Hallo, ich bin relativ neu hier und ebenso neu in der "halbdigitalen" Signalverarbeitung. Oder meinen Wissenstand anders ausgedrückt umschrieben: ich weiß was ein Operationsverstärker ist aber wenig darüber was eine pll ist und wie man sie mit logischen und analogen Schaltungen realisiert. Nun stehe ich vor einem Problem, das ich so schon im Forum gefunden habe, die Antworten mir aber leider nicht weitergeholfen haben. Ich möchte eine Grundfrequenz von etwa 1-2khz verdreifachen. Dieses Verdreifachen muss sehr genau sein, das Signal darf allerdings Rechteckform besitzteb. Meine Grundfrequenz wird ein sehr sauberer Sinus sein. Einen weiteren Oszillator zu bauen, der dann mit 3khz schwingt, schließe ich eigentlich fast aus. Ist sowas ohne programmieren mit einer einfachen PLL realisierbar (und vielleicht maximal 4 Chips?) Wenn nicht, ist diese aufgabe mit einem einfachen CPDL möglich? Ich bin für alles dankbar, auch für jegliche Suchbegriffe! Meine bisherige Idee scheint ein Holzweg zu sein: Signal verzerren, 3. Oberwelle herausfiltern.
Hallo Stefan, schau dir mal den 4046 an. Der bietet alles was du brauchst. Dann noch ein digitaler Teiler :3 dazu und fertig :-)
Stefan schrieb: > Dieses Verdreifachen muss sehr genau sein Muß "nur" die dreifache Frequenz sehr genau sein, oder muß auch der Jitter klein sein? Zur Verdeutlichung:
1 | _________ _________ _________ |
2 | 1kHz Grundwelle : _________ _________ _________ |
3 | |
4 | ___ ___ ___ ___ ___ ___ ___ ___ ___ |
5 | 3kHz Var 1 : ___ ___ ___ ___ ___ ___ ___ ___ ___ |
6 | |
7 | __ __ ________ __ __ ________ __ __ ________ |
8 | 3kHz Var 2 : __ __ __ __ __ __ __ __ __ |
Sowohl Variante 1 wie auch Variante 2 haben 3kHz, nur ist bei Var. 1 kein Jitter im Spiel....
>Meine bisherige Idee scheint ein Holzweg zu sein: >Signal verzerren, 3. Oberwelle herausfiltern. Wieso Holzweg? So macht man das in der HF-Technik.
Mensch, das ist ja herrlich, geht ja schnell hier. Also erstmal hat sich da ein Tippfehler eingeschlichen, ich möchte mich bei etwa 1 bis 2 kHz bleiben (nicht bei fast DC). Ich habe gerade im Tietze Schenk den Teil über die PLL's gelesen. In sofern kann ich mir die Funktion eines 4046 schon ganz gut vorstellen. Nur den digitalen Teiler noch nicht. Das ganze soll am Ende ein Login verstärker werden (also extrem schmalbandiger Filter+Verstärker) . Das Rechtecksignal gibt dabei genau die Filterfrequenz eines AD 630 vor. Daher vermute ich, dass ein Jitter natürlich das Messergebnis beeinflusst. Ärgerlicherweise kann ich noch nicht abschätzen (und ebenso wenig Simulieren) wie stark ein Jitter sich auf das Messergebnis auswirkt. Adhoc würde ich also sagen: Möglichst wenig Jitter. Für den AD 630 ist ohnehin eine CPLD schaltung empfohlen worden (http://www.edn.com/contents/images/6711860.pdf). Leider kann man hier kein virtuelles Bier ausgeben. Die Elektrotechniker um mich herum (und ich habe heute mindestens schon 4 fertig studierte gefragt) blicken mich ebenso ratlos an. Es scheint also schon spezialwissen zu sein ;-)
Noch einen kleinen Nachtrag: Ich brauche doch einen Frequenzteiler von 3 1/3 und nicht 3? Das ist leider ja gerade mein Problem im Moment. Die "unterwelle" möchte ich möglichst analog und mit extrem geringem Klirr erzeugen. Daher muss ich irgendwie von 1kHz auf 3kHz nicht umgekehrt. Alternativ bin ich natürlich auch über eine Idee froh, aus einem 1kHz Rechteck einen Sinus mit weniger als > 0,01% Klirr Anteil zu "basteln.
3 1/3 = 10/3 Referenz durch 3 teilen und VCO durch 10 teilen. 1kHz/3 = 333,33.. 3,3333kHz/10 = 333,33.. Warum so ein komischer Teilerfaktor?
Michael schrieb, dass ich einen digitalen Teiler durch 3 verwenden soll. Das hat mich ein wenig verwirrt. Denn ich müsste ja eigentlich mit 3 Multiplizieren. Egal wie, ich habe immer eine 3 im Zähler. Also sowas wie 10/3,33333 oder kurz eben 1/3
Ja was denn nun? Wenn aus 1kHz die 3,0000kHz werden soll, dann muss man durch 3 teilen. Was ist jetzt angesagt?
Arg, jetzt bin ich volkommen kirre und gelobe demnächst länger über Antworten nachzudenken. (1/3)^-1 also 3!
Zu der Idee mit den Oberwellen: Ich benötige eigentlich einen Bandpassfilter mit extrem hoher Güte. Im prinzip also einen umgedrehten Notchfilter. Diesen könnte ich natürlich in die Gegenkoppelung eines Operationverstärkers integrieren. Nur irgendwie erscheint mir diese Lösung zu indirekt.
Ich nehme mein 1kHz Sinussignal, speise es ein. Die "Rückkoppelung" teile ich allerdings durch 3. Dadurch ensteht also die 3 fache Frequenz. Im Prinzip also dem Operationverstärkerprinzip sehr ähnlich (oder anders betrachtet auch nur ein rückgekoppelter Regelkreis). Funktioniert das denn ohne einen großen Jitter? Ich kann mir das gerade gar nicht so gut vorstellen.
wie oder was ist denn nun ein Login verstärker? Ich kennen einen Lockin-Verstärker. Ist soetwas gemeint? Beim AD630 ging man am Pin9 mit dem Referenzsignal drauf und hat quasi bei Nulldurchgang des Eingangssignals die untere Halbwelle hochgeklappt (und somit gleichgerichtet). Man hat intern im 630er die beiden Verstärker abwechslend betrieben. dein einen als in- und den anderen als nichtinvertierenden Verstärker. Wofür du nun ein steiles Filter brauchst und wofür DREI Kilohertz, weiss ich noch nicht. Erklärbär hilf ;)) .- .-.
Wie wäre es denn mit zwei Analogmultiplizierern? Du brauchst nur das Signal mit sich selbst zu multiplizieren, dann den AC-Anteil nochmal mit dem Ursignal zu multiplizieren und dann das Ursignal amplitudenrichtig abzuziehen. Wenn Du Offsets richtig schiebst, bekommst Du einen perfekten Sinus. So haben wir früher die oktavierten Quinten erzeugt.
Guten Abend/Nacht nochmal! Ihr müsst mich wirklich für den letzten Trottel halten, dass ich hier so arge Denk und Rechtschreibfehler produziert habe. Wer braucht schon einen 3kHz Oszillator um den Login im Forum zu verbessern? ;-P Das ärgerliche ist ja, das sobald man hier auf absenden drückt, diese Fehler verewigt sind. Nun nochmal zum Thema zurück: @AD 630 Ich verstehe nicht, welchen Vorteil dieses Umschalten zwischen invertierendem und nichtinvertierendem Eingang mit sich bringt. Zumindest nicht als Frequenzfilter (Lock in Verstärker). Ich möchte mit der fertigen Schaltung Oberwellen messen. Und zwar das 3te Vielfache der Grundfrequenz. Im Moment mache ich das noch mit einem DSP basierendem Lockinverstärker (zufällig genau dem, den man bei wiki als Bild findet). Leider sind die Oberwellen kleinsignalhubiger Natur, nur bei Vollmond sichtbar und dann immernoch sehr scheu. Das Modell ist das folgende: Ich habe eine Leiterbahnverengung (Riss). Dieser Riss erwärmt sich je nach Stromfluss stärker als die restliche Leiterbahn. Da das Eingangsignal eine Sinussignal ist, ist die Wärmefunktion ein gleichgerichteter Sinus (doppelte Frequenz). Mit der wärme steigt der Widerstand, mit dem Widerstand die Spannung an der Probe. Zusammen mit der Grundfrequenz lande ich dann beim 3fachen Vielfachen. Dieser Effekt tritt nur bei relativ niedrigen Frequenzen auf, das liegt daran, dass die thermische Kapazität irgendwann eine größere Rolle spielt. Diese Amplitude möchte ich dann mit dem Lockinverstärker betrachten und es soll zumindest der Versuch bestehen ein all in one Gerät (Oszillator und Lockin) zu erstellen. Natürlich ist es dafür wichtig, dass der Verstärker und der Sinusgenerator weniger Klirr verursacht, das ist allerdings rechnerisch möglich. Mit diesem Wissen möchte ich anschließend ein Highend Lautsprecherkabel entwickeln ... (das war ein schlechter Scherz!;-)
@ J.S. Ich möchte jetzt nicht zu sehr über die Lehre (ähhh Leere) meines elektrotechnik Batchlors herziehen, aber die Form wie ich Wissen beigebracht bekomme und wie man das Wissen wieder abfragt hat überhaupt nichts mit förderung der kreativen Anwendung zu tun. Und das wird sich auch nicht im Master ändern. Wie viele Fouriertransformationen hab ich schon per Hand gerechnet, aber komme nicht auf die "einfache" Idee zweimal zu multiplizieren. Auf jeden fall haben mich alle Antworten zunächstmal so weitergebracht, dass ich ein wenig Zeit habe, den Input in Ruhe zu verarbeiten. Dafür gebe ich virtuell ein Bier aus!
Siehts Du, das ist wiedermal ein schönes Beispiel dafür, dass man doch bitte gleich sagen sollte, was man vorhat. ;) Ich denke gerade solche aberwitzig klingenden, schon fast visionär wirkrenden Herausforderungen machen die Sache erst richtig interessant. Ich bin mir sicher, das es den einen oder anderen geben wird, der jetzt auch aufmwerksam geworden ist und sich an der "Ideenfindung" beteiligt. Du brauchst tatsächlich einen klirrgradarmen Sinus(generator) einmal für die 1khz, klar;) Die daraus (wie auch immer) gewonnenen 3Khz gehen dann auf Pin9 zum AD630. Am Eingang des 630er brauchst Du dann tatsächlich ein auf 3kHz optimiertes Filterdesign. Ich habe leider keine Erfahrungen, wie sich ein Lockin Verstärker bei vielfachen der Eingangsfrequenz verhält (die 1Khz sind ja auch noch da). Da kann man ja zus. einen Hochpass vor den Lockin setzen. Aber einfach wird das alles nicht, in der Doku musst Du die Sache auch erklären, wenn Du da ne Bachelorarbeit draus machen willst. Und wenn Du nicht weist, wie ne PLL funktioniert, dafür aber Fourierreihen zu Fuß rechnen kannst, würde ich an Deiner Stelle das damit machen, frei nach dem Motto: "Schuster bleib bei deinen Leisten" und den Lockin Verstärker als solchen außen vor lassen. Gerade bei niedrigen Frequenzen und lang anhaltenden Signalen nist Du mit ner IQ Demodulation doch allemale besser drann. Bei 4fachem Sampletakt auch recht einfach. Ist ja auch zeitgemäßer. Was sagen die anderen?? Gruß .- .-. (hab jetzt nicht gegengelesen)
.- .-. schrieb: > Gerade bei niedrigen Frequenzen und lang anhaltenden Signalen nist Du > mit ner IQ Demodulation doch allemale besser drann. Bei 4fachem > Sampletakt auch recht einfach. Ist ja auch zeitgemäßer. > Was sagen die anderen?? Ich würde sowas im FPGA/DSP realisieren. Lookin im FPGA, mit IQ, ist sehr einfach gerade bei fest vorgegebener Frequenz. Eine Vorfilterung des Signales auf 3kHz halte ich für unnötig, bis auf den Tiefpass der das Signal begrenzt Stichwort AA-Filter, da der Lockin, eg. IQ Sampling, schon sehr schmalbandige "Filter" sind. Eine analoge externe Lösung käme nur dann in Frage wenn der notwendige ADC nicht die geforderte Auflösung, eg. Dynamik, bringt. Aber bei 6KHz Samplingtakt gibt es da ne Menge an guten ADC mit hoher Auflösung und Genauigkeit. Sollte der ADC also nicht so dolle sein dann würde ich ebenfalls einen IQ-LockIn mit AD630 usw. aufbauen und nachfolgend noch ein Verstärker vor dem ADC. Gruß Hagen
Guten Morgen, Wenn man neu in einem Forum ist, ist das immer so eine Sache. Man weiß ja nicht wie "gut" das Forum ist. Ich habe "wo anders" schon lange Einleitungstexte geschrieben und überhaupt kein Feedback bekommen. Daher werfe ich jetzt nochmal ein wenig persönliche Sachen ein. Ich arbeite als studentische Hilfskraft in einem Institut und bin damit sehr zufrieden. Die idee diese Schaltung aufzubauen stammt von mir und wurde mir nicht vor den Latz geknallt. Das soll heißen, ich habe mir meine Aufgabe für die nächste Zeit selbstsuchen können. Von einer Batchlorarbeit bin ich allerdings noch ein paar Semester entfernt. Die sollte man auch nicht mit Dingen füllen die man sich selbst sucht, das ist mir viel zu heikel. Die Physikalische Thematik ist aktuell sogar eine Doktorarbeit. Vielleicht jetzt ein wenig zur Gesamtschaltung: Man nimmt ja immer das, was man schon ansatzweise kann. Da bin ich im Analogen sicher besser als im Digitalen. Der kaufbare Lockin Verstärker hat hat eine geringste empfindlichkeit von 2nV bei 100% Aussteuerung, er kratz also an der pikovoltgrenze. Das beste ist aber die Störunempfindlichkeit. Man kann ein Telefonat mit einem Handy in der Nähe führen, die Messung beeindruckt das wenig. Für die bisherigen Messungen haben wir diese Auflösung nicht wirklich benötigt. 100nV sollten aber doch angestrebt werden. Das funktioniert doch höchstwahrscheinlich nicht ohne analoges Frontend. Auch die besten Lockinverstärker werden seit 20 Jahren analog (fast unverändert) hergestellt. Der AD630 ist an für sich schon ein super Chip. Allerdings verstärkt er nicht! Bei 100nV benötige ich dann immerhin eine 10^7 Verstärkung (hoffentlich nicht schon wieder ein grober Rechenfehler ;-P ). Wenn es darum geht, ein Signal aus dem Rauschen zu ziehen, ist das "einfach", man verstärkt einfach um einen riesen Faktor. 1 - Die Grundfrequenz führt zu einer Eingangsübersteuerung des AD 630, daher muss ich diese Frequenz herausfiltern. Das möchte ich durch einen Notchfilter in den Griff bekommen. Ebenso muss ich die 50Hz und vielleicht auch 100Hz herausfiltern. 2 - Ich muss mir im Klaren werden, wie viel ich vor dem AD Verstärke und wie viel ich danach verstärke. Hinter den AD 630 wollte dann einen RMS->DC Chip verbauen und einen Tiefpass mit langer Zeitkonstante (5-10sec). Das bisherige Analoge kann ich später mal hier hochladen. Es ist aber wirklich relativ langweilig: INA 217 im Eingang gefolgt von 2 Notchfiltern mit Zwischenverstärkung. Als Opamp die Audioplusserie von TI (OPA 1644). Das Schlimmste an der Angelegenheit ist, dass ich den K3 ja überall in der Schaltung generiere, wenn ich das 1kHz Signal nicht ausreichend herausfiltere! KONKRETE FRAGEN: Habt ihr mal einen einfachen FPGA Quelltext parat, mit dem ich mal ahnen kann, was auf mich zukommt (habe bisher nur ein wenig mit einem Arduino herumgespielt).
Nachtrag: Meine Lesethemen/Arbeitsthemen sind nun erstmal: IQ-Demodulation FPGA/DSP (Weiß da nichtmal den Unterschied) AD Datenblätter Simmulation dieses "einfachen" Multiplizierens Rumspielen mit 4046 Kann man den Beitrag vielleicht umbenennen? Stefan
Stefan schrieb: > Man nimmt ja immer das, was man schon ansatzweise kann. Da bin ich im > Analogen sicher besser als im Digitalen. Dann mach das analog oder such Dir jemanden, der Dir das machen kann. > Habt ihr mal einen einfachen FPGA Quelltext parat, mit dem ich mal ahnen > kann, was auf mich zukommt (habe bisher nur ein wenig mit einem Arduino > herumgespielt). Nein. Aber rechne mindestens ein Jahr dafür ein (+steile Lernkurve), wenn Du das mit FPGAs machen willst. Stefan schrieb: > FPGA/DSP (Weiß da nichtmal den Unterschied) DSP ~ aufgeborther Prozessor für digitales Signalverarbeitung Code ist Software FPGA ~ großes, virtuelles Steckbrett für Digitalschaltungen Code sieht aus wie Software ist aber Hardware Duke
> Wie wäre es denn mit zwei Analogmultiplizierern? Du brauchst nur das > Signal mit sich selbst zu multiplizieren, dann den AC-Anteil nochmal mit > dem Ursignal zu multiplizieren soweit logisch > und dann das Ursignal amplitudenrichtig abzuziehen wozu das? Hättest du auch eine Analogversion für das Teilen eines Taktes?
E. M. schrieb: >> und dann das Ursignal amplitudenrichtig abzuziehen > wozu das? Bei der Multiplikation zweier Sinus-Signale entstehen zwei Frequenzen f1+f2 und f1-f2. In diesem Fall, wenn f1 = 2*f2 ist, erhält man 3*f2 und f2. f2 ist dabei das Ursignal. Deshalb muss dieses wieder abgezogen werden.
Ich habe selbst schon einen digitalen Lockin-Verstärker entwurfen, ich verstehe nicht ganz wieso du dazu eine 3 -fache Frequenz brauchst. Das Prinzip des Lockins ist, dass du dein zu vermessendes Signal mit einem Referenzsingnal der !gleichen! Frequenz multiplizierst. Jeweils einmal mit einem nicht hasenverschobenen Signal, einmal mit einem um 90° verschobenen. Diese beiden multiplizierten Signale filterst du mit einem Tiefpass (je schmaler desto größer die Zeitkonstante des lockins, aber auch besseres Ergebniss). Wenn ich mich recht erinnere ist das mit dem 90° Phasenverschobene signal dein Realteil und das 0° verschobene dein Imaginärteil der Amplitude... mit A= sqrt(Re^2 + Im^2) hast du deine Amplitude. Phase kannst du auch ausrechnen... P=atan Im/Re oder so... Mit FPGA und AD / DA Wandler geht sowas sehr gut.
@ Thomas Bei mir ist es so, dass das 1khz Signal das 3Khz Signal in der Probe (DUT) erst anregt. Daher möchte ich nur das 3khz Signal messen und benötige daher auch die Referenz bei 3khz. Was mich sehr interessieren würde ist, welche Auflösung dein digital konstruierter Loginverstärker besitzt. Hast du direkt AD gewandelt oder noch ein analoges Frontend? @Johannes Kannst du mir aus dem Nähkästchen ein Paar analogmultiplizierer empfehlen die für eine Versuchsschaltung bezahlbar sind? Dann werde ich morgen zumindest mal die PLL testschaltung aufbauen.
Johannes E. schrieb: > Bei der Multiplikation zweier Sinus-Signale entstehen zwei Frequenzen > f1+f2 und f1-f2. In diesem Fall, wenn f1 = 2*f2 ist, erhält man 3*f2 und > f2. f2 ist dabei das Ursignal. Stimmt, ich war von einem bereits gefilterten Signal ausgegangen, aus dem die untere Spiegelfrequenz entfernt wurde. Bliebe noch diese Frage: > Hättest du auch eine Analogversion für das Teilen eines Taktes? Ich habe dazu überlegt, dass man eine F*F dadurch behandlen könnte, dass man die Wurzel zieht, wobei das Vorzeichen noch ein Problem macht. Wie aber würde man analog die dritte Wurzel ziehen? Exponentialfunktion mit
Stefan schrieb: > @Johannes > Kannst du mir aus dem Nähkästchen ein Paar analogmultiplizierer > empfehlen die für eine Versuchsschaltung bezahlbar sind? Nein, damit kenn ich mich nicht aus. Die Idee stammt von Jürgen Schuhmacher (engineer), vielleicht kann der etwas dazu sagen. Ich persönlich würde das mit einem A/D-Wandler und FPGA machen, da ist man wesentlich flexibler und kann auch Filter einbauen, die analog gar nicht oder nur mit sehr hohem Aufwand realisiert werden können. Der Nachteil ist natürlich der Aufwand für die Einarbeitung; aber wenn du dich auf Dauer mit solchen Themen beschäftigen möchtest bzw. musst, lohnt sich das mit Sicherheit. Ich könnte mir bei deiner Anwendung auch vorstellen, dass es sinnvoll wäre, Strom und Spannung zu messen anstatt sich darauf zu verlassen, dass die Spannung absolut sinusförmig ist. Man muss dann irgendwie Spannung/Strom dividieren, was in einem FPGA wesentlich einfacher geht als mit einer Analogschaltung. Erfahrungsgemäß werden solche Projekte immer komplizierter als man sich das am Anfang vorgestellt hat. Mit einem FPGA ist es relativ einfach, zusätzliche Funktionen einzubauen, weil das dann nur noch die Programmierung betrifft. Die Hardware bleibt immer die selbe. Bei einer Analogschaltung braucht man dafür jedesmal zusätzliche Bauteile und die Platine wird immer größer. Deshalb sind analoge Rechenschaltungen eigentlich nur für relativ einfache Projekte sinnvoll, bei denen man vorher genau weis, wie es am Ende aussehen soll oder für Anwendungen, bei denen es nur analog geht; z.B. bei sehr hohen Frequenzen.
Reichelt hat den AD633 Analogmultiplizierer im Programm, "Low Cost Analog Multiplier" http://www.analog.com/en/special-linear-functions/analog-multipliersdividers/ad633/products/product.html 6,95€ SMD / 7,35€ DIP uralte Typen sind MC1495 oder XR2208 Aber die Spiegelfrequenz muß man trotzdem ausfiltern. Beim Quadrieren entsteht relativ sauber 2 kHz aus 1 kHz. aber die Multiplikation 2 kHz * 1 kHz liefert mit gleicher Amplitude 1 kHz und 3 kHz, das heißt die 1 kHz müssen nachträglich weggefiltert werden.
> das heißt die 1 > kHz müssen nachträglich weggefiltert werden. Na, sag ich's nicht? :-) Also einen sehr steilen Filter bei 1,5kHz, der bei 2,5kHz ausläuft.
Da muss nicht viel gefiltert werden. Der Filter besteht aus einem
idealen Notch. Einfach die Frequenz abziehen. Die Phasenverzögerung
durch die Analogmultiplizierer sollte gering genug sein, bei 1kHz, dann
passt es. Schreib Dir einfach mal die Formel hin oder male es auf.
Wichtig ist nur, dass kein BIAS reinkommt.
>FPGA
Dann hat man aber Zeitverzögerung durch 2 Wandlungen. Für ein
Postprocessing ist das ok, aber ich hatte es so vertanden, dass da ein
Regelkreis aufsetzen soll.
Die gute alte Klirrfaktormessung an Tonbandgeräten oder "HiFi"-Verstärkern ging ähnlich. Ein sehr klirrarmer Sinusgenerator, Stichwort Wienbrücke, bei 1 kHz wird eingespeist, am Ausgang diese 1 kHz mit einem Notchfiler weggefiltert. Übrig bleiben sämtliche Harmonischen (und Rauschen, Störsignale wie Brumm usw.). Deren Summenpegel im Verhältnis zum 1 kHz-Sinus am Ausgang (ohne das Nochfilter gemessen) wird in Prozent ausgedrückt. Notchfilter baut man oft mit einem Doppel-T-Netzwerk in einem Aktivfilter.
Brumm und Rauschen gehören aber eigentlich nicht zum Klirrfaktor(?)
Ja, ich denke, die sind auch bei der Messung nicht so störend. Wenn man einen 1kHz-Sinus dicht unter der Aussteuerungsgrenze benutzt und z.B. 0,1% Klirrfaktor hat, dann ist das 60 dB drunter, die anderen Störungen sollten noch etwas weiter unten sein. Außerdem kann man mit einem Hochpass den Brumm und mit einem Tiefpass das höherfrequente Rauschen unterdrücken.
Hallo, Ich hatte schon eine längere Antwort verfasst, nur ist die Leider gerade auf dem anderen PC vorgeschrieben. Jetzt geht es mir um ein ganz konkretes Problem: Ich habe probiert mit der PLL den Frequenzteiler aufzubauen. Bei Segor hat der liebe Verkäufer mir ein HEF 4017 IC verkauft zum Frequenzdritteln. Irgendwie bekomme ich es aber gerade nicht in meinem Kopf "hingebogen" wie man aus dem IC einen Shift Register baut. Ich denke an der Frage könnt ihr gut erkennen, dass ich eben noch nie mit Logik IC's herumgespielt habe. Stefan (der die andere Antwort gegen Abend "nachreicht")
Ich antworte mir mal selbst. Den Fehler zu finden, hätte stunden dauern können: Das Datenblatt, welches ich vor mir habe ist das eines 40174B. Nun macht es Sinn!
So ein erstes Erfolgserlebnis! Allerdings muss ich das System noch bezüglich der Standardabweichung optimieren. Die VCO Analogspannung liegt bei etwa 2,5V also eigentlich schonmal im "normalem" Bereich. Was würdet ihr für Optimierungen vorschlagen?
Angehängte Dateien:
-
image24204.png
40 KB
Grün die VCO Spannung. Eingangs und Ausgangsfrequenz erklärt sich von allein. Aktuell ist der Komparatorausgang 2 verwendet.
Ich habe herausgefunden, dass die Performance extrem Betriebspannungsabhängig und Temperaturabhängig ist. Bei 1khz habe ich eine Standardabweichung von etwa 1,9Hz (5V Raumtemperatur) Bei etwa 70Grad und 5,5V "flutscht" es am besten. Dort halbiert sich dann die Standardabweichung auf 900mHz. Das ist allerdings immernoch zu schlecht.
Ich würde dafür auch keine PLL verwenden, die hat immer Jitter. Nur phasenstarre Vervielfacher und Teiler sind sauber. Erst versechsfachen, durch Harmonischenbildung (vielleicht in zwei Stufen *2*3 oder umgekehrt) und Bandpassfilterung, danach für die Symmetrie wieder durch 2 teilen.
Ich habe leider nirgendwo bisher schaltpläne gesehen. Heute musste ich mit dem LM 3886 mal wieder feststellen, dass in der Simulation noch alles schön funktionierte, aber nichts davon annähernd in der Praxis. Wie schlimm sich der Jitter auswirkt, kann ich mit dem vorhandenen Lock In Verstärker ausprobieren. Es wird aber sicher noch jemanden hier geben, der ein paar Performance Tipps für den Chip parat hat. Vor allem verstehe ich noch nicht die Vorzüge der verschiedenen Komparatoren.
Stefan schrieb: > Ich habe herausgefunden, dass die Performance extrem > Betriebspannungsabhängig und Temperaturabhängig ist. > Bei 1khz habe ich eine Standardabweichung von etwa 1,9Hz (5V > Raumtemperatur) > Bei etwa 70Grad und 5,5V "flutscht" es am besten. Dort halbiert sich > dann die Standardabweichung auf 900mHz. > Das ist allerdings immernoch zu schlecht. Wie hast du denn die PLL aufgebaut? Mit einem 4046? Dieser IC arbeitet mit einem VCO, der über einen Konstantstrom einen Kondensator auf- und entlädt. Das ist ein sog. Oszillator 1. Ordnung. Wenn man mit einem Oszillator 1. Ordnung ein geringes Phasenrauschen erzeugen möchte, dann muss man die PLL ziemlich gut regeln und braucht ein sehr rauscharmes Referenz-Signal. Dann muss man beachten, dass die Regelung in der PLL die Phasenverschiebung immer nur an den Schaltflanken "messen" kann und dann bis zu nächsten Flanke blind ist. Deswegen wird die Stabilität der PLL immer schlechter, je niedriger die Frequenz am Phasenvergleicher ist. Wie wird denn die 1kHz-Frequenz erzeugt? Da gibt es vermutlich irgendwo einen Quarz im MHz-Bereich. Kann man nicht dort schon eine PLL machen, die aus dieser Quarz-Frequenz die 3-fache Frequenz erzeugt und dann mit einem Frequenzteiler daraus die 3 kHz erzeugen. Durch das Herunterteilen wird das Phasenrauschen auch heruntergeteilt. Ich habe so eine langsame PLL mit einem 4046 bei 1 kHz noch nicht selber aufgebaut, deshalb kann ich jetzt nicht beurteilen, ob die 1,9 Hz Standardabweichung ein guter Wert sind oder ob man das noch wesentlich besser hinbekommt. Eine andere Methode wäre ein Oszillator mit LC-Schwingkreis (Oszillator 2. Ordnung), die sind von sich aus wesentlich stabiler bzw. erzeugen weniger Phasenrauschen. Das wäre für so eine Anwendung vermutlich besser geeignet. Für einen VCO verwendet man üblicherweise eine Kapazitätsdiode; diese haben relativ kleine Kapazitäten. Deshalb arbeiten solche VCOs üblicherweise im Bereich > 100 MHz. Das Ausgangssignal muss dann mit einem Frequenzteiler auf 3 kHz und 1kHz heruntergeteilt werden. Das ist natürlich ein wesentlich größerer Aufwand im Vergleich mit einem 4064. Eine noch rauschärmere Variante wäre ein VCO mit einem Quarz (VCXO). Der hat den Vorteil, dass er extrem rauscharm ist. Allerdings hat man auch nur eine sehr kleine Bandbreite, in der die Ausgangsfrequenz geändert werden kann; das geht also nur dann, wenn die Signalfrequenz immer genau 1kHz ist und sich nicht ändert. Aber vielleicht würde das für deine Messung auch ausreichen?
Hallo Johannes, Danke für deine ausführliche Antwort! Der 1kHz Oszillator wird ein "analoger" Oszillator sein (oder besser gesagt 1,1111kHz da ich kein ganzes Vielfaches der Netzfrequenz verwenden möchte). Ich habe in einem Datenblatt eines LT Operationsverstärkers etwas gefunden, von dem behauptet wird, dass es sehr sehr wenig Klirr verursacht. Vermutlich wird die Frequenz aber relativ stark temperaturabhängig sein. Von daher weiß ich auch nicht, wie weit die 3kHz (oder dann 3,33333) verstimmt werden müssen. Der VCO schwingt eigentlich relativ konstant. Ich sobald er nicht regelt, habe ich keine Abweichungen. Die Abweichungen entstehen also durch den Regelkreis, nicht durch den VCO an sich. Den Jitter bekomme ich auch auf 900mHz reduziert, indem ich die untere Oszillatorfrequenz sehr nahe an die 3khz heranschiebe. Das funktioniert dann aber nur bei einer Betriebspannung. Nun werde ich aus dem Datenblatt des 4046 aber nicht so ganz schlau, welcher Comparator von den vorhandenen 3en der "Beste" ist. ----> http://www.nxp.com/documents/data_sheet/74HC_HCT4046A_CNV.pdf <---- Als Tiefpass (PT1 Glied) habe ich momentan einen RC Tiefpass mit 2,7k und 100uF. Verkleinern des Kondensators verbessert die Situation nicht. Bei allem muss man bedenken, dass der Lock in Verstärker ja auch nichts anderes ist, als ein "analoger" Phasenvergleicher. Wie steilflankig der Filter also wirklich ist, weiß ich nicht. Rechnerisch ist es jedenfalls so, dass je größer die Integrationskonstante, desto schmalbandiger wird der Filter. Am wichtigsten ist also, dass die Frequenzfehler statistisch um die genaue Mittelfrequenz (3khz) verteilt sind. Wir habe ewig den Fehler gesucht, als unsere Messergebnisse mal "zufällig" erschienen. Später haben wir herausgefunden dass es 1/250Hz Sinus war, der alle Messungen überdeckte -> Bei einem Hameg Frequenzgenerator ging wegen der Firmware der Synchronisationsausgang nicht richtig.
Wenn Du eine PLL benutzt, dann entjitterst Du Dir einen Teil des integrierten Phasenrauschens und damit Information weg. Ob das gut ist oder nicht, hängt vcn der Anwendung ab. Bei der deinigen, habe ich den Eindruck, ist das nicht von Vorteil.
Stefan schrieb: > Nun werde ich aus dem Datenblatt des 4046 aber nicht so ganz schlau, > welcher Comparator von den vorhandenen 3en der "Beste" ist. Das ist ein relativ komplexes Thema; wo genau liegen denn deine Verständnisprobleme? Der 1. Komparator ist ein XOR-Gatter; das Ausgangssignal ist also ein Rechteck mit High-Pegel, wenn die beiden Eingangssignale unterschiedlich sind und Low-Pegel, wenn beide gleich sind. Wenn der VCO im gerasteten Zustand eine Eingangsspannung von 2,5V hat, müssen beide Signale zueinander um 90° verschoben sein. Der Vorteil bei diesem Komparator ist, dass die genaue Lage der Flanken der Eingangssignale nicht so wichtig sind. Der ist deshalb gut für verrauschte Eingangssignale geeignet. Dafür muss der Duty-Cycle der Eingangssignale möglichst genau 50% sein und vor allem konstant, darf also nicht schwanken. Der 2. Komparator wertet nur die steigenden Signalflanken aus und erzeugt daraus eine Spannung, die proportional zur Phasenverschiebung ist. Hier ist der Duty-Cycle egal, die Signale sollten aber nicht verrauscht sein und vor allem keine zusätzlichen 0-Durchgänge enthalten. Hier ist die Phasenverschiebung der Eingangssignale im eingeschwungenen Zustand immer gleich, unabhängig von der Eingangsfrequenz. Der 3. Komparator reagiert auch auf Pulse, ähnlich wie der 2.; hat aber keinen Tristate-Ausgang und muss mit kurzen Pulsen angesteuert werden. Wo genau hier die Vorteile sind, hab ich auch nicht so richtig verstanden. Ich würde den 2. Komparator verwenden, da du sehr saubere, rauscharme Sinus-Signale hast. Bei der Wandlung von Sinus-Rechteck ist nicht sicher gestellt, dass der Duty-Cycle genau 50% ist, außer man macht noch einen Frequenzteiler dazu. Allerdings hat er auch eine nicht so schöne Eigenscahft, wenn die Phasenverschiebung ziemlich genau 0 ist. Es kommen dann abwechselnd sehr positive und negative Ausgangs-Pulse. In Verbindung mit parasitären Kapazitäten an diesem Pin gibt es ein nicht-lineares Verhalten bzw. eine Totzeit, so dass die PLL schwingt bzw. jittert. Hier hilft ein (hochohmiger) Entlade-Widerstand am Filter-Kondensator, so dass die Pulse immer in die gleiche Richtung gehen und eine bestimmte Mindestbreite haben. Du könntest auch mal mit dem 74HCT9046A experimentieren. Der ist relativ ähnlich zum 4046, aber hat am Ausgang des 2. Phasenkomparators eine richtige Strom-Quelle und noch andere Verbesserungen. Den wollte ich auch schon mal einsetzen, hab ihn allerdings nirgends bekommen. Bei Digi-Key ist er zur Zeit verfügbar.
Könnte mir bitte nochmal den Sinn erklären, wozu ich nun um alles Willen die dreifache Frequenz gebrauchen kann.
Andreas Fischer schrieb: > Könnte mir bitte nochmal den Sinn erklären, wozu ich nun um alles Willen > die dreifache Frequenz gebrauchen kann. Guckst du hier: Stefan schrieb: > Das ganze soll am Ende ein Login verstärker werden (also extrem > schmalbandiger Filter+Verstärker) . Das Rechtecksignal gibt dabei genau > die Filterfrequenz eines AD 630 vor.
Kann man das Signal dann nicht direkt mit der Dreifachen FRequenz (also mit dem Ergnis dieser Verdreifachung) filtern? Ich kann mir vorstellen, dass die Ungenauigkeiten da stark kumulieren und der TE beschribt ja auch bereits diese Boebachtungen.
Vielen Dank Johannes für deine lange und aufschlussreiche Antwort. Es ist jetzt allerdings schon spät und ich werde sie mir morgen in aller Frische nochmal genau duchlesen. Nochmal zum Aufbau: Ich habe mittlerweile einen Sinusoszillator gefunden, der im ppm Bereich "klirrt". Es ein Forenmittglied des DIY Audio Forums hat die Platine zu einer Application Note (AN 67) von LT dazu desingt. Das nimmt mir eine Menge Arbeit ab, so ein Oszillator ist sicher fast einzigartig! Sauberes 1kHz Signal -> Device under Test -> 1kHz Signal + wenig 3kHz Klirr -> Lock in Verstärker Damit der Lock in Verstärker das 3 kHz Signal detektieren kann, benötigt er eine 3kHz Referenz. Diese Referenz muss genau an die 1 kHz gebunden sein. Da das 1kHz Signal absolut "sauber" sein muss, geht nur ein Wien-brücken- Oszillator, der natürlich sehr temperaturabhängig ist.
Stefan schrieb: > der natürlich sehr temperaturabhängig ist. Da hilft eine Kiste drumrum und auf 50°C aufheizen. Duke
Verzerrungen im ppm Bereich, da muss ich die Nullen zählen: 1% -> 1/100 0.0001% -> 1/ 1000000 allerdings wird es schwer, einen Verstärker zu finden/bauen, der dem Oszillator gerecht wird. Eine "Referenz" ist aber ein guter Anfang. Den Schaltplan gibt es hier: http://cds.linear.com/docs/Application%20Note/an67f.pdf Seite 63ff Die Platine habe ich für 30€ gekauft (ohne Bauteile). Allerdings muss ich die Frequenz von 10khz verringern. Das wird aber hoffentlich kein großes Problem (Wobei ich bei Verstärkungen dort von 180db! doch ein wenig Angst habe) Aus meinen bisherigen erfahrungen mit dem Lockinverstärker weiß ich, dass es ohne Syncronisation der Oszillatoren keine Chance auf gute Messergebnisse bekommt. Heute werde ich mal ausprobieren wie stark die Amplitudenschwankungen aus dem Lockinverstärker bei Frequenzschwankungen der Referenz sind (also wie gut ich den Verstärker als NF AM-Radio verwenden kann). Ich mache mich auf den Weg ins Institut, ihr hört später von mir!
Stefan schrieb: > Nochmal zum Aufbau: > > Ich habe mittlerweile einen Sinusoszillator gefunden, der im ppm Bereich > "klirrt". Es ein Forenmittglied des DIY Audio Forums hat die Platine zu > einer Application Note (AN 67) von LT dazu desingt. Das nimmt mir eine > Menge Arbeit ab, so ein Oszillator ist sicher fast einzigartig! > > Sauberes 1kHz Signal -> Device under Test -> 1kHz Signal + wenig 3kHz > Klirr -> Lock in Verstärker ich hätte das anders aufgebaut, exakt umgekehrt: statt aus einem sauberen 1KHz mit einer PLL einen 3KHz Takt zu erzeugen, gleich aus 6 KHz zwei phasenstarrre Frequenzen a 1 und 3 KHz erzeugen. Damit hast du den Jitter unter Kontrolle, beide Nutzfrequenzen jittern "identisch". Gruß hagen
Auf den ersten Blick erscheint mir das aber auch nicht wirklich einfacher. Er brauch doch zweimal Sinus, oder? Schau mal bei wenzel.com Da gibts viele Tipps.
Hallo Hagen, Das Problem ist allerdings, dass ich keine Schaltung kenne die 2 Frequenzen generiert (Phasenstarr) die einen Klirr weit unter 0,001% haben. Mittlerweile kann ich aber eine Messung hochladen. Aufbau 1: Tektronix Funktionsgenerator mit 2 Ausgängen: 1khz Sinus (500mV PP) + 3khz Rechteck Referenzsignal (1V PP -> Amtek 7270 Lockin Verstärker Am Amtek habe ich dann mit der 3khz Referenz gemessen (also die K3 Linie). Um die Messwerte vom Amtek gut Sichtbar zu machen, habe ich Oskar angeschlossen. 2,5V sind 200uV. Der gemessene Amplitude bei 3kHz beträgt demnach etwa 90uV (wäre das die einzige Klirrspektrumslinie liege ich bei 0,002% klirr)
Angehängte Dateien:
-
Direkt.png
15 KB -
Platine.png
16 KB
Aufbau 2: Im Gegensatz zum Aufbau 1 wird das 3kHz Signal durch die PPL Platine erzeugt. Dazu wurde der zweite Ausgang des Tektronix auf 1kHz Rechteck gestellt. Durch die PPL Platine ist das Signal noch 180Grad Phasenverschoben (ich habe die Phase mittels Oskas Hilfe gedreht). Direkt ist Aufbau 1 Platine ist Aufbau 2 Mein erstes Fazit: Zwar sieht man auch im vorhandenen Lock in Verstärker, dass die Frequenz Jittert, das scheint das Messergebnis allerdings nicht arg zu verzerren.
die nächste Messung: Ich wollte mal probieren "wie steil" eigentlich der Filter des Lockin Verstärkers ist. Rechnerisch hängt das natürlich mit der Glättung (Zeitkonstante) des Ausgangsignals zusammen. Ich habe also das Referenzsignal um 0,3 Hz verstimmt und die Zeitkonstante so groß eingestellt, dass es keine Schwankungen mehr am Ausgang gab: Aufbau 1 liefert dann nur noch 2,66uV (Faktor 50 abgesunken) Aufbau 2 liefert dann nur noch 2,5uV Das Zeigt mir, dass der Aufbau extrem empfindlich ist gegen eine Verstimmung ist, jedoch unempfindlich gegen Jitter. Ich werde demnach zunächst mit der PLL zufrieden sein.
Bei FLL fällt mir noch Huff'n'Puff ein. Die Regelgeschwindigkeit ist allerdings sehr schlecht. Wenn dich das nicht stört. http://www.google.de/search?q=huff%27n%27puff+%22pll%22
Thread beobachten
Seitenaufteilung abschaltenBitte melde dich an um einen Beitrag zu schreiben. Anmeldung ist kostenlos und dauert nur eine Minute.
Bestehender Account
Schon ein Account bei Google/GoogleMail? Keine Anmeldung erforderlich!
Mit Google-Account einloggen
Mit Google-Account einloggen
Noch kein Account? Hier anmelden.