Hallo zusammen, ich designe gerade an einem Kopfhörerverstärker herum und bräuchte einen Rat von euch: Das Gerät ist praktisch ein OPA mit nachgeschaltetem Buffer-IC (LME49610) http://www.ti.com/lit/ds/symlink/lme49610.pdf Im Datenblatt ist eine Schaltung für einen Kopfhörerverstärker abgebildet, diese hat nur leider das Problem das man die Verstärkung nicht auf 1 bekommt. (Seite 10, Spannungsteiler R3 - R1/R5) Ich habe R1 weggelassen was relativ problematisch ist, der Ausgang des DC Servos "Wackelt" dann mit um ein paar mV was nicht wirklich schön ist. Meine Überlegung war den Servo wegzulassen, der Offset wird im schlechtesten Fall 6,5mV betragen bei einer Verstärkung von 10 (bedingt durch den Imput Bias des ersten OPAs, 65nA, in Verbindung mit meinem 10k Poti am Eingang) Was meint ihr, sind 6,5mV zu tolerieren oder nehmen einem das niederohmige KH durch erhöhte Verzerrungen etc. übel? Die andere Idee ist den OP + Buffer als nichtinvertierenden Verstärker mit verschiedenen Schaltbaren Widerständen zu realisieren und den Fußpunkt über einen Elko (C2) auf Masse zu legen, dadurch geht die Spannungsverstärkung für DC auf 1 bzw. 650µV: http://www.mikrocontroller.net/attachment/174320/OP.png oder würdet ihr den Aufwand/ das Risiko sparen? Vielen Dank! Gruß, Jan
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Edit: Sorry hab im falschem Unterforum gepostet /= Kann man das Thema noch verschieben???
>ich designe gerade an einem Kopfhörerverstärker herum und bräuchte einen >Rat von euch: Nimm einen LM386;)
Hallo Holger, > Nimm einen LM386;) Der verzerrt mir zu stark, die THD des LME liegt im Optimalfall irgendwo bei 0.00003% bei über 60Ohm wären der LM386 bei 0,2% liegt, ich will wirklich das Maximum rausholen (: Gruß, Jan
Jan93 schrieb: > THD des LME liegt im Optimalfall irgendwo > bei 0.00003% WTF? Dein Trommelfell hat schon 1%
>Der verzerrt mir zu stark, die THD des LME liegt im Optimalfall irgendwo >bei 0.00003% bei über 60Ohm wären der LM386 bei 0,2% liegt, ich will >wirklich das Maximum rausholen (: Und dein Kopfhörer macht 5%. Hör auf dir was in die Tasche zu lügen.
>WTF? >Dein Trommelfell hat schon 1% Ist mir bewusst, darum geht aber bei Hifi nicht. Die technischen Daten zeigen wie gut der Entwickler seine Hausaufgaben gemacht hat, ich muss allerdings zugeben das ich das momentan nicht so genau messen kann. Deshalb verlasse ich mich auf erprobte Chips. > Und dein Kopfhörer macht 5%. Hör auf dir was in die Tasche zu lügen. Mein Haupthörer liegt deutlich darunter, laut Hersteller 0.02 % @1kHz, 1V, 300Ohm also 3,3mW Aber darum solls ja hier nicht gehen, ich bin mir bloß nicht sicher ob ich versuchen soll die 6,5mV mit einer suboptimalen Lösung weg zu bekommen oder nicht. Gruß, Jan
Naja Poti im Signalweg, das wäre für mich z.B. schon ein No-go, wenn ich
wirklich Hi-Fi dranschreiben möchte.
Die Beschreibung ist m.E. aber schon falsch:
> The servo ensures that the gain at DC is unity.
U1-B ist doch als Integrator geschaltet -> Gleichspannungen
verschwinden. DC-Gain ~> 0.
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> Naja Poti im Signalweg, das wäre für mich z.B. schon ein No-go, wenn ich > wirklich Hi-Fi dranschreiben möchte. davor hängt eine Lösung mit PGA2311, das Poti im Verstärker ist für den Feinabgleich. (: Wobei ich gerade noch nach einem passenden Poti suche, das beste das ich finden konnte hat einen Gleichlauf von 0,3dB kostet aber leider 46€... Gruß, Jan
0.1 % Widerstände nehmen, dann ist der Gainfehler vernachlässigbar. Und die Frequenzgänge von etwa den Integratoren sind auch gleich. Für die Integrationskondensatoren btw. gute Folie nehmen.
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>Die Beschreibung ist m.E. aber schon falsch: > > > The servo ensures that the gain at DC is unity. > >U1-B ist doch als Integrator geschaltet -> Gleichspannungen >verschwinden. DC-Gain ~> 0. Die Schaltung ist an mehreren Punkten nicht optimal, die fertig zu kaufenden Lösungen die so ähnlich arbeiten lassen meistens den Servo weg. (erkennbar daran das der Übertragungsbereich von 0Hz linear angegeben ist)
Angemerkt sei, dass du ja auch zwei Spindeltrimmer vorsehen kannst, um den Offset - zumindest bei einer Temperatur - rauszutrimmen. Die liegen dann zumindest nicht direkt im Signalweg (aber am Feedbackknoten).
Jan93 schrieb: > Was meint ihr, sind 6,5mV zu tolerieren Natürlich. Problemlos. Ich bin eh ein Vertreter davon, Ausgangskoppelkondensatoren bei Audio wegzulassen, weil sie mit dem Offset heutiger OpAmps überflüssig sind, bei bipolarer Versorgung. holger schrieb: > Und dein Kopfhörer macht 5% Für so schlechte baut man keine Kopfhörerverstärker. Gute unterbieten durchaus problemlos 0.1%.
> 0.1 % Widerstände nehmen, dann ist der Gainfehler vernachlässigbar. Und > die Frequenzgänge von etwa den Integratoren sind auch gleich. Für die > Integrationskondensatoren btw. gute Folie nehmen. Das Problem ist eher das man in der gezeigten Schaltung die Verstärkung nicht auf 1 bekommt, ich habe das heute mal mit einem (billigen) OP getestet und den Ausgang des Integrators am Oszi beobachtet, ein deutlicher Ripple zu sehen durch den Ausgangswiderstand des OPAs der zusätzlich nicht "sauber" aussah und wohl als Klirr in der Schaltung endet. Mit dem LME49870 kann ich das erst versuchen wenn er bei mir angekommen ist. (hab mir 2 bestellt) Also würdest Du versuchen die 6,5mV zu eliminieren? Gruß, Jan
>Angemerkt sei, dass du ja auch zwei Spindeltrimmer vorsehen kannst, um >den Offset - zumindest bei einer Temperatur - rauszutrimmen. Die liegen >dann zumindest nicht direkt im Signalweg (aber am Feedbackknoten). Bei einer Temperatur und genau bei den OPAs die gerade in der Schaltung stecken, schöner wäre ein automatischer Abgleich gewesen... >Natürlich. Problemlos. > >Ich bin eh ein Vertreter davon, Ausgangskoppelkondensatoren bei Audio >wegzulassen, weil sie mit dem Offset heutiger OpAmps überflüssig sind, >bei bipolarer Versorgung. Super, Danke! Würdest du auch auf Koppelkondenstoren am Eingang verzichten weil man davon ausgehen kann das der Offset der Quelle genauso gering ist? Gruß, Jan
Jan93 schrieb: > Würdest du auch auf Koppelkondenstoren am Eingang verzichten weil man > davon ausgehen kann das der Offset der Quelle genauso gering ist? Bei analogen Eingängen? Nein.
> Bei analogen Eingängen? Nein.
Nochmals danke, dann steht das Konzept:
AC-Kopplung am Eingang vor dem Lautstärkepoti, der Verstärker selbst
DC-gekoppelt. (:
Gruß,
Jan
Jan93 schrieb: > Würdest du auch auf Koppelkondenstoren am Eingang verzichten weil man > davon ausgehen kann das der Offset der Quelle genauso gering ist? Nein, weil man bei fremden Geräten von nichts ausgehen kann. Ausserdem dient der Eingangskoppelkondenstaor oft auch zur Bandbreitenbegrenzung nach unten, was man dank bekanntem Eingangswiderstand ka gut machen kann, während es beim Ausgangskondenstaor wegen dem unbekannten Eingangswiderstands der nachfolgenden Stufe unmöglich ist. Aber bei Zwischenstufen, d.h. die Vorstufe und die nachfolgende Stufe im selben Gerät, kann man das schon.
Wenn man irgendwo die Eingangskondensatoren weglassen kann dann bei einem Kopfhörerverstärker. Die Dinger nennen sich zwar "Verstärker", in der Praxis schwächen sie aber ab. Ein Ausgangspegel von 1Veff ist dort schon viel. Es bleibt natürlich ein gewisses Restrisiko. Solange man jedoch den Verstärker nicht voll aufdreht während man eine unbekannte Quelle einsteckt, sehe ich kein Problem. Bei meinem Gerät (mit PGA2320 + TPA6120) habe ich ein Relais drin um zwischen DC Kopplung und HPF auswählen zu können. Steht permanent auf DC und da knackt und knallt nichts.
Jan93 schrieb: > Das Gerät ist praktisch ein OPA mit nachgeschaltetem Buffer-IC > (LME49610) > Mit dem LME49870 kann ich das erst versuchen wenn er bei mir > angekommen ist. (hab mir 2 bestellt) Aha, also ein LME49870 mit LME49610 als nachgesetztem Buffer. Nur wie kommst du dann auf: > der Offset wird im > schlechtesten Fall 6,5mV betragen bei einer Verstärkung von 10 (bedingt > durch den Imput Bias des ersten OPAs, 65nA, in Verbindung mit meinem 10k > Poti am Eingang) Der LME49870 hat einen max. Biasstrom von 72nA und einen max. Offsetstrom von 65nA. Dazu kommt noch eine max. Offsetspannung von 0,7mV. Das ergibt im schlechtesten Fall knapp 21mV.
Ein sehr gute IC fuer Kopfhorer ist der TDA7052A. Damit kannst du mit Gleichstrom den Lautstaerke einstellen (nur bei die A-Version!). Ein anderen gute IC ist der TDA7231, ein kleines Softclipper bei Uebersteuerung - das haelt die Oberwelle runter. Bei TDA7231 must du aber aufpassen, das dir nicht die Ohre wegfliegen!!!
So, ich habe mein Konzept verworfen da ich keine Lust hatte für ein Poti 46€ zu zahlen. Dank Stefan ist mir jetzt der PGA2320 bekannt der genauso gute Daten wie der 2311er aufweist, den übernehme ich. Da der Ausgang des Chips einen extrem geringen Ri besitzt kann ich wahrscheinlich den DC Servo rauswerfen, am Eingang des PGA ist ein FET OPV mit geringem Offset / Biasstrom. PGA2320 bekommt 2 Regler spendiert die aus den 18V~22V für die Endstufenversorgung umgängliche 15V machen. Meine PGA2311 Vorstufe bleibt allerdings weiterhin davorgeschaltet, die Stört nicht und ich kann bequem die Lautstärke vom Sessel aus regeln. >Es bleibt natürlich ein gewisses Restrisiko. Solange man jedoch den >Verstärker nicht voll aufdreht während man eine unbekannte Quelle >einsteckt, sehe ich kein Problem. > >Bei meinem Gerät (mit PGA2320 + TPA6120) habe ich ein Relais drin um >zwischen DC Kopplung und HPF auswählen zu können. Steht permanent auf DC >und da knackt und knallt nichts. Der Koppelkondensator am Eingang stört ja eigentlich nicht wenn er richtig dimensioniert ist. >Der LME49870 hat einen max. Biasstrom von 72nA und einen max. >Offsetstrom von 65nA. Dazu kommt noch eine max. Offsetspannung von >0,7mV. Das ergibt im schlechtesten Fall knapp 21mV. Stimmt, das war mein Fehler Sorry.... >Ein sehr gute IC fuer Kopfhorer ist der TDA7052A. Damit kannst du mit >Gleichstrom den Lautstaerke einstellen (nur bei die A-Version!). > >Ein anderen gute IC ist der TDA7231, ein kleines Softclipper bei >Uebersteuerung - das haelt die Oberwelle runter. >Bei TDA7231 must du aber aufpassen, das dir nicht die Ohre wegfliegen!!! Ich habe ins Datenblatt geschaut, beide verzerren mehr als mein KH was ich unschön finde. Gruß, Jan
So, ich habe noch ein wenig an der Schaltung gearbeitet. Der Eingang ist jetzt über einen (22µF) Folienkondensator AC-gekoppelt, der Widerstand danach gegen GND beträgt 10kOhm. Das sieht jetzt so aus: OPA627 --> PGA2311 --> LME49870 + LME49610 Der OPA627 ist zwar extrem teuer hat aber den Vorteil eines sehr geringen Offsets von 500µV und einen Biasstrom über Temperatur von <2nA. -> Ergibt 0,52mV Der PGA2311 hat einen Offset am Ausgang von 0,5mV maximal bei kurzgeschlossenem Eingang, sein Bias Strom stört nicht da der OPA627 hier dagegen wirkt, er ist niederohmig am Ausgang. -> 1,2mV Die LME49870 + LME49610 sind gemeinsam zu betrachten da sie gemeinsam Gegengekoppelt sind, es zählt nur der Offset des 870ers welcher 0,7mV beträgt. -> 1,9mV bei V=0dB Meine Endstufe wird nicht um sonst mit +-18V-22V versorgt, 15Veff am Ausgang wären schön. Der PGA2311 liefert relativ unverzerrt 2Veff (siehe Datenblatt) was bedeutet das ich eine Verstärkung von 7,5 benötige. Das ganze wird per Relais schaltbar gemacht, ich dachte an V=1, V=4 und V=7,5 --> maximaler Offset 14,25mV Das sind selbst an 32Ohm nur 6,35µW bei V=7,5, ein Kopfhörer der aber 15Veff braucht ist sowieso hochohmig dann macht das noch weniger aus. Mein HD800 hat 300Ohm, da wäre die Position V=4 optimal ->7,6mV. Das bedeutet 192nW im Leerlauf (-; Die Werte liegen im Betrieb noch deutlich darunter möchte ich wetten, alleine der OPA627 hat reell nur einen Biasstrom von 10pA, die 2nF sind über die komplette Temperaturbandbreite gesehen. Versorgt wird die Endstufe über 317t/337t V-Regler. Die Spannung wird mit 2 weiteren Reglern auf +-5V für den OPA627 und einen Diff. Verstärker am Eingang + den PGA2311 geregelt, durch die geringere Betriebsspannung sinken der Offset + Biasstrom zusätzlich. Was denkt ihr, sollte passen oder ist mir wieder ein Denkfehler unterlaufen? (-: Gruß, Jan
Jan93 schrieb: > Was denkt ihr, sollte passen Viel bringt nicht unbedingt viel. 22uF ist ein dicker Klotz, der alleine auf Grund seiner Grösse jede Schwankung des elektrischen Felds drumherum kapazitiv einkoppelt. 10k sind nicht völlig aus der Welt, aber 22 oder 47 sind üblicher. Ich nahm gern 2u2/63V Wima. Offset und Eingangsstrom spielen bei Audio eigentlich keine Rolle, sie sind niedrig genug, nur der THD (auch erzeugt durch Eingangsstromwechsel bei sich jreuzenden Differenzeingängen oder Butler-Eingängen), es gäbe also sicher billigere die den OPA trotzdem schlagen.
>Viel bringt nicht unbedingt viel. Ist das auf die Schaltung selbst bezogen oder auf den Koppelkondensator? >22uF ist ein dicker Klotz, der alleine auf Grund seiner Grösse jede >Schwankung des elektrischen Felds drumherum kapazitiv einkoppelt. Stimmt natürlich, 22k und 4,7µF wären eine alternative (4,7 gibt es ja auch mit RM5) Der Offset dadurch ist bei den FET OPVs nicht so kritisch. >Offset und Eingangsstrom spielen bei Audio eigentlich keine Rolle, sie >sind niedrig genug, nur der THD (auch erzeugt durch Eingangsstromwechsel >bei sich jreuzenden Differenzeingängen oder Butler-Eingängen), es gäbe >also sicher billigere die den OPA trotzdem schlagen. Bei mir schon, der Verstärker in sich ist ja DC gekoppelt das heißt doch der Offset wird mitverstärkt? Am Eingang werde ich unbedingt einen FET OPV brauchen, einen OPA134 könnte ich versuchen, muss mal ins Datenblatt schauen. Aber es stimmt schon, so niedrig muss der Biasstrom dann auch nicht sein, geht halt direkt in meinen Offset am KH mit ein. Das mit dem THD habe ich nicht ganz verstanden, den OPVs ist der Offset bzw. Biasstrom am Eingang doch komplett egal der wird halt mitverstärkt? Den Eingangs OPV brauch ich auf jeden Fall wegen dem PGA, der wird umso besser je niedriger der Ausgangswiderstand der Stufe davor ist. (Seite 5 im Datenblatt) Gruß, Jan
Jan93 schrieb: > den OPVs ist der Offset bzw. Biasstrom am Eingang doch komplett egal Nein. Beispiel: Ein OpAmp Eingang liegt auf Masse, der andere kommt von minus und geht nach plus. Wenn bei der Überquerung des Massepegels, also des Pegelas vom anderen EIngang, der Eingangsstrom sich ändert, beeinflusst das über den Quellenwiderstand die Sinus(ton)form der Eingangsspannung und damit den Klirrfaktor. Ähnliches passiert, wenn bei der Butler-Eingangsstufe die absolute Spannung von negativen Transistor zum positiven Transistor übernommen wird und sich dabei der Eingangsstrom ändert. Das Problem hat der OPA nicht, sein Datenblatt sagt: "Many FET-input op amps exhibit large changes in input bias current with changes in input voltage."
Jan93 schrieb: > Das mit dem THD habe ich nicht ganz verstanden, den OPVs ist der Offset > bzw. Biasstrom am Eingang doch komplett egal der wird halt mitverstärkt? Der Biasstrom wird denk ich mal von der Eingangsspannung abhängen, wenn also der Biasstrom eine signifikante Spannungsänderung erzeugen kann, entsteht je nach Abhängigkeit des Biasstroms Verzerrung. /e: Da erklärt es Mawin schon. Ich werde langsam :)
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Habs grundsätzlich verstanden, Danke an euch! Nun wie macht man das dann in DC gekoppelten Anwendungen? Es muss ja einen Weg geben das Problem zu umgehen oder ist das bei den paar mV bzw. den geringen Strömen egal? Soll ich lieber nach dem Eingangstreiber einen RC-Hochpass einfügen? Die Ti Grundschaltung hat das selbe Problem ja auch am Eingangs- OP.
Jan93 schrieb: > Nun wie macht man das dann in DC gekoppelten Anwendungen? Es muss ja > einen Weg geben das Problem zu umgehen Ob DC gekoppelt oder nicht, wenn jeder OpAmp als invertierender Verstärker arbeitet gibt es keine Probleme mit CMRR und Butler, aber das erste Problem bleibt. Es ist ja auch nur bei OpAmps ein Problem die stark unterschiedlichen Eingangsstrom haben je nach dem ob der eine Eingang leicht negativer oder positiver ist als der andere.
>Ein OpAmp Eingang liegt auf Masse, der andere kommt von minus und geht >nach plus. >Wenn bei der Überquerung des Massepegels, also des Pegelas vom anderen >EIngang, der Eingangsstrom sich ändert, beeinflusst das über den >Quellenwiderstand die Sinus(ton)form der Eingangsspannung und damit den >Klirrfaktor. >Der Biasstrom wird denk ich mal von der Eingangsspannung abhängen, wenn >also der Biasstrom eine signifikante Spannungsänderung erzeugen kann, >entsteht je nach Abhängigkeit des Biasstroms Verzerrung. Einen Denkfehler hatte ich da noch. Der OP versucht immer die Spannungsdifferenz zwischen inv. und nicht inv. Eingang bei 0V zu halten, beschalte ich ihn allerdings als Verstärker mit einer Verstärkung >1 geht immer auch ein Widerstand gegen Masse -> Ausgang ist asymmetrisch belastet beim Offset am Eingang, das meintet ihr ja. Der Eingangstreiber hat das Problem kaum bzw. höchstens durch die Eingangsstufe des PGAs. In der Endstufe ist das kritischer aber da hängt ja der Buffer dran, den werden die geringen Fehlströme dadurch eher nicht stören? Gruß, Jan
>Es ist ja auch nur bei OpAmps ein Problem die >stark unterschiedlichen Eingangsstrom haben je nach dem ob der eine >Eingang leicht negativer oder positiver ist als der andere. OK alles klar, das ist ja bei OPs die für niedrige Verzerrungen verwendet werden nicht der Fall denke ich (= Was haltet ihr von meinem Grundkonzept? Verbesserungsvorschläge?
Jan93 schrieb: > ich will wirklich das Maximum rausholen (: > Die technischen Daten zeigen wie gut der Entwickler seine Hausaufgaben gemacht > hat,... > --> maximaler Offset 14,25mV >Das sind selbst an 32Ohm nur 6,35µW bei V=7,5, ein Kopfhörer der aber >15Veff braucht ist sowieso hochohmig dann macht das noch weniger aus. >Mein HD800 hat 300Ohm, da wäre die Position V=4 optimal ->7,6mV. >Das bedeutet 192nW im Leerlauf (-; > Was denkt ihr, sollte passen oder ist mir wieder ein Denkfehler >unterlaufen? (-: > Was haltet ihr von meinem Grundkonzept? Verbesserungsvorschläge? den offset auf keinen fall tolerieren !! der "denkfehler" ist, das der kofhörer nicht nur einen elektrischen part hat, sondern auch einen mechanischen. elektrisch ists nach deinen berechnungen wohl unkritsich. aber mechanisch nicht. schaltung aufbauen: spannungsquelle + ---> widerstandskaskade ---> kopfhörerpin-l/r ---> kopfhörerpin-gnd ---> spannungsquelle - über beiden kopfhörerpins gleichspannung messen, mit hochohmigem messgerät. am besten beide pins links/rechts zusammenschließen.. nun mal (große) widerstände einstellen die dir deine berechneten 6,5 mV ; 7,6 mV oder 14,25 mV über den 150 ohm (parallel) des Hd abfallen lassen. nun kontakt (stromfluss) öffnen und schließen.., wirst es knacksen hören. problem ist, wenn ein knacksen zu vernehmen ist, die nun hörbare membranauslenkung aus dem mechanischen mittelpunkt (ruhelage) heraus. das ist nicht optimal, weil die membranauslenkung mit permanenter schlagseite unterwegs ist. macht das audiosignal also nur wenige mV, kommt der membranhub zu einer seite noch dazu, und die andere seite der mechanischen mittellage wird nichtmal überchritten, weil lediglich der offset "zurückgedrückt" wird. die folge sind verzerrungen.. :-( ich habe da auch mal rumgespielt und bei meinem hd600 (300 ohm) knacksen bis zu 3 mV hören können. als sollte der offset auf jeden fall drunter liegen, am besten deutlich.
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Oh, schön dich mal "live" zu sehen, fand deine Ausführungen zum TPA sehr interessant.
>den offset auf keinen fall tolerieren !! >der "denkfehler" ist, das der kofhörer nicht nur einen elektrischen part >hat, sondern auch einen mechanischen. >elektrisch ists nach deinen berechnungen wohl unkritsich. >aber mechanisch nicht. >schaltung aufbauen: >spannungsquelle + ---> widerstandskaskade ---> kopfhörerpin-l/r ---> >kopfhörerpin-gnd ---> spannungsquelle - >über beiden kopfhörerpins gleichspannung messen, mit hochohmigem >messgerät. >am besten beide pins links/rechts zusammenschließen.. >nun mal (große) widerstände einstellen die dir deine berechneten 6,5 mV >; 7,6 mV oder 14,25 mV über den 150 ohm (parallel) des Hd abfallen >lassen. Mir gefällt das auch nicht wirklich mit dem Offset und mit dem sauteuren OPV im Eingang... Ich habe aber gerade keine Idee wie ich den edel wegbekommen kann ): DC-Servo bedeutet in der TI Schaltung immer das die Verstärkung >2 ist, für niederohmige KHs nicht gut. Ich habe das mal mit verschiedenen OPs getestet, man sieht immer ein bisschen am Oszi das der Ausgang des Integrators "mitwackelt", das sind vermutlich nachher Verzerrungen. Andererseits bin ich gerade ein wenig verwundert, meine momentane Konfiguration setzt auf eine (gekaufte) PGA2311 Vorstufe die erhalten bleiben soll und einen DC-gekoppelten KHV. Die Vorstufe hat einen Kondensator am Eingang, die restlichen Stufen sind direkt gekoppelt. Der KHV macht einen Gain von 12dB und das Eingangspoti ist voll aufgedreht, laut meiner Rechnung müssten da schon deutlich mehr als 1mV zu messen sein. Die Realität sieht anders aus, 0,8mV zeigt mein Multimeter maximal. Am schönsten wäre es wenn die Endstufe nachher den Offset unabhängig von den anderen Bauteilen (OPA und PGA) komplett ausregeln würde, dann spare ich mir den OPA627 und setzte auf NE5534, OPA134 oder LME49870. Hat jemand eine Idee wie ich das realisieren kann ohne das die Verstärkung dabei verändert wird? Gruß, Jan
So kritisch sollte ein wenig Offset (bis vielleicht 50 mV) nicht sein, schließlich hat ein Bass Signal ggf. deutlich mehr Amplitude. Der größte Nachteil des Offsets wird das Knacken beim einstecken sein - da muss man es aber auch nicht übertreiben. Statt des extra DC Servos könnte man auch einen einfachen Abgleich des Offsets per Trimmer vorsehen, dann hat man nur noch die kleinere Offset Drift als Rest. Der vorgeschlagene DC Servo im Datenblatt ist auch nicht wirklich gut gelöst: zum einen braucht der 2 Stück der 1 µF Kondensatoren, und zum anderen braucht man keinen so kleinen (1 K Widerstand z.B. R5 im Plan) für die Rückkopplung, es sei denn man muss mehr als 1 V Offset kompensieren - dann ist aber vorne was faul. Mit einem höheren Widerstand (z.B. 10 K) zur Anbindung an den Rest, werden Rauschen und Verzerrungen des OPs im DC Servo weniger wichtig und man könnte auch mehr normale OPs wie OP27 oder OP177 nutzen. Mit einem einfachen Inverter dazu kommt man dann auch mit 1 Kondensator aus. Nebenbei wird auch die minimale Verstärkung kleiner - es ginge dann auch etwa eine 1.1 fache Verstärkung für die Endstufe. Der DC Servo (besonders die Lösung im Datenblatt) ist aber in vieler Hinsicht die schlechtere Lösung als der Klassischen Kondensator im Signalweg zur Kopplung. Der Schaltung fehlt noch eine HF mäßige Abkopplung des Ausgangs (RL Glied, ggf. Ferriteperle) - so wird die Schaltung ggf. mit mehr als 2 m Kabel am Ausgang instabil.
>So kritisch sollte ein wenig Offset (bis vielleicht 50 mV) nicht sein, >schließlich hat ein Bass Signal ggf. deutlich mehr Amplitude. Der größte >Nachteil des Offsets wird das Knacken beim einstecken sein - da muss man >es aber auch nicht übertreiben. Statt des extra DC Servos könnte man >auch einen einfachen Abgleich des Offsets per Trimmer vorsehen, dann hat >man nur noch die kleinere Offset Drift als Rest. Naja wie Hartmut vorher schrieb geht das natürlich mit in die Verzerrungen des Kopfhörers ein. >Der vorgeschlagene DC Servo im Datenblatt ist auch nicht wirklich gut >gelöst: zum einen braucht der 2 Stück der 1 µF Kondensatoren, und zum >anderen braucht man keinen so kleinen (1 K Widerstand z.B. R5 im Plan) >für die Rückkopplung, es sei denn man muss mehr als 1 V Offset >kompensieren - dann ist aber vorne was faul. >Mit einem höheren Widerstand (z.B. 10 K) zur Anbindung an den Rest, >werden Rauschen und Verzerrungen des OPs im DC Servo weniger wichtig und >man könnte auch mehr normale OPs wie OP27 oder OP177 nutzen. Mit einem >einfachen Inverter dazu kommt man dann auch mit 1 Kondensator aus. >Nebenbei wird auch die minimale Verstärkung kleiner - es ginge dann auch >etwa eine 1.1 fache Verstärkung für die Endstufe. Die 2 Kondensatoren stören mich nicht, das Gerät soll ja nicht in Serie gehen und wird ohne Kostendruck gebaut (-; Der Offset durch die Schaltung davor wird immer unter 10mV liegen, AC-Koppeln tue ich die erste Stufe sowieso. Das mit dem Inverter hört sich interessant an, nur kann ich mir gerade keine Schaltung vorstellen? (Der eine Kondensator ist ja der Tiefpass der andere wichtig für den Integrierer) V=1.1 ist aber absolut OK. >Der DC Servo (besonders die Lösung im Datenblatt) ist aber in vieler >Hinsicht die schlechtere Lösung als der Klassischen Kondensator im >Signalweg zur Kopplung. Der Fehler durch die Schaltung selbst ist ja das Problem, da hilft der Koppelkondensator nicht. (= >Der Schaltung fehlt noch eine HF mäßige Abkopplung des Ausgangs (RL >Glied, ggf. Ferriteperle) - so wird die Schaltung ggf. mit mehr als 2 m >Kabel am Ausgang instabil. Das hat mich auch gewundert in der Originalschaltung. Ich will über den Widerstand in der GK einen kleinen Kondensator legen, das RL Glied ist schon vorgesehen gewesen und wird wohl durch ausprobieren ermittelt werden müssen. Ich habe auch ganz am Eingang der Schaltung einen RC Tiefpass (1K / 1nF) vorgesehen der die Bandbreite nach oben begrenzt das macht die Schaltung vermutlich störsicherer. Gruß, Jan
Marian B. schrieb: > Oh, schön dich mal "live" zu sehen, fand deine Ausführungen zum > TPA sehr interessant. thx.. hat das doch jemand gelesen.. ;-) hier ist noch nen servo am lt1210, auch nen interessanter chip.. http://forum.elportal.pl/files/xlt1210_155.gif.pagespeed.ic.63YEQe2qrA.png
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>hier ist noch nen servo am lt1210, auch nen interessanter chip.. >http://forum.elportal.pl/files/xlt1210_155.gif.pag... Die Schaltung gleicht halt nur minimalsten Offset durch den Spannungsteiler R1/R6 aus - so viel brauch ich aber ja garnicht wenn die Eingangsstufe AC-gekoppelt ist. Sehr schön das mal endlich eine Verstärkung von 1 möglich ist, das übernehme ich mit einem OPA177! (Der wird dann auch aus den 15V versorgt das reicht ja locker) Stört das in der Praxis das sich Reste der Eingangswechselspannung am Ausgang des Servos befinden wegen seinem Ri? (Ich habs mit einem TL082 versucht vom Aufbau wie die Schaltung des TI KHVs halt ohne Ausgangsbuffer, ich konnte immer 1mV Ripple am Ausgang des Servos messen) Sind das später Verzerrungen? Gruß, Jan
Normal sollte der DC servo am Ausgang des OPs kaum Wechselspannung haben - wenn überhaupt ein kleiner Rest von den niedrigen Frequenzen, wo auch "normale" OPs nicht stark verzerren. Bei niedriger Grenzfrequenz sind auch die Amplituden recht klein und zum Rest der Schaltung kommen Verzerrungen auch nur abgeschwächt. Mit dem nur schwach angekoppelten DC servo ist auch die Rückwirkung meist recht klein weil der Widerstand recht groß (z.B. 47 k) ist. Je nach Stärke des Offsets die man noch ausgleichen können muss, sollte der OP da aber schon etwas besser sein. Der DC Fehler geht da direkt ein (also lieber klein TL082) und Fehler wie Rauschen wird um den Teiler (z.B. 1:10 oder 1:100) reduziert. So wie ich es sehe macht der DC servo auch nur Sinn für sehr niedrige Grenzfrequenzen und mit begrenztem Wirkbereich, weil das Rauschen des relavanten RC Gliedes mit abgeschwächt werden kann. Die Ausgangschaltung mit dem LME49860 hat auch ohne den Servo einen recht kleinen Offsetfehler (unter 1 mV). Darum muss man sich keine Sorgen machen. Auch die Schaltung mit dem DC Servo kann nicht besser werden als der OP da drin, wobei wegen des meist großen Widerstandes (1 M oder 100 K) auch der Offeset oder Bias Strom da stören kann. Die Schaltung mit den 2 Kondensatoren ist ein nicht invertierender Integrierer - den könnte man durch einen normalen invertierenden Integrator und einen Inverter ersetzen, oder halt wie im Vorschlag zum LT1210 den DC Servo an den nicht invertierenden Eingnag einkopplen.
In der TI AN-1192 findet sich eine ganz ähnliche Schaltung (Figure 15), die zumindest in meiner Simulation (allerdings mit einem Differenzverstärker, das sieht dann etwa so aus: http://www.linear.com/solutions/1176 ) sehr gut funktioniert. D1 und D2 können auch ruhig Schottky sein (FLLD261 bieten sich da an, klein, niedriger Leckstrom). Als Integrations-OP empfehlen die einen LF442, was ich so übernehmen würd - ist ein guter Op, finde ich. Auskopplungswiderstand = 10× so groß wie Rf scheint mir auch eine sinnvolle Faustregel.
Die Schaltung um den LT1210 gefällt mir sehr gut, ich habe sie übernommen. und wenn sie nur einen Offset von 1mV auf weniger ausgleicht passt mir das trotzdem, wie gesagt ist das ein Einzelstück und sollte nur für mich optimal laufen mit niedrigst möglichem Offset bei geringsten Verzerrungen. Ich werde es mit einem OPA177 versuchen, der verträgt auch die 18V für die Endstufe Problemlos, ist günstig und außerdem habe ich 2 neue hier rumliegen. Was mir noch nicht 100% klar ist - Wodurch wird hier die Eckfrequenz vom Tiefpass bestimmt? Es müssen R5 und C4 sein nur das der OP ja den inv. Eingang auf ~0V regelt, da hänge ich gerade ein wenig. >Normal sollte der DC servo am Ausgang des OPs kaum Wechselspannung haben >- wenn überhaupt ein kleiner Rest von den niedrigen Frequenzen, wo auch >"normale" OPs nicht stark verzerren. Klar sobald die Grenzfrequenz erreicht ist steigt die Wechselspannung, das ist aber weit außerhalb des Hörbereichs und geht daher nicht in die Verzerrung mit ein. Bei dem Versuch mit TL082 war die Frequenz und der Widerstand am Ausgang relativ egal, der Ausgang des OPs wackelte immer bei ~2mV mit. Das ist zwar sehr wenig, allerdings reden wir hier ja auch von einer Schaltung mit einer Klirrdämpfung über 110dB... >Die Ausgangschaltung mit dem LME49860 hat auch ohne den Servo einen >recht kleinen Offsetfehler (unter 1 mV). Darum muss man sich keine >Sorgen machen. Auch die Schaltung mit dem DC Servo kann nicht besser >werden als der OP da drin, wobei wegen des meist großen Widerstandes (1 >M oder 100 K) auch der Offeset oder Bias Strom da stören kann. Offset und Biasstrom sind so lange kein Problem wenn sie auf beiden Eingängen gleichzeitig auftreten durch R7/C5. Damit wird der Eigene Offset des OPVs egal. (= >In der TI AN-1192 findet sich eine ganz ähnliche Schaltung (Figure 15), >die zumindest in meiner Simulation (allerdings mit einem >Differenzverstärker, das sieht dann etwa so aus: >http://www.linear.com/solutions/1176 ) sehr gut funktioniert. D1 und D2 >können auch ruhig Schottky sein (FLLD261 bieten sich da an, klein, >niedriger Leckstrom). Als Integrations-OP empfehlen die einen LF442, was >ich so übernehmen würd - ist ein guter Op, finde ich. >Auskopplungswiderstand = 10× so groß wie Rf scheint mir auch eine >sinnvolle Faustregel. Passt der Link, ich sehe gerade garkeine Dioden? )= Gruß, Jan
Angehängte Dateien:
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KHV_Endstufe.jpg
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Hallo zusammen, der Endstufenteil würde jetzt so aussehen. Davor hängt der PGA.
Ergänzung: Stört es den PGA eigentlich das durch den DC-Servo ein geringer Fehlersrom in den Ausgang zurückfließt oder treibt der das Problemlos? (bei 10mV Offsetfehler die ausgeglichen werden müssen sinds 100µA die zurück in den PGA fließen) Steigen dadurch die Verzerrungen? Ich glaube außerdem noch einen Kondensator von PIN2 des OPA177 gegen GND zu benötigen der mit R24 den Tiefpass bildet? Gruß, Jan
Ein Kondensator von Pin2 Des OPs nach GND ist nicht nötig und auch ein ganz schlechte Idee (da kann der OP anfangen zu schwingen). Der Tiefpass wird über C60, R24 und den Teiler R37,R38 gebildet: tau = C60*R24*(R38+R37)/R37. Bei der Auslegung wie gezeigt ist die Grenzfrequenz extrem niedrig (Bereich unter mHz) - das kann dann schon wieder Problem in der 1. Stunden nach dem einschalten oder dem Wechsel der Quelle geben. Da wäre es besser R24 kleiner (z.B. 10 K) und ggf. auch R37 größer bzw. R38 etwas kleiner zu machen. Eine passende Grenzfrequenz wäre mehr so bei 1-5 Hz. Den kleinen Strom von der Offsetkompensation kann der PGA schon treiben. Für die Verzerrungen sollte das nicht viel ändern - es kann ggf. sogar besser werden. Beim Ausgangswiderstand des PGA muss man ggf. noch sehen, ob man nicht R37 größer machen sollte.
Es geht ja echt gut voran, von meinem anfänglich simplen Konzept ist jetzt etwas ausgereiftes geworden. Danke nochmals an alle die hier mithelfen!!! >Ein Kondensator von Pin2 Des OPs nach GND ist nicht nötig und auch ein >ganz schlechte Idee (da kann der OP anfangen zu schwingen). Alles klar, danke! >Der Tiefpass wird über C60, R24 und den Teiler R37,R38 gebildet: tau = >C60*R24*(R38+R37)/R37. Bei der Auslegung wie gezeigt ist die >Grenzfrequenz extrem niedrig (Bereich unter mHz) - das kann dann schon >wieder Problem in der 1. Stunden nach dem einschalten oder dem Wechsel >der Quelle geben. Da wäre es besser R24 kleiner (z.B. 10 K) und ggf. >auch R37 größer bzw. R38 etwas kleiner zu machen. Eine passende >Grenzfrequenz wäre mehr so bei 1-5 Hz. Beim umschalten der Quelle bzw. der Verstärkung wird kurz der Ausgang für 1-2 Sekunden abgeschaltet über K11. Ich habe jetzt folgendes geändert: --> R24 und R26 in 470k (eben so das sie gleich sind sonst geht die Schaltung nicht richtig) --> R37 ist jetzt 1k --> R38 hat 100k. Die Ausgleichsströme werden geringer. Ich komme dabei auf ein tau von über 40 Sekunden, das ist wirklich noch zu viel. Ich mach mal C60 deutlich kleiner, so ~100nF und ggf. R24 und R26 auf 100k dann komme ich auf 1s. >Den kleinen Strom von der Offsetkompensation kann der PGA schon treiben. >Für die Verzerrungen sollte das nicht viel ändern - es kann ggf. sogar >besser werden. Beim Ausgangswiderstand des PGA muss man ggf. noch sehen, >ob man nicht R37 größer machen sollte. Laut Datenblatt treibt der PGA ab 600Ohm recht klirrfrei, die Performance bei 100k wird allerdings besser. Bei mir muss er ja weit weniger als 600 Ohm treiben, R37 und R38 in Reihe. Ich denke der PGA wird ein bisschen der Flashenhals was die Verzerrungen angeht, dafür halt eine Kanalabweichung von <0,05dB... Außerdem, wenn der Aufbau nachher tatsächlich über 100dB Klirrdämpfung erreicht ist das schon gigantisch gut. Gruß, Jan
Jan93 schrieb: > Passt der Link, ich sehe gerade garkeine Dioden? )= Ja, in der TI AN zeigen sie einen begrenzten Integrierer, in der verlinkten LT AN einen Integrierer an einem Diff-Amp.
Hallo zusammen, ich habe jetzt den Schaltplan fertig, an der Endstufe bzw. dem Servo wurde bis auf den Tiefpass nichts verändert. Ich habe hauptsächlich einen Symmetrischen Eingang per INA2132 ergänzt der aus der Endstufenspannung (nochmals geregelt, ich will in der Endstufe vielleicht doch auf 22V hoch) versorgt wird. Man kann jetzt Pegel bis 8,2dBu (~2V) fahren ohne das der Eingang des PGA übersteuert wird, für normale Signale über Cinch reicht das aus. Will man symmetrisch in den KHV kann das ein bisschen eng werden wobei hier Normpegel 6dBu sind, also noch im sicheren Bereich. Wie auch immer, vor den Eingangstreiber OPV vorm PGA kann man den Pegel senken. (Spannungsteiler mit dem 22k Eingangswiderstand intern über Jumper) Den teuren OPA627 konnte ich nun rauswerfen, er würde sowieso an 5V nicht vernünftig laufen weil wenn ich es richtig gesehen habe er nur bis 4V an die Versorgungsrails kommt. Der LME49710 ist hier besser, der schafft es bis 2V. Nun hoffe ich das alles wie überlegt funktioniert und fange mit dem Layout an, die Leiterplatte werde ich wohl fertigen lassen. Gruß, Jan
Bei symmetrischen Eingängen die 600 Ω Terminierung nicht vergessen. lme49710/lme49720/lme49740 sind praktisch das gleiche, nur wenige Specs verschlechtern sich. Ist vielleicht in Platz und Kostenhinsicht eine Erwägung wert.
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>Bei symmetrischen Eingängen die 600 Ω Terminierung nicht vergessen. Es werden ja keine Übertrager verwendet oder wie meinst Du das? Der INA2134 Hat einen Eingangswiderstand von 50k zwischen beiden Signalleitungen und daran lässt sich nicht viel machen. Ich überlege mir gerade schon wie ich die Eingänge ein wenig HF fester machen kann, würde gerne einen Tiefpass vorschalten was aber wieder die Gleichtacktunterdrückung stört. Höchstens per Induktivität. >lme49710/lme49720/lme49740 sind praktisch das gleiche, nur wenige Specs >verschlechtern sich. Ist vielleicht in Platz und Kostenhinsicht eine >Erwägung wert. Statt dem OPA177 könnte man ja wie im TI Datenblatt den 720er / 869er nehmen, den LME49870 den ich bestellt habe kann man ja auch als Eingangsbuffer des PGAs nehmen. In so einem Kopfhörerverstärker haben die OPS sowieso nicht viel zu tun, ein 5532er würde es wohl auch tun jetzt mit DC-Servo, die neuen Chips sind mehr fürs gute Gefühl. (= Gruß, Jan
Jan93 schrieb: >>Bei symmetrischen Eingängen die 600 Ω Terminierung nicht vergessen. > > Es werden ja keine Übertrager verwendet oder wie meinst Du das? Der > INA2134 Hat einen Eingangswiderstand von 50k zwischen beiden > Signalleitungen und daran lässt sich nicht viel machen. Ich überlege mir > gerade schon wie ich die Eingänge ein wenig HF fester machen kann, würde > gerne einen Tiefpass vorschalten was aber wieder die > Gleichtacktunterdrückung stört. Höchstens per Induktivität. Bei XLR ist die Quellimpedanz oft 600 Ω und die Lastimpedanz meist 600-2000 Ω (Widerstand zwischen inv. und non-inv.). Man "terminiert" hier nicht gegen GND.
Jan93 schrieb: > Ich habe hauptsächlich > einen Symmetrischen Eingang per INA2132 ergänzt der aus der > Endstufenspannung (nochmals geregelt, ich will in der Endstufe > vielleicht doch auf 22V hoch) versorgt wird. Man kann jetzt Pegel bis > 8,2dBu (~2V) fahren ohne das der Eingang des PGA übersteuert wird Dir ist aber klar, dass der INA2132 nur eine lächerlich kleine SlewRate von 0,1V/µs hat? Damit schafft der die 2V gerade mal bis etwa 5,5kHz.
>Bei XLR ist die Quellimpedanz oft 600 Ω und die Lastimpedanz meist >600-2000 Ω (Widerstand zwischen inv. und non-inv.). Man "terminiert" >hier nicht gegen GND. Ist das wirklich üblich? Die meisten Symmetrischen Eingänge an Geräten die ich gefunden habe lagen deutlich über 10k, Funk Tonstudiotechik gibt bei seinen Modulen oft 2M an. >Dir ist aber klar, dass der INA2132 nur eine lächerlich kleine SlewRate >von 0,1V/µs hat? Damit schafft der die 2V gerade mal bis etwa 5,5kHz. Sorry mein Fehler, ich meinte den INA2134. (: Gruß, Jan
Jan93 schrieb: > Ist das wirklich üblich? Die meisten Symmetrischen Eingänge an Geräten > die ich gefunden habe lagen deutlich über 10k, Funk Tonstudiotechik gibt > bei seinen Modulen oft 2M an. Es gibt hier wohl nichtmal eine eindeutige Konvention in der prof. Tontechnik, nach längerer Suche stands etwa 50:50 zwischen "niederohmigen" Eingang (600-2000 Ω) und hochohmig. Hier noch was zur Ausgangsimpedanz von KHVs: http://nwavguy.blogspot.de/2011/02/headphone-amp-impedance.html Das nur am Rande, da ja auch der TPA6120A2/THS6012 resp. Ausgangswiderstände hier angesprochen wurde. Die 120 Ω aus irgendeinem Standard also besser nicht nachmachen :)
>Es gibt hier wohl nichtmal eine eindeutige Konvention in der prof. >Tontechnik, nach längerer Suche stands etwa 50:50 zwischen >"niederohmigen" Eingang (600-2000 Ω) und hochohmig. Es liegen für den Notfall ein RC-Glied als Bandbreitenbegrenzung vor dem Diff amp, wird nicht bestückt weil es die Gleichtacktunterdrückung stört. Für den Notfall kann man das also an der fertigen Leiterplatte nachrüsten. Ich denke mal das die Leitungslänge bei Sym. Audio kritisch wird bezüglich Reflexionen müsste man sich schon im km Bereich befinden. (: >Hier noch was zur Ausgangsimpedanz von KHVs: >http://nwavguy.blogspot.de/2011/02/headphone-amp-i... >Das nur am Rande, da ja auch der TPA6120A2/THS6012 resp. >Ausgangswiderstände hier angesprochen wurde. Die 120 Ω aus irgendeinem >Standard also besser nicht nachmachen :) Die einzige Firma die meines Wissens nach noch mit der 120Ohm Norm arbeitet ist beyerdynamic. Ihre eigenen Kopfhörer funktionieren an "0Ohm" und 120Ohm ziemlich gut, mein HD800 hat merklich verfärbt geklungen am 120Ohm Ausgang von einem KHV, kann also den Link nachvollziehen. Nochmals zur Sicherheit, wird die Stufe mit dem DC-Servo so auf jeden Fall funktionieren wie wir das hier erarbeitet haben? (siehe oben, nur das jetzt der Servo OP eine hälfte vom LME49860 ist) Problem ist das die Herstellung recht teuer werden wird, mindestens eine 2 lagige Leiterplatte und die kann ich nicht selbst herstellen, muss sie also fertigen lassen. (bei der hohen Bandbreite der Endstufe ist eine Massefläche wohl Pflicht) 4 Lagen wären am saubersten bzw. wäre die Platine dann schön kompakt, aber halt auch doppelt so teuer. Die Leiterplatte selbst wird in der Herstellung über 100€ kosten, es wäre also extrem ärgerlich wenn es nicht funktionieren würde... Gruß, Jan
Wenn du in der ersten Revision eine funktionsfähige Schaltung erreichst, ist das schon ziemlich gut. Wenn die alle Wunschspecs einhalt, wär's ein Wunder. Da brauch man sich imho keine Illusionen machen. Deswegen vielleicht eher 2 Lagen nehmen. Wenn die erste Revision nicht perfekt ist (was sie nicht sein wird, so einfach ist das alles nunmal nicht), kannst du die (teuren) Chips wieder ablöten und brauchst nur eine neue LP fertigen. Als Einzelanfertigung kann man sich ja auch einiger Hacks bedienen, die schon in Kleinserie unmöglich sind. Z.b. die Versorgung der Opamps, Endstufen etc. nicht mittels der Platine zu besorgen, sondern nachträglich sternförmig mit Fädeldraht o.ä. auszuführen. Das erleichtert das Erstellen vom Layout evtl. erheblich und ist elektrisch schwer von einer Platine zu übertreffen (bei diesen Frequenzen. Bei höheren Frequenzen schlägt kaum noch was die inneren Layer von Multilayer). So gedenke ich es bei meinem KHV zu tun, die analoge Massefläche bei dem ist quasi durchgängig. 100n+4.7u MLCC pro Rail an jedem Opamp jeweils auf der Massefläche, dann kann man an dem "großen" 4.7u MLCC bequem Fädeldraht zur Versorgung anlöten. Hätte ich die Versorgung mit auf den 2 Layern untergebracht - was zweifelsohne geht - wäre die Massefläche jedoch deutlich zerschnittener und die Signalführung evtl. schlechter.
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>Wenn du in der ersten Revision eine funktionsfähige Schaltung erreichst, >ist das schon ziemlich gut. Ich weis, meistens fällt einem vor der bestückten nicht funktionalen Leiterplatte ein was fehlt bzw. das es logisch ist das es so nicht funktioniert I= Ich habe bewusst die Steuerung auf eine andere LP gesetzt, da sehe ich am meisten Fehlerpotential. Die kann auch einlagig werden und ich kann sie eventuell selbst ätzen. >Wenn die alle Wunschspecs einhalt, wär's ein >Wunder. Da brauch man sich imho keine Illusionen machen. Du meinst wegen Designfehlern oder nicht optimaler Leitungsführung? Meine Schaltung ist vom Prinzip her einfach, auf den Teil mit dem PGA sind schon Leute vor mir gekommen und habens durchgemessen. Auch der Differenzverstärker ist nicht wirklich komplex, bei meinen Layouts versuche ich immer Bereiche vorzusehen die man bei Bedarf bestücken kann falls etwas nicht optimal funktioniert. (Bandbreitenbegrenzung etc.) Beim Analogteil bin ich mir zu 90% sicher das alles passt, nur der DC-Servo macht mir sorgen, den werde ich aber bevor ich die LP bestell mal die Endstufe auf dem Steckbrett auf grundsätzliche Funktion testen. (mit BUF634 der ist praktisch identisch zum LME49610 von der Funktion und im DIL Gehäuse lieferbar) Zum Layout, ich lasse mir dabei immer so viel Zeit bis ich zufrieden bin. meistens hau ich die erste Version in die Tonne und fange von vorne an bis wirklich alles optimal passt. Wenn ich sicher bin das alles funktioniert habe ich auch kein Problem mich auf 4 lagen auszubreiten für Einzelstücke (= Gruß, Jan
Jan93 schrieb: >>Wenn die alle Wunschspecs einhalt, wär's ein >>Wunder. Da brauch man sich imho keine Illusionen machen. > > Du meinst wegen Designfehlern oder nicht optimaler Leitungsführung? Sowohl als auch. Das können ja ganz kleine Sachen sein, z.B. + und - an einem Op-amp vertauscht (was man ohne neue LP oft fixen kann) oder etwas schlimmere Sachen, etwa eine fehlerhafte Bibliothek/fehlerhaftes Bauteil. Beim Layout können einfach so viele Sachen schief gehen, dass auch ein Layout, welches selbst für das geübte Auge gut aussieht und sich an alle Designratschläge hält, schlechte Perfomance liefern kann. Manches (bspw. schlechte Leitungsführung der Versorgung) kann man noch retten mit anderer Bestückung (bspw. mehre MLCCs aufeinander stapeln oder sowas, vielleicht auch einen anderen pinkompatiblen IC nehmen, etwa bei Spannungsreglern), manches nur schwer (bspw. Störungen auf Signalleitungen durch andere Leitungen. Da kann dann schon radikales Eingreifen mit der Rasierklinge und Fädeldraht gefordert sein). Vielleicht stellt man auch fest, dass man ein bestimmtes Bauteil so gar nicht löten kann (bspw. Power-Pad ohne "Durchlötvia", wenn man keine Möglichkeit für Hotair oder Reflow hat, oder schlicht platzmäßig es nicht mit den eigenen Lötfähigkeiten zusammengeht), oder genau diese Package-Variante (gerade) nicht (mehr) lieferbar ist, usw. Das absolut meiste dürfte aber auf schlechte Leitungsführung zurückgehen, da man vieles oben aufgezählte durch sorgfältige/strukturierte (BOM statt Handliste z.B.) Arbeit vermeiden kann.
>Beim Layout können einfach so viele Sachen schief gehen, dass auch ein >Layout, welches selbst für das geübte Auge gut aussieht und sich an alle >Designratschläge hält, schlechte Perfomance liefern kann. Meine Erfahrung bei eigenen Designs ist die gleiche, selbst Sachen die Teilweise auf dem Steckbrett funktionieren arbeiten in der realen Umgebung nicht richtig oder anders rum. Performenceprobleme beim Layout hatte ich bisher aber ehrlich gesagt nicht weil ich mich an die Grundregeln gehalten habe. Das Problem ist, ich kann den Erfolg über Messergebnisse für THD und co. erst im nachhinein prüfen, privat habe ich solche Geräte nicht und Improvisationen über Soundkarte oder vergleichbares helfen höchstens beim abschätzen. Ich habe gerade den Endstufenteil mit NE5532 und BUF634 auf einem Steckbrett aufgebaut und mit 9V versorgt. Prinzipiell scheints zu gehen - aber nicht mit dem 5532er. Der Messbare Offset am Ausgang betrug ca. 3-5mV mit DC-Servo, die Eingänge des 5532 lagen auf ~90mV mit ein paar mV Differenz. Ich hätte davor ins Datenblatt schauen müssen, die ICs lagen halt gerade bereit. Der 5532 hat einen Offset am Eingang von 0,5mV/5mV, einen Biasstrom von 200nA/1000nA (!)und einen Offsetstrom von 10nA/200nA, die Werte hinter "/" sind die Maximalwerte. Mit den beiden Eingangswiderständen für den DC Servo (470k) kommt man rechnerisch auf 98,7mV - welch Zufall =D Hängt man den Servo ab steigt der Offset am Ausgang auf 100mV, danach habe ich abgeschaltet. Interessant waren 2 Dinge: Über einen 2k Ohm Kopfhörer war ein leises Knacken zu hören beim anschließen, außerdem war ein ganz leichtes Rauschen zu hören. Letzterem muss ich unbedingt nachgehen, die Verstärkung betrug nur 9,5dB also ca. 3 fach. Über einen niederohmigen billig in-Ear Kopfhörer, den ich mir zum glück nicht ins Ohr gesteckt sondern nur ans Ohr gehalten habe, knallt es fies. Die 5mV sind schon ordentlich, das hätte ich auch nicht gedacht. Ich werde den Test morgen mit TL082 oder so wiederholen, der hat FET-Eingänge und daher einen geringeren Biasstrom. Damit sollte es dann hoffentlich laufen. Gruß, Jan
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Hallo zusammen, eine Frage zum Thema habe ich noch: Mir war die ganze Zeit nicht wohl dabei das der DC Servo mit im Signalweg liegt, ich habe mir ein paar Gedanken gemacht. Die Endstufe ist jetzt ein invertierender Verstärker geworden, das hat den Vorteil das der Verstärkungs OPV keine Gleichtaktaussteuerung mitmachen muss --> weniger Klirr. Der DC-Servo schiebt nun immer den nicht invertierenden Eingang des OPA627 auf das Potential am invertierenden Eingang sodass sich am Ausgang 0V Offset ergeben. In einer normalen Beschaltung wäre es ziemlich unschön wenn das Ausgangssignal um 180° Phasenverschoben wäre, ich brauche aber sowieso vor den PGA2311 einen Buffer. Der ist nun als Impedanzwandler + nachgeschaltetem invertierenden Verstärker ausgeführt, das Signal durch den PGA ist Phasenverschoben was aber nicht weiter stört. Ich habe den Schaltplan der Endstufe angehängt. Laut Datenblatt ist der OPA627 unity Gain stabil, was passiert nun aber wenn der Widerstand zwischen invertierendem Eingang und Ausgang 0Ohm beträgt? (also keine Verstärkung, Ausgangsspannung immer 0V) Das kann später durch C108 passieren, ich nehme mal an wenn ich R115 nicht = R5 mache wird das unter Umständen instabil? Im Datenblatt des BUF634 (der hat den Vorteil das man ihn im TO220 Gehäuse bekommt und hat deshalb den LME49610 abgelöst) steht allerdings das im Zusammenspiel mit dem OPA627 ein Kondensator (wie C108) benötigt wird damit die Schaltung stabil bleibt, der soll die Bandbreite des OPA627 begrenzen wobei das wohl nicht interessant ist wenn man am Eingang mit einem Tiefpass schon kurz über 100kHz mit 6dB/Okt den Pegel senkt? Was meint Ihr? C108 bestücken? Verbesserungsvorschläge? Gruß, Jan
Jan93 schrieb: > In einer normalen Beschaltung wäre es > ziemlich unschön wenn das Ausgangssignal um 180° Phasenverschoben wäre, Bei nem KHV ist das egal, beide Kanäle 180° Phasenverschoben heißt letzlich nur ein wenig mehr Gruppenlaufzeit, du kannst ja nicht das Signal unverschoben hören ;)
>Bei nem KHV ist das egal, beide Kanäle 180° Phasenverschoben heißt >letzlich nur ein wenig mehr Gruppenlaufzeit, du kannst ja nicht das >Signal unverschoben hören ;) Da geb ich dir recht, ist ja auf beiden Kanälen gleich. Trotzdem, den einen OPV brauche ich so oder so dann kann der auch gleich invertieren sodass der Ausgang wieder passt. :) Auf die Gruppenlaufzeit hat das dann keinen Einfluss mehr, ist ja keine Verzögerung o.ä. drin.
Jan93 schrieb: > Auf die Gruppenlaufzeit hat das dann keinen Einfluss mehr, ist ja keine > Verzögerung o.ä. drin. natürlich, die Phasenverschiebung ist ja nicht exakt 0°, ergo ...
>natürlich, die Phasenverschiebung ist ja nicht exakt 0°, ergo ...
über den Hörbereich nahezu oder nicht? Phasenverschiebung tritt doch
erst (erheblich) auf durch Filter, bei mir die HF-Abblockung oder der
Koppelkondensator am Eingang, oder wenn die OPs zu langsam zum
"nachregeln" werden? Täusche ich mich da?
Was ist sonst von der neuen Schaltung zu halten? Habe ich was übersehen oder sollte das laufen?
OK das mit dem Verstärkung unter 1 habe ich mir glaube ich gerade selbst beantwortet... Wäre nett wen es jemand bestätigt (: Der invertierende OPV "sieht" ja selbst mit 0Ohm zwischen Ausgang und Inv. Eingang eine Verstärkung von 1, ist praktisch das selbe wie beim Impedanzwandler. R115 kann ich mir sparen, 220pF werden wie im Datenblatt des BUF634 eingelötet. Wenn die Frequenz so hoch ist das C108 als "Brücke" zu sehen ist ist die Ausgangsspannung 0V. Kritisch wäre es wohl erst bei einem weiteren OPV mit Verstärkung größer als 1 in der GK. Über R2 lege ich zur Sicherheit auch einen kleinen Kondensator im unteren pF Bereich dann sollte es stabil laufen. über R9 einen 1-10nF Kondensator zu legen wäre wohl auch keine schlechte Idee, mehr darf es aber auf keinen Fall sein weil sonst der DC-Servo instabil wird. Manchmal merkt man mir den Geräteelektroniker Gesellen eben noch an -_-
Jan93 schrieb: > über R9 einen 1-10nF > Kondensator zu legen wäre wohl auch keine schlechte Idee Der Integrator hat bereits eine Polstelle...
Die Widerstände könnte man ggf. noch kleiner machen, wenn man Wert auf minimales Rauschen legt. Ein 4,7 K Widerstand Rauscht schon mehr als der OPA627. R9 ist mit 4,7 K eigentlich schon besser - wenn dann eher noch kleiner, für weniger Rauschen. Wenn man mehr Offset kompensieren will, dann lieber R10 kleiner machen. R109 kann man sich sparen. Schon der Offsetabgleich am OP177 ist eher unnötig. Die Zeitkonstante ist mit 4,7 µ 100 K ca. (5..10), also 2,5 bis 4,7 Sekunden reichlich groß. Da wären also eher 100-470 nF statt 4,7 µ angesagt. Die Schaltung geht auch ohne Probleme für Verstärkungen kleiner 1. R115 würde höchstens helfen die Kapazitive Last zu reduzieren, die der OP am Ausgang sieht. Solange R2,3,4 nicht unter 100 Ohm gehen, sollte das aber kein Problem werden.
Jan93 schrieb: > Ich habe den Schaltplan der Endstufe angehängt. ... > Was meint Ihr? Ich meine, dass du die Rückkopplung noch nicht verstanden hast und viele Dinge durcheinander wirfst, dauernd neue Konzepte und "Erkenntnise", und dass es extrem viel Zeit kostet, dir zu erklären was Sache ist. Der OPA627 ist zwar 1-stabil, aber das gilt doch nur für die Bedingungen im Datenblatt. Also: keine weitere Phasendrehung in der Rückkoppelschleife, weder durch einen nachgeschalteten Buffer, noch durch das viel zu hochohmige Rückkoppelnetzwerk (Eingangskapazität). > ein Kondensator (wie C108) benötigt wird damit die Schaltung > stabil bleibt Genau das meine ich. > ich nehme mal an wenn ich R115 > nicht = R5 mache wird das unter Umständen instabil? Jan93 schrieb: > R115 kann ich mir sparen Genau das ...
>Der Integrator hat bereits eine Polstelle... Ich dachte mir schon das das eine gute Idee ist...(Hab den Kondensator rausgeworfen) >Die Widerstände könnte man ggf. noch kleiner machen, wenn man Wert auf >minimales Rauschen legt. Ein 4,7 K Widerstand Rauscht schon mehr als der >OPA627. R9 ist mit 4,7 K eigentlich schon besser - wenn dann eher noch >kleiner, für weniger Rauschen. Wenn man mehr Offset kompensieren will, >dann lieber R10 kleiner machen. Ist kein Problem, der PGA treibt ja bis 600 Ohm... ich habe ihn deutlich verkleinert auf unter 2k, danke! >Die Zeitkonstante ist mit 4,7 µ 100 K ca. (5..10), also 2,5 bis 4,7 >Sekunden reichlich groß. Da wären also eher 100-470 nF statt 4,7 µ >angesagt. Fehler meinerseits, sorry! Es sollten tatsächlich 470nF werden. I= >Die Schaltung geht auch ohne Probleme für Verstärkungen kleiner 1. >R115 würde höchstens helfen die Kapazitive Last zu reduzieren, die der >OP am Ausgang sieht. Solange R2,3,4 nicht unter 100 Ohm gehen, sollte >das aber kein Problem werden. Die Widerstände treibt ja so oder so der BUF634, dem ist das relativ egal. Über den Kondensator fällt ja im normalen Betrieb keine Wechselspannung ab... >Ich meine, dass du die Rückkopplung noch nicht verstanden hast und viele >Dinge durcheinander wirfst, dauernd neue Konzepte und "Erkenntnise", und >dass es extrem viel Zeit kostet, dir zu erklären was Sache ist. Das ist ein öffentliches Forum, wer helfen möchte dem bin ich dankbar. Würden hier nur Experten diskutieren wäre wenig los, ich kenne mich eben noch nicht zu 100% aus sonst hätte ich ja nicht nachfragen müssen. (wie gesagt momentan noch Geselle) >Der OPA627 ist zwar 1-stabil, aber das gilt doch nur für die Bedingungen >im Datenblatt. Also: keine weitere Phasendrehung in der >Rückkoppelschleife, weder durch einen nachgeschalteten Buffer, noch >durch das viel zu hochohmige Rückkoppelnetzwerk (Eingangskapazität). Ich begrenze ja nicht grundlos die Bandbreite... In der GK sind momentan noch garkeine Bauteilwerte ersichtlich, meinst du den DC-Servo? >Genau das ... Lies bitte den ersten Satz von meinem Beitrag den du zitiert hast.... Gruß, Jan
>Ich dachte mir schon das das eine gute Idee ist...(Hab den Kondensator >rausgeworfen) Sollte natürlich keine heißen.
AC ist ne komplexe Angelegenheit, die m.E. viele Menschen nicht wirklich verstehen (mich eingeschlossen). Ich vermute einfach mal das das hier.... ArnoR schrieb: > Ich meine, dass du die Rückkopplung noch nicht verstanden hast und viele > Dinge durcheinander wirfst, dauernd neue Konzepte und "Erkenntnise", und > dass es extrem viel Zeit kostet, dir zu erklären was Sache ist. ... nicht viel mehr sagen will als das du dir die sachen nochmal z.B. im elektronik-kompendium anschauen solltest, weil einiges/vieles an anderer stelle oft genug erklärt wurde ;)
Jan93 schrieb: > In der GK sind momentan noch garkeine Bauteilwerte ersichtlich, meinst > du den DC-Servo? Nein, der DC-Servo hat damit nicht das Geringste zu tun, solltest du eigentlich wissen. Aber der BUF634, der macht je nach Einstellung, ca. 15° ... > 60° Phasendrehung, und dazu noch das Gegenkopplungsnetzwerk. Hatte ich schon gesagt und du ignoriert, na dann. > Lies bitte den ersten Satz von meinem Beitrag den du zitiert hast K.A. was du meinst, ist doch im nächsten Beitrag eh überholt; ich sehe nur ein ständiges hin und her über den Thread.
>... nicht viel mehr sagen will als das du dir die sachen nochmal z.B. im >elektronik-kompendium anschauen solltest, weil einiges/vieles an anderer >stelle oft genug erklärt wurde ;) Ich hatte das auch negativ verstanden, ich lese auf jeden Fall nach nur manchmal hat eben der Denkanstoß gefehlt wie man in der etwas besser lösen kann.
>Nein, der DC-Servo hat damit nicht das Geringste zu tun, solltest du >eigentlich wissen. Wir reden aneinander vorbei, habe ich natürlich gewusst. >Aber der BUF634, der macht je nach Einstellung, ca. >15° ... > 60° Phasendrehung, und dazu noch das Gegenkopplungsnetzwerk. >Hatte ich schon gesagt und du ignoriert, na dann. Habe ich nicht ignoriert, das mit der Eingangskapazität z.b fand ich sehr hilfreich weil ich das nicht bedacht habe! Ich war allerdings der Meinung das durch C108 und einen kleinen Kondensator über R2 verbessert zu haben. Die extreme Phasenverschiebung passiert ja nur bei stark kapazitiven Lasten im Mhz Bereich, dafür ist L1 und R73 gedacht.
Jan93 schrieb: > Die extreme Phasenverschiebung passiert ja nur bei stark kapazitiven > Lasten im Mhz Bereich, dafür ist L1 und R73 gedacht. Dann würde ich eher sowas wie z.B. HZ0805E601R-10 einsetzen und den Parallel-R weglassen. Dann verhinderst du auch eine Einkopplung von HF übers Anschlusskabel.
>Dann würde ich eher sowas wie z.B. HZ0805E601R-10 einsetzen und den >Parallel-R weglassen. Dann verhinderst du auch eine Einkopplung von HF >übers Anschlusskabel. Gute Idee, Dankeschön! Ich suche noch etwas für Printmontage raus.
Is nur 0805, das kannst du auch mitm Dachrinnenkolben einlöten ;)
>Is nur 0805, das kannst du auch mitm Dachrinnenkolben einlöten ;)
SMD ist nicht wirklich ein Problem, hätte halt optisch besser gepasst zu
den anderen THT Bauteilen. =D
Mir ist aber gerade etwas anderes aufgefallen, das ganze ist ja "nur"
ein Ferrit der wie eine Induktivität wirkt. Der Widerstand hatte ja eine
zusätzliche Aufgabe nämlich war die Idee damit den entstehenden
Reihenschwingkreis aus L1 + der Kabelkapazität zu Dämpfen. Ob ich da
richtig gedacht habe hätte ich noch prüfen müssen, eine ähnliche
Schaltung haben aber auch ältere Endstufen vermutlich aus dem gleichen
Grund.
Der Schwingkreis aus Kabel-C und Lautsprecher-L (erfahrungswerte?) sollte seine Resonanzfrequenz irgendwo im MHz-Bereich haben (Kabel-C ist schließlich eher klein, vielleicht 500 pF veranschlagen?). Da dämpft der Ferrit schon ordentlich... du kannst natürlich auch am Verstärker selbst noch einen Tiefpaß mit fc ~ 100 kHz oder so einfügen. Theoretisch könnte man auch ein Konstrukt ala Boucherot-Glied verwenden, aber die Dimensionierung davon ist ja schon bei 4 Ω/8 Ω Leistungsendstufen mehr Magie als Wissenschaft...
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Dafür würdest du den/die Feedbackwiderstände mit einem RC-Glied überbrücken -> frequenzabhängige verstärkung bis runter auf -1
>(erfahrungswerte?) Eher eine Überlegung meinerseits. >...Resonanzfrequenz irgendwo im MHz-Bereich haben Bandbreite ist am Eingang begrenz, ich wollte aber dennoch vermeiden hier eventuell einen Schwingkreis zu bilden/anzuregen. Wenn das mit 2 Widerständen mehr besser klappt ist es vertretbar. >Theoretisch könnte man auch ein Konstrukt ala Boucherot-Glied verwenden, >aber die Dimensionierung davon ist ja schon bei 4 Ω/8 Ω >Leistungsendstufen mehr Magie als Wissenschaft... Deshalb war mir das RL-Glied sympathisch. (=
Ich habe heute ein Buch über Halbleiter Schaltungstechnik ausgeliehen (Tietze und Schenk) und mir das Kapitel zur Frequenzgangkorektur durchgelesen und versucht zu verstehen. Mein Denkproblem war hauptsächlich das ich den Kompensations C über dem Gegenkopplungswiderstand R2 als Bandbreitenbegrenzung gesehen habe, nicht dafür den Phasengang zu korrigieren. Mir ist jetzt auch das Problem mit der Eingangskapazität klarer geworden und der Zusammenhang warum eine stärkere Gegenkopplung das schwingen wahrscheinlicher macht... ArnoR hat mich ja bereits auf das Problem mit dem Rückkoplungsnetzwerk hingewiesen, in der Schaltung sind die Bauteile schon enthalten und müssen nur korrekt dimensioniert werden, was ich noch nicht verstanden habe ist wie man das genau auslegt. Wählt man den Kompensations C zu klein erfüllt er seine Aufgabe nicht korrekt und man bekommt zu hohen Frequenzen hin ein Problem mit der Phasenreserve, wählt man ihn zu groß wird die Schaltung langsam bzw. wirkt das als ein Filter. Wie würde man in der Praxis den Wert des Kompensations Cs bestimmen bzw. dessen Notwendigkeit einstufen? Danke schonmal! Gruß, Jan
holger schrieb: >>Der verzerrt mir zu stark, die THD des LME liegt im Optimalfall irgendwo >>bei 0.00003% bei über 60Ohm wären der LM386 bei 0,2% liegt, ich will >>wirklich das Maximum rausholen (: > > Und dein Kopfhörer macht 5%. Hör auf dir was in die Tasche zu lügen. Die machen sogar noch erheblich mehr, als nur 5%. Gute Studiomonitore packen das nicht einmal, normale Kopfhörer würde ich eher im Bereich 10% ansiedeln, von niederpreisigen Consumerteilen oder MP3-Player-Viechern ganz zu schweigen. Die haben Kennlinien zum Schreien. :-;
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