Hallo, Zuerst einmal was zum Hintergrund: Ich habe zwei Solarzellen günstig bei ebay ersteigert und möchte die Spannungen von jeweils ca. 40V (in Reihe 80V) auf 12V herunterbringen. Dazu möchte ich ein Schaltnetzteil bauen. An die Regelung des Schaltnetzteils mache ich mich später. Zur Zeit will ich nur das Schaltnetzteil erst einmal zum Laufen kriegen. Ich habe einen Schaltplan angehängt wie es aktuell aussieht. Den Eingang habe ich natürlich noch nicht an die Solarzellen gehängt, sondern erst mal mit der Versorgungsspannung für den IR2110 gebrückt, also ca. 13V. Bei meinem ersten Versuch habe ich die Diode D1 vergessen, was mir wohl aufgrund der Spannungsspitzen der Spule dann den IR2110 zerschossen hat. Die Diode habe ich dann zwar eingebaut, der zweite IR2110 hat aber auch nicht lange durchgehalten und setzt nun den HO konstant auf die Eingangsspannung, unabhängig davon welches Signal am HIN anliegt. Bevor ich jetzt aber meinen letzten IR2110 zerschieße, möchte ich hier mal fragen wo denn mein Fehler liegt ... Danke schonmal für die Antworten :)
Angehängte Dateien:
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Schaltnetzteil.png
18 KB
Hallo, VS und VB dürfen sich nur um maximal 20V unterscheiden. Bei deiner Schaltung liegt VB "fest" an 12V. Vor dem Start stimmt das noch. Nach dem Start steigt die Spannung an Vs, die ja am Ausgang angeschlossen ist an, und wird höher als die feste VB. Dann hat sich die Polarität zwischen VS und Vb geändert. mfG
Ich frage mich gerade wie deine Bootstrapschaltung funktionieren soll! Ich glaube nicht das das so funktionieren kann, weil sich der Bootstrapkondensator nicht vernünftig aufladen kann. Analysiere mal die Spannung am Bootstap C.
nicht die beste Wahl eine Fet Treibers besser wäre ein einfacher Übertrager oder nen Opto Driver ( z.b.HCPL Reihe )
Bei den Schaltzeiten würde ich komplett auf potentialfreie Ansteuerung setzen. Auch würde ich den Gatestrom begrenzen.
@Christian: So wie ich die Funktionsweise des IR2110 verstehe, sollte er doch selbst VB immer um 10-20 Volt über VS bringen, oder nicht? @Ingo: Bei allen 3 IR2110 liegt die Spannung (ohne Spule und ohne PWM-Eingang) am VB konstant um etwa 3V höher als die Eingangsspannung. Laut Datenblatt ist die Schaltung mMn aber korrekt (siehe Seite 1, "Typical Connection"). Potentialfreie Ansteuerung ist in diesem Fall leider nicht möglich. Warum sollte man den Gatestrom eigentlich begrenzen? Ich dachte bisher immer dass das Mosfet um so schneller voll durchschaltet, je höher der Gatestrom ist. Schadet ein zu hoher Gatestrom einem Mosfet denn irgendwie?
Korrektur: Spannung an VB liegt genau bei der Eingangsspannung (leicht darunter). Hatte den falschen Punkt um die Eingangsspannung zu messen ...
>Potentialfreie Ansteuerung ist in diesem Fall leider nicht möglich.
wieso ?
da wäre Übertrager - potentialfrei
oder
z.b. HCPL-3120 - potentialfrei
@drv: Den HCPL-3120 kann ich allerdings aus zwei Gründen nicht einsetzen. Ich habe nur 12-13V Eingangsspannung zur Verfügung (HCPL braucht 15-30V), und ich muss 10-20V über die 80V kommen damit das N-Kanal MOSFET durchsteuert. Außerdem wird GND der Versorgungsspannung auch auf GND vom SNT liegen. Das ist für meine Anwendung leider nicht anders machbar, da mit dem SNT teilweise auch die Batterie geladen werden soll, von der die Eingangsspannung später herkommen soll. Hat denn noch jemand eine Idee, warum die Schaltung in der Form nicht funkioniert? Das mit dem Bootstrap-Kondensator habe ich überprüft, aber ich denke nicht dass ich da etwas falsch angeschlossen habe ...
>@drv: Den HCPL-3120 kann ich allerdings aus zwei Gründen nicht >einsetzen. >Ich habe nur 12-13V Eingangsspannung zur Verfügung (HCPL braucht >15-30V), und ich muss 10-20V über die 80V kommen damit das N-Kanal >MOSFET durchsteuert. dafür gibts kleine DC/DC Wandler ein passender Übertrager dürfte einfacher zu realisieren sein
Michael schrieb: > @drv: Den HCPL-3120 kann ich allerdings aus zwei Gründen nicht > einsetzen. > Ich habe nur 12-13V Eingangsspannung zur Verfügung (HCPL braucht > 15-30V), und ich muss 10-20V über die 80V kommen damit das N-Kanal > MOSFET durchsteuert. Dieses Problem würde z.B. der HCPL3180 lösen, der auch mit 12 Volt läuft. (Vcc 10-20V) Ich habe es noch nie ausprobiert, beim IR2110/12 nur die Highside zu benutzen und vermute, das die Ladungspumpe an Vs unbedingt auch Impulse gegen GND haben muss, damit sie die nötige Differenz zwischen Vs und Vb = Gatespannung liefern kann. Entweder nimmst du einen Nur-Highside Treiber oder die Übertrager/Optokopplerlösung. Gatewiderstände schützen weniger den MOSFet denn den Treiberbaustein. Ohne jeden Widerstand ist der Gateladestom schnell mal am Maximum, vor allem bei schnellen Anstiegszeiten und hoher PWM Frequenz. 10-18 Ohm schaden also nicht.
Wenn ich das Richtig sehe muss VS regelmässig auf Masse gezogen werden. Sonst kann die Versorgungsspannung an Deinem Bootstrapkondensator nicht nachgeladen werden. Die "kleinste" Spannung die VS sieht ist mindestens die des Ausgangskondensators. Die Induktivität schnürt VS noch mehr von der Masse ab. Ist das Richtig ?
Da hat der Thomas W. wohl Recht. Der Treiber ist was für eine Vollbrücke. Der IR2117 macht das, was du willst. Wenn es unbedingt der IR2110 sein muß, könnte man den veräppeln, indem du einen Low-Side-MosFET zwischen Source von M1 und GND schaltest. Der zweite Transistor dient nur dazu Source kurzzeitig auf GND zu ziehen und den Kondensator zu laden. Deine Signalquelle müsste LIN im Gegentakt zu HIN geschaltet werden, und eine Dead-Time berücksichtigen, denn wenn beide Transistoren gleichzeitig durchgeschaltet werden, bricht die SPannung des Panel zusammen, oder im Falle der Versorgung aus Netzteil/Batterie knallt es. Die Stimme im Hinterkopf fragt außerdem nach ob da nicht noch eine Diode zwischen Source von M1 und L müsste um das zu entkoppeln - aber is schon spät... Als Steuer-IC kannst du bis ca. 100kHz den alten TL494 nehmen, eine Regelung brauchts eh. Der hat zwei Error-Amps drin. Mit dem einen vergleichst du die runtergeteilte Ausgangsspannung mit einem Referenzwert (Vref 5V ist auch schon drin). Der Ausgang muß High sein, wenn die Zielausgangsspannung überschritten wurde. Für die Eingangsspannung nimmst du den anderen Error-Amp. Der Ausgang muß high sein, wenn die Module unter ihre Nennspannung abfallen. Ist einer der beiden Error-Amps auf High reduziert der Controller das Tastverhältnis, es wird weniger Leistung aus dem Panel entnommen. Berücksichte, dass Solarpanels sich anders verhalten als normale Akkus. Kann dein Panel mehr Strom liefern als du gerade abnimmst, steigt die Panelspannung. Bei minimaler Stromaufnahme liefert das Panel praktisch volle Leerlaufspannung. Versuchst du mehr Strom zu ziehen, als das Panel bei der gerade gegebenen Sonneneinstrahlung liefern kann, sinkt die Panelspannung. Der Maximale Strom ergibt sich bei minimaler Spannung. Gemeinerweise ist P = U*I und daher sind beide Arbeitspunkte nicht optimal. Der MPP (Maximum Power Point) ergibt sich aus dem Schnittpunkt der beiden Kurven von Strom und Spannung, und verschiebt sich durch äußere Bedingungen wie Paneltemperatur und Sonneneinstrahlung. Auf dem Panel sollte eine Angabe wie Vmp vorhanden sein, die gibt für diesen Paneltyp einen Arbeitspunkt an der für die meisten Situationen passt. Darauf kannst du dann deine Eingangsspannung regeln. Mit einem aktiven Tracking kannst du noch mehr Leistung rauskitzeln, das ist dann aber ein eigenes Kapitel.
Warum nimmst du nicht gleich einen N-Kanal-FET statt D1, dann hast du eine normale Halbbrücke und vermutlich auch weniger Verluste. Es gibt aber auch ne Appnote von IR die beschreibt, wie man den Bootstrapkondensator auch ohne Lowside-Mosfet vernünftig lädt: http://www.irf.com/technical-info/designtp/dt94-1.pdf
Ich befürchte meine Aussage war voreilig und falsch. Wenn sich die Induktivität entläd fällt an der Shottky D1 die Flussspannung ab. Somit bekommt doch VS das Potential Gnd + Flussspannung D1. Dadurch wird das ganze aber stark abhängig von der Regelung... (Wenn es dann nicht mehr raucht) Roehrenvorheizer: Aber D3 sorgt doch dafür das C4 entkoppelt wird und in der Luft hängt !?
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