Forum: Analoge Elektronik und Schaltungstechnik INA114 Instrumentenverstärker nichtlinear bei Hälfte der Maximalen Ausgangsspannung


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von Bernhard K. (bkubi)


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Hallo!
Das ist jetzt weniger als Frage als zur Dokumentation, falls wer andere 
auch deswegen graue Haare zu bekommen droht:

Wie viele andere auch haben wir hier eine recht teure Schaltung 
aufgebaut zum Messen von Temperatur mittels PT100 oder PT1000 (20 
Kanäle), basierend auf einem INA114 Instrumentenverstärker.
Wir haben auch eine Superteure in zertifizierter Kalibration gehaltene 
Wiederstandsdekade, mit der wir eine Werkskalibration durchführen.
Die Schaltung ist die Figure 8: RTD Temperature Measurement Circuit aus 
dem Datenblatt:
http://www.ti.com/lit/ds/symlink/ina114.pdf

+-5V für den INA kommen aus einer auf AGND bezogenen Quelle (DC/DC 
5->15V, dann linearregler auf 5V, damits weniger rauscht), AGND und GND 
sind nur über Induktivität gekoppelt

Vermutlich irrellevant, aber die Auswertung läuft über einen Teensy 3.2 
mit 16 bit ADC, es wird über eine Sekunde gemittelt, und mittels 
Oversampling ist das Endrauschen bei 0.02 Grad, also sehr nett, was beim 
Bauteilpreis von etwa 15€/Kanal auch so sein sollte.

So, und jetzt die Beobachtung:
Weil nicht Rail2Rail gibts eine Maximale Ausgangsspannung, sagen wir 4V.
Wenn man jetzt die "Temperatur" aka den Wiederstand verändert, und ein 
halber Ausgangsspannungspegel aka 2V überschritten wird, gibts in diesen 
Teil einen Sprung in der Linearität, als auch kurzbereichige seltsame 
Abweichungen. Ich vermute, dass da irgendein interner OPV in einen 
anderen Zustand wechselt, und das Ausgangssignal stört.

Wir können mit dem INA114 nur kalibriert Arbeiten, wenn der 
Ausgangspegel kleiner als die hälfte des maximums ist.

Im Datenblatt gibts nur Infos bezüglich Limits bezüglich eines (bei uns 
nicht vorhandenen) beidseitigen Spannungsoffsets.

Falls jemand eine gute erklärung hat, würd mich interessieren, obwohl 
der Workaround gut funktioniert.

von Achim S. (Gast)


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Bernhard K. schrieb:
> Falls jemand eine gute erklärung hat, würd mich interessieren, obwohl
> der Workaround gut funktioniert.

Falls du einen guten Schaltplan hast (statt der verbalen Beschreibung) 
könnte ich leichter abschätzen, ob mein Erklärungsansatz passt :-) Trotz 
des ausführlichen Textes habe ich leider keine Angabe zu deiner 
Common-Mode Spannung und zur Verstärkungseinstellung gefunden.

Bei klassichen Instrumentenverstärkern kannst du in verschiedene 
Probleme laufen, wenn die Ausgangsspannung in die Nähe der Versorgung 
soll. Wenn die Differenzstufe (A3 in 
http://www.ti.com/lit/ds/symlink/ina114.pdf) nicht mehr weiterkommt, 
sieht man einen schönen, satten Anschlag (der rechte und linke Rand der 
Abbildung INPUT COMMON-MODE VOLTAGE RANGE vs OUTPUT VOLTAGE)

Aber wenn die Eingangsstufe an den Anschlag kommt (A1 oder A2 in 
Sättigung), dann wackelt der Ausgang schon noch weiter hin und her, aber 
die Sättigung von A1 oder A2 wirkt sich als Nichtlinearität aus 
(Diagonalen im angehängten Bild).

Analog Devices hat eine nettes Online-Tool, in dem man für deren 
Instrumentenverstärker die Limits leicht anzeigen lassen kann 
(http://www.analog.com/designtools/en/diamond/#difL=-0.1&difR=0.1&difSl=-0.1&gain=100&l=-8&pr=AD8422&r=8&sl=-8&tab=1&ty=1&vn=-15&vp=15&vr=0).

Von TI gibt es eine Software mit >100MByte, die man sich nach 
Registrierung runterladen und installieren kann und die wohl den selben 
Zweck hat - ich habe aber bisher auf eine Installation verzichtet. Wenn 
du sichergehen willst, hol dir diese Software, gib alle Spannungen 
deiner Schaltung ein und schau nach, ob du im sicheren Bereich bist. 
(auf der Seite http://www.ti.com/product/INA114/toolssoftware der Link 
Vcm vs. Vout Calculator ...)

von Bernhard K. (bkubi)


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Erst mal, danke für die Antwort, Achim.

Common mode ist das was ich mit "Im Datenblatt gibts nur Infos bezüglich 
Limits bezüglich eines (bei uns
nicht vorhandenen) beidseitigen Spannungsoffsets." gemeint habe.

Ich beobachte keinen "Harten Anschlag", sondern eine Veränderung der 
Steigung, wenn man in x den Wiederstand und y den ADC plottet.

Der negative Eingang liegt permanent auf etwa (82 Ohm Rz aus der 
Datenblattschaltung, Leitungswiederstand Hausnummer 1 Ohm) 
84Ohm*0.1mA=8.4 mV. Der andere Eingang auf 8.4mV bis 13 mV. Verstärkung 
ist (1+50000/110)=455.
Wenn man jetzt die 8.4 bzw 13mV einzeln mit 455 multipliziert, kommt man 
zwar böse Richtung Versorgungsspannung.

Jedoch, das Bild im Post darüber bezieht sich auf "any gain", und ich 
würd das jetzt so verstehen, dass die Common Mode Verarbeitung schon 
auch bei Hausnummer +20mV Offset (bei meinem +-5V und dem geschätzten 
OutputSwing von +- 3.5V) gehen sollte, trotz einer Verstärkung von z.B. 
455.

Ich hab ausserdem in einer anderen Schaltung das ähnliche Problem 
gehabt, wobei ein Eingang Fett mit AGND konnektet war.

Die Softwarelinks muss ich noch evaluieren, anbei noch die Schaltung

Danke und lg,
 Bernhard

von Bernhard K. (bkubi)


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der 100k ist übrigens damit bei abgesteckten PT100, um zu verhinden dass 
ohne PT 100 Leitungen das ganze nicht komplett floatet. Bin mir grad 
nicht sicher ob ich den überhaupt bestückt habe.

von Achim S. (Gast)


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Bernhard K. schrieb:
> Ich beobachte keinen "Harten Anschlag", sondern eine Veränderung der
> Steigung, wenn man in x den Wiederstand und y den ADC plottet.

das wäre schon kein unübliches Verhalten, weil ja nur einer der beiden 
Eingangsverstärker in Sättigung geht (z.B. A1), der zweite (dann A2) 
aber weiter seinen Ausgang ändert und der Diffamp daraus wieder ein 
scheinbar vernünftiges erdbezogenes Signal macht.

Bernhard K. schrieb:
> Wenn man jetzt die 8.4 bzw 13mV einzeln mit 455 multipliziert, kommt man
> zwar böse Richtung Versorgungsspannung.

So schlimm ist es dann zum Glück auch wieder nicht. Die Eingangsstufe 
verstärkt die jeweilige Eingangsspannung mit Bezug auf Vcm. Vcm liegt 
bei dir bei (8,4mV+13mV)/2=10,7mV. A1 geht am Ausgang also auf 
(13mV-10,7mV)*455 + 10,7mV und ist damit noch weit weg von der 
Versorgung. Bei den Bedingungen sollte also auch die Eingangsstufe nicht 
in Sättigung gehen (wobei: bei den Bedingungen hast du ja auch noch 
keinen kritischen Wert am Ausgang des Diffamps).

Was hat es denn mit deiner Entkopplung von AGND und GND über eine Spule 
auf sich? Alle GND-Anschlüsse in deinem Schaltplan vom Analogteil und 
das Bezugspotential des ADC entsprechen deinem AGND?

von Arc N. (arc)


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InstAmp:
Rf = 25k
R1, R2 = 25k
Vout_A1 = Rf/Rg * (Vin_n - Vin_p) + Vin_n
Vout_A2 = Rf/Rg * (Vin_p - Vin_n) + Vin_p
Vout_A3 = R2/R1 * (Vout_A2 - Vout_A1) =

Vout_A1 = 25k / 110 * (8.4 mV - 13 mV) + 8.4 mV = -1.037 V
Vout_A2 = 25k / 110 * (13 mV - 8.4 mV) + 13 mV = 1.045 V
Vout_A3 = 25k / 25k * (Vout_A2 - Vout_A1) = 2.082 V

Das sollte soweit passen...

Etwas OT: Aber wer hat sich diese Messschaltung ausgedacht...
Wenn bspw. Rz = RPT100(0°C) = 100 Ohm wäre, liefert die Schaltung etwa 
100 uV/Ohm bzw. ~39 uV/°C.
Bei 0°C genau 0.0V, allerdings würde eine Änderung von Rz (Langzeit, 
Temperatur etc.) von 1% zu einem Fehler von 100 uV führen. Eine Änderung 
von 0.39% zu einem Fehler von 39 uV entsprechend 1 °C...
Für die obigen 0.02 °C braucht es gerade mal 0.0078% (78 ppm). Dazu 
driftet die REF200 auch noch über Zeit und Temperatur. Laut DB des 
REF200 ist die Temperaturdrift typ. 25 ppm d.h. in der Schaltung etwa 
250 nV/°C. 10 °C demnach 2.5 uV oder umgerechnet 0.064 °C

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