Hallo zusammen, hat jemand eine Idee wie man die Einschwingreserve berechnen kann bei einem Quarzoszillator in Pierce-Schaltung ? Schaltungsskizze siehe Anhang ! Die Quarzverlustleistung kann ich berechnen, indem ich bei einem bestimmten Rv die Effektivspannung über den Quarz messe. Über den Blindwiderstand der Lastkapazität kann ich den Strom berechnen, und damit über den ESR die Leistung im Quarz. Was mir aber fehlt ist ein Maß dafür, welche Anschwingreserve vorhanden ist in Abhängigkeit eines bestimmten Rv. Wir haben hier derzeit Probleme, dass der Oszillator in Abhängigkeit der Temperatur eine chaotische Frequenz erzeugt oder kurzeitige Aussetzer hat. Bei einem kleineren Rv ist das Problem weg, wir dürfen aber den Quarz nicht überlasten. 200µW sind laut Datenblatt spezifiziert. Wir haben 5V pegel, ziemlich kritisch also. danke mfg
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Ich glaub das kann man garnicht sinnvoll berechnen. Bei den kleinen Kapazitaeten mit denen du da umgehst spielt doch auch das Layout eine Rolle, das Verhalten deines OPs, ist der OP gesockelt oder nicht usw. Oder noch besser, Stoerungen aus anderen Schaltungsteilen die mit einkoppeln. Das muesste man dann ja alles in seine Berechnung mit einbeziehen. Olaf
mir würde eine Faustformel oder Daumenrechnung genügen. es geht mir nur darum, ein Gefühl dafür zu bekommen, wo ich liege. wenn ich hingeh und 1kOhm bei Rv reinmach, will ich wissen wo ich grob in etwa liege... also der quarz läuft mit 13MHz. ESR liegt bei ca. 40 Ohm Lastkapazität laut Datenblatt 8pF , d.h. Cx1 und Cx2 hab ich mit 15pF dimensioniert, damit man in etwa auf 8pF kommt. Rv muss ich bis 3kOhm hochdrehen, damit Pmax nicht überschritten wird. mit 3kOhm ist der Oszillator aber nicht mehr stabil. Vielleicht Cx1 u. Cx2 noch kleiner machen. Weiß jemand wie es so mit den Pmax Angaben seitens Hersteller ist ? Wenn man den max Wert überfährt, ob der Quarz dann kaputt gehen kann oder ob nur die Frequenz schneller driftet ? letzteres wäre unkritisch achja, das ist in dem fall kein OP. Wir haben ein Logikgatter, Invertierer
Zunächst einmal:RGK kann so groß gewählt werden, dass er auf die Schwingeigenschaften keinen Einfluss hat. Er ist auch nur dafür da, dass die aus einem einzelnen MOSfet bestehende Stufe in den linearen Arbeitbereich kommt. Für das Schwingen ist die Steilheit des Verstärkerelements maßgebend. Mit etwas komplexer Rechnung ergibt sich ein (negativer) Widerstand von: -R = S mal jX1 mal jX2 ( S ist dabei die Steilheit (A/V)des Verstärkerelements) Wenn die Reihenschaltung -R , Rv, Rq gerade den Wert Null hat, setzt das Schwingen des Oszillators ein. Man kann also durch Verkleinern von CX1 und CX2 die Schwingfreudigkeit der Schaltung erhöhen, denn dadurch wird -R größer. An den Arbeitspunkt des MOSfet's kommt man bei IC's ja nicht heran und kann seine Steilheit damit nicht ändern. Am Ausgang des Verstärkers wird, wegen der Begrenzung meist volle Amplitude enstehen. Rv schützt den Quarz vor Überlastung, indem er mit Rq einen Spannungsteiler bildet. Also, mit der Größe von C1 und C2 spielen, eventuell bringt eine Änderung von C1/C2 etwas. Rv verringert primär den Spannungsanteil von Uaus für RQ, bestimmt also die Leistungsgrenze des Quarzes.
Was für ein Gatter? Nimm einen ungepufferten. Notfalls einen Spannungsteiler realisieren. Der Quarz kann schon kaputt sein, wenn er mal überlastet wurde.
jetzt lese ich gerade die Zahlen für die Schaltung: Wenn ESR = 40 Ohm der Verlustwiderstand des Quarzes in Serienresonanz ist, dann bedeuten bei Resonanz mit 8pF Lastkapazität die Uss von 5V nicht, dass diese Spannung direkt an 40 Ohm anliegt. Die 5V liegen dann in etwa an einer Reihenschaltung von 40 Ohm und Xc (8pF) an. X des Quarzes ist in dieser Oszillatorschaltung etwa 1,5 kOhm, davon ist 40 Ohm der Wirkanteil. Die Gesamtspannung am Quarz ist etwa 2V (Effektivanteil von Uaus) auf den 40-Ohm-Widerstand entfallen dann etwa 53 mV Die Verlustleitung des Quarzes ist dann etwa 70 uW Mit den 8 pF kann man also getrost den Quarz direkt an den Oszillator anschließen (ohne Rv), ohne ihn zu überlasten. Überlasten könnte man den Quarz erst mit Fremdsteuerung, also von außen die Serienresonanzfrequenz anlegen. In der Schaltung schwingt der Quarz aber in der weniger belastenden Parallelresonanzfrequenz.
> achja, das ist in dem fall kein OP. Wir haben ein Logikgatter, > Invertierer Ich wuerde das Problem auch da vermuten. Ich selber hatte damit zwar noch keine Probleme. Aber das soll auch vom genauen Typ des Gatters abhaengen. Olaf
74AHC3G04 von NXP ist ein Standalone Oszillator, d.h ohne µC @Peter R. Ohne deine Berechnung jetzt genau nachvollzogen zu haben, muss ich sagen, dass ich auf viel höhere Leistungswerte komme. Wir haben unser Board von einem externen Unternehmen analysieren lassen, die kommen auch auf ähnliche P werte.
@Peter R. ich sehe gerade, du rechnest mit Serienresonanz. Die 8pF Cload sind aber parallel zu den 40 Ohm. Ich betrachte es als Parallelschwingkreis. Wenn ich die Amplitude über Cload messe, also letztlich auch die Amplitude über den Quarz, dann kann ich den Strom berechnen. Dieser fließt dann auch wirklich durch die 40R und erzeugen dort meine Verlustleistung. mit Rv=1k habe ich etwa 3.5V effektiv über den Quarz.
Dann melde Dich an, dann rechne ich Dir per PN das ausführlich vor, wie die Leistung berechnet wird, auch mit Zeigerbild. Auch externe Unternehmen wissen u.U nicht, wie die Verlustleistung eines Quarzes außerhalb der Serienresonanz berechnet wird.
ja gerne ! ich hab leider mein login vergessen, war schon ganze weile nicht mehr hier online. muss jetz auf bestätigunsgmail warten, hab neuen account erstellt
da ist irgendwie ein Bug, jedesmal wenn ich auf diesen thread klicke, bin ich wieder als Gast ausgewählt! schick mir deine Berechnung an: stephan88@onlinehome.de Danke ! mfg Stephan
stephan schrieb: > Die 8pF Cload sind aber parallel zu den 40 Ohm. > Ich betrachte es als Parallelschwingkreis. Parallelschwingkreis mit 40 Ohm Parallel. Da duerfte von einer Resonanzkurve aber nicht mehr viel ueberig bleiben. Die 40 Ohm gelten fuer Serienresonanz , die must dur fuer Parallelresonanz umrechnen.
@Helmut Lenzen: die 40R sind natürlich schon in Serie zu der Quarzinduktivität und der Serienkapazität. Parallel dazu dann die 8pF, d.h. 2x15pF. Klar, ein 40R parallel zum Quarz würde die ganze Energie abziehen, das hab ich aber so nicht gemeint. Mißverständnis ;) Parallelschwingkreis war hier vielleicht falsch ausgedrückt...
Ich rechne nicht mit Serienresonanz. Nur die 40 Ohm sind bei Serienresonanz gemessen. Die 40 Ohm sind nicht Parallel zum CL !!! sondern im Innern des Quarzes Wenn der Oszillator mit 3,5V schwingt, dann schwingt der Quarz nicht auf seiner Serienresonanzfrequenz sondern auf einer Frequenz bei der er gerade den Blindstrom des CL kompensiert. Im Innern des Quarzes ist also eine "Induktivität" von "-CL" in reihe zu dem 40-Ohm-Widerstand geschaltet. über IQuarz gerechnet : Der Quarz hat etwa den gleichen Blindwiderstand wie CL (1,5 kOhm) Durch den Quarz fließen etwa 2,3mA (3,5V/1k5) diese 2,3 mA bekommt auch der 40-Ohm-Widerstand ab. mit I I R sind das 200 uW. Also gerade die Grenze. Mit einem Lastwiderstand von 40 Ohm würde der CMOS-Oszillator des IC doch garnicht schwingen. Mit R=1K bringt schon die Streukapazität des Tastkopfes Spannungsänderungen im-zig Prozent-bereich zustande, also Vorsicht beim Glauben an die Richtigkeit der Messung.
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So jetzt Erklärung und Rechnung Mit zeigerbild und Schaltbild. Die 40 Ohm sind bei der Arbeitsfrequenz der Oszillatorschaltung nicht direkt zugänglich sondern der "Schwinganteil" ist in Reihe geschaltet. Damit uein = -uaus ist, müssen beide um 180 Grad verschoben sein. Der Blindwiderstand (2,04 kOhm) des CL muss durch das L des Quarzresonanzkreises kompensiert sein. XL hat also auch fast genau 2kOhm. An den Quarz von 40 Ohm kommt nur ein fünfzigstel der Spannung, also 70 mV Diese 70 mV bringen an 40 Ohm etwa 122 mikrowatt. Wenn ein 5V-CMOS Oszillator mit 5V Betriebsspannung und dem CL von 8 pF diesen Quarz antreibt, wird der Quarz nicht überlastet. exakte Rechnung müsste den Effektivwert der Grundwelle nehmen und die Streukapazitäten sowie C0 des Quarzes berücksichtigen, aber wesentlich abweichen wird das Ergebnis nicht.
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grrrr, das Anhängen klappt nicht. Der Oszillator arbeitet auf einer Frequenz, bei der die 40 Ohm nicht direkt zugänglich sind, sondern bei der der "Schwinganteil" in Form einer Induktivität in Reihe geschaltet ist. Das CL hat einen Blindwiderstand von 2,04 kOhm. Die Schaltung stellt sich auf die Frequenz ein, bei der XL des Quarzes gerade so groß ist wie XL des CL. Xges(des Quarzes)ist also fast genau 2 kOhm. Die 40 Ohm kriegen gerade ein Fünfzigstel der 3,5 V ab, also 70 mV Diese 70 mV erzeugen eine Verlustleitung an 40 Ohm von 122 mikrowatt. An einem 5V-CMOS-Oszillator, mit CL 8 pF wird der Quarz nicht überlastet. Erst bei Serienresonanz oder großen CL's wirds bedenklich.
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>hat jemand eine Idee wie man die Einschwingreserve berechnen kann >bei einem Quarzoszillator in Pierce-Schaltung ? Du erhöhst einfach Rv soweit, bis der Oszillator nicht mehr anschwingt. Das Verhältnis von diesem maximalen Rv zu dem letztlich eingesetzten Rv ist die Einschwingreserve. >Die Quarzverlustleistung kann ich berechnen, indem ich bei einem >bestimmten Rv die Effektivspannung über den Quarz messe. Diese Messung kannst du knicken, weil der Tastkopf zu viel Last- und Streukapazität hinzufügt und die wahren Verhältnisse kräftig verfälscht. >Wir haben hier derzeit Probleme, dass der Oszillator in Abhängigkeit der >Temperatur eine chaotische Frequenz erzeugt oder kurzeitige Aussetzer >hat. Ein untrügliches Indiz dafür, daß dieser Quarz bereits unreparierbar geschädigt ist und in die Tonne gehört. >200µW sind laut Datenblatt spezifiziert. Die großen HC49U verkraften in der Regel 1mW, aber viele finden die ja sooooo uncool... Pierce-Oszillatoren lassen sich recht einfach simulieren. Im Anhang findest du ein paar Simulationen: Zuerst mit Rv=100. Ein Ausgangspegel von rund 13dB besagt, daß die Quarzfrequenz von dem Rückkopplungsnetzwerk kräftig verstärkt wird. Rv ist also viel zu klein. Achja, die Resonanz ist dort, wo die Phasendrehung 180° beträgt. (Bei einem langsamen Inverter genügt auch eine etwas kleinere Phasendrehung.) Im zweiten Bildchen habe ich den Spannungsabfall über R2, also dem Ersatzserienwiderstand des Quarzes mit aufgetragen. -10,64dB bedeutet 0,66Veff, also rund 11mW am Quarz. Aua! Viele Pierce-Oszillatoren haben bereits eine recht hohe Ausgangsimpedanz, die aber nirgendes in Datenblättern erwähnt wird. Ich habe nur ein einziges Mal gelesen, daß die Ausgangsimpedanz künstlich erhöht wird durch einen auf dem Die implementierten Polysilizium-Widerstand. Ohne eine endliche Ausgangsimpedanz würde ja kaum ein Quarz überleben, und da es viele Pierce-Oszillatoren ohne Rv gibt, muß da intern irgend etwas höherohmiges sein. Im nächsten Bildchen ist die Situation mit Rv=470 gezeigt. -20dB Spannungsabfall über R2 sieht schon deutlich gesünder aus, macht 1,3mW. Im nächsten Bildchen ist Rv=1000, macht 630µW. Eine gute Wahl für einen HC49U. Auch ist der Pegel am Eingang des Inverters noch groß genug. Viel größer würde ich Rv gefühlsmäßig auch gar nicht machen. Das Problem ist einfach, daß du nicht weißt, weiviel von Rv schon im Ausgang des Inverters sitzt. Sitzen da versteckt bereits 500R, dann reicht ja ein hinzugefügter 470R Widerstand. Vielleicht solltest du erst einmal die Ausgangsimpedanz deines Inverters mit einer Messung abschätzen, bevor du ein geeignetes Rv wählst? Und nimm einfach einen größeren Quarz, wenn dein kleines Herz jetzt schon "bumm bumm bumm" macht... Kai Klaas
> 74AHC3G04 von NXP Das ist der falsche IC. Als Oszillator darf man keinen "buffered" Inverter nehmen. Da muss ein "unbuffered" Inverter rein. Die haben dann meistens noch ein U im Namen. http://focus.ti.com/lit/an/szza043/szza043.pdf http://www.semiconductors.philips.com/acrobat/datasheets/74AHC1GU04_4.pdf
Ich sehe bei 13MHz noch kein Meßproblem. Von den bei dieser Frequenz typisch 2x 15p kann man ja die Tastkopfkapazität pimaldaumen abziehen. Man hängt das Scope natürlich an den Ausgang des ICs. Falls der Oszillator dann wesentlich seine Frequenz ändert, ist sowieso was faul. Schon rein gedanklich finde ich eine Verminderung auf 8pF als sehr befremdlich. Sowas ist dann meist die falsche Richtung... Die Einschwingzeit/Startzeit ist übrigens ca: t=3*Q/f0 Q ca. 50K bei einem großen Quarz und dieser Frequenz Nach 10ms sollte der Oszillator also stabil schwingen. Er darf nicht zu schnell, aber auch nicht zu langsam, auf Pegel kommen. Am Anfang ist das ne schöne e-Kurve, die dann langsam in ne Sättigung übergeht. Vielleicht solltet ihr einfach die externe Beratungsfirma zumindest bei solchen Schaltungen wechseln??!?? Ich habe noch Zeit und muß noch Geschenke für Weihnachten kaufen ;-)) Ach, da fällt mir noch die nette Geschichte bei NMOS(?) 8051 ein: Solange der Quarzoszillator nicht auf Pegel war, blieben nach dem Einschalten des Gerätes die Steuerleitungen (also vor allem /WR) für den externen Speicherzugriff auf Null. Vermutlich dynamisch angekoppelt in der CPU. Was zur Folge hatte, das manche Geräte beim Einschalten mal auf die erste Speicheradresse ALLER externen schreibbaren Speicher zugriffen und dort meist 00H reinschrieben. Wir haben dann auf die erste Adresse im externen EEPROM nichts interessantes mehr gesetzt. Ja, die Fehlersuche dauerte etwas... was mir als Student das Brot finanzierte...
Hallo zusammen, vielen Dank für die vielen Antworten !! besonders für deine simulationen, Kai Klaas! Über den Blindwiderstand das L des Quarzes zu bestimmen, klingt interessant. Bei mir im Datenblatt vom Quarz steht aber keine Angabe zu der Serienkapazität, die f.g. im Femtobereich liegt... reicht es hier auch eine Annahme zu treffen ?? Das ganze dann zu simulieren, wenn man alle Bauteilwerte hat, ist wohl die eleganteste Methode. Ich hab geschwind gegengerechnet, komme auch auf 16,6mH für L, angenommen C ist 9fF. Und deine Verlustleistung ist auch gar nicht so weit weg, habe überschlagen auch 500µW zurückberechnet, natürlich mit der Ungenauigkeit vom Tastkopf. @Peter R.: wie kommst du eigentlich auf 2k bei dem Xc für Cload ? bei 8pF sind es eher 1.5k ich finde es krass, wenn man Cpar und Co dazurechnet, also die parasitären Kapazitäten, verdoppelt sich die Verlustleistung mal so schnell ...! mit 8pF wäre man ja noch im grünen Bereich... Und für die Einschwingreserve kann man einfach Rvmax/Rv nehmen ? Das Dokument von Helmut ist auch interessant. Wir werden den 74AHC3GU04 bestellen und mal einlöten.
>Über den Blindwiderstand das L des Quarzes zu bestimmen, klingt >interessant. Bei mir im Datenblatt vom Quarz steht aber keine Angabe zu >der Serienkapazität, die f.g. im Femtobereich liegt... >reicht es hier auch eine Annahme zu treffen ?? Ich habe die Werte für einen 10MHz Quarz von hier http://de.wikipedia.org/wiki/Schwingquarz auf 13MHz umgerechnet. Die genauen Werte sind nicht so wichtig, wenn du nur an der Verlustleistung des Quarzes interessiert bist. >Und deine Verlustleistung ist auch gar nicht so weit weg, habe >überschlagen auch 500µW zurückberechnet, natürlich mit der Ungenauigkeit >vom Tastkopf. Mit dem Messen an Pierce-Oszillatoren habe ich nur schlechte Erfahrungen gemacht. Der einzige Ort, an dem man messen kann, ist, wie Abdul schon gesagt hat, direkt am Ausgang des Inverters. Damit kann man aber nur schauen, auf welcher Frequenz der Oszillator schwingt. Beim Messen an anderen Stellen ist nicht nur die Tastkopfkapazität ein Problem, sondern auch die Streukapazität, die man mit dem Kabelschirm einfügt. >ich finde es krass, wenn man Cpar und Co dazurechnet, also die >parasitären Kapazitäten, verdoppelt sich die Verlustleistung mal so >schnell ...! Die Simulationen zeigen, daß das zu kurz gegriffen ist. So einfach verhält sich ein komplexes Netzwerk nicht. >mit 8pF wäre man ja noch im grünen Bereich... Du machst einen weit verbreitetn Fehler: Du mußt nicht in das Datenblatt des Quarzes schauen, um heraus zu finden, welche Bürdekapazität erforderlich ist, sondern in das Datenblatt des Pierce-Oszillators oder Inverters. 8pF liegt im Bereich der Streukapazitäten am Eingang des Inverters. Ein Quarz mit einer dazu passenden Lastkapazität erscheint mir ungeeignet. Besser sind Schaltungen, die rund 30pF an beiden Seiten des Quarzes benötigen, weil dann die stark streuenden und schwankenden Streukapazitäten wesentlich geringer in das Verhalten eingehen. Erst wenn die Bürdekapazitäten festliegen, gehst du einen Quarz kaufen, und zwar einen, der dann die richtige Lastkapazität hat, die, die der Oszillator vorgibt. >Und für die Einschwingreserve kann man einfach Rvmax/Rv nehmen ? Wird doch so gemacht in der Literatur. Kai Klaas
> Das Dokument von Helmut ist auch interessant. > Wir werden den 74AHC3GU04 bestellen und mal einlöten. Glaub mir, das wir der Bringer. Das mit den buffered gates war Murks. :-)
hallo nochmal, tatsächlich, der oszillator tut jetzt mit dem unbuffered Gate! sogar mit 7.5k Rv. Man kann es sich nun so vorstellen, dass über den Parallelwiderstand 1Meg er die Stufe jetzt besser in die Nähe der Threshold Spannung ziehen kann, aufgrund der Gegenkopplung oder? @Kai Klaas: Wenn ich die Schaltung simulier, ich komm auch auf -23.1dB an Rs bei 1k Rv. Das sind bei mir aber dann umgerechnet 1V / 10^(23.1/20) = 70mV = ca. 123µW, anstatt 630µW wie bei dir... Welche Eingangsamplitude hast du denn definiert ? Oder steh ich grad auf der leitung.... Beim Messen komm ich aber auch eher auf 600µW
Stephan Müller schrieb: > hallo nochmal, > > tatsächlich, der oszillator tut jetzt mit dem unbuffered Gate! > sogar mit 7.5k Rv. > Man kann es sich nun so vorstellen, dass über den Parallelwiderstand > 1Meg > er die Stufe jetzt besser in die Nähe der Threshold Spannung ziehen > kann, aufgrund der Gegenkopplung oder? Hallo Stephan, danke für die Rückmeldung. Bei dem unbuffered Inverter stellt sich durch den hochohmigen Rückkopplungswiderstand automatisch der richtige Arbeitspunkt ein. Bei den buffered Invertern wird das nicht klappen wegen der hohen Verstärkung und der höheren Gatterlaufzeit. Es besteht dort die Gefahr, dass die als Laufzeit-Oszillator arbeiten und damit den Quarz "ignorieren".
>Das sind bei mir aber dann umgerechnet 1V / 10^(23.1/20) = 70mV >= ca. 123µW, anstatt 630µW wie bei dir... >Welche Eingangsamplitude hast du denn definiert ? >Oder steh ich grad auf der leitung.... Der Ausgang des Inverters gibt ein Rechteck mit 2,5Vs aus. Darin steckt ein Sinus mit der Amplitude 4/pi x 2,5Vs = 3,18Vs, entsprechend 2,25Veff. -23dB davon sind rund 159mVeff, also 159mVeff^2 / 40R = 632µW über einem 40R Widerstand. >Bei den buffered Invertern wird das nicht klappen wegen der hohen >Verstärkung und der höheren Gatterlaufzeit. Das verstehe ich nicht, Helmut. Die höhere Verstärkung bewirkt doch eine noch stärkere Gegenkopplung und damit eigentlich eine noch stabilere Einstellung des Arbeitspunktes. Und die Gatterlaufzeit ist nur marginal erhöht, weil die zusätzlichen Stufen auf nur sehr geringe Lastkapazitäten arbeiten, die die Gatterlaufzeiten nur unwesentlich erhöhen sollte. Ein 74HC04 hat eine Gatterdurchlaufzeit von 9nsec, ein 74HCU04 von 7nsec. Sollte dieser geringe Unterschied wirklich einen so großen Einfluß haben? Könnte es nicht eher sein, daß die höhere Ausgangsimpedanz des ungepufferten Inverters von Vorteil ist, weil erst durch sie die nötige Phasendrehung in der Gegenkopplung entsteht? Dann müte es eigentlich egal sein, welche Version man verwendet, weil man die Ausgangsimpedanz des Inverters ja leicht durch einen vergrößerten Rv Widerstand erhöhen kann. Ich habe die Empfehlung "unbedingt ungepufferte Inverter zu verwenden" schon "millionenfach" gelesen, aber nie so richtig verstanden, wieso. Und in der Tat kenne ich unzählige Schaltungen, die einen gepufferten Inverter im Quarzoszillator verwenden. Kannst du mir da weiterhelfen, Helmut? Kai Klaas
Die ungepufferten Versionen sind schlicht Inverter aus PMOS und NMOS-FET. Bei den gepufferten Versionen sind mehrere Stufen in Reihe geschaltet. Der Arbeitspunkt per Rückkopplung über den externen Widerstand erreicht aber nur die erste Stufe (den Eingang) und natürlich die letzte Stufe an deren Ausgang. Sind nun weitere Stufen intern vorhanden, so wird der Offset der vorherigen Stufe sehr hoch verstärkt in der jeweils nachfolgenden Stufe. Das erzeugt letztendlich eine Phasendrehung, wenn man sich auf eine sinnvolle Frequenz bezieht. Oder anders betrachtet: Der Arbeitspunkt verschiebt sich immerweiter weg vom Optimum der maximalen Verstärkung (Was in etwa die halbe Versorgungsspannung ist). An den Versorgungsgrenzen geraten die Gatter in den Bereich der Sättigung. Die Verstärkung sinkt dort!
>Oder anders betrachtet: Der Arbeitspunkt verschiebt sich immerweiter weg >vom Optimum der maximalen Verstärkung (Was in etwa die halbe >Versorgungsspannung ist). An den Versorgungsgrenzen geraten die Gatter >in den Bereich der Sättigung. Die Verstärkung sinkt dort! Ja, das klingt plausibel! Danke Abdul. Kai Klaas
Kai Klaas schrieb: > Der Ausgang des Inverters gibt ein Rechteck mit 2,5Vs aus. Darin steckt > ein Sinus mit der Amplitude 4/pi x 2,5Vs = 3,18Vs, entsprechend > 2,25Veff. -23dB davon sind rund 159mVeff, also 159mVeff^2 / 40R = 632µW > über einem 40R Widerstand. Das ist aus der Fourier-Reihe, also hier die Grundwelle mit 13MHz. Es gibt aber noch Oberwellen, wobei bei Rv=1k bekomm ich bei 3x13MHz= 39MHz ca. -110dB raus, das kann man vernachlässigen! Aber bei sehr kleinem Rv müsste man auch die Oberwellenanteile gemäß Fourier zur Leistungsberechnung hinzuaddieren müsste, oder ?
Der Quarz schwingt auf der Grundwelle. Da die Oberwelle der Rechteckspannung nicht mit der mechanischen Oberwelle des Quarzes übereinstimmt, wird die 3. Harmonische des Quarzes nicht angeregt. Oberwelle der Rechteckspannung: exakt 3 fach Grundwelle (Fourier-Rechnung) Oberwelle des Quarzes: nicht exakt 3-fach, da der schwingende Quarzbereich durch die Elektroden belastet ist. Also spielt für die Quarzbelastung nur der Grundwellenanteil der Rechteckspannung eine Rolle.
Peter hat den Unterschied auf den Punkt gebracht! Das gilt übrigens genauso für Antennen (Zumindest für die klassische Monopol- und Dipolantenne). Man kann diese Antennen mit dem klassischen Quarzschwinger modellieren. Leute, wenn man nachmißt, hat der unbuffered einen ziemlich guten Sinus am Ausgang. Während der gebufferte irgendetwas zwischen Sinus und Rechteck zeigt... (logisch, fährt ja öfters in die Sättigung) Hat überhaupt jemand mal gemessen? <rhetorische Frage ;-> Hier noch ne nette Betrachtung aus meinem Archiv von Links (nicht nachgeprüft): http://www.oliverbetz.de/quarz/quarz.htm Von Intel gabs mal ne klassische AppNote und Cypress bietet auch nützliches dazu. Ach, die Intel taucht ja beim Betz auch wieder auf. http://ecee.colorado.edu/~mcclurel/iap155.pdf Bei Cypress wird zusätzlich noch die Phasenverschiebung im Inverter behandelt.
Jo, was Oliver Betz zur Quarzbelastung schreibt, ist genau richtig. Übrigens, die Colpitts-Schaltung mit den beiden C's verlangt ein Verstärkerelement mit Eigenschaften einer gesteuerten Stromquelle. Der Inverter ohne buffer trifft diese Eigenschaft wesentlich besser als der mit buffer. anders betrachtet: Wenn der Inverter zusätzlich gepuffert ist, hat er einen Ausgang mit sehr niedrigem Innenwiderstand. Dieser beeinträchtigt die Eigenschaft des C2 als "Phasendreher" um 90 Grad ganz beachtlich - schließt sozusagen einen Kondensator des beteiligten Schwingkreises kurz.
Nun dann wären wir ja beim Cypress Paper angelangt. Was mich mal interessieren würde: Wie sieht es mit dem Phasenrauschen bzw. spektraler Reinheit gegenüber einem der vielen Amateurfunk-dikret-Aufbauten aus? Mir dünkt, das der klassische unbuffered Inverter vermutlich gar nicht so schlecht ist wie er immer hingestellt wird. Natürlich sauberer Aufbau und Versorgung vorausgesetzt. Leider fehlen mir dafür die haltbaren Meßmittel ums auf die halbwegs schnelle nachzuprüfen.
Abdul K. schrieb: > Mir dünkt, das der klassische unbuffered Inverter vermutlich gar nicht > so schlecht ist wie er immer hingestellt wird. Er belastet nur den Quarz etwas mehr als eine Diskretlösung. Unbuffered lässt den Analogbetrieb zu, buffered durch das steilere durchfahren Low <-> High plus den niederohmigeren Rdson nicht.
Schön mhh, gehts auch noch etwas quantifizierter? Natürlich bezog ich mich nur auf den Unbuffered. wühl wühl Hier das Cypress Paper: noch weiter wühl vcxo_basics_12.pdf Fig 5 -> Antenne Fig 7 -> Phasendrehung und das ist auch interessant: crystal_oscillator_design_and_negative_resistance_12.pdf Hier ist es: 1. Verstärker als negative Impedanz gesehen 2. Fig. 4: Pierce Oszillator -Umzeichnung
>Mir dünkt, das der klassische unbuffered Inverter vermutlich gar nicht >so schlecht ist wie er immer hingestellt wird. Wird er das? Das Problem beim Pierce Oszillator ist doch, daß viele Anwender nicht begriffen haben, wozu die beiden Burdencaps und der Rv Widerstand da sind und sie die Burdencaps nach dem Datenblatt des Quarzes aussuchen und nicht nach dem Datenblatt des Oszillators. Dadurch fallen die Burdencaps und der Rv Widerstand oft viel zu klein aus, was den Quarz "Drive Level" in gefährliche Höhen treibt und die Phasendrehung des Gegenkopplungsnetzwerkes auf so kleine Werte beschränkt, daß der Phasengang die 180° Marke nicht genügend steil durchquert: http://www.8052.com/forum/read/79811 Kai Klaas
Ja, er wird definitiv niedergemacht! Habe viele Beispiele gesehen. Ich denke du kennst mich gut genug, damit ich die jetzt nicht zitieren müßte. Nur spiegelt sich das eben nicht mit gewissen Details besserer Dokus wie obigen Referenzen und meinen eigenen Erfahrungen an realen Schaltungen wider. Ja, wenn ich ewig leben würde, dann würde ich all dein Posts (auch auf 8052.com) lesen. Dem gewiß seiend, das ich noch einiges lernen könnte. Das Problem beginnt beim Einkauf des Quarzes! Oftmals sind die nicht spezifiziert. Würde mich auch z.B. bei Reichelt nicht wundern, wenn da schnell mal ein neuer Lieferant reinkommt. Da hat der neue Quarz eben 15pF und nicht mehr 30pF. ESR, eh was, steht nirgends im Datenblatt, wird nicht wichtig sein. Oh, die Tüte mit den Quarzen runtergefallen... Tse tse, schnell wieder ins Regal legen... Ich kenne das alles aus der industriellen Praxis! Dann gehts weiter mit der allgegenwärtigen Unwissenheit wie so ein Oszillator zu funzen hat, wie man sie hier im Thread auch wieder sah! Es ist ja schon extrem positiv, wenn junge Leute danach hinterfragen. Dann mußte ich mit erschrecken feststellen, daß Intel die eigene wichtige AppNote nicht mehr findet. Mir aber dafür vorwirft, mein Flash-Player wäre veraltet! Ja, ich bin wohl alt. Ich kanns nicht mehr abstreiten mit knapp über 40. Gute Nacht erstmal!
Hallo, ich weiß, es ist schon sehr lang her, dass du diesen Beitrag gepostet hast. Deine Simulation stimmt in etwa mit meiner überein. Aber weißt du, weshalb die Phase ab einer bestimmten Frequenz wieder zu ihrem Ursprung zurückgeht (also eine erneute Phasendrehung stattfindet)?
Tschuldigung, ich bezieh mich grad auf den Beitrag von Kai Klaas (Gast) Datum: 04.10.2010 21:53
>Aber weißt du, weshalb die Phase ab einer bestimmten Frequenz wieder zu >ihrem Ursprung zurückgeht (also eine erneute Phasendrehung stattfindet)? Resonanz und Antiresonanz. Die Induktivität wechselwirkt mit den Kapazitäten auf zwei unterschiedliche Arten.
Beispiel aus einem empirischen Design in professioneller Entwicklung von Quarzoszillatoren: Wie oben erwähnt, habe wir in der Tat die Einschwingreserve über 3-5 x RV bestimmt. wenn der Quarz damt bei Raumtemperatur anschwang, reichte es auch im spezifizierten Bereich zwischen -30°C und ca. 80°C. --- Und ein Quarz in gleicher Bauform, selbst bei Reichelt, ändert seine Kapazität von Hersteller zu Hersteller nicht um 100%. Das Gehäuse gibt den Grossteil der Bürdekapazität vor. ---- Und momentan beschäftige ich mich selber mit einem 32kHz SMD Quarz (Clock 1), der nach über 20 Jahren so gealtert ist, dass er unsauber anschwingt und dann einen wirren Displayinhalt nach Startup hinterlässt. Hier zeigt sich auch, dass er mit kleinerer Bürdekapazität (ca. 12pF) = 2 x 27pF gegen Masse, mit resonant höherer Amplitude schwingt, aber das Anschwingen damit verschlechtert wird. Mit zB 2 x 30 pf gegen Masse ist die Amplitude ca. 20dB niedriger, aber er scheint stabiler zu starten.
Hinweis, mittlerweile zum freien Download verfügbar "Das große Quarzkochbuch". http://www.axtal.com/Deutsch/TechnInfo/Quarzkochbuch/
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