Temperaturdifferenzen im mK Bereich messen

Thomas schrieb:
> Ich hab die Widerstände R1 und R2 (Metallfilm 25ppm/K) im Verdacht. Hat
> jemand von euch Erfahrung mit solchen Schaltungen, wie baut man sowas
> auf?

Ich wüsste nicht, warum die Widerstände bei niedrigen Frequenzen so 
rumzicken sollten. Beim Opamp mit seinem 1/f Rauschen kann ich es mir 
schon eher vorstellen. Vielleicht wäre ein Zerodrift-OpAmp (ohne 1/f 
Rauschanstieg) besser für dich.

Ansonsten würde ich an deiner Stelle auch darüber grübeln, ob diese 
Temperaturfluktationen nicht vielleicht echt sind. Sind die Messobjekte 
und die Elektronik denn gut gegen äußere Temperaturschwankungen 
("Zugluft") abgeschirmt?

Thomas schrieb:
> mit einem Fehler unter 10 mK

Das ist natürlich sportlich. Ich hoffe, der Fehler muss nicht für die 
absolute Temperaturdifferenz gelten sondern nur für deren zeitliche 
Änderung.

Es gab irgendwann die letzten 2...3 Jahre in Elektor eine Schaltung, die 
Temperaturdifferenzen mit 5 Nachkommastellen angezeigt hat.

Harry schrieb:
> Es gab irgendwann die letzten 2...3 Jahre in Elektor eine Schaltung, die
> Temperaturdifferenzen mit 5 Nachkommastellen angezeigt hat.

Kein Problem: gib mir ein großes Display, dann bringe ich noch mehr 
Nachkommastellen unter ;-)

@Thomas
was ist das eigentliche Ziel deiner Messung? Willst du die 
Temperaturdifferenz wirklich absolut messen? Dann wären die Pt1000 gar 
keine schlechte Wahl, aber die 10mK sind meines Erachtens illusorisch.

Oder willst du nur Änderungen der Temperaturdifferenzen messen (wenn 
z.B. "auf der einen Seite eine Heizung ein und ausgeschaltet wird")? 
Dann spielt die Absolutgenauigkeit der Sensoren eine geringere Rolle, 
und dann würde ich an deiner Stelle zu empfindlicheren Sensoren als dem 
Pt1000 greifen.

Peter hat es ja schon angesprochen: mit den relativ unempfindlichen 
Pt1000 machen 10mK in deiner Schaltung weniger als 20µV aus. Da macht 
sich auch die kleinste Störung schon stark bemerkbar. Wenn die 
Empfindlichkeit deiner Sensoren höher wäre, hättest du bessere Chancen.

Hallo,

die Spannung an der Brücke liegt bei (sehr) grob 1 µV/mK. Der Opamp 
(MCP6042) hat laut Datenblatt 2 µV/K Drift sowie 5 µV Rauschen.

Die Widerstände R1 und R2 machen etwa 110 µV/K aus und sind mit Epoxy 
zusammengeklebt.
Die 50 mK kommen da eigentlich nicht zusammen hätte ich gedacht.

Grüße Thomas

Thomas schrieb:
> Der Opamp
> (MCP6042) hat laut Datenblatt 2 µV/K Drift sowie 5 µV Rauschen

5µV Rauschen zwischen 0,1Hz und 10Hz und bei günstiger 
CommonMode-Spannung. Du gehst bis zu viel niedrigeren Frequenzen und 
liegst mit der Common Mode Spannung grade bei einem Wert, wo das 
Rauschen sprunghaft ansteigt (Fig. 2.11 im Datenblatt). Da kann das 
Rauschen gerne auch mal das doppelte oder mehr betragen.

Aber am interessantesten finde ich immer noch die Frage: wie gut ist 
dein System gegen Zugluft und andere Umwelteinflüsse abgeschirmt?

An die Verwendung von 2 Pt1k per Messstelle als Vollbrücke hatte ich 
auch schon gedacht, leider wird das platzmäßig zu minderst sehr knapp. 
Bei der Auswertung per Lock-in-Verstärker wird die Brücke mit einer 
Symmetrischen Wechselspannung betrieben so dass man neben dem besseren 
Rauschverhalten auch alle Thermospannungen los wird?

An NTCs mit hohem Temperaturkoeffizient hatte ich auch schon gedacht, 
allerdings war ich mir nicht sicher ob die hier wirklich den Pts 
überlegen sind. Die angegebenen Werte für den maximalen Drift sind oft 
so hoch das sie selbst im Minuten-Bereich eine Messung im 10mK-Bereich 
unmöglich machen. Auch die angebotenen Bauformen sind für genaue 
Messungen meist ungeeignet (Gehäuse mit geringem Wärmeleitkoeffizient 
und undefinierter Geometrie, dafür aber Anschlussdrähte aus Kupfer mit 
verhältnismäßig großem Querschnitt).

@Achim danke für den Hinweis mit der Common Mode Spannung, ich werte es 
mal mit einer Halbierung der Widerstandswerte von  R1 und R2 versuchen. 
Die Messstellen selber sind in einem dickwandigen Aluminiumgehäuse mit 
hoher thermischer Masse untergebracht. Die Schaltung ist nicht gegen die 
Einflüsse des relativ konstanten Raumklimas geschützt.

Grüße Thomas

ich würde einen ganz anderen Ansatz wählen:

http://www.acam.de/uploads/media/AN024_en.pdf

Nicht nur das man sich den Herausforderungen der analogen 
Schaltungstechnik nicht zu stellen braucht, auch den ADC erspart man 
sich und die Daten liegen unmittelbar digital vor.

branadic schrieb:
> ich würde einen ganz anderen Ansatz wählen:

Zitat: "The discharge time is set typically between 100μs to
250 μs and measured with picosecond resolution."

Und das soll einfacher sein? Man braucht ja nur einen µController mit 
einem Timer, der mit 1 GHz zählt... Da kommt ja fast jeder in Frage.

Und so ganz unanalog ist die Sache auch nicht, die Schaltschwellen 
müssen natürlich ultrastabil sein.

Georg

Georg schrieb:
> Man braucht ja nur einen µController mit
> einem Timer, der mit 1 GHz zählt

Sorry, ich meinte natürlich 1000 GHz. Null Problemo, würde Alf sagen.

Georg

Ja, das ist einfacher, weil es ein einzelner TDC-Baustein 
(Time-to-Digital Converter) ist, mit nur wenig Hühnerfutter um ihn 
herum.

Oder Du machst das Ganze gleich digital:
TSYS01, TSYS02 oder ADT74xx
Der TSYS01 wird meine Erachtens so wenig eingesetzt, weil der ADC-Wert 
in eine Formel eingesetzt werden muss, damit eine Temperatur 
herauskommt.
Die 5 Koeffizienten muss man aus dem Chip auslesen.

1

t = c0 + c1*adc + c2*adc^2 + c3*adc^3 + c4*adc^4

Wenn der Messbereich eingeschränkt ist, reichen 2 oder 3 Koeffizienten, 
die man allerdings selbst bestimmen / berechnen muss.
Im Extremfall reicht es, die rohen ADC-Werte zu vergleichen.

Bei TSYS02 und ADT7xxx ist der Rechenaufwand deutlich niedriger.

So unprobematisch ist der TDC Baustein noch. Da gehen dann nämlich 
plötzlich auch parasitäre Kapazitäten an den Sensoren mit ein. Auf den 
ersten Blick vielleicht interessant, aber wenn man genauer hinsieht doch 
problematisch. Ein normaler hochauflösender ADC mit Differenzeingang ist 
da einfacher.

Die Messung per Wechselspannung hat durchaus Vorteile:
Fast keine Probleme mit Offset-drift und Thermospannungen und die 
Unterdrückung des 1/f Rauschens. Die beiden Vergleichswiderstände könnte 
man ggf. durch einen passenden Transformator (exact 1:1 geteilte 
Wicklung) ersetzen - damit wird es dann aber schwieriger die absolute 
temperatur zu messen.  Die Auswertung kann heute oftmals über den ADC 
machen - viel mehr als die Erzeugung der Wechselspannung für die 
Anregung und die Software im µC ändert sich also gar nicht unbedingt. 
Gerade für die hier gewünschte hohe Auflösung bei kleinem Bereich bietet 
sich die Anregung mit Wechselspannung an.

Die Widerstandänderungen sind beim PT100 zwar klein, aber nicht so dass 
man es nicht noch gut messen kann. Die Schwierigkeit liegt mehr bei der 
Konstanz der Sensoren. Da ist der PT100/PT1000 eher im Vorteil gegenüber 
den meisten NTCs - zumindest hat man bessere Daten, mehr Erfahrung 
damit.

Achim S. schrieb:
> Das ist natürlich sportlich. Ich hoffe, der Fehler muss nicht für die
> absolute Temperaturdifferenz gelten sondern nur für deren zeitliche
> Änderung.

Warum nicht absolut?
Andere bauen Kalibrierbäder mit einer Genauigkeit von 0,5mK.
("CALIBRATION" unter http://www.seabird.com/sbe3s-temperature-sensor )

Peter R. schrieb:
> Schließe auch mal probeweise die Diagonale der Brücke kurz.

Du Witzbold!

Was meinst du, was passiert, wenn man den Summationspunkt (E- Eingang) 
gegen den E+ Eingang kurzschließt? Hey?

W.S.

Wolfgang schrieb:
> Warum nicht absolut?
> Andere bauen Kalibrierbäder mit einer Genauigkeit von 0,5mK.

Hehe, klar: ein halbwegs begabter Jungingenieur bastelt so was typisch 
an einem verregneten Wochenende. Die Tripelpunktzellen zum Kalibrieren 
finden sich normalerweise irgendwo im Keller ;-)

Lurchi schrieb:
> So unprobematisch ist der TDC Baustein noch. Da gehen dann nämlich
> plötzlich auch parasitäre Kapazitäten an den Sensoren mit ein.

Die TDC-Idee klingt für mich auch erst mal exotisch, ist aber nicht 
uninteressant. Der genaue Wert der zu ladenden Kapazität (und erst recht 
der parasitären Kapazitäten) darf natürlich keine Rolle spielen - 
deswegen wird in der AN die Entladezeit mit einem Referenzwiderstand 
verglichen, der "am hinteren Ende" parallel zum RTD geschalten ist. 
Beide sehen da die selbe Lastkapazität und parasitäre Kapazität.

Am "vorderen Ende" liegen Referenzwiderstand und RTD nicht parallel, 
dort müsste man mit möglichst kurzen Anschlüssen ans IC. Und wenn es an 
dem Ende trotz möglichst kurzer Leitungen und symmetrischem Aufbau 
trotzdem unterschiedliche parasitäre Cs geben sollte, machen sich die 
aufgrund des niederohmigen IC-Ausgangs wenig in der Ladezeit bemerkbar.

Was ich speziell für Thomas' Aufgabenstellung (Temperaturdifferenz) 
interessant finde ist, dass sich damit Widerstandsdifferenzen ziemlich 
direkt über die Entladezeitunterschiede bestimmen lassen. An den vier 
Kanälen des TDC können beide RTD im identischen Aufbau vermessen werden 
und ein (oder zwei) Referenzwiderstände zur Bestimmung der Kapazität und 
damit der (ungefähren) Absoluttemperatur.

Ich kann nicht wirklich abschätzen, wie genau man die 
Widerstandsdifferenz (->Temperaturdifferenz) damit letztlich rauskriegt, 
aber einen originellen Ansatz finde ich es schon.

Achim S. schrieb:
> Ich kann nicht wirklich abschätzen, wie genau man die
> Widerstandsdifferenz (->Temperaturdifferenz) damit letztlich rauskriegt,
> aber einen originellen Ansatz finde ich es schon.

Steht im PDF. Ich finde die Lösung nicht originell, sondern vor allem 
auch praxistauglich ohne große Schwierigkeiten im Analogpfad. Verwendet 
werden kann nahezu jedes Chip von ACAM mit zwei RTDs.

branadic schrieb:
>> Ich kann nicht wirklich abschätzen, wie genau man die
>> Widerstandsdifferenz (->Temperaturdifferenz) damit letztlich rauskriegt,
>> aber einen originellen Ansatz finde ich es schon.
>
> Steht im PDF.

Jein:

Im pdf werden 3 "typische" Module betrachtet, aber ich weiß nichts über 
garantierte Grenzwerte.

Gainfehler durch Offsets (augrund unterschiedlicher Ausgangswiderstände 
und unterschiedlicher Bonddrahtlängen) werden munter rauskalibriert: 
prima, dass das in ihrem künstlichen Testaufbau klappt, aber was wenn 
ich meinen realen RTD-Aufbau nicht so nett kalibrieren kann?

Ich sehe die Application Note eher als ein Beispiel, welche Genauigkeit 
(unter günstigen Umständen) erreicht werden kann denn als eine Spec, 
welche Genauigkeit ich in meinem Aufbau damit erreichen werde.

Achim S. schrieb:
> Gainfehler durch Offsets

Sollte natürlich heißen: "Gainfehler und Offsets"

Wenn es hier wirklich nur um die Differenz zwischen zwei Messpunkten und 
nicht um den absoluten Wert der Temperatur geht, warum verwendest du 
keine Thermoelemente? Da kann man mehrere Thermopaare in Reihe schalten 
um die Spannung zu erhöhen und braucht bloß einen normalen OpAmp. Die 
Thermopaare kann man sich leicht aus Kupfer und Konstantan-Draht selber 
machen.

Die TDC Lösung ist originell, aber nicht einfacher als ein 
Hochauflösender ADC. Auch da gibt es spezielle Versionen für die RTD 
Messung, bei denen man dann außer dem Ref. Widerstand, den Kondensatoren 
an der Versorgungsspannung und ggf. welchen zum Schutz vor HF Störungen 
keine weiteren Teile benötigt. Da sind sogar die TDC Lösungen mit 
externem Schimdt trigger aufwändiger. Auch der Kondensator muss ggf. 
schon etwas besser sein, damit die Messung auch wirklich linear ist - 
für die kleine Differenz ist da aber noch kein Problem wenn man da nicht 
was ganz ungeeigntes (billige MLCC für kleine Spannung) nimmt.

Nach dem oben Verlinkten PDF file, hat man mit den TDC Lösungen eine 
hohe Auflösung, aber so sonderlich gut sind die von der Drift her nicht. 
Bei den 3 untersuchten Modulen wurde schon bis 24 mK/K an Drift 
gefunden. Da wird man kaum unter die geforderten 50 mK zu kommen, ohne 
die Messelektronik in der Temperatur zu stabilisieren. Die Probleme mit 
der Kabelkapazität gibt es auch, wenn auch nicht so schlimm wie ich 
vermutet hatte.

Die TDC Lösung ist schon gut, wenn es billig und Energiesparend sein 
muss. Dadurch dass die chip internen Widerstände incl. R_on der MOSFETs 
mit eingehen ist es aber keine wirklich präzise Lösung.

Ein ganz andere Alternative wäre ggf. noch ein Thermoelement, als 
direkte Differenzmessung. Für mehr Auflösung ggf. mit ein paar Elementen 
in Reihe als eine Art Thermosäule. Auch da sind die 50 mK möglich. Bei 
Typ K oder Kupfer Konstantan sind das bereits knapp 2 µV an Spannung für 
ein Element.

So, werde es jetzt mal mit der angehängten Schaltung probieren. Fällt 
jemandem noch ein Fehler auf? Ich hoffe ich hab im Degenblatt des INA333 
nichts übersehen, der Ref-Pin kann auch bei single supply ruhig auf 
Masse liegen oder?

Mit ner Thermosäule zur Messung von kleinen Differenztemperaturen hab 
ich vor einiger Zeit schon mal experimentiert. In der Praxis scheint mir 
das aber nur praktikabel realisierbar wenn man sehr viel Platz hat oder 
eine Hohe Wärmeleitung zwischen beiden Seiten kein Problem für die 
Messung darstellt. Im einfachsten Fall kann man dann ein Peltier-Element 
einsetzen.

Zwei Sachen fallen mir bei Deiner Schaltung auf:
1. Auf keinen Fall 0,83mA "Dauerstrom".
2. Ich würde ein Poti für den Null-Abgleich vorsehen.
   Aus dem Kopf weiß ich nicht wie genau die 1000 Ohm sind, aber...

Der Strom ist auf Dauer zu hoch für die meisten PT1000.  Bei viel 
Leistung wird die thermische Leistung zunehmend kritischer. Lieber 
weniger Strom, oder den Strom nur jeweils für eine kurze Zeit für die 
Messung einschalten.

Der Ref. Pin darf auf Masse liegen, allerdings kann man dann keine neg. 
Differenzen mehr verstärken. Es kommt halt darauf an was man als Werte 
Erwartet.

Thomas schrieb:
> Ich hoffe ich hab im Degenblatt des INA333
> nichts übersehen, der Ref-Pin kann auch bei single supply ruhig auf
> Masse liegen oder?

Wenn der Signalbereich passt: ja.

Fig. 21 im Datenblatt: wenn bei deiner CM-Spannung von 830mV die 
Ausgangsspannung des INA positiv und kleiner als 1,6V ist, klappt es.

Negative Signale gehen mit single supply und Ref auf 0V natürlich nicht 
(auch wenn die negative Spannung sich bei dT=0 nur aufgrund der 
Toleranzen deiner Brückenwiderstände ergeben sollte).

Den Temperaturabfall bei den  0,7 mW hab ich durchgerechnet. Das meiste 
macht der <100µm Epoxyfilm von der Verklebung aus (< 5 mK). Das AlO2 
Substrat des Pt1000 und das zu messende Kupferbauteil sind wegen der 
hohen Wärmeleitfähigkeit demgegenüber vernachlässigbar. Hinzu kommt das 
die Leistung und damit das delta T konstant ist. Bei Bauteilen mit 
geringer Wärmeleitfähigkeit oder Fluiden sieht das natürlich in der 
Regel anders aus.

Der Nullabgleich müsste durch Handselektion der Brückenwiederstände und 
Opferung eines halben Bits in den Griff zu bekommen sein.

Edit: Die Rechnung stimmte so nicht. Das AlO2 Substrat macht etwa 4 mK 
und der Epoxyfilm wenn mit 10 µm angenommen (Sensor und Bauteil sind 
recht glatt) nochmal 6 mK.

Das Al2O3 Substrat wird bei den Sensoren sehr ähnlich sein, die 
Erwärmung da ist also unkritisch. Der Klebstoff kann aber leicht einmal 
5 µm und beim anderen doch 50 µm oder ggf. mit Luftblase werden. Das 
lässt sich so recht schwer kontrollieren.

Da wäre es wirklich gut wenn man die Versorgung der ganzen Bücke 
abschalten kann. Über die Transienten beim einschalten kann man so den 
thermischen Kontakt kontrollieren. Auf 1 Ohm oder so für die ganze Bücke 
sollte es nicht ankommen. Im Prinzip könnte man damit den DC Offset des 
Verstärkers / ADC kontrollieren, sofern der Gleichtaktbereich des 
Verstärkers das mit macht. Da müsste man ggf. noch was anpassen.

Mit der Schaltung wird das nix.

Ich musste so etwas vor 20 Jahren entwickelt und bin bald wahnsinnig 
geworden. Dabei ging es um die Messung von Temperaturdifferenzen von
1e-4 Grad in gesättigter Dampfatmosphäre. Ich hatte damals vor den
OPV einen DualFet gesetzt, möglichwerweise gibt es da heute schon
bessere OPVs.das ganze war dann auch ein TF-verstäker. Die Brücke
war nicht dauerhaft bestromt, man konnte sonst selbst bei 100K 
Thermistoren
ein thermisches einlaufen messen. Es gibt da auch eine IR 
empfindlichkeit.
(Bürolampe aus mehreren metern entfernung war nachweisbar). Also 
unmöglich
ist das nicht, man braucht nur viel viel Zeit)

@ Lurchi: danke für die korrekte Summenformel von Aluminiumoxid ;)  Der 
Wärmeübergang von den beiden Sensoren wird sicherlich voneinander 
abweichen. Daran die Transienten auszuwerten hab ich auch schon 
angedacht. Hab aber gerade mal ganz grob überschlagen: Der Quotient aus 
„Heizleistung“ und Wärmekapazität des Sensors liegt im Bereich von 10 
mK/s. Wird also nicht so einfach.

@ erleuchteter: deine geschilderte Aufgabenstellung von 1e-4 verglichen 
zu meinen 1e-2 und dazu die Messung in der Gasphase machen dann aber 
doch noch einen kleinen Unterschied.

@ Klaus: Woher hast du denn die Zahlen „0,6V, besser 0,75V“? Ich hab da 
auch nicht ganz verstanden worauf die im Datenblatt hinaus wollen. 
Figure 21 bis 23 hab ich aber so interpretiert dass solange die Ausgänge 
der internen Verstärker A1 und A2 (für Vs = 5 V) zwischen ~0,1 und ~4,9 
V liegen alles paletti ist.

>Mit ner Thermosäule zur Messung von kleinen Differenztemperaturen hab
>ich vor einiger Zeit schon mal experimentiert. In der Praxis scheint mir
>das aber nur praktikabel realisierbar wenn man sehr viel Platz hat oder
>eine Hohe Wärmeleitung zwischen beiden Seiten kein Problem für die
>Messung darstellt.

Wie kommst du da drauf? Thermoelemente kann ich sehr hochohmig messen. 
Wenn ich die Thermosäule aus Draht mit 0,1 mm Durchmesser oder noch 
dünner mache, gibt es weder Platzprobleme noch Probleme mit 
Wärmeleitung. Die elektrische Isolation kann man mit den üblichen 
Isolierlacken für Kupferlackdraht machen.

Aber jeder wie er glaubt.

@ Georg, mein Aufbau sah so aus wie du beschreibst. Aber bei einem 
10-fachen Element sind das schon 20 Drähte. So eine „Litze“ aus 
Konstantan/Kupfer ist nicht sonderlich flexibel und zudem sehr 
empfindlich, ein Drahtbruch und es ist vorbei. An den Enden kommen dann 
noch die Verbindungen der Drähte hinzu plus Isolierung. Meine 
Hochachtung für den der das in einem Volumen von einem 
Pt-Wiederstandsensor unterbringt. Das ist keine Frage des Glaubens 
sondern des Machens.

@Andrew: wie schon angedeutet, gemessen werden die Temperaturen von 
Bauteilen aus Metall. Bei kleinen Temperaturdifferenzen sollte der 
Messfehler unter 10mK liegen wobei  1% Messgenauigkeit (der 
Temperaturdifferenz) immer ausreicht. Der Platz für die Sensoren ist 
begrenzt, etwa 3x2x4mm stehen zu Verfügung.

Ein Lock-in-Verstärker scheint mir dafür nicht erforderlich, die 
auftretenden Thermospannungen sind klein im Vergleich zum Messsignal. 
Das 1/f Rauschen sollte man mit einem Chopper-OpAmp (z.B. LTC1050) in 
den Griff bekommen oder? Hab jetzt aber schon den INA333 vorgesehen, wie 
sieht es bei dem mit dem 1/f-Rauschen aus?

Thomas schrieb:
> @ Georg, mein Aufbau sah so aus wie du beschreibst. Aber bei einem
> 10-fachen Element sind das schon 20 Drähte. So eine „Litze“ aus
> Konstantan/Kupfer ist nicht sonderlich flexibel und zudem sehr
> empfindlich, ein Drahtbruch und es ist vorbei. An den Enden kommen dann
> noch die Verbindungen der Drähte hinzu plus Isolierung. Meine
> Hochachtung für den der das in einem Volumen von einem
> Pt-Wiederstandsensor unterbringt. Das ist keine Frage des Glaubens
> sondern des Machens.
>
> @Andrew: wie schon angedeutet, gemessen werden die Temperaturen von
> Bauteilen aus Metall. Bei kleinen Temperaturdifferenzen sollte der
> Messfehler unter 10mK liegen wobei  1% Messgenauigkeit (der
> Temperaturdifferenz) immer ausreicht. Der Platz für die Sensoren ist
> begrenzt, etwa 3x2x4mm stehen zu Verfügung.

Naja, 3x2mm² entspricht 1206, da bekommt man einige Thermoelemente 
mittels Inkjet draufgedruckt und muss sich nicht mit Drähten 
herumschlagen.

Super Idee!

Der INA333 sollte von 1/f rauchen unproblematisch sein, weil 
chopperstabilisiert. Man hat aber weiter Thermospannungen an den 
Leitungen / Kontakten und ggf. auch am PT1000 sensor selber an den 
Anschlüssen. Das wird nicht viel sein, ist aber vermeidbar.

Die modulierte Messung ist nicht mehr so auswendig: das kann man heute 
recht gut im µC machen. Man braucht also keinen extra LockinVerstärker 
als teures Gerät, sondern mehr eine etwas andere Software im µC und dann 
die Schaltung um die Versrogung der Brücke umzupolen und ggf. 
auszuschalten. Mit chopperstabiliseren OPs und gutem thermischen design 
kriegt man die Messung auch noch DC mäßig hin - die AC Anregung der 
Brücke ist aber ggf. der kleinere Aufwand und man kann die Leistung am 
Sensor auch kleiner wählen.

Hab mir mal diese Schaltung dazu überlegt.

Eigenerwärmung berücksichtigen!
Bei kleinen Pt100 /Pt1000 Chip-Sensoren ist die Eigenerwärmung nicht 
unerheblich! z.B. Pt100 mit 1kOhm an 5V habe ich schon 300mK gemessen!! 
Die verheizte Leistung am Pt ausrechnen!

schau dir mal das datenblatt von ref200 von TI an.
2+100uA ref Stromquelle +Stromspiegel