Hallo zusammen, im Wikipedia-Artikel über Operationsverstärker bin ich auf folgenden Absatz gestoßen: "Das Rauschen eines Operationsverstärkers hängt auch von der Symmetrie seiner Eingangsbeschaltung ab. Beide Eingänge sollten zur Minimierung des Rauschens die gleiche ohmsche und kapazitative Last tragen. Ein sorgfältiges sogenanntes „Load Balancing“ kann das Rauschen bis um den Faktor fünf reduzieren." Bei meinen Recherchen im Internet und in Fachliteratur bin ich aber auf keine Erklärung oder wenigstens Erwähnung gestoßen. Die obrige Schaltung als Beispiel. Wär dankbar, wenn jemand das kurz erklären könnte :) Viele Grüße
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Miriam K. schrieb: > Beide Eingänge sollten zur Minimierung > des Rauschens die gleiche ohmsche und kapazitative Last tragen. Eingänge sollen Last tragen? mfg mf
http://www.analog.com/static/imported-files/data_sheets_obsolete/1134125OP176.pdf Seite 11, links oben...
Hi, Miriam, > "Das Rauschen eines Operationsverstärkers hängt auch von der Symmetrie > seiner Eingangsbeschaltung ab. Dazu fällt mir nur ein, was ich gelernt habe, als die aktive Antenne noch eine Neuheit war: Die Eingangsimpedanz eines bipolaren Transistors für optimale Leistungsverstärkung ist eine andere als die optimale für das Rauschminimum. Das Rauschen setzt sich aus Spannungs- und Stromrauschen zusammen. Folge: Willst Du minimales Rauschen des ganzen Verstärkers, bietest Du besser beiden Transistoren des Differenzverstärkers im Eingang die Impedanz für minimales Rauschen an. Dabei ist auch der Rauschbeitrag der Beschaltung zu berücksichtigen. Ciao Wolfgang Horn
Die Angleichung der Impedanzen an en Opamp-Eingängen bringt viele Vor- teile, bspw. die Kompensation der Eingangsströme und die in dem von Ina verlinkten Datenblatt genannten, aber ganz sicher keine Verbesserung des Rauschverhaltens. Zur Minimierung des Rauschens wird man die Widerstände unabhängig voneinander (aber natürlich unter Beachtung sonstiger Randbe- dingungen) möglichst klein machen. Auch ist mit der Begriff "Load Balancing" auf die Eingangsbeschaltung bezogen sonst auch noch nirgends begegnet. Mich würde allerdings interessieren, wie der Autor zu seiner Aussage kommt. Da er aber anonym ist und sein Beitrag schon von 2007 stammt, wird es kaum möglich sein, ihn darauf anzusprechen: http://de.wikipedia.org/w/index.php?title=Operationsverst%C3%A4rker&action=historysubmit&diff=40290068&oldid=40258632
>Die Angleichung der Impedanzen an en Opamp-Eingängen bringt viele Vor- >teile, bspw. die Kompensation der Eingangsströme und die in dem von Ina >verlinkten Datenblatt genannten, aber ganz sicher keine Verbesserung des >Rauschverhaltens. Dann schau mal hier, auf Seite 11: http://socrates.berkeley.edu/~phylabs/bsc/PDFFiles/ad743.pdf Meine Vermutung ist, daß der OPamp intern großes Common Mode Rauschen am Eingang erzeugt, daß durch die Unsymmetrie der Eingangsbeschaltung in ein Gegentaktsignal verwandelt wird, das vom Nutzsignal nicht mehr unterschieden werden kann und mitverstärkt wird. Beim "Source Impedance Balancing" bleibt der Common Mode Charakter des Rauschens dagegen nahezu unverändert und kann mit der CMRR des OPamp weitgehend unterdrückt werden. Betroffen davon sind hauptsächlich OPamps mit JFET-Eingängen und großer Eingangskapazität.
>Die Angleichung der Impedanzen an en Opamp-Eingängen bringt viele Vor- >teile, bspw. die Kompensation der Eingangsströme und die in dem von Ina >verlinkten Datenblatt genannten, aber ganz sicher keine Verbesserung des >Rauschverhaltens. Nachtrag: Genau genommen, kommt es zu keiner Verbesserung des Rauschverhaltens, wenn man am Eingang die Impedanzen balanziert. Es kommt viel mehr zu einer dramatischen Verschlechterung, wenn man NICHT balanziert. Ganz so, als ob der OPamp nicht mehr richtig arbeitet...
Hmm, interessanterweise ist hier etwas widersprüchliches zu lesen: http://cds.linear.com/docs/Design%20Note/dn15.pdf Auf Seite zwei, zuunterst, linker abschnitt, "it should be noted..." M.m.n. steht da, dass in einem invertierenden Verstärker es rauschmässig betrachtet (und wenn die DC Performance keine Rolle spielt) schlecht ist, wenn man den positiven Eingang mit einem Widerstand gegen Masse schaltet. Durch diesen Widerstand wird eine zusätzliche Rauschspannung aus dem Eingangsstromrauschen des positiven Eingangs erzeugt. Was ist davon zu halten?
Ina schrieb: > Meine Vermutung ist, daß der OPamp intern großes Common Mode Rauschen am > Eingang erzeugt, daß durch die Unsymmetrie der Eingangsbeschaltung in > ein Gegentaktsignal verwandelt wird, das vom Nutzsignal nicht mehr > unterschieden werden kann und mitverstärkt wird. Die einzige Rauschquelle, die sich auf beide Eingänge gleich auswirkt, ist die Konstantstromquelle zur Erzeugung des Querstroms für den Eingangsdifferenzverstärker, denn das Rauschen der beiden Eingangs-FET ist unkorrelliert, und das Rauschen, das im Stromspiegel und den nachfolgenden Verstärkerstufen entsteht, erscheint an den Eingängen gegenphasig. Wenn man das Datenblatt nach diesem Aspekt durchsucht, findet man auf S. 7 tatsächlich eine entsprechende Bemerkung: "In any FET input amplifier, the current noise of the internal bias circuitry can be coupled externally via the gate-to-source capacitances and appears as input current noise. This noise is totally correlated at the inputs, so source impedance matching will tend to cancel out its effect. Both input resistance and input capacitance should be balanced whenever dealing with source capacitances of less than 300 pF in value." Jetzt stellt sich natürlich die Frage, wie groß das durch ungleiche Eingangsimpedanzen bewirkte Rauschen tatsächlich ist. Es müsste auf jeden Fall mit der Frequenz zunehmen, da es nur über parasitäre Kapazitäten nach außen gelangen kann. Das Diagramm in Figure 38 zeigt zwar einen Vergleich zwischen balanced und unbalanced, ist aber nicht sehr aussagekräftig, da Informationen über Frequenz und externe Widerstände fehlen. Verwirrend ist auch die Beschriftung "Input Capacitance". Gemeint ist hier wahrscheinlich die "Source Capacitance". Weiterhin ist mir unklar, welcher Wert im Datenblatt dieses Common-Mode- Rauschen beschreibt. Ist es der "Input Current Noise"? Oder zumindest in diesem Wert enthalten? Oder ist es gar nirgends angegeben? Eigentlich müssten — analog zum Bias- und Offset-Current — ja zwei Werte angegeben werden. Oder ist dieses Rauschen für typische Opamp-Anwendungen vielleicht überhaupt relevant? Dagegen spricht, dass man so wenig Informationen darüber findet. Immerhin besteht die Gefahr, dass man durch das Balancing zwar diese eine Rauschquelle erfolgreich bekämpft, sich diesen Vorteil aber durch das zusätzliche Widerstandsrauschen mehr als zunichte macht. Die Leute von der Konkurrenz scheinen jedenfalls genau dieser Meinung zu sein (s. Beitrag von MB). Auf jeden Fall haben wir es hier wieder einmal mit einer Frage zu tun, die — wenn man sie im Detail betrachtet — sehr viel komplexer ist als es auf den ersten Blick scheint :)
>M.m.n. steht da, dass in einem invertierenden Verstärker es rauschmässig >betrachtet (und wenn die DC Performance keine Rolle spielt) schlecht >ist, wenn man den positiven Eingang mit einem Widerstand gegen Masse >schaltet. Das betrifft vor allem bipolare OPamps, deren Eingangsrauschströme riesig groß sind. Und natürlich erhöht dieser Widerstand das Rauschen, wenn ihm kein Cap parallel geschaltet wird. Man kann diesen ja beliebig groß machen und damit sowohl das thermische Widerstandsrauschen dieses Widerstand als auch den Spannungsabfall des Eingangsrauschstroms beliebig verkleinern. JFET-OPamps haben in der Regel erheblich kleinere Eingangsrauschströme und hier tritt nur das thermische Widerstandsrauschen zusätzlich in Erscheinung. Das ist aber nicht der Punkt des "Input Impedance Balancing": Das meint ja gerade, daß das Eingangsrauschen des OPamp minimal wird, wenn beide Eingänge nach Masse die GLEICHE Kapazität sehen. Und da kommt es schon sehr auf die Schaltung an, ob diese Maßnahme wirklich vorteilhaft ist. In dem einen Beispiel (Figure 37 aus meinem Link) ist R1=10^8R und Ct=7500pF. Die Parallelschaltung aus beiden ergibt eine Grenzfrequenz von 0,2Hz. Bis zu dieser Frequenz herab kann also der Cap die am Widerstand entstehenden Rauschspannungen kurzschließen und die Schaltung profitiert gleichzeitig von gleichen Caps an den Eingängen. Damit "Input Impedance Balancing" auch wirklich funktioniert, muß die Grenzfrequenz dieser Parallelschaltung schon deutlich unterhalb der tiefsten Nutzsignalfrequenz liegen.
>Das Diagramm in Figure 38 zeigt zwar einen Vergleich zwischen balanced >und unbalanced, ist aber nicht sehr aussagekräftig, da Informationen >über Frequenz und externe Widerstände fehlen. Da es mit 2,9nV/SQRT(Hz) verglichen wird, handelt es sich wohl um das Verhalten um 10kHz, also das, was dann als Breitbandrauschen in Erscheinung tritt. Das mit den Widerständen bezieht sich wohl auf die gerade diskutierte Schaltung: Du hast vom "+" Eingang den Cap nach Masse, den sie "Input Capacitance" nennen und am "-" Eingang einen vernachlässigbar kleinen Widerstand nach Masse. >Oder ist dieses Rauschen für typische Opamp-Anwendungen vielleicht >überhaupt relevant? Bestimmte Transimpedanzverstärkerschaltungen dürften davon profitieren. >Immerhin besteht die Gefahr, dass man durch das Balancing zwar diese >eine Rauschquelle erfolgreich bekämpft, sich diesen Vorteil aber durch >das zusätzliche Widerstandsrauschen mehr als zunichte macht. Genau, das habe ich ja schon im letzten Beitrag versucht abzuschätzen.
Auch in diesem Datenblatt wird Input Impedance Balancing empfohlen, aber was die Wahl der Kapazität angeht, gänzlich ohne Gründe: http://cds.linear.com/docs/Datasheet/1169fa.pdf Kein einziger Satz über die Auswirkung auf das Rauschen.
Kennt vielleicht jemand eine Quelle wo man dieses Thema wirklich ein für alle Mal klären kann? Manchmal habe ich das Gefühl, die ganze Opamp Rausch - Geschichte ist was mystisches. Hier muss es doch irgendwo eine verlässiche Aussage und eine mathematische Analyse dieses Problemes geben?
Bezüglich Rauschspannung ist 0Ohm das Beste. Wegen DC-Biasstrom, hilft es an beiden Eingängen die gleichen Widerstände zu haben. Damit das jetzt beim Rauschen keinen Nachteil bringt, sollte man den anderen Widerstand dann kapazitiv brücken. Der C kann/soll wesentlich größer sein, damit die Grenzfrequenz tief liegt. Die tolle Formel für den C am Pluseingang ist Unsinn bezuglich minimalem Rauschen. Auch in Datenblättern steht manchmal was falsches.
>Kennt vielleicht jemand eine Quelle wo man dieses Thema wirklich ein für >alle Mal klären kann? Von ganz exotischen OPamps einmal abgesehen, ist das Thema Rauschen eigentlich sehr gut verstanden. Es ist nun mal eine recht komplizierte Materie und eine genaue Rechnung liefert oft Ergebnisse, die man so nicht erwartet hätte. Eine schöne Beispielrechnung findet man in dem Datenblatt im Anhang. Heutezutage kann man das ja auch einfach simulieren...
Hallo, was meint ihr denn, ist es überhaupt sinnvoll das zu tun? Was ich in der Simulation erkenne ist, dass das durch den zusätzlichen Kondensator die Anstiegszeit vergrößert wird und die Phase im Bodediagramm schneller sinkt. Ich hab damals die Begründung bekommen, dass die Eingangsspannung so eben die Phasenverschiebung erhält, die die rückgekoppelte Spannung auch hat. Aber das erscheint mir irgendwie ungenau o.O
>was meint ihr denn, ist es überhaupt sinnvoll das zu tun? Was jetzt genau? R3, R4, C1 und R1, R2, C2 identisch auszulegen? In deiner Schaltung eher egal, wichtig aber, wenn es sich um einen Differenzverstärker handelt, wenn also an der linken Seite von R1 ein weiteres Signal eingespeist wird. Das hat dann aber nichts mit Rauschminderung zu tun, sondern eher mit Gleichtaktunterdrückung, ist also eine ganz andere Hochzeit. >Was ich in der Simulation erkenne ist, dass das durch den zusätzlichen >Kondensator die Anstiegszeit vergrößert wird und die Phase im >Bodediagramm schneller sinkt. Falls du dich dabei auf deine Schaltung beziehst, dann haben beide Caps durchaus ihren Sinn, zur Bandbreitenbegrenzung und zur Phasengangkompensation (phase lead). Wieviel dabei von Nöten ist, hängt von der konkreten Anwendung ab. >Ich hab damals die Begründung bekommen, dass die Eingangsspannung so >eben die Phasenverschiebung erhält, die die rückgekoppelte Spannung auch >hat. Das klingt eher nach Voodoo als nach einer korrekten Erkärung der Schaltungsfunktion. Cap C2 in der Gegenkoplung bewirkt ja gerade eine "phase lead" um die "phase lag" durch die Eingangsstreukapazität am "-" Eingang des OPamp zu kompensieren. C1 hat dagegen eine "phase lag" zur Folge. Der OPamp sieht dabei aber garnicht die Originalphase des Einganssignals (°Quelle"), sondern nur, was an seinem "+" Eingang stattfindet. Von daher ist ihm die durch C1 bewirkte "phase lag" völlig egal. Also sehr bizarr diese Erklärung. Miriam, es wäre sehr hilfreich, wenn du erst mal erläutern könntest, was du überhaupt vorhast und was die einzelnen OPamp-Schaltungen tun sollen. Deine Fragen sind sehr theoretisch, eher ohne konkreten Bezug auf die Realität. Das klingt alles wie eine Diskussion über Adornos Gesamtwerk.
Ach so, es geht immer noch um die Eingangsschaltung meiner AD-Karte für die Bachelorarbeit. Am invertierenden Eingang liegt zwar grad Masse, sodass es ein Impedanzwandler ist, aber die Schaltung soll so funktionieren, dass man praktisch auch ein andres Signal anlegen kann, was sie dann wieder zum Subtrahierer macht. Ich muss die Schaltung ganz genau beschreiben, habe aber teilweiße Probleme mit der ganze Kompensationsgeschichte. Ich versteh zwar C2 aber das mit C1 ist komisch und ich habe auch nirgendwo ein Beispiel dazu gefunden. :-/
Nachtrag: Also die Schaltung ist ein Subtrahierer, wenn die zu messende Spannung über |10|V gehen sollte. Dann kann man an den invertierenden Eingang Eing_N eine Spannung anlegen, welche die Messspannung Eing_P dann auf den Bereich von -10V bis 10V heruntersubtrahiert. Ua=Eing_P - Eing_N
>Nachtrag: Also die Schaltung ist ein Subtrahierer, wenn die zu messende >Spannung über |10|V gehen sollte. Dann kann man an den invertierenden >Eingang Eing_N eine Spannung anlegen, welche die Messspannung Eing_P >dann auf den Bereich von -10V bis 10V heruntersubtrahiert. >Ua=Eing_P - Eing_N In dem Fall wird also eine Gleichspannung abgezogen? Dann ist die Beschaltung völlig unkritisch. C2 kompensiert die Phasendrehung durch die Eingangskapazität des OPamp am "-" Eingang, so wie es in jedem Lehrbuch steht. Und C1 bewirkt eine ganz simple Bandbreitenbegrenzung. Da die Eingangsstreukapazität am "-" Eingang eines TL081 rund 10...20pF beträgt, sollte C2 mindestens im selben Bereich liegen. Für eine zusätzliche Bandbreitenbegrenzung darfst du C2 aber auch zusätzlich vergrößern. Wieviel hängt von der Anwendung ab. C1 hat mit der Größe von C2 in dieser Schaltung überhaupt nichts zu tun. Man braucht ihn im Gegensatz zu C2 nicht für irgendeine Phasenkorrektur, sondern er dient lediglich der Bandbreitenbegrenzung am Eingang der Schaltung, um die Schaltung vor HF-Störungen zu schützen. Für C1 kannst du theoretisch jeden Wert nehmen. Ich denke auch nicht, daß die Schaltung irgendwie rauschoptimiert werden müßte, weil du ja wohl kräftige Signal im V-Bereich hast? Miriam, ein Tipp: Viele Betreuer und Ingenieure haben nicht allzuviel Ahnung von OPamp-Schaltungen. Fragst du sie zu intensiv, tischen sie dir teilweise die exotischsten Erklärungen auf und verrennen sich in den wildesten Spekulationen. Dann kommt auch oft noch dümmlicher Männerstolz dazu und du hast die größten Probleme, sie von einem Irrtum wieder abzubringen. Halte den Ball flach, schau dich im Internet um, lese die unzähligen Application Notes der Hersteller zu diesem Thema und frage am besten nur Leute, die mit deiner Arbeit nichts zu tun haben. Damit hilfst du den Betreuern ihr Gesicht zu wahren und wirst zügig mit deiner Arbeit fertig.
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