Hallo Leute, Ich stehe gerade vor der Herausforderung ein extrem phasenrauschenarmes Taktsignal [1] mit 100MHz und 5dBm an 50R um ca. 6dB zu verstärken. Dabei würde ich gerne so das Minimum an Zusatzrauschen anpeilen, was man mit einem einfachen Transistorverstärker hinbekommt. Angefangen habe ich mit einem BFR505 und das Dingen mal in eine Kaskode gespannt, siehe Anhang. Dort ist erst mal noch gar nichts angepasst und alles noch experimentell. Die Schaltung funktioniert so auch, wenn ich das richtig beurteile. Ich habe jetzt ein paar Fragen: 1. Wie kann ich grundsätzlich das Rauschverhalten der Schaltung verbessern? 2. Da ich nur einen sehr schmalbandigen Verstärker benötige, würde ich gerne die Bandbreite stark einschränken um das Rauschen außerhalb des Signalbereiches herunterzubekommen. Man sieht öfter eine Komplexe Last, bzw. einen Schwingkreis am Kollektor. Wenn ich das mache, habe ich allerdings Probleme damit den Arbeitspunkt zu setzen im Kollektorpfad, da die Spule im Parallelschwingkreis für DC dominiert. 3. Wenn ich den Tietze Schenk richtig verstehe, ist eine Spannungsgegenkopplung rauschtechnisch sinnvoller. Ist dies grundsätzlich richtig? 4. Ergibt sich in der spannungsgegengekoppelten Kaskodenschaltung die Verstärkung immer noch aus (R3||R4)/R2? [1] http://www.crystek.com/crystal/spec-sheets/vcxo/CVSS-945.pdf Vielen Dank an euch schon mal! Was gibt es sonst für Anmerkungen? Gibt es möglicherweise einfachere Schaltungskonzepte? Eine Schaltung mit einem Low Noise OpAmp ist bei der Frequenz nicht mehr leicht hinzubekommen.
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Ein Taktsignal ist meist kein Sinus, sondern eher ein Rechteck. Ich wuerd sogar meinen ein Rechteck hat das bessere Verhalten bezueglich Phasenrauschen, denn die Flanke ist definierter. Also einen einfachen Linearverstaerker verwenden.
-------------+------
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R1
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+------C----GND
|
---+---
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L C
| |
+--+--+------Basis Q2
|
Kollektor Q3
Simon K. schrieb:
> Man sieht öfter eine Komplexe Last,
> bzw. einen Schwingkreis am Kollektor. Wenn ich das mache, habe ich
> allerdings Probleme damit den Arbeitspunkt zu setzen im Kollektorpfad,
> da die Spule im Parallelschwingkreis für DC dominiert.
Das ist richtig. Man kann den R1 aber drin lassen fuer den DC
Arbeitspunkt aber ihm wechselspannungsmaessig ueberbruecken. Fuer AC ist
dann nur der LC Kreis massgebend.
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Simon K. schrieb: > Die Schaltung funktioniert so auch, wenn ich das richtig beurteile. Ja, in der idealen Simulation. Schalte mal einen (realistischen!) 0,5pF parallel zu R3. Dann is nix mehr mit 100MHz -> deine Schaltung ist zu hochohmig. Die Parallelgegenkopplung ist für das Rauschen schlecht, weil R2 in Reihe mit der Quelle liegt und sich sein Rauschen zu dem der Quelle addiert und der Eingangsrauschstrom des Verstärkers an R3 ebenfalls einen Rauschanteil erzeugt. > Ergibt sich in der spannungsgegengekoppelten Kaskodenschaltung die > Verstärkung immer noch aus (R3||R4)/R2? Die Gleichung ist falsch, die Versärkung wäre <1, was ja nicht zutrifft. Und wieso sollte R3 parallel zu R4 wirken? Deine Aufgabe kannst mit einer einfachen Emitterschaltung mit Stromgegenkopplung lösen. Siehe Anhang. Die rauscht laut Simu um den Faktor ~3 weniger als deine. Die Schaltung verwende ich auch in einem Breitbandverstärker bis 100MHz, allerdings mit geringfügig anderer Dimensionierung und einem BF959. Die Aussteuerbarkeit ist auch viel besser als in deiner Variante.
Hai! ArnoR schrieb: > Deine Aufgabe kannst mit einer einfachen Emitterschaltung > mit Stromgegenkopplung lösen. Siehe Anhang. Die rauscht > laut Simu um den Faktor ~3 weniger als deine. Mein Gott, Kinder... auch wenn ich jetzt der Stiesel bin, der Euch den Diskutierspaß vermiest: Habt Ihr mal die Rauschwerte im Datenblatt des Oszillators genau gelesen? Die Rauschzahl in unmittelbarer Trägernähe ist astronomisch, und selbst bei mehr als 100kHz Trägerabstand pendelt sie sich bei ungefähr 10 (=10dB) ein. Ob der Verstärker 1dB oder 3dB Zusatzrauschzahl hat, ist beim Träger völlig und im Weitab-Bereich fast egal. Grusz, Rainer
>Die Rauschzahl in unmittelbarer Trägernähe ist astronomisch, >und selbst bei mehr als 100kHz Trägerabstand pendelt sie sich >bei ungefähr 10 (=10dB) ein. Kannst du das vielleicht näher ausführen, z.B. auf welche Rauschzahl du dich beziehst und wie du auf 10dB in 100kHz Abstand kommst?
Hai! Simon K. schrieb: > Ich stehe gerade vor der Herausforderung ein extrem > phasenrauschenarmes Taktsignal [1] mit 100MHz und 5dBm > an 50R um ca. 6dB zu verstärken. Dabei würde ich gerne > so das Minimum an Zusatzrauschen anpeilen, was man > mit einem einfachen Transistorverstärker hinbekommt. Hmmmmm. > Angefangen habe ich mit einem BFR505 und das Dingen mal > in eine Kaskode gespannt, siehe Anhang. [...] > > Was gibt es sonst für Anmerkungen? Ja, zahlreiche: 1) Du löst Probleme, die sich nicht stellen. Folgendes: a) Der Oszillator liefert eine Trägeramplitude von ca. 500mV. b) Die Rauschspannungsdichte in z.B. 10Hz Trägerabstand wird mit -85dBc angegeben; das ist grob 1/20'000 der Trägeramplitude je Wurzel Hertz, also ungefähr 25µV/sqrt(Hz). Das ist die Rauschspannungsdichte, die der Oszillator selbst erzeugt. Die ist immer da und nicht zu vermeiden. c) Der Bezugswert für Rauschberechnungen in 50Ohm-Systemen ist üblicherweise das Rauschen eines 50Ohm-Widerstandes bei Zimmertemperatur; das ist ungefähr 1nV/sqrt(Hz). d) Ein (relativ schlechter) Verstärker mit einer Rauschzahl von z.B. 10dB steuert selbst eine Rauschspannung von etwa 3nV/sqrt(Hz) zum Signal bei. Diese 3nV/sqrt(Hz) (Achtung: Nanovolt) sind gegenüber den 25µV/sqrt(Hz) (Achtung: Mikrovolt), die der Oszillator selbst erzeugt, völlig zu vernachlässigen. Das ist mit normaler Messtechnik nicht nachweisbar. In größerem Trägerabstand sieht die Sache geringfügig (aber nicht dramatisch) anders aus, das gebe ich zu. 2) Der BFR505 ist mit max 18mA Kollektorstrom ein ausgesprochener Kleinsignaltransistor; den würde ich nicht für einen Treiberverstärker einsetzen. Da gibt es besser geeignete mit ca. 100mA Ic_max. 3) Als Anfänger würde ich auch unter Androhung von Waffengewalt keine Kaskodeschaltung mit Mikrowellentransistoren aufbauen: Deine Transistoren haben eine Transitfrequenz von 9GHz, und die Kaskodeschaltung sorgt dafür, dass die Dinger in der Nähe von f_T auch wirklich noch verstärken. Das kann zu sehr lustigen Effekten führen... (Stichwort: Selbsterregung). Kaskodeschaltung sollte man mMn nur verwenden, wenn man ihre speziellen Vorteile wirklich benötigt. Das ist bei Dir nicht der Fall. 4) Deine Schaltung ist teilweise zu hochohmig; das hat Arno ja schon angemerkt. 5kOhm und 0.5pF Eingangs-/Ausgangskapzität sind schon 2.5ns Zeitkonstante, also ca. 70MHz Grenzfrequenz. 5) Zu guter Letzt, damit nicht nur Gemecker kommt: Es gibt im HF-Bereich eine quasi kanonisierte Grundschaltung, und das ist die Parallel-Gegentaktschaltung mit Übertragern. Man benötigt einen Eingangs- und einen Ausgangsübertrager, jeweils mit Mittelanzapfung (z.B. von Mini-Circuits), zwei HF-Transistoren und etwas Hühnerfutter. Grusz, Rainer
Hai! Bernhard schrieb: >>Die Rauschzahl in unmittelbarer Trägernähe ist astronomisch, >>und selbst bei mehr als 100kHz Trägerabstand pendelt sie sich >>bei ungefähr 10 (=10dB) ein. > > Kannst du das vielleicht näher ausführen, z.B. auf welche > Rauschzahl du dich beziehst Auf die übliche Rauschzahl, also Verhältnis der vorhandenen Rauschleistung zum thermisches Rauschen eines reellen 50Ohm-Widerstandes bei Zimmertemperatur. Letztere ist knapp 1nV/sqrt(Hz) bzw. -174dBm/Hz. > und wie du auf 10dB in 100kHz Abstand kommst? Das Datenblatt sagt: Ausgangsleistung +7dBm Rauschleistungsdichte bei 100kHz -170dBc/Hz --> trägerbezogene Leistung(sdichte) Beides zusammen gibt: Rauschleistungsdichte bei 100kHz -163dBm/Hz --> absolute Leistung(sdichte) Das thermische Rauschen hat aber nur -174dBm/Hz, d.h. 11dB weniger. Oder andersherum: Der Oszillator rauscht 11dB stärker. Wie üblich: Angaben nach bestem Wissen; keine Gewähr für Abwesenheit von Rechenfehlern. Grusz, Rainer
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Leute, einfach nen ADCMP600 nehmen und die Sache ist erledigt. W.S.
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Wow, vielen Dank für die Wortmeldungen. Helmuts Tipp war schon mal sehr gut. Im Anhang ist mein neuer Vorschlag für den gesuchten Verstärker. Die Schaltung ist eine Mischung aus einer Infineon App Note und dem Tietze Schenk (Kapitel Hochfrequenzverstärker). Wie schon angemerkt ist eine Kaskode tatsächlich nicht nötig, wenn man den Transistor entsprechend beschaltet. @ArnoR: Deine Schaltung sieht auch nicht schlecht aus, die klassische Emitterschaltung so wie ich das sehe. Aber sie erreicht doch gar nicht die nötige Verstärkung und verbraucht auch relativ viel Strom. Ich vermute der BF959 verhält sich da anders? @Rainer: Ich bin im Moment sozusagen parallel zu der Schaltung dabei herauszufinden, wie die Rauschgrößen überhaupt voneinander abhängen. Um genauer zu sein: Wie wirken sich Noise Figure, Rauschleistungsdichte, Rauschspannung und Phasenrauschen zusammen. Deiner Anmerkung entnehme ich, dass man wohl gar keinen soo rauscharmen Verstärker benötigt, in den hier angegebenen Phasenrausch-Bereichen? Wie auch immer, um das selbst nachvollziehen zu können habe ich noch ein paar Fragen zu deinen "hastigen" Umrechnungen bezüglich der Rauschgrößen :-) Wie kommst du von bspw. den -170dBc/Hz auf eine Rauschzahl? Indem du die Leistungsdichte auf die -174dBm/Hz und 5dBm beziehst? EDIT: Ich sehs schon, scheint zu stimmen! Es ist ein Weilchen her, wo wir das im Studium mal besprochen haben und viel ist leider mangels Anwendung nicht hängen geblieben. Aber ich habe gerade versucht deine Aussagen nachzuvollziehen und soo schwer sind diese Rauschrechnungen ja gar nicht. Aufpassen muss man nur bei so Sachen wie dBc, dBm und rtHz bzw. Hz. Ich werde das Ganze noch mal in Ruhe durchrechnen. Wie auch immer, möchte ich unabhängig davon versuchen den Low Noise Transistor Verstärker zu optimieren. Das dürfte eine schöne Praxisübung sein. Die Anmerkung mit Ic_max ist natürlich richtig und da habe ich den Wald vor lauter Bäumen nicht gesehen. NXP schlägt mir den BFS540 vor. Zu der Schaltung im Anhang hab ich auch noch ein paar Fragen. Angenommen ich möchte den Verstärker jetzt im Rauschoptimum betreiben, dann muss das Anpassnetzwerk aus C1 und L3 so ausgelegt sein, dass der Innenwiderstand links 50R ergibt und auf der rechten Seite den Innenwiderstand so, dass der Innenwiderstand der Impedanz für Rauschanpassung ergibt. Richtig? Die Frage ist, wo ich die Impedanz für Rauschanpassung herbekomme. Im Datenblatt sind Smith-Charts die Gamma-Opt für optimale Rauschanpassung enthalten, aber natürlich nur für diskrete Frequenzen. Was ist der sinnvollste Weg an die notwendige Impedanz für Rauschanpassung zu kommen? Simulation? Pi*Daumen Berechnung mit Faustformeln? Außerdem: Auf welchen Schaltungsaufbau beziehen sich die Smith-Charts im Datenblatt? Die Emitterinduktivität hat doch auch einen Einfluss auf die Impedanz für Rauschanpassung. Wie lege ich das Anpassungsnetzwerk am Ausgang aus? Von außen gesehen muss es eine Impedanz von 50R haben, aber was ist die zweite Bedingung um das Netzwerk berechnen zu können? Ich glaube ich sehe hier den Wald vor lauter Bäumen nicht mehr. Sollte man etwa die Güte vorgeben? Woraus ergibt sich die Spannungsverstärkung der Schaltung? Für hohe Frequenzen ist das L1/L2 (Stromgegenkopplung)? Und vermutlich spielt die Güte von L1 und C5 auch noch eine Rolle. Für Den Arbeitspunkt ergibt sich die (Drift-)Verstärkung aus R1 und R4? Jetzt aber erst mal nachrechnen ob nicht wirklich ein einfacher Common-Emitter Verstärker ausreicht... ;-)
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W.S. schrieb: > Leute, > > einfach nen ADCMP600 nehmen und die Sache ist erledigt. > > W.S. Da der oben angegebene Sinusoszillator der Referenzoszillator für eine PLL ist, die bessere Ergebnisse mit einem Sinus statt Rechteck erzielt, ist das nicht so ganz zielführend.
Simon K. schrieb: > Für Den Arbeitspunkt ergibt > sich die (Drift-)Verstärkung aus R1 und R4? Mit der Spannungsgegenkopplung habe ich es heute aber ganz und gar nicht. Die Driftverstärkung ergibt sich hier aus 1+R1/rbe, wenn ich das richtig(er) sehe.
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Simon K. schrieb: > @ArnoR: Deine Schaltung sieht auch nicht schlecht aus, die klassische > Emitterschaltung so wie ich das sehe. Aber sie erreicht doch gar nicht > die nötige Verstärkung Na du bist vielleicht ein Witzbold. Ich hab die Schaltung einfach nur auf die Verstärkung eingestellt, die deine auch geliefert hat. Eine höhere Verstärkung ist doch kein Problem (RE=7,5R, der untere Basisteiler =2K -> Vges=6dB an 50R). Aber diese Verstärkung kannst du bei den von dir vorgegebenen Bedingungen gar nicht erreichen. Du hast nämlich ein Eingangssignal von 5...7dBm = 400...500mVeff = 1,13...1,4Vss und das müsstest du 4-fach verstärken (wegen des 50Ohm Teilers 2-fach und wegen der Gesamtverstärkung nochmal 2-fach). Das bedeutet eine Aussteuerbarkeit von 4,5...5,6Vss vor dem ausgangsseitigen 50R-Teiler. Wie wolltest du denn das mit der auf 2V liegenden Kaskode bei 5V Vcc machen? Und außerdem gilt das alles nur, wenn der Generator auch mit 50R abgeschlossen ist; bei hochohmigem Abschluss, so wie in deiner und meiner Schaltung, liefert der Generator die doppelte Ausgangsspannung, so dass die Schaltung an 50R nur noch 1-fach verstärken muss, um die gewünschte Gesamtverstärkung von 2-fach zu erzielen, und das ist genau der Fall, den ich in meinem Bild gezeigt habe. > und verbraucht auch relativ viel Strom. Du kannst ja mal nachrechnen, welcher Strom für ~5Vss an 50R nötig ist und das dann mal mit der Stromaufnahme meiner Schaltung vergleichen. Außerdem hatten wir schon festgestellt, dass eine so hochohmige Dimensionierung wie in deiner Schaltung bei den Frequenzen gar nicht realistisch ist.
ArnoR schrieb: > Simon K. schrieb: >> @ArnoR: Deine Schaltung sieht auch nicht schlecht aus, die klassische >> Emitterschaltung so wie ich das sehe. Aber sie erreicht doch gar nicht >> die nötige Verstärkung > > Na du bist vielleicht ein Witzbold. Ich hab die Schaltung einfach nur > auf die Verstärkung eingestellt, die deine auch geliefert hat. Eine > höhere Verstärkung ist doch kein Problem (RE=7,5R, der untere > Basisteiler =2K -> Vges=6dB an 50R). Aber diese Verstärkung kannst du > bei den von dir vorgegebenen Bedingungen gar nicht erreichen. > Du hast nämlich ein Eingangssignal von 5...7dBm = 400...500mVeff = > 1,13...1,4Vss und das müsstest du 4-fach verstärken (wegen des 50Ohm > Teilers 2-fach und wegen der Gesamtverstärkung nochmal 2-fach). Das > bedeutet eine Aussteuerbarkeit von 4,5...5,6Vss vor dem ausgangsseitigen > 50R-Teiler. Wie wolltest du denn das mit der auf 2V liegenden Kaskode > bei 5V Vcc machen? Wenn ich 7dBm um 6dB verstärke, erhalte ich 13dBm. Das sind 2,8Vpp, wenn ich mich nicht völlig verrechnet habe. Du hast aber recht, dass die von mir gezeigte Schaltung die Verstärkung nicht erreicht. Habe ja auch dabeigeschrieben, dass das mein allererster Versuch war. :-) > Und außerdem gilt das alles nur, wenn der Generator auch mit 50R > abgeschlossen ist; bei hochohmigem Abschluss, so wie in deiner und > meiner Schaltung, liefert der Generator die doppelte Ausgangsspannung, > so dass die Schaltung an 50R nur noch 1-fach verstärken muss, um die > gewünschte Gesamtverstärkung von 2-fach zu erzielen, und das ist genau > der Fall, den ich in meinem Bild gezeigt habe. Das tut mir leid, auch wenn meine Schaltung (wie im Eingangspost erwähnt) nicht angepasst ist, war das schon das Ziel. >> und verbraucht auch relativ viel Strom. > > Du kannst ja mal nachrechnen, welcher Strom für ~5Vss an 50R nötig ist > und das dann mal mit der Stromaufnahme meiner Schaltung vergleichen. > Außerdem hatten wir schon festgestellt, dass eine so hochohmige > Dimensionierung wie in deiner Schaltung bei den Frequenzen gar nicht > realistisch ist. Unabhängig von dem Strom der durch die 50R Last entsteht, hat deine Schaltung einen hohen Ruhestrom. In dem hier geforderten Anwendungsfall denke ich, dass ich mit einer LC Anpassung (statt ohmsch) wesentlich besser unterwegs bin was Stromaufnahme, Nötige Transistorverstärkung und Rauschen angeht. Der einzige Nachteil ist die etwas aufwendigere Schaltung bzw. Dimensionierung.
Simon K. schrieb: > Wenn ich 7dBm um 6dB verstärke, erhalte ich 13dBm. Das sind 2,8Vpp, wenn > ich mich nicht völlig verrechnet habe. Ja, an den 50R am Ausgang. Aber IN der Schaltung, nämlich am Emitter von Q2 müssen es dann 5,6V sein und das ist mit der Schaltung unmöglich! ArnoR schrob: >> Das >> bedeutet eine Aussteuerbarkeit von 4,5...5,6Vss vor dem ausgangsseitigen >> 50R-Teiler. Simon K. schrieb: > Unabhängig von dem Strom der durch die 50R Last entsteht, hat deine > Schaltung einen hohen Ruhestrom. Das ist eine A-Stufe, bei der ist der Ruhestrom = max. Ausgangsstrom. Und immerhin kann die Schaltung den gleichen Strom in beide Richtungen liefern, also eine kapazitiv angekoppelte 50R-Last symmetrisch treiben, deine kann das nicht und ist schon deshalb unbrauchbar.
ArnoR schrieb: > Simon K. schrieb: >> Wenn ich 7dBm um 6dB verstärke, erhalte ich 13dBm. Das sind 2,8Vpp, wenn >> ich mich nicht völlig verrechnet habe. > > Ja, an den 50R am Ausgang. Aber IN der Schaltung, nämlich am Emitter von > Q2 müssen es dann 5,6V sein und das ist mit der Schaltung unmöglich! Ja, das war mir wohl nicht klar. Ich habe vermutet, dass es für die LC-angepasste Schaltung nicht gilt, aber das ist falsch. > ArnoR schrob: >>> Das >>> bedeutet eine Aussteuerbarkeit von 4,5...5,6Vss vor dem ausgangsseitigen >>> 50R-Teiler. > > Simon K. schrieb: >> Unabhängig von dem Strom der durch die 50R Last entsteht, hat deine >> Schaltung einen hohen Ruhestrom. > > Das ist eine A-Stufe, bei der ist der Ruhestrom = max. Ausgangsstrom. > Und immerhin kann die Schaltung den gleichen Strom in beide Richtungen > liefern, also eine kapazitiv angekoppelte 50R-Last symmetrisch treiben, > deine kann das nicht und ist schon deshalb unbrauchbar. Das ist natürlich wahr. Also zurück ans Zeichenbrett :-) Danke Arno!
Simon K. schrieb: > Da der oben angegebene Sinusoszillator der Referenzoszillator für eine > PLL ist, die bessere Ergebnisse mit einem Sinus statt Rechteck erzielt, > ist das nicht so ganz zielführend. Im Gegenteil: Gerade für sowas ist der Komparator wesentlich "zielführender" als alles andere. Ne PLL braucht Flanken für den Phasenvergleich und keinen Sinus. Selbst wenn man eine Schmalband-PLL mit einem EXOR-Gatter aufbaut, braucht man dafür letztlich digitale Signale. Kurzum, du liegst ziemlich falsch - vorausgesetzt, unser TO hat mit "Ich stehe gerade vor der Herausforderung ein extrem phasenrauschenarmes Taktsignal [1] mit 100MHz" das Wort Taktsignal ernst gemeint und nicht bloß so dahergelabert. W.S.
W.S. schrieb: > Simon K. schrieb: >> Da der oben angegebene Sinusoszillator der Referenzoszillator für eine >> PLL ist, die bessere Ergebnisse mit einem Sinus statt Rechteck erzielt, >> ist das nicht so ganz zielführend. > > Im Gegenteil: Gerade für sowas ist der Komparator wesentlich > "zielführender" als alles andere. Ne PLL braucht Flanken für den > Phasenvergleich und keinen Sinus. Selbst wenn man eine Schmalband-PLL > mit einem EXOR-Gatter aufbaut, braucht man dafür letztlich digitale > Signale. Eine PLL braucht das Signal, was im Datenblatt angegeben ist. Es geht auch nicht um Schmalband und um EXOR Gatter schon gar nicht. > Kurzum, du liegst ziemlich falsch - vorausgesetzt, unser TO hat mit "Ich > stehe gerade vor der Herausforderung ein extrem phasenrauschenarmes > Taktsignal [1] mit 100MHz" das Wort Taktsignal ernst gemeint und nicht > bloß so dahergelabert. Nö hat er nicht dahergelabert. Aber vielleicht passt dir "Referenzsignal" besser.
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Hai! Simon K. schrieb: > Wie schon angemerkt ist eine Kaskode tatsächlich nicht > nötig, wenn man den Transistor entsprechend beschaltet. Richtig. Mal als allgemeine Anmerkung: Kaskode ist gut, wenn man aus einer Stufe bzw. aus gegebenen Transistoren das Maximum herausquetschen muss. Da das Bereitstellen der Stromverstärkung und das Erzeugen des Spannungshubes auf zwei Transistoren verteilt ist, gewinnt man Freiheits- grade in der Dimensionierung. Klassisches Beispiel: Endstufen zur Ansteuerung von Oszillographenröhren. Für Wald-und-Wiesen-Anwendungen ist die Kaskode fast immer Blödsinn. Man hat mehr Ärger, als die Sache wert ist. > Deiner Anmerkung entnehme ich, dass man wohl gar > keinen soo rauscharmen Verstärker benötigt, in den > hier angegebenen Phasenrausch-Bereichen? Ja. Nicht schlampen, aber auch nicht übertreiben. Es lohnt sich häufig, mal nachzurechnen, welche Verbesserung sich wie auf das Endergebnis auswirkt. Wenn die Quelle schon eine Rauschzahl von 10 hat, ist es i.d.R. sinnlos, das Rauschmaß des folgenden Verstärkers um 0.1dB zu verbessern. Diese Verbesserung kannst Du messtechnisch nämlich kaum nachweisen; das ist verschwendete Zeit. > Wie kommst du von bspw. den -170dBc/Hz auf eine Rauschzahl? > Indem du die Leistungsdichte auf die -174dBm/Hz und 5dBm > beziehst? EDIT: Ich sehs schon, scheint zu stimmen! Ich hab das in der Antwort auf Bernhard schon kurz erklärt; ggf. fragst Du nochmal konkret nach, wenn was unklar geblieben ist. > Wie auch immer, möchte ich unabhängig davon versuchen > den Low Noise Transistor Verstärker zu optimieren. Das > dürfte eine schöne Praxisübung sein. Ja, schon, aber ... nicht übertreiben :-) > Die Frage ist, wo ich die Impedanz für Rauschanpassung > herbekomme. Im Datenblatt sind Smith-Charts die Gamma-Opt > für optimale Rauschanpassung enthalten, aber natürlich > nur für diskrete Frequenzen. Ja. Nach meiner dunklen Erinnerung kann man das umrechnen; ich glaube, im Tietze/Schenk (ab 10. oder 11. Auflage) ist das erklärt. Mangels Bedarf habe ich mich damit nicht tiefer befasst. Einem 9GHz-Transistor ist nämlich relativ wurscht, ob er 100MHz oder 500MHz verstärken soll - das ist für den alles noch Niederfrequenz. Ich habe die Aussage im Gedächtnis, dass unterhalb f_T/10 das hochfrequente Rauschen [*] von Bipolartransistoren praktisch nicht mehr von der Frequenz abhaengt, kann aber im Moment keine Quelle dafür angeben. Das Datenblatt des BFR505 bestätigt diese Aussage aber. [*] Aussage gilt also nicht für das Funkelrauschen Dass die Rauschzahl ab f_T/10 ansteigt, hat weniger damit zu tun, dass der Transistor wirklich mehr rauscht, sondern eher damit, dass seine Verstärkung absinkt. Konstantes Eigenrauschen und absinkende Verstärkung (=absinkendes Nutzsignal) ergeben aber steigende Rauschzahl. Wenn Du es genau machen willst, müsstest Du auch beachten, dass das Rauschverhalten vom Arbeitspunkt abhängt. Grusz, Rainer
Hai! Simon K. schrieb: > ArnoR schrieb: >> Simon K. schrieb: >>> Wenn ich 7dBm um 6dB verstärke, erhalte ich 13dBm. >>> Das sind 2,8Vpp, wenn ich mich nicht völlig verrechnet >>> habe. >> >> Ja, an den 50R am Ausgang. Aber IN der Schaltung, >> nämlich am Emitter von Q2 müssen es dann 5,6V sein >> und das ist mit der Schaltung unmöglich! > > Ja, das war mir wohl nicht klar. Ich habe vermutet, > dass es für die LC-angepasste Schaltung nicht gilt, Kann das sein, dass ihr gerade aneinander vorbei redet? In Deiner LC-angepassten Schaltung gibt es doch gar keinen Q2!? > aber das ist falsch. Ganz sicher?! Ich halte nämlich Deine Aussage "... das ist falsch" für falsch. Grusz, Rainer
Rainer Ziegenbein schrieb: > Kann das sein, dass ihr gerade aneinander vorbei redet? > In Deiner LC-angepassten Schaltung gibt es doch gar > keinen Q2!? Ja, glaub ich auch. Ich hatte mich immer auf die Schaltung ganz oben bzw. in meinem Bild und auf die diesbezüglichen Bemerkungen von Simon bezogen.
Rainer Ziegenbein schrieb: > Kann das sein, dass ihr gerade aneinander vorbei redet? > In Deiner LC-angepassten Schaltung gibt es doch gar > keinen Q2!? > >> aber das ist falsch. > > Ganz sicher?! Ich halte nämlich Deine Aussage "... das > ist falsch" für falsch. Dann war ich wohl zu voreilig und hab diese Tatsache zu schnell hingenommen ohne sie zu überprüfen ;-) Ich habe mir vorgestellt, dass der Ausgangsstrom ja irgendwo herkommen muss und das muss durch die Kollektorimpedanz geschehen, die bei Arnos Schaltung aus einem Widerstand besteht. Wenn ich mir den am Ausgang angepasste Schaltungsteil ansehe, verstehe ich aber nicht, welchen weg der nötige Ausgangsstrom aus der Spannungsquelle nimmt. Ich vermute mal C2 spielt da irgendwie mit, da der Strom durch R1 konstant (DC) ist. Hmmm. Mittlerweile habe ich mir mal Gedanken über die ganzen Rauschleistungsdaten gemacht und wollte sie durch eure Augen mal überprüfen lassen. Ich habe Arnos einfache Emitterschaltung mit resistiver Kollektorlast und resistiver Anpassung am Eingang mal durch die Rauschsimulation gejagt und bin auf 2nV/rtHz gekommen im Bereich um die 100 MHz. Ich nehm das einfach mal als Rechengrundlage. Der Gain meiner Schaltung beträgt 6dB. (Achtung, könnte möglicherweise groben Unfug enthalten, da das vor kurzem angelesenes Wissen ist). Um auf die Rauschleistungsdichte am Ausgang der Schaltung zu kommen, bin ich auf folgenden Zusammenhang gelangt: (P/Hz) = (U/rtHz)^2/R = (2nV/rtHz)^2/50 = 8*10^-17 mW N2=10*log(8*10^-17mW)= -161dBm/Hz NFv = N2 - N1 - G = -161dBm/Hz - (-174dBm/Hz) - 6 = 7 dB (=5) Stimmt das? Der Verstärker hat eine Rauschzahl von 7 dB? Die Rauschzahl des Oszillators bei weiter Entfernung vom Träger beträgt (wie schon angemerkt) ca.: NFg = -169dBc/Hz + 7dBm - (-174dBm/Hz) = 10dB (=10) Die Gesamtrauschzahl des Aufbaus wäre dann NF = NFg+(NFv-1)/Gv = 10+(5-1)/4 = 11 (10.4dB) Die Rauschleistungsdichte am Ausgang dann Nout = NF - 174dBm/Hz? Wenn das richtig ist, würde dies ja bedeuten, dass dieser Verstärker das Phasenrauschen wirklich nur marginal verschlechtert, da sich NFges und NF des Generators sehr ähnlich sind. Nicht oder? Schöö
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Hai! Erstmal zu dem Teilthema "Spannungshub verschiedener Verstärker". Simon K. schrieb: > Ich habe mir vorgestellt, dass der Ausgangsstrom ja > irgendwo herkommen muss und das muss durch die > Kollektorimpedanz geschehen, die bei Arnos Schaltung > aus einem Widerstand besteht. Ja, das ist ja auch so. - Da ich inzwischen der Meinung bin, dass nunmehr drei Leute aneinandervorbeireden, nehme ich mir die Schaltungen mal einzeln vor. 1) Deine Kaskodeschaltung mit Kollektorstufe im Ausgang Dadurch, dass bei Dir R7 (das ist ja wohl die äußere Last?) im Emitter liegt, hat man den Nachteil, dass die Last nicht gleichstromfrei ist. Der Ruhestrom fließt durch die Last; das will man im Regelfall nicht haben, weil man z.B. Übertrager oder Drosseln nicht vormagnetisieren und noch folgende Transistoren nicht gnadenlos übersteuern möchte. Dein Argument, dass Deine Schaltung viel weniger Ruhestrom verbraucht, ist daher nicht ganz fair; das würde man in der Praxis so nicht aufbauen. Die Schaltung ist aber durch den 50Ohm-Längswiderstand ausgangsseitig angepasst; das bedeutet auch, dass Du am Ausgangstransistor die doppelte Spannung erzeugen musst, weil auf dem Weg zur Last hin eine 2:1-Teilung passiert. Das hat Arno ja schon angemerkt. 2) Arnos Schaltungsvorschlag Zu der Schaltung kann ich im Detail nix sagen, weil ich die Funktion des 15pF-Kondensators, der parallel zum Kollektor- widerstand liegt, nicht verstehe. Das mag Arno vielleicht selbst erläutern, wenn ihm so ist. Klar scheint mir jedenfalls zu sein, dass diese Stufe ausgangsseitig nicht angepasst sein kann - eben aufgrund dieses Kondensators, so dass das Problem der 2:1-Teilung in dieser Form nicht steht. 3) Deine verbesserte Schaltung mit LC-Kreis im Ausgang Abgesehen von der Tatsache, dass ich R1 mit 470Ohm für viel zu groß halte, kann bei diesem Schaltungsprinzip (Blindwiderstände im Kollektor) die Spitzenspannung am Ausgang tatsächlich höher werden als die Betriebsspannung. Bei Drosseln weiß ich sicher und aus eigener Messung, dass das möglich ist (ist im Grunde auch logisch, ein Sperrwandler funktioniert ja so); die Idee, es mit einem Schwingkreis zu versuchen, ist für mich neu - aber ich sehe im Moment keinen Grund, warum es nicht auch so klappen sollte. Danke für die Anregung :-) Ausgangsseitige Anpassung wird im Regelfalle nicht vorliegen; schmalbandig kann man sicher durch Drehen am L/C-Verhältnis etwas machen, breitbandig geht's durch den Schwingkreis sowieso nicht. Dass die Spitzenspannung prinzipbedingt höher sein kann als die Betriebsspannung sagt natürlich nicht aus, dass das bei Deiner konkreten Dimensionierung auch tatsächlich der Fall ist. Soweit erstmal. Grusz, Rainer
Rainer Ziegenbein schrieb: > Hai! > > Erstmal zu dem Teilthema "Spannungshub verschiedener > Verstärker". > > Simon K. schrieb: >> Ich habe mir vorgestellt, dass der Ausgangsstrom ja >> irgendwo herkommen muss und das muss durch die >> Kollektorimpedanz geschehen, die bei Arnos Schaltung >> aus einem Widerstand besteht. > > Ja, das ist ja auch so. - Da ich inzwischen der Meinung > bin, dass nunmehr drei Leute aneinandervorbeireden, nehme > ich mir die Schaltungen mal einzeln vor. Das tut mir schrecklich leid. Die allererste Schaltung sollte von mir aus gar nicht mehr zur Diskussion stehen :-) > 1) > Deine Kaskodeschaltung mit Kollektorstufe im Ausgang > > Dadurch, dass bei Dir R7 (das ist ja wohl die äußere > Last?) im Emitter liegt, hat man den Nachteil, dass > die Last nicht gleichstromfrei ist. Der Ruhestrom fließt > durch die Last; das will man im Regelfall nicht haben, weil > man z.B. Übertrager oder Drosseln nicht vormagnetisieren > und noch folgende Transistoren nicht gnadenlos übersteuern > möchte. Oh, ja, das ist die äußere Last. Aber die sollte natürlich DC-entkoppelt sein, eigentlich. > Dein Argument, dass Deine Schaltung viel weniger Ruhestrom > verbraucht, ist daher nicht ganz fair; das würde man in > der Praxis so nicht aufbauen. Ok, weniger als die erste Schaltung nicht, das sehe ich ein. > Die Schaltung ist aber durch den 50Ohm-Längswiderstand > ausgangsseitig angepasst; das bedeutet auch, dass Du am > Ausgangstransistor die doppelte Spannung erzeugen musst, > weil auf dem Weg zur Last hin eine 2:1-Teilung passiert. > Das hat Arno ja schon angemerkt. Das sehe ich auch ein. > 2) > Arnos Schaltungsvorschlag > > Zu der Schaltung kann ich im Detail nix sagen, weil ich die > Funktion des 15pF-Kondensators, der parallel zum Kollektor- > widerstand liegt, nicht verstehe. Das mag Arno vielleicht > selbst erläutern, wenn ihm so ist. Ich vermute mal zur Bandbreitenbegrenzung der Schaltung? > Klar scheint mir jedenfalls zu sein, dass diese Stufe > ausgangsseitig nicht angepasst sein kann - eben aufgrund > dieses Kondensators, so dass das Problem der 2:1-Teilung > in dieser Form nicht steht. Stimmt, die 15pF sind bei 100MHz nicht mehr zu vernachlässigen. > 3) Deine verbesserte Schaltung mit LC-Kreis im Ausgang > > Abgesehen von der Tatsache, dass ich R1 mit 470Ohm für > viel zu groß halte, kann bei diesem Schaltungsprinzip > (Blindwiderstände im Kollektor) die Spitzenspannung am > Ausgang tatsächlich höher werden als die Betriebsspannung. Die 470 Ohm habe ich so ausgelegt, dass ich die 5mA DC Strom erhalte, die für Low Noise Betrieb gedacht waren. Ich vermute, du findest den Widerstand zu klein, weil so die nötige Ausgangsleistung nicht erreicht werden kann? Die Spitzenspannung kann natürlich höher werden, das ist mir auch klar. Aber dann muss am Eingang auch der Strom größer werden, oder nicht? Und das ist mit dem wenigen Ruhestrom vermutlich nicht möglich? > Bei Drosseln weiß ich sicher und aus eigener Messung, dass > das möglich ist (ist im Grunde auch logisch, ein Sperrwandler > funktioniert ja so); die Idee, es mit einem Schwingkreis zu > versuchen, ist für mich neu - aber ich sehe im Moment > keinen Grund, warum es nicht auch so klappen sollte. > Danke für die Anregung :-) Danke nicht mir, sondern den Herren Tietze und Schenk. :-) > Ausgangsseitige Anpassung wird im Regelfalle nicht > vorliegen; schmalbandig kann man sicher durch Drehen > am L/C-Verhältnis etwas machen, breitbandig geht's > durch den Schwingkreis sowieso nicht. Breitbandig geht es so nicht, das stimmt, es ist ja bisher auch nur von schmalbandigen Signalen die Rede gewesen. Wieso denkst du, dass man mit der LC Schaltung ausgangsseitig nicht anpassen kann? Ich kann die Impedanz des Schwingkreises nach außen hin doch auf 50R dimensionieren? > Soweit erstmal. Ich danke dir wiederholt für die lehrreichen Anmerkungen!
Hai! Simon K. schrieb: > Das tut mir schrecklich leid. Die allererste Schaltung > sollte von mir aus gar nicht mehr zur Diskussion stehen :-) Okay... lassen wir diese Schaltung außen vor. >> 2) >> Arnos Schaltungsvorschlag >> >> Zu der Schaltung kann ich im Detail nix sagen, weil ich die >> Funktion des 15pF-Kondensators, der parallel zum Kollektor- >> widerstand liegt, nicht verstehe. Das mag Arno vielleicht >> selbst erläutern, wenn ihm so ist. > Ich vermute mal zur Bandbreitenbegrenzung der Schaltung? Ahhh. Ich bin ein Depp. Ich habe mich einfach verrechnet. Tau = 0.375ns; f_g = 400MHz. Stimmt gut mit Arnos Diagramm überein. --> Alles klar. >> Klar scheint mir jedenfalls zu sein, dass diese Stufe >> ausgangsseitig nicht angepasst sein kann - eben aufgrund >> dieses Kondensators, so dass das Problem der 2:1-Teilung >> in dieser Form nicht steht. > Stimmt, die 15pF sind bei 100MHz nicht mehr zu vernachlässigen. Macht weniger aus, als ich erst dachte. --> Ausgang ist nahezu angepasst. >> 3) Deine verbesserte Schaltung mit LC-Kreis im Ausgang >> >> Abgesehen von der Tatsache, dass ich R1 mit 470Ohm für >> viel zu groß halte, kann bei diesem Schaltungsprinzip >> (Blindwiderstände im Kollektor) die Spitzenspannung am >> Ausgang tatsächlich höher werden als die Betriebsspannung. > Die 470 Ohm habe ich so ausgelegt, dass ich die 5mA DC > Strom erhalte, die für Low Noise Betrieb gedacht waren. Ach so, verstehe. > Ich vermute, du findest den Widerstand zu klein, Tippfehler: "...Widerstand zu groß, (d.h. Strom zu klein)..." Ja, genau. > weil so die nötige Ausgangsleistung nicht erreicht > werden kann? Ja, richtig. > Die Spitzenspannung kann natürlich höher werden, das > ist mir auch klar. Gut, um so besser. - Ich habe das so betont, weil ihr über den Zusammenhang von Betriebsspannung und erzielbarer Ausgangsleistung diskutiert habt. Man muss immer genau Acht haben, was man unter welchen Bedingungen vergleicht. > Aber dann muss am Eingang auch der Strom größer werden, > oder nicht? Ähhh... ja... ?! Ich verstehe grade nicht, worauf Du hinauswillst. Man kann durch Emittergegenkopplung den Eingangswiderstand sehr stark erhöhen. Wenn Du nur 5 Ohm Emitterwiderstand verwendest, und der Transistor eine Stromverstärkung von nur 50 hat, ist der Eingangswiderstand größer als 250 Ohm. Da musst Du noch 62 Ohm zum Eingang parallelschalten, um Anpassung zu erreichen. Oder anders ausgedrückt: Wenn Du die 62 Ohm weglässt, ist die Quelle praktisch im Leerlauf. > Und das ist mit dem wenigen Ruhestrom vermutlich nicht > möglich? Wenn wir vom Kollektorruhestrom reden: Ja. Wenn Du einen Kollektorruhestrom von 5mA einstellst, dann können in die Last maximal 5mA hineinfließen (in der positiven Halbwelle) bzw. 5mA herausfließen (in der negativen Halbwelle). Der Transistor wird (idealerweise) um seinen Ruhepunkt ungefähr symmetrisch ausgesteuert. Daraus kannst Du die Spannung bzw. die Leistung an der Last ausrechnen. (Diese Betrachtung ist sehr optimistisch.) 5mA * 50 Ohm sind aber nur 250mV. Soll heißen: 5mA Ruhestrom ist zu wenig. 30mA ist deutlich besser. >> Ausgangsseitige Anpassung wird im Regelfalle nicht >> vorliegen; schmalbandig kann man sicher durch Drehen >> am L/C-Verhältnis etwas machen, breitbandig geht's >> durch den Schwingkreis sowieso nicht. > Breitbandig geht es so nicht, das stimmt, es ist ja bisher > auch nur von schmalbandigen Signalen die Rede gewesen. Ja, sicher. - Ich wollte es nur angemerkt haben; Arnos Emitterstufe z.B. ist breitbandig angepasst im Ausgang. > Wieso denkst du, dass man mit der LC Schaltung > ausgangsseitig nicht anpassen kann? Nein... Politikerfloskel: "Das habe ich so nicht gesagt!" :-) Ich wollte ausdrücken: Ich muss es mir erstmal genau überlegen und das durchrechnen. Es kann sein, dass es geht, aber ich weiss es noch nicht sicher. > Ich kann die Impedanz des Schwingkreises nach außen > hin doch auf 50R dimensionieren? Rechnerisch geht das immer. Wenn bei der Rechnung aber 1H / 10fF als Schwingkreis herauskommt, dann weisst Du, dass es praktisch nicht funktioniert: Eine Drossel von 1H mit einer Serienresonanzfrequenz größer 100MHz möchte ich erst sehen. >> Soweit erstmal. > Ich danke dir wiederholt für die lehrreichen Anmerkungen! Aber gern. Sehr interessante Diskussion. Grusz, Rainer
Rainer Ziegenbein schrieb: > 2) > Arnos Schaltungsvorschlag > > Klar scheint mir jedenfalls zu sein, dass diese Stufe > ausgangsseitig nicht angepasst sein kann - eben aufgrund > dieses Kondensators, so dass das Problem der 2:1-Teilung > in dieser Form nicht steht. Das stimmt nicht, die Stufe hat einen Ausgangswiderstand von 50Ohm. Der ergibt sich einfach aus dem Kollektorwiderstand des Transistors. Der (innere, durch den Early-Effekt bedingte) Ausgangswiderstand ist wesentlich größer und daher zu vernachlässigen. Man kann die Anpassung leicht dadurch prüfen, dass man die 50R am Ausgang entfernt, wenn die Verstärkung/Ausgangsspannung um 6dB ansteigt, liegt 50R-Anpassung vor. Das ist in meiner Schaltung der Fall. > Zu der Schaltung kann ich im Detail nix sagen, weil ich die > Funktion des 15pF-Kondensators, der parallel zum Kollektor- > widerstand liegt, nicht verstehe. Das mag Arno vielleicht > selbst erläutern, wenn ihm so ist. Die 15pF dienen der Begrenzung des Frequenzbereichs nach oben. Die durch ihn gegebene -3dB Grenzfrequenz liegt bei 420MHz. Den kann man je nach gewünschter oberer Grenzfrequenz dimensionieren. Ohne den Kondensator geht der Frequenzgang bis in den GHz-Bereich, was Schwingneigung und Rauschen erhöht. Alternativ kann man auch einen langsamen Transistor verwenden.
Rainer Ziegenbein schrieb: >>> Klar scheint mir jedenfalls zu sein, dass diese Stufe >>> ausgangsseitig nicht angepasst sein kann - eben aufgrund >>> dieses Kondensators, so dass das Problem der 2:1-Teilung >>> in dieser Form nicht steht. >> Stimmt, die 15pF sind bei 100MHz nicht mehr zu vernachlässigen. > > Macht weniger aus, als ich erst dachte. --> Ausgang ist nahezu > angepasst. Wobei der Blindwiderstand bei etwa 100 Ohm liegt. Ergibt etwa 45 Ohm Betrag der Impedanz. Ja gut, das ist ja noch im Rahmen. >> Ich vermute, du findest den Widerstand zu klein, > > Tippfehler: "...Widerstand zu groß, (d.h. Strom zu klein)..." > Ja, genau. Ähm ja, natürlich. >> Aber dann muss am Eingang auch der Strom größer werden, >> oder nicht? > > Ähhh... ja... ?! For the Record: Ich meinte mit "Eingang" die "andere Seite" des Ausgangsschwingkreises, den man ja gewissermaßen als Transformator sehen kann. Ich schreibe das deswegen, weil der Kollektorruhestrom diesen hohen Strom ja gar nicht ermöglicht (zumindest in die eine Richtung). Um zurück auf meine ursprüngliche Aussage zurückzukommen: Gilt auch bei dieser Schaltung, dass der Kollektorruhestrom für die erzielbare Ausgangsleistung relevant ist. Trotz Schwingkreis und Co. > Wenn Du einen Kollektorruhestrom von 5mA einstellst, dann > können in die Last maximal 5mA hineinfließen (in der positiven > Halbwelle) bzw. 5mA herausfließen (in der negativen Halbwelle). > Der Transistor wird (idealerweise) um seinen Ruhepunkt > ungefähr symmetrisch ausgesteuert. > Daraus kannst Du die Spannung bzw. die Leistung an der Last > ausrechnen. (Diese Betrachtung ist sehr optimistisch.) > 5mA * 50 Ohm sind aber nur 250mV. Moment, wir sind ja immernoch bei der LC Schaltung. Hier besteht die Last ja aus dem transformatorischen Schwingkreis. Das heißt man müsste über die Leistung gehen. Also zum Beispiel könnte man annehmen, dass direkt am Kollektor +/-5mA möglich sind und etwa 0,5-4,5V=4Vpp (ca. 5mW). Das ganze wird durch den LC Kreis gejagt, der dann am Ausgang auf 50R angepasst ist. Das heißt die Schaltung kann mit dem Ruhestrom nur eine Leistung von 5mW herausgeben? > Soll heißen: 5mA Ruhestrom ist zu wenig. 30mA ist deutlich > besser. Ok. Wenn ich das richtig sehe widerspricht sich deswegen "Low Noise" und "halbwegs brauchbare Ausgangsleistung" im gleichen Verstärker. > Rechnerisch geht das immer. Wenn bei der Rechnung aber > 1H / 10fF als Schwingkreis herauskommt, dann weisst Du, > dass es praktisch nicht funktioniert: Eine Drossel von > 1H mit einer Serienresonanzfrequenz größer 100MHz möchte > ich erst sehen. Das ist natürlich ein Argument ;-) >>> Soweit erstmal. >> Ich danke dir wiederholt für die lehrreichen Anmerkungen! > > Aber gern. Sehr interessante Diskussion. Mich würde noch interessieren, was du von der "Umrechnung" von Phasenrauschendichte in Rauchspannungsdichte hälst, bzw. was du generell von meinen Rauschberechnungen oben hälst. Ist das gemessene Phasenrauschen tatsächlich nichts anderes als einfach nur mit dem Spektrum-Analyzer gemessene Leistungsdichte in Trägernähe? Das heißt etwaiges Amplitudenrauschen durch Verstärker kann (in der entsprechenden Maßeineheit) da nach normalen Regeln des Rauschens mit verrechnet werden? (Ich suche hier immer noch nach irgendwas lesbaren was genau diesen Zusammenhang genauer beschreibt). Viele Grüße!
Hai! Simon K. schrieb: > For the Record: Ich meinte mit "Eingang" die > "andere Seite" des Ausgangsschwingkreises, den man > ja gewissermaßen als Transformator sehen kann. Ach so. - Missverständnis. > Ich schreibe das deswegen, weil der Kollektorruhestrom > diesen hohen Strom ja gar nicht ermöglicht (zumindest in > die eine Richtung). Um zurück auf meine ursprüngliche > Aussage zurückzukommen: Gilt auch bei dieser Schaltung, > dass der Kollektorruhestrom für die erzielbare > Ausgangsleistung relevant ist. Trotz Schwingkreis und Co. Aus dem Bauch heraus: Ja. Ein Schwingkreis kann mancherlei - er kann Strom bzw. Spannung transformieren, aber er kann keine Leistung herbeihexen. Der Energieerhaltungssatz gilt :-) > Also zum Beispiel könnte man annehmen, dass direkt am > Kollektor +/-5mA möglich sind und etwa 0,5-4,5V=4Vpp > (ca. 5mW). Das ganze wird durch den LC Kreis gejagt, > der dann am Ausgang auf 50R angepasst ist. > Das heißt die Schaltung kann mit dem Ruhestrom nur eine > Leistung von 5mW herausgeben? Sehe ich so, ja. >> Soll heißen: 5mA Ruhestrom ist zu wenig. 30mA ist deutlich >> besser. > Ok. Wenn ich das richtig sehe widerspricht sich deswegen > "Low Noise" und "halbwegs brauchbare Ausgangsleistung" im > gleichen Verstärker. Im Regelfall schon, ja. Das ist das Problem. - Wobei anzumerken ist, dass es zahlreiche Freiheitsgrade und Tricks gibt. Man ist i.d.R. nicht gezwungen, mit einer Stufe bzw. einem Transistor auszukommen, man muss nicht zwingend eine ohmsche Gegenkopplung verwenden, und man kann auch Übertrager einsetzen... ... > Mich würde noch interessieren, was du von der "Umrechnung" > von Phasenrauschendichte in Rauchspannungsdichte hälst, bzw. > was du generell von meinen Rauschberechnungen oben hälst. Werde ich extra beantworten; wird mir sonst zuviel auf einmal. > Ist das gemessene Phasenrauschen tatsächlich nichts > anderes als einfach nur mit dem Spektrum-Analyzer > gemessene Leistungsdichte in Trägernähe? Nach meinem Verständnis ist das so, ja. - Das ist ja auch sinnvoll, denn erstens muss man das Phasenrauschen mit üblicher Messtechnik auch irgendwie ermitteln können, sonst hat es keinen Witz. Zweitens muss man die Angabe auch sinnvoll "weiterverarbeiten" können - und der normale Weg ist halt der über eine Rauschleistungsdichte. Drittens spricht auch die Einheit "dBc/Hz" im Diagramm für diese Ansicht :-) > Das heißt etwaiges Amplitudenrauschen durch Verstärker > kann (in der entsprechenden Maßeineheit) da nach normalen > Regeln des Rauschens mit verrechnet werden? Sehe ich so, ja. - Der Begriff "Phasenrauschen" ist meiner Meinung nach leicht irreführend. Es wird ja gar nicht die "zufällige Schwankung der Phase, bezogen auf eine 'Normal- phase'" angegeben. Gemeint ist vielmehr "die durch Phasen- modulation (im Oszillator) erzeugte Rauschleistungsdichte". Das ist ja nicht dasselbe; auch von der Einheit her. Aber letztlich ist das beim "thermischen Rauschen" nicht anders; damit sind ja nicht die Schwankungen meiner Wohnzimmertemperatur gemeint - gemeint ist die "durch Wärmebewegung hervorgerufene elektrische Rauschleistungs- dichte". Genau dasselbe Spiel. Grusz, Rainer
Rainer, ich danke dir für deine Ausführungen und Bestätigungen. Selten was so nützliches hier im Forum gelesen! Viele Grüße
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