Hallo zusammen,
hat jemand eine Idee wie man die Einschwingreserve berechnen kann
bei einem Quarzoszillator in Pierce-Schaltung ?
Schaltungsskizze siehe Anhang !
Die Quarzverlustleistung kann ich berechnen, indem ich bei einem
bestimmten Rv die Effektivspannung über den Quarz messe.
Über den Blindwiderstand der Lastkapazität kann ich den Strom berechnen,
und damit über den ESR die Leistung im Quarz.
Was mir aber fehlt ist ein Maß dafür, welche Anschwingreserve vorhanden
ist
in Abhängigkeit eines bestimmten Rv.
Wir haben hier derzeit Probleme, dass der Oszillator in Abhängigkeit der
Temperatur eine chaotische Frequenz erzeugt oder kurzeitige Aussetzer
hat.
Bei einem kleineren Rv ist das Problem weg, wir dürfen aber den Quarz
nicht überlasten. 200µW sind laut Datenblatt spezifiziert.
Wir haben 5V pegel, ziemlich kritisch also.
danke
mfg
Ich glaub das kann man garnicht sinnvoll berechnen. Bei den kleinen
Kapazitaeten mit denen du da umgehst spielt doch auch das Layout eine
Rolle, das Verhalten deines OPs, ist der OP gesockelt oder nicht usw.
Oder noch besser, Stoerungen aus anderen Schaltungsteilen die mit
einkoppeln.
Das muesste man dann ja alles in seine Berechnung mit einbeziehen.
Olaf
mir würde eine Faustformel oder Daumenrechnung genügen.
es geht mir nur darum, ein Gefühl dafür zu bekommen, wo ich liege.
wenn ich hingeh und 1kOhm bei Rv reinmach, will ich wissen wo ich grob
in etwa liege...
also der quarz läuft mit 13MHz.
ESR liegt bei ca. 40 Ohm
Lastkapazität laut Datenblatt 8pF , d.h. Cx1 und Cx2 hab ich mit 15pF
dimensioniert, damit man in etwa auf 8pF kommt.
Rv muss ich bis 3kOhm hochdrehen, damit Pmax nicht überschritten wird.
mit 3kOhm ist der Oszillator aber nicht mehr stabil.
Vielleicht Cx1 u. Cx2 noch kleiner machen.
Weiß jemand wie es so mit den Pmax Angaben seitens Hersteller ist ?
Wenn man den max Wert überfährt, ob der Quarz dann kaputt gehen kann
oder
ob nur die Frequenz schneller driftet ?
letzteres wäre unkritisch
achja, das ist in dem fall kein OP. Wir haben ein Logikgatter,
Invertierer
Zunächst einmal:RGK kann so groß gewählt werden, dass er auf die
Schwingeigenschaften keinen Einfluss hat. Er ist auch nur dafür da, dass
die aus einem einzelnen MOSfet bestehende Stufe in den linearen
Arbeitbereich kommt.
Für das Schwingen ist die Steilheit des Verstärkerelements maßgebend.
Mit etwas komplexer Rechnung ergibt sich ein (negativer) Widerstand von:
-R = S mal jX1 mal jX2 ( S ist dabei die Steilheit (A/V)des
Verstärkerelements)
Wenn die Reihenschaltung -R , Rv, Rq gerade den Wert Null hat, setzt das
Schwingen des Oszillators ein.
Man kann also durch Verkleinern von CX1 und CX2 die Schwingfreudigkeit
der Schaltung erhöhen, denn dadurch wird -R größer.
An den Arbeitspunkt des MOSfet's kommt man bei IC's ja nicht heran und
kann seine Steilheit damit nicht ändern.
Am Ausgang des Verstärkers wird, wegen der Begrenzung meist volle
Amplitude enstehen. Rv schützt den Quarz vor Überlastung, indem er mit
Rq einen Spannungsteiler bildet.
Also, mit der Größe von C1 und C2 spielen, eventuell bringt eine
Änderung von C1/C2 etwas.
Rv verringert primär den Spannungsanteil von Uaus für RQ, bestimmt also
die Leistungsgrenze des Quarzes.
Was für ein Gatter? Nimm einen ungepufferten.
Notfalls einen Spannungsteiler realisieren.
Der Quarz kann schon kaputt sein, wenn er mal überlastet wurde.
jetzt lese ich gerade die Zahlen für die Schaltung:
Wenn ESR = 40 Ohm der Verlustwiderstand des Quarzes in Serienresonanz
ist, dann bedeuten bei Resonanz mit 8pF Lastkapazität die Uss von 5V
nicht, dass diese Spannung direkt an 40 Ohm anliegt.
Die 5V liegen dann in etwa an einer Reihenschaltung von 40 Ohm und Xc
(8pF) an.
X des Quarzes ist in dieser Oszillatorschaltung etwa 1,5 kOhm, davon ist
40 Ohm der Wirkanteil.
Die Gesamtspannung am Quarz ist etwa 2V (Effektivanteil von Uaus)
auf den 40-Ohm-Widerstand entfallen dann etwa 53 mV
Die Verlustleitung des Quarzes ist dann etwa 70 uW
Mit den 8 pF kann man also getrost den Quarz direkt an den Oszillator
anschließen (ohne Rv), ohne ihn zu überlasten.
Überlasten könnte man den Quarz erst mit Fremdsteuerung, also von außen
die Serienresonanzfrequenz anlegen. In der Schaltung schwingt der Quarz
aber in der weniger belastenden Parallelresonanzfrequenz.
> achja, das ist in dem fall kein OP. Wir haben ein Logikgatter,> Invertierer
Ich wuerde das Problem auch da vermuten. Ich selber hatte damit zwar
noch keine Probleme. Aber das soll auch vom genauen Typ des Gatters
abhaengen.
Olaf
74AHC3G04 von NXP
ist ein Standalone Oszillator, d.h ohne µC
@Peter R.
Ohne deine Berechnung jetzt genau nachvollzogen zu haben, muss ich
sagen,
dass ich auf viel höhere Leistungswerte komme.
Wir haben unser Board von einem externen Unternehmen analysieren lassen,
die kommen auch auf ähnliche P werte.
@Peter R.
ich sehe gerade, du rechnest mit Serienresonanz.
Die 8pF Cload sind aber parallel zu den 40 Ohm.
Ich betrachte es als Parallelschwingkreis.
Wenn ich die Amplitude über Cload messe, also letztlich auch
die Amplitude über den Quarz, dann kann ich den Strom berechnen.
Dieser fließt dann auch wirklich durch die 40R und erzeugen dort meine
Verlustleistung.
mit Rv=1k habe ich etwa 3.5V effektiv über den Quarz.
Dann melde Dich an, dann rechne ich Dir per PN das ausführlich vor, wie
die Leistung berechnet wird, auch mit Zeigerbild.
Auch externe Unternehmen wissen u.U nicht, wie die Verlustleistung eines
Quarzes außerhalb der Serienresonanz berechnet wird.
ja gerne !
ich hab leider mein login vergessen, war schon ganze weile nicht mehr
hier online.
muss jetz auf bestätigunsgmail warten, hab neuen account erstellt
da ist irgendwie ein Bug, jedesmal wenn ich auf diesen thread klicke,
bin ich wieder als Gast ausgewählt!
schick mir deine Berechnung an:
stephan88@onlinehome.de
Danke !
mfg
Stephan
stephan schrieb:> Die 8pF Cload sind aber parallel zu den 40 Ohm.> Ich betrachte es als Parallelschwingkreis.
Parallelschwingkreis mit 40 Ohm Parallel. Da duerfte von einer
Resonanzkurve aber nicht mehr viel ueberig bleiben. Die 40 Ohm gelten
fuer Serienresonanz , die must dur fuer Parallelresonanz umrechnen.
@Helmut Lenzen:
die 40R sind natürlich schon in Serie zu der Quarzinduktivität und der
Serienkapazität. Parallel dazu dann die 8pF, d.h. 2x15pF.
Klar, ein 40R parallel zum Quarz würde die ganze Energie abziehen, das
hab ich aber so nicht gemeint. Mißverständnis ;)
Parallelschwingkreis war hier vielleicht falsch ausgedrückt...
Ich rechne nicht mit Serienresonanz. Nur die 40 Ohm sind bei
Serienresonanz gemessen.
Die 40 Ohm sind nicht Parallel zum CL !!! sondern im Innern des Quarzes
Wenn der Oszillator mit 3,5V schwingt, dann schwingt der Quarz nicht auf
seiner Serienresonanzfrequenz sondern auf einer Frequenz bei der er
gerade den Blindstrom des CL kompensiert.
Im Innern des Quarzes ist also eine "Induktivität" von "-CL" in reihe zu
dem 40-Ohm-Widerstand geschaltet.
über IQuarz gerechnet :
Der Quarz hat etwa den gleichen Blindwiderstand wie CL (1,5 kOhm)
Durch den Quarz fließen etwa 2,3mA (3,5V/1k5) diese 2,3 mA bekommt auch
der 40-Ohm-Widerstand ab. mit I I R sind das 200 uW. Also gerade die
Grenze.
Mit einem Lastwiderstand von 40 Ohm würde der CMOS-Oszillator des IC
doch garnicht schwingen.
Mit R=1K bringt schon die Streukapazität des Tastkopfes
Spannungsänderungen im-zig Prozent-bereich zustande, also Vorsicht beim
Glauben an die Richtigkeit der Messung.
So jetzt Erklärung und Rechnung Mit zeigerbild und Schaltbild.
Die 40 Ohm sind bei der Arbeitsfrequenz der Oszillatorschaltung nicht
direkt zugänglich sondern der "Schwinganteil" ist in Reihe geschaltet.
Damit uein = -uaus ist, müssen beide um 180 Grad verschoben sein.
Der Blindwiderstand (2,04 kOhm) des CL muss durch das L des
Quarzresonanzkreises kompensiert sein. XL hat also auch fast genau
2kOhm.
An den Quarz von 40 Ohm kommt nur ein fünfzigstel der Spannung, also 70
mV
Diese 70 mV bringen an 40 Ohm etwa 122 mikrowatt.
Wenn ein 5V-CMOS Oszillator mit 5V Betriebsspannung und dem CL von 8 pF
diesen Quarz antreibt, wird der Quarz nicht überlastet.
exakte Rechnung müsste den Effektivwert der Grundwelle nehmen und die
Streukapazitäten sowie C0 des Quarzes berücksichtigen, aber wesentlich
abweichen wird das Ergebnis nicht.
grrrr, das Anhängen klappt nicht.
Der Oszillator arbeitet auf einer Frequenz, bei der die 40 Ohm nicht
direkt zugänglich sind, sondern bei der der "Schwinganteil" in Form
einer Induktivität in Reihe geschaltet ist.
Das CL hat einen Blindwiderstand von 2,04 kOhm.
Die Schaltung stellt sich auf die Frequenz ein, bei der XL des Quarzes
gerade so groß ist wie XL des CL.
Xges(des Quarzes)ist also fast genau 2 kOhm.
Die 40 Ohm kriegen gerade ein Fünfzigstel der 3,5 V ab, also 70 mV
Diese 70 mV erzeugen eine Verlustleitung an 40 Ohm von 122 mikrowatt.
An einem 5V-CMOS-Oszillator, mit CL 8 pF wird der Quarz nicht
überlastet.
Erst bei Serienresonanz oder großen CL's wirds bedenklich.
>hat jemand eine Idee wie man die Einschwingreserve berechnen kann>bei einem Quarzoszillator in Pierce-Schaltung ?
Du erhöhst einfach Rv soweit, bis der Oszillator nicht mehr anschwingt.
Das Verhältnis von diesem maximalen Rv zu dem letztlich eingesetzten Rv
ist die Einschwingreserve.
>Die Quarzverlustleistung kann ich berechnen, indem ich bei einem>bestimmten Rv die Effektivspannung über den Quarz messe.
Diese Messung kannst du knicken, weil der Tastkopf zu viel Last- und
Streukapazität hinzufügt und die wahren Verhältnisse kräftig verfälscht.
>Wir haben hier derzeit Probleme, dass der Oszillator in Abhängigkeit der>Temperatur eine chaotische Frequenz erzeugt oder kurzeitige Aussetzer>hat.
Ein untrügliches Indiz dafür, daß dieser Quarz bereits unreparierbar
geschädigt ist und in die Tonne gehört.
>200µW sind laut Datenblatt spezifiziert.
Die großen HC49U verkraften in der Regel 1mW, aber viele finden die ja
sooooo uncool...
Pierce-Oszillatoren lassen sich recht einfach simulieren. Im Anhang
findest du ein paar Simulationen:
Zuerst mit Rv=100. Ein Ausgangspegel von rund 13dB besagt, daß die
Quarzfrequenz von dem Rückkopplungsnetzwerk kräftig verstärkt wird. Rv
ist also viel zu klein. Achja, die Resonanz ist dort, wo die
Phasendrehung 180° beträgt. (Bei einem langsamen Inverter genügt auch
eine etwas kleinere Phasendrehung.)
Im zweiten Bildchen habe ich den Spannungsabfall über R2, also dem
Ersatzserienwiderstand des Quarzes mit aufgetragen. -10,64dB bedeutet
0,66Veff, also rund 11mW am Quarz. Aua!
Viele Pierce-Oszillatoren haben bereits eine recht hohe
Ausgangsimpedanz, die aber nirgendes in Datenblättern erwähnt wird. Ich
habe nur ein einziges Mal gelesen, daß die Ausgangsimpedanz künstlich
erhöht wird durch einen auf dem Die implementierten
Polysilizium-Widerstand. Ohne eine endliche Ausgangsimpedanz würde ja
kaum ein Quarz überleben, und da es viele Pierce-Oszillatoren ohne Rv
gibt, muß da intern irgend etwas höherohmiges sein.
Im nächsten Bildchen ist die Situation mit Rv=470 gezeigt. -20dB
Spannungsabfall über R2 sieht schon deutlich gesünder aus, macht 1,3mW.
Im nächsten Bildchen ist Rv=1000, macht 630µW. Eine gute Wahl für einen
HC49U. Auch ist der Pegel am Eingang des Inverters noch groß genug.
Viel größer würde ich Rv gefühlsmäßig auch gar nicht machen. Das Problem
ist einfach, daß du nicht weißt, weiviel von Rv schon im Ausgang des
Inverters sitzt. Sitzen da versteckt bereits 500R, dann reicht ja ein
hinzugefügter 470R Widerstand. Vielleicht solltest du erst einmal die
Ausgangsimpedanz deines Inverters mit einer Messung abschätzen, bevor du
ein geeignetes Rv wählst? Und nimm einfach einen größeren Quarz, wenn
dein kleines Herz jetzt schon "bumm bumm bumm" macht...
Kai Klaas
Ich sehe bei 13MHz noch kein Meßproblem. Von den bei dieser Frequenz
typisch 2x 15p kann man ja die Tastkopfkapazität pimaldaumen abziehen.
Man hängt das Scope natürlich an den Ausgang des ICs.
Falls der Oszillator dann wesentlich seine Frequenz ändert, ist sowieso
was faul.
Schon rein gedanklich finde ich eine Verminderung auf 8pF als sehr
befremdlich. Sowas ist dann meist die falsche Richtung...
Die Einschwingzeit/Startzeit ist übrigens ca:
t=3*Q/f0
Q ca. 50K bei einem großen Quarz und dieser Frequenz
Nach 10ms sollte der Oszillator also stabil schwingen. Er darf nicht zu
schnell, aber auch nicht zu langsam, auf Pegel kommen. Am Anfang ist das
ne schöne e-Kurve, die dann langsam in ne Sättigung übergeht.
Vielleicht solltet ihr einfach die externe Beratungsfirma zumindest bei
solchen Schaltungen wechseln??!?? Ich habe noch Zeit und muß noch
Geschenke für Weihnachten kaufen ;-))
Ach, da fällt mir noch die nette Geschichte bei NMOS(?) 8051 ein:
Solange der Quarzoszillator nicht auf Pegel war, blieben nach dem
Einschalten des Gerätes die Steuerleitungen (also vor allem /WR) für den
externen Speicherzugriff auf Null. Vermutlich dynamisch angekoppelt in
der CPU. Was zur Folge hatte, das manche Geräte beim Einschalten mal auf
die erste Speicheradresse ALLER externen schreibbaren Speicher zugriffen
und dort meist 00H reinschrieben. Wir haben dann auf die erste Adresse
im externen EEPROM nichts interessantes mehr gesetzt.
Ja, die Fehlersuche dauerte etwas... was mir als Student das Brot
finanzierte...
Hallo zusammen,
vielen Dank für die vielen Antworten !!
besonders für deine simulationen, Kai Klaas!
Über den Blindwiderstand das L des Quarzes zu bestimmen, klingt
interessant. Bei mir im Datenblatt vom Quarz steht aber keine Angabe zu
der Serienkapazität, die f.g. im Femtobereich liegt...
reicht es hier auch eine Annahme zu treffen ??
Das ganze dann zu simulieren, wenn man alle Bauteilwerte hat, ist wohl
die eleganteste Methode.
Ich hab geschwind gegengerechnet, komme auch auf 16,6mH für L,
angenommen C ist 9fF.
Und deine Verlustleistung ist auch gar nicht so weit weg, habe
überschlagen auch 500µW zurückberechnet, natürlich mit der Ungenauigkeit
vom Tastkopf.
@Peter R.:
wie kommst du eigentlich auf 2k bei dem Xc für Cload ?
bei 8pF sind es eher 1.5k
ich finde es krass, wenn man Cpar und Co dazurechnet, also die
parasitären Kapazitäten, verdoppelt sich die Verlustleistung mal so
schnell ...!
mit 8pF wäre man ja noch im grünen Bereich...
Und für die Einschwingreserve kann man einfach Rvmax/Rv nehmen ?
Das Dokument von Helmut ist auch interessant.
Wir werden den 74AHC3GU04 bestellen und mal einlöten.
>Über den Blindwiderstand das L des Quarzes zu bestimmen, klingt>interessant. Bei mir im Datenblatt vom Quarz steht aber keine Angabe zu>der Serienkapazität, die f.g. im Femtobereich liegt...>reicht es hier auch eine Annahme zu treffen ??
Ich habe die Werte für einen 10MHz Quarz von hier
http://de.wikipedia.org/wiki/Schwingquarz
auf 13MHz umgerechnet. Die genauen Werte sind nicht so wichtig, wenn du
nur an der Verlustleistung des Quarzes interessiert bist.
>Und deine Verlustleistung ist auch gar nicht so weit weg, habe>überschlagen auch 500µW zurückberechnet, natürlich mit der Ungenauigkeit>vom Tastkopf.
Mit dem Messen an Pierce-Oszillatoren habe ich nur schlechte Erfahrungen
gemacht. Der einzige Ort, an dem man messen kann, ist, wie Abdul schon
gesagt hat, direkt am Ausgang des Inverters. Damit kann man aber nur
schauen, auf welcher Frequenz der Oszillator schwingt. Beim Messen an
anderen Stellen ist nicht nur die Tastkopfkapazität ein Problem, sondern
auch die Streukapazität, die man mit dem Kabelschirm einfügt.
>ich finde es krass, wenn man Cpar und Co dazurechnet, also die>parasitären Kapazitäten, verdoppelt sich die Verlustleistung mal so>schnell ...!
Die Simulationen zeigen, daß das zu kurz gegriffen ist. So einfach
verhält sich ein komplexes Netzwerk nicht.
>mit 8pF wäre man ja noch im grünen Bereich...
Du machst einen weit verbreitetn Fehler: Du mußt nicht in das Datenblatt
des Quarzes schauen, um heraus zu finden, welche Bürdekapazität
erforderlich ist, sondern in das Datenblatt des Pierce-Oszillators oder
Inverters. 8pF liegt im Bereich der Streukapazitäten am Eingang des
Inverters. Ein Quarz mit einer dazu passenden Lastkapazität erscheint
mir ungeeignet. Besser sind Schaltungen, die rund 30pF an beiden Seiten
des Quarzes benötigen, weil dann die stark streuenden und schwankenden
Streukapazitäten wesentlich geringer in das Verhalten eingehen.
Erst wenn die Bürdekapazitäten festliegen, gehst du einen Quarz kaufen,
und zwar einen, der dann die richtige Lastkapazität hat, die, die der
Oszillator vorgibt.
>Und für die Einschwingreserve kann man einfach Rvmax/Rv nehmen ?
Wird doch so gemacht in der Literatur.
Kai Klaas
> Das Dokument von Helmut ist auch interessant.> Wir werden den 74AHC3GU04 bestellen und mal einlöten.
Glaub mir, das wir der Bringer. Das mit den buffered gates war Murks.
:-)
hallo nochmal,
tatsächlich, der oszillator tut jetzt mit dem unbuffered Gate!
sogar mit 7.5k Rv.
Man kann es sich nun so vorstellen, dass über den Parallelwiderstand
1Meg
er die Stufe jetzt besser in die Nähe der Threshold Spannung ziehen
kann, aufgrund der Gegenkopplung oder?
@Kai Klaas:
Wenn ich die Schaltung simulier, ich komm auch auf -23.1dB an Rs bei 1k
Rv.
Das sind bei mir aber dann umgerechnet 1V / 10^(23.1/20) = 70mV
= ca. 123µW, anstatt 630µW wie bei dir...
Welche Eingangsamplitude hast du denn definiert ?
Oder steh ich grad auf der leitung....
Beim Messen komm ich aber auch eher auf 600µW
Stephan Müller schrieb:> hallo nochmal,>> tatsächlich, der oszillator tut jetzt mit dem unbuffered Gate!> sogar mit 7.5k Rv.> Man kann es sich nun so vorstellen, dass über den Parallelwiderstand> 1Meg> er die Stufe jetzt besser in die Nähe der Threshold Spannung ziehen> kann, aufgrund der Gegenkopplung oder?
Hallo Stephan,
danke für die Rückmeldung.
Bei dem unbuffered Inverter stellt sich durch den hochohmigen
Rückkopplungswiderstand automatisch der richtige Arbeitspunkt ein.
Bei den buffered Invertern wird das nicht klappen wegen der hohen
Verstärkung und der höheren Gatterlaufzeit. Es besteht dort die Gefahr,
dass die als Laufzeit-Oszillator arbeiten und damit den Quarz
"ignorieren".
>Das sind bei mir aber dann umgerechnet 1V / 10^(23.1/20) = 70mV>= ca. 123µW, anstatt 630µW wie bei dir...>Welche Eingangsamplitude hast du denn definiert ?>Oder steh ich grad auf der leitung....
Der Ausgang des Inverters gibt ein Rechteck mit 2,5Vs aus. Darin steckt
ein Sinus mit der Amplitude 4/pi x 2,5Vs = 3,18Vs, entsprechend
2,25Veff. -23dB davon sind rund 159mVeff, also 159mVeff^2 / 40R = 632µW
über einem 40R Widerstand.
>Bei den buffered Invertern wird das nicht klappen wegen der hohen>Verstärkung und der höheren Gatterlaufzeit.
Das verstehe ich nicht, Helmut. Die höhere Verstärkung bewirkt doch eine
noch stärkere Gegenkopplung und damit eigentlich eine noch stabilere
Einstellung des Arbeitspunktes. Und die Gatterlaufzeit ist nur marginal
erhöht, weil die zusätzlichen Stufen auf nur sehr geringe
Lastkapazitäten arbeiten, die die Gatterlaufzeiten nur unwesentlich
erhöhen sollte. Ein 74HC04 hat eine Gatterdurchlaufzeit von 9nsec, ein
74HCU04 von 7nsec. Sollte dieser geringe Unterschied wirklich einen so
großen Einfluß haben?
Könnte es nicht eher sein, daß die höhere Ausgangsimpedanz des
ungepufferten Inverters von Vorteil ist, weil erst durch sie die nötige
Phasendrehung in der Gegenkopplung entsteht?
Dann müte es eigentlich egal sein, welche Version man verwendet, weil
man die Ausgangsimpedanz des Inverters ja leicht durch einen
vergrößerten Rv Widerstand erhöhen kann.
Ich habe die Empfehlung "unbedingt ungepufferte Inverter zu verwenden"
schon "millionenfach" gelesen, aber nie so richtig verstanden, wieso.
Und in der Tat kenne ich unzählige Schaltungen, die einen gepufferten
Inverter im Quarzoszillator verwenden.
Kannst du mir da weiterhelfen, Helmut?
Kai Klaas
Die ungepufferten Versionen sind schlicht Inverter aus PMOS und
NMOS-FET.
Bei den gepufferten Versionen sind mehrere Stufen in Reihe geschaltet.
Der Arbeitspunkt per Rückkopplung über den externen Widerstand erreicht
aber nur die erste Stufe (den Eingang) und natürlich die letzte Stufe an
deren Ausgang. Sind nun weitere Stufen intern vorhanden, so wird der
Offset der vorherigen Stufe sehr hoch verstärkt in der jeweils
nachfolgenden Stufe. Das erzeugt letztendlich eine Phasendrehung, wenn
man sich auf eine sinnvolle Frequenz bezieht.
Oder anders betrachtet: Der Arbeitspunkt verschiebt sich immerweiter weg
vom Optimum der maximalen Verstärkung (Was in etwa die halbe
Versorgungsspannung ist). An den Versorgungsgrenzen geraten die Gatter
in den Bereich der Sättigung. Die Verstärkung sinkt dort!
>Oder anders betrachtet: Der Arbeitspunkt verschiebt sich immerweiter weg>vom Optimum der maximalen Verstärkung (Was in etwa die halbe>Versorgungsspannung ist). An den Versorgungsgrenzen geraten die Gatter>in den Bereich der Sättigung. Die Verstärkung sinkt dort!
Ja, das klingt plausibel! Danke Abdul.
Kai Klaas
Kai Klaas schrieb:> Der Ausgang des Inverters gibt ein Rechteck mit 2,5Vs aus. Darin steckt> ein Sinus mit der Amplitude 4/pi x 2,5Vs = 3,18Vs, entsprechend> 2,25Veff. -23dB davon sind rund 159mVeff, also 159mVeff^2 / 40R = 632µW> über einem 40R Widerstand.
Das ist aus der Fourier-Reihe, also hier die Grundwelle mit 13MHz.
Es gibt aber noch Oberwellen, wobei
bei Rv=1k bekomm ich bei 3x13MHz= 39MHz ca. -110dB raus, das kann man
vernachlässigen!
Aber bei sehr kleinem Rv müsste man auch die Oberwellenanteile gemäß
Fourier
zur Leistungsberechnung hinzuaddieren müsste, oder ?
Der Quarz schwingt auf der Grundwelle. Da die Oberwelle der
Rechteckspannung nicht mit der mechanischen Oberwelle des Quarzes
übereinstimmt, wird die 3. Harmonische des Quarzes nicht angeregt.
Oberwelle der Rechteckspannung: exakt 3 fach Grundwelle
(Fourier-Rechnung)
Oberwelle des Quarzes: nicht exakt 3-fach, da der schwingende
Quarzbereich durch die Elektroden belastet ist.
Also spielt für die Quarzbelastung nur der Grundwellenanteil der
Rechteckspannung eine Rolle.
Peter hat den Unterschied auf den Punkt gebracht!
Das gilt übrigens genauso für Antennen (Zumindest für die klassische
Monopol- und Dipolantenne). Man kann diese Antennen mit dem klassischen
Quarzschwinger modellieren.
Leute, wenn man nachmißt, hat der unbuffered einen ziemlich guten Sinus
am Ausgang. Während der gebufferte irgendetwas zwischen Sinus und
Rechteck zeigt... (logisch, fährt ja öfters in die Sättigung)
Hat überhaupt jemand mal gemessen? <rhetorische Frage ;->
Hier noch ne nette Betrachtung aus meinem Archiv von Links (nicht
nachgeprüft):
http://www.oliverbetz.de/quarz/quarz.htm
Von Intel gabs mal ne klassische AppNote und Cypress bietet auch
nützliches dazu. Ach, die Intel taucht ja beim Betz auch wieder auf.
http://ecee.colorado.edu/~mcclurel/iap155.pdf
Bei Cypress wird zusätzlich noch die Phasenverschiebung im Inverter
behandelt.
Jo, was Oliver Betz zur Quarzbelastung schreibt, ist genau richtig.
Übrigens, die Colpitts-Schaltung mit den beiden C's verlangt ein
Verstärkerelement mit Eigenschaften einer gesteuerten Stromquelle. Der
Inverter ohne buffer trifft diese Eigenschaft wesentlich besser als der
mit buffer.
anders betrachtet: Wenn der Inverter zusätzlich gepuffert ist, hat er
einen Ausgang mit sehr niedrigem Innenwiderstand. Dieser beeinträchtigt
die Eigenschaft des C2 als "Phasendreher" um 90 Grad ganz beachtlich -
schließt sozusagen einen Kondensator des beteiligten Schwingkreises
kurz.
Nun dann wären wir ja beim Cypress Paper angelangt.
Was mich mal interessieren würde:
Wie sieht es mit dem Phasenrauschen bzw. spektraler Reinheit gegenüber
einem der vielen Amateurfunk-dikret-Aufbauten aus?
Mir dünkt, das der klassische unbuffered Inverter vermutlich gar nicht
so schlecht ist wie er immer hingestellt wird. Natürlich sauberer Aufbau
und Versorgung vorausgesetzt.
Leider fehlen mir dafür die haltbaren Meßmittel ums auf die halbwegs
schnelle nachzuprüfen.
Abdul K. schrieb:> Mir dünkt, das der klassische unbuffered Inverter vermutlich gar nicht> so schlecht ist wie er immer hingestellt wird.
Er belastet nur den Quarz etwas mehr als eine Diskretlösung. Unbuffered
lässt den Analogbetrieb zu, buffered durch das steilere durchfahren Low
<-> High plus den niederohmigeren Rdson nicht.
Schön mhh, gehts auch noch etwas quantifizierter? Natürlich bezog ich
mich nur auf den Unbuffered.
wühl wühl Hier das Cypress Paper:
noch weiter wühl
vcxo_basics_12.pdf
Fig 5 -> Antenne
Fig 7 -> Phasendrehung
und das ist auch interessant:
crystal_oscillator_design_and_negative_resistance_12.pdf
Hier ist es:
1. Verstärker als negative Impedanz gesehen
2. Fig. 4: Pierce Oszillator -Umzeichnung
>Mir dünkt, das der klassische unbuffered Inverter vermutlich gar nicht>so schlecht ist wie er immer hingestellt wird.
Wird er das? Das Problem beim Pierce Oszillator ist doch, daß viele
Anwender nicht begriffen haben, wozu die beiden Burdencaps und der Rv
Widerstand da sind und sie die Burdencaps nach dem Datenblatt des
Quarzes aussuchen und nicht nach dem Datenblatt des Oszillators. Dadurch
fallen die Burdencaps und der Rv Widerstand oft viel zu klein aus, was
den Quarz "Drive Level" in gefährliche Höhen treibt und die
Phasendrehung des Gegenkopplungsnetzwerkes auf so kleine Werte
beschränkt, daß der Phasengang die 180° Marke nicht genügend steil
durchquert:
http://www.8052.com/forum/read/79811
Kai Klaas
Ja, er wird definitiv niedergemacht! Habe viele Beispiele gesehen. Ich
denke du kennst mich gut genug, damit ich die jetzt nicht zitieren
müßte.
Nur spiegelt sich das eben nicht mit gewissen Details besserer Dokus wie
obigen Referenzen und meinen eigenen Erfahrungen an realen Schaltungen
wider.
Ja, wenn ich ewig leben würde, dann würde ich all dein Posts (auch auf
8052.com) lesen. Dem gewiß seiend, das ich noch einiges lernen könnte.
Das Problem beginnt beim Einkauf des Quarzes!
Oftmals sind die nicht spezifiziert. Würde mich auch z.B. bei Reichelt
nicht wundern, wenn da schnell mal ein neuer Lieferant reinkommt. Da hat
der neue Quarz eben 15pF und nicht mehr 30pF. ESR, eh was, steht
nirgends im Datenblatt, wird nicht wichtig sein.
Oh, die Tüte mit den Quarzen runtergefallen... Tse tse, schnell wieder
ins Regal legen...
Ich kenne das alles aus der industriellen Praxis!
Dann gehts weiter mit der allgegenwärtigen Unwissenheit wie so ein
Oszillator zu funzen hat, wie man sie hier im Thread auch wieder sah! Es
ist ja schon extrem positiv, wenn junge Leute danach hinterfragen.
Dann mußte ich mit erschrecken feststellen, daß Intel die eigene
wichtige AppNote nicht mehr findet. Mir aber dafür vorwirft, mein
Flash-Player wäre veraltet!
Ja, ich bin wohl alt. Ich kanns nicht mehr abstreiten mit knapp über 40.
Gute Nacht erstmal!
Hallo,
ich weiß, es ist schon sehr lang her, dass du diesen Beitrag gepostet
hast.
Deine Simulation stimmt in etwa mit meiner überein.
Aber weißt du, weshalb die Phase ab einer bestimmten Frequenz wieder zu
ihrem Ursprung zurückgeht (also eine erneute Phasendrehung stattfindet)?
>Aber weißt du, weshalb die Phase ab einer bestimmten Frequenz wieder zu>ihrem Ursprung zurückgeht (also eine erneute Phasendrehung stattfindet)?
Resonanz und Antiresonanz. Die Induktivität wechselwirkt mit den
Kapazitäten auf zwei unterschiedliche Arten.
Beispiel aus einem empirischen Design in professioneller Entwicklung von
Quarzoszillatoren:
Wie oben erwähnt, habe wir in der Tat die Einschwingreserve über 3-5 x
RV bestimmt. wenn der Quarz damt bei Raumtemperatur anschwang, reichte
es auch im spezifizierten Bereich zwischen -30°C und ca. 80°C.
---
Und ein Quarz in gleicher Bauform, selbst bei Reichelt, ändert seine
Kapazität von Hersteller zu Hersteller nicht um 100%. Das Gehäuse gibt
den Grossteil der Bürdekapazität vor.
----
Und momentan beschäftige ich mich selber mit einem 32kHz SMD Quarz
(Clock 1), der nach über 20 Jahren so gealtert ist, dass er unsauber
anschwingt und dann einen wirren Displayinhalt nach Startup hinterlässt.
Hier zeigt sich auch, dass er mit kleinerer Bürdekapazität (ca. 12pF) =
2 x 27pF gegen Masse, mit resonant höherer Amplitude schwingt, aber das
Anschwingen damit verschlechtert wird.
Mit zB 2 x 30 pf gegen Masse ist die Amplitude ca. 20dB niedriger, aber
er scheint stabiler zu starten.
pierce-oszillator.JPG
(18 KB)
