Hallo zusammen,
ich bräuchte da mal ein bisschen Hilfe bezüglich Leistungs-MOSFET´s.
Meine Schaltung besteht aus einem dicken n-Kanal MOSFET der quasi als
Ein- bzw Ausschalter für meine Schaltung dient. Nach diesem Transistor
sitzen relativ viele Elkos. So insgesamt knapp 10mF (48x220uF).
Und beim Einschalten passiert, was passieren muss :) der Transistor wird
gehimmelt durch den gewaltigen Einschaltstrom vermute ich. Heißt er wird
dauerhaft leitend. Drain-Source Schluss.
Ich hab noch die Möglichkeit die Einschaltgeschwindigkeit des
Transistors zu regeln. Derzeit liegt sie so bei 20ms.
Jetzt weiß ich nicht genau, ob das zu langsam oder zu schnell ist. Ich
denke ich hab jetzt 2 Möglichkeiten:
1) Einschaltzeit vergrößern: Je langsamer der Transistor durchgesteuert
wird, um so mehr Verlustleistung muss er verbraten = Hitzetot.
Allerdings laden sich die Kondensatoren nicht so schlagartig auf und der
Einschaltstrom hält sich in Grenzen.
2) Oder Einschaltzeit verkleinern: Dadurch wird der Transistor nicht so
lang im Regelbereich betrieben. Aber dank der Kondensatoren kann man
dann schon vom Kurzschlussstrom sprechen.
Was meint Ihr dazu? Hab ich irgendwo ein Denkfehler oder bin ich total
auf dem Holzweg? Laut Datenblatt (IRFS4310) packt der MOSFET 120A Ströme
und verkraftet 300W Verlustleistung. Im Normalbetrieb fließen durch den
Transistor nur 2A. Wie hoch der Einschaltstrom ist kann ich nur
rechnerisch schätzen...also im wurst-käse komm ich da auf knapp 250A.
Ohne Leitungswiderstände usw.
Also für Ideen und Meinungen bin ich echt dankbar!
MfG Matze
Zwei Mosfets nehmen, einer mit Serienwiderstand der den einschaltstrom
begrenzt und einen, der zugeschaltet wird (und den anderen sammt
widerstand kurzschließt, sobald die kondensatoren aufgeladen sind
besser wäre noch eine passend dimensionierte Drossel. Begrenzt den
Stromanstieg und stört im "Normalbetrieb" kaum. Je nach gewünschter
Begrenzung und Dauer-DC-Strom könnte die allerdings recht gross werden.
War früher in der "guten alten Röhrenzeit" durchaus üblich, um den
Elkostress von der Gleichrichterröhre zu nehmen.
Hallo Matze,
durch die Parallelschaltung von 48x220uF hast Du einen geringen ESR. Die
250A Einschaltspitze könnten schon hinkommen. Ich denke die eleganteste
Methode wäre das Vorschalten einer Drossel. Es genügt vermutlich ein
Wert von 1uH oder weniger. Es soll ja nur die Spitze begrenzt werden.
Ich habe allerdings jetzt keine Zeit um dies mal mit LTSpice zu
simulieren. Man sollte auch auf die Sättigung des Ferritkernes achten.
Wenn er in Sättigung geht dann ist der gewünschte Effekt wieder futsch.
Weitere Lösungen wären Heissleiter, er verheizt aber hinterher immer
eine gewisse Leistung, oder ein Vorwiderstand der mit Relais oder MOSFET
nach der Spitze kurzgeschlossen wird. Ach ja, da wäre noch ein PFC
("Power Factor Correction") zu nennen.
Gruss Klaus.
Die drossel wird erstens groß und bei so einem (R)CL serienschwingkreis
sollte man dann doch eher wissen was man tut, damit mans nicht noch
schlimmer macht;) Der Widerstand wird sehr viel kleiner ausfallen, da
die Einschaltleistung allein mit seiner Wärmekapazität auffangen kann.
Der zweite Mosfet ließe sich ja einschalten, indem man einen Komparator
mit Referenzspannung kurz unter der Versorungsspannung (am besten
prozentual per spannungsteiler) beschaltet. Wenn du dir den zweiten
Mosfet sparen willst, probiers mit nem Heißleiter. Der wird aber
geringfügig höhere durchlassverluste hervorrufen.
@oszi40
>>48x220uF>Ergibt flüssiges Silizium.
:) geht leider nicht anders
@Hauke Radtki
keine schlechte Idee. Hab nur gehofft ich kann das Problem ohne
Layoutänderung beheben. Wie gesagt, an der Einschaltzeit kann ich noch
schrauben. Die wird nur über einen kleinen Kondensator beeinflusst.
Jetzt ist nur die Frage in welche Richtung...
@H.joachim Seifert
Ich hab sowohl in der Zuleitung als auch in der Rückleitung jeweils eine
SMD Drossel mit 10uH. Mehr ging in der Bauform leider nicht, zwecks DC
Strom durch die Spule.
Aber Danke nochmal für die Vorschläge
Je nach Bastellaune könntest du auch einen Buck-Converter zum Aufladen
der Elkos nutzen. Sind die Elkos dann geladen kann der Transistor
dauerhaft eingeschaltet bleiben.
Damit könntest du auf eine riesige Induktivität verzichten und müsstest
den Widerstand nicht kühlen (falls überhaupt nötig).
Passt auf den Platz des MOSFET vielleicht ein High-Side-Switch (PROFET
o.Ä.)? Die haben Strombegrenzung.
Der Ansatz mit der Einstiegszeit ist vielleicht nicht der eleganteste,
es könnte aber funktionieren. Schließlich wird dann nicht nur die
Wärmekapazität des Chips, sondern auch die des Gehäuse genutzt. Probier
es doch einfach mal aus?
@Stefan L.
Das mit dem PROFET werd ich mir mal genauer anschauen. Kann ich dir
garnicht spontan sagen ob das mit der Zusatzbeschaltung passt. Und wegen
der Einschaltzeit, in welche Richtung soll ich nun gehen? Schneller
durchschalten oder langsamer? Mir gehen nämlich langsam die Transistoren
aus :) und dieser Prügel lötet sich echt nicht einfach. Da brauch man
schon fast ein Bunsenbrenner...
@oszi40
Sorry war keine Absicht. Ich hab nur deine Frage nicht ganz verstanden.
Die Schaltung speist im Endeffekt einen DC/DC Wandler. Die Aufladezeit
der Kondensatoren ist da im Grunde unkritisch. Klar, nach dem
Einschalten sollte der Wandler irgendwann mal anfangen mit arbeiten.
Also die Aufladezeit sollt schon unter einer Minute bleiben :)
Umm.. da so vieles unbekannt ist:
In einem ersten Schritt den MOSFET nur gering aufsteuern und als relativ
großen Ladevorwiderstand benutzen und dann erst wenn die Elkos satt sind
richtig niederohmig steuern ?
Gruß Hendi
@U.R. Schmitt
2A bei 48V Eingangsspannung ergeben am 5V-Ausgang knapp 20A. Also fast
100W. Und ich hab als Vorgabe, dass ein Spannungseinbruch der
Eingangsspannung auf 10V für 100ms überbrücken werden muss, ohne das der
DC/DC Wandler abkackt.
@Hendi
Ich will euch keine Infos vorenthalten, aber wirklich alles ganz
ausführlich erklären würde ewig dauern. Bei Fragen einfach fragen! :)
Du bist also der Meinung, dass ich den MOSFET langsamer durchsteuern
soll?
Gibt es denn eine Möglichkeit, wie man rausfinden kann wodurch der
MOSFET kaputt gegangen ist? also durch zuviel Strom oder zuviel
Verlustleistung? Vermutlich ist das Schadensbild das gleiche, oder?
MOSFETs sterben (wenn es keine Spannungsdurchbrüche gibt) bei Überlast
durch zu hohen Strom den Hitzetod. Bedeutet: Die Verlustleistung des
Transistors darf für die Einschaltphase nicht zu groß sein.
Peak-Belastungen (Strom) sind im Datenblatt des Transistors angegeben.
1. Der MOSFET muss wirklich komplett durchgesteuert werden. Und das
möglichst schnell, damit er im Schalterbetrieb arbeitet.
2. Im Datenblatt steht, wie lange der Transistor braucht, um tatsächlich
komplett durchzusteuern (hängt hier vom zu schaltenden Strom ab).
3. Den Peakstrom kriegst du über die minimalen ESR-Werte der
Kondensatoren heraus.
4. Auch im Normalbetrieb (du sagtest 2A) darf der MOSFET nicht zu heiß
werden. Auf den R_DS,ON achten.
5. Das mit der Peakbelastung lässt sich recht schwer abschätzen. Wenn Du
ein Oszilloskop hast, kannst Du ja die Spannungsdifferenz D-S und den
Strom mittels Stromzange messen. Die Fläche ergibt die Verlustleistung.
6. Die Peak-Verlustleistung kannst Du im Datenblatt eventuell auch
verifizieren. Du kannst aber auch eine thermische Berechnung
durchführen, wieviel der MOSFET (Die) bei der Belastung wärmer wird und
dadurch die maximale Temperatur überschreitet (ca. 150-175°C maximal
erlaubt). Ist aber nur eine kleine Näherung, da Peak-Belastungen quasi
einen Hot-Spot bilden, ohne dass die Temperatur weggeleitet wird. Bei
gleichmäßiger Belastung (also eher langsam) greift das themrische Modell
hervorragend.
Matze schrieb:> wodurch der MOSFET kaputt gegangen ist
1. Auge ins Datenblatt?
2. Frage wäre, ob er überhaupt richtig durchsteuern konntE. Evtl. war
die Ansteuerung zu schwächlich um steile Schaltflanken zu erzeugen. Wenn
dann statt Rechteck ein flaches Dreieck schaltet würde ich diese
Schaltfläche im Diagramm als "Heizleistung" sehen.
3. Selbst wenn die Leiterplatte fertig sein sollte, kann man noch einen
Leiterzug unterbrechen und mit Widerstand überbrücken.
Mal eine blöde Frage:
Wenn Du von 48V auf 5V wandelst und dort 20A benötigst,
die Ausgangsspannung auch bei 10V Eingangsspannung noch bei 5V
liegen muss, dann solltest Du Deinen Wandler so auslegen, dass er noch
bei
10V/10A die 5V/20A schafft => also noch bei einer Eingangsspannung von
10V
funktioniert.
Verlustleistungen/Wirkungsgrad nicht eingerechnet, Du kannst ja mal 80%
als Schnellschuss ansetzen.
ridtzu56 schrieb:> 1. Der MOSFET muss wirklich komplett durchgesteuert werden. Und das> möglichst schnell, damit er im Schalterbetrieb arbeitet.
Dass schnell schalten mit der jetzigen Lösung nicht zielführend ist, hat
der Threadersteller ja schon am Anfang festgestellt.
Es stimmt schon,dass MOSFET eigentlich nicht im Analogbetrieb genutzt
werden sollten. Wenn man aber genügend Reserven einplant, geht das
trotzdem. Für eine professionelle Entwicklung vielleicht nicht die beste
Idee (zumindest sollte man sich durch eine Thermographie absichern), für
den Bastler aber schon ok. Bei einem 100A-MOSFET und vielleicht 5A
Ladestrom im Analogbereich hätte ich jetzt wenig bedenken. Eine genaue
Verlustleistungsbetrachung muss man natürlich trotzdem anstellen.
Hendi (dg3hda) schrieb:> In einem ersten Schritt den MOSFET nur gering aufsteuern und als relativ> großen Ladevorwiderstand benutzen und dann erst wenn die Elkos satt sind> richtig niederohmig steuern ?
So in etwa meinte ich es auch.
@ridtzu56
wow vielen Dank für die vielen Infos!
Oszibild hab ich sogar schon mal gemacht. Aber nur vom funktionierenden
Einschaltverhalten des Transistors. Da habe ich mit unterschiedlichen
Einschaltzeiten rumgespielt. Strommesszange fürs Oszi hab ich leider
nicht da. müsst ich Morgen mal mit einem Shunt probieren ob ich was
brauchbares Messen kann.
Also wenn ich dich richtig verstanden habe soll ich auf dieses langsame
Einschalten ganz verzichten und den MOSFET gleich voll durchsteuern?
Aber dann laden sich die ganzen Elkos doch gleich mit der vollen
Eingangsspannung auf und ziehen einen riesigen Strom, oder nicht? Ich
dachte wenn ich die Spannung langsam hochfahr (wie im Oszibild zu sehen)
laden sich die Kondensatoren geschmeidig auf und der Strom bleibt unter
den 130A die der Transistor laut Datenblatt maximal kann.
@Dirk J.
Die selbe Vorgabe die mir den Spannungseinbruch auf 10V vorgibt, sagt
auch das ich Spannungsspitzen von +70V für 5ms überleben muss. Wenn ich
die Kondensatoren vor den MOSFET leg, muss ich die Elkos für 100V
auslegen, heißt größere Bauform. Und den Platz hab ich nicht auf der
Leiterkarte. So hab ich sie nur für 50V ausgelegt. Bei 100V hätten sie
in der selben Bauform nurnoch 33uF und ich bräuchte sehr viel mehr von
denen.
@ridtzu56
Der Spannungseinbruch ist doch nur für 100ms. Das ist doch kein
dauerhafter Zustand...hoffe ich. Also für den statischen Betrieb bei 10V
will ich die Schaltung nicht auslegen. Der DC/DC Wandler schaltet sich
selbstständig bei 34V ab. Also bis dahin darf die Spannung nicht
absacken. Dazu sind die Kondnsatoren da. Und das schaffen sie auch bei
Volllast.
@Stefan L.
Bis jetzt belegt hier nichts, dass der MOSFET beim sofortigen
Durchschalten beschädigt wird. Solange das nicht untersucht ist und
eventuell ein anderer MOSFET gefunden wird, der den Peak aushält, fängt
man normalerweise mit solchen Sachen, wie rampenähnliches Einschalten
nicht an. Außerdem wird dadurch die Worst-Case-Berechnung noch
schwieriger.
@Matze:
Deine Logik stimmt hier nicht. Der MOSFET verhindert Dir die 70V an den
Elkos nicht, wenn er vor den Elkos sitzt und im Betriebsfall
durchgesteuert ist. Außerdem muss der MOSFET sowieso 70V aushalten
können. Ansonsten geht der in den Avalance-Mode. Und das geben nur
wenige Hersteller im Datenblatt an (Infineon macht das z.B. manchmal).
In der Realität heißt die Anforderung normalerweise nicht "70V für 5ms",
sondern "70V für 5ms mit einem Innenwiderstand Ri der Spannungsquelle".
Und da kannst Du ja ausrechnen, wieviel Volt sich die Elkos von ideal
48V nach oben hin aufladen (und dann ihre 50Vmax überstehen). Ganz
nebenbei gibt es bestimmt noch die Forderung, dass die 48V-Spannung auch
noch schwankt. Und da sind winzige 2V nach oben hin sowieso ziemlich
wenig.
Das hört sich alles nicht gerade sauber designed aus.
Was für ein Wandler ist das denn? Ein normaler Buck-Converter?
@ridtzu56
Danke erst mal für die Info. Wie kann ich denn untersuchen, was am Tot
des MOSFET schuld war? Wie gesagt gehen mir langsam die Transistoren
aus. Kaputte MOSFET´s hab ich genug :) aber das einzige was ich dort
messen kann, ist ein sehr kleiner R_DS. Allerdings im ausgelöteten
Zustand.
Zu der Überspannungsthematik. Ich weiß, das ist auf den Oszibildern
etwas schwer zu erkennen, aber die Gate-Spannung beträgt 52V. 52V - 3V
Gate Threshold Spannung = 49V maximal am Ausgang. Heißt also, wenn die
Eingangsspannung 49V übersteigt, sperrt der Transistor und arbeitet wie
ein Linearregler. Hab ich auch schon getestet, funktioniert 1A. Also mit
Überspannung hab ich keine Probleme. Nur mit Einschaltströmen :)
Es ist ein DC/DC Wandler von Vicor verbaut. Nennt sich V48C5C100G2.
Mit Einschalten meine ich Zeiten um 30-50ns. Keine 20ms.
Außerdem komme ich bei 48 Elkos á ca. 50mOhm (bei Low-ESR noch viel
tiefer möglich), auf einen Gesamt-ESR von nur noch etwa 1mOhm. Das ist
schon ziemlich tief.
Der Einschaltstrom startet dann mit I=48V/0,001Ohm = 48kA (!).
Ich bezweifle, dass das die Spannungsquelle mitmacht. Auch hier wird es
Anforderungen geben, wie groß der maximale Einschaltstrom sein darf.
Wenn ich "Bordnetz" lese, dann wird es sich wohl um ein Fahrzeug
handeln. Da gibt es diese Anforderungen auf jeden Fall.
Die saubere Lösung wäre hier ein Wandler, der mit 10V zurecht kommt und
einen Soft-Start hat.
Frage nebenbei: Warum mit dem MOSFET die Versorgungsspannung zuschalten?
Äh und noch was ganz wichtiges: Du kannst mit einem N-Kanal-MOSFET die
Versorgungsspannung nur dann durchschalten, wenn die Gatespannung immer
mindestens einige Volt über der maximalen Bordnetzspannung ist. Oder Du
legst den N-Kanal-MOSFET in Richtung GND. Sonst würde nämlich Dein
N-Kanal-MOSFET gar nicht komplett aufmachen, immer einen relativ hohen
R_DS haben. Dadurch würde sich auch die extrem lange Einschaltzeit von
20ms erklären und warum der MOSFET im Linearbetrieb dir verbrennt.
Eine Schaltung zumindest von Deiner MOSFET-Lösung wäre jetzt hilfreich.
Mit was steuerst Du das Gate denn auf? Hoffentlich nicht mit einem
5V-Logik-µC oder so.
Matze schrieb:> Zu der Überspannungsthematik. Ich weiß, das ist auf den Oszibildern> etwas schwer zu erkennen, aber die Gate-Spannung beträgt 52V. 52V - 3V> Gate Threshold Spannung = 49V maximal am Ausgang.
Schonmal im Datenblatt die Absolute Maximum Ratings gelesen?
Wenn ich das richtig verstanden habe was du gerade geschrieben hast,
hast du damit einen MOSFET-Killer gebaut.
Selbst wenn der Aufbau mal "schön aussieht", werden Leitungsinduktivität
und ungünstige Anordnung zusätzlich noch etwas Lehrgeld fordern. Es
lohnt sich daher hier im Forum weiter zu stöbern.
ridtzu56 schrieb:> Der Einschaltstrom startet dann mit I=48V/0,001Ohm = 48kA (!).
Ich starte doch aber nicht mit 48V im Einschaltmoment, sonder fahr die
Spannung extra langsam hoch (siehe Oszibild) eben um diesen
Einschaltstrom zu verhindern. Ich kann mir auch irgendwie nicht
vorstellen, das der Transistor innerhalb von 20ms ein Hitzetot stribt
weil der da mal durch den Analogen Bereich läuft. Oder reicht das schon?
Also erfühlen kann man nix :) Thermokamera hab ich leider nicht. Aber
der Transistor ist auch sauber über eine große Kupferfläche auf der
Leiterkarte untergebracht.
ridtzu56 schrieb:> Äh und noch was ganz wichtiges: Du kannst mit einem N-Kanal-MOSFET die>> Versorgungsspannung nur dann durchschalten, wenn die Gatespannung immer>> mindestens einige Volt über der maximalen Bordnetzspannung ist.
das hab ich doch. Die Gatespannung klemmt im Normalbetrieb dauerhaft auf
52V. Wird über eine Ladungspumpe realisiert und nicht über ein µC ;)
Schaltplan folg in Kürze...aber ich fürchte der verwirrt mehr als das es
hilft :)
Mir gings eigentlich nur um die Frage, MOSFET schnell oder langsam
durchschalten...wie beim Pflaster :P was tut mehr weh?
Die Threshold-Spannung liegt bei 2...4V über Source bei 250µA I_DRAIN.
Für den Einschaltstrom brauchst Du bestimmt ein wenig mehr als die von
Dir angegebenen 3V. Sieht nach Linearbetrieb aus und Tod durch
Überhitzen.
Mal ne Nebenfrage: Wo kommen denn die 52V her?
Da haben wir jetzt einen Buck-Converter und nebenbei noch einen Booster
oder eine Ladungspumpe?
Datenblatt http://www.irf.com/product-info/datasheets/data/irfs4310.pdf
Phase 1 ist Überlastung
Phase 2 ist Siliziumschmelze,
Phase 3 Deckel geht auf ?
Es wäre erst mal zu klären ob er den Überspannungstod oder später den
Überstromtod erleidet. Probier doch erst mal mit 3 Elkos statt 48?
Ich hätte auch gerne ne Antwort, warum man einen Buck-Converter von
stützenden Elkos mit einem MOSFET vor den Elkos abtrennen können muss.
Reicht die Enable-Leitung vom Buck-Converter nicht aus?
Alternativ kannst Du Dir ja mal den Spaß erlauben, die Elkos mit dem
MOSFET gegen GND zu lasen. 10k vom Gate gegen GND. Dann mal das Gate
direkt mit 12V oder so durchsteuern.
Die Total gate charge capacity ist auch nicht gerade klein. Für unsere
Wandler würde ich so einen nicht nutzen können.
Guten Morgen zusammen,
tut mir Leid das ich jetzt erst antworte, aber die Uni macht 18Uhr zu :)
Die Eingangsschaltung habe ich mal mit angehangen. Die habe ich mir
nicht selbst ausgedacht, so schlau bin ich (leider) nicht. Die stammt
aus der Application Note von Vicor. Funktionier auch wie gesagt 1A.
Daher versteh ich eure Bedenken bezüglich der Überspannung nicht so
ganz? Der MOSFET kann laut Datenblatt 100V V_DS.
Und nochmal zu Erklärung, ich schalte mit dem MOSFET den Wandler nicht
ein und aus. Das habe ich am Anfang des Threads geschrieben, um das
Prinzip meines Problems zu erklären. Ich hätte nicht gedacht das wir
hier so in Detail gehen. Der Transistor dient als Überspannungsschutz
und ist im Normalbetrieb voll durchgesteuert und nur im
Überspannungsfall sperrt er und funktioniert wie ein Linearregler. Und
da versteh ich auch noch nicht ganz was ihr mit "Überhitzungstot" meint?
Hauke Radtki schrieb:> Sieht nach Linearbetrieb aus und Tod durch>> Überhitzen.
Laut Datenblatt kann der Transistor 300W Verlustleistung (bei 25°C) ab.
Selbst wenn die vollen 48V bei meinen 2A über den Transistor abfallen
würden, komm ich trotzdem nur auf knapp 100W. Also um den Normalbetrieb
mach ich mir jetzt keine Sorgen, und selbst wenn es mal zum
Überspannungsfall kommt und der Transistor was zum Regeln bekommt,
würden doch keine 300W zusammen kommen, um den Transistor zu grillen.
Also zurück zum eigentlichen Problem, den Einschaltmoment. Im
angehängten Schaltplan gibt’s ein Kondensator C7 (220nF). Dieser
Kondensator beeinflusst die Durchschaltgeschwindigkeit des MOSFET. Je
größer der Kondensator um so langsamer schaltet der Transistor durch. In
den Oszibildern die ich gepostet hab seht ihr auch den Einfluss. Das
erste Oszibild ist mit 220nF, das Zweite ist mit 660nF.
Jetzt weiß ich nicht ob die Ansatzweise hilfreich ist, oder ob ich
lieber eine kleiner Kapazität nehmen sollte und den Transistor schneller
durchsteuern muss.
Was mir noch so durch den Kopf geschossen ist, ist die ESD Thematik.
Diesbezüglich sind MOSFET´s doch recht empfindlich, oder? Wie würde denn
das Schadensbild eines durchgeblitzten Transistors aussehen? Wäre da
auch ein Schluss zwischen Drain und Source messbar?
Hi
>Laut Datenblatt kann der Transistor 300W Verlustleistung (bei 25°C) ab.>Selbst wenn die vollen 48V bei meinen 2A über den Transistor abfallen>würden, komm ich trotzdem nur auf knapp 100W.
Dann sieh dir mal das SOAR-Diagramm an. 2A bei 48V liegt schon weit
ausserhalb des zulässigen Bereichs für DC.
>Was mir noch so durch den Kopf geschossen ist, ist die ESD Thematik.
Klar, das ist immer gut bei eigenen Fehlern.
MfG Spess
Matze schrieb:> Daher versteh ich eure Bedenken bezüglich der Überspannung nicht so> ganz? Der MOSFET kann laut Datenblatt 100V V_DS.
Die Spannung an DS ist auch kein Thema, das gibt nur Probleme, wenn man
bei hohen Strömen abschaltet.
Das Problem ist die GS-Spannung - die solltest du noch einmal
nachmessen. Wenn du mit 52V zuschaltest, kann es durchaus Zeitpunkte
geben, bei denen du die Maximalspannung am Gate überschreitest. Das kann
man ja recht leicht nachmessen.
Die thermische Problematik bleibt natürlich trotzdem noch ein heißer
Kandidat. Du müsstest eigentlich deinen FET so ansteuern, dass ein nur
sehr geringer Strom fließt und so deine Elkos langsam auflädt. Wenn die
Verlustleistung dabei max. 1 Watt beträgt sollte es eigentlich
funktionieren. Dann dauert das Laden halt ein paar Sekunden.
Stefan L. schrieb:> Die Spannung an DS ist auch kein Thema, das gibt nur Probleme, wenn man>> bei hohen Strömen abschaltet.
Um das zu verhindern ist doch die Diode D5 im Spiel? Die verhindert
Spannungen über 15V zwischen Gate und Source. Die Diode lebt
nachweislich auch noch, ist also nicht durchgebrannt.
Wenn ich die Anzahl der Kondensatoren verringere, funktioniert die
Schaltung auch einwandfrei. Kann mir auch nicht vorstellen das Vicor in
ihrer Application Note eine Schaltung vorgibt, bei der permanent der
MOSFET abraucht.
Leider brauche ich eben die große Anzahl an Kondensatoren, da sich sonst
der DC/DC Wandler bei einem Spannungseinbruch auf 10V abschaltet und
auch ausgeschaltet bleibt. Heißt, erst nach einem kompletten
Spannungsreset läuft der wieder an.
Stefan L. schrieb:> Dann dauert das Laden halt ein paar Sekunden.
Also Sekunden sollte das Aufladen der Kondensatoren nun nicht dauern.
Ich werd den Kondensator C7 mal weiter erhöhen und schauen ob das hilft.
Werde die Aufladezeit mal von jetzt 40ms auf 200ms erhöhen. Ich berichte
dann mal ob es geholfen hat.
Danke nochmal für eure Hilfe!
Ich würde eher die Bootstrap schaltung um den NE555 verändern, um die
220nF langsamer aufzuladen, da du mit verändern von C7 auch die
Regelgeschwindigkeit bei überspannung veränderst! (größerer wert -->
langsamer) Ich hab die NE555 schaltung jetzt nicht simuliert, aber mit
vergrößern von C2 könntest du dessen Schaltfrequenz verringern oder
besser noch mit verringern von C4 die Ladung verringern die in jedem
Ladezyklus in C7 geladen wird. So sollte sich C7 langsamer aufladen,
aber gleichschnell entladen werden, was wichtig für die "linearregelung"
bei überspannung ist.
Matze schrieb:> Um das zu verhindern ist doch die Diode D5 im Spiel? Die verhindert> Spannungen über 15V zwischen Gate und Source. Die Diode lebt> nachweislich auch noch, ist also nicht durchgebrannt.
Es bringt recht wenig, wenn du irgend eine Application Note reinstellst.
Man weiß ja nicht, wie du es tatsächlich aufbaust. Wenn du die Diode
drin hast, passt es natürlich.
Matze schrieb:> Werde die Aufladezeit mal von jetzt 40ms auf 200ms erhöhen. Ich berichte> dann mal ob es geholfen hat.
Das wird kaum reichen.
Matze schrieb:> Also Sekunden sollte das Aufladen der Kondensatoren nun nicht dauern.
Dann musst du es richtig aufbauen, wie hier schon zigmal vorgeschlagen.
Das bedeutet natürlich eine Layoutänderung, aber bei einem
schwerwiegenden Designfehler ist das nun einmal meistens notwendig.
@Hauke Radtki
Vielen Dank, klasse Idee!!! Werd ich gleich mal ausprobieren. Vor allem
geht das ohne Layoutänderung :) Vielleicht hab ich ja tatsächlich mal
ganz viel Glück :) Befürchte nur, dass die Ladungspumpe dann nicht mehr
die nötige Spannung bringt. Aber das wird sich gleich zeigen!
C7 zu vergrößern hatte tatsächlich wenig Erfolg. Um die Einschaltzeit
vom MOSFET derart zu verlängern, müsste ich schon ein riesigen Elko
nehmen. Das hat kein Sinn.
Stefan L. schrieb:> Es bringt recht wenig, wenn du irgend eine Application Note reinstellst.>> Man weiß ja nicht, wie du es tatsächlich aufbaust.
Meine Schaltung sieht exakt genauso aus! Ich hab, wie gesagt, einen
dickeren MOSFET (IRFS4310PbF statt IXTH75N10, weil ich den grad zur Hand
hatte) und 2 SMD Drosseln in den Zuleitungen (Hin- und Rückleitung)
Matze schrieb:> Meine Schaltung sieht exakt genauso aus!
widerspricht sich mit:
Matze schrieb:> Ich hab, wie gesagt, einen> dickeren MOSFET (IRFS4310PbF statt IXTH75N10, weil ich den grad zur Hand> hatte) und 2 SMD Drosseln in den Zuleitungen (Hin- und Rückleitung)
Stefan L., jetzt bist Du aber päpstlicher als der Papst. Das nennt man
Umgangssprache. Wir sind ja Menschen, keine Computer. Er weisst eben ja
auf den einen Unterschied hin. Das ist ja kein Kreuzverhör hier.
Ohjemine schrieb:> Stefan L., jetzt bist Du aber päpstlicher als der Papst. Das nennt man> Umgangssprache.
Nein. Ich habe schon oft genug erlebt, dass genau solche "Details"
vergessen werden, die aber die Funktion einer Schaltung erheblich
beeinträchtigt werden.
Der Threadersteller hat davon geredet, dass er ein Layout erstellt hat.
Was hält in davon ab, den tatsächlichen Schaltplan zu posten?
Matze schrieb:> 1) Einschaltzeit vergrößern: Je langsamer der Transistor durchgesteuert> wird, um so mehr Verlustleistung muss er verbraten = Hitzetot.> Allerdings laden sich die Kondensatoren nicht so schlagartig auf und der> Einschaltstrom hält sich in Grenzen.
Würde ich machen, einen RC-Tiefpass an die Basis vom Transistor und das
reicht. Die Energie, die im Transistor in Wärme umgesetzt wird, ist
immer die gleiche, nur verteilst du die so auf eine längere Zeit. Wird
der Transistor "schlagartig" eingeschaltet, kann sich die Wärmeenergie
nicht auf die masse verteilen und heizt nur das dann leitende Silizium,
was eine recht geringe Masse und geringe Wärmekapazität hat -> das
Ergebnis ist dir bekannt. Ein langsameres Einschalten bewirkt, dass die
"erste" Wärme schon bis zur Kühlfläche durchgedrungen ist, während
"hinten" noch geheizt wird. Wie gesagt, die entstehende Wärmemenge ist
IMMER gleich. Da Drosseln in der Größe richtig fett werden und nach dem
Einschalten nicht mehr gebraucht werden, würde ich mit einem Kondensator
zwischen Basis und Emitter die Einschaltzeit verschleifen. Wenn es nur
um das Einschalten eines Geräts geht, ist das ok, kannst natürlich nicht
bei einer schnellen PWM machen.
@Kevin K.: Wenn du den Thread oder wenigstens die letzten paar Posts
(incl. Schaltplan) gelesen hättest, wüsstest du um welche anwendung es
geht, und auch, dass ein RC Tiefpass am Gate (nein, es ist kein Bipolar
...) ist nicht gerade förderlich in dieser Applikation. Weil dadurch die
Regelstreke doch arg gestört wird. Das langsamere einschalten würde ich
durch stark verlangsamtes bootstrapping der gatespannung erwirken.
@Matze: Wenn du noch eine kleine Schaltung dazubasteln willst, kannst du
noch einen Regler an den NE555 basteln, sodass die GS Spannung so
geregelt wird, dass der MosFet als Konstantstromquelle arbeitet bis die
Spannung hinter dem MosFet 90% der gewünschten Spannung erreicht hat. So
kannst du den MosFet ganz sicher in der SOA halten. Das ließe sich
sicher ohne Layoutänderung mit einer kleinen zusatzplatine und ein paar
drähten realisieren.
So, da bin ich wieder :)
Hab jetzt ein wenig mit der Kapazität von C4 rungespielt, wie Hauke
Radtki vorgeschlagen hat. Das Ergebnis seht ihr in den Oszi-Bilder.
Das erste Bild stellt den Anfangszustand dar. Hab zusätzlich noch größer
Drosseln in die Zuleitung gesetzt. Auch eine Strommesszange hab ich
auftreiben können (grüne Kurve). 100mV entsprechen dabei 1A. Also bewegt
sich der Einschaltstrom irgendwo bei >20A. Sollte eigentlich kein
Problem sein für den Transistor?!
Bei den nächsten beiden Bildern habe ich C4 erst auf 470pF, dann auf
220pF verkleinert. Jetzt laden sich die 48 Kondensatoren schön entspannt
über 120ms bei 3A auf. Optimal wie ich finde. Der zweite kleine Anstieg
in der Stromkurve ist übrigends ein Relais das angezogen wird.
Vielen Dank nochmal Hauke Radtki für die prima Idee!!! Bis jetzt hält
der MOSFET durch :) Ich hätte vermutlich ewug weiter versucht C7 zu
vergrößern...
Ob in 1ns oder 1h geladen, im Widerstand, dh im Mosfet wird immer genau
die Energie verheizt die dann in den Elkos steckt. Mit 48V sind das dann
12J.
Also die Kondensatoren linear hochfahren ist eine durchaus
praxistaugliche Lösung.
Ich hab mal eine PFU entwickelt in der 87x330µF @ 400VDC, macht 2300J,
linear mit einigen MOSFETs (antiseriell geschaltet) hochgefahren
wurden(bzw noch werden). Es war unnötig dies mit einem vorgeschalteten
Wandler zu tun. Beim An und abkoppelten wurde die Energie einfach ins
Gehäuse geheizt. Das war nur ein 4,4kW Gerät, Zwischenkreise von
größeren Umrichtern mit DC-Eingang werden mit Hilfswandlern Angefahren.
Eine resonante Aufladung mit einer Drossel in Serie ist Unsinn, da
1. Die Spannung dann auf die doppelt eingangsspannung steigt.
2. Die Drossel extrem groß werden müssete, um diese Cs 11mF@48 zu laden
wäre bei 50A peak eine Drossel von 700µ@50A notwendig.
Mehr Strom ändert auch nichts, der Energiespeicherbedarf hängt nur mit
der Energie im C zusammen (immer 1/4).
Allerdings bei 12J würde es auch ein NTC mit Relais tun, wie es
Milionenfach gemacht wird.
Die Ladungspumpe aus dem 555er dorgt dafür, dass das Gate nicht linear
geladen wird, sondern in kleinen Treppenschritten. Wenn die einzelnen
Stufen der Gatespannung zu groß werden, fließen jedesmal kurze, hohe
Stromimpulse durch den Mosfet. Durch den kleineren C4 werden diese
Treppenstufen kleiner, und somit die Stromspitzen geringer.
Das kann man auf den neueren Oszi-Bilder ja schon recht gut erkennen.
Wenn man etwas reinzoomt, sollte man das noch besser sehen.
Vermutlich kannst Du mit kleinerem C4 auch C7 wieder verkleinern.
Eleganter, und besser kontrollierbar, wäre allerding wenn man zwischen
D1 und R4 noch einen zusätzlichen Widerstand einbauen würde. Dann könnte
man mit entsprechender Dimensionierung die treppenstufige Spannung am
Gate vollständig verhindern.
Eine Notlösung wäre evtl. noch, R3 zu vergrößern. Allerdings kann man
den nicht beliebig größer machen, da C4 sonst zu ungeau geladen wird.
Alles im allen hat diese Startschaltung noch deutliches
Verbesserungspotential bezüglich Zuverlässigkeit.
Das mit den Treppenstufen ist nicht das Problem, die würden auf dem
Oszibild ja signifikant zu sehen sein. (als Spitzen in der Stromkurve
die grob als abklingende e-funktion verlaufen würden). Außerdem sind
jetzt die "Treppenstufen" noch genauso groß, nur kommen sie "seltener".
Dadurch, dass die zurchs Bootstrapping gelieferte Gatespannung dermaßen
schnell hochlief werden die Kondensatoren einfach mit einem so hohen
Strom geladen, dass der Transistor sich außerhalb der SOA befindet. Laut
Datenblatt kann der Transistor bei 10ms Pulsdauer etwa 10V*10A. Du hast
im ersten moment über 20A und da der Mosfet noch nicht komplett
duchgeschaltet ist dürften auch über 10V dadran abfallen, deutlich
außerhalb der Safe Operating Area. Das ist der Bereich in dem die
Junction Temperatur auf 175° ansteigt wenn man das Case auf 25° hält,
und selbst das ist nicht ganz einfach (aber bei 10ms wird das meiste
noch von der Wärmekapazität des Bauteils abgefangen).
Aber ich bin froh, dass dir mein Tip geholfen hat und ich denke, dass
ist auch die "eleganteste" Lösung, da ein ändern von C7 wie gesagt die
Regelschleife für die Überspannungsregelung verlangsamt und somit
unwirksam macht und die Steilheit der Bootstrappingspannung direkt mit
der Frequenz vom NE555 abhängt. Ein Widerstand zwischen R4 und D1 (aber
bitte vor der Z-Diode) würde auch gehen, wäre aber wieder
Frequenzabhängig zur Frequenz vom NE555 würde also noch einen unnötigen
Parameter einfügen.
@Matze: falls du C7 vergrößert hast, mach ihn am besten wieder auf den
originalen wert, das war (vermutlich) schon richtig dimensioniert so ;)
Hallo noch mal,
bin echt froh, dass das es eine Lösung gab bei der ich das Layout nicht
noch mal anfassen musst. Steh auch etwas unter Zeitdruck bei meiner
Diplomarbeit und ein neues Layout mit Bestückung usw. hätte mich noch
mal 4-6 Wochen gekostet. Habe jetzt C4 auf 220pF und C7 zurück auf 220nF
geändert. Damit sollte das jetzt passen.
Schaltplan hab ich auch mal angehangen, falls jemand mal ein
Überspannungsschutz braucht.
Zur Erklärung, die dicke Diode V100 verhindert in meiner Applikation,
dass sich die 48 Stützkondensatoren bei einem Spannungseinbruch zurück
ins Bordnetz entladen. Die Drosseln L100 und L101 sollen Stromspitzen
abbremsen. Ob die jetzt noch nötig sind, glaube ich ehrlich gesagt
nicht, aber nun sind sie halt verbaut. Wie vorher schon mal beschrieben
wird die Spannung, ab der der Überspannungsschutz aktiv wird, über die
Diode V105 eingestellt.
So, ich würde sagen...fertig!
Vielen Dank noch mal für eure Hilfe! Ich werd euch als Quellenangabe in
meiner Arbeit erwähnen ;)
Grüße Matze
