Hi, ich hab die Schaltung im Anhang aufgebaut. Mit C2=22p. Und am Eingang wird das Signal über 20 und 10k eingekoppelt. Mit normalen Bipolartransistoren als Q1 und Q2 klappt es so, ohne dass es schwingt, aber mit den Darlingtons seh ich auf dem Oszilloskop bei großen Amplituden, dass da was schwingt und zwar mit 500kHz um das eigentlich Signal, also es übersteuert nicht, sondern schwingt um mein eigentliches Signal das verstärkt werden soll. Bei einem Sinus ist der Schwingteil hinter der positiven Spitzen also fängt an, wenn das Signal die negative Steigung bekommt. Dann schwingt es etwas auf und wird dann weniger und bevor das Signal den Nulldurchgang hat ist es schon wieder weg. Bei der negativen Halbwelle ist nichts zu sehen. Ich hab als C2 einen Trimmer eingabaut und die optimale Kapazität von 22p eingestellt. Bei größeren oder kleineren Werten wird die Schwingung stärker. Was kann ich nicht einbauen, damit die Schwingung kompensiert wird? Könnte man statt Darlingtons auch FETs nehmen? Oder reichen die nicht für eine Spannungsverstärkung von 10 oder benutzt man die nicht wegen dem großen 1/f rauschen?
Angehängte Dateien:
-
Unbenannt.PNG
34 KB
kleine zwischenfrage, hast du wirklich die abblockkondensatoren c1 und c5 (c6?) an den versorgungsleitungen des opamps rausgeschmissen und wunderst dich nun, dass es schwingt??? diese beiden cs gehören so nah wie möglich an die anschlussbeinchen!
Der Kai schrieb: > ich hab die Schaltung im Anhang aufgebaut. Mit C2=22p. Warum C2 ca. 10 mal kleiner als im Anhang? Der soll doch HF-Schwingneigungen unterdrücken! > Könnte man statt Darlingtons auch FETs nehmen? Oder reichen die nicht > für eine Spannungsverstärkung von 10 oder benutzt man die nicht wegen > dem großen 1/f rauschen? Das könnte man machen, wenn man die Schaltung völlig umstricken würde.
Ne da sind welche aber nicht wie im Bild mit 470n sondern nur 100n. Ich hab auch andere Werte für C2 probiert, u.a. 100p, 200p, 470p, 1n. Aber mit den großen Werten schwingt es dann richtig. Hab ja gesagt ich hab mit dem Trimmer das Schwingungsminimum bei 22p gefunden. Verstehe auch nicht warum da ein Minimum ist. Eigentlich sollte es mit nem richtig großen Kondensator als C2 einfach ein Teifpass sein. Warum die Schaltung völlig umstricken? Warum funktioniert die Schaltung nicht wenn ich die Transistoren durch MOSFETs ersetze?
Der Kai schrieb: > Ich hab auch andere Werte für C2 probiert, u.a. 100p, 200p, 470p, 1n. > Aber mit den großen Werten schwingt es dann richtig. Hast du den invertierenden und den nichtinvertierenden eingang beim opamp vertauscht?
Ne hab ich nicht. Hatte ja geschrieben, dass die Schaltung so schon lief allerdings mit normalen BJTs statt den Darlingtons. Würden vielleicht zwei Kondensator vom Ausgang nach +- Versorgungsspannung helfen? Oder besser gegen Masse?
Ich würde C3 und C7 rausschmeissen. Und dann in Reihe zu C2 einen R so irgendwas zwischen 1k und 9k. >Würden vielleicht zwei Kondensator vom Ausgang nach +- >Versorgungsspannung helfen? Oder besser gegen Masse? Ne, dann wirds noch schlimmer. Oder sie gehen kaputt.
Mach mal nen Widerstand (ca. 100Ohm) vom Knoten R4 R5 R7 zum Ausgang. Dann schwingt nix mehr. Du hast das Problem, dass es ein Totbereich gibt, indem beide Transistoren gesperrt sind.
Hi Martin, die Schwingneigung ist etwas runtergegangen, aber ist noch nicht komplett weg. Es hat sich nur etwas nach oben verlagert, also zu größeren Amplitude.
@Holger: Ohne C3 und C7 ist es noch schlimmer, deswegen muss ich die drin lassen. Das R in Reihe hat leider nichts gebracht habe 100, 1k, 10k und 100k probiert.
Warum hast du denn überhaupt hier Darlingtons?
>Warum hast du denn überhaupt hier Darlingtons?
Warum nicht?
Viel bleibt ja nicht mehr. Vieleicht mal einen
Kondensator direkt vom Ausgang des OPs zum invertierenden
Eingang legen
Darlingtons, weil der OP nur 26mA liefern kann und die Transisotoren die ich vorher hatte (BD243/BD244) nur ne Stromverstärkung von 15 haben, daher bekomme ich mit denen am Ausgang keine großen Ströme. Bei 3-4V Amplitude ist da an nem 8 Ohm Lautsprecher schon Schluss und an nem 6 Ohm Lautsprecher erst recht.
Hi Holger, der Kondensator vom OP Ausgang zum invertierenden Eingang hats gebracht. Aber mal die Frage wegen dem 100 Ohm Widerstand vom OP Ausgang zum richtigen Ausgang. Seh ich das richtig, dass über den keine hohen Spannungen abfallen? maximal +-0.7V oder?
C2 hat nur eine Funktion, nämlich die Summierpunktkapazität am invertierenden Eingang zu kompensieren (frequenzkompensierter Spannungsteiler) und damit weitere Phasendrehungen in der Rückkopplung zu vermeiden. Ansonsten hast du da viele Probleme eingebaut: R4, R5 und R7 machen mit den Transitorkapazitäten und C3/C7 zusätzliche Tiefpässe, deren Auswirkungen nicht korregiert sind. Die Schaltung arbeitet überhaupt nur wegen der rel. großen Verstärkung. Die Schwingungen hören natürlich vor dem Nulldurchgang auf, weil die Darlingtons keine Vorspannung und damit einen großen Totbereich und ordentliche Übernahmeverzerrungen haben.
Im Moment verhindert nur die slew rate vom OPV die Übernahmeverzerrungen. Der 100R zum Ausgang ist eine Krücke um die Verzerrungen bei niedriger Amplitude zu verkleinern. Besser die Darlingtons vorspannen, z.B. 6.8K + D1 + D2 + 6.8K zwischen positive und negative Versorgung, die Basen der Transistoren jeweils zwischen Diode und Widerstand. Den 100R danach raus weil er die Verzerrungen dann eher erhöht. Noch besser wäre eine Konstantstromquelle statt den Widerständen.
> Der 100R zum Ausgang ist eine Krücke Da sind keine 100R zum Ausgang. > Im Moment verhindert nur die slew rate vom OPV die > Übernahmeverzerrungen. Die reduziert die nur etwas, verhindern kann sie die nicht.
>Da sind keine 100R zum Ausgang. Das bezog sich auf den Vorschlag von Martin den Kai umgesetzt hatte (schrieb er zumindest) >die reduziert die nur etwas, verhindern kann sie die nicht Sagen wir mal so: <0.3% THD mit einer Pushpull-Stufe ohne Ruhestrom sind schon erstaunlich, und das schafft hier allein der OPV.
OK, hatte ich überlesen. Die 0,3% hab ich nun auch nicht gesehen. Sind die simuliert? Egal, die Schaltung ist Müll. Ich frage mich, wieso Jahrzehnte lang immer wieder die selben dummen Fehler gemacht werden, wo das Internet doch voll von Erklärungen dieser Schaltungen ist.
>Die 0,3% hab ich nun auch nicht gesehen. Sind die simuliert? die sind gemessen. >Egal, die Schaltung ist Müll. Wie kommst Du darauf? >Ich frage mich, wieso Jahrzehnte lang immer wieder die selben dummen >Fehler gemacht werden Welche dummen Fehler?
Das sind einige Dumme Fehler: 1) die Schaltung an sich 2) Der Versuch die Schwingungen zu unterdrücken mit Kapazität am Ausgang gegen GND 3) Die Kondensatoren C3 und C7 4) Ein spezieller teurer OP für hohe Spannung statt gleich ein fertiges Audio-Verstärker IC (z.B. LM3886) Lieber C3 und C7 gegen Widerstände tauschen, und für R4 und R7 Dioden nehmen. Dann ist die Schaltung nicht mehr ganz so schlecht. Ganz so schlimm ist die Schaltung nicht mehr, weil es mittlerweile schneller OPs relativ günstig gibt. Bei dem gewählten OP wundert mich aber 0,3% Klirrfaktor schon. Von den benötigten Eigenschaften ist aber oft eine einfache Stufe aus 3-5 Transistoren auch nicht schlechter als viele OPs, und vermutlich besser als der hier gewählte OP.
> Welche dummen Fehler?
Na welche wohl? Kein Ruhestrom zur Vermeidung der Übernahmeverzerrungen;
langsame Darlingtons und zusätzliche Tiefpässe deren Auswirkungen nicht
korregiert sind -> Boucherot- Glied...
Ich weiß dass es bessere Lösungen für Verstärker gibt, aber ich ich finde die möglichkeit super ohne Biasing der Endstufe auszukommen, also keine Ruhe Verlustleistung und das soll auch erhalten bleiben.
>Ich weiß dass es bessere Lösungen für Verstärker gibt, aber ich ich >finde die möglichkeit super ohne Biasing der Endstufe auszukommen, also >keine Ruhe Verlustleistung und das soll auch erhalten bleiben. Wenn du immer volle Pulle aufdrehst dann mag das so gehen. Die Übernahmeverzerrungen bei kleinen Lautstärken würde ich mir glaube ich nicht antun;)
> ich finde die möglichkeit super ohne Biasing der Endstufe auszukommen
Willst du nur Strom sparen oder möglichst große Verzerrungen haben?
Wenns da Erste ist, dann mach es so wie Ulrich geschrieben hat: bau
Dioden ein, die den Totbereich so klein wie möglich machen.
Wenn man wirklich Strom sparen will, nimmt man einen Klasse D-verstärker. Allerdings ist da der Eigenbau nicht mehr so einfach. Sofern der OP schnell genug ist, und trotzdem noch nicht schwingt, kann man die Übernahmeverzerrungen noch in Grenzen halten, auch ohne Ruhestrom in der Endstufe. Eine kleinere Lücke, die der OP zu überspringen hat hilft hier schon. Es fehlt hier noch die Entkopplung des Ausgangs gegen kapazitive Last. Also so etwas wie Boucherot Glied und LC Kombination. Sonst fängt der Verstärker ggf. je nach Last doch wieder an zu schwingen.
ich habe hier eine selbstgebaute schaltung mit darlington-bipos in der endstufe, die sehr gut arbeitet. statt eines opamps besitzt sie eine einfache, diskret aufgebaute differenzstufe als eingangsverstärker. je nach endstufentransistoren und versorgungsspannungshöhe gehen leistungen bis über 100w. mein aufbau bringt max. 25w. bei interesse kann ich den schaltplan hier posten.
Ja das würde mich interessieren, kannst du den Schaltplan mal posten?
Class-D für die Leistung ist doch unsinnig. Eher eine einfache Schaltung die die Endstufe abschaltet wenn sagen wir > 5 Min. kein Eingangssignal da ist, so wie es viele aktive Subwoofer haben.
Angehängte Dateien:
-
dif_dar1.PNG
620 KB
hier der Schaltplan. Falls auch noch die Bestückungen für P = 40W, 60W oder 80W interessieren, kann ich die Daten auch noch posten. Das mit der Diodenkette ist für einen HiFi-Audioverstärker eher wenig sinnvoll, es sei denn, man will entweder einen röhrenartigen Sound oder Bauteile/Boxen vor Überlastung schützen. In dem Fall kann man auch Zehnerdioden plus normale Si-Diode einsetzen.
Die Leistung wurde hier noch nicht extra genannt. Die Transistoren BDW42 / ... sind grob bis etwa 40 W geeignet. Die +-40 V Spannung eher für etwa 100 W. Da wäre Klasse D nicht so abwegig. Bei weniger nötiger Leistung wäre der erste Schritt einfach weniger Spannung. Bei der Schaltung fast ohne Ruhestrom kann man sich die Abschaltung auch gut sparen, und wenn man mit ein paar kaum hörbaren Übernahmeverzerrungen leben kann geht es auch ohne Ruhestrom in der Endstufe. Die Diskrete Version hat hier allerdings viel Strom in der Stufe davor (T3), da wäre eine Abschaltung schon angebracht.
Ich habe die Schaltung von Kai mal simuliert. Allerdings mit
selbstgebastelten Darlingtons, weil TINA-TI keine fertigen hat. Dabei
hatte ich Mühe an einer 8R Last bei 20kHz überhaupt ein ausreichend
großes Signal zustande zu bringen.
Für die Schwingneigung scheint das Zobelglied verantwortlich zu sein,
das eine ungesunde Phasendrehung in die Gegenkopplung bringt. Und wie zu
erwarten, stellten sich bei kleinen Signalpegeln riesige
Übernahmeverzerrungen ein.
Letztlich irgendwie keine ansprechende Schaltung...
>hier der Schaltplan.
Sieht nach altem Elektor-Heft aus, stimmts?
Wie könnte man die Schaltung denn verbessern, wenn man sagt, dass das Grundprinzip ein OP mit Komplementärentstufe dahinter und Rückkopplung für variable Spannungsverstärkung sein soll? Wie wäre es mit Fets statt Darlingtons? Dann hat der OP keine kapazitive Last mehr und man müsste nur noch auf die Phasendrehung von OP und Impedanz des Lautsprechers beachten.
Ich meine klar, die Fets haben auch Eingangskapazität, aber die dürfte doch kleiner sein, als bei Darlingtons oder?
Was möchtest du denn genau machen? 4R, 8R? Welche Leistung?
> mit selbstgebastelten Darlingtons, weil TINA-TI keine fertigen hat. Hier sind die Modelle: http://www.onsemi.com/pub_link/Collateral/BDW42.LIB http://www.onsemi.com/pub_link/Collateral/BDW47.LIB Die lassen sich in TinaTI9x ganz leicht mit dem NewMacroWizard einbinden.
> Wie könnte man die Schaltung denn verbessern, wenn man sagt, dass das > Grundprinzip ein OP mit Komplementärentstufe dahinter und Rückkopplung > für variable Spannungsverstärkung sein soll? Ein OPV ist für sowas nicht optimiert. So eine Schaltung ist immer nur ein mehr oder weniger schlechter Kompromiss. > Wie wäre es mit Fets statt Darlingtons? Dann hat der OP keine kapazitive > Last mehr und man müsste nur noch auf die Phasendrehung von OP und > Impedanz des Lautsprechers beachten. Du hast keine blasse Ahnung von dem was du sagst.
FETs haben so ihre eigenen Probleme: Die Spannung Gate/Source ist deutlich größer als Basis Emitter. Die billigen MOSFETs (Schalttypen) sind nicht wirklich für den analogen Betrieb geeignet und vertragen zuverlässig und auf Dauer nur eine recht kleine Leistung (z.B. 10 W für einen MOSFET, wo 100W in Datenblatt stehen). Die Parallelschaltung ist problematisch wegen großer Toleranzen. Der wesentliche Vorteil von MOSFETs ist die höhere Geschwindigkeit - normale BJTs sind aber für Audio auch schnell genug, wenn nicht gerade so etwas wie 2N3771 oder 2N3055H nimmt. Die kapazitive Last wäre für den OP auch ein Problem - mehr als der Strom den ein normaler Transistor braucht. Eine Möglichkeit für einen einfachen Verstärker mir OP als Eingangsstufe wäre der "Alexander" Amp. . Die Leistungstransistoren werden dabei über die Versorgungsanschlüsse des OPs gesteuert. Dabei geht aber nicht jeder OP Typ, und das Datenblatt alleine hilft einem da auch nicht. Die Schaltung ist entsprechend auch nicht unumstritten und frei von Problemen. Es macht aber nicht viel Sinn an so einer Schaltung kleinigkeiten zu verbessern: ein fertiges Verstärker IC ist billiger als der OP445. Und von der Qualität kommt man so einfach auch nicht an die ICs ran.
>Die Leistungstransistoren werden dabei über die Versorgungsanschlüsse des >OPs gesteuert Diese Schaltung ist nicht mehr als eine lustige Kuriosität. Brauchbar ist sie nicht. Jeder Ripple auf der Versorgung schlägt voll durch. Außerdem kriegt man den Ruhestrom kaum stabil weil der davon abhängt wieviel der OPV gerade zieht. Das kann man zwar mit großen Emitterwiderständen stabilisieren aber dann wird die Schaltung weniger Leistung liefern. >Ein OPV ist für sowas nicht optimiert. So eine Schaltung ist immer nur >ein mehr oder weniger schlechter Kompromiss. Wo sind die Argumente? Wieso schlägt ein Profi wie Douglas Self diese Toplogie vor und hat sie in komerziellen KHV verwendet? Zahlreiche erstklassige Kopfhörerverstärker funktionieren so. Man kriegt halt keine große Leistung mit normalen OPV-Typen, das ist der Hauptnachteil. Eine simulierte Schaltung mit NE5534, TIP142/147 hat bei der THD 4 Nullen hinterm Komma, da kann man nicht meckern.
> Wo sind die Argumente? Alles hier im Forum schon x-mal gesagt, auch von mir. Wenn du jetzt wieder Argumente brauchst, zeigt das nur, dass du es nicht verstehst oder einfach nur OPV-verliebt bist. Allein die in diesem Thread diskutieren Probleme dieser Schaltung sind doch genug Argumente. Ein in sich optimierter Leistungs-OPV (=NF-Leistungsverstärker) ist viel besser als dieser Krüppel aus ungeeignetem OPV und rangepfriemelter Endstufe. > Eine simulierte Schaltung mit NE5534, TIP142/147 hat bei der THD 4 Nullen > hinterm Komma, da kann man nicht meckern. Das sagt doch gar nichts aus. In der Simulation kann man eine Schaltung extrem dich an die Grenze zur Instabilität bringen und so eine sehr hohe Schleifenverstärkung und damit geringen Klirr erreichen. In der Praxis geht das nicht.
Für einen Kopfhörerverstärker ist die Schaltung mit dem OP nicht so schlecht: Da kommt man mit einem "normalen" OP aus, weil man eine eher zivile Versorgungsspannung hat. Auch macht es nichts wenn die Aussteuerung nur mit 3 oder 4 V an die Rails kommt. Auch braucht man da keine Darlingtons und die Ruhestromeinstellung ist entsprechend nicht so kritisch. 10 mA Ruhestrom und relativ große Emitterwiderstände sind für einen Kopfhöhrerverstärker kein Problem, aber um den Faktor 10-100 hochskaliert für mehr Leistung stört das dann schon. Bei der Simulation ist es immer eine Frage wie genau die Modelle sind. Besonders bei OP wird da ggf. idealisiert und die Verzerrungen des OPs vernachlässigt. Die Verzerrungen (Klirr) sind auch eher das kleinere Problem mit den OPs. Eher hat man schon Übernahmeverzerrungen und halt die begrenzte Spannung so dass man auf exotische Typen für hohe Spannungen ausweichen müsste.
oxi schrieb: >>Die Leistungstransistoren werden dabei über die Versorgungsanschlüsse des >>OPs gesteuert > > Diese Schaltung ist nicht mehr als eine lustige Kuriosität. Brauchbar > ist sie nicht. Jeder Ripple auf der Versorgung schlägt voll durch. > Außerdem kriegt man den Ruhestrom kaum stabil weil der davon abhängt > wieviel der OPV gerade zieht. Das kann man zwar mit großen > Emitterwiderständen stabilisieren aber dann wird die Schaltung weniger > Leistung liefern. Dann hast Du die Schaltung nicht verstanden. Da schlägt nichts durch, Ruhestrom gibts auch keinen durch die externen Transistoren. oxi schrieb: > lustige Kuriosität Ja das stimmt. Auf diese Art wurde z.B. gern der TDA2030 "geboostet".
Sound.westhost.com hat ja oft gute Lösungen. Aber was ich dort zu diesem Thema gefunden habe, ist völliger Schrott: http://sound.westhost.com/project76.htm Schon bei kleinsten Änderungen der Schaltung fängt das Teil in der Simu an zu Schwingen. Furchtbar! >Auf diese Art wurde z.B. gern der TDA2030 "geboostet". Ja, die Schaltung in Figure 12 von diesem Datenblatt arbeitet sehr zuverlässig: http://www.datasheetcatalog.org/datasheet/stmicroelectronics/1459.pdf Die Qualität ist für viele Anwendungen völlig ausreichend.
>ich habe hier eine selbstgebaute schaltung mit darlington-bipos in der >endstufe, die sehr gut arbeitet. >statt eines opamps besitzt sie eine einfache, diskret aufgebaute >differenzstufe als eingangsverstärker. Deine diskrete Endstufe ist nichts anderes, als ein diskret aufgebauter OPV. Jeder OPV sieht vereinfacht innen so aus. Was ihr mit der OPV-Transistorkombi macht, ist den Differenzeingang, die Stromspiegel des OPV mit einer stärkeren Stromverstärkungsstufe koppeln >Sieht nach altem Elektor-Heft aus, stimmts? Ich kenne die Schaltunng aus dem elektronischen Jahrbuch aus dem Militärverlag der DDR. Das besondere ist der Ersatz des Stromspiegels durch eine Z-Diode bei der Differenzverstärkerstufe. > Die Parallelschaltung ist >problematisch wegen großer Toleranzen. Der wesentliche Vorteil von >MOSFETs ist die höhere Geschwindigkeit Im Gegenteil. Das ist der große Vorteil der FET's. Man kann sie ohne großen Firlefanz nur über einen Gatewiderstand parallel schalten, um eineseits die Ausgangströme zu erhöhen und auf dem Kühlkörper Wärmespots zu umgehen. Als Transistor eignen sich z. B. BUZ11 (bis 1000VA an 2 Ohm). Einen röhrenähnlichen Klang durch Softclipping hat ein FET auch. > lustige Kuriosität Sie wurde ganz offiziell von SGS-ATES zum TDA 2030A in den 80ern herausgegeben und hat sich 100tausendmal in professionellen Produkten bewährt. Und warum wollt ihr Strom sparen? Klang geht über Ruhestrom. Nicht umsonst gibt es Klass a+ Verstärker, die sogar ohne Aussteuerung "glühen". Des Klanges wegen.
Paul schrieb: > Das ist der große Vorteil der FET's. Man kann sie ohne > großen Firlefanz nur über einen Gatewiderstand > parallel schalten, um eineseits die Ausgangströme zu erhöhen und auf dem > Kühlkörper Wärmespots zu umgehen. Leider total falsch. Wir sind bei analog und nicht bei digital.
>Leider total falsch. Wir sind bei analog und nicht bei digital.
Doch es stimmt. Schau Dir mal große PA-Endstufen an. Dort wird durch
Stacking der FETs neben der Stromverteilung auch das Problem gelöst, auf
dem Kühlkörper Hotspots zu entwickeln, die kein Kühlkörper der Welt
abführen könnte. Paradebeispiel ist der Gigant1000 von Elektor (1000VA
an 2 Ohm) oder große Crown-Endstufen. Auch die Zeck-PA hatte
Fet-Stacking.
Dann schau Dir die Schaltungen der besseren Hersteller an, wo die Verstärker nicht gleich hochgehen dürfen. Du wirst Source-Widerstände finden - und die sind sicher nicht aus Spaß verbaut.
>Dann schau Dir die Schaltungen der besseren Hersteller an, wo die >Verstärker nicht gleich hochgehen dürfen. Du wirst Source-Widerstände >finden - und die sind sicher nicht aus Spaß verbaut. Der o. g. BuZAmp kam von Siemens und wurde als Verstärker in der Regeltechnik eingesetzt. Er war extrem stabil. Und klar gibt es Source-Widerstände. Das habe ich nie anders behauptet und es gibt Emitterwiderstände bei bip. Transistoren in Endstufen. PA-Endstufen sind i. d. R. gestackt und zwar mit FETs PS.: Crown und Zeck sind/waren die Elite im PA-Bereich.
Paul schrieb: > Und klar gibt es > Source-Widerstände. Das habe ich nie anders behauptet Paul schrieb: > Man kann sie ohne > großen Firlefanz nur über einen Gatewiderstand > parallel schalten Bemerkst Du was? ...
>Bemerkst Du was? ...
Ja gut, die Idee war eben, daß man die zusätzlichen Gates einfach an den
selben Treiber hängen kann.
Aber selbst das ist nicht ganz richtig: Bei schnellen Änderungen des
Signals wollen beachtliche Gate-Source-Kapazitäten der MOSFETs (ebenso
schnell) geladen werden. Da geht dem Treiber dann schnell die Puste aus.
Je mehr MOSFETs an einem Treiber hängen, um so größere Ströme muß der
Treiber liefern können. Das geht dann eben nicht mit einem
Universaltreiber. Übrigens ein gerne gemachter Fehler in selbstgebauten
MOSFET-Endstufen: Die Treiber können oft nur viel zu kleine Ströme.
>Bemerkst Du was? ... Ja, Du hast Dir noch nie den Schaltplan einer Hochleistungsendstufe angeschaut. Die Sourcewiderstände (oft 0,3 Ohm) sind Bestandteil des Stackes. 200 Ohm an Gate, 0,3 Ohm an Source, der Fet an sich ist eine Stackingstufe. > Da geht dem Treiber dann schnell die Puste aus. >Je mehr MOSFETs an einem Treiber hängen, um so größere Ströme muß der >Treiber liefern können. Das geht dann eben nicht mit einem >Universaltreiber. Wenn der Treiber von vorn herein für z. B. 4 Stackes ausgelegt ist, kann ich da von 1...4 alle Kombinationen dranhängen und dementsprechend verschiedene Endstufenmodelle als Hersteller anbieten. Allein der Trafo und die FET-Stufen unterscheiden sich (siehe BuzAmp, Crescendo-Endstufe). http://www.diyaudio.com/forums/elektor/47547-i-need-comments-about-100w-power-amp-elektor-april-1982-a-7.html
Es hängt vom Typ der MOSFETs ab wie gut man die parallel schalten kann. Auch die tatsächliche thermische Belastung ist unterschiedlich, denn auch die MOSFETs kennen so etwas wie eine SOA Kurve. Vor allem die Typen die man nicht gut parallel schalten kann haben ein ähnliches Problem ggf. auch intern auf dem Chip. Die für analogen Betrieb guten MOSFETs gibt es, aber die sind dann halt nicht mehr so günstig. Gerade wenn man keine besonders hohen Ansprüche hat, und es eher einfach haben will, sind BJTs die bessere Wahl.
Paul schrieb: >>Bemerkst Du was? ... > > Ja, Du hast Dir noch nie den Schaltplan einer Hochleistungsendstufe > angeschaut. Die Sourcewiderstände (oft 0,3 Ohm) sind Bestandteil des > Stackes. Bemerkst Du nicht, daß Deine Formulierungen verwirren und man deshalb was schreibt? Du hast vllt. sogar noch in den Windeln gelegen, als ich die ersten 300 Watt Verstärker baute. Gesehen hab ich sicherlich da schon mehr als Du...
>Du hast vllt. sogar noch in den Windeln gelegen, als ich die ersten 300 >Watt Verstärker baute. Gesehen hab ich sicherlich da schon mehr als >Du... Warum so gestreßt? Gut, Du hast Dich mal geirrt. Kann doch mal vorkommen. PS.: Bin 41.
Beitrag "Re: Audio Verstärker Problem Frequenzgangkompensation?" Mit 41 noch Probleme auszudrücken was man meint und dann diskutieren? :) (Und ich bin übrigens älter.)
>Wenn der Treiber von vorn herein für z. B. 4 Stackes ausgelegt ist, kann >ich da von 1...4 alle Kombinationen dranhängen und dementsprechend >verschiedene Endstufenmodelle als Hersteller anbieten. Genau.
>(Und ich bin übrigens älter.)
Und ich bin froh, noch nicht so alt zu sein. Sehe auch jünger aus. Und
nun?
Thread beobachten
Seitenaufteilung abschaltenBitte melde dich an um einen Beitrag zu schreiben. Anmeldung ist kostenlos und dauert nur eine Minute.
Bestehender Account
Schon ein Account bei Google/GoogleMail? Keine Anmeldung erforderlich!
Mit Google-Account einloggen
Mit Google-Account einloggen
Noch kein Account? Hier anmelden.