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Hallo, ich möchte eine Schaltung sowohl gegen Verpolen als auch gegen das Anlegen einer zu hohen Spannung schützen. Die zu hohe Spannung ist in dem Rahmen was "Konsumenten" im DC-Bereich so zur Verfügung haben, also bis max. 24V. Das ganze muß sich nach Fehlbedienung von selbst wieder zurücksetzen. Durch den Schutz soll nicht zu viel Spannung abfallen, bei der gängigen Lösung mit der Z-Diode, die ne selbstrückstellende Sicherung auslöst, waren mir die Widerstände zu hoch. Die Schaltung dahinter braucht max. 250mA, bei den verwendeten Netzteilen ist oft bei 500mA Schluss. Die Polyfuses in dem Bereich haben dann bis zu 5 Ohm und das ist mir zu viel. Anbei ist die Schaltung die ich mir ausgedacht habe. In der Simulation sieht es schon mal nicht schlecht aus. Oder habe ich irgendwas übersehen? Hat jemand noch ne Idee wie man das vielleicht noch mit weniger Bauteilen hinbekommt? Oder sonst noch Verbesserungsvorschläge? Gruß, Gerd
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So, ich hab das ganze mal kurz aufgebaut. Zwar nicht mit IRF7316 sondern mit BSS84, aber zum Testen sollte es das ja tun. Funktioniert eigentlich wie gedacht. Nur in einem Fall habe ich ein Problem was ich noch nicht ganz so verstehe: Wenn ich -12V oder negativer anlege (also Verpolt und Spannung zu hoch gleichzeitig), beginnen die FETs langsam zu leiten. Ursache dafür ist, daß Q1 langsam von Collector zu Emitter zu leiten beginnt und damit Spannung von den Gates abfließt. In der Simulation tritt das ganze nicht auf, da ist von -24 V bis +24 V alles wie gewünscht. Ich hab das ganze jetzt durch eine zusätzliche Diode D2 gelöst. Ich würde aber trotzdem gerne verstehen was da passiert. Warum leitet Q1 in diesem Fall? Warum beginnt der Spuk bei etwa -12 V und nicht irgendwann anders?
Ich nehme an, dass das am Inversbetrieb des Q1 liegt. Beim Inversbetrieb wird die Basis-Collectorstrecke des Transistors in Durchlassrichtung betrieben. Die Stromverstärkung ist dann viel geringer, aber das ist hier egal. Wenn du mit geringer Spannung verpolst, ist D1 in Durchlassrichtung und an der Basis von T1 liegen ca 0,5V weniger an als am Collector. Das scheint zum Inversbetrieb nicht zu reichen. Mit steigender negativer Spannung erhöht sich der Strom durch D1 und damit deren Spannungsabfall auf vielleicht 0,7V und T1 leitet invers. Du kannst die Annahme überprüfen, indem du R2 und R5 auf 2k2 verkleinerst. Jetzt müßten die FETs viel früher leiten.
Danke für die Erklärung, das mit dem Inversbetrieb macht Sinn. Der ist mir bisher nicht untergekommen, auch wieder was gelernt. Allerdings scheint der Moment in dem der Effekt beginnt nicht von R2 und R5 abzuhängen: ich hab mal Werte zwischen 270 Ohm und 47 KOhm probiert - der Moment in dem die FETs zu leiten beginnen liegt unverändert bei etwas über -12V. Leider hab ich auch im Datenblatt von meinem BC807 keine Daten zum Inversbetrieb gefunden.
@ Gerd E. (robberknight) >Leider hab ich auch im Datenblatt von meinem BC807 keine Daten zum >Inversbetrieb gefunden. Wozu auch, der ist identisch mit dem normalen Vorwärtsbetrieb, nur dass der Drainstrom andere Polariät hat.
Wenn die Widerstände keinen Einfluß auf die Spannung haben, dann zweifele ich etwas an meinem Tipp mit Inversbetrieb. Mess doch bitte bei steigender Verpolspannung einmal die Spannung zwischen Basis - Collector sowie und Emitter - Collector von Q1. Wenn U-BC < -0,6V wird müsste sich etwas über U-EC tun. Wenn nicht, könnte es noch etwas völlig anderes sein: wie groß ist eigentlich die Gate-Source-Spannung der BSS84? Größer 10V? Wäre nicht gut da nur +- 10V zulässig.
Da hat Falk nicht ganz unrecht, das ganze funktioniert auch wenn man Collector und Emitter tauscht. Irgendwie verstehe ich aber immer noch nicht ganz wo die 12 V herkommen bei denen der Transistor zu Leiten beginnt. Ich hab mal nur R5 verändert. Wenn R5 deutlich niedriger ist als R2, steigt der Basisstrom schneller an. Der Punkt bei dem ein Basisstrom beginnt zu fließen ist aber nahezu identisch bei ca. 11,5 Volt. An R2 fallen da schon etwas mehr als 11 Volt ab. Hätte da die Basis nicht schon lange vorher zu leiten beginnen müssen?
> Mess doch bitte bei steigender Verpolspannung einmal die Spannung > zwischen Basis - Collector sowie und Emitter - Collector von Q1. > Wenn U-BC < -0,6V wird müsste sich etwas über U-EC tun. mache ich gleich mal > Wenn nicht, könnte es noch etwas völlig anderes sein: wie groß ist > eigentlich die Gate-Source-Spannung der BSS84? > Größer 10V? Wäre nicht gut da nur +- 10V zulässig. Der BSS84 erlaubt +-20V zwischen Gate-Source. Die Sources von M1 und M2 sind miteinander verbunden. Bei Verpolung werden die Gates über R3 und die Sources über die Bodydiode von M2 auf quasi das selbe Niveau gelegt. Nur in dem Moment, in dem Polung und Spannungsbereich korrekt sind, herrscht eine nennenswerte Differenz zwischen Gates und Sources. Die wird aber nicht größer als die Spannung die dann anliegt und da bin ich mit meinen ca. 6,7 V max. weit weg von den erlaubten 20V.
So hier mal ne kurze Tabelle was ich gemessen hab:
1 | Eingang B-C E-C Basisstrom |
2 | |
3 | -5 V -0,46 V -4,79 V 0 |
4 | -10 V -0,44 V -9,74 V 0 |
5 | -11,74 V -0,43 V -11,36 V 10 µA |
6 | -12 V -0,44 V -11,37 V 36 µA |
7 | -12,5 V -0,46 V -11,38 V 87 µA |
8 | -13 V -0,47 V -11,39 V 137 µA |
Das ist mit R2 und R5 wieder auf 10K. Wie man sieht ist es nicht alleine die Spannung Basis-Collector die den Ausschlag gibt, die ist schon lange auf einem vergleichbaren Niveau bevor der Transistor zu leiten beginnt.
Ach so, bevor jemand meckert: der Basisstrom ist +-(2µA + 0,05% vom Messwert)
Ich hätte den Einsatz des Basisstroms von Q1 in starker Abhängigkeit von R2 erwartet. R5 ist für die Einsatz-Verpolspannung nicht so wichtig, wie du schon sagst steuert R5 hauptsächlich den Anstieg. Also ich bleibe dabei: sobald durch steigenden Strom durch D1 deren Flußspannung groß genug wird, dass ein Basisstrom durch die quasi parallelgeschaltete Diodenstrecke Basis-Collector von Q1 fliessen kann, fällt das Potential an den MOSFET-Gates und M1 steuert durch. Die Flußspannung durch D1 hängt aber nicht nur von der Eingangsspannung V1 ab, sondern auch von R2. Deshalb MUSS bei kleinerem R2 der Effekt bei geringeren Spannungen als 12V auftreten. Sonst verstehe ich die Sache auch nicht.
> Die Flußspannung durch D1 hängt aber nicht nur von der Eingangsspannung > V1 ab, sondern auch von R2. Deshalb MUSS bei kleinerem R2 der Effekt bei > geringeren Spannungen als 12V auftreten. > Sonst verstehe ich die Sache auch nicht. Hmm, meine Messung passt leider nicht zu der Erklärung: ich habe R5 fest auf 10K gesetzt und meine Widerstandsdekade an R2 gehängt. Dann habe ich die Eingangsspannung angepasst bis ich den Punkt hatte, auf dem der Basisstrom 10 µA beträgt:
1 | R2 Eingang |
2 | |
3 | 10K -11,74 V |
4 | 5K -11,76 V |
5 | 1K -11,81 V |
6 | 0.5K -11,83 V |
Hat noch jemand anders ne Idee was da los sein könnte? Ich würde meine Schaltung gerne verstehen ;)
Gerd E. schrieb: > Hat noch jemand anders ne Idee was da los sein könnte? Ich würde meine > Schaltung gerne verstehen ;) Ich vermute: die BE-Diode bricht durch.
Lothar Miller schrieb: > Gerd E. schrieb: >> Hat noch jemand anders ne Idee was da los sein könnte? Ich würde meine >> Schaltung gerne verstehen ;) > Ich vermute: die BE-Diode bricht durch. Danke, das klingt nach einer plausiblen Erklärung. Die Durchbruchsspannung ist im Datenblatt nicht spezifiziert, aber das heißt natürlich nicht daß sie nicht da wäre. Dann pack ich meine Diode lieber zwischen Eingansspannung und Emitter, dadurch ist dann auch der Transistor vor dem Durchbruch mit geschützt.
Gerd E. schrieb: > Die > Durchbruchsspannung ist im Datenblatt nicht spezifiziert, aber das heißt > natürlich nicht daß sie nicht da wäre. Typisch um die 7 V. BE-Strecken eines Si-Planartransistors hat man in vergangenen Jahrzehnten gern mal als preiswerten Ersatz für Z-Dioden genutzt.
Du kannst im Transistormodell den Parameter BVbe=7 setzen, dann siehst du das Verhalten auch in Spice. Als Gegenmaßnahme würde ich eine ausreichend spannungsfeste Schottky- Diode (z.B. eine BAT54, wenn 30V reichen) in die Leitung von IN zum Emitter von Q1 legen
Jörg Wunsch schrieb: > Typisch um die 7 V. Habe ich auch im Kopf, daher haben mich die über 11V auch ein wenig zaudern lassen mit der Vermutung. Und mal wieder nachgemessen: zwei BC807, einer hat 8,05V, der andere 7,99V. Also eigentlich noch weit weg von 12V. Trotzdem wird die BE-Strecke leitend werden. Mal angenommen, bei 8V leitet der Transistor, und dazu noch Ugsth, dann kommen wir schon langsam in Richtung 11,xV
Normalerweise steht die absolut zugelassene Spannung im Datenblatt und diese liegt unter der Durchbruchspannung. Falls nicht, einfach mit einem ausreichenden Vorwiderstand(soll den Strom im Mikroamperbereich begrenzen) und einer variablen Spannung den Strom messen. Wenn er ansteigt ist die Durchbruchspannung nicht weit weg. Etwas darunter würde ich als maximal Spannung annehmen. Die typische Innenschaltung eines integrierten Treibers mit Verpolschutz findet Ihr z.B. hier: http://www.ichaus.biz/product/iC-DX.
Yalu X. schrieb: > Du kannst im Transistormodell den Parameter BVbe=7 setzen, dann siehst > du das Verhalten auch in Spice. Danke, damit funktioniert es und wirkt in etwa wie in der Realität. > Als Gegenmaßnahme würde ich eine ausreichend spannungsfeste Schottky- > Diode (z.B. eine BAT54, wenn 30V reichen) in die Leitung von IN zum > Emitter von Q1 legen Die Schottky um die Differenz zur Z-Spannung gering zu halten, oder? Ist in dem Bereich leider nicht unbedingt besser: Z-Spannung soll 5,6V (BZV55) Abschaltspannung gemessen mit BAT54: 5,39V Abschaltspannung gemessen mit LL4148: 5,81V In dem Spannungsbereich beginnen die Zs halt ziemlich schwammig zu leiten und hier reicht schon ein geringer Strom um abzuschalten. Wenn mans wirklich genau will muss man halt doch nen TL431 nehmen.
Lothar Miller schrieb: > Jörg Wunsch schrieb: >> Typisch um die 7 V. > Habe ich auch im Kopf, daher haben mich die über 11V auch ein wenig > zaudern lassen mit der Vermutung. Und mal wieder nachgemessen: zwei > BC807, einer hat 8,05V, der andere 7,99V. Also eigentlich noch weit weg > von 12V. Trotzdem wird die BE-Strecke leitend werden. Danke für Deine Messung. Ich hab meinen BC807 gerade auch mal ausgemessen: 10,91 V. 3 andere aus der selben Lieferung liegen auch zwischen 10,90 V und 10,94 V. Scheint also doch ziemliche Produktionsunterschiede zu geben. Meine sind markiert mit "5CW" und 90° gedreht dann "11". Das 5CW steht laut Datenblatt für BC807-40W, Made in China. Was die 11 bedeutet steht leider nicht im Datenblatt, vermutlich irgendein Loscode.
Horst H. schrieb: > Die typische Innenschaltung eines > integrierten Treibers mit Verpolschutz findet Ihr z.B. hier: > http://www.ichaus.biz/product/iC-DX. Der macht aber eher was anderes als meine Schaltung: der hat ne Halbbrücke drin um PWM oder Schaltregleraufgaben zu übernehmen. Was dem aber fehlt ist das gezielte Begrenzen der Spannung auf einen einstellbaren Wert. Das könnte man da natürlich auch extern mit den Logikeingängen und ner Z-Diode nachrüsten. Dann braucht man aber den IC nicht.
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So, hier jetzt nochmal meine Schaltung wie ich sie verbauen werde. Danke für die Hilfe an alle.
Gerd E. schrieb: > Die Schottky um die Differenz zur Z-Spannung gering zu halten, oder? Nein, um den BE-Durchbruch von Q1 und damit das Leiten von M1 bei hoher negativer Versorgungsspannung zu verhindern. Letzteres tut die von dir hinzugefügte 1N4148 auch, aber der BE-Durchbruch findet (über D1 und R5) immer noch statt, was dem Transistor evtl. nicht so gut tut. Und einen Schottky-Typ deswegen, damit bei positiver Überspannung die Source-Gate-Spannung von M2 deutlich unter der Threshold-Spannung bleibt. Ok, beim IRF7316 ist Uth mindestens 1V, also höher als der Spannungsabfall an einer PN-Diode. Wenn du bei diesem Mosfet-Typ bleibst, geht auch die 1N4148. > So, hier jetzt nochmal meine Schaltung wie ich sie verbauen werde. Ja, so sollte es funktionieren.
> Z-Spannung soll 5,6V (BZV55) > > Abschaltspannung gemessen mit BAT54: 5,39V > Abschaltspannung gemessen mit LL4148: 5,81V die Messwerte kamen mir doch komisch vor und passten auch nicht zu dem was ich am Anfang hatte. Gerade nochmal nachgeschaut: für die ganze Testerei hatte ich R2 abgeklemmt und vergessen den wieder dranzuhängen. Hier sind die richtigen Werte: Z-Spannung soll 5,6V (BZV55) Abschaltspannung gemessen mit BAT54: 6,35V Abschaltspannung gemessen mit LL4148: 6,73V
>> Die Schottky um die Differenz zur Z-Spannung gering zu halten, oder? > > Nein, um den BE-Durchbruch von Q1 und damit das Leiten von M1 bei hoher > negativer Versorgungsspannung zu verhindern. Letzteres tut die von dir > hinzugefügte 1N4148 auch, aber der BE-Durchbruch findet (über D1 und R5) > immer noch statt, was dem Transistor evtl. nicht so gut tut. Ich glaube da haben wir aneinander vorbei geredet: die Position der Diode war mir schon klar, meine erste Idee mit der Diode war falsch, ich hatte ja schon geschrieben daß ich die zwischen In und Emitter setzen möchte. Mir ging es nur um Silizium vs. Schottky. > Und einen Schottky-Typ deswegen, damit bei positiver Überspannung die > Source-Gate-Spannung von M2 deutlich unter der Threshold-Spannung > bleibt. Ok, beim IRF7316 ist Uth mindestens 1V, also höher als der > Spannungsabfall an einer PN-Diode. Wenn du bei diesem Mosfet-Typ > bleibst, geht auch die 1N4148. Ah, daran hatte ich gar nicht gedacht. Danke für den Hinweis. Um da noch etwas Sicherheitspuffer zu haben oder einen anderen FET wählen zu können ist die Schottky da dann doch besser.
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Falls es jemanden interessiert die Schaltung nachzubauen: mit ca. 6,5 V Abschaltspannung oder mehr (das ist mit ner 5,6V Z-Diode) funktioniert die Schaltung wie in den vorigen Posts gezeigt wunderbar. Für eine Anwendung wollte ich aber 5,5V bis 5,8V Abschaltspannung haben. Ich hab es mit ner 5,1V Z-Diode versucht. Das wurde leider nix da die viel zu weich schaltet, das "Abschalten" zieht sich damit über nen halbes Volt hin. Daher hab ich das ganze nochmal mit nem TL431 aufgebaut. Damit konnte ich auch noch eine Hysterese einbauen (das ist R7). In der gezeigten Konfiguration schaltet das exakt und hart bei 5,60 V aus und bei 5,31 V wieder ein. Wegen dem schon vor der Schaltschwelle einsetzenden Mindeststrom vom TL431 habe ich die Kombination R2 und R4 gewählt. Die in den oberen Posts angesprochene Diode zum Schutz vor dem BE-Durchbruch habe ich eingespart, in dem ich die Bodydiode von Q1A dafür mitbenutze. Wie Yalu oben angesprochen hat, muß man natürlich die Vgs(th) und die Vorwärtsspannung der Diode im Auge behalten. Funktioniert bei den hier gewählten Komponenten aber einwandfrei. Anbei noch ein Bild von der Anwendung in 3 Fertigungsschritten: Ein gesicherter Konverter vom Universal-Steckernetzteil auf ein USB-Ladekabel.
Trenne mal bitte Deinen Verpolschutz und den Schalter in zwei Schaltungsteile auf. Hier fehlt generell der Pull-Up-Widerstand zwischen Gate und IN. Klingt auch sehr kompliziert. Zäumt man das Pferd von hinten auf (also nicht "Schalter schließen, wenn Spannung über x V ist", sondern "Freigabe des Schalters, solange man unter der Spannung x V ist"), sieht die Angelegenheit schon wesentlich einfacher aus.
Die Gate/Source-Voltage muss an den MOSFETs noch limitiert werden. Zum Beispiel mit einer Z-Diode.
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Schaltungsausschnitt aus einem High-Side-Switch mit P-Kanal-MOSFET.
Lothar Miller schrieb: > hq36tzzh schrieb:> Beispiel für einen Verpolschutz.Du hast den Thread nicht gelesen, stimmts? Ich dachte, schon: "ich möchte eine Schaltung sowohl gegen Verpolen als auch gegen das Anlegen einer zu hohen Spannung schützen. Die zu hohe Spannung ist in dem Rahmen was "Konsumenten" im DC-Bereich so zur Verfügung haben, also bis max. 24V. Das ganze muß sich nach Fehlbedienung von selbst wieder zurücksetzen." Daraus folgt, dass ein Verpolschutz und zusätzlich ein High-Side-Schalter benötigt wird, der bei Überspannung abschaltet.
> Daraus folgt, dass ein Verpolschutz und zusätzlich ein > High-Side-Schalter benötigt wird, der bei Überspannung abschaltet. und genau das macht in meinem letzten Post der TL431 und der BC807. Wenn Du einen kombinierten und zuverlässigen Verpolungs- und Überspannungsschutz mit weniger Bauteilen hinbekommst bin ich natürlich an der Schaltung interessiert.
Wenn das Problem schon gelöst ist - ich möchte mich nicht aufdrängen.
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Hi, Ich habe mich mal mit der von dir vorgestellten Schaltung gespielt. Weil hier im ELKO-Forum so eine ähnliche Anfrage war: http://www.elektronik-kompendium.de/forum/forum_entry.php?id=176168&page=0&category=all&order=last_answer Ich habe sie der dortigen Frage gemäß auf die 14V resp. auf 2x 14V angepasst. 14V deshalb, weil ja die Ladeschlussspannung (14,4V) so hoch werden kann. Die Dimensionierung der Teile ist so ausgelegt, dass bei 15V U_Batt. abgeschaltet wird. Kurz davor, bei so 14,7V geht die Ausgangsspannung etwas runter, ca 8,8V. Wobei dieser Umstand bei einer langsamen Eingangsspannungsänderung auftritt. also, bei irrtümlich schnellem Anstecken an die 24V schaltets sofort ab den 15V ab. Die Teile R auf 1% genau. Wichtig ist der R1 hier mit 191k. Der kann auf 200k rauf, dann schaltets bei ca 15,5V aus. Den wert weniger als 180k würe ich nciht mehr machen, dann wird bei 14,3..14,5V U_Batt. abgeschaltet. Dann wären wir schon wieder in der Ladespannung vom Ladegerät. So mal auf die Schnelle. Die Teile sind Standard. Der MOSFET ist ein Doppel mim Häubchen, muss jedoch nicht sein. Die Referenz Ref01A von Analog Devices ist auch recht einfach zu bekommen. Die Werte habe ich auf handelsüblich getrimmt, keine krummen Werte verwendet. Detail: Der S3 wäre noch eventuell von Interesse. Mit diesem kann man die Referenz abschalten, somit auch den PNP Transi. Dann können die vollen 24V zum Ausgang durchgeschaltet werden. Grüße Gerald ---
> Kurz davor, bei so 14,7V geht die Ausgangsspannung etwas runter, ca > 8,8V. Hmm. Ich vermute das hängt mit der Charakteristik Deiner Ref01A zusammen. Ich hab bei mir extra die Widerstände R2 und R4 so angepasst, daß es mit dem TL431 hart abschaltet. Du kannst dann wohl auch die Hysterese weglassen. > Die Referenz Ref01A von Analog Devices ist auch recht einfach zu > bekommen. Aber deutlich teurer als jeder TL431. Hat Deine Bauteilwahl nen besonderen Hintergrund? > Der S3 wäre noch eventuell von Interesse. > Mit diesem kann man die Referenz abschalten, somit auch den PNP Transi. > Dann können die vollen 24V zum Ausgang durchgeschaltet werden. Wenn ich das richtig sehe bist Du mit 24V aber über der max. Gate-to-Source-Spannung Deiner IRF9520.
Hi, Das war mal eine schnelle Simulation. Die Bauteilwahl ist ohne besonderen Hintergrund. So wie es sah, hattest du für um die ***5V die Ref ausgelegt, ich nahm sie halt für 10V. Auch wollte ich Standardteile verwenden. Ganz einfach (hochgesetzt). Der Grund liegt u.A. auch daran, dass ich mit der freien Analog Devices Version von Multisim simluiert habe, welche leider nur eine begrenzte Anzahl von Bauteilen zur Verfügung stellt. Da gibt es auch nur dessen Referenzen, leider keinen TL431. Ja, die Gate-Source-Spannung vom MOSFET hatte ich gesehen. Ich bin dabei einen entsprechenden passenden Typ zu suchen. Solch derartige Grenzwerte auszuwerten mache ich bei einer Schnellschaltung noch nicht. Auch hier --- begrenzter Bauteilvorrat. Den richtigen Typen zu suchen kommt jetzt dran. -- Simulieren ist nicht real. -- Mir ging es vorerst mal um eine Schnellabschätzung zu machen, die grundlegende Funktion zu sehen. -- Im ELKO Forum, wo ich mich häufig aufhalte, als Idee einen Vorschlag zu machen. Der Schaltungsvorschlag von dir kam so gesehen gut gelegen, welchen Harald, auch ein ELKO User, dorthin rüberlinkte. Diesen Vorschlag fand ich gut, passte ihn für die oben genannte Anfrage an. Grüße Gerald ---
> Der Grund liegt u.A. auch daran, dass ich mit der freien Analog Devices > Version von Multisim simluiert habe, welche leider nur eine > begrenzte Anzahl von Bauteilen zur Verfügung stellt. > Da gibt es auch nur dessen Referenzen, leider keinen TL431. Ah, dann ist es klar. Beachte daß die Charakteristik der Referenz sehr stark die Härte der Schaltschwelle beeinflusst. Wenn Du das ganze in der Simulation auf die eine auslegst, kannst Du mit einer andern nicht unbedingt ähnliches Verhalten erwarten. Ich nehm immer LTSpice, da ist zwar von Haus aus auch nur eine begrenzte Auswahl dabei, aber es gibt die Yahoo-Newsgroup mit einem riesen Archiv an anderen Bauteilen.
Das stimmmt mit der Schaltschwelle. Das ist auch klar. Letzen Endes ist der reale Aufbau der Punkt, auf den es ja ankommt. Selbstverständlich simuliere ich auch mit LTSpice. Die Yahoo Newsgroup ist mir bestens bekannt. Grüße Gerald ---
Hallo, ich möchte mich kurz bei Gerd E. bedanken für seinen Schaltplan vom 25.10.2012. Die Schaltung funktioniert tadellos. Habe es zuvor mit dem Schaltplan vom 03.09.2012 probiert, der Überspannungsschutz hat damit aber nicht funktioniert und bei einer Verpolung ist mir der rechte MOSFET abgeraucht. Vielleicht hatte ich auch einfach einen Fehler beim Nachbauen der Schaltung gemacht. Werde letzte Schaltung nun so übernehmen. Nochmals, vielen Dank! PS: Ich nutze einen BC327 als Transistor, ist das so in Ordnung? Ein BC807 ist aber bereits "in Bestellung". Lieben Gruß, Sebastian
Sebastian Loncar schrieb: > Habe es zuvor mit dem > Schaltplan vom 03.09.2012 probiert, der Überspannungsschutz hat damit > aber nicht funktioniert und bei einer Verpolung ist mir der rechte > MOSFET abgeraucht. Vielleicht hatte ich auch einfach einen Fehler beim > Nachbauen der Schaltung gemacht. Seltsam, der rechte FET ist eigentlich die klassische Verpolungsschutzschaltung mit P-FET. Vermute auch daß da was falsch verdrahtet war. > PS: Ich nutze einen BC327 als Transistor, ist das so in Ordnung? Kein Problem, bei BC327 und BC807 ist nur die Bauform anders. Der Transistor ist eigentlich auch recht unkritisch von den Daten her, da sollten die meisten Kleinsignal-PNPs passen. Zur Not verschiebt es halt die Schaltschwelle um ein oder zwei zehntel Volt, aber das kann man ja mit dem Spannungsteiler wieder anpassen.
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