Hallo, ich will mit einem 6 Volt 10VA Trafo eine 1 Ampere LED KSQ und einen Atmega betreiben. Die 5 Volt für den AVR wollte ich mit dem Low Drop Regler LP2950 bereitstellen. Eigentlich geht es jetzt nur noch um die richtige Größe für den Glättungskondensator, ich habe mir das wie folgt vorgestellt: 6V AC * 1,414 = 8,48V DC - 2V (Gleichrichter) = 6,48V 6,48V davon 10% Rippelspannung = 0,648V 1A * ( 0,01ms / 0,648V ) = 15,43 mF Die Spannung pendelt dann von 6,48V bis 5,83V was mehr als genug für den LP2950 ist. Falls die 230 Volt aus der Steckdose schwanken: 6V * 0,95 (-5% Netzunterspannung) = 5,7V 5,7V * 1,414 = 8,06V - 2V (Gleichrichter) = 6,06V 6,06V - 0,648V = 5,41V 5,41V reichen dem Lm2950 ebenfalls, da der AVR nur 10-20mA braucht. Ist das soweit richtig oder hab ich da einen Denkfehler? Kommt der 10 VA Trafo mit den ~ 15500 µF zurecht oder ist das zu viel des guten? Wieviel Prozent Rippelspannung ist in der Praxis normal? MFG e230
>Kommt der 10 VA Trafo mit den ~ 15500 µF zurecht oder ist das zu viel >des guten? Zu große Caps sind oft kontraproduktiv in Verbindung mit kleinen Trafos. Vergiß nicht, die gehen schon bei moderaten Strömen schnell in die Sättigung und haben einen "gewaltigen" Innenwiderstand. Auch für den Gleichrichter kann das unangenehm werden. Aber nur, wenn der Trafo zu "steif" und der Gleichrichter zu schwach ist. Dann fließt ein zu großer Surge-Strom. Manchmal ist im Datenblatt eine maximale Kapazität angegeben.
Wie war die Faustregel nochmal? 1000µF ungefähr pro Ampere
Kevin schrieb: > Wie war die Faustregel nochmal? > > 1000µF ungefähr pro Ampere 3000 µF, die 1000 stammen von BWLern.
nach meinen Erfahrungen reichen 2000µF, aber besser sind schon 3000 bis 4000µF, du hast ja keine großen Spannungsänderungen an dem Punkt bei dene es auch noch auf Geschwindigkeit ankommt
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Durch den 6V Trafo kannst du dir nicht mehr als 10% Ripplespannung und 5% Netzunterspannung (10% sind aber üblich) erlauben. Etwas Luft gäbe es, wenn du Schottkydioden als Gleichrichter verwendest. Die knapp 12000uF bewirken einen kleineren Stromflusswinkel im Trafo, der Strom zum Laden des Elkos fliesst kürzere Zeit, dafür mehr Strom, was den Trafo thermisch mehr belastet. Er wird mit 10VA (1.66A) also schon recht warm laufen, ein 1.8A Trafo wäre besser, allerdings liegt das nicht so weit auseionder daß es den Unterschied zwischen geht/geht nicht ausmacht, sondern nur auf die Lebensdauer geht. Luftig eingebaut kann da helfen.
>Auch für den Gleichrichter kann das unangenehm werden. >.... >Manchmal ist im Datenblatt eine maximale Kapazität angegeben. Ich habe mir mal ein Modell z.b. B250C7000 angeschaut aber laut Datenblatt* Seite 2 ist die maximale Größe des Ladekondesators 1500 µF was mich nun etwas verwirrt. Ist das der falsche Gleichrichter oder verstehe ich da etwas falsch? * http://www.datasheetcatalog.org/datasheets/150/232833_DS.pdf >5% Netzunterspannung (10% sind aber üblich) Wie kann man sich das vorstellen, sind da nur ein paar "Wellen" um max. 10% kleiner oder geht das über längere Zeit so? >wenn du Schottkydioden als Gleichrichter verwendest. Danach habe ich schon gesucht aber keinen Gleichrichter gefunden der mit Schottkys aufgebaut ist. Kannst du mir ein passendes Modell verraten? >Die knapp 12000uF bewirken einen kleineren Stromflusswinkel im Trafo, >der Strom zum Laden des Elkos fliesst kürzere Zeit, dafür mehr Strom, >was den Trafo thermisch mehr belastet. Ok, es sollte also funktionieren nur wird der Trafo "gut warm"... Durch den kleineren Stromflusswinkel kommt es aber nicht noch irgendwo zum Spannungsabfall den ich nicht bedacht habe wie z.b. Trafo Innenwiderstand oder der gleichn? Besten Dank schon mal e230
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> 6V AC * 1,414 = 8,48V DC - 2V (Gleichrichter) = 6,48V
Du machst, wie viele Andere auch, an dieser Stelle einen Fehler. Die
Durchlassspannung der Dioden muss natürlich VOR der "Spannungserhöhung"
durch die Spitzenwertgleichrichtung abgezogen werden. Außerdem
verringert sich die zur Verfügung stehende Spannungs-Zeit-Fläche durch
den Totbereich am Nulldurchgang stärker als nur durch eine kleinere
Trafospannung. Siehe rote und grüne Kurve im Anhang.
>Durch den kleineren Stromflusswinkel kommt es aber nicht noch irgendwo >zum Spannungsabfall den ich nicht bedacht habe wie z.b. Trafo >Innenwiderstand oder der gleichn? Doch, es passieren eben zusätzlich diese lästigen Sättigungseffekte. Ich habe schon mal einen Trafo gehabt, bei dem fortwährendes Vergrößern der Speicherkapazität zunächst hilfreich war und dann aber zu einem Wiederabsinken der Ladespannung geführt hat...
> oder geht das über längere Zeit so? Durchaus längere Zeit, es ist der maximale Widerstand der Hausinstallation bei maximaelm Strom, beispielsweise am Ende des 50m Verlängerungskabels an dem auch der Tauchsieder hängt, oder die maroden Aluleitung in einem Haus am Ende der Strasse bei dem der Mittelspannungstrafo nicht optimal angezapft wurde, aber der Stromversorger auch keienn Bock hat das zu ändern, weil es ja in der zulässigen Toleranz lliegt. > Kannst du mir ein passendes Modell verraten? Einzeldioden. > kommt es aber nicht noch irgendwo zum Spannungsabfall den ich nicht > bedacht habe wie z.b. Trafo Innenwiderstand oder der gleichn? Nur, durch en höheren Strom bei kurzem Stromflusswinkel fliesst mehr Strom durch die Trafowicklung, also ist der Spannungsabfall grösser, daher auch mehr Wärme im Trafo (als z.B. bei ohm'scher Last). Mir wird ganz schlecht wenn ich von den ganzen Kevins mmhs HHs hier lese, die alle in der Schule im Mathe prinzipell geschwänzt haben und nachrechnen für Teufelszeug halten, deren Leben aus Faustrechtregeln besteht, und die auf Grund mangelnder Lebenserfahrung nicht mal erkannt haben, daß kein 9V~ Trafo sondenr ein knapper 6V~ die 5V Versorgung liefern soll. So ein überflüssiger desinformierender Bullshit den die hier verbreiten, grauenhaft.
> Doch, es passieren eben zusätzlich diese lästigen Sättigungseffekte. > > Ich habe schon mal einen Trafo gehabt, bei dem fortwährendes Vergrößern > der Speicherkapazität zunächst hilfreich war und dann aber zu einem > Wiederabsinken der Ladespannung geführt hat... Eine Sättigung (jedenfalls eine magnetische des Kerns) tritt nicht auf, die Flussdichte nimmt bei Belastung sogar geringfügig ab. Aber der Spannungsabfall am Wicklungswiderstand steigt genau so wie du es beschreibst - bei zu großen Kapazitäten wird es wieder schlechter.
> Ich habe mir mal ein Modell z.b. B250C7000 angeschaut aber laut > Datenblatt* Seite 2 ist die maximale Größe des Ladekondesators 1500 µF > was mich nun etwas verwirrt. > Ist das der falsche Gleichrichter oder verstehe ich da etwas falsch? Die maximale Kapazität ist spannungsabhängig, bei 6V sind das deutlich mehr als 12000uF,. auch bei einem für 800V erlaubten Bückengleichrichter. Es wird, richtig, der Stromflusswinkel betrachtet, wenn der zu klein wird, kann der Gleichrichter nicht den aufgedruckten Strom tragen, sondern weniger. Er geht also nicht gleich kaputt, sondern man muß den Strom reduzieren, wenn man die Siebelkogrösse überschreitet. Kaputt geht er beim Einschalten durch den Ladestrom des Elkos. Da spielt aber der Trafoinnenwiderstand noch eine wesentliche Rolle, das Datenblatt des Gleichrichters kann den nicht mal schätzen. Dennoch legen aus diesem Grund professionelle Netzteilenetickler den Trafo so aus, daß die Spannung im Leerlauf maximal ist, so daß der Innenwiderstand möglichst gross ist, so daß diese Pulsstrombelastung möglichst gering bleibt - leider alles zu Lasten der Effizienz, also betreiben die Kostenverlagerung vom Hersteller zum Kunden.
>Mir wird ganz schlecht wenn ich von den ganzen Kevins mmhs HHs hier >lese,... Puh, da bin ich ja gerade noch mal davon gekommen...
Kai Klaas schrieb: > Puh, da bin ich ja gerade noch mal davon gekommen... Glückspilz :) MaWin schrieb: > Mir wird ganz schlecht wenn ich von den ganzen... Da hilft: http://www.youtube.com/watch?v=2DU_koU504w :) Brückengleichrichtung fürs Licht und angesetzte Spannungsverdopplung zur Gewinnung der 5 V für den Atmega wäre mein Lösungsvorschlag. Da braucht der Ladeelko nicht ganz so groß zu werden.
>Eine Sättigung (jedenfalls eine magnetische des Kerns) tritt nicht auf, >die Flussdichte nimmt bei Belastung sogar geringfügig ab. Aber der >Spannungsabfall am Wicklungswiderstand steigt genau so wie du es >beschreibst - bei zu großen Kapazitäten wird es wieder schlechter. Wenn man das Verhalten mit einem festen Wicklungswiderstand simuliert, findet man kein Wiederabsinken der Ladespannung bei fortwährender Vergrößerung der Speicherkapazität. Deswegen hatte ich von "Sättigungseffekten" gesprochen.
Erst einmal, vielen Dank an alle! >Durchlassspannung der Dioden muss natürlich VOR der "Spannungserhöhung" >durch die Spitzenwertgleichrichtung abgezogen werden. Das ändert die Sache natürlich komplett, mit einem Si-Gleichrichter schaffe ich die 5 Volt nie... Kann man zwei Gleichrichter parallel an den Trafo anschließen? Der Gedanke dahinter ist die ca. 20 mA für den OPV und Atmega aus einem zweiten Gleichrichter zu holen der dann natürlich viel weniger Spannungsverlust hat. >Einzeldioden. Ich finde nur Schottky-Dioden mit zu geringer Sperrspannung da mein "Bauteilschatz" ist sehr begrenzt ist. Kennst du eine mit passender Spannung die man bei den Versender findet die auch an Privat verkaufen?
Wie ist denn deine KSQ aufgebaut bzw. Wieviel Dropout benötigt sie? Lass Doch einfach mal ne Simulation laufen, dann siehst du ja welcher Spannungsripple sich einstellt bzw. Du kannst evtl. Auf den Surge Current schließen. Ingo
>Ich finde nur Schottky-Dioden mit zu geringer Sperrspannung da mein >"Bauteilschatz" ist sehr begrenzt ist. >... Sorry für meine doofe Antwort, das war zu viel Information für mein Hirn das ich gleich gedacht habe ich muss 230 Volt Gleichrichten. :D So langsam denke ich das es günstiger und weniger aufwendig für mich ist ein fertiges 5 Volt 4 Ampere China Schaltnetzteil für 10 Euro zu kaufen...
>> 6V AC * 1,414 = 8,48V DC - 2V (Gleichrichter) = 6,48V >Du machst, wie viele Andere auch, an dieser Stelle einen Fehler. Die >Durchlassspannung der Dioden muss natürlich VOR der "Spannungserhöhung" >durch die Spitzenwertgleichrichtung abgezogen werden. Nochmal zu dem Thema davor oder danach. Also ist es dann wie folgt richtig? 6V AC - 2V (Gleichrichter) = 4V AC * 1,414 = 5,66V DC Ich finde partout keine Seite wo es so beschrieben ist. Entweder haben alle falsch abgeschrieben und niemand per Oszi nachgemessen oder aber du liegst mit deiner Annahme flasch. So wie ich deine Simulation verstehe würde ich Dir ja recht geben aber was mich eben so stutzig macht ist das es 99% der Leute dann falsch machen. :)
> 6V AC - 2V (Gleichrichter) = 4V AC * 1,414 = 5,66V DC > Ich finde partout keine Seite wo es so beschrieben ist. Na vor dem Gleichrichter zieht man ja auch die Flusspannung der Dioden ab, 0.7V. Ob die nach dem Gleichrichter abzuziehenden 1V nun durch den Faktor 1.414 zu Stande kommen, oder durch den höheren Spannungsabfall bei grösserem Strom wegen kleinem Stromflusswinkel (1/10 der Zeit 10-facher Strom) ist dann letztlich egal. Zumindest ist das 1V in der Originalformel recht passend. Ebenso wird in der Originalformel nicht eingerechnet, daß Elkos auch Kapazitätstoleranzen nach unten haben (-20% sind nicht unüblich) und im Laufe der Zeit auch noch an Kapazität verlieren. Dafür wird ebenso ausser Acht gelassen, daß der Elko ja nicht 1/100 Sekunden sindern (bei 20% Stromflusswinkel) nur 0.8/100 Sekunden lang puffern muß. Das hebt sich beides recht passend gegeneinander auf. Wer eine ganze exakte Rechnung haben will, mit Trafoinnenwiderstand, Diodenkennlinie, Stromflusswinkel, muß eben per Spice simulieren.
>So wie ich deine Simulation verstehe würde ich Dir ja recht geben aber >was mich eben so stutzig macht ist das es 99% der Leute dann falsch >machen. :) Ich finde den ganzen Ansatz mit dem 6V Trafo falsch. Diese Spannung ist nun mal viel zu klein, um Netzunterspannungen abzufangen. Damit eine solche Schaltung richtig funktioniert, solltest du erhebliche Spannungsreserven einplanen und die fehlen hier einfach. Bei 10% Netzunterspannung hast du statt 6,5V nur noch 5,6V maximale Ladespannung. In einer Halbwelle entlädt sich dein Speicherelko selbst mit riesigem 10.000µF Elko um 1A x 10msec / 10.000µF = 1V. Also hast du bei 10%-Netzunterspannung nur noch 4,6V Spannung vor dem 5V-Regler! Industrieschaltungen werden übrigens so designed, daß sie 20% Netzunterspannung aushalten... Du brauchst also viel mehr Reserve in deinem Netzteil. Üblicherweise arbeitet man mit einer größeren Ladespannung am Elko, also mit einem Trafo größerer Sekundärspannung. Wenn aber relativ große Ströme beteiligt sind, steigt dann schnell die Verlustleistung. Deswegen geht man heutezutage oft einen ganz anderen Weg: Man arbeitet mit einer viel größeren Ladespannung von um die 20V...30V und setzt die Spannung dann mit einem Switcher auf 5V herunter. Es gibt auch Konstantstromquellen, die so arbeiten. Der Vorteil dieser Methode ist, daß du trafoseitig viel kleinere Sekundärströme hast und auch mit einem Elko viel kleinerer Kapazität auskommst. Außerdem verkraftet das Netzteil jetzt riesige Netzunterspannungen und die Verlustleistung schrumpft auf ein absolutes Minimum, wenn du einen effizienten Switcher einsetzt.
>Na vor dem Gleichrichter zieht man ja auch die Flusspannung >der Dioden ab, 0.7V. >Ob die nach dem Gleichrichter abzuziehenden 1V nun durch den >Faktor 1.414 zu Stande kommen ... Ach, so ist das gemeint. Ich habe bei der Formel immer gedacht wie praktisch die rechnen gleich mit der passenden Spannung die ich brauche, da bei 1A auch ca. 1V am Gleichrichterzweig abfallen... Wenn man so was in der Schule/Uni eingepaukt bekommt geht das natürlich viel leichter von der Hand aber in "selbst Studium" sieht man manchmal den typischen Wald vor lauter Bäumen nicht. Deshalb nochmals vielen Dank für die ausführlichen Erklärungen die nun einiges klarer werden lassen! >Ich finde den ganzen Ansatz mit dem 6V Trafo falsch. Diese Spannung ist >nun mal viel zu klein, um Netzunterspannungen abzufangen. Das habe ich nun auch gemerkt. :) >Du brauchst also viel mehr Reserve in deinem Netzteil. Wenn ich nun einen 9V 16VA Trafo nehme wie viel Prozent Rippelspannung soll man da veranschlagen? 10-20% oder voll ausreizen so das es gerade noch für den Spannungsregler reicht?
>Wenn ich nun einen 9V 16VA Trafo nehme wie viel Prozent Rippelspannung >soll man da veranschlagen? Wie sieht denn deine Konstantstromquelle aus? Was braucht die für eine Spannung?
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Der Shunt soll 1 Ohm haben, die Dioden sind 1n4148, R16 ist 10k Ohm. Der Darlington würde ich bei zu wenig "Restspannung" durch einen IRLZ34N Mosfet ersetzten. Der OPV Lm358 müsste bei 5V Versorgung 3,5 Volt am Ausgang bringen was sowohl für den Mosfet als auch auch für den Darlington reichen würde. >Was braucht die für eine Spannung? Mit dem Darlington sind es pi mal Daumen 1,5 Volt plus die 350 mV am Shunt. Der Mosfet braucht das er schalten kann ein bisschen Spannung ca. 0,5 Volt plus Shunt 350 mV. (3 LEDs á 350mA)
Edit: Glatt vergessen, die Grüne LED braucht von alle (RGB) die meiste Flussspannung. Laut Datenblatt sind das max. 4,2 Volt.
Wie viel Prozent Rippelspannung veranschlagt man so normalerweise in der Praxis? 10-20% oder voll ausreizen so das es gerade noch für den Spannungsregler reicht? Oder kann man das schlecht sagen da es auf den jeweiligen Trafo/Leistung ankommt? Könnte dazu bitte jemand noch etwas sagen, dann wäre auch mein Wissensdurst fürs erste gestillt. :)
ArnoR schrieb: >> 6V AC * 1,414 = 8,48V DC - 2V (Gleichrichter) = 6,48V > > Du machst, wie viele Andere auch, an dieser Stelle einen Fehler. Die > Durchlassspannung der Dioden muss natürlich VOR der "Spannungserhöhung" > durch die Spitzenwertgleichrichtung abgezogen werden. Wo kommt das her? Das verstehe ich nämlich nicht. Auch im Tietze (13. Auflage, um Seite 894) ist die Leerlaufspannung mit Brückengleichrichter beschrieben als
> Wo kommt das her?...
Hat MaWin doch oben schon erklärt. Vom Trafo geht die Spannung zuerst
durch die Dioden, die hat dann eine andere Höhe und einen anderen
Verlauf (Totbereich am Nulldurchgang) als die Trafospannung, erst danach
wird durch den Elko der Spitzenwert festgehalten.
Die andere (T/S-)Formel sagt dagegen aus, dass erst verlustlos und mit
sinusförmigem Verlauf der Spitzenwert ermittelt wird und dann 2Uf davon
abgezogen werden.
> Hat MaWin doch oben schon erklärt
Nein.
Ich habe gesagt, dß es egal sein kann, ob man glaubt daß auch die 0.7V
Diodenspannung mit 1.414 gerechnet wird, oder die Diodenspannung beim
10-fachen Strom (dann sind es auch 1V) verwendet wird, weil in beiden
Fällen ungefähr dasselbe rauskommt.
Nur 0.7V anzusetzen, ist halt erfahrungsgemäss zu wenig.
Neben dem Effekt daß durch den kleinen Stromflusswinkel also dem
deutlich höheren Strom mehr Spannungsabfall an der Diode auftritt, stört
auch noch, daß dieser höhere Strom zu einem stärkeren Spannungsabfall am
Widerstand des Drahtes der Wicklung im Trafo führt, als bei ohm'scher
RMS Belastung, genau in den interessanten Zeiten beim Scheitel der
Sinuskurve.
Wer es genau wissen will, soll simulieren, schon so ein simples Netzteil
ist weit schwieriger als alles was Leute je bedenken die kein
Elektrotechnikstudium hinter sich haben.
MaWin schrob: >....schon so ein simples Netzteil >ist weit schwieriger als alles was Leute je bedenken die kein >Elektrotechnikstudium hinter sich haben. Täusch Dich da mal nicht. Gerade Leute, die kein Studium hinter sich haben, aber dafür z.B. eine Ausbildung zum Energieelektroniker, wissen das genau so wie Du auch. Nur mal so am Rande.... MfG Paul
ArnoR schrieb: >> Wo kommt das her?... > > Hat MaWin doch oben schon erklärt. Vom Trafo geht die Spannung zuerst > durch die Dioden, die hat dann eine andere Höhe und einen anderen > Verlauf (Totbereich am Nulldurchgang) als die Trafospannung, erst danach > wird durch den Elko der Spitzenwert festgehalten. Das hat MaWin aber nicht gesagt. Der Faktor 1,41 hat ja auch mit dem Verlauf der Spannung erstmal nichts zu tun sondern damit, dass die '6 Volt' aus dem Trafo wohl ein Effektivwert sind und an der Gleichrichterbrücke etwa eine Sinusamplitude von 8,5 Volt ankommt. > Die andere (T/S-)Formel sagt dagegen aus, dass erst verlustlos und mit > sinusförmigem Verlauf der Spitzenwert ermittelt wird und dann 2Uf davon > abgezogen werden. Beide Formeln (die aus T/S und deine) kann ich schon deuten, aber deine ergibt für mich physikalisch keinen Sinn, das ist mein Problem. Ob die Dioden nun verlustlos sind oder nicht, sie müssten den 1,41-fachen Spannungseffektivwert tragen. Man könnte bei deiner Variante (Flusspannung vorher abziehen) eventuell argumentieren, dass du über die gleichgerichtete Leistung rechnest. Da würde es mir ja noch einleuchten, wäre aber vermutlich keine praktikable Auslegung des Transformators.
> Der Faktor 1,41 hat ja auch mit dem Verlauf der Spannung erstmal nichts > zu tun sondern damit, dass die '6 Volt' aus dem Trafo wohl ein > Effektivwert sind und an der Gleichrichterbrücke etwa eine > Sinusamplitude von 8,5 Volt ankommt. > Ob die Dioden nun verlustlos sind oder nicht, sie müssten den > 1,41-fachen Spannungseffektivwert tragen. Es geht hier nicht um die Sperrspannung, sondern um die Spannung nach Gleichrichtung und Glättung.
ArnoR schrieb: > Es geht hier nicht um die Sperrspannung, sondern um die Spannung nach > Gleichrichtung und Glättung. Die wird aber auch nicht richtiger davon, wenn man die Flussspannung der Dioden vom Effektivwert der Trafospannung abzieht. Und genau das möchte ich verstehen. Wenn ich einen Trafo mit einer effektiven Ausgangsspannung von 6V habe, liefert der 8,5V oder 17V Spitze-Spitze. Weil die sinusförmige Ausgangsspannung einen Crestfaktor von Wurzel(2)=1,41 hat. Wenn diese Spannung von 8,5V nun gleichgerichtet wird in einer Graetz-Brücke, so läd sie über zwei pn-Übergänge (Dioden) den Kondensator auf. An den Dioden fällt insgesamt zweimal die Flussspannung (sagen wir, typisch-ideell '0,7V') ab, also wird der Kondensator (mit vernachlässigbar kleinem Leckwiderstand) auf einen Endwert von 8,5V-1,4V=7,1V aufgeladen. Natürlich fällt zu Beginn des Ladevorganges noch Spannung an Zuleitungen und am Innenwiderstand des Trafos ab. Nach langer Zeit werden sich aber die 7,1V einstellen, sodern keine Last angeschlossen ist. Wo ist jetzt der Denkfehler, und warum würdest du die '1,4V' vom Effektivwert, also schon vor dem Crestfaktor, abziehen?
Sven P. schrieb: > Wo ist jetzt der Denkfehler, und warum würdest du die '1,4V' vom > Effektivwert, also schon vor dem Crestfaktor, abziehen? Damit man auf den praktisch eher zutreffenden Fall von ca. 2V Spannungsabfall durch den Brückengleichrichter in Nennbetrieb kommt. Warum hat MaWin oben ja schon ausführlich erklärt.
Trollversteher schrieb: > Sven P. schrieb: >> Wo ist jetzt der Denkfehler, und warum würdest du die '1,4V' vom >> Effektivwert, also schon vor dem Crestfaktor, abziehen? > > Damit man auf den praktisch eher zutreffenden Fall von ca. 2V > Spannungsabfall durch den Brückengleichrichter in Nennbetrieb kommt. > Warum hat MaWin oben ja schon ausführlich erklärt. Ja schon, aber damit wird die Rechnung doch nicht richtiger. Wenn über den Brücken mehr Spannung abfällt, wie du ja völlig zu Recht bemerkst -- die 0,7V pro Diode habe ich wegen des Wiedererkennungswertes genommen, dann schaue ich doch ins Datenblatt und korrigiere die Flussspannung entsprechend. Oder setze halt gleich praktikable Werte an. Stattdessen einfach den Crestfaktor zu missbrauchen ist doch physikalischer Blödsinn, oder? Ganz davon ab, dass dennoch einigermaßen realistische Werte dabei herauskommen.
> Stattdessen einfach den Crestfaktor zu missbrauchen ist doch > physikalischer Blödsinn, oder? Ja. > Ganz davon ab, dass dennoch einigermaßen realistische Werte > dabei herauskommen Wie willst du jemandem beibringen, der das richtige Ergebnis hat, daß sein Rechenweg falsch war ? Da ist der doch lernresistent.
>Wo ist jetzt der Denkfehler, und warum würdest du die '1,4V' vom >Effektivwert, also schon vor dem Crestfaktor, abziehen? Ist das alles wirklich so kompliziert??? Warum vertraust du fremden Rechnungen und Formeln mehr, als dem eigenen, gesunden Menschenverstand? >Damit man auf den praktisch eher zutreffenden Fall von ca. 2V >Spannungsabfall durch den Brückengleichrichter in Nennbetrieb kommt. Auf jeden! Pro Gleichrichterdiode 1V Spannungsabfall anzunehmen, ist absolut realistisch, weil durch den Gleichrichter praktisch immer große Impulsströme fließen. Aber diese ganzen schicken Rechnungen sind sowieso alle fragwürdig, weil man wegen der unvermeidlichen Netzspannungsschwankungen immer erhebliche Reserven vorsehen muß. Auch sollte man ganz genau abklären, was die Schaltung im Falle einer Netzunterspannung tatsächlich so macht...
Kai Klaas schrieb: >>Wo ist jetzt der Denkfehler, und warum würdest du die '1,4V' vom >>Effektivwert, also schon vor dem Crestfaktor, abziehen? > > Ist das alles wirklich so kompliziert??? Warum vertraust du fremden > Rechnungen und Formeln mehr, als dem eigenen, gesunden Menschenverstand? Ich gehe also davon aus, dass meine Überlegung richtig ist. Dass die Rechnungen fragwürdig sind, steht außer Frage. Ich habe aber eine Abneigung gegen Rechnerei, die irgendwie funktioniert. Auch an MaWin: Das ist ungefähr so, wie mit der Faustformel 'P = Wurzel(3)*U*I'. Bei mir ist der Groschen da auch nicht sofort gefallen und viele Leute fallen damit weiter gnadenlos auf die Schnauze, weil sie nicht verstehen, wo die Wurzel(3) herkommen. Von wegen, ja da wird halt aus U die verkettete Spannung errechnet...
Sven P. schrieb: > Stattdessen einfach den Crestfaktor zu missbrauchen ist doch > physikalischer Blödsinn, Ja natürlich ist es mathematisch völlig falsch, aber (Wie MaWin oben bemerkt hat) kommt halt in etwa das gleiche raus. Also nochmal zum Mitschreiben: Spannungsabfall bei 2 Wegegleichrichtung mit Si-Gleichrichter bei Nennlast: Erfahrungsgemäß 2V Rein mathematisch muss die Spannung vom Augenblickswert der Trafospannung während der tatsächlichen Ladephase des Ladeelkos abgezogen werden und hängt vom augenblicklich fliessenden Ladestrom ab. Zum schnellen überschlägigen Abschätzen kann man die 0,7V einfach vom Effektivwert abziehen, ader wahlweise 2V vom Spitzewert. genauer wirds wenn man die Daten von Gleichrichter, Trafo und Ladeelko hat und rechnet oder simuliert
>genauer wirds wenn man die Daten von Gleichrichter, Trafo und Ladeelko >hat und rechnet oder simuliert Wenn man deutlich unter dem Nennstrom bleibt, kann der oft unlineare Leerlaufspannungsfaktor voll zuschlagen. Das Ergebnis einer exakten Berechnung oder Simulation kann daher sehr bescheiden ausfallen...
Man kann es auch mit dem Rechnen übertreiben.... ;-) MfG Paul
Vor allem, wenn hier lustig der Leerlauf- und Lastfall durcheinander diskutiert wird!
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Ich habe jetzt die Schaltung so wie ich mir das vorstelle in einen Schaltplan gebannt. (siehe Anhang) Es wäre sehr nett wenn ihr euch das mal bitte anseht ob das so funktionieren kann. Datenblatt LEDs: http://files.hueyjann.tw/Hi-Power%20LED%200.5W-5W/1W%20High%20Power%20LED/HPB8-4xKx.pdf Für die Blaue und Grüne LED KSQ hab ich einen Mosfet gedacht da es sonst mit einem Darlington für die Flussspannung nicht reicht. Als Kühlkörper würde ich einen 11 K/W nehmen, damit sollte die Temperatur der Grünen LED bei max. 61 Grad sein. (25° Raumtemp.; 8% Wirkungsgrad) Dann nochmal zum Thema Trafo aber jetzt mit Schottkys. :) Ich hab mir als Diode die SB320 angesehen, bei 1 Ampere hat sie ca. 350mV. Wenn ich das mit dem 6 Volt 10 VA Trafo nun berechne sieht es gar nicht mehr so schlecht aus: (Hoffentlich mach ich das jetzt richtig. :D) 6V AC * 0,9 (Netztunterspannung) = 5,4V AC 5,4V AC - 0,7V (2x Schottkybrücke bei 1A) = 4,7V DC eff. 4,7V DC eff. * 1,414 = 6,646V DC spitze 6,65V - 5,3V = 1,35V (Der LP2950 brauch 300mV Drop bei 40mA Last) 1A * ( 0,01ms / 1,35V ) = ca. 7400 µF Damit sollte doch der Trafo nicht so heiß werden und bei Unterspannung auch noch laufen? MFG e230
> Ich habe jetzt die Schaltung so wie ich mir das vorstelle in einen > Schaltplan gebannt. Weitestgehend Unsinn. Warum einen bipolaren Transistor für ROR, wenn es dort auch derslebe MOSFET tut wie in den anderen Fällen ? Ein LM358 an 5V liefert nur 3.5V am Ausgang, das reicht nicht mal für den LogicLevel MOSFET wie IRLZ34. Es muß schon ein Rail-To-Rail-OpAmp sein wie TS914. Deine "Refrenzspannung" fr denn Sollstrom per Diode zu erzeugen ist schlecht und überflüssig es 3 mal zu tun. Der ATMega liefert schon an ARef eine viel bessere Referenzspannung, die kannst du mit dem verbleibenden OpAMp puffern und für deine Potis benutzen. 1/4 TS914 ARef --|+\ | >-+--10k--+-------+-------+ +--|-/ | | | | | | 10kPoti 10kPoti 10kPoti +-------+ | R | G | B > Ich hab mir als Diode die SB320 angesehen, bei 1 Ampere hat sie ca. > 350mV. Es zählt aber der Spannungsabfall beim Stromflusswinkel, bei deinen 7400uF besonders klein, von sagen wir 10%, also der 10-fache Strom, also 10A. Die (knapp über) 5V für die LEDs geht schon, aber 1V am 1 Ohm shunt für 1A zu verbraten, ist eher grosszügig. Nimm 0.5 oder 0.33 Ohm shunt. Und ganz entspannt wird die Schaltung, wenn du einen ATmega8L nimmst der mit 3.3V an einem LP2950-3.3 läuft, als MOSFETs 2.7V MOSFETs wie IRF7402, und als OpAmp eben Rail-To-Rail OpAmps wie TS914.
>Warum einen bipolaren Transistor für ROR, wenn es dort auch derslebe >MOSFET tut wie in den anderen Fällen ? Hatte noch nie mit Darlington und Mosfet zu tun und wollte zum messen und "testen" auch mal einen Darlington verbauen. >Ein LM358 an 5V liefert nur 3.5V am Ausgang, das reicht nicht mal für >den LogicLevel MOSFET wie IRLZ34. Dann hab ich das mit den MOSFETs doch noch nicht ganz verstanden... IRLZ34 kann doch bei 3,5Volt die der Lm358 (bei ca. 10mA) abgibt mehr als 10A bei bei 1 Volt Drain-Source schalten. Um meine 350mA zu regeln müsste das doch locker reichen. Als PWM Frequenz habe ich mir so 200Hz vorgestellt. Als Drain-Source spannung müsste doch 750mV ausreichen? 5,3V (Trafo) − 4,2V (Grüne LED max. Flussspannung) − 350mV (Shunt) = 750mV >Deine "Refrenzspannung" fr denn Sollstrom per Diode zu erzeugen ist >schlecht Gedacht ist mit meinem Multimeter per messung die Spannung am Poti je nach verwendeter LED (Hersteller) einstellbar zu machen. Ok Ok, der Atmega langweilt sich sowieso also könnte ich das ganze auch per Tiefpass und PWM machen... aber lassen wir das mal dahingestellt. >und überflüssig es 3 mal zu tun. Der ATMega liefert schon an >ARef eine viel bessere Referenzspannung, die kannst du mit dem >verbleibenden OpAMp puffern und für deine Potis benutzen. Hab ich mir beim Schaltplan zeichnen auch schon gedacht wie ich das am besten machen aber deine Lösung ist super. >Es zählt aber der Spannungsabfall beim Stromflusswinkel, bei deinen >7400uF besonders klein, von sagen wir 10%, also der 10-fache Strom, also >10A. Das ist ja echt schlimm... Trafos sind ein Teufelswerkzeug. :) Die 10A werden ja nur ganz kurz gezogen, wie soll man da dann die Flussspannung pro Diode abschätzen, statt 350mV? >Und ganz entspannt wird die Schaltung, wenn du einen ATmega8L nimmst der >mit 3.3V an einem LP2950-3.3 läuft Die 5 Volt mache ich nur das ich mal die LM358 weg bekomme. :) Die werden hier als Standard Ausstattung empfohlen... so ein altes Klump! Und dabei habe ich gerade hier den passenden einsatzzweck gesehen. MFG e230
> IRLZ34 kann doch bei 3,5Volt die der Lm358 (bei ca. 10mA) abgibt > mehr als 10A bei bei 1 Volt Drain-Source schalten. Nein. Du guckst auf ein "typisches" Diagramm, die Spannung kann aber im realen Fall um 1:2 abweichen, also von 2.4 bis 4.8V nötig sein um 10A fliessen zu lassen, wobei der MOSFET dabei noch so hochohmig ist, daß für die LED nichts mehr übrig bleibt, also mitnichten 0.1V Spannungsverlust. Du musst schon die Spannung nehmen, die hinter RDSonm @ steht, also 4V um auf 0.06 Ohm zu kommen (der Wert ist wenigstens getestet, alles unter 4V ist nicht getestet sondern Zufall).
e230 schrieb: > Ist das soweit richtig oder hab ich da einen Denkfehler? Du hast einen grundsätzlichen Denkfehler! Für eine PWM-Regelung kannst du keine ungeregelte Spannung nehmen. Da kannst du eine saubere Helligkeitskurve vergessen. Es ruckt und springt, je nachdem wieviel Last gerade ist. Und je größer dein C ist, desto schlimmer wird der Unterschied zwischen Vollast und wenig Last. Am besten keinen C, dann schlagen aber die 100Hz auf die LED durch. Setze ein Schaltnetzteil für die LED ein! Ich spreche aus eigener Erfahrung.
> Du hast einen grundsätzlichen Denkfehler! Und du hast was übersehen: Er regelt den Strom der LEDs, da muß er nicht noch auch die Versorgungsspannung regeln. Sicher funktioniert seine KSQ nicht mehr bei 50kHz PWM, aber er will 200Hz, da geht das schon.
Ich habe das nicht übersehen. Mindestens für mich kommt nur eine stabilisierte Spannung in Frage. Es hat mir mal viel Ärger bereitet. Vor allem, weil jetzt die Verfügbarkeit von Schaltnetzteilen sehr gut ist. Das Projekt wäre schon lange fertig.
Hallo e230, ich das Design ein wenig ungeschickt. Mein Vorschlag um deinen Ansatz noch zu retten und den ganzen Ärger zu umgehen wäre: - Bau dir den Brückengleichrichter händisch aus 4 Schottky-Dioden auf - Nimm 4,7mF direkt hinter der Brücke - Der LP29xx kommt damit klar, jeweils vorne und hinten 100nF + 100nF am Atmega und nochmal 47u zu den 5V - Verpass der LED-PWM einen Filter (L+Freilaufdiode)=> Du wirst die LED wahrscheinlich per n-Fet gegen Masse mit einer PWM takten? Schiebe noch eine Induktivität zw V+ und LED, dann eine Freilaufdiode von V+ hinter die LED und vor den FET. Bei 1A und 10kHz PWM sollte die Induktivität mindestens 330uH haben. Jetzt hast du das ganze mehr auf eine Stromregelung (ohne Feedback!) verlagert und solltest bessere Chancen auf ein flackerfreies Ergebnis haben, Ripple bei 100Hz auf V+ schlägt sich nicht so sehr nieder. Bitte beachte die maximal erlaubte Vorwärtsspannung deiner LED! Das ganze klingt ja eher nach einer Bastlerlösung... Besser wäre natürlich eine gesteuerte Stromquelle. Du kannst aber gerne noch einen Shunt einbauen, per OpAmp das Differenzsignal abgreifen, verstärken und einem ADC am Atmega zuführen. So könntest du sogar per Software-Regler den Strom einstellen. Bei beiden Lösungen solltest du mit 4,7mF auskommen, ohne dass sich der Trafo verabschiedet und ohne zu flackern.
>>Es zählt aber der Spannungsabfall beim Stromflusswinkel, bei deinen >>7400uF besonders klein, von sagen wir 10%, also der 10-fache Strom, also >>10A. >Die 10A werden ja nur ganz kurz gezogen, wie soll man da dann die >Flussspannung pro Diode abschätzen, statt 350mV? Ich hab mir ein paar Diagramme zum Thema Stromflusswinkel angesehen und glaube jetzt verstanden zu haben warum man den Spannungsabfall beim Stromflusswinkel nimmt: Der Kondensator muss in einer sehr kurzen Zeit (im Gegensatz zur gesamten "Welle") aufgeladen werden um das zu schaffen muss mehr Strom fließen was natürlich mehr Spannungsabfall an den Dioden produziert. Das wären dann bei 700mV bei 10A pro Zweig. Wie kann man eigentlich den Stromflusswinkel abschätzen/berechnen? >Du guckst auf ein "typisches" Diagramm, die Spannung kann aber im realen >Fall um 1:2 abweichen, also von 2.4 bis 4.8V nötig sein um 10A fliessen >zu lassen, wobei der MOSFET dabei noch so hochohmig ist, daß für die LED >nichts mehr übrig bleibt, also mitnichten 0.1V Spannungsverlust. Das es so große Schwankung gibt hätte ich nicht gedacht... Wenn ich also 4 Volt auf das Gate gebe, reicht dann dem MOSFET 0,1V Drain-Source Spannung aus? >Für eine PWM-Regelung kannst du keine ungeregelte Spannung nehmen. Da >kannst du eine saubere Helligkeitskurve vergessen. Es ruckt und springt, >je nachdem wieviel Last gerade ist. An was kann das liegen, regelt der OPV zu langsam den Strom nach und es gib so Helligkeits-peaks? Muss ich also ein Schaltnetzteil kaufen oder einen Spannungsregler einbauen, oder geht das bei meinen angestrebten 200 Hz auch ohne? >Nimm 4,7mF direkt hinter der Brücke >Der LP29xx kommt damit klar ~ 2V Drop, kann ich irgendwie nicht ganz glauben das, dass funktioniert. >Du wirst die LED wahrscheinlich per n-Fet gegen Masse mit einer PWM >takten? >... >Besser wäre natürlich eine gesteuerte Stromquelle. Meinen Schaltplan hast du schon gesehen? Beitrag "Re: 10 VA Trafo 15500µF Siebelko - zu viel?" MFG e230
> Muss ich also ein Schaltnetzteil kaufen Nein, natürlich nicht. Nur den LM358 gegen was besseres ersetzen wie TS914, falls du die IRLZ34 drinlässt (die etwas überdimensioniert sind, kleine SO8 MOSFETs wie IRF7401 täten es auch und kommen mit 2.7V aus, also mit dem was der LM358 liefert. Und halt den Aufwand reduzieren, in dem du die VRef des ATMega als Referenz verwendest, bei Einstellbarkeit nicht über 0.66V mit der Schaltung von oben. Falls hinterher wirklich noch ein Problem mit der Spannung auftritt (deine LEDs brauchen maximal 0.35V am shunt, 4.2V für die grüne LED, 0.01V für den MOSFET = 4.56V also weniger als der LM2950 am Eingang braucht also ist der Spannungsregler der limitierende Faktor in deiner Schaltung, kannst du ihm eine eigene gesiebte Versorgung zur Verfügung stellen +---|>|--+--+---- Spannung für LEDs | | | | +-|>|--+ 4700uF | | | +-----+ o--+ +-(-+-|>|-+---(---+----|2950 |--+-- 5V | | | | | | | +-----+ | S:S +-(-|>|-+ | | | | S:S | | | 1000uF | 1uF S:S | +-|<|-+ | | | | | | | | | | | | o--+ +-+---|<|-+---+---+-------+-----+-- GND Schottkys Deren Spannung am 1000uF ELko bricht nicht um 1.6V ein, sondern nur um 0.5V, was dir 1.5V mehr Luft gibt.
>falls du die IRLZ34 drinlässt (die etwas überdimensioniert sind Welche Verluste der MOSFET aushalten muss hatte ich nur ganz grob überschlagen und gedacht mit einem TO-220 Package gibt es keine Probleme... Bei der Roten LED muss der MOSFET 1,35 Watt verheizen, dabei wird der IRF7401 ~93° heiß (bei 25° Raumtemp). Kommt er damit auf länger Zeit klar oder geht die Lebensdauer dabei verloren? >also ist der Spannungsregler >der limitierende Faktor in deiner Schaltung, kannst du ihm >eine eigene gesiebte Versorgung zur Verfügung stellen Die Idee mit zwei Gleichrichtern hatte ich "ein paar" Beiträge weiter oben auch schon, scheint irgendwie untergegangen zu sein... aber den Gleichrichter mit zwei weiten Dioden anzuzapfen ist wirklich sehr geschickt! Die 4700µF finde ich fast ein bisschen zu klein in Bezug auf Unterspannung. Soll ich nicht lieber den Wert verdoppeln? ((6V*,9)-1,4V)*1,414-4,56V = 1,1V 1A*,01ms/1,1V = 9000µF MFG e230
> Kommt er damit auf länger Zeit klar Ja. > Soll ich nicht lieber den Wert verdoppeln? Nicht nötig. Falls du natürlich den 7000uF schon hast, könntest du den verwenden, bloss klingt 7000uF nur danach als ob man den errechnet hat, echte Elkos haben 6800uF.
Achsoja Du rechnest mit der Spannung normaler Silizium-Dioden > (6V*0,9*1,414-1V-1V-4,56V = 1,1V Schottkys (SB140 bei 10A): > (6V*0,9*1,414-0.7V-0.7V-4,56V = 1,68V > 1A*,01ms/1,68V = 5952µF
Danke für den Denkanstoß, dass beste dabei ist immer wie es "klick" macht und es alles ein Stück klarer wird... Das war immer noch ein Problem mit "Davor oder Danach die Spannung abziehen", aber es ist klar, die 0,7V pro Schottky-Zweig müssen vom Spitzenwert abgezogen werden und nicht vom Effektivwert. Eines würde mich noch interessieren und zwar wie man den Stromflusswinkel ungefähr abschätzen kann? Also z.b. wenn ich statt dem 6V Trafo einen mit 9V nehme. Abschließend möchte ich Dir nochmals recht herzlich danken das Du so viel Geduld aufgebracht hast mir das zu erklären! MFG e230
> zwar wie man den Stromflusswinkel ungefähr abschätzen kann?
So viel, wie der Elko pro Halbwelle an Spannung verliert,
muß in der kürzeren ´Zeit auch wieder hineingeladen werden.
Wenn also 10% Ripple vorliegen (Elko entlädt sich von 6V auf 5.4V),
dann ist die Elkospannung meistens über der Trafospannung, und er
wird nur 10% der 100 Millisekunden (Stromflusswinkel 18 Grad)
nachgeladen mit 10-fachem Strom.
Das ist eine Schätzung, die die Sinuskurve als Dreieck interpoliert,
aber wer es noch genauer haben will, soll per Spice simulieren.
Schon mal dran gedacht, dass der Controller auch mit 3.3V läuft? Als KSQ kannst Du auch zwei Transistoren nehmen, die Du direkt mit dem µC-Pin steuerst. Die Spannung für die LEDs muss natürlich nicht geregelt werden. Da die LEDs den Kondensator am meisten entladen, kannst Du auch für den µC über 2 Dioden einen zweiten Kondensator laden, an dem der Spannungsregler hängt. Der muss dann nur 100µ haben, weil ja nur ein paar mA gesiebt werden müssen.
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