Hallo leibes Forum,
Ich beschäftige mich gerade mit dem UC3843 Current-Mode-PWM-Controller.
Allerdings sind da noch ein paar Fragen die mich in meinem
Schaltungsdesign bremsen.
1. Ich möchte die V_clamp Spannung senken um die Verluste an Rs zu
veringern, allerdings habe ich Probleme mit der Dimensionierung von
R1,R2 aus Bild 1 im Anhang. Hat jemand nen Ansatz wie die gegebene
Formel zustande kommt?
2. Bild 2: es get haupsächlich ums Timning, nicht um den darin
(unsvollständig) abgebildetet Step-up-Wandler. Wenn die
Ausgangsspannung, über einen Spannungsteiler zurückgeführt auf Feedback
Pin 2(3), sinkt, dann sinkt auch Output/Compensation und die On-Time
wird kürzer?
Er müsste allerdings genau umgekehrt gegensteuern?! wo ist der Fehler?
3. Erstmal nur eine theoretische Frage (Bild 3). Wenn ich mittels Q4,
einem kleinen FET, der die Ausgangsspannung mitmacht, das Rdson des
FET(Q3) als Rs einsetze...
Was haltet ihr davon unter der Bedingung, dass die Ausgangsspannung
keine besonderen Stabilitätsbedürfnisse befriedigen muss? Wäre das
Plausibel?
C4 und R4 sollen dabei (erstmal) nur die Gate-Charge Ströme von Q4
abfangen, was auch heißt, ich könnte R4 gegen 0 gehen lassen und C4 mit
1nF oder 10nF bestücken...
Gut? Nicht gut??
Mir fällt gerade auf: Parallel zu C4 müsste noch ein R5, der C4 auch
wieder entlädt. (Hab das Bild nur schon hochgeladen und kanns daher
nicht mehr einfügen.)
1. Vclamp ist 1/3 so hoch wie die Spannung an R1.
2. Wenn Ausgangsspannung hoch genug, stoppt Oszillator weil Vclamp auf 0
gezogen wird. Nicht ganz, nicht so schnell, daher besteht ein kleiner
Bereich in dem der Regler regelt und nicht nur on/off abschaltet, aber
im Prinzip (weil - Eingang am OpAmp dessen Ausgangs auf Masse zieht, es
soll wohl ein OpAmp sein und kein Komparator).
3. Versteht ich nicht, sieht vollkommen falsch aus.
MaWin schrieb:> 1. Vclamp ist 1/3 so hoch wie die Spannung an R1.
Das Denke ich auch, aber warum dann so ne komplizierte Formel? die ist
doch nicht aus Langeweile abgedruckt?!
zu 2.: Jap, dummer Fehler. Der OP-Amp oder Komparator wird ja mit seinem
negativen/invertierenden Eingang angeschlossen... Da ist der Fehler
gewesen.
3. Naja während der Off-Zeit ist die Gatespannung ja ~0V. Keiner der
FETs leitet und C4 wird über den in der Schaltung fehlden Widerstand
(parallel zu C4) entladen. Kommt jetzt eine On-Phase, werden beide FETs
nahezu gleichzeitig durchgesteuert. Q3 lässt sich dann durch sein Rdson
ersetzen und wirk daher näherungsweise als xOhm Widerstand. Wenn nun der
Strom einen bestimmten Wert erreicht hat, fällt über Q3 eine gewisse
Spannung ab. Diese wird an den Isense-Eingang "überwittelt" (zur
Erinnerung: R4 und C4 sind sehr klein) und veranlasst IC2 dazu die FETs
wieder zu "sperren". Die Drain-Source-Spannung über Q3 steigt hoch an,
während der Strom durch die Spule abnimmt.
C4 wird auch wieder entladen (s.o.) und das Spiel kann von vorne
losgehen.
Und warum ich R4 eingedacht habe ist auch schnell erklärt:
Q4 wird ein kleiner Transistor sein und daher evtl. Etwas schneller im
Einschalten. Die Spannung, die er durchschaltet könnte also noch bei
<Ausgangsspannung> liegen, was den Isense Eingang stören könnte/wird. C4
soll also mit R4 diese Spitze filtern.
Sowie natürlich auch die durch das Laden des Gates von Q4 verursachten
Ströme sollen in C4 landen und nicht im Eingang des IC.
Nachteil der ganzen Idee wäre der höhere Schaltungaufwand.
Vorteil wäre allerdings der Wegfallende Leistungswiderstand ("Rs") und
damit höhere effizienz und höhere Spannungen an der Spule.
Bei 12V Versorgung macht 1V haben oder nicht halt doch was aus...
und bei 2-3A sind das (ohne Clamp-Level änderung) 2-3W Leistung die
gekühlt werden wollen.
Und zu kleine Clamp-Level (oder auch -Spannungen) machen, wie auch in
einigen Datenblättern zu lesen, die Ganze Schaltung instabil...
Mich würde das brennend interessieren ob das Funktionieren kann und
wird.
> Das Denke ich auch, aber warum dann so ne komplizierte Formel? die ist> doch nicht aus Langeweile abgedruckt?!
Es müssen die Diodenspannungsabfälle eingerechnet werden.
Hallo Klaus.
> 1. Ich möchte die V_clamp Spannung senken um die Verluste an Rs zu> veringern, allerdings habe ich Probleme mit der Dimensionierung von> R1,R2 aus Bild 1 im Anhang. Hat jemand nen Ansatz wie die gegebene> Formel zustande kommt?
Siehe MaWins Kommentar dazu.....
Ich habe eine andere Anmerkung dazu. Vorsicht wenn Du am Comp Eingang
herumfummelst.
1) Ist der extrem empfindlich, was Störungen angeht. Insbesondere bei
Beschaltung ohne einen kleinen Kondensator nach Masse. Also dort
Leitungen kurz halten.
2) Wenn aber dort ein Kondensator sitzt, hat dieser Einfluss auf das
Softstart Verhalten. Je nach Anwendungsfall ist kann das egal aber auch
absolut unerwünscht sein.
> Und zu kleine Clamp-Level (oder auch -Spannungen) machen, wie auch in> einigen Datenblättern zu lesen, die Ganze Schaltung instabil...
Kein Grund zur Panik....bei UC3844 und UC3845 noch nicht festgestellt.
Ich habe hier ein Design, wo Comp zum Abschalten bzw. Regulieren der
Leistung verwendet wird. Der Feetback Eingang liegt dabei fest auf
Masse. Das ist ganz krank......funktioniert aber. Der Regler läuft dabei
grundsätzlich voll power und wird nur durch den Current sense überwacht.
Über Eine Schottky Diode und einen Optocoppler wird Comp dann zum
Abschalten auf Masse gelegt. Ist die Reglerleistung zu groß, wird Sie
reduziert, indem Comp über 1,5 bis 2,5 k und Optokoppler nach Masse
gezogen wird.
Der einstellbare Bereich ist nichtlinear und klein.....und hat einen
heftigen Temperaturgang. Wegen der Dioden....
Mit freundlichem Gruß: Bernd Wiebus alias dl1eic
http://www.dl0dg.de
Isense muss relativ niederohmig nach Masse sein. Aus Isense kann selber
ein Strom herauskommen.....wenn Isense nicht niederohmig genug nach
Masse ist, liegt eben dort eine zu hohe Spannung an, und der Regler
stoppt. Damit habe ich mich selber auch ein paarmal veräppelt. ;-) der
Mindestwert ist mir aber entfallen.....
, d.
Mit freundlichem Gruß: Bernd Wiebus alias dl1eic
Http://www.dl0dg.de
Bernd Wiebus schrieb:> wenn Isense nicht niederohmig genug nach> Masse ist, liegt eben dort eine zu hohe Spannung an, und der Regler> stoppt. Damit habe ich mich selber auch ein paarmal veräppelt. ;-) der> Mindestwert ist mir aber entfallen.....
Solche Hunde, das erwähnen sie wieder nicht im Datenblatt. Dafür
schreibe sie überverkomplizierte Formeln rein... grrrrr
Bernd Wiebus schrieb:> wo Comp zum Abschalten bzw. Regulieren der> Leistung verwendet wird. Der Feetback Eingang liegt dabei fest auf> Masse. Das ist ganz krank......funktioniert aber.
Wenn ichs richtig versehe, dann finde ichs gar nicht soo krank. Ein
extern angeschlossener Transistor macht ja auch nicht vie anderes als
die Feedback-Spannung wie der interne Komaparator gegen Masse zu
ziehen... Das finde wieder ich unbedenklich.
Aber jetzt muss ich mich wirklich noch bedanken bei allen die mitgedacht
habenm und bei den "Antwortern" natürlich erst recht. Danke!
Naja, und da die Antworten auf meine 3. Frage so spärlich ausfallen
werde ich es wohl waagen und einfach mal ausprobieren sobald ich alles
benötigte hier habe.
1-2 Änderungen in meiner Idee werde ich wohl noch einbauen, um zu
verhindern, dass Q4 evtl. schneller als Q3 durchsteuert und so die
Ausgangsspannung an den Sense-Eingang legt, aber ich werde mich damit
Spielen den "Rdson" eines FET als "Rs" zu nutzen...
Ich präsentiere dann mein endgültiges Konzept und später auch das
Ergebnis.
Hallo Klaus Z.
> Naja, und da die Antworten auf meine 3. Frage so spärlich ausfallen> werde ich es wohl waagen und einfach mal ausprobieren sobald ich alles> benötigte hier habe.
Ich hab das was sacken lassen, zum darüber meditieren. Also so wie
gezeichnet funktioniert es halt nicht, weil Isense nicht niederomig
genug auf Masse liegt. Der Schaltregler wird so erst gar nicht
anspringen.
Aber Widerstand von Isens nach Masse solte das beseitigen.
Schätz einmal ab, was Isens sehen möchte. Schätze ab, was Q3 an Uds
bringt. Bleibt da nach Rds von Q4 und R4 bei Belastung durch den
angenommenen Widerstand nach Masse genug über?
Zwischen den Gates von Q3 und Q4 könnte es zu Schwingvorgängen kommen.
Vorsichtshalber würde ich vor jedes Gate 10 Ohm setzten. Wenn Du keine
Probleme siehst, kannst Du sie ja testweise rausnehmen. Hast Du immer
noch keine Probleme, lass sie halt weg.
Das ganze hängt halt ein bisschen auch an den Schaltgeschwindigkeiten
der Transistoren. Wenn die Vergleichbar sind, vermute ich, das es
klappt.
Du kannst ja, um dich heranzutesten, für Q3 zuerst den gleichen
Transistortyp verwenden wie für Q4. Wenn alles klappt, nimmst Du für Q3
eben halt einen anderen, kleineren, und dimmensionierst R4 neu.
Halte eventuell Ausschau nach Temperaturdrift.
> 1-2 Änderungen in meiner Idee werde ich wohl noch einbauen, um zu> verhindern, dass Q4 evtl. schneller als Q3 durchsteuert und so die> Ausgangsspannung an den Sense-Eingang legt,
Supressordiode an Isense? So für alle Fälle? Wenn alles läuft, kannst Du
sie ja wieder rausschmeissen. Reduziert aber möglicherweise Deinen
Durchsatz an verbrannten Reglern....;-)
> aber ich werde mich damit> Spielen den "Rdson" eines FET als "Rs" zu nutzen...> Ich präsentiere dann mein endgültiges Konzept und später auch das> Ergebnis.
Viel Spass. Ich bin neugierig. :-)
Mit freundlichem Gruß: Bernd Wiebus alias dl1eic
http://www.dl0dg.de
Hey, Danke noch für deine Antwort.
Ja, in meiner letzten Version hätte ich den Isense mittels eines OP-AMP
angesteuert...
Hinfällig. Hab nach nem passenden FET gesucht und festgestellt, dass die
ganze Idee Käse ist. Die FETs verändern ihren Rdson um Faktor 2 und mehr
bei schwankenden Temperaturen, die ich aber erwarte (der FET heizt ja
schließlich nicht vernachlässigbar bei 2-3A). Eine auch nur annähernd
berechnete Strombegrenzung ist damit nicht wirklich möglich.
Ich plane jetzt den IRF640N mit 0.15Ohm Rdson (wenn jemand zufällig was
besseres kennt? ;-) ) und dazu einen 0R25 Shuntwiderstand zu verwenden.
Der maximale Spulenstrom wird dynamisch noch mittels eines LM393 (open
Collector) am Comp.-Ein/Ausgang begrenzt und dann rennt das hoffentlich.
Alles Andere ist den Aufwand nicht wert. Die Einsparung an
Verlustleistung ist zu gering für den Aufwand und die
Funktionsgarrantie... ja.
Fazit: War ne schöne Idee, der Kopf wurde wieder etwas benutzt und die
Erfahrung wurde gesammelt.
Danke trotzdem euch allen, die ihr euch ebenfalls Gedanken gemacht habt.
Wer noch Lust hat weiter zu denken, im Anhang mal meine Schaltung wie
ich sie verwenden möchte. Hoffentlich habe ich mir keine allzu großen
Schnitzer erlaubt.
C4 beleibt erstmal unbestückt und wird ggf. ertestet.
T1 und R4 überlege ich selbst gerade noch ob ich die wirklich brauche.
Wäre für schnelles abschalten/entladen von C3.
Und ganz oben das "0 - 2,5V FeedBack" soll bedeuten, dass bei 0V vollgas
gefahren wird und irgendwo um die 2,5V rum wird dann abgeregelt. Der
Ausgangsspannungsteiler muss also entsprechend dimensioniert werden.
MfG
Klaus
Ich dachte, du wolltest 12V in 150V 100mA wandlen.
Keine Ahung, was nun dieser ganze LM393 Zoo da soll.
IRF640 ist aber steinalt, recht hohe Qgs für diese Leistung, IRFB4020
wäre moderner.
Klaus Z. schrieb:> Hinfällig. Hab nach nem passenden FET gesucht und festgestellt, dass die> ganze Idee Käse ist. Die FETs verändern ihren Rdson um Faktor 2 und mehr> bei schwankenden Temperaturen, die ich aber erwarte (der FET heizt ja> schließlich nicht vernachlässigbar bei 2-3A). Eine auch nur annähernd> berechnete Strombegrenzung ist damit nicht wirklich möglich.
Käse ist das nicht. Schließlich sind Sense-FETs intern genau so
aufgebaut. Zur genauen Strommessung ist das natürlich nicht geeignet,
aber durchaus als Überlastungsschutz. Die Belastbarkeit eines MOSFETs
nimmt mit der Temperatur ab; insofern ist der Spannungsabfall am Rds ein
geeigneter Indikator für die drohende Überlastung des MOSFETs oder der
ganzen Schaltung.
Jörg
Hallo Jörg.
>> ganze Idee Käse ist. Die FETs verändern ihren Rdson um Faktor 2 und mehr>> bei schwankenden Temperaturen, die ich aber erwarte (der FET heizt ja>> schließlich nicht vernachlässigbar bei 2-3A). Eine auch nur annähernd>> berechnete Strombegrenzung ist damit nicht wirklich möglich.> Käse ist das nicht. Schließlich sind Sense-FETs intern genau so> aufgebaut.
Aber da sitzt alles auf dem gleichen Substrat....also fast gleiche
Temperatur (und vergleichbare Dotierung). Das ist ja auch der Knackpunkt
beim Wilson-Stromspiegel.
> Zur genauen Strommessung ist das natürlich nicht geeignet,> aber durchaus als Überlastungsschutz.
Kommt halt darauf an, was er genau vorhat. Für plötzliche unerwartete
katastrophale Ereignisse wäre es möglicherweise besser, das Teil so
überzudimensionieren, das die Transistoren den maximalen möglichen
Überstrom auf jeden Fall kurzzeitig aushalten (was wiederum Shunt
Widerstände unterstützen könnten). Dann aber müssen etwas trägere
Schutzschaltungen greifen und runterschalten. Eine ganz schnelle
Schutzschaltung hätte möglicherweise den Nachteil, zu oft auszulösen.
> Die Belastbarkeit eines MOSFETs> nimmt mit der Temperatur ab; insofern ist der Spannungsabfall am Rds ein> geeigneter Indikator für die drohende Überlastung des MOSFETs oder der> ganzen Schaltung.
Aber der Spannungsabfall ist nicht nur von der Temperatur, sondern auch
vom Strom abhängig. Nichtsdestotrotz könnte es sinnvoll sein, diesen
Wert als Kriterium zu nehmen. Ausprobieren. Ich glaube allerdings nicht,
daß damit ein großer Wurf in bezug auf Einfachheit und Effizienz
gelingt, zumindest nicht in der Größenordnung wie hier, aber
möglicherweise eine ungewöhnlich robuste Schaltung.
Mit freundlichem Gruß: bernd Wiebus alias dl1eic
http://www.dl0dg.de
Jörg Rehrmann schrieb:> Käse ist das nicht. ... Zur genauen Strommessung ist das natürlich nicht> geeignet...
Also doch Käse in dieser Funktion... Das meinte ich doch.
> Die Belastbarkeit eines MOSFETs> nimmt mit der Temperatur ab;
Im Großen und Ganzen ja, es gibt allerdings auch FETs deren
Belastbarkeit mit der Temperatur zunimmt...
> insofern ist der Spannungsabfall am Rds ein> geeigneter Indikator für die drohende Überlastung des MOSFETs oder der> ganzen Schaltung.
Indikator für MosFET-Überlastung bei den meisten FETs ja, aber für die
restliche Schaltung, insbesondere meine Spule, möchte ich das nicht
unbedingt behaupten!
MaWin schrieb:> Ich dachte, du wolltest 12V in 150V 100mA wandlen.
Richtig
> Keine Ahung, was nun dieser ganze LM393 Zoo da soll.
Habe ich wohl vergessen zu erwähnen: die Ausgangsspannung wird nicht
immmer gebraucht... Daher sollte sie abschaltbar sein, und weils grad so
schön ist kann man ja gleich eine (mit Pi mal blindes Auge berechnete)
Ausgangsstrombegrenzung (und viel mehr Anlaufstrombegrenzung) einbauen.
Ich gebe zu das ist mehr aus Übermut als Benötigt aber ich werds so
einbauen... Tut ja nirgends weh und der Schaltungsaufwand ist quasi
vernachlässigbar.
> IRF640 ist aber steinalt, recht hohe Qgs für diese Leistung, IRFB4020> wäre moderner.
Sehr schön, DANKE!
Ist zwar laut Datenblatt ein Audio-MosFET, aber das sollte er nicht
wissen.
Ich such trotzdem noch mal die IRFB-Reihe nach hübschen Modellen durch.
Danke!
Hallo zusammen, ich weis - ein Jahr zu spät. Trotzdem:
hat jemand Anhaltswerte für R1 und R2 in Figure20 gaanz oben erster
Beitrag?
Ich möchte v_clamp halbieren, da mein 50mR Sense Widerstand bei 20A rot
glüht und stolze 20 Watt versucht in Wärme umzusetzen.
Mit der Formel komme ich überhaupt nicht zurecht, erlich gesagt.
Ich hatte R2 mit 10K und R1 mit 3.3K versucht auzulegen und komme auf
1.2337Volt. 0.5V macht mehr Sinn.
Frage stellt sich auch, wie weit eine Absenkung praktikabel ist. Wollte
ich halt mal probieren...
Danke
axelr.
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UC3843_Timing.png
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UC3843_FET_as_Rs.png
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