Schneller Peak-Detector (Spitzenwertspeicher)

Zuerst einmal vielen Dank für die fachlich guten Beiträge! Hätte nicht 
gedacht, dass sich soviele qualitativ der Sache annehmen!

>Huh, ganz schön viel! Da braucht man doch keinen OPV mehr, einfach nur
>ne Diode. Den Spannungsverlust kann man rausrechnen.

Manchmal sieht man vor lauter Bäume den Wald nicht mehr, ich denke bei 
der Applikation kann man Peaks, die kleiner 1V sind, vernachläßigen. 
Daher dürften Dioden wohl ausreichen. Die Durchlaßspannung kann man ja 
über einen Addierer (OPV+baugleiche Diode) einigermaßen 
temperaturkompensieren.

Zuerst versuche ich eine Diode mit weniger Kapazität und C1 auf 1nF zu 
verkleinern, da der Stromfluß in den 200ns, bis der Kondensator 
aufgeladen ist, nicht ohne ist. Hat jedoch bisher zu keiner großen 
Veränderung geführt, daher C3 und C4 auf jeden Fall vergrößern.

Sofern man mit der Auswertung einigermaßen schnell ist, kann man den 
Kondensator noch weiter verkleinern: für 200 ns Pulse sind 10-50pF eine 
realistische Größe. Die zeit bis zur Auswertung sollte nur nicht zu lang 
werden - sonst halt eine 2. Stufe dahinter - die kann dann langsamer 
werden.

Es gibt doch beliebig schnelle Peakdetektoren... Ich koennte als 
Billigteilzb den LT5505 empfehlen. Der macht 3GHz oder so. Uebrigens 
fast ab DC, dort hat er dann eben keine 50 Ohm mehr. Man muss einfach 
einen 1uF als Koppelkondenser verwenden. Die Videobandbreite ist 4MHz.

> Es gibt doch beliebig schnelle Peakdetektoren... Ich koennte als
> Billigteilzb den LT5505 empfehlen.

Habe ich mir auch mal angeschaut, scheinen aber nicht geeignet zu sein. 
Lasse mich aber gerne eines Besseren belehren!

Ich denke, diese "Peakdetektoren" sind aber für eine andere 
Anwendungsart (RF) bestimmt.

- nicht bipolar
- nicht für +/- 10V geeignet

d.h. erfordern eine zusätzliche Signalanpassung.

Die http://www.dse-faq.elektronik-kompendium.de/dse-faq.htm#F.30.2 nennt

1

          LT1715        

2

 in --+-----|+\ 1N5711  dieser Widerstand verhindert overshoot

3

      |     |  >--|>|--2k--+--+--+-- out

4

     50R +--|-/            |  |  |

5

      |  |                 | 1nF 1M Widerstand bestimmt decay Zeit

6

      |  +-----------------+  |  |

7

 GND -+-----------------------+--+--

Echter Spitzenwert, muß zurückgesetzt werden, geht aber bis 100kHz
besser als 0.1%:

1

 in --------|+\                       OPA624

2

            |  >--+--|>|-----+----------|+\

3

         +--|-/   | BAS70    |          |  >--+-- Peak

4

         |        +--|<|--+ 220nF    +--|-/   |

5

         |                |  |       |        |

6

         +----------------+--(--10k--+--------+

7

                             |

8

 GND ------------------------+

200ns sind also nicht ganz so einfach. Man könnte je nach geforderter 
Präzision auch sagen: Unerreichbar.

Wie wärs denn mit der Lösung im Anhang? Nicht so genau wie ein OPV, aber 
besser als eine Diode allein, weil deren Flussspannung teilweise 
kompensiert wird.

@ArnoR

Danke für deine Schaltung! Werde es so machen (siehe Anlage).

Ich verstehe jedoch nicht ganz, warum sich die Durchflussspannungen 
teilweise kompensieren (Kollektorschaltung)?

Ist die Beschaltung für -Peak so korrekt?

Analog Looser schrieb:
> Ich verstehe jedoch nicht ganz, warum sich die Durchflussspannungen
> teilweise kompensieren (Kollektorschaltung)?

Stell dich mal auf das Potential am Emitter. Der Eingang (Basis) liegt 
immer um Ube tiefer und der Ausgang liegt um Uf tiefer. Und wenn Ube~Uf, 
dann hebt sich das gegenseitig auf.

> Ist die Beschaltung für -Peak so korrekt?

Scheint so.

Was allerdings nicht geht, sind die 10nF, damit sind die Zeitkonstanten 
für 200ns zu groß. Das sieht man doch gut in meinem Bild.

> Was allerdings nicht geht, sind die 10nF, damit sind die Zeitkonstanten
> für 200ns zu groß. Das sieht man doch gut in meinem Bild.

Ja ist mir klar, habe ich vergessen im Schaltplan zu ändern. Danke für 
den Hinweis und für die Erklärung!

Analog Looser schrieb:
> Ist die Beschaltung für -Peak so korrekt?

Ähh, du kannst die Schaltung nicht für beide Polaritäten parallel 
schalten, weil sonst beim eigentlich inaktiven Transistor jeweils die 
Kollektor-Basis-Diode leitend wird. Und selbst wenn man da eine 
(Schottky-) Diode in die Kollektorleitung legt, muss der Eingang immer 
noch den Strom durch die 220R aufnehmen.

ArnoR schrieb:
> Analog Looser schrieb:
>> Ist die Beschaltung für -Peak so korrekt?
>
> Ähh, du kannst die Schaltung nicht für beide Polaritäten parallel
> schalten, weil sonst beim eigentlich inaktiven Transistor jeweils die
> Kollektor-Basis-Diode leitend wird. Und selbst wenn man da eine
> (Schottky-) Diode in die Kollektorleitung legt, muss der Eingang immer
> noch den Strom durch die 220R aufnehmen.

Die Kollektoren dürfen dann halt nicht auf Masse, sondern auf die 
jeweils gegenüber liegende Betriebsspannung. Bei 200 Ohm gibt es hier 
ein Problem mit der verbratenen Leistung der Transistoren.

Außerdem sehe ich noch das Problem, dass die Bias-Ströme der OpAmps den 
Kondensator bis über den Peak hinaus aufladen, nur gebremst durch 220k. 
Den einen oder den andren, aber ohne mir die OpAmps genauer angeschaut 
zu haben.

Wie soll der Peak den wieder zurück gestzt werden?

Welchen Innenwiderstand hat denn die Signalquelle? Die muß ja z. B. auch 
die Kapazitäten der Transistoren (wirklich BC328?) umladen.

Gruß

Joachim schrieb:
> Die Kollektoren dürfen dann halt nicht auf Masse, sondern auf die
> jeweils gegenüber liegende Betriebsspannung. Bei 200 Ohm gibt es hier
> ein Problem mit der verbratenen Leistung der Transistoren.

Genau. Man könnte den Strom und die Speicherkapazität kleiner machen, 
nur bekommt man dann ein zunehmendes Problem mit der Ladung, die die 
Diode an der Rückflanke wieder aus dem Speicherkondensator saugt.

> Außerdem sehe ich noch das Problem, dass die Bias-Ströme der OpAmps den
> Kondensator bis über den Peak hinaus aufladen, nur gebremst durch 220k.
> Den einen oder den andren, aber ohne mir die OpAmps genauer angeschaut
> zu haben.

Nun, ab dem Speicherkondensator ist das Signal doch ganz langsam, da 
kann man einen Fet-OPV mit sehr kleinem Biasstrom nehmen, so dass man 
keinen nennenswerten zusätzlichen Fehler bekommt.

> Wie soll der Peak den wieder zurück gestzt werden?

Z.B. mit einem kleinen Fet parallel zum Speicherkondensator. Ist aber 
wohl Sache des TE.

> die Kapazitäten der Transistoren (wirklich BC328?) umladen.

Der Transistor arbeitet ungesättigt als Emitterfolger und hat daher nur 
eine kleine wirksame Kapazitäten, da geht auch ein BC328. 200ns (jeweils 
rauf und runter) sind doch nur 2,5MHz.

ArnoR schrieb:
> Joachim schrieb:
>> Die Kollektoren dürfen dann halt nicht auf Masse, sondern auf die
>> jeweils gegenüber liegende Betriebsspannung. Bei 200 Ohm gibt es hier
>> ein Problem mit der verbratenen Leistung der Transistoren.
>
> Genau. Man könnte den Strom und die Speicherkapazität kleiner machen,
> nur bekommt man dann ein zunehmendes Problem mit der Ladung, die die
> Diode an der Rückflanke wieder aus dem Speicherkondensator saugt.

Den Strom kann man ruhig kleiner machen, ohne den Speicherkondensator 
auch zu verkleinern, wenn man zwischen die beiden Emitter noch einen 
weiteren Kondensator schaltet. Sind ja Emitterfolger, der eine (U+UBE) 
und der andere (U-UBE). Von Emitter zu Emitter liegt dann immer eine 
Spannung von etwa 2UBE an. Also Vorschlag RE jeweils 1k und zwischen 
E(PNP) und E(NPN): 100n.

Dadurch wird das Signal auch "symmetrischer".


>> Wie soll der Peak den wieder zurück gestzt werden?
> Z.B. mit einem kleinen Fet parallel zum Speicherkondensator. Ist aber
> wohl Sache des TE.

An ihn war meine Frage eigentlich auch adressiert, ebenso wie die nach 
dem Innenwiderstand der Signalquelle.

Die anderen Aspekte wollte ich nur mal kurz anreißen.


Gruß

Joachim schrieb:
> Also Vorschlag RE jeweils 1k und zwischen E(PNP) und E(NPN): 100n.

Der Vorschlag ist sehr gut.

> Dadurch wird das Signal auch "symmetrischer".

Nicht nur das, es wird auch sehr schnell. Trotz reduziertem Strom 
verzehnfacht sich die Abtastgeschwindigkeit. Nach nicht mal 20ns ist der 
Spitzenwert erreicht, weil jeweils die "andere" Seite niederohmig (als 
direkter Emitterfolger ohne Begrenzungswiderstand) über den 
Verbindungskondensator Ladung liefert. Außerdem wird die Stufe durch die 
Dioden an der Signalrückflanke verringert. Scheint so als gäbe es doch 
eine vernünftige Schaltung für das Problem. :-)

ArnoR schrieb:

> Nach nicht mal 20ns ist der Spitzenwert erreicht

Somit kann der Speicherkondensator auch größer werden, womit man weniger 
Probleme mit Leck- und Bias-Strömen hat.

Als "Diode zum Ausgleich der UBE" kann man ev. den jeweiligen Transistor 
als Diode verschaltet nehmen. Hat aber den Nachteil, dass die Kapazität 
dieser Diode und die Leckströme dann größer sind als bspw. bei einer 
1n4148. Vorteil wäre eine prinzipiell ähnlichere UBE, insbesondere da ja 
bei Dioden selbst bei gleichem Strom typischerweise eine größere 
Spannung abfällt.

Aber dies hängt alles mit den Genauigkeitsanforderungen zusammen. Ev. 
kann eine Kalibriertabelle helfen.

Gruß

Den Speicherkondensator sollte man schon deutlich kleiner machen, wenn 
es um einzelne Peaks geht. Gegen die Drift über längere Zeit hilft wenn 
nötig ein 2. langsamerer Peakdetektor mit OPs, etwa so ähnlich wie 
Figure 1 ganz oben mit FET OP-Amp - ggf. auch die Version mit einem 2 
OP.

Die erste Sture verlängert den Peak dann in z.B. den ms Bereich und die 
2. Stufe kann dann in aller Ruhe und ohne großen Fehler den Wert auch 
länger speichern.

Für diejenigen, die es interessiert und die mit dem "Geschwätz" nichts 
anfangen können, hier die zuletzt erwähnte Schaltung mit Zeitverhalten. 
Positiver 10V-Eingangssprung bei t=0 (grün), zurück auf 0 bei 200ns, 
negativer 10V-Eingangssprung bei t=300ns (rot), gezeigt ist jeweils das 
Ausgangssignal.

Joachim schrieb:
> Als "Diode zum Ausgleich der UBE" kann man ev. den jeweiligen Transistor
> als Diode verschaltet nehmen.

Das bringt nicht viel, weil der Strom durch die Diode zum Ende der 
Aufladezeit sehr klein wird und damit auch ihre Flussspannung, somit 
kann man immer nur eine unvollkommene Kompensation erreichen.

Hi,
mal eine ketzerische Frage: Funktioniert das mit dem Kondensator, auch 
wenn ein Gleichspannungspegel dem Eingangssignal überlagert ist? Wird 
dieser nicht mit in den Kondensator geladen und verfälscht das Ergebnis?

Grüße

Krangel schrieb:
> mal eine ketzerische Frage

Kaum wurde mal eine gute Schaltung entwickelt,
schon kommen die Nörgler.

Krangel schrieb:
> Funktioniert das mit dem Kondensator, auch
> wenn ein Gleichspannungspegel dem Eingangssignal überlagert ist?

Ketzerische Gegenfrage:
Kann man einen Gleichspannungspegel auf dem Eingangssignal
nicht simplerweise durch einen Kondensator abtrennen?

Hi,

RoJoe schrieb:
> Kaum wurde mal eine gute Schaltung entwickelt,
> schon kommen die Nörgler.
 warum Nörgler? Ich habe eine Frage gestellt, die noch nicht untersucht 
wurde.

RoJoe schrieb:
> Kann man einen Gleichspannungspegel auf dem Eingangssignal
> nicht simplerweise durch einen Kondensator abtrennen?

Klar geht das, aber wenn eine Gleichspannung Einfluss hat, braucht es 
noch eine gute Klemmschaltung sonst funktioniert das simplerweise nicht 
mehr.

Grüße

Krangel schrieb:
> braucht es
> noch eine gute Klemmschaltung

da muss nichts geklemmt werden

Hi,

und voher bekommen die Basen ihr Bezugspotentional?

Grüße

Krangel schrieb:
> und voher bekommen die Basen ihr Bezugspotentional?

von einem Widerstand gegen Masse

Hi,

menno das artet hier in Arteit aus.

Links: mit dem Kondensator
Mitte: Mit Kondensator und Koppelkondensator
Rechts: ArnoRs original

Diagramm:
Oben: ArnoRs Original: langsam aber exakt.
Mitte: mit Kondensator: beide Signale zu klein.
Unten: mit Kondensator und Koppelkondensator: sieht am schlechtestens 
aus.

Nachtruhe jetzt.

Nachtrag: dem Eingangssignal ist ein Gleichanteil von 1V überlagert.

Sorry, das ich mich erst jetzt wieder melde. War seit gestern Nachmittag 
anderweitig beschäftigt.

Bin ja echt erstaunt, wie intensiv an der "Aufgabe" gearbeitet wird! Als 
"Analog Looser" (Softworker) kann ich nicht immer ganz der Diskussion 
folgen.

Bin noch ein paar Antworten schuldig.

>Wie soll der Peak den wieder zurück gestzt werden?
Gar nicht. Der Impuls (ca. 200ns) kommt nur alle 10-100ms, in dieser 
Zeit muss sich der Spitzenwertspeicher (zum Teil) selbst entladen haben 
-> RC-Glied -> Tau. Zum nächsten Impulszeitpunkt muss die Spannung nur 
soweit abgefallen sein, dass der Spike wieder detektiert werden kann.
Letztendlich interessiert der Zeitpunkt und die Amplitude zum Zeitpunkt.

>Welchen Innenwiderstand hat denn die Signalquelle? Die muß ja z. B. auch
>die Kapazitäten der Transistoren (wirklich BC328?) umladen.

Die Signalquelle ist über einen nachgeschalteten Impedanzwandler 
aufbereitet und sollte daher keine Probleme machen.

Hintergrundinformation:
Bei der Applikation handelt es sich um Messungen von 
Zündspannungssignalen an Verbrennungsmotoren (daher sehr kurz). 
Dementsprechend ist die Zeit zwischen den Impulsen abhängig von der 
Motordrehzahl.

Krangel schrieb:
> Unten: mit Kondensator und Koppelkondensator: sieht am schlechtestens
> aus.

Die Eingangszeitkonstante 1nF/1k ist zu klein, da ändert sich das Signal 
an den Basisanschlüssen schon merklich innerhalb der 200ns. Setz mal 
100nF ein, dann ist es gut.

Hi,

ArnoR schrieb:
> Setz mal
> 100nF ein, dann ist es gut.

 Richtig. Aber das bedeutet, dass der Kondensator die Schaltung auf AC 
einschränkt. Wer sagt, dass das zulässig ist?
Da wir jetzt wissen, wie das Signal eventuell aussieht, können wir ja 
mal damit simulieren. Raus kommt, dass die geforderte Genauigkeit <±1% 
nicht erfüllt wird. Bei einem 10V Signal beträgt der Fehler trotz 
Kondensator ca.8%.
Bei einem 4V Signal ist die Schaltung ohne C, oh Wunder der Elektronik, 
um 1% Punkt besser.
Also, alles noch mal auf Anfang.

Grüße

Krangel schrieb:
> Aber das bedeutet, dass der Kondensator die Schaltung auf AC
> einschränkt. Wer sagt, dass das zulässig ist?

Mann, was redest du denn da? Natürlich schränkt ein 
Eingangskoppelkondensator die Schaltung auf AC ein, ist z.B. bei jedem 
NF-Verstärker genauso. Die Schaltung liefert ohne 
Eingangskoppelkondensator am Ausgang den Spitzenwert des Summensignals. 
Ob das zulässig ist oder nicht entscheidet das Signal und der Anwender. 
Wer sagt denn, dass die Schaltung alle denkbaren Eventualitäten abdecken 
kann/soll?

> Also, alles noch mal auf Anfang.

Ja bei deinen Simulationen. Man kann deutlich sehen, dass du im linken 
Bild einfach eine falsche Zeitkonstante angesetzt hast (rot), da kann 
natürlich kein vernünftiges Ausgangssignal rauskommen. Was du da sonst 
simuliert hast kann man mangels Schaltung gar nicht beurteilen.

Kannst du außer solch komischen Beiträgen auch mal was Konstuktives 
liefern oder bis du nur auf "Rache" aus?

>>Letztendlich interessiert der Zeitpunkt und die Amplitude zum Zeitpunkt.

@Falk Brunner
> Dann brauchst du aber noch einen Komparator zur Detektion des Pulses.

Ist nicht notwendig, siehe Eröffnungsbeitrag:
>Eine Messelektronik soll einen schnellen Impuls
>(200ns) erfassen (Amplitude). Die Abtastfrequenz ist jedoch zu langsam.
>Also soll der Impuls etwas "verlängert werden" von 200ns auf ca. 5µs
>damit er sicher erfasst wird.

Bei 10-100ms Zykluszeit ist eine Abweichung von 2-5µs ausreichend. 
Letztendlich wird umgerechnet auf den Kurbelwinkel, und dessen 
Messgenauigkeit ist noch viel geringer.

Ziel ist es jeden Impuls (Zündung) mitzubekommen und nicht nur wenn 
Abtastung und Impuls zufällig übereinstimmen.

@ArnoR und Krankel
Last es Gutsein. Ich finde ArnoR hat eine wirklich einfache und 
ausreichend genaue Schaltung entworfen - VIELEN DANK !!!

ArnoR wenn Du kein Abstinenzler bist, dann würde ich Dir - als kleines 
Dankeschön - einen Wein zukommen lassen!
Oder die neue E-Klasse, oder beides (Wein im Kofferraum) ;-)

Analog Looser schrieb:
> Ich finde ArnoR hat eine wirklich einfache und
> ausreichend genaue Schaltung entworfen - VIELEN DANK !!!

Ich denke, alle Beteiligten haben den Dank verdient, insbesondere 
Joachim.

> ArnoR wenn Du kein Abstinenzler bist, dann würde ich Dir - als kleines
> Dankeschön - einen Wein zukommen lassen!
> Oder die neue E-Klasse, oder beides (Wein im Kofferraum) ;-)

Vielen Dank, aber wenn, dann für alle. Ich bin kein Abstinenzler und die 
E-Klasse reizt mich nicht im geringsten, ich bin zufrieden und brauche 
nichts.

Der von Krangel beobachtete Rückschlag durch die 1N4148 scheint real. 
Aus diesem Grunde hier eine Simulation mit Schottky-Dioden. Der 100n 
zwischen den Emittern ist dann ohne größere Bedeutung, da als Last ja 
nur die Basisströme der nachfolgenden Transistoren auftritt.

Die Speisespannung muß gut entkoppelt werden, da zum Laden der 
Speicherkondensatoren größere Strome benötigt werden.

Gruß

Falk Brunner schrieb:

>>Der von Krangel beobachtete Rückschlag durch die 1N4148 scheint real.
> Und das hast du mit der Simulation herausgefunden? ;-)

Es scheint so.  :-)

Gruß

Falk Brunner schrieb:

> Um eine 4148 zu ersetzen braucht es schon eine SEHR gute Schottkydiode,
> denn die ist alles andere als lahm bei 4ns trr.

Liegt ein Fehler im LTSpice-Modell für die 1N4148 vor?

Hier steht tt=20n.

Gruß

Joachim schrieb:
> Der von Krangel beobachtete Rückschlag durch die 1N4148 scheint real.

Das Problem ist die leitende Diode bei Krangel wegen der falschen 
Zeitkonstanten. Wenn die umgepolt wird, dann muss die 
Sperrverzugsladung ausgeräumt werden. Wenn die Zeitkonstante so 
gewählt wird, dass die Diode praktisch stromfrei ist, dann hat man nur 
die geringe Sperrschichtkapazität, die Ladung aus dem 
Speicherkondensator saugt. Die trr sagt hier nicht viel aus.

Du hast in Deiner Simu ja einen rechteckigen Impuls, wenn ich das 
richtig sehe. Da hat die Diode genug Zeit nichtleitend zu werden. Bei 
einem sinusförmigen Verlauf muss sie bis zum Maximum leiten. Und die 
linke Schaltung mit u+ entspricht ja der diskutierten.

Wenn ich das Diagramm zoome, sehe ich, dass das Signal "u+" dem 
Eingangssignal 20 ns lang folgt, was ja dem "tt=20n" entsprechen könnte.

Unabgängig davon entlädt der 220k den auf 10 V geladenen 470p in den 
ersten 5 µs um etwa 0,5 V.

Gruß

Das Model sowohl bei LTspice als auch bein Tina sind vermutlich nicht 
korrekt. Das NXP-Modell macht doch schööne Kurven.

nö, reverse recovery time ist bei beiden 4ns, die anderen Daten sind 
ziemlich ähnlich. Die LTspice Modelle sind aber identisch, und damit 
beide nicht korrekt.

Hallo Leute,

habe mal verschiedene Schaltungen aufgebaut, allerdings sehen die 
Signale in der realen Schaltung ander aus als die Simulationsergebnisse. 
Ganz bescheiden war der Entwurf mit den Transistoren (???).

Das beste Ergebniss ist der Entwurf in der Anlage, wobei ich das Delay 
(ca. 20µs) mir nicht erklären kann. Hat jemand eine Idee an was das 
liegen kann?

Die Schaltung erfüllt jedoch die Spezifikation bei weitem nicht ;-(

Hi,
du hast den ­Peak-Detector falsch zusammengebaut. Mir scheint, dass der 
OpAmp zu langsam ist, bei 2,5Mhz gibt es deutliche Überschwinger. Bei 1 
MHz scheint er noch zu gehen.

Die Verzögerung kommt vermutlich von den Widerständen R17/R18, die 
bilden einen Tiefpass mit der Eingangskapazität des OpAmps, obwohl 20µs 
mir doch zu lange erscheint. Lass die ganzen Widerstände und die 1N4148 
einfach mal weg.

Bye

Analog Looser schrieb:

> habe mal verschiedene Schaltungen aufgebaut, allerdings sehen die
> Signale in der realen Schaltung ander aus als die Simulationsergebnisse.
> Ganz bescheiden war der Entwurf mit den Transistoren (???).
Hast Du die Schaltung noch? Dann würde mich interessieren was für Kurven 
es da gab.


> Das beste Ergebniss ist der Entwurf in der Anlage, wobei ich das Delay
> (ca. 20µs) mir nicht erklären kann. Hat jemand eine Idee an was das
> liegen kann?

Das dürfte zu 95% an den 100p in der Rückkopllung liegen (C5 & C6). 
Entlöte diese doch mal und zeige Kurven. A: es ist deutlich besser. B: 
es schwingt.

Der Abfall nach dem Peak erklärt sich durch die 330k mit parallel 200k.

Gruß

Hallo und Danke an alle!!!

>Die Verzögerung kommt vermutlich von den Widerständen R17/R18, die
>bilden einen Tiefpass mit der Eingangskapazität des OpAmps, obwohl 20µs
>mir doch zu lange erscheint. Lass die ganzen Widerstände und die 1N4148
>einfach mal weg.
Das gleiche sieht ähnlich mit einem Spannungsfolger aus - nur ohne 
Offset.

>Das dürfte zu 95% an den 100p in der Rückkopllung liegen (C5 & C6).
>Entlöte diese doch mal und zeige Kurven. A: es ist deutlich besser. B:
>es schwingt.
Habe zuerst keine C5 und C6, dann schwingte der OP sehr stark. Die 100pF 
wurden empirisch ermittelt (10pF - 220pF).

>Hast Du die Schaltung noch? Dann würde mich interessieren was für Kurven
>es da gab.
Leider Nein. Das viele hin- und herlöten machte den Aufbau nicht gerade 
besser, daher habe ich schon 3 komplette neue Schaltungen aufgebaut. Und 
Transitor Lösung in den Müll geworfen.

Letztendlich bin ich wieder zurück zu meiner "Erstschaltung" gegangen 
(siehe Anlage). Habe ein paar Dimensionierungen geändert.
Der Grund warum die Puls ein Länge von ein paar µS brauchte lag an zu 
hohem R7 und R8 und zusätzlich LOW-ESR 4.7µF SMD-Kondensatoren an jedem 
OP.
Frage mich nur, woher das Delay (ca. 200ns) und das Überschwingen (ca. 
1,3V) beim -Peak herkommt?

Danke Falk für Deinen Tipp. Ich bin eigentlich Programmierer und in 
(analoger !!!) Schaltungstechnik wenig geübt. Mit Klemmdiode meinst Du 
sicherlich eine Schottky (D4) wie in der Anlage?

Das würde bedeuten, wenn zuerst der neg. Puls vor dem pos. Puls kommen 
würde, dann würde die Verzögerung und das Überschwingen im +Peak 
sichtbar sein - Oder?