Snubber beim Flyback

Addendum: V(n006) (gelb) ist U_drain und I(S1) (blau) ist der Laststrom.

> Wie realistisch ist das Simulationsergebnis?

Nicht ganz realistisch.

Nimm als V1 nicht so eine niederohmige Spannungsquelle,
sondern einen Elko (der Primärkreis-Siebelko) der über
einen Widerstand aus den 325V nachgeladen wird.

Dann ist es etwas realistischer.

Aber die Zahlen deuten schon an:

Man verwendet im SNT keine Trafos mit 5% Streuinduktivität
und man verheizt mehr als 2.5W im Snubber eines 70W Netzteils.

MaWin schrieb:
> Man verwendet im SNT keine Trafos mit 5% Streuinduktivität

Ich muss (werde, wollte) den Trafo selbst wickeln. Welche 
Streuinduktivität kann man da annehmen?
Wenn ich die Sekundärseite(n) am Trafo kurzschliesse und dann an den 
Anschlüssen der Primärseite die Induktivität messe, messe ich die 
Streuinduktivität, richtig? Sagt zumindest Maxim 
http://pdfserv.maxim-ic.com/ge/ej/EJ41.pdf Seite 10, 2. Abschnitt.

Falk Brunner schrieb:
> 12K sind IMO deutlich zuviel. Ich würde mal in
> Richtung 100 Ohm denken.

Echt? Ich dachte eher zu wenig. Ich habe mit einer Anleitung aus dem 
Netz gerechnet (Link grad nicht zur Hand). Das ging auch über die 
Leistung, aber ich wusste nicht, was ich als Streuinduktivität annehmen 
sollte - jedenfalls bin ich bei ~22k gelandet. In einem kommerziellen 
12V 1.5A Netzteil habe ich einen Snubber von 10n||75k gesehen, daher 
erschien mir mein Widerstand eher zu gering.
Danke für die Tipps, ich werde noch ein wenig simulieren und dann 
wickeln und messen.

> 12K sind IMO deutlich zuviel. Ich würde mal in
> Richtung 100 Ohm denken.

IMHO sind 100 ohm für den RCD-Snubber Deines Flyback-converters zu 
niedrig. Ich denke, mal das ein guter Wert hier zwischen 10k und 33k 
liegt ( || 10n). Du musst aber aufpassen, dass sich die Spannung an 
Deinem RCD-Kondensator immer wieder abbaut und der C nicht ins 
Unermessliche geladen wird.

Hier eine kleine Hilfe zum Dimensionieren des/der Snubber(s):

http://space.ednchina.com/Upload/2009/10/27/c92ea580-f8ff-40b6-a4d7-819be4ca48b4.pdf

Was für einen Kern gedenkst Du zu verwenden?
Evtl. solltest Du einen Toroid in Betracht ziehen (da hier relativ 
simpel gute Kopplungsfaktoren zu realisieren sind).


Was Du Ferner noch versuchen kannst:

* Bremse den MOSFET (über Diode einschalten und über c.b. 12 Ohm 
ausschalten). Aber bedenke, du erhöst die Verluste im MOSFET!

* Schnellere Sec. Diode


Viel Erfolg!

> Für Flyback ist ein TL3844 oder ähnliche deutlich besser geeignet

Ich würde Dir den TL3845 (bzw TL2845) empfehlen, da sein DutyCycle auf 
50% begrenzt ist, was beim DCM-Flyback durchaus von Vorteil ist.

http://www.datasheetcatalog.org/datasheet/texasinstruments/tl3845.pdf

Natürlich kommst Du aber auch mit dem momentanen Ansatz zum Ziel ;-)


Schönen Gruß

Hans_Dampf schrieb:
> Was für einen Kern gedenkst Du zu verwenden?
Ich weiß nicht, was das für einer ist - ich kenne mich mit den Größen 
nicht aus. Ich werde den mal ausmessen.

> Evtl. solltest Du einen Toroid in Betracht ziehen (da hier relativ
> simpel gute Kopplungsfaktoren zu realisieren sind).

Stimmt - ist aber auch schwer zu wickeln. Ich hab leider auch nur kleine 
Ringkerne da, die eher für Schaltregler im Niederspannungsbereich 
geeignet sind.

Johannes E. schrieb:
> Mir kommt das Wicklungs-Verhältnis am Übertrag sehr klein vor (ca. 1 :
> 3,3).

Ist 1:10 - zumindest sollte es das sein. Es wird doch über L_prim:L_sek 
eingestellt, oder?

Johannes E. schrieb:
> Das hilft dir zwar, die Spannung am Mosfet niedrig zu halten,

Das war auch der Grund - Schmidt-Walter 
(http://schmidt-walter.eit.h-da.de/smps/smps.html) schlägt sogar 1:20 
vor (bzw. 20:1).

Johannes E. schrieb:
> macht dafür aber sehr hohe Spannungen (> 100V) an der Schottky-Diode am
> Ausgang. Hast du dir mal die Spannung zwischen L3 und D1 angeschaut?

Nein, noch nicht. Danke für den Tipp.

Johannes E. schrieb:
> Mit dem 600V-Typ ist der Spielraum relaitv gering
> Muss es unbedingt ein TL494 sein?

Ja, leider ist es etwas knapp. Ich habe mir die Zielvorgabe gesetzt das 
Ding mit Teilen aus der Grabbelkiste zu basteln. Daher würde ich eher 
auf eine andere Topologie ausweichen - aber Falk meint das geht auch mit 
Flyback. Ich habe auch schon eine Cycle-by-Cycle Überstromabschaltung 
auf der Primärseite vorgesehen, die aber noch nicht dimensioniert ist. 
Ausserdem werde ich auch der Sekundärseite noch eine Überstromregelung 
(max. 4 bis 5A) einbauen.
Nachdem ich den Vorschlag von MaWin umgesetzt habe die 
Netzgleichrichtung und den Elko mit zu simulieren umgesetzt habe (was 
schon etwas gebracht hat), werde ich mal die Verlustleistung im FET 
untersuchen.

Kurze Zwischenfrage: Um den ESR zu Berechnen benutze ich die Frequenz 
des Schaltreglers, nicht die (gleichgerichtete) Netzfrequenz?

Hans_Dampf schrieb:
> da sein DutyCycle auf
> 50% begrenzt ist, was beim DCM-Flyback durchaus von Vorteil ist.

Das geht mit dem TL494 auch - "OC" auf Vref legen.

So, ich habe mal alle (?) Vorschläge umgesetzt, und es ist tatsächlich 
besser geworden:

- Primärseite nicht mit 325V und Ri = 0 simuliert sondern mit dem ESR 
des Glättungselkos. Ich habe gleich 'nen Gleichrichter und PTC mit 
simuliert. Einen 5W (5 - 10R) Widerstand habe ich auch schon gefunden, 
vielleicht benutze ich den an Stelle des PTC ...
- Auf der Sekundärseite habe ich der Diode einen Snubber verpasst. Die 
Diode muss laut Simulation 60V ab - ich habe noch eine 200V Diode mit 
Soft recovery Charakterisitk gefunden. Laut einer Maxim AN soll soft 
recovery ja gar nicht mal schlecht sein. trr ist laut Datenblatt 
(BQ28E-200) mit 25ns bei 1A angegeben. Der Snubber ist nur so 
hingeraten, verbrät so 40mW unter Volllast. Den werde ich dann am 
aufgebauten Wandler dimensionieren müssen.
-Spannungs- und Stromregelung auf der Sekundärseite mal so simuliert, 
wie es ungefähr werden soll.
-Ich habe den duty cycle auf 50% begrenzt, fahre also den Wandler im 
DCM. Warum erzeugt das weniger Spannungsspitzen auf der Primärseite als 
der CCM?

Mit den Massnahmen hatte ich genug Luft den R vom Snubber auf 20k hoch 
zu drehen - damit muss der nur noch 2W abkönnen und V_ds pendelt sich 
bei ca 500V maximal ein. Ausser bei schnellen Lastwechseln, speziell vom 
CC- in den CV-Modus (550V). Der FET IRFBC40 ist aber "Repetitive 
Avalanche Rated" von daher wird ab und zu etwas Überspannung nicht 
schaden. Eine thermische Rechnung  oder gar eine Betrachtung der 
Avalanche-Energie habe ich nicht gemacht.
Ob der Snubber in der Realität mehr als 2W weg schaffen muss, werde ich 
sehen.

Vielleicht kann jemand noch etwas zu meinen Reglern sagen? Ich habe die 
"so hingeraten". Ich möchte mich ja schon länger in 
Regelungstechniktheorie (speziell Schaltregler) einlesen, komme aber 
einfach nicht dazu.

Falls noch jemand ein Problem sieht: lasst es mich wissen.

Um nicht so viele Bilder an zu hängen habe ich mal meine .asc Dateien 
angehangen, da kann jeder Interessierte selbst mal Simulationen fahren.

Jetzt muss ich erstmal den Ferrit wieder kleben, der ist mir nämlich 
zerbrochen. Aber ich brauch ja eh einen Luftspalt ...

Johannes E. schrieb:
> ./. schrieb:
>> -Ich habe den duty cycle auf 50% begrenzt, fahre also den Wandler im
>> DCM.
>
> Das eine hat mit dem anderen aber nichts zu tun, man kann auch mit z.B.
> 40% Duty-Cycle im Continuous-Mode arbeiten.

Ach, ich sehe gerade, beim Flyback bezieht sich der Mode auf den 
magnetischen Fluss. Funktioniert dass nicht, dass der Wandler im DCM 
bleibt, wenn er nur die Hälfte der Zeit an ist. Dann müsste ja die 2. 
Hälfte der Zeit reichen das ding wieder zu demagnetisieren. Wenn das 
nicht funktioniert, warum?

Johannes E. schrieb:
> Hast du sichergestellt, dass die Schaltung immer im DCM bleibt. Im CCM
> brauchst du vermutlich ein Typ-3 Kompensationsnetzwerk.

Nein. Wie gesagt, ich dachte das bezieht sich auf den Strom, nicht auf 
den Fluss. Wenn der Kern nicht vollständig demagnetisiert ist, sollte 
der Strom auf der Primärseite ziemlich schnell ziemlich groß werden. 
Dann sollte die (primärseitige) Überstromabschaltung  greifen. Der Rest 
des Zyklus steht dann zur Demagnetisierung zur Verfügung. Wie die 
Regelung wohl aussieht, wenn der Wandler da hin- und herspringt?
Hilft da noch etwas zusätzliche Deadtime?

Johannes E. schrieb:
> Falls du dazu Literatur suchst, kann
> ich das Buch "Switch-Mode Power Supplies" von Christophe Basso
> empfehlen, ist allerdings in Englisch geschrieben.

Das fand ich in der Leseprobe nicht so verständlich. "Switching Power 
Supply Design" von Pressman fand ich einfacher für mich als Laien.

Johannes E. schrieb:
> Die Schaltung mit den beiden OPs ist etwas ungewöhnlich; normalerweise
> kann man den Strom ganz gut auf der Primärseite begrenzen. So eine
> Stromregelung auf der Sekundärseite ist nicht ganz einfach zu
> stabilisieren.

Ja, ich weiß. Die Sekundärspannung geht ja auch nur mit einem TL431. Die 
Strombegrenzung soll übrigens einstellbar sein - daher habe ich das 
vermutlich ohne nachdenken auf die Sekundärseite gepappt. Aber man kann 
ja einen zweiten Optokoppler nehmen um die Sollgröße auf die Primärseite 
bekommen. Wie sieht dann so eine primärseitige Strombegrenzung aus?

Johannes E. schrieb:
> Und dann würde ich die Widerstände R27 und R30 weglassen, dadurch wird
> die Berechnung der Regelschleife unnötig kompliziert.
Um den Gain zu begrenzen. Aber Recht hast du -> raus damit.

Johannes E. schrieb:
> Die
> Schleifenverstärkung im proportionalen Bereich wird durch R1 und R2
> bestimmt, da braucht man keine zusätzlichen Widerstände.

Sicher? Ich dachte R19/R12.

Johannes E. schrieb:
> Parallel zur Optokoppler-LED würde ich einen Widerstand schalten, sonst
> fließt durch R34 immer ein Strom, auch wenn die OPs komplett abregeln.
> Für was ist R34 eigentlich da? Lass den am besten auch weg.

Das war meine Idee. Aber dafür ist ja die deadtime control viel besser 
...

Johannes E. schrieb:
> Und wo kommt eigentlich die 18V-Versorgung für den TL494 her?
> Üblicherweise macht man das mit einer zusätzlichen Wicklung auf dem
> Übertrager, so dass sich die Primärseite selber versorgt.

Jup, so war das angedacht. Ich hatte nur keine Lust das mit zu 
simulieren. Schon V2 ist sinnlos, weil im Modell des TL494 nur ein 
Widerstand (1GΩ?) gegen GND geschalten ist.

Johannes E. schrieb:
> Mach besser ein Zip-File vom kompletten Verzeichnis (.raw-Files bitte
> vorher löschen), dann sind auch alle Subcircuits und Symbole (*.asy)
> dabei.

Oh. Ich hab die .asy vom TL494 vergessen. Da hätte auch eine .zip nichts 
genützt, die liegt nämlich im sym-Ordner vom LTSpice. Ich hoffe ich hab 
jetzt alles zusammen.

Wie wäre es denn mit einer Energierückgewinnungswicklung?
(weiß nicht ob das schon genannt wurde...)

Hallo,

ich habe jetzt einen Trafo gewickelt und auf einem Selbstbau-L-Meter mal 
die Streuinduktivität gemessen. Ich traue den Messwerten nicht ganz, 
aber das Verhältnis von Primärinduktivität zu Streuinduktivität sollte 
ja stimmen. Das Beträgt 3.5%, ist also etwas hoch. Ich hoffe hier kann 
mir jemand Tipps geben, mit welchem Wickelschema ich die 
Streuinduktivität weiter reduzieren kann.
Ich benutze einen EFD25 Kern aus N87-Material mit 0,5mm Luftspalt.
. Primär habe ich 3 Lagen à 29 Windungen aufgebracht (=87 Windungen), 
orthozyklisch gewickelt.
. Darauf habe ich 4 Windungen (4 parallele Drähte) als sekundäre 
Wicklung aufgebracht.
. "Dazwischen" (durch Iso-folie getrennt) liegt die Hilfswicklung für 
die Versorgung des PWM-Chips auf der HV-Seite mit ebenfalls 4 Windungen.
Die sekundäre Wicklung ist von der Primären ebenfalls durch Isofolie 
getrennt, sowie die Lagen der primären Wicklung untereinander.

Kann ich die Streuinduktivität durch eine andere Lagenanordnung 
verringern, z.B. eine Lage Primär, dann die sekundären Wicklungen, dann 
zwei weitere Lagen Primär?

Vielen Dank.

Nachtrag:

Teilweise weiß ich nicht wonach ich optimieren soll. In [1] ist 
beschrieben, dass Wicklungen mit wenigen Windungen möglichst über das 
ganze Fenster verteilt werden sollen, um die Kopplung zwischen Primär- 
und Sekundärwicklung zu maximieren und die Streuinduktivität zu 
minimieren.
[2] rät jedoch die Windungen direkt über den Luftspalt aufzubringen. Da 
das Wickelfenster etwas knapp ist, habe ich schon mehrere Drähte 
parallel genommen, wie in [1] beschrieben, und somit eine bessere 
Kopplung/Streuinduktivität erreicht.

Was ist nun richtig für minimale Streuinduktivität? Wicklungen über den 
Luftspalt oder über das Fenster verteilt?

[1] http://www.powerint.com/sites/default/files/product-docs/an18.pdf
[2] http://www.ti.com/lit/ml/slup127/slup127.pdf

> Kann ich die Streuinduktivität durch eine andere Lagenanordnung
> verringern, z.B. eine Lage Primär, dann die sekundären Wicklungen, dann
> zwei weitere Lagen Primär?

Ja. "Figure 5-8- Interleaved Flyback Windings"

3.5% sind beim doch recht grossen ETD25 nicht besonders gut, bei 
allerdings nur 4 Windungen sekundär auch kaum zu vermeiden.

Sind die rausgeführten Drähte sauber verlegt, also am besten wie 
Zwillingslitze antiparallel rein und raus ?

Wenn deine Drähte nicht das ganze Wickelfenster benötigen, ist es schlau 
auch zur Einhaltung der Isolationsabstände am linken und rechten Rand 
des Wickelfensters 2mm kleine Spacer einzulegen. Damit kommen die Spulen 
mehr in die Mitte und dichter zum Luftspalt, und die Isolationsfolien 
haben am Rand etwas zum aufliegen.

MaWin schrieb:
> Sind die rausgeführten Drähte sauber verlegt,

Nein, ausserhalb des Wickelkörpers geht es recht wild zu. Da sind 
jeweils ein paar Zentimeter Lackdraht. Ich habe vermutet, dass es mit 
~1nH/mm nicht allzu viel zur Streuinduktivität beiträgt.

MaWin schrieb:
> also am besten wie
> Zwillingslitze antiparallel rein und raus ?

Wie meinst du das? Ich denke schon:
Ich habe zwei ~60cm lange Drahtstücke genommen und diese in der Mitte 
geknickt. Am Knick habe ich den Lack entfernt und an jeweils einen 
Anschluss angelötet. Die Anschlüsse sind direkt benachbart. Dann habe 
ich die 2*2 Drähte parallel geführt und 4 Windungen aufgebracht. Dann 
wieder über den Kern zurück und die Paare an zwei weitere 
Anschlussbeinchen geführt.

MaWin schrieb:
> Wenn deine Drähte nicht das ganze Wickelfenster benötigen, ist es schlau
> auch zur Einhaltung der Isolationsabstände am linken und rechten Rand
> des Wickelfensters 2mm kleine Spacer einzulegen. Damit kommen die Spulen
> mehr in die Mitte und dichter zum Luftspalt, und die Isolationsfolien
> haben am Rand etwas zum aufliegen.

Leider nicht. Der Kern ist etwas zu klein, ich hatte Probleme alles 
drauf zu bekommen. Ich werde mal probieren sekundär 6 oder 8 Windungen 
aufzubringen um eine geschlossene Lage zu bekommen. Sollte das nicht 
reichen, probiere ich die Sekundären Wicklungen zu "vergraben". Ich 
denke aber, das wird dann nicht auf den Kern passen. Da werde ich ggf. 
auf einen ETD34 ausweichen, da kann ich (wahrscheinlich) auch Spacer 
einbringen.

Viele Grüße.

Zwischenbericht:
Ich habe jetzt sekundär jeweils 5 Windungen aufgebracht. Bei einer 
Wicklung sind 4 Drähte parallel, "dazwischen" (isoliert) ein Draht. 
Ergebnis: 2,2% Streuinduktivität.

Ich werde jetzt die Primärwicklung noch einmal abwickeln und die 
sekundären Wicklungen zwischen die Lagen der Primärwicklung legen.

Noch ein Bild, wie ich die sekundären Wicklungen aufgebracht habe. Auf 
dem Bild fehlen die Isolationslagen.

MaWin, wie meinst du das mit der antiparallelen Verlegung?

Viele Grüße