Hallo! Das ist jetzt weniger als Frage als zur Dokumentation, falls wer andere auch deswegen graue Haare zu bekommen droht: Wie viele andere auch haben wir hier eine recht teure Schaltung aufgebaut zum Messen von Temperatur mittels PT100 oder PT1000 (20 Kanäle), basierend auf einem INA114 Instrumentenverstärker. Wir haben auch eine Superteure in zertifizierter Kalibration gehaltene Wiederstandsdekade, mit der wir eine Werkskalibration durchführen. Die Schaltung ist die Figure 8: RTD Temperature Measurement Circuit aus dem Datenblatt: http://www.ti.com/lit/ds/symlink/ina114.pdf +-5V für den INA kommen aus einer auf AGND bezogenen Quelle (DC/DC 5->15V, dann linearregler auf 5V, damits weniger rauscht), AGND und GND sind nur über Induktivität gekoppelt Vermutlich irrellevant, aber die Auswertung läuft über einen Teensy 3.2 mit 16 bit ADC, es wird über eine Sekunde gemittelt, und mittels Oversampling ist das Endrauschen bei 0.02 Grad, also sehr nett, was beim Bauteilpreis von etwa 15€/Kanal auch so sein sollte. So, und jetzt die Beobachtung: Weil nicht Rail2Rail gibts eine Maximale Ausgangsspannung, sagen wir 4V. Wenn man jetzt die "Temperatur" aka den Wiederstand verändert, und ein halber Ausgangsspannungspegel aka 2V überschritten wird, gibts in diesen Teil einen Sprung in der Linearität, als auch kurzbereichige seltsame Abweichungen. Ich vermute, dass da irgendein interner OPV in einen anderen Zustand wechselt, und das Ausgangssignal stört. Wir können mit dem INA114 nur kalibriert Arbeiten, wenn der Ausgangspegel kleiner als die hälfte des maximums ist. Im Datenblatt gibts nur Infos bezüglich Limits bezüglich eines (bei uns nicht vorhandenen) beidseitigen Spannungsoffsets. Falls jemand eine gute erklärung hat, würd mich interessieren, obwohl der Workaround gut funktioniert.
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Bernhard K. schrieb: > Falls jemand eine gute erklärung hat, würd mich interessieren, obwohl > der Workaround gut funktioniert. Falls du einen guten Schaltplan hast (statt der verbalen Beschreibung) könnte ich leichter abschätzen, ob mein Erklärungsansatz passt :-) Trotz des ausführlichen Textes habe ich leider keine Angabe zu deiner Common-Mode Spannung und zur Verstärkungseinstellung gefunden. Bei klassichen Instrumentenverstärkern kannst du in verschiedene Probleme laufen, wenn die Ausgangsspannung in die Nähe der Versorgung soll. Wenn die Differenzstufe (A3 in http://www.ti.com/lit/ds/symlink/ina114.pdf) nicht mehr weiterkommt, sieht man einen schönen, satten Anschlag (der rechte und linke Rand der Abbildung INPUT COMMON-MODE VOLTAGE RANGE vs OUTPUT VOLTAGE) Aber wenn die Eingangsstufe an den Anschlag kommt (A1 oder A2 in Sättigung), dann wackelt der Ausgang schon noch weiter hin und her, aber die Sättigung von A1 oder A2 wirkt sich als Nichtlinearität aus (Diagonalen im angehängten Bild). Analog Devices hat eine nettes Online-Tool, in dem man für deren Instrumentenverstärker die Limits leicht anzeigen lassen kann (http://www.analog.com/designtools/en/diamond/#difL=-0.1&difR=0.1&difSl=-0.1&gain=100&l=-8&pr=AD8422&r=8&sl=-8&tab=1&ty=1&vn=-15&vp=15&vr=0). Von TI gibt es eine Software mit >100MByte, die man sich nach Registrierung runterladen und installieren kann und die wohl den selben Zweck hat - ich habe aber bisher auf eine Installation verzichtet. Wenn du sichergehen willst, hol dir diese Software, gib alle Spannungen deiner Schaltung ein und schau nach, ob du im sicheren Bereich bist. (auf der Seite http://www.ti.com/product/INA114/toolssoftware der Link Vcm vs. Vout Calculator ...)
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Erst mal, danke für die Antwort, Achim. Common mode ist das was ich mit "Im Datenblatt gibts nur Infos bezüglich Limits bezüglich eines (bei uns nicht vorhandenen) beidseitigen Spannungsoffsets." gemeint habe. Ich beobachte keinen "Harten Anschlag", sondern eine Veränderung der Steigung, wenn man in x den Wiederstand und y den ADC plottet. Der negative Eingang liegt permanent auf etwa (82 Ohm Rz aus der Datenblattschaltung, Leitungswiederstand Hausnummer 1 Ohm) 84Ohm*0.1mA=8.4 mV. Der andere Eingang auf 8.4mV bis 13 mV. Verstärkung ist (1+50000/110)=455. Wenn man jetzt die 8.4 bzw 13mV einzeln mit 455 multipliziert, kommt man zwar böse Richtung Versorgungsspannung. Jedoch, das Bild im Post darüber bezieht sich auf "any gain", und ich würd das jetzt so verstehen, dass die Common Mode Verarbeitung schon auch bei Hausnummer +20mV Offset (bei meinem +-5V und dem geschätzten OutputSwing von +- 3.5V) gehen sollte, trotz einer Verstärkung von z.B. 455. Ich hab ausserdem in einer anderen Schaltung das ähnliche Problem gehabt, wobei ein Eingang Fett mit AGND konnektet war. Die Softwarelinks muss ich noch evaluieren, anbei noch die Schaltung Danke und lg, Bernhard
der 100k ist übrigens damit bei abgesteckten PT100, um zu verhinden dass ohne PT 100 Leitungen das ganze nicht komplett floatet. Bin mir grad nicht sicher ob ich den überhaupt bestückt habe.
Bernhard K. schrieb: > Ich beobachte keinen "Harten Anschlag", sondern eine Veränderung der > Steigung, wenn man in x den Wiederstand und y den ADC plottet. das wäre schon kein unübliches Verhalten, weil ja nur einer der beiden Eingangsverstärker in Sättigung geht (z.B. A1), der zweite (dann A2) aber weiter seinen Ausgang ändert und der Diffamp daraus wieder ein scheinbar vernünftiges erdbezogenes Signal macht. Bernhard K. schrieb: > Wenn man jetzt die 8.4 bzw 13mV einzeln mit 455 multipliziert, kommt man > zwar böse Richtung Versorgungsspannung. So schlimm ist es dann zum Glück auch wieder nicht. Die Eingangsstufe verstärkt die jeweilige Eingangsspannung mit Bezug auf Vcm. Vcm liegt bei dir bei (8,4mV+13mV)/2=10,7mV. A1 geht am Ausgang also auf (13mV-10,7mV)*455 + 10,7mV und ist damit noch weit weg von der Versorgung. Bei den Bedingungen sollte also auch die Eingangsstufe nicht in Sättigung gehen (wobei: bei den Bedingungen hast du ja auch noch keinen kritischen Wert am Ausgang des Diffamps). Was hat es denn mit deiner Entkopplung von AGND und GND über eine Spule auf sich? Alle GND-Anschlüsse in deinem Schaltplan vom Analogteil und das Bezugspotential des ADC entsprechen deinem AGND?
InstAmp: Rf = 25k R1, R2 = 25k Vout_A1 = Rf/Rg * (Vin_n - Vin_p) + Vin_n Vout_A2 = Rf/Rg * (Vin_p - Vin_n) + Vin_p Vout_A3 = R2/R1 * (Vout_A2 - Vout_A1) = Vout_A1 = 25k / 110 * (8.4 mV - 13 mV) + 8.4 mV = -1.037 V Vout_A2 = 25k / 110 * (13 mV - 8.4 mV) + 13 mV = 1.045 V Vout_A3 = 25k / 25k * (Vout_A2 - Vout_A1) = 2.082 V Das sollte soweit passen... Etwas OT: Aber wer hat sich diese Messschaltung ausgedacht... Wenn bspw. Rz = RPT100(0°C) = 100 Ohm wäre, liefert die Schaltung etwa 100 uV/Ohm bzw. ~39 uV/°C. Bei 0°C genau 0.0V, allerdings würde eine Änderung von Rz (Langzeit, Temperatur etc.) von 1% zu einem Fehler von 100 uV führen. Eine Änderung von 0.39% zu einem Fehler von 39 uV entsprechend 1 °C... Für die obigen 0.02 °C braucht es gerade mal 0.0078% (78 ppm). Dazu driftet die REF200 auch noch über Zeit und Temperatur. Laut DB des REF200 ist die Temperaturdrift typ. 25 ppm d.h. in der Schaltung etwa 250 nV/°C. 10 °C demnach 2.5 uV oder umgerechnet 0.064 °C
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