sowie R25 und R26. Diese Widerstände gehen in die > Grenzfrequenzbetrachtung des Tiefpasses, gebildet aus C36 und R31 ein. Meinst du den Weg von R13 über C7 zu Ground (nen anderen Weg einer Parallelschaltung zu R13 sehe ich gerade nicht)? Das muss ich mir nochmal in Ruhe anschauen. Habe gerade ne Stunde versucht die Funktion der Impedanz von C7 in die Berechnung der Grenzfrequenz von C36 mit R31 einzubauen aber hab es nicht wirklich hinbekommen. Evtl. lasse ich diesen Tiefpass einfach weg. Die Filtersektionen dahinter haben ohnehin Unity-Gain und sollten Offsets nicht verstärken, der Ausgangs-Koppel-C sollte dann ja genug zum Schutz des Verstärkers sein. > Ähnliches passiert auch mit dem Filter am Ausgang, sobald eine Schaltung > mit einem definierten Eingangswiderstand angeschlossen wird. > Du wärest gut beraten, diese Koppelkondensatoren um mindestens eine > Dekade größer zu wählen, oder ggf. (d.h. an den richtigen Stellen) ganz > wegzulassen. > Einfacher wäre es natürlich, wenn man genau weiß, was wo mit welchem > Ausgangs- bzw. Eingangswiderstand angeschlossen wird. Die Eingangsimpedanz des Verstärkers hinter der Frequenzweiche liegt bei 100k, die empfohlene Quellimpedanz ist 7k (10k sollte also ok sein?). Wenn ich C34/C33 um eine Dekade erhöhe lande ich bei einer Eckfrequenz von 3.8Hz ist das nicht ganz schön wenig? Das Chassis spielt eh erst ab 30Hz Verzerrungsfrei. Warum nicht 0.47µ oder auch 0.68µ, dann wäre ich bei 26Hz. Irgendwelche Einwände gegen C1 und C2? 33nF sind ja recht wenig und ich hatte den Eindruck, das einige Leute kleinen Koppel-Cs gegenüber misstrauisch sind, begründet wurde das leider nicht. Vielen Dank schonmal und Grüße, Simon.
IC5, IC6 und IC7 mit positiver Rückkopplung! Kam das durch das Drehen?
Hallo Alexander, eher andersrum. Das drehen kam durch die positive Rückkopplung. Also genauer: Zunächst hatte ich alle Stufen nicht-invertierend ausgeführt. Mir wurde dann aber vor allem beim Summierer die invertierende Beschaltung nahegelegt weil die beiden zu summierenden Signale somit voneinander entkoppelt an der virtuellen Masse des invertierenden Eingangs liegen. Die Eingangspuffer habe ich daraufhin auch invertierend ausgeführt, damit die Phase am Ende wieder stimmt. Grüße, Simon.
Prinzipielle Frage: Was machst du denn mit den Ausgangssignalen? Das aus dem Tiefpass für einen Subwoofer - ok, aber das andere? Viel Aufwand, um aus Stereo Mono zu machen ;-) lG nuabsal
Hi nurabsal, das Stereo aufzusummieren ist ein Teil der Aufgabe. Dafür bräuchte man in der Tat kein LR4-Filternetzwerk ;) Die Frequenzweiche ist Teil einer mobilen, batterie-betriebenen PA und speist zwei dieser Module: http://hypex.nl/docs/UcD180HG_datasheet.pdf Im Grunde ein Bi-Amp Design um die weit höhere Empfindlichkeit des Tops voll ausnutzen zu können (anstatt den Top hinter dem Verstärker zu dämpfen) und einen gleichmäßigeren Impedanzgang zu haben (vom Verstärker aus gesehen). Edit: Wenn ich so drüber nachdenke: den Hochpass könnte man wohl schon wesentlich simpler gestalten, da der Top (eine 2-Wege Box, Horn + 12") nochmal eine passive Frequenzweiche hat. Allerdings dreht das LR4-Netzwerk für den Sub die Phase, wenn das für den Top nicht geschiet könnte der Crossover-Bereich leiden. Grüße, Simon.
>Mir wurde dann aber vor allem beim Summierer die invertierende >Beschaltung nahegelegt weil die beiden zu summierenden Signale somit >voneinander entkoppelt an der virtuellen Masse des invertierenden >Eingangs liegen. Die Eingangspuffer habe ich daraufhin auch invertierend >ausgeführt, damit die Phase am Ende wieder stimmt. Nur funktioniert es so nicht wie du es gemacht hast. Die Gegenkopplung gehört an den Minuseingang. Der Pluseingang an GND.
Simon Willmann wrote: > Hallo Raimund, > R17 und R19 hab ich entfernt und meinte natürlich die "Hochpässe". > >> von den 33,44Hz angesiedelt sein wird, und b) schau Dir noch mal genau >> den Eingangswiderstand des Tiefpassfilters mit IC10 an, d.h. das, was an >> Widerstandswerten parallel zu R31 liegen wird. Und damit meine ich R13, >> R14 sowie R25 und R26. Diese Widerstände gehen in die >> Grenzfrequenzbetrachtung des Tiefpasses, gebildet aus C36 und R31 ein. > Meinst du den Weg von R13 über C7 zu Ground (nen anderen Weg einer > Parallelschaltung zu R13 sehe ich gerade nicht)? Das muss ich mir > nochmal in Ruhe anschauen. Habe gerade ne Stunde versucht die Funktion > der Impedanz von C7 in die Berechnung der Grenzfrequenz von C36 mit R31 > einzubauen aber hab es nicht wirklich hinbekommen. Parallel zu R31 liegt die ganze Beschaltung des OPs (IC10) von R13 über R14 bis hin zu C6 und C7. Der Eingangswiderstand dieses Butterworth-LP-Filter ist frequenzabhängig. Sehr grob abgeschätzt würde ich sagen er liegt um die 20 kOhm (bei 80Hz). Diese Impedanz liegt parallel zu R31 und versaut Dir die gewünschte Grenzfrequenz. Lasse hier einfach R31 weg und schließe C36 kurz. Am Ein- und am Ausgang sind ja schon Entkoppelkondensatoren vorhanden. > Evtl. lasse ich diesen Tiefpass einfach weg. Die Filtersektionen > dahinter haben ohnehin Unity-Gain und sollten Offsets nicht verstärken, > der Ausgangs-Koppel-C sollte dann ja genug zum Schutz des Verstärkers > sein. Nun, verstärkt wird der DC-Offset bei Unity-Gain nicht, wie Du schon richtig wiedergegeben hast - aber er kann sich mit der Anzahl der OPs, durch die das Signal hindurch muß, immerhin addieren (wenn denn z.B. die OPs bei steigender Temperatur in die gleiche 'Richtung' driften, was sehr wahrscheinlich der Fall sein wird). >> Ähnliches passiert auch mit dem Filter am Ausgang, sobald eine Schaltung >> mit einem definierten Eingangswiderstand angeschlossen wird. >> Du wärest gut beraten, diese Koppelkondensatoren um mindestens eine >> Dekade größer zu wählen, oder ggf. (d.h. an den richtigen Stellen) ganz >> wegzulassen. >> Einfacher wäre es natürlich, wenn man genau weiß, was wo mit welchem >> Ausgangs- bzw. Eingangswiderstand angeschlossen wird. > Die Eingangsimpedanz des Verstärkers hinter der Frequenzweiche liegt bei > 100k, die empfohlene Quellimpedanz ist 7k (10k sollte also ok sein?). Warum dann überhaupt R11 bzw. R30 einbauen? Ich würde sie ersatzlos streichen. > Wenn ich C34/C33 um eine Dekade erhöhe lande ich bei einer Eckfrequenz > von 3.8Hz ist das nicht ganz schön wenig? Um einen möglichen DC-Offset abzublocken ist das nicht zu wenig. Temperaturdrifts der OPs sind mit die Hauptursache für DC-Offset-Schwankungen. Deren Frequenz liegt aber i.d.R. im Bereich von mHz, und somit schon Oktaven weit weg von den 3,8Hz. > Das Chassis spielt eh erst ab 30Hz Verzerrungsfrei. Warum nicht 0.47µ > oder auch 0.68µ, dann wäre ich bei 26Hz. Be my guest. Es war ja nur meine Empfehlung, eine (offizielle) Richtlinie ist es nicht gewesen. Hier darf sich jeder Entwickler nach herzenslust austoben. > Irgendwelche Einwände gegen C1 und C2? 33nF sind ja recht wenig und ich > hatte den Eindruck, das einige Leute kleinen Koppel-Cs gegenüber > misstrauisch sind, begründet wurde das leider nicht. Wenn die Ein- und Ausgangsimpedanzen der angeschlossenen Schaltungen nicht bekannt sind, dann ist man halt gut beraten die Koppelkondensatoren lieber zu groß als zu klein zu machen, da sie ja als Hochpässe fungieren. Gut, wer als fg statt 20Hz auf einmal nur noch 80Hz hat (weil z.B. der Eingangswiderstand unerwartet sehr klein war) und sich an der auf einmal bassarmen Spielweise nicht stören will, soll ruhig bei den Koppelkondensatoren an Kapazität sparen. Jetzt möge aber bitte niemand mit der mehr oder weniger guten 'Audiophilität' von den einen oder anderen Kondensatortypen anfangen.
>> IC5, IC6 und IC7 mit positiver Rückkopplung! Kam das durch das Drehen? > Die Eingangspuffer habe ich daraufhin auch invertierend > ausgeführt, damit die Phase am Ende wieder stimmt. Alexander hat recht: das sind keine invertierenden Verstärker. Die Gegenkopplung (ugs. Rückkopplung) bei einem OPAmp geht immer über den -Eingang. sonst ist es eine Mitkopplung, und du hast einen Schmitt-Trigger.
Hallo, Du tust gut daran, eine so umfangreiche Schaltung vor dem Bauen zu simulieren. Ein kostenloses PSpice ist beispielsweise LTSpice: http://www.linear.com/designtools/software/ltspice.jsp Als OPV nimmst Du einen ähnlichen aus dem Angebot von Linear Technology. Dann kommst Du sehr rasch zu einer realistischen Einschätzung dessen, was Deine Schaltung macht. Gruß, Michael
@holger: Ja stimmt, das habe ich wohl auch beim drehen übersehen, nun passts. @Raimund: Ok, habe den Hochpass vor IC10 (bzw. jetzt IC2A) entfernt. Um den DC-Offset zumindest in kleinem Rahmen korrigieren zu können dachte ich daran, den Summierer mit einem Trimmer zu versehen (also zwischen Pin 1 und 8), oder sollte ich eher die Spannungsversorgung mit einem Spannungsteiler verschieben? Oder kann ich ganz darauf verzichten, weil ich am Ausgang sowieso Koppel-Cs habe und die Op-Amps nicht so weit aussteuer, dass sie wegen des DC-Offsets clippen könnten? Mir fehlen da leider die Erfahrungswerte. R11 und R30 habe ich entfernt. Die Koppel-Cs haben jetzt 68n und sollten mit dem Verstärkereingang (100k) einen Hochpass mit fg=23Hz was mir recht ist. Das mit den Eingangs-Koppel-Cs ist verstehe ich nun. Mir war nicht klar, das auch die Widerstände gegen GND vor dem Kondensator die Grenzfrequenz beeinflussen (schon naheliegend bei Wechselspannung). Mein Ausgabegerät hat laut Spec auf dem Lineout eine Ausgangsimpedanz von 68 Ohm. Das ist ja verschwindend gering und würde eine Koppelkondensator von 100µF erfordern damit ich bei in der Nähe von 20Hz lande? Verstehe ich da irgendwas falsch? @Michael: Das werde ich am Wochenende mal ausprobieren. Muss dafür erstmal mein Windows wieder flott machen. Vielen Dank für die vielen guten Hinweise!
> Mein Ausgabegerät hat laut Spec auf dem Lineout eine Ausgangsimpedanz > von 68 Ohm. Das ist ja verschwindend gering und würde eine > Koppelkondensator von 100µF erfordern damit ich bei in der Nähe von 20Hz > lande? Verstehe ich da irgendwas falsch? Ja. Nimm mal an, dein Ausgabegerät hätte eine ideale Impedanz von 0 Ohm. Auf welchen Kondensatorwert würdest du kommen? Richtig relevant für den Eingangs-Tiefpass ist nur das Gespann von C1, R4, R9 bzw. C2, R3, R10. > die Widerstände gegen GND vor dem Kondensator sind gut, damit der Eingangs-Kondensator nicht einfach in der Luft hängt, und haben verglichen mit der Impedanz deines Ausgabegeräts einen zu hohen Widerstand, als dass sie noch etwas bewirken würden. Die liegen einfach parallel zur Impedanz des Ausgabegeräts und machen die eine Winzigkeit (1/1000) kleiner. BTW: "Ausgabegerät"... könntest du da nicht was anderes anschließen, z.B. einen MP3-Player? Das schreibt sich einfacher ;-)
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