Hallo, ich würde gern einen 13.8V 5A Off-line Flyback-Converter mit ein paar Teilen, die noch so rum fliegen bauen. Ich habe mich daher mal an eine Simulation gemacht (Schaltplan im Anhang), und komme mit dem Snubber nicht so ganz zu Rande. Ich habe nur einen 600V FET und wenn der Koppelfaktor 1 ist (es gibt also keine Streuinduktivität) funktioniert das auch ganz Klasse (output_k1.png). Nehme ich jetzt einen Koppelfaktor von 0.99 ist die Uds in der Off-phase schon viel zu groß. Natürlich könnte ich den Widerstand im Snubber kleiner machen, dadurch würde aber die Verlustleistung im Snubberwiderstand (2.5W) weiter ansteigen. Für einen Koppelfaktor von 0.95 sieht es dann entsprechend schlimmer aus (output_k095.png) - Verlustleistung: 9W. Nun stellt sich mir drei Fragen: Wie realistisch ist das Simulationsergebnis? Ist der 600V FET ausreichend? Sollte ich lieber einen Eintaktdurchflusswandler bauen?
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> Wie realistisch ist das Simulationsergebnis?
Nicht ganz realistisch.
Nimm als V1 nicht so eine niederohmige Spannungsquelle,
sondern einen Elko (der Primärkreis-Siebelko) der über
einen Widerstand aus den 325V nachgeladen wird.
Dann ist es etwas realistischer.
Aber die Zahlen deuten schon an:
Man verwendet im SNT keine Trafos mit 5% Streuinduktivität
und man verheizt mehr als 2.5W im Snubber eines 70W Netzteils.
MaWin schrieb: > Man verwendet im SNT keine Trafos mit 5% Streuinduktivität Ich muss (werde, wollte) den Trafo selbst wickeln. Welche Streuinduktivität kann man da annehmen? Wenn ich die Sekundärseite(n) am Trafo kurzschliesse und dann an den Anschlüssen der Primärseite die Induktivität messe, messe ich die Streuinduktivität, richtig? Sagt zumindest Maxim http://pdfserv.maxim-ic.com/ge/ej/EJ41.pdf Seite 10, 2. Abschnitt.
@ ./. (Gast) >Ich muss (werde, wollte) den Trafo selbst wickeln. Welche >Streuinduktivität kann man da annehmen? Kommt sehr auf die Art der Wicklung und den Kern an. Pi mal Daumen würde ich 1% und weniger anstreben. >Wenn ich die Sekundärseite(n) am Trafo kurzschliesse und dann an den >Anschlüssen der Primärseite die Induktivität messe, messe ich die >Streuinduktivität, richtig? Ja.
@./. (Gast) >Nehme ich jetzt einen Koppelfaktor von 0.99 ist die Uds in der Off-phase >schon viel zu groß. Natürlich könnte ich den Widerstand im Snubber >kleiner machen, dadurch würde aber die Verlustleistung im >Snubberwiderstand (2.5W) weiter ansteigen. Nö. Der Widerstand wird nur von der Energie der Streuinduktivität gespeist, sonst nix. 12K sind IMO deutlich zuviel. Ich würde mal in Richtung 100 Ohm denken. >Wie realistisch ist das Simulationsergebnis? 95% Koppelfaktor ist zu schlecht. >Ist der 600V FET ausreichend? Ja. >Sollte ich lieber einen Eintaktdurchflusswandler bauen? Nein, für nicht mal 100W ist Sperrwandler schon OK. http://www.mikrocontroller.net/articles/Transformatoren_und_Spulen#Energiespeicherung_in_Magnetkernen
Falk Brunner schrieb: > 12K sind IMO deutlich zuviel. Ich würde mal in > Richtung 100 Ohm denken. Echt? Ich dachte eher zu wenig. Ich habe mit einer Anleitung aus dem Netz gerechnet (Link grad nicht zur Hand). Das ging auch über die Leistung, aber ich wusste nicht, was ich als Streuinduktivität annehmen sollte - jedenfalls bin ich bei ~22k gelandet. In einem kommerziellen 12V 1.5A Netzteil habe ich einen Snubber von 10n||75k gesehen, daher erschien mir mein Widerstand eher zu gering. Danke für die Tipps, ich werde noch ein wenig simulieren und dann wickeln und messen.
> 12K sind IMO deutlich zuviel. Ich würde mal in > Richtung 100 Ohm denken. IMHO sind 100 ohm für den RCD-Snubber Deines Flyback-converters zu niedrig. Ich denke, mal das ein guter Wert hier zwischen 10k und 33k liegt ( || 10n). Du musst aber aufpassen, dass sich die Spannung an Deinem RCD-Kondensator immer wieder abbaut und der C nicht ins Unermessliche geladen wird. Hier eine kleine Hilfe zum Dimensionieren des/der Snubber(s): http://space.ednchina.com/Upload/2009/10/27/c92ea580-f8ff-40b6-a4d7-819be4ca48b4.pdf Was für einen Kern gedenkst Du zu verwenden? Evtl. solltest Du einen Toroid in Betracht ziehen (da hier relativ simpel gute Kopplungsfaktoren zu realisieren sind). Was Du Ferner noch versuchen kannst: * Bremse den MOSFET (über Diode einschalten und über c.b. 12 Ohm ausschalten). Aber bedenke, du erhöst die Verluste im MOSFET! * Schnellere Sec. Diode Viel Erfolg!
Mir kommt das Wicklungs-Verhältnis am Übertrag sehr klein vor (ca. 1 : 3,3). Das hilft dir zwar, die Spannung am Mosfet niedrig zu halten, macht dafür aber sehr hohe Spannungen (> 100V) an der Schottky-Diode am Ausgang. Hast du dir mal die Spannung zwischen L3 und D1 angeschaut? Die 30V-Diode ist auf jeden Fall nicht geeignet. Ich würde das Übesetzungsverhältnis auf ungefär 1:10 einstellen; dann reicht am Ausgang eine 60V Diode. Allerdings wird damit die Ausgangsspannung auf ca. 140 V zur Primärseite transformiert; damit bleiben dir dann noch so ca. 150V Reserve für Überspannungsspitzen am Mosfet (bei Nenn-Eingangsspannung). Wenn am AC-Eingang 10% mehr anliegen, sind es nur noch 100V. > Ist der 600V FET ausreichend? Mit dem 600V-Typ ist der Spielraum relaitv gering, da muss alles genau passen. Mit einem 800V-Typ wird es deutlich einfacher, vor allem bei nicht-normalen Betriebsbedingungen (Kurzschluss, Überlast, Überspannung am Netz-Eingang, ...). Muss es unbedingt ein TL494 sein? Für Flyback ist ein TL3844 oder ähnliche deutlich besser geeignet. Durch die Current-Mode Regelung wird es damit auch wesentlich robuster gegen Überlast.
> Für Flyback ist ein TL3844 oder ähnliche deutlich besser geeignet Ich würde Dir den TL3845 (bzw TL2845) empfehlen, da sein DutyCycle auf 50% begrenzt ist, was beim DCM-Flyback durchaus von Vorteil ist. http://www.datasheetcatalog.org/datasheet/texasinstruments/tl3845.pdf Natürlich kommst Du aber auch mit dem momentanen Ansatz zum Ziel ;-) Schönen Gruß
Hans_Dampf schrieb: > Was für einen Kern gedenkst Du zu verwenden? Ich weiß nicht, was das für einer ist - ich kenne mich mit den Größen nicht aus. Ich werde den mal ausmessen. > Evtl. solltest Du einen Toroid in Betracht ziehen (da hier relativ > simpel gute Kopplungsfaktoren zu realisieren sind). Stimmt - ist aber auch schwer zu wickeln. Ich hab leider auch nur kleine Ringkerne da, die eher für Schaltregler im Niederspannungsbereich geeignet sind. Johannes E. schrieb: > Mir kommt das Wicklungs-Verhältnis am Übertrag sehr klein vor (ca. 1 : > 3,3). Ist 1:10 - zumindest sollte es das sein. Es wird doch über L_prim:L_sek eingestellt, oder? Johannes E. schrieb: > Das hilft dir zwar, die Spannung am Mosfet niedrig zu halten, Das war auch der Grund - Schmidt-Walter (http://schmidt-walter.eit.h-da.de/smps/smps.html) schlägt sogar 1:20 vor (bzw. 20:1). Johannes E. schrieb: > macht dafür aber sehr hohe Spannungen (> 100V) an der Schottky-Diode am > Ausgang. Hast du dir mal die Spannung zwischen L3 und D1 angeschaut? Nein, noch nicht. Danke für den Tipp. Johannes E. schrieb: > Mit dem 600V-Typ ist der Spielraum relaitv gering > Muss es unbedingt ein TL494 sein? Ja, leider ist es etwas knapp. Ich habe mir die Zielvorgabe gesetzt das Ding mit Teilen aus der Grabbelkiste zu basteln. Daher würde ich eher auf eine andere Topologie ausweichen - aber Falk meint das geht auch mit Flyback. Ich habe auch schon eine Cycle-by-Cycle Überstromabschaltung auf der Primärseite vorgesehen, die aber noch nicht dimensioniert ist. Ausserdem werde ich auch der Sekundärseite noch eine Überstromregelung (max. 4 bis 5A) einbauen. Nachdem ich den Vorschlag von MaWin umgesetzt habe die Netzgleichrichtung und den Elko mit zu simulieren umgesetzt habe (was schon etwas gebracht hat), werde ich mal die Verlustleistung im FET untersuchen. Kurze Zwischenfrage: Um den ESR zu Berechnen benutze ich die Frequenz des Schaltreglers, nicht die (gleichgerichtete) Netzfrequenz?
Hans_Dampf schrieb: > da sein DutyCycle auf > 50% begrenzt ist, was beim DCM-Flyback durchaus von Vorteil ist. Das geht mit dem TL494 auch - "OC" auf Vref legen.
@ ./. (Gast) >> Evtl. solltest Du einen Toroid in Betracht ziehen (da hier relativ >> simpel gute Kopplungsfaktoren zu realisieren sind). >Stimmt - ist aber auch schwer zu wickeln. Ich hab leider auch nur kleine >Ringkerne da, die eher für Schaltregler im Niederspannungsbereich >geeignet sind. Schalenkerne sind deutlch einfacher zu wickeln. Die Masse der Schaltregler nutzt auch KEINE Ringkerne. >> Mir kommt das Wicklungs-Verhältnis am Übertrag sehr klein vor (ca. 1 : >> 3,3). >Ist 1:10 - zumindest sollte es das sein. Es wird doch über L_prim:L_sek >eingestellt, oder? Oder. N1/N2 = Wurzel (L1/L2).
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So, ich habe mal alle (?) Vorschläge umgesetzt, und es ist tatsächlich besser geworden: - Primärseite nicht mit 325V und Ri = 0 simuliert sondern mit dem ESR des Glättungselkos. Ich habe gleich 'nen Gleichrichter und PTC mit simuliert. Einen 5W (5 - 10R) Widerstand habe ich auch schon gefunden, vielleicht benutze ich den an Stelle des PTC ... - Auf der Sekundärseite habe ich der Diode einen Snubber verpasst. Die Diode muss laut Simulation 60V ab - ich habe noch eine 200V Diode mit Soft recovery Charakterisitk gefunden. Laut einer Maxim AN soll soft recovery ja gar nicht mal schlecht sein. trr ist laut Datenblatt (BQ28E-200) mit 25ns bei 1A angegeben. Der Snubber ist nur so hingeraten, verbrät so 40mW unter Volllast. Den werde ich dann am aufgebauten Wandler dimensionieren müssen. -Spannungs- und Stromregelung auf der Sekundärseite mal so simuliert, wie es ungefähr werden soll. -Ich habe den duty cycle auf 50% begrenzt, fahre also den Wandler im DCM. Warum erzeugt das weniger Spannungsspitzen auf der Primärseite als der CCM? Mit den Massnahmen hatte ich genug Luft den R vom Snubber auf 20k hoch zu drehen - damit muss der nur noch 2W abkönnen und V_ds pendelt sich bei ca 500V maximal ein. Ausser bei schnellen Lastwechseln, speziell vom CC- in den CV-Modus (550V). Der FET IRFBC40 ist aber "Repetitive Avalanche Rated" von daher wird ab und zu etwas Überspannung nicht schaden. Eine thermische Rechnung oder gar eine Betrachtung der Avalanche-Energie habe ich nicht gemacht. Ob der Snubber in der Realität mehr als 2W weg schaffen muss, werde ich sehen. Vielleicht kann jemand noch etwas zu meinen Reglern sagen? Ich habe die "so hingeraten". Ich möchte mich ja schon länger in Regelungstechniktheorie (speziell Schaltregler) einlesen, komme aber einfach nicht dazu. Falls noch jemand ein Problem sieht: lasst es mich wissen. Um nicht so viele Bilder an zu hängen habe ich mal meine .asc Dateien angehangen, da kann jeder Interessierte selbst mal Simulationen fahren. Jetzt muss ich erstmal den Ferrit wieder kleben, der ist mir nämlich zerbrochen. Aber ich brauch ja eh einen Luftspalt ...
./. schrieb: > -Ich habe den duty cycle auf 50% begrenzt, fahre also den Wandler im > DCM. Das eine hat mit dem anderen aber nichts zu tun, man kann auch mit z.B. 40% Duty-Cycle im Continuous-Mode arbeiten. ./. schrieb: > Vielleicht kann jemand noch etwas zu meinen Reglern sagen? Ich habe die > "so hingeraten". Ich möchte mich ja schon länger in > Regelungstechniktheorie (speziell Schaltregler) einlesen, komme aber > einfach nicht dazu. Irgendwie hinraten funktioniert meistens nicht, du solltest dich schon etwas mit der Theorie beschäftigen. Falls du dazu Literatur suchst, kann ich das Buch "Switch-Mode Power Supplies" von Christophe Basso empfehlen, ist allerdings in Englisch geschrieben. Hast du sichergestellt, dass die Schaltung immer im DCM bleibt. Im CCM brauchst du vermutlich ein Typ-3 Kompensationsnetzwerk. Die Schaltung mit den beiden OPs ist etwas ungewöhnlich; normalerweise kann man den Strom ganz gut auf der Primärseite begrenzen. So eine Stromregelung auf der Sekundärseite ist nicht ganz einfach zu stabilisieren. Und dann würde ich die Widerstände R27 und R30 weglassen, dadurch wird die Berechnung der Regelschleife unnötig kompliziert. Die Schleifenverstärkung im proportionalen Bereich wird durch R1 und R2 bestimmt, da braucht man keine zusätzlichen Widerstände. Parallel zur Optokoppler-LED würde ich einen Widerstand schalten, sonst fließt durch R34 immer ein Strom, auch wenn die OPs komplett abregeln. Für was ist R34 eigentlich da? Lass den am besten auch weg. Und wo kommt eigentlich die 18V-Versorgung für den TL494 her? Üblicherweise macht man das mit einer zusätzlichen Wicklung auf dem Übertrager, so dass sich die Primärseite selber versorgt. ./. schrieb: > Um nicht so viele Bilder an zu hängen habe ich mal meine .asc Dateien > angehangen, da kann jeder Interessierte selbst mal Simulationen fahren. Mach besser ein Zip-File vom kompletten Verzeichnis (.raw-Files bitte vorher löschen), dann sind auch alle Subcircuits und Symbole (*.asy) dabei.
Johannes E. schrieb: > ./. schrieb: >> -Ich habe den duty cycle auf 50% begrenzt, fahre also den Wandler im >> DCM. > > Das eine hat mit dem anderen aber nichts zu tun, man kann auch mit z.B. > 40% Duty-Cycle im Continuous-Mode arbeiten. Ach, ich sehe gerade, beim Flyback bezieht sich der Mode auf den magnetischen Fluss. Funktioniert dass nicht, dass der Wandler im DCM bleibt, wenn er nur die Hälfte der Zeit an ist. Dann müsste ja die 2. Hälfte der Zeit reichen das ding wieder zu demagnetisieren. Wenn das nicht funktioniert, warum? Johannes E. schrieb: > Hast du sichergestellt, dass die Schaltung immer im DCM bleibt. Im CCM > brauchst du vermutlich ein Typ-3 Kompensationsnetzwerk. Nein. Wie gesagt, ich dachte das bezieht sich auf den Strom, nicht auf den Fluss. Wenn der Kern nicht vollständig demagnetisiert ist, sollte der Strom auf der Primärseite ziemlich schnell ziemlich groß werden. Dann sollte die (primärseitige) Überstromabschaltung greifen. Der Rest des Zyklus steht dann zur Demagnetisierung zur Verfügung. Wie die Regelung wohl aussieht, wenn der Wandler da hin- und herspringt? Hilft da noch etwas zusätzliche Deadtime? Johannes E. schrieb: > Falls du dazu Literatur suchst, kann > ich das Buch "Switch-Mode Power Supplies" von Christophe Basso > empfehlen, ist allerdings in Englisch geschrieben. Das fand ich in der Leseprobe nicht so verständlich. "Switching Power Supply Design" von Pressman fand ich einfacher für mich als Laien. Johannes E. schrieb: > Die Schaltung mit den beiden OPs ist etwas ungewöhnlich; normalerweise > kann man den Strom ganz gut auf der Primärseite begrenzen. So eine > Stromregelung auf der Sekundärseite ist nicht ganz einfach zu > stabilisieren. Ja, ich weiß. Die Sekundärspannung geht ja auch nur mit einem TL431. Die Strombegrenzung soll übrigens einstellbar sein - daher habe ich das vermutlich ohne nachdenken auf die Sekundärseite gepappt. Aber man kann ja einen zweiten Optokoppler nehmen um die Sollgröße auf die Primärseite bekommen. Wie sieht dann so eine primärseitige Strombegrenzung aus? Johannes E. schrieb: > Und dann würde ich die Widerstände R27 und R30 weglassen, dadurch wird > die Berechnung der Regelschleife unnötig kompliziert. Um den Gain zu begrenzen. Aber Recht hast du -> raus damit. Johannes E. schrieb: > Die > Schleifenverstärkung im proportionalen Bereich wird durch R1 und R2 > bestimmt, da braucht man keine zusätzlichen Widerstände. Sicher? Ich dachte R19/R12. Johannes E. schrieb: > Parallel zur Optokoppler-LED würde ich einen Widerstand schalten, sonst > fließt durch R34 immer ein Strom, auch wenn die OPs komplett abregeln. > Für was ist R34 eigentlich da? Lass den am besten auch weg. Das war meine Idee. Aber dafür ist ja die deadtime control viel besser ... Johannes E. schrieb: > Und wo kommt eigentlich die 18V-Versorgung für den TL494 her? > Üblicherweise macht man das mit einer zusätzlichen Wicklung auf dem > Übertrager, so dass sich die Primärseite selber versorgt. Jup, so war das angedacht. Ich hatte nur keine Lust das mit zu simulieren. Schon V2 ist sinnlos, weil im Modell des TL494 nur ein Widerstand (1GΩ?) gegen GND geschalten ist. Johannes E. schrieb: > Mach besser ein Zip-File vom kompletten Verzeichnis (.raw-Files bitte > vorher löschen), dann sind auch alle Subcircuits und Symbole (*.asy) > dabei. Oh. Ich hab die .asy vom TL494 vergessen. Da hätte auch eine .zip nichts genützt, die liegt nämlich im sym-Ordner vom LTSpice. Ich hoffe ich hab jetzt alles zusammen.
Wie wäre es denn mit einer Energierückgewinnungswicklung? (weiß nicht ob das schon genannt wurde...)
Hallo, ich habe jetzt einen Trafo gewickelt und auf einem Selbstbau-L-Meter mal die Streuinduktivität gemessen. Ich traue den Messwerten nicht ganz, aber das Verhältnis von Primärinduktivität zu Streuinduktivität sollte ja stimmen. Das Beträgt 3.5%, ist also etwas hoch. Ich hoffe hier kann mir jemand Tipps geben, mit welchem Wickelschema ich die Streuinduktivität weiter reduzieren kann. Ich benutze einen EFD25 Kern aus N87-Material mit 0,5mm Luftspalt. . Primär habe ich 3 Lagen à 29 Windungen aufgebracht (=87 Windungen), orthozyklisch gewickelt. . Darauf habe ich 4 Windungen (4 parallele Drähte) als sekundäre Wicklung aufgebracht. . "Dazwischen" (durch Iso-folie getrennt) liegt die Hilfswicklung für die Versorgung des PWM-Chips auf der HV-Seite mit ebenfalls 4 Windungen. Die sekundäre Wicklung ist von der Primären ebenfalls durch Isofolie getrennt, sowie die Lagen der primären Wicklung untereinander. Kann ich die Streuinduktivität durch eine andere Lagenanordnung verringern, z.B. eine Lage Primär, dann die sekundären Wicklungen, dann zwei weitere Lagen Primär? Vielen Dank.
Nachtrag: Teilweise weiß ich nicht wonach ich optimieren soll. In [1] ist beschrieben, dass Wicklungen mit wenigen Windungen möglichst über das ganze Fenster verteilt werden sollen, um die Kopplung zwischen Primär- und Sekundärwicklung zu maximieren und die Streuinduktivität zu minimieren. [2] rät jedoch die Windungen direkt über den Luftspalt aufzubringen. Da das Wickelfenster etwas knapp ist, habe ich schon mehrere Drähte parallel genommen, wie in [1] beschrieben, und somit eine bessere Kopplung/Streuinduktivität erreicht. Was ist nun richtig für minimale Streuinduktivität? Wicklungen über den Luftspalt oder über das Fenster verteilt? [1] http://www.powerint.com/sites/default/files/product-docs/an18.pdf [2] http://www.ti.com/lit/ml/slup127/slup127.pdf
> Kann ich die Streuinduktivität durch eine andere Lagenanordnung > verringern, z.B. eine Lage Primär, dann die sekundären Wicklungen, dann > zwei weitere Lagen Primär? Ja. "Figure 5-8- Interleaved Flyback Windings" 3.5% sind beim doch recht grossen ETD25 nicht besonders gut, bei allerdings nur 4 Windungen sekundär auch kaum zu vermeiden. Sind die rausgeführten Drähte sauber verlegt, also am besten wie Zwillingslitze antiparallel rein und raus ? Wenn deine Drähte nicht das ganze Wickelfenster benötigen, ist es schlau auch zur Einhaltung der Isolationsabstände am linken und rechten Rand des Wickelfensters 2mm kleine Spacer einzulegen. Damit kommen die Spulen mehr in die Mitte und dichter zum Luftspalt, und die Isolationsfolien haben am Rand etwas zum aufliegen.
MaWin schrieb: > Sind die rausgeführten Drähte sauber verlegt, Nein, ausserhalb des Wickelkörpers geht es recht wild zu. Da sind jeweils ein paar Zentimeter Lackdraht. Ich habe vermutet, dass es mit ~1nH/mm nicht allzu viel zur Streuinduktivität beiträgt. MaWin schrieb: > also am besten wie > Zwillingslitze antiparallel rein und raus ? Wie meinst du das? Ich denke schon: Ich habe zwei ~60cm lange Drahtstücke genommen und diese in der Mitte geknickt. Am Knick habe ich den Lack entfernt und an jeweils einen Anschluss angelötet. Die Anschlüsse sind direkt benachbart. Dann habe ich die 2*2 Drähte parallel geführt und 4 Windungen aufgebracht. Dann wieder über den Kern zurück und die Paare an zwei weitere Anschlussbeinchen geführt. MaWin schrieb: > Wenn deine Drähte nicht das ganze Wickelfenster benötigen, ist es schlau > auch zur Einhaltung der Isolationsabstände am linken und rechten Rand > des Wickelfensters 2mm kleine Spacer einzulegen. Damit kommen die Spulen > mehr in die Mitte und dichter zum Luftspalt, und die Isolationsfolien > haben am Rand etwas zum aufliegen. Leider nicht. Der Kern ist etwas zu klein, ich hatte Probleme alles drauf zu bekommen. Ich werde mal probieren sekundär 6 oder 8 Windungen aufzubringen um eine geschlossene Lage zu bekommen. Sollte das nicht reichen, probiere ich die Sekundären Wicklungen zu "vergraben". Ich denke aber, das wird dann nicht auf den Kern passen. Da werde ich ggf. auf einen ETD34 ausweichen, da kann ich (wahrscheinlich) auch Spacer einbringen. Viele Grüße.
Zwischenbericht: Ich habe jetzt sekundär jeweils 5 Windungen aufgebracht. Bei einer Wicklung sind 4 Drähte parallel, "dazwischen" (isoliert) ein Draht. Ergebnis: 2,2% Streuinduktivität. Ich werde jetzt die Primärwicklung noch einmal abwickeln und die sekundären Wicklungen zwischen die Lagen der Primärwicklung legen.
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Noch ein Bild, wie ich die sekundären Wicklungen aufgebracht habe. Auf dem Bild fehlen die Isolationslagen. MaWin, wie meinst du das mit der antiparallelen Verlegung? Viele Grüße
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