Hallo Forum, ich moechte einen n-channel Mosfet in der Highside mit f=250kHz ansteuern und bin mir unsicher, ob das funktioniert wie gedacht. Die Versorgungsspannung meines Treibers ist dabei 3V - 12V. Der Leistungsmosfet selbst steuert 3V - 40V. Die kommerziellen Treiber koennen den Spannungsbereich leider nicht. Im Anhang sind Screenshots meiner Simulation von https://www.circuitlab.com/circuit/pn9dg3/highside-driver/ Was ich mich frage ist, ob ich durch meinen Pegelwandler M3 nicht das Gate zerschiesse? Schliesslich ist das Gate auf den in der Simulation verwendeten 30V + V_GATE und ich ziehe es runter auf 0V, d.h. es liegen -30V am Gate an, -20V verkraftet es. In der Simulation tauchen aber keine negativen Werte auf. Wo ist mein Denkfehler?
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Das Gate von M3 wird doch keine 30V bekommen? Verstehe ich nicht, das wird doch normalerweise nur von ner Logik angesteuert... Was aber jetzt schon klar ist: M3 wird nicht schnell genug öffnen, habe genau sowas schon mal gebaut. 100KHz wären schon schwierig.
Hi,
>> ob ich durch meinen Pegelwandler M3 nicht das Gate zerschiesse?
das sehe ich auch so.
Wenn in deiner Schaltung ernsthaft Strom fließt (30 V / 3 Ohm), dann ist
das die klassische Stelle für einen Optokoppler. Dieser trennt dann die
"verseuchte" Umgebung des Leistungsteils (incl. Bootstrap) von der des
Steuerungsteils.
Gruß
Bernhard
Also bei der gesamten Schaltung wird kein Gate zerschossen. Wichtig wäre nur, daß die 12V vor den 30V anliegen, sonst ist M1 schön im linearen Bereich...
0815 schrieb: > Was aber jetzt schon klar ist: M3 wird nicht schnell genug öffnen, habe > genau sowas schon mal gebaut. 100KHz wären schon schwierig. Der BSS138 ist stellvertretend fuer einen Kleinsignalfet. Bei Q_G_total=0,8nC aus dem Datenblatt des 2N7002 ist tau = 800ns. Das ist mir schnell genug, der FET leitet schon wesentlich frueher. Probiert habe ich es auch. Bernhard __ schrieb: >>> ob ich durch meinen Pegelwandler M3 nicht das Gate zerschiesse? > das sehe ich auch so. Und das ist der Knackpunkt ;) Die Simulation sagt nein. Wieso nicht? Wie kann ich das 'fixen'? Ich habe mir ueberlegt, dass in der Simulation FET-Source sehr schnell nach unten sinkt, wenn das Gate auf FET-Source gezogen wird. D.h. das Gate hat in der Simulation keine Chance, negativer als Source zu werden. In der Realitaet sieht das durch parasitaere Effekte anders aus.
Die Gate Source Spannung von M3 wird wahrscheinlich durch ein Logikschaltung vorgegeben und liegt damit immer im sicheren Bereich. Das Gate von M1 wird beim Entladen über Q2 mit der Source von M1 verbunden. Wie soll da jemals das Gate negativer weren können als die Source? Mit einer induktiven Last könnte beim Ausschalten die Source von M1 "nach unten gezogen" werden. Wenn das passiert, wird UGS für M1 wieder positiv und der FET öffnet wieder bis der Strom durch die induktive Last abgesunken ist. Wieder kein Problem mit negativem UGS. Mit einer großen kapazitiven Last sinkt die Source von M1 beim Abschalten nicht nach unten, dann wäre tatsächlich die Basis von Q2 in Gefahr (weil der Strom über die Basis-Kollektor Strecke fließen und nicht durch einen Widerstand begrenzt würde). Hier könntest du tatsächlich noch einen kleinen Widerstand spendieren. Anon Ymous schrieb: > In der Realitaet sieht das durch parasitaere Effekte anders aus. Erkläre bitte mal genauer, welche parasitären Effekte konkret zu UGS < -30V führen könnten.
Ich würde dir statt deines Kleinsignalfets ebenfalls zu einem Optokoppler raten. Zumal deine Schaltung so konzipiert ist, das du die Last aktiv abschalten musst. Sowas finde ich immer schlecht. Der Optokoppler sollte so eingebaut sein, das wenn die LED drin leuchtet, die Gateansteuerung aktiv wird und den FET zuschaltet... Als Opto empfehle ich den SFH6720 oä.
Anon Ymous schrieb: > Was ich mich frage ist, ob ich durch meinen Pegelwandler M3 nicht das > Gate zerschiesse? Nun, Treiber-IC enthalten 3 Dinge: Eine Diode von Gate nach Source um negative UGS an den MOSFETs zu verhinden, meist sogar eine 10V Z-Diode in Reihe mit einer Diode weil leicht negative Spannungen erlaubt sind und schneller sperren. Diese Diode kann auch extern sinnvoll sein, siehe Datenblatt des NCP5106 mit 10 Ohm Vorwiderstand. Ein undervoltage-lockout, damit der obere MOSFET nicht einschaltet, wenn die Ladungspumpe noch nicht ausreichend geladen hat.
Diode D1 ist unnoetig, weg. Die 12V ist das hoechste der Gefuehle fuer den Emitterfolger, also kann das Gate des N-Fetes am Ausgang auch hoechstes 12V bekommen, also bekommt die Last hoechstes 7V je nach Gatethreshold der Fetes. die Schaltung ist Schrott. Der Gegentakt Emitterfolger muss auch an 30V laufen. Also V1=V3. Und der Ausgangsfet M1 muss ein P-Fet sein.
Anon Ymous schrieb: > Und das ist der Knackpunkt ;) Die Simulation sagt nein. Wieso nicht? Wie > kann ich das 'fixen'? Die Pointe ist wohl, dass C1 mit dem Source verbunden ist. Bei Spannungen grösser 12 V, also wenn der Bootstrap läuft, ist er die Spannungsquelle für das Gate und die kann nicht negativer werden, als das Source, eben weil C1 mit dem Source verbunden ist. Gruß
jetzt schrieb: > Und der Ausgangsfet M1 muss ein P-Fet sein. Es gibt gute Gründe, warum vielleicht nur jeder 10. Power-Mosfet ein P-Fet ist... Anon Ymous schrieb: > Bei > Q_G_total=0,8nC aus dem Datenblatt des 2N7002 ist tau = 800ns. Das ist > mir schnell genug 800ns haben in ner digitalen Schaltung für 250KHz nichts verloren. Das ist nicht mehr nur unsportlich, sondern eine große Belastung für M1.
In der gezeigten Anordnung macht aber nur ein P-FET Sinn. Denn ploetzlich ist die Last nuch mehr nur ohmsch, sondern induktiv, kapazitiv. Und wenn der Ausgang nicht mehr GND erreicht kommt der FET in den linearen bereich.
>ploetzlich ist die Last nuch mehr nur ohmsch, sondern induktiv, >kapazitiv. Das ist sie doch jetzt schon. Ein geschlossener Stromkreis ist immer eine Induktivität mit einer Windung.
Flaffi schrieb: > Und wenn der Ausgang nicht mehr GND erreicht kommt der FET in den > linearen bereich. Also bis jetzt besteht die Last aus nem Widerstand. Und der hat bei 250KHz noch sehr geringe nicht-ohmsche Anteile. Da geht die Spannung erst bei extrem kleinen Tastverhältnissen nicht mehr auf 0V zurück. Und dann ist es M1 auch wieder egal. Klar ist die Schaltung ungewöhnlich...aber mit nem P-Kanal kann es jeder, genau den will er ja umgehen.
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jetzt schrieb: > Diode D1 ist unnoetig, weg. Die 12V ist das hoechste der Gefuehle fuer > den Emitterfolger, also kann das Gate des N-Fetes am Ausgang auch > hoechstes 12V bekommen, also bekommt die Last hoechstes 7V je nach > Gatethreshold der Fetes. > > die Schaltung ist Schrott. Der Gegentakt Emitterfolger muss auch an 30V > laufen. Also V1=V3. Und der Ausgangsfet M1 muss ein P-Fet sein. Das ist ein highside Treiber fuer einen n-channel-Fet. Danke an 0815, der das schon erwaehnt hat. 0815 schrieb: > 800ns haben in ner digitalen Schaltung für 250KHz nichts verloren. Das > ist nicht mehr nur unsportlich, sondern eine große Belastung für M1. Ja, stimmt. Das war aber eher eine Abschaetzung nach oben. Praktisch wird es weniger. In meiner letzten Simulation sind es < 200ns, und der Leistungsfet M1 leitet schon lange vorher. Da mache ich mir keine grossen Sorgen. Joachim schrieb: > Die Pointe ist wohl, dass C1 mit dem Source verbunden ist. Bei > Spannungen grösser 12 V, also wenn der Bootstrap läuft, ist er die > Spannungsquelle für das Gate und die kann nicht negativer werden, als > das Source, eben weil C1 mit dem Source verbunden ist. Genau da ist meine Sorge. Der Totem-Pole-Treiber wird vom Bootstrap-Kondensator C1 versorgt, ja. Aber das Signal fuer diesen Treiber ist weit unter Source. Danke an alle. Ich werde es wohl aufbauen und mit dem Oszi quaelen. Ich gehe davon aus, dass es funktionieren wird. Das ist uebrigens der obere Teil einer halben H-Bruecke fuer einen synchronen buck-converter. Im Anhang nochmal die Simulation mit etwas Dreck.
Anon Ymous schrieb: > Das ist uebrigens der obere > Teil einer halben H-Bruecke fuer einen synchronen buck-converter. Aber was sollen jetzt die 3 Ohm darstellen? Hier kommt doch dann die Speicherdrossel und der lowside-Fet dran...das ist ein "klein wenig" was Anderes.
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