Hallo,
ich habe mit dem LM2736 von Texas einen DC-DC-Regler aufgebaut, der mir
12 V Eingang in 5 V Ausgangsspannung wandelt. Datenblatt:
http://www.ti.com/lit/ds/symlink/lm2736.pdf
Der Regler hat eine Schaltfrequenz von ca. 1,5 MHz.
So lange der Regler stärker belastet wird (beispielsweise 18 Ohm -> ca.
280 mA), sieht der Ausgang sauber aus. Rauschen mit 5 mV Amplitude (was
zum Großteil dann auch noch UKW-Sender sind, die der Tastkopf einfängt)
Reduziere ich die Last, habe ich auf einmal massiven Sägezahn
überlagert.
Beispiel: bei 180 Ohm Last ein Sägezahn mit Vpp = 400 mV und einer
Frequenz von knapp 70 Hz (siehe SCR12.PNG).
Wenn ich die Last noch weiter runterfahre, sinkt die Frequenz des
Sägezahns weiter. Bei 390 Ohm Last hat der Sägezahn eine Frequenz von
ca. 33 Hz (siehe SCR12.PNG).
Was genau sehe ich da, wo kommt diese niedrige Frequenz her? Klar, dass
die nicht wirklich weggefiltert wird.
Gruß und Danke für jeden hilfreichen Hinweis,
Thomas
Ohne nachgerechnet zu haben, erscheint mir die Induktivität L20 recht
hoch zu sein. In den Applikationsbeispielen im DB war sie immer unter
10µH. Hast du die 22µH nach dem Datenblatt berechnet?
Desweiteren: hast du eine ordentliches Layout? Kurze Wege der
Eingangsströme, IC und GND sowie des Schaltstromes über D, L und
Ausgangs-C nach GND? Siehe mal auf Lothar Millers Homepage nach.
Eventuell mal über R21 ein kleines C legen (um 1nF, ev. weniger).
Ausgangs-C ruhig mal verdoppeln.
bist du sicher, dass die niedrige Frequenz "echt" ist und du nicht
einfach einen Aliasing-Fehler betrachtest? Die Abtastrate bei deinen
Messungen beträgt nur 100kS/s, dein Signal hat Frequenzanteile im
MHz-Bereich. Da kann dich ein digitales Oszi schnell mal "belügen".
Dreh doch probeweise mal die Abtastrate deutlich nach oben (Aquire ->
Waveform Rate -> Max. Sample Rate) und schau nach, ob das
niederfrequente Signal immer noch gleich ausschaut.
schöne Grüße
Achim
Achim S. schrieb:> bist du sicher, dass die niedrige Frequenz "echt" ist und du nicht> einfach einen Aliasing-Fehler betrachtest?
Hmm, sollte ein Oszi nicht ein Antialiasing-Filter haben?
Gruss
Harald
PS: Es lebe die Analogtechnik! :-)
@ Harald Wilhelms (wilhelms)
>Hmm, sollte ein Oszi nicht ein Antialiasing-Filter haben?
Die meisten haben keinen, wenn sie bei großen Zeitbasen arbeiten. Da
kann man sich prima veralbern lassen!
Hallo,
danke für eure Antworten!
Montag hatte ich das Glück, mit dem Hameg Digitaloszi messen zu können
und die Screenshots machen zu können. Im Moment muss ich mich aber mit
meinem alten Analogoszi Baujahr 1978 begnügen...die niedrigen Frequenzen
< 100 Hz sind aber auch hier zu sehen, Aliasing-Effekte kann ich also
definitiv ausschließen.
HildeK schrieb:> Ohne nachgerechnet zu haben, erscheint mir die Induktivität L20 recht> hoch zu sein. In den Applikationsbeispielen im DB war sie immer unter> 10µH. Hast du die 22µH nach dem Datenblatt berechnet?
Ja, die sind berechnet. Ich muss aber zugeben, dass ich die Rechnung
nicht zu 100% nachvollziehen kann.
Berechnet habe ich nach der Formel auf Seite 10 links oben (siehe Grafik
im Anhang) mit folgenden Werten:
Vo = Ausgangsspannung = 5 V
VD = Spannungsabfall an Diode = 0,4 V
Io = max. Strom für meinen Verwendungszweck = 300 mA
fs = Schaltreglerfrequenz = 1,6 MHz
r = Verhältnis von ripple current zu Ausgangsstrom = 0,3 (empfohlener
Wert aus Datenblatt)
D = Duty Cycle = Vo / Vin = 0,42
Mit den Werten erhalte ich L = 21,75 µH.
> Desweiteren: hast du eine ordentliches Layout? Kurze Wege der> Eingangsströme, IC und GND sowie des Schaltstromes über D, L und> Ausgangs-C nach GND? Siehe mal auf Lothar Millers Homepage nach.
Ich hänge das Layout einfach mal an. Die Tipps von Lothar Miller kenne
ich und ich habe mich (soweit ich das als Nicht-Profi beurteilen kann)
auch danach gerichtet.
> Eventuell mal über R21 ein kleines C legen (um 1nF, ev. weniger).
Das hat leider nicht direkt etwas gebracht (getestet: 33 pF, 220 pF, 1
nF), aber dabei ist mir was interessantes aufgefallen: Wenn ich bei
einer Last von 180 Ohm* mit dem Kondensatorbeinchen oder auch nur einer
Pinzette an den Feedback-Pin tappe, verschwindet der Sägezahn und die
Ausgangsspannung ist sauber (und bleibt sauber, auch wenn ich die
Pinzette wieder wegnehme). Erst wenn ich die Eingangsspannung aus- und
wieder einschalte, ist der Sägezahn wieder da.
Bei einer Last von 390 Ohm* ist das alles der Schaltung aber völlig egal
und der Sägezahn bleibt.
* Ich muss noch dazu sagen, dass die LED und der zugehörige
Vorwiderstand R23 bisher nicht bestückt sind.
> Ausgangs-C ruhig mal verdoppeln.
Das habe ich noch nicht getestet, da meine 10µ-Kerkos anscheinend alle
sind. Du meinst doch C24, richtig?
Gruß,
Thomas
@ alerte (Gast)
> layout.png
Hast du die Masern? Man kann es auch übertreiben mit den VIAs.
>meinem alten Analogoszi Baujahr 1978 begnügen...die niedrigen Frequenzen>< 100 Hz sind aber auch hier zu sehen, Aliasing-Effekte kann ich also>definitiv ausschließen.
Klingt nach Reglerinstabilität.
>Ich hänge das Layout einfach mal an. Die Tipps von Lothar Miller kenne>ich und ich habe mich (soweit ich das als Nicht-Profi beurteilen kann)>auch danach gerichtet.
Naja, jain. Aber am Schaltregler ist gefühlt zuviel Masse, das ist hier
kontraproduktiv, dort macht man besser sternförmige Leitungsführung.
Falk Brunner schrieb:> Hast du die Masern? Man kann es auch übertreiben mit den VIAs.
Wenn ich meine Platinen selber ätzen würde wären es sicher weniger
geworden, aber die Platine habe ich bei fertigen lassen (bei Itead). Da
sich das also vom Preis her nichts tut dachte ich mir lieber eins mehr
als eins zu wenig.
>>Ich hänge das Layout einfach mal an. Die Tipps von Lothar Miller kenne>>ich und ich habe mich (soweit ich das als Nicht-Profi beurteilen kann)>>auch danach gerichtet.>> Naja, jain. Aber am Schaltregler ist gefühlt zuviel Masse, das ist hier> kontraproduktiv, dort macht man besser sternförmige Leitungsführung.
Zugegeben, ich bin kein Experte. Ich hatte mich daher auch am Layout für
das Demoboard orientiert (https://www.national.com/an/AN/AN-1418.pdf).
Das Board ist zwar vierlagig, aber nutzt für GND auch eine Plane anstatt
sternförmiger Führung.
Kann denn da was einkoppeln, weshalb du eher davon abrätst?
> Klingt nach Reglerinstabilität.
Ja, da schwingt wohl was. Ich habe jetzt mal am Boost-Pin gemessen, d.h.
vor der Diode D20. Im funktionierenden Zustand sehe ich dort die
Schaltvorgänge (also kontinuierlich 1,6 MHz PWM mit bestimmtem Duty
Cycle, der mir gefiltert meine 5 V bringt).
Das Foto zeigt den fehlerhaften Zustand mit 180 Ohm Last. Ich habe die
Zeitachse etwas hochgedreht, so dass das 1,6 MHz Rechteck/PWM nicht mehr
zu erkennen ist. Dieser schmale Peak ist die PWM (ist ansich auch schon
unsauber). Recht schnell bricht die PWM dann ab (!!) und die Spannung
sinkt. Gut 14 ms später wiederholt sich dies wieder (da sind also wieder
meine 70 Hz aus dem Startbeitrag). Wie das zustande kommen kann dass die
PWM abbricht, ist mir noch nicht wirklich klar.
Hat das rückgeführte Signal (Feedback) zu viel Phasenverschiebung? Aber
wieso ist das Schwingen dann Lastabhängig?
Ich würde mal dein Panikfilter am Ausgang abklemmen und dann mal messen.
Auch wenn die hinter der Rückführung liegen, können die nette Effekte
mit dem Phasengang machen. Einfach L21 rausnehmen.
weißt du.... du bist typisch kerl^^
Schau doch mal nicht nur aus äußere, sondern auch was in der Schaltung
passiert ;-)
Im Klartext:
die PWM hört ja nur auf, wenn am Feedbackpin eine zu hohe Spannung
anliegt -> schau doch mal, ob dort die Spannung auch zusammenbricht,
oder ob die in den Ruhepausen konstant bleibt...
desweiteren hast du einen PI-Filter zum glätten an deine
Ausgangsspannung gehängt.... und zwar unsymmetrisch!
Ich hab davon keine rechte Ahnung, dennoch hab ich da ein komisches
Bauchgefühl...
Es kann auf der einen Seite eine recht hohe Frequenz rein, die auf der
anderen Seite nicht wieder rauskann -> wo geht die Energie hin?? Nicht
dass du dort nen Schwingkreis erzeugst, der deinen Feedbackpin mit Strom
versorgt... während dein Ausgang zusammenbricht....
bei 1.6MHz ist so ein Filter auch eine ganz schön übertriebene
Angelegenheit. (nicht meckern . klar ist das ansichtssache -> aber
1mF??)
Ich würde mal die 22uH Spule raushauen und die spannung dort abgreifen.
die 10u als Blockkondensator sollte auch unter Last eine recht
"konstante" Ausgangsspannung ergeben.... (für testzwecke)
Schau doch mal, ob das Lastverhalten dann immernoch so unerklärlich
ist...
alerte schrieb:> Ich hänge das Layout einfach mal an. Die Tipps von Lothar Miller kenne> ich und ich habe mich (soweit ich das als Nicht-Profi beurteilen kann)> auch danach gerichtet.
Ja, sieht soweit nicht schlecht aus. Wo führst du die Eingangsspannung,
speziell den GND der speisenden Quelle zu? Meine Empfehlung wäre da
zwischen den beiden Cs C21 und C24.
> Das habe ich noch nicht getestet, da meine 10µ-Kerkos anscheinend alle> sind. Du meinst doch C24, richtig?
Ja, den meinte ich. Vielleicht auch mal halbieren.
Ich würde testweise auch die L20 mal halbieren. Trotz Rechenergebnis.
... schrieb:> desweiteren hast du einen PI-Filter zum glätten an deine> Ausgangsspannung gehängt.... und zwar unsymmetrisch!> Ich hab davon keine rechte Ahnung, dennoch hab ich da ein komisches> Bauchgefühl...
Das müsste m.E. schon zulässig und o.k. sein. Auch unsymmetrisch ist
korrekt. Was denn sonst hier? Gerade die Spule L21 trennt den Rest der
Kapazitäten vom Regler ab. Manche mögen es nicht, wenn zuviel C am
Ausgang dran ist, weil dieses auch in die Regelung eingeht.
Hallo Thomas.
> Reduziere ich die Last, habe ich auf einmal massiven Sägezahn> überlagert.> Beispiel: bei 180 Ohm Last ein Sägezahn mit Vpp = 400 mV und einer> Frequenz von knapp 70 Hz (siehe SCR12.PNG).>> Wenn ich die Last noch weiter runterfahre, sinkt die Frequenz des> Sägezahns weiter. Bei 390 Ohm Last hat der Sägezahn eine Frequenz von> ca. 33 Hz (siehe SCR12.PNG).>>> Was genau sehe ich da, wo kommt diese niedrige Frequenz her? Klar, dass> die nicht wirklich weggefiltert wird.>
Nach meiner Vermutung hast Du ein Problem aus einer Kombination von
Hysterese der Spannungsmessung am Ausgang und der Mindest(?)-Leistung,
die Dein Schaltregler liefert.
Du hast eine Mindestleistung des Schaltreglers bedingt durch die
kürztmögliche Einschaltdauer des Schaltreglers (die Drossel hat
natürlich auch großen Einfluss). Bei kleiner Last fließt mehr Energie in
das System als abgenommen wird. Also steigt Deine Spannung und
irgendwann sagt Deine Überspannungsabschaltung (OVP-Comparator im
Blockschaltbild) das jetzt genug ist. Der Schaltregler setzt ganz aus,
und Deine Spannung fällt jetzt
wegen der noch vorhandenen Last. Mit einer gewissen Hysterese gibt jetzt
die Überspannungsabschaltung wieder frei, und der Schaltregler läuft
wieder los. Und die Spannung steigt wieder an.....
Was mich stutzig macht, ist, das Dein Sägezahn sehr sauber ist. Bei den
unterschiedlichen Frequenzen hat er die gleiche Spannung in den Spitzen.
Das sieht nicht nach wildem Schwingen aus, irgendeine Regelung greift
noch, auch wenn sie nicht das macht, was Du gerne hättest.
Auch die Rampe ist schön linear, was bedeutet, dass der Schaltregler in
dem Falle als "Konstantstromquelle" arbeitet...ein Indiz, dass er mit
fast fixen Zeiten arbeitet.
Denk mal darüber nach, das ein Schaltregler seine Leistung immer nur
Portionsweise übergeben kann, und das die Portionen in der Praxis nicht
beliebig groß, aber auch nicht beliebig klein werden können.
Der Regler hat auch eine Strombegrenzung, macht die Ärger?
Wo genau in der Schaltung hast Du eigentlich gemessen?
Was genau passiert, wenn Du Dich der Grenze, wo das "Schwingen"
einsetzt, ganz vorsichtig näherst (Last feinstufig verändern)?
Sieht die Annäherung von oben und unten gleich aus?
Was passiert, wenn Du die Last konstant hälst, aber die Eingangsspannung
variierst (in den zulässigen Grenzen)? Da der Regler versucht sich
anzupassen, ist das Timing u.U. bei hoher Spannung ähnlich wie bei
kleiner Last und bei kleiner Spannung ähnlich wie bei großer Last, wenn
Dir nicht irgendwelche Lockouts in die Suppe spucken.
Um sicherzustellen, das L21 nicht schwingt, könntest Du L21 mit einer
Freilaufdiode direkt über den Anschlüssen versehen.
Was mich auch noch etwas misstrauisch macht, sind die Ein- und
Ausgangs-Drosseln FB20 und FB21. Ich hatte mal erhebliche Probleme mit
solchen Teilen, weil die verwechselt worden waren und die eingebauten
schon bei kleinen Strömen plötzlich in die Sättigung gingen...mit
erstaunlichen Effekten. z.B. könnte Dir irgendein Transient den
Unterspannungslockout triggern....
Um das festzustellen, könntest Du die Drosseln versuchsweise einfach mal
kurzschliessen oder mit einer garantiert sättigungsfreien Luftspule
ersetzten.
Mit freundlichem Gruß: Bernd Wiebus alias dl1eic
http://www.dl0dg.de
Hallo,
danke für Eure Antworten. Mir fehlt leider bis zum Wochenende die Zeit,
um da genauer drauf einzugehen und zu messen.
Ein paar Dinge habe ich heute noch hinbekommen zu messen:
Dass das Filter in Resonanz und die Schaltung davor versauen kann war
mir nicht klar. Ich habe L21 (und damit auch die komplette Filterung
dahinter) entfernt -> Am Problem ändert sich allerdings leider nichts.
Mit der Eingangsspannung bin ich in Schritten bis 6 V runter gegangen,
ohne einen spürbaren Unterschied am Verhalten das Ausgangsspannung für
verschiedene Lasten zu sehen.
Ich habe dann ein Poti als Last angeklemmt und auf Maximalwert = 2,2
kOhm gestellt, dann den Widerstand reduziert. Die Grenze von "geht
nicht" zu "geht" liegt bei etwa 80 - 90 Ohm (egal ob 6V, 8V, 10V oder
12V am Eingang). Anschließend konnte ich das Poti bei 8V, 10V und 12V am
Eingang voll aufdrehen (2k2) ohne das die PWM wieder ausgesetzt hätte.
Bei einer Eingangsspannung von 6V allerdings setzt die PWM beim
Hochdrehen des Potis bei 1,7 kOhm wieder aus.
Den Ausgangskondenator des Reglers (C24) habe ich halbiert bzw.
verdoppelt, ebenfalls ohne Erfolg.
Gemessen habe ich jeweils entweder am Ende oder, um die PWM zu sehen, am
Boost-Pin des Reglers.
Die Strombegrenzung des Reglers sollte da nicht in das Problem
reinspielen, laut Datenblatt ist er ausgelegt für 1,5A (und mein Problem
tritt ja gerade bei kleinen Strömen auf, so < 75 mA).
Für die anderen Ideen hat mir leider die Zeit bzw. das passende Bauteil
gefehlt. Dazu hoffentlich mehr am Wochenende! Danke nochmal für die
Ideen.
Gruß,
Thomas
Du hast nur 10µ am Ausgang, wahrscheinlich auch noch ne Keramik. Die
470µ Elkos sind für den Ripplestrom dank der Spulen nicht relevant.
Schließ L21 kurz und beobachte das Ergebnis.
Der Schaltregler hat bei 1,5 Mhz 2 % minimale Einschaltzeit und eine
Übervoltschutzabschaltung von 10%. Klingelt es jetzt, warum der Sägezahn
ein du von 400mV hat. :-)
Ich bin doch heute zum Messen und Ausprobieren gekommen und bin
allmählich vollkommen ratlos. Inzwischen habe ich das hier alles
ausprobiert, quasi alles ohne wirkliche Auswirkungen:
- L22 (und damit den kompletten Filter) rausgenommen
- L22 kurzgeschlossen, damit haben dann auch C26 und C27 als Ausgangs-C
des Reglers gewirkt
- L22 halbiert
- Ein- bzw. Ausgangsdrosseln FB20 und FB21 kurzgeschlossen
- C24 (Kerko) halbiert, verdoppelt
- C24 durch Tantal ersetzt, verschiedene Größen ausprobiert (4,7 bis
100µ).
- C25 rausgenommen
- Zu C24 in Reihe einen Widerstand (10 Ohm) geschaltet, um den ESR
künstlich zu erhöhen
- Die Widerstände des Spannungsteilers um den Faktor 3 vergrößert und
verkleinert
- Am Eingang C20 und C21 entfernt, so dass dort nur noch C22 vorhanden
war
- Zu C22 in Reihe einen Widerstand (10 Ohm) geschaltet, um den ESR
künstlich zu erhöhen
- diverse Kondensatoren < 1nF parallel zu R21
- Kondensatoren 100nF...10uF parallel zu R22 direkt am Regler, um den
Peak wegzufiltern
- Sämtliche Bauteile bis einschließlich L21 getauscht, alle neuen RLC
mit Multimeter bzw. LC-Meter durchgemessen um Verwechslungen oder falsch
sortierte Bauteile auszuschließen
- Eingangsspannung aus Labornetzteil (kein Schaltnetzteil)
Langsam bin ich wirklich extrem gefrustet.
Liegt das Problem doch vielleicht am Layout?
noreplay schrieb:> Der Schaltregler hat bei 1,5 Mhz 2 % minimale Einschaltzeit und eine> Übervoltschutzabschaltung von 10%. Klingelt es jetzt, warum der Sägezahn> ein du von 400mV hat. :-)
Ich fühle mich, als ob ich ein Brett vor dem Kopf hätte...
Nein, es klingelt leider nicht. Wieso ist es klar, dass es 400 mV sind?
Was hat die minimale Einschaltzeit damit zu tun? Ich habe für die
eingestellten Spannungsverhältnisse einen Duty Cycle von 42%, damit
liege ich weit über den 2%.
Was ich auch verstehe ist, dass mir anscheinenend die
Übervoltschutzabschaltung reinspielt. Nur ist das ein Kreislauf, in dem
ich keinen Anfang finde. Sobald die PWM einschaltet gibt es einen Peak,
der die Übervoltschutzabschaltung auszulösen scheint, und damit die PWM
wieder abschaltet. Irgendwann ist die Spannung dann wieder in den 10%,
der Transistor schaltet durch = PWM startet wieder, und es beginnt
wieder von vorne.
alerte schrieb:> Was hat die minimale Einschaltzeit damit zu tun?
Was soll der Regler deiner Ansicht nach machen, wenn bis auf den
Spannungsteiler kein Strom am Ausgang fliesst? Jedes Mal wenn er
einschaltet pumpt der Ausgang etwas höher. Irgendwann zu hoch. Manche
Regler lassen dann Zyklen ganz aus (LM2674: minimum duty cycle 0%). Der
hier nicht. Das übersetzt sich dann in eine Mindestlast.
A. K. schrieb:> alerte schrieb:>> Was hat die minimale Einschaltzeit damit zu tun?>> Was soll der Regler deiner Ansicht nach machen, wenn bis auf den> Spannungsteiler kein Strom am Ausgang fliesst? Jedes Mal wenn er> einschaltet pumpt der Ausgang etwas höher. Irgendwann zu hoch. Manche> Regler lassen dann Zyklen ganz aus (LM2674: minimum duty cycle 0%). Der> hier nicht. Das übersetzt sich dann in eine Mindestlast.
Ich habe das Problem ja auch, wenn 100 Ohm am Ausgang hängen. Das sind
dann 50 mA und wären wohl eher viel als Mindestlast (?). Im Datenblatt
sind, auch für Vin = 12V / Vout = 5V Graphen für 10 mA Load Current.
Wie bestimme ich diese Mindestlast?
Bei 80 Ohm als Last habe ich im Übrigen noch eine saubere
Ausgangsspannung. Die PWM hat dann in etwa die 42% Duty Cycle, die sich
aus der Datenblattformel DC = Vout / Vin ergeben.
Wenn ich die Last verkleinere (also R_out größer mache), bleibt der Duty
Cycle gleich. Wenn ich die Last erhöhe, wird der Duty Cycle vielleicht
minimal kleiner, bis die PWM dann relativ schnell die "Aussetzer"
bekommt (ab 100...120 Ohm Last).
@ A. K. (prx)
>Was soll der Regler deiner Ansicht nach machen, wenn bis auf den>Spannungsteiler kein Strom am Ausgang fliesst? Jedes Mal wenn er>einschaltet pumpt der Ausgang etwas höher. Irgendwann zu hoch. Manche>Regler lassen dann Zyklen ganz aus (LM2674: minimum duty cycle 0%). Der>hier nicht. Das übersetzt sich dann in eine Mindestlast.
Nein, es ist ein Step Down Wandler, die pumpen sich nicht hoch, die sind
leerlauffest. Im Gegensatz zu Step Up, die sind ohne Regelung NICHT
leerlauffest. Im Datenblatt gibt es diverse Kurven, u.a. Effizenz, die
fangen bei 10mA an. Der IC kann sicher auch weniger. Das Problem liegt
woanders.
Jup!
So ist das nunmal - Dein Wandler geht in den Lückbetrieb bei kleiner
Last. Die Grenze zum Lückbetrieb kannst Du durch 2 Parameter
beeinflussen: Schaltfrequenz und Induktivität - siehe in Deiner Formel
oben (kannst Du ausrechnen, dann kommst du auf ~50mA, also 100 Ohm).
Je höher beides ist, desto kleiner ist der Strom, bei dem das Teil
lückt.
Wenn Du also weniger Strom benötigst, vergrößere die Drossel.
Viele Grüße,
Michael
Falk Brunner schrieb:> Nein, es ist ein Step Down Wandler, die pumpen sich nicht hoch, die sind> leerlauffest.
Unterhalb einer bestimmten Schwelle ist ein solcher Wandler im
discontinuous mode. Weshalb man jeden Zyklus getrennt betrachten kann.
Und im discontinous mode ist der duty cycle lastabhängig.
Bei einem minimum duty cycle grösser als 0 wird pro Zyklus ein über
ebendieser nicht unterschreitbaren Einschaltzeit, dem
Spannungsverhältnis und der Induktivität definiertes Mindestmass an
Energie in die Spule gepumpt. Dazu kommt, dass beim step down ebendieser
Strom in den Ausgang fliesst.
Wie kann also ein step down, der in jedem Zyklus eine Mindestzeit
einschaltet und keine Zyklen auslässt, leerlauffest sein?
@ A. K. (prx)
>Unterhalb einer bestimmten Schwelle ist ein solcher Wandler im>discontinuous mode. Weshalb man jeden Zyklus getrennt betrachten kann.>Und im discontinous mode ist der duty cycle lastabhängig.
OK, hast recht.
Michael schrieb:> So ist das nunmal - Dein Wandler geht in den Lückbetrieb bei kleiner> Last.
Wobei technisch etwas anders arbeitende Wandler wie der LM2674 damit
locker umgehen können. Die drehen im lückenden Betrieb erst den duty
cycle runter, und irgendwann die Frequenz bzw. lassen Zyklen aus. Der
LM2736 scheint hingegen schon bei Eintritt vom lückenden Betrieb
aufzugeben.
@ A. K. (prx)
>LM2736 scheint hingegen schon bei Eintritt vom lückenden Betrieb>aufzugeben.
Im Datenblatt steht nix von Lückbetrieb, aber viel von konstanter
Frequenz.
Nach dem Tip von Michael (danke für eure Antworten!) habe ich jetzt eine
Ringkernspule eingebaut. Durchmesser 2cm, Drahtdurchmesser 1mm, L = ca.
260 µH (vorher: 22 µH). Die Grenze "geht" zu "geht nicht" bleibt weiter
bei etwa 50 mA...zwischen 22µH und dem dicken Klopper habe ich leider im
Moment nichts hier.
Danke für die Erläuterungen A.K., das ist wohl die richtige Spur, die
ich weiter verfolgen muss.
Mich wundern nur zwei Dinge:
- dass der Mindeststrom in meinem Aufbau anscheinend 50 mA beträgt (wie
gesagt, das Datenblatt gibt z.B. Effizienzwerte für kleinere Ströme ab
10 mA an)
- dass der Duty Cycle mit einer Last kurz vor der Grenze zum Aussetzen
der PWM (~100 Ohm) noch weit mehr als 2% beträgt (geschätzte >30%,
gemessen am Boost-Pin). Wenn ich dich richtig verstanden habe, sollte
der Discontinious Mode doch erst ab der Schwelle beginnen, wo die
Minimum Duty Cycle-Begrenzung von 2% greift?
alerte schrieb:> der Discontinious Mode doch erst ab der Schwelle beginnen, wo die> Minimum Duty Cycle-Begrenzung von 2% greift?
Im contiuous mode ist Delta-I(L) nur von der Differenz der Spannungen
und der Induktivität abhängig. Mit der Last sinkt der mittlere
Spulenstrom.
Irgendwann wird bei sinkender Last I(L)min 0, das ist die Grenze zum
discontinuous mode. Im continuous mode ist der duty cycle nur vom
Verhältnis der Spannungen abhängig. Im discontinuous mode ist er auch
lastabhängig.
Der discontinuous mode setzt also ungefähr dort ein, wo es keine 42%
mehr sind.
PS: Zu den Begriffen: discontinuous mode = lückender Betrieb. Damit ist
kein Auslassen von Zyklen gemeint, sondern ein Absinken des Spulenstroms
auf 0 in jedem Zyklus.
A. K. schrieb:> Der discontinuous mode setzt also ungefähr dort ein, wo es keine 42%> mehr sind.A. K. schrieb:> PS: Zu den Begriffen: discontinuous mode = lückender Betrieb. Damit ist> kein Auslassen von Zyklen gemeint, sondern ein Absinken des Spulenstroms> auf 0 in jedem Zyklus.
Danke für die Erläuterungen! Für heute mache ich erstmal Schluss mit dem
Regler. Morgen oder Übermorgen geht es dann weiter.
A. K. schrieb:> Kann deren Kern 1,5MHz?
Daran könnte es scheitern, ich weiß nicht was dort für ein Kern
drinsteckt. Das Teil stammt aus irgendeinem ausgeschlachteten Gerät.
Vielleicht finde ich noch etwas definitiv taugliches mit höherer
Induktivität.
@ alerte (Gast)
>260 µH (vorher: 22 µH). Die Grenze "geht" zu "geht nicht" bleibt weiter>bei etwa 50 mA...
Hmm, da stimmt was nicht.
>der Discontinious Mode doch erst ab der Schwelle beginnen, wo die>Minimum Duty Cycle-Begrenzung von 2% greift?
Ja. Aber welchen Typ hast du denn nun? Den LM2736Y mit 550kHz oder den
LM2736X mit 1,6MHz?
Falk Brunner schrieb:> @ alerte (Gast)>>>260 µH (vorher: 22 µH). Die Grenze "geht" zu "geht nicht" bleibt weiter>>bei etwa 50 mA...>> Hmm, da stimmt was nicht.
Das war gestern auch nur auf die Schnelle ausprobiert, und wie gesagt
mit einer Spule von der ich nicht weiß, ob sie geeignet ist. Zumindest
wird sie schonmal warm.
>>der Discontinious Mode doch erst ab der Schwelle beginnen, wo die>>Minimum Duty Cycle-Begrenzung von 2% greift?>> Ja.
Da hatte A.K. geschrieben "Der discontinuous mode setzt also ungefähr
dort ein, wo es keine 42% mehr sind." Was ist richtig?
> Aber welchen Typ hast du denn nun? Den LM2736Y mit 550kHz oder den> LM2736X mit 1,6MHz?
Den LM2736X mit 1,6MHz!
alerte schrieb:> Da hatte A.K. geschrieben "Der discontinuous mode setzt also ungefähr> dort ein, wo es keine 42% mehr sind." Was ist richtig?
Siehe http://www.ti.com/lit/an/slva301/slva301.pdf
auf Seiten 6-8, sehr anschaulich ist die Grafik auf S.8.
CCM = continuous
DCM = discontinuous
http://schmidt-walter.eit.h-da.de/smps/abw_smps.html
Ue 12V, Ua 5V, Ia 0.05A, f = 800kHz, L = 44µH (Weil das tool nur bis
1MHz geht, darum halbe Frequenz und doppelte Induktivität).
Das ist kurz vor dem diskontinuierlichen Betrieb. Wenn man z.B. auf 5mA
im kontinuierlichen Betrieb runter will, muss L auf 440µH erhöht werden,
bei 1,6 Mhz demzufolge 220µH. Und die müssen dann aber eine
Resonanzfrequenz von deutlich über 1,6 MHz haben, ich sag mal 10MHz++
Kleiner Tip am Rande zur Dokumentation. In alter Zeit gab es mal
Praktikas, wo gelernt wurde, wie Versuchsreihen zu dokumentieren sind.
Im Post vom 10.07.2012 19:07 ist zwar ein interessanter Sachverhalt
dargestellt, aber man sieht weder Zeitbasis noch Höhe der Spannung noch
Nullpunkt.
Würde die Messung z.B. mal zwischen L20 und R21 machen um damit
Rückschlüsse auf mögliche Transienten auf den Feedback-Pin zu haben.
Weiterhin sind Spulen das A und O. Wenn ich schon unbekanntes
Kernmaterial höre, schalte ich automatisch ab, weil die Fehlersuche zur
munteren Raterunde degeneriert.
Danke für die beiden Links!
Laut Formel 7 in dem TI-Dokument beginnt der discontiniuous mode mit
meinen Bauteil- bzw. Spannungswerten unterhalb von 44 mA. Gemessen
spielt mein Regler unter ca. 50 mA verrückt, das deckt sich also.
Bis ca. 20 mA runter zu kommen würde mir schon reichen - d.h. ich schaue
mich jetzt mal um, ob ich da was mit 47 µH (oder größer) in der gleichen
Gehäuseform finde.
Danke nochmal für eure Hilfe! Allmählich werden mir ein paar Dinge klar,
über die ich mir vorher noch gar nicht bewusst war. Das ist zwar nicht
mein erster Schaltregler, aber bisher habe ich dank Anfängerglück wohl
immer zufällig gutmütigere Regler erwischt, die im discontiniuous mode
nicht gleich verrückt spielen.
noreply schrieb:> Kleiner Tip am Rande zur Dokumentation. In alter Zeit gab es mal> Praktikas, wo gelernt wurde, wie Versuchsreihen zu dokumentieren sind.> Im Post vom 10.07.2012 19:07 ist zwar ein interessanter Sachverhalt> dargestellt, aber man sieht weder Zeitbasis noch Höhe der Spannung noch> Nullpunkt.
Was die Zeitbasis betrifft steht etwas dazu im Text bzw. sie ist über
den Drehschalter abzulesen. Aber du hast natürlich trotzdem recht - was
ich mit dem Foto aber vor allem zeigen wollte, war das Abbrechen der
PWM.
> Würde die Messung z.B. mal zwischen L20 und R21 machen um damit> Rückschlüsse auf mögliche Transienten auf den Feedback-Pin zu haben.
Im Moment habe ich gerade alles abgebaut, aber dort hatte ich gestern
auch gemessen. Aus der Erinnerung: Im Endeffekt qualitativ das gleiche
Bild wie im Post vom 10.07.2012 19:07 eingestellt, nur das die
hochfrequenten PWM-Anteile weggefiltert wurden. Also immer dann, wenn
die PWM loslegt, ein sprunghafter Anstieg am Feedback-Pin (= Auslösen
der 10% Überspannungsabschaltung), der dann langsam abflacht.
> Weiterhin sind Spulen das A und O. Wenn ich schon unbekanntes> Kernmaterial höre, schalte ich automatisch ab, weil die Fehlersuche zur> munteren Raterunde degeneriert.
Das unbekannte Kernmaterial bezieht sich nur auf die 260 µH Spule, die
ich gestern mangels Alternative auf die Schnelle zum Test eingelötet
hatte. Die ursprünglichen 22µH sind definitiv geeignet.
alerte schrieb:> noreply schrieb:>>> Weiterhin sind Spulen das A und O. Wenn ich schon unbekanntes>> Kernmaterial höre, schalte ich automatisch ab, weil die Fehlersuche zur>> munteren Raterunde degeneriert.>> Das unbekannte Kernmaterial bezieht sich nur auf die 260 µH Spule, die> ich gestern mangels Alternative auf die Schnelle zum Test eingelötet> hatte. Die ursprünglichen 22µH sind definitiv geeignet.
Na dann ist ja alles im grünen Bereich und sollte funktionieren. ;-) Ist
das Kernmaterial N30 oder N87?
Btw. um zu helfen wäre die Spannung an LM2736, Pin6 im Fehlerfall schön.
Zeitbasis 1 us pro Kästchen und 2 Volt pro Kästchen. Aufnahme der PWM in
Aktion.
noreply schrieb:> Na dann ist ja alles im grünen Bereich und sollte funktionieren. ;-) Ist> das Kernmaterial N30 oder N87?
Das weiß ich nicht, Spule (also die bisherigen 22 µH) ist diese: Taiyo
Yuden NR6028T220M
http://de.mouser.com/Search/ProductDetail.aspx?qs=PzICbMaShUep/CviS5zO4A==> Btw. um zu helfen wäre die Spannung an LM2736, Pin6 im Fehlerfall schön.> Zeitbasis 1 us pro Kästchen und 2 Volt pro Kästchen. Aufnahme der PWM in> Aktion.
Die Messung macht mit meiner alten Möhre keinen Sinn, dafür müsste ich
nochmal das Digitalspeicheroszi bekommen.
Ingo schrieb:> Entweder habe ich es überlesen oder du hast es tatsächlich noch nicht> korrigiert: Die Bootstrap Diode muss an den Eingang...
Muss nicht, kann zwischen 2,5 und 5,5 V Ausgangsspannung auch vom
Ausgang abgegriffen werden. Siehe Figure 3 im Datenblatt - spart in
meinem Fall eine ansonsten nötige Zener-Diode.
@ Ingo (Gast)
>Entweder habe ich es überlesen oder du hast es tatsächlich noch nicht>korrigiert: Die Bootstrap Diode muss an den Eingang...
Nein. Datenblatt lesen. Bei 5V Ausgangsspannung ist das so OK, ja
geradezu nötig.
Also ich würde die Induktivität kritisch überprüfen. Die Induktivitäten
sind nur bei 100 khz angegeben. Macht so ziemlich jedes Kernmaterial
mit. Btw. N30 und N87 ist nicht geeignet. In Epcos Nomenklatur würde ich
M33 und K1 versuchen. Die verwendete Induktivität hat eine Grenzfrequenz
von 12 Mhz. Also bereits die 9te Harmonische sieht irgendwas, nur keine
Induktivität.:-) Wenn ich die Daten vom Post von 201207131637
durchrechne, verhält sich der Schaltregler, wie wenn er eine 8 uH Spule
sieht und das fast im Leerlauf.
Viel Glück noch.
noreplay schrieb:> Also ich würde die Induktivität kritisch überprüfen. Die Induktivitäten> sind nur bei 100 khz angegeben. Macht so ziemlich jedes Kernmaterial> mit. Btw. N30 und N87 ist nicht geeignet. In Epcos Nomenklatur würde ich> M33 und K1 versuchen. Die verwendete Induktivität hat eine Grenzfrequenz> von 12 Mhz. Also bereits die 9te Harmonische sieht irgendwas, nur keine> Induktivität.:-) Wenn ich die Daten vom Post von 201207131637> durchrechne, verhält sich der Schaltregler, wie wenn er eine 8 uH Spule> sieht und das fast im Leerlauf.>> Viel Glück noch.
Danke!
Leider bin ich erstmal an den Footprint der bisherigen Spule gebunden,
die Platine habe ich ja schon hier. Leider scheinen Spulen wie diese
(auch bei anderen Herstellern) alle nur bei 100 kHz gemessen zu werden -
jedenfalls habe ich auch bei einigen Stichproben bei Epcos, TDK,
Panasonic, Würth etc. keine weiteren Angaben gefunden.
Gibt es Daumenregeln, um welchen Faktor die Resonanzfrequenz der Spule
in etwa über der Schaltfrequenz liegen sollte? Vermutlich allgemein
schwer zu sagen, ohne die Flankensteilheit bzw. Frequenzanteile der
Harmonischen zu kennen :/
@Alerte
Würde mal den Vorschlag von Bernd Wiebus mit der Luftspule ausprobieren.
In den Frequenzbereich braucht man gar nicht mal so viele Windungen und
du hast eine Referenz.
Sonst mal die Typen von TDK im Datasheet vom Schaltregler bestellen. Bei
Mouser kostet der Typ fast das dreifache von deiner aktuell verwendeten
Spule. Die werden sich nicht nur den Namen bezahlen lassen. ;-)
Ich habe wohl >10k Platinen mit dem LM2736X draussen, der genau dasselbe
Anwendungsgebiet hat (12V->5V) und keinerlei Probleme. Die Spannung ist
einfach nur glatt, egal unter welchen Bedingungen. Spule ist eine ganz
normale Panasonic ELL6 mit 4u7, lief auf Anhieb. Allerdings habe ich die
Diode auch von den 12V aus auf Boost. Versuch erstmal das, bevor du die
exotischen Dinge ausprobierst.
Danke für eure Antworten, ich warte jetzt erstmal meine Bestellung ab.
Wenn es dann weiter Probleme gibt, kann ich mir immer noch weiter den
Kopf zerbrechen ;)
Hallo Georg A.
> Allerdings habe ich die> Diode auch von den 12V aus auf Boost. Versuch erstmal das, bevor du die> exotischen Dinge ausprobierst.
Das könnte durchaus im Zusammenhang stehen. Bei kleinen Strömen wird
weniger in Boost zurückgepumpt, und wenn die Spannung dort zu klein
wird, könnte die Treiberstufe blockieren, bis die Ausgangsspannung weit
genug gefallen ist, so das die Gesamtspannung über der Treiberstufe
wieder groß genug ist bzw. die Aufladung von Cboost aus der "internal
circuitry" die Spannung dort hoch genug getrieben hat.
Dann startet der Zyklus von neuem. Da jetzt die Ausgangskondensatoren
noch relativ leer sind, läuft der eigentliche Schaltreglerzyklus etliche
Zyklen, bevor er durch den "äußeren" Zyklus erneut gestoppt wird.
Vboost soll 1,6V (besser 2,5V) größer sein als Vsw, aber insgesammt soll
die Differenz von Vboost zu Vsw nicht größer sein als 5,5V
"When the LM2736 starts up, internal circuitry from the
BOOST pin supplies a maximum of 20mA to CBOOST. This
current charges CBOOST to a voltage sufficient to turn the
switch on. The BOOST pin will continue to source current to
CBOOST until the voltage at the feedback pin is greater than
1.18V. " (Im Datenblatt Seite 8 oben links)
Jedenfalls legt diese Passage nahe, das irgendein Mechanismus existiert,
der den Treiber abschaltet, wenn die Spannung über dem Treiber zu gering
wird, und entsprechend wieder einschaltet, wenn sie ausreichend ist. Ist
auch einsichtig, weil sonst der Schalttransistor wegen ungenügenden
Durchschaltens leicht überhitzen könnte.
Das könnte man testen, indem man Vboost mal provisorisch anhebt. Dabei
beachten, das eine maximale Differenzspannung von 5,5V nicht
überschritten wird. Diese Einschränkung erweist sich hier bei der
Fehlersuche als ausgesprochen lästig.....
Jedenfalls könnte dieser Mechanismus das Zweipunktregler ähnliche
Verhalten mit dem Sägezahn erklären. ;O)
Mit freundlichem Gruß: Bernd Wiebus alias dl1eic
http://www.dl0dg.de
Nachtrag zum Beitrag #2760217:
> "When the LM2736 starts up, internal circuitry from the> BOOST pin supplies a maximum of 20mA to CBOOST. This> current charges CBOOST to a voltage sufficient to turn the> switch on. The BOOST pin will continue to source current to> CBOOST until the voltage at the feedback pin is greater than> 1.18V. " (Im Datenblatt Seite 8 oben links)
Der letzte Satz könnte bedeuten, dass der Auflademechanismus von Cboost
auch erst dann wieder einsetzten wird, wenn die Feedbackspannung unter
1,18V gefallen ist.
Das könnte zusammen mit dem Spannungsteiler R21/R22 und einer gewissen
Zeitverzögerung zur Aufladung von Cboost, wärend der die
Ausgangsspannung noch weiter fällt, die untere Spannung des Sägezahnes
ergeben....irgendwo bei 4,4V über den dicken Daumen.
Leider ergibt sich aus den Oszillogrammen des TO keine Nullinie, um das
überprüfen zu können.
Mit freundlichem Gruß: Bernd Wiebus alias dl1eic
http://www.dl0dg.de
Hallo Falk, hallo Ingo.
>>Entweder habe ich es überlesen oder du hast es tatsächlich noch nicht>>korrigiert: Die Bootstrap Diode muss an den Eingang...>> Nein. Datenblatt lesen. Bei 5V Ausgangsspannung ist das so OK, ja> geradezu nötig.
Weder noch. IRGENDEINE Bootstrapschaltung muss an Vboost zum nötigen
Zeitpunkt die passende Spannung bereitstellen. Die zahlreichen
Schaltungsvarianten aus dem Datenblatt sind nun ein Versuch, das so
effizient und mit so wenig Bauteilen wie möglich in unterschiedlichen
Situationen hinzubekommen.
Das heisst nicht, das ich mir nicht in Grenzfällen mit der einen oder
anderen Schaltung doch noch ein Problem einhandelt.
Die Schaltungen aus Applikationen sind im allgemeinen als Beispiel
gedacht.
Diese Beispiele müssen durchaus kritisch hinterfragt werden und sind
eigentlich eher Anknüpfungspunkte für Inspiration und Kreativität. ;O)
"Chef, ich habe die Schaltung genau nach der Applikationsvorschrift
aufgebaut und sie geht trozdem nicht" ist meist eine ganz billige
Ausrede,
die nur bei sehr schlechten Vorgesetzten (dauerhaft) zieht. ;O)
Letztlich brauche ich eine funktionierende Schaltung, egal was in der
Applikation steht......am Selberdenken führt daher leider kein Weg
vorbei. ;O)
Mit freundlichem Gruß: Bernd Wiebus alias dl1eic
http://www.dl0dg.de
Hallo Bernd,
danke für deine ausführlichen Antworten!
Dank wenig Zeit (und leider auch fehlendem Grundlagenwissen) habe ich es
noch nicht ganz nachvollzogen. Ich habe in der Zwischenzeit leider auch
nicht viel ausprobieren können.
Bernd Wiebus schrieb:> Das könnte zusammen mit dem Spannungsteiler R21/R22 und einer gewissen> Zeitverzögerung zur Aufladung von Cboost, wärend der die> Ausgangsspannung noch weiter fällt, die untere Spannung des Sägezahnes> ergeben....irgendwo bei 4,4V über den dicken Daumen.
Der minimale Wert des Sägezahns liegt bei etwa 4,75 V (ca. 400 mVpp).
Da ich keine Z-Diode greifbar hatte, habe ich versucht die Spannung
VBoost (ca. 8 V) direkt aus dem Labornetzteil anzulegen. Das hat mir der
Regler übel genommen - damit habe ich leider beide IC's gekillt, die ich
da hatte. Sprich, im Moment ist leider erstmal Stillstand...
Auf einer Klopapierrolle habe ich mir eine Luftspule mit ca. 22 µH
gewickelt, die werde ich noch anstelle L20 ausprobieren, sobald ich
wieder neue LM2736 habe.
Gruß,
Thomas
alerte schrieb:> Da ich keine Z-Diode greifbar hatte, habe ich versucht die Spannung> VBoost (ca. 8 V) direkt aus dem Labornetzteil anzulegen.
Abgesichts der im Datasheet vermerkten abs max von 6V gegenüber dem
öfter mal auf ca. -0,5V liegenden Ausgang des ICs war das etwas "mutig".
alerte schrieb:> 8V auf Masse bezogen, also nur +3V bezogen auf die Ausgangsspannung des> Reglers (5V). Habe ich das im Datenblatt falsch verstanden?
Hast du. Der Bezugspunkt dieser Angabe von 6V ist der Pin SW, nicht die
Spannung am Ausgangskondensator. Und dieser Pin liegt in jedem
Schaltzyklus leicht im Negativen.
"Boost to SW Voltage: -0.5V to 6.0V"
PS: Auch die Spannung am Ausgangskondensator liegt anfangs bei 0V.
Danke, da habe ich auf jeden Fall wieder zu schnell etwas ausprobiert,
ohne das Datenblatt an der Stelle richtig zu lesen. Dabei habe ich das
Diagramm zu Vsw auf Seite 7 direkt vor mir gehabt :/
Die PWM an Vsw bewegt sich zwischen Vin (12V...15V in meinem Fall) und
ca. -0,5V. Wie ist denn dann so etwas möglich (Georg hat ja ebenfalls
von 12 auf 5V gewandelt):
Georg A. schrieb:> Ich habe wohl >10k Platinen mit dem LM2736X draussen, der genau dasselbe> Anwendungsgebiet hat (12V->5V) und keinerlei Probleme...> Allerdings habe ich die Diode auch von den 12V aus auf Boost. Versuch> erstmal das, bevor du die exotischen Dinge ausprobierst.
?
Entweder ich verletze die erste Regel: "VBoost needs to be at least 1.6V
greater than Vsw"
Oder ich verletze die zweite Regel: "Boost to SW Voltage: -0.5V to 6.0V"
Wenn du dir mal übergangsweise Cboost als 5V-Batterie denkst, dann wird
dir vielleicht klar, dass Vboost immer 5V über Vsw liegt. Genau das ist
der Sinn der Sache. Zu viel schiesst das IC ab, bei zu wenig schaltet
der Switch nicht durch.
Der Sinn der diversen Beschaltungsvarianten mit soundsoviel Dioden hier
und dort liegt nun darin, immer genug Vboost zu erzeugen, ohne die
Grenze ins Nirvana zu überschreiten.
Was mir grad auffällt wenn ich deine Schaltung mit den Beispielen im
Datasheet vergleiche: Du hast als Boost-Diode eine 1N5819 verwendet. In
den Beispielen sind das jedoch BAT54 oder 1N4148, also Dioden mit weit
geringeren Werten für Leckstrom und Sperrschichtkapazität. Ob das eine
Rolle spielen könnte?
Bernd Wiebus schrieb:> Der letzte Satz könnte bedeuten, dass der Auflademechanismus von Cboost> auch erst dann wieder einsetzten wird, wenn die Feedbackspannung unter> 1,18V gefallen ist.
Der Problemfall tritt nicht erst praktisch lastfrei ein, sondern schon
bei noch recht deutlicher Last. Da ist also immer noch ein permanentes
switchen deutlich oberhalb des minimum duty cycle aktiv, d.h. Cboost
wird in jedem Zyklus über die Boost-Diode aus der Ausgangsspannung
geladen. Sollte es zumindest, wenn das Ding im DCM nicht völlig gegen
die Wand fährt.
Solange an Cout mindestens 2-3V sind kann da nichts anbrennen, die
interne Ladeschaltung wird nicht benötigt. Interessant würde das erst
bei extremem DCM mit längeren Totalausfall von Schaltzyklen - so der
Regler das kann/macht, wogegen die Angabe des minimum duty cycle
spricht.
A. K. schrieb:> Was mir grad auffällt wenn ich deine Schaltung mit den Beispielen im> Datasheet vergleiche: Du hast als Boost-Diode eine 1N5819 verwendet. In> den Beispielen sind das jedoch BAT54 oder 1N4148, also Dioden mit weit> geringeren Werten für Leckstrom und Sperrschichtkapazität. Ob das eine> Rolle spielen könnte?
Ich habe die Schaltung auch (naja, grob) mit der Online-Simulation von
National (Webench: https://www.national.com/en/webench/index.html)
simuliert. Ich meine, die 1N5819 hätte ich daher.
Allerdings habe ich auch noch bedrahtete 1N4148 hier, das werde ich
damit dann auch testen, wenn die neuen Regler kommen.
Problem (sehr wahrscheinlich) gelöst, es liegt wohl tatsächlich an der
1N5819 als Boost-Diode: Ich habe die 1N5819 durch eine bedrahtete 1N4148
ersetzt und habe jetzt auch bei kleinen Lasten (getestet bis 2,5 mA)
eine stabile Ausgangsspannung.
Gleichzeitig habe ich auch mal den Vorschlag von Georg A. ausprobiert
und VBoost über Z-Dioden vom Eingang abgegriffen - in dem Fall läuft es
dann auch mit der 1N5819 als Boost-Diode problemlos.
Ich werde aber wohl trotzdem bei der 1N4148 bleiben und VBoost vom
Ausgang abgreifen, so brauche ich an der Platine nichts zu ändern.
Danke für die Idee, dass die Diode hier Probleme machen könnte - darauf
wäre ich sicher nicht gekommen!
