Hi, ich bescäftige mich gerade mit dem Überspannungsschutz von AVRs. Konkret geht es um einen Atmega128. Im Datenblatt steht, dass jeder I/O ein eigenes Paar Clam Dioden intern verbaut hat. Leider finde ich im Datenblatt keine Angaben über die Flusspannung oder die maximale Strombelastbarkeit der Dioden. Ich habe mal irgendwo ein Datenblatt gesehen in dem ich meine etwas von 0,5V und maximal 1mA gelesen zu haben, kann es aber beim besten Willen nicht mehr finden. Sollten die 0,5V der internen Dioden stimmen, so macht es ja beinahe keinen Sinn mehr externe Clamp Dioden zu verwenden. Es dürfte denke ich schwer sein passende Schottky Dioden zu finden, die merkbar unter den 0,5V liegen und damit auch wirklich früher anfangen zu leiten als die internen Dioden. Sehe ich das richtig ? Wenn ja dürfte ja bei einer maximalen Spannung am ADC von 5-30V ein 50k Ohm Widerstand in Reihe vor dem ADC völlig ausreichen ?
Hi >Ich habe mal irgendwo ein Datenblatt gesehen in dem ich meine etwas von >0,5V und maximal 1mA gelesen zu haben, kann es aber beim besten Willen >nicht mehr finden. Nach zu lesen in http://www.atmel.com/Images/doc2508.pdf MfG Spess
Genau das war das Datenblatt :) Also sind meine obigen Einschätzungen richtig, dass externe Dioden keinen wirklichen Sinn machen, da man die Schwelle zwischen interne Dioden oder externe Dioden leiten einfach nicht vernünftig berechnen kann. Mit einem Vorwiderstand von 50k müsste ich ja bei 0-30V auch auf der sicheren Seite sein oder ? 30V - 5,5V = 24,5V/50000 Ohm = ca. 0,5mA
Externe Dioden erfordern die Kombination Widerstand -> ext. Clampdioden -> Widerstand -> interne Clampdioden.
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Habe mal 3 Möglichkeiten angehängt. Ziel ist immer Rx zu messen bzw ungefähr zu bestimmen. Rot ist die Stelle angedeutet (+12V) an der die 1-30V anliegen können. Um den unteren Teil bitte nicht weiter stören. Rx wird für den Fall, dass 1-30V anliegen nicht gegrillt ;) Variante 1: - Spannungsteiler ist nicht "deaktivierbar", da +5V Vcc permanent anliegt. - Die 1-30V werden sowohl direkt über den Widerstand R4 also auch über R6 und die internen Clampdioden abgeleitet was zu höheren Stromverbrauch führt. Variante 2: - Spannungsteiler deaktivierbar. - Die 1-30V werden lediglich über R3 und die internen Clampdioden abgeleitet. - Spannungsabfall durch Diode beim +5V AVR Pin was aber bei den recht niederigen und konstanten Strömen einfach raus zu rechnen ist. - Es wird nicht der volle Wertebereich des ADC ausgenutzt. Variante 3: - Spannungsteiler deaktivierbar. - Keine Einspeisung der 1-30V Spannung nach VCC. Durch +12V sind die 1-30V lediglich angedeutet. Die +12V werden über eine Diode angelegt sprich rückspeisung von +5V in die 1-30V wird verhindert. Sind alle Varianten so theoretisch möglich ? Wie würde sich bei Variante 3 die Diode im Spannungsteiler verhalten ? Ich vermute mal Variante 3 wird sich dank der Diodenkennlinie und Temperaturschwankungen nur schwer rechnerisch in den Griff bekommen lassen oder ?
Yannic W. schrieb: > Mit einem Vorwiderstand von 50k müsste ich ja bei 0-30V auch auf der > sicheren Seite sein oder ? Im Datenblatt steht aber: die maximale Quellimpedanz darf 10K nicht überschreiten. (für spezifizierte ADC-Genauigkeit). Gruß Anja
Hm dann ist die Frage wie stark eine höhere Quellimpedanz den ADC wirklich beeinflusst. Auf 10k bekomme ich den ADC Vorwiderstand definitiv nicht reduziert um unter dei 1mA für die nötige Belastungsgrenze der Diode zu kommen. Dann würde ich doch um ein Diodenarray vor dem ADC nicht herum kommen. Fragt sich nur welchen Typ man verden kann und wie man die Schaltung anpassen kann um sicher zu gehen, dass auch wirklich die externen Dioden vor den internen Dioden leiten.
Ich hab mal eine Atmel Application Note gelesen, in der es um eine Nulldurchgangserkennung für einen Dimmer oder so ging. Da lagen über einen hochohmigen Widerstand 230V Wechselstrom direkt an einem Pin eines ATTiny. Scheinbar vertrauen die ihren internen Schutzdioden sehr.
Das ist dieses Datenblatt: http://www.atmel.com/Images/doc2508.pdf Allerdings hilft das nicht viel, wenn die Quellimpedanz durch den Vorwiederstand zu groß wird denke ich.
>>>Fragt sich nur welchen Typ man verden kann und wie man die Schaltung
Signal-----100R---BAV199---100R----MCU
LG Dirk
Die Frage war eher wieso jetzt die bei 100 Ohm die BAV199 vor den internen Dioden leitet.
Von IBIS Modellen habe ich bisher noch nichts gehört. Sind wenn ich es richtig sehe simulations Modelle. Welches Programm benutzt man denn um mit solchen Modellen simulieren zu können ?
Hallo. folgender Fall: An dem Eingang der Schaltung liegen +12 V DC an. Z.B. durch einen voll übersteuerter OPV. 12 V über 100 R an BAV an + 5 V. I = (12V-5,7V)/100 R = 63 mA Folge: BAV überlebt. So 5,7 V über 100 Ohm an MCU ===> Da fliesst kein Strom mehr , der die MCU tötet..... LG Dirk
Ja schon aber 100 Ohm sind trotzdem noch ziemlich wenig und 63mA als Rückfluss in die +5V nicht gerade wenig. Spricht was gegen eine 12V - 2k - BAV199 - 1k - ADC Kombination etwas ? Damit liege ich dann unter den 10k Quellimpedanz. I1 = 6,3V / 2000 Ohm = 3,15mA I2 = 0,2V / 1000 Ohm = 2µA IG = 3,17mA oder für den Fall der maximalen 30V IG = 12,17 mA. Oder spricht das etwas gegen ?
Yannic W. schrieb: > Von IBIS Modellen habe ich bisher noch nichts gehört. Sind wenn ich es > richtig sehe simulations Modelle. > Da stehen die Kennlinien der Chip-Dioden drin. > Welches Programm benutzt man denn um mit solchen Modellen simulieren zu > können ? LTspice z.B. Kann aber nicht direkt offiziell IBIS lesen. Ist aber auch unnötig, da du nur eine kleine Tabelle interpretieren mußt. Die könnte man sogar als PWL-Tabelle in LTspice bringen als Teilmodell sozusagen. Die externe Diode sollte eine niedrigere Flußspannung haben. Wegen dem Klemmstrom und Latchup-Effekt. BAV99 BAV70 BAT54 sind die bekanntesten.
Naja die Kennlinie der Chipdioden ist ja eigentlich bekannt. Laut Aussage von Atmel vertragen die internen Dioden 1mA und haben eine Durchflussspannung von typisch 0,5V. Bei nur 1mA Belastbarkeitsrahmen kann man davon ausgehen, dass die 0,5V auch nicht stark nach oben oder unten abweichen. Unter diesen 0,5V liegen auch die BAV99 BAV70 und BAT54 nicht. Gefährlich ist ja der Moment in dem die Überspannung oder eine Spannungsspitze auftritt und die internen Dioden schneller anfangen zu leiten als die externen. Nur wie soll sich das verhindern lassen ? Ansonsten hätte ich jetzt an die Kombination gedacht: Signal - 2k - Bav99 - 1k - Adc Bin jetzt auch über recht viele Threads mit der selben Problematik gestolpert aber auch da gingen die Meinungen oft sehr weit auseinander.
Würde es helfen einen Operationsverstärker als Spannungsfolger zwischen ADC und Schutzdioden zu setzen ? Hätte die Vorteile, dass ich zum ADC hin eine niedrige Impedanz habe und die externen Dioden direkt den OP Eingang schützen. (Ich nehme mal an das der nicht auch wieder interne Clampdioden verbaut hat)
Vielleicht bastelt dir Helmut ja die Antwort mit LTspice. Ich kann es nicht, da einfach nur am Lachen. Köstlich ahnungslos.
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Es tut mir leidt, wenn ich nicht auf anhieb alles verstehe man kann und muss ja nicht auf anhieb alles wissen :( Ich bemühe mich ja es so gut wie möglich nachvollziehen zu können. Ich weiß auch nicht was an meiner letzten Idee so extrem belustigend ist. Ich habe das ganze mit LTSpice simuliert und das Ergebnis sieht für mein Empfinden garnicht so übel aus ? An "+" des OP liegen 5,3V an V(ADC) = 4,96V und I(D1) = 6,7mA Sieht doch so aus als würde es machen was es soll ?
Yannic W. schrieb: > Es tut mir leidt, wenn ich nicht auf anhieb alles verstehe man kann und > muss ja nicht auf anhieb alles wissen :( > Darum geht es nicht. > Ich bemühe mich ja es so gut wie möglich nachvollziehen zu können. > Nein, denn: "Naja die Kennlinie der Chipdioden ist ja eigentlich bekannt." Ach. Wo hast du die denn gesehen? und weiter: "Gefährlich ist ja der Moment in dem die Überspannung oder eine Spannungsspitze auftritt und die internen Dioden schneller anfangen zu leiten als die externen. Nur wie soll sich das verhindern lassen ?" Kondensator/-effekt vielleicht? Zumal die Einschaltzeit nur mit einem ESD-Puls unterschritten werden kann. > Ich weiß auch nicht was an meiner letzten Idee so extrem belustigend > ist. Ich habe das ganze mit LTSpice simuliert und das Ergebnis sieht für > mein Empfinden garnicht so übel aus ? > > An "+" des OP liegen 5,3V an V(ADC) = 4,96V und I(D1) = 6,7mA > > Sieht doch so aus als würde es machen was es soll ? ADI hat ne ganze Familie von solchen spezialisierten Treiber-OpAmps für ADCs. LTC genauso. Schau dir allerdings die Eingangsschaltung und generell die Maximum Ratings ganz genau an.
Okay, nur konnte ich bisher keine Simulationsfiles für einen AVR I/O finden. Lediglich eine IBIS Datei für den Atmega8. Allerdings kann ich mit dem Inhalt der Datei nicht wirklich was anfangen. Du kennst das Verhalten der internen Dioden nehme ich an. Wenn ja könntest du eventuell verraten was sich dem IBIS Modell bezüglich der Dioden entnehmen lassen würde ?
Yannic W. schrieb: > Okay, > > nur konnte ich bisher keine Simulationsfiles für einen AVR I/O finden. > > Lediglich eine IBIS Datei für den Atmega8. Allerdings kann ich mit dem > Inhalt der Datei nicht wirklich was anfangen. > Tja, die sind oft Mangelware. Die Chiphersteller nehmen die Anwender generell nicht sonderlich ernst. Poste mal den Link. > Du kennst das Verhalten der internen Dioden nehme ich an. > Wenn ja könntest du eventuell verraten was sich dem IBIS Modell > bezüglich der Dioden entnehmen lassen würde ? Im Allgemeinen ist Uf der chipinternen Schutzdioden eher höher als externer Dioden. Sollte die externe Diode eine Schottkydiode sein, so kann man dessen generell ziemlich sicher sein. Man kann es berechnen, simulieren oder abschätzen! (Das ist auch die Reihenfolge zunehmender Priorität unter Profis mit Erfahrung) Gehen wir mal vom Worst-case aus: Sagen wir mal die externe Diode leitet bei 1V, die chipinterne bei 0,5V. Im Datenblatt des Controllers steht max. 10mA durch diese Diode bei den Maximum Ratings. Dann muß der serielle Widerstand zwischen externer Diode und Chip-Pin mindestens sein: R=(1V-0,5V)/10mA Die gleiche Rechnung wiederholt sich dann für den Serienwiderstand vor der externen Diode hin zum Peripherieanschluß. Man kommt also auf ca. 2x100 Ohm wie oben gepostet. Wenn die externe Diode generell eine niedrigere Durchflußspannung hat als die interne, so fällt logischerweise der Vorwiderstand zum Chip komplett weg. Das wäre dann der Fall höchster zulässiger Eingangsfrequenz bzw. Genauigkeit für einen ADC-Eingang.
Hi, das Ibis Modell habe ich hier gefunden: http://www.avrfreaks.net/index.php?module=Freaks%20Tools&func=viewItem&item_id=476 Die Rechnung kann ich nachvollziehen, nicht aber wieso man die Widerstände auf die Maximum Ratings auslegt. Bei 12V am Peripherieanschluß wären das im Worst-case ja trotzdem noch (12V-6V) / 100 Ohm = 60mA was als Rückspeisung schon eine ganze Menge ist. Würde daher etwas dagegen sprechen den 1. Widerstand zu erhöhen, solange es im Rahmen der maximalen Eingangsimpedanz des AVR liegt ?
Je nachdem, wie die maximale Frequenz am ADC ist, kannst du die geforderte niedrige Eingangsimpedanz erzwingen, indem du einen Kondensator zwischen ADC-Eingang und GND schaltest. Es geht doch nur darum, die Spannung stabil zu halten, während die internen Kondensatoren des AD Netzwerks klappern. 1nF ist in den meisten Fällen ein guter Kompromiss
Yannic W. schrieb: > Hi, > > das Ibis Modell habe ich hier gefunden: > http://www.avrfreaks.net/index.php?module=Freaks%20Tools&func=viewItem&item_id=476 > > Die Rechnung kann ich nachvollziehen, nicht aber wieso man die > Widerstände auf die Maximum Ratings auslegt. > Um höchstmögliche Flankengeschwindigkeit zu haben. > Bei 12V am Peripherieanschluß wären das im Worst-case ja trotzdem noch > (12V-6V) / 100 Ohm = 60mA was als Rückspeisung schon eine ganze Menge > ist. Würde daher etwas dagegen sprechen den 1. Widerstand zu erhöhen, > solange es im Rahmen der maximalen Eingangsimpedanz des AVR liegt ? Die Eingangsimpendanz ist bei CMOS immer jenseits 1MOhm. Daher kannst du die vernachlässigen. Schalte halt die 1nF noch parallel. Den ersten Widerstand machst du dann eben 1K oder so.
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