LTspice - was läuft hier schief?

[Dieter J. (djac)]

Die aus den Bildern ersichtliche Schaltung stellt den Entwurf für ein 
rauscharmes Netzteil für 0-250V dar.

Bild 1. zeigt den Frequenz- und Phasengang der Ausgangsspannung als 
Ergebnis der small signal analysis (.ac).

Nur steht dieses Ergebnis im krassen Gegensatz zu der transient analysis 
(.tran). Demnach ergibt sich ein Frequenzgang der neben der Verstärkung 
von 25 durch OPV und M11 in erster Näherung einem Tiefpass 1. Ordnung 
mit fg=100KHz entspicht. Siehe die Bilder 2. (-3dB bei 100KHz) und 3. 
(-23dB bei 1MHz).

Dieses Ergebnis steht auch in Einklang mit den Erwartungen. Der 2057 
arbeitet etwa mit der Verstärkung V = -1.1 und hat dabei laut Datenblatt 
eine Grenzfrequenz von ca. 1.3MHz. Die Hauptverstärkung wird also durch 
M11 bewirkt. Der hauptsächlich die Grenzfrequenz bestimmende Tiefpass 
wird durch den Ausgangswiderstand des Verstärkers und dem 100µF 
Kondensator gebildet. Aus der gemessenen fg von 100KHz ergibt sich 
dieser Widerstand zu 0.016 Ohm, ein durchaus plausibles Ergebnis 
angesichts der hohen Gesamtschleifenverstärkung.

Was also läuft da bei .ac schief? Vereinfachungen, wie etwa der Ersatz 
des subcircuit "upv-ps" durch eine Spannungsquelle bringt gar kein 
Ergebnis, dann läuft sich LTspice in seiner damped transient analysis 
vollends tot und kommt zu keinem Ergebnis. Auch .ic hat bis jetzt noch 
nichts erbracht.

Merkwürdigerweise arbeitet LTspice bei einer verwandten Schaltung, 
nämlich bei einem gleich aufgebauten Netzteil für 0 bis 25V, bei dem 
lediglich die Verstärkerstufe mit M11 fehlt, richtig.

Anbei auch die .asc und .asy Files für den, der selber mal probieren 
will. Hier müssen aber die Dateipfade in den .asy entsprechend der 
Abspeicherung auf dem lokalen Rechner angepasst werden.

Gruß Dieter

[8urba (Gast)]

In der letzten Version ist C15 kurzgeschlossen. Ob das die Ursache ist 
kann ich nicht prüfen, da nicht alle Teile im zip enthalten sind.

Fehlermeldung: Couldn't find symbol(s): ps330-1
Auch wenn ich die ps330.asy umbenenne ist sie unbrauchbar, da der 
Verweis auf das entsprechede asc fehlt.
In diesem (ps330.asc) wiederum fehlt das Symbol und die Lib für den 
TL783.

Versuch erst einmal die zusätzlichen Verbindungen (nicht nur bei C15) zu 
entfernen und häng die fehlenden Dateien an, dann kann man weitermachen.

[Dieter J. (djac)]

C15 ist nicht kurzgeschlossen, es sind nur Artefakte die vom Verschieben 
übriggeblieben sind. Ich habe das mittlerweile beseitigt und das 
Ergebnis ist das gleiche.

Bei den Dateien habe ich irrtümlicherweise die falsche Version von ps330 
angehängt. Die richtige ist ps330-1. Anbei die asy und asc, die 
diejenigen aus dem Zipfile ersetzen müssen. Beide müssen übrigens im 
gleichen Directory liegen, damit LTspice damit zurechtkommt.

Schönen Dank, trotzdem.

Gruß Dieter

[8urba (Gast)]

Dieter J. schrieb:
> C15 ist nicht kurzgeschlossen, es sind nur Artefakte die vom Verschieben
> übriggeblieben sind. Ich habe das mittlerweile beseitigt und das
> Ergebnis ist das gleiche.
Der ist kurzgeschlossen - auch in ps330-1.asc.
Hervorhebung mit "Rechte Maustaste-Highlight Net"

Und wer kommt auf die [zensiert] Idee fixe Pfade für die lib-Dateien in 
nicht editierbare Symbole zu schreiben.

Ich hab das mal behoben, damit sich nicht jeder damit beschäftigen muß. 
Damit läuft die Simulation erst einmal - über die Ergebnisse muß ich 
aber noch nachdenken.

[Helmut S. (helmuts)]

Hallo Dieter,
so ähnlich wie hier solltest du es bauen. Für die zwei Mosfets mit 
kleinen Strom sollte man einen heraussuchen der kleine Kapazitäten hat, 
also keinen der zig-Ampere kann.
Mit den 0,1mA kann man in der Praxis keine Z-Diode zufriedenstellen. Da 
musst du mehr Strom bringen (1mA) oder eine andere Lösung suchen.

Die AC-Quelle in der Rückführung ist für die Loopgain Simulation. Bei 
0dB solltest du auf genügend Abstand zu -180° achten.

Außerdem sollte man die Aufgabe trennen. Den Vorregler habe ich durch 
eine Spannungsquelle ersetzt. Alle V-Quellen haben keinen 
Serienwiderstand da dies die Konvergenz erschweren würde.

Jetzt kannst du an Cs experimentieren um möglichts viel loopgain (>60°) 
bei gewünschter "phase margin" zu bekommen.

Zip auspacken und loslegen.
Hier wird nichts mit Pfaden gefummelt. So sollte man es immer machen.

Gruß
Helmut

[Mark S. (voltwide)]

Allgemein muss wohl immer wieder mal darauf hin gewiesen werden, dass 
die ac-Analyse nur mit linearen Bauteilen sinnvolle Resultate liefert.

[Dieter J. (djac)]

Vielen Dank soweit.

@8urba

Ich habe auch in ps330-1 nun diese "Kurzschlüsse" beseitigt, das 
Resultat ändert sich aber nicht, siehe Bild 1. Ich habe die neuen Netze 
auch mit der Highligt methode geprüft, es ist alles richtig. Wieso Du 
ein anderes Ergebnis bekommst ist mir unklar. Ich werde Deinen Zipfile 
morgen mal auspacken, um zu sehen, ob Du noch andere Veränderungen 
vorgenommen hast.

@Helmut

Vielen Dank für Deine große Mühe. Die Anregung mit der Spannungsquelle 
im Rückkopplungspfad ist Gold wert, so kann ich die P und I-Anteile 
wesentlich besser bestimmen. Diese Methode war mir echt neu.

Auch Dein Hinweis die Serienwiderstände der Spannungsquellen wegzulassen 
hat insofern vollen Erfolg gehabt, als dass LTspice nun ganz schnell die 
DC Arbeitspunkte findet und so dann im Bruchteil von Sekunden das 
Ergebnis liefert.

Allerdings ist das Resultat bezogen auf V11 immer noch dasselbe. Und es 
ist nach wie vor unplausibel und steht im Widerspruch zu den Ergebnissen 
der Transientenanalyse.

Ich benötige aber das Ergebnis bezogen auf V11, weil meine Intension 
eigentlich eine .noise Analyse ist, die ja nur ein Spezialfall von .ac 
ist.

Von daher nützt mir das ausweichen auf die Spannungsquelle B erst mal 
nichts. Im übrigen möchte ich natürlich wissen, was da verkehrt läuft.

Dein Hinweis für die MOSFETS mit geringerer Belastung kleinere Typen mit 
geringeren Kapazitäten auszusuchen ist richtig und ich habe auch schon 
etwas gesucht (bei Mouser). Das Problem ist, dass auch 800mW eine 
Kühlung erfordert. Und die die dort zu finden sind, sind entweder 
schnell, aber sind von der Gehäuseform für eine Kühlung über Flächen auf 
der Platine ausgelegt (Größenordnung 50x50mm). Das nimmt mir aber zu 
viel Platz weg. Die anderen in TO220 oder Verwandte sind aber immer 
Leistungs-FET. Für Hinweise auf konkrete Typen wäre ich dankbar.

Deine Schaltung in dieser Hinsicht (der MIX aus 2N2907 und dem FET 
STN..) konnte ich noch nicht ausprobieren, weil bei mir das zugehörige 
Modell für den STN... fehlt (LTspice wurde allerdings vor 3 Wochen etwa 
geupdated).

Noch eine Bemerkung zu den Pfaden in den asy. Man kann das natürlich so 
lösen wie Du, nämlich alles in einem Projektverzeichnis unterzubringen. 
Das ist für das Versenden ideal. Aber nur dafür. Zu Hause will ich aber 
nicht in jedem Projekt alle nicht Standardbauelemente jedesmal kopieren 
und habe sie deshalb alle in einem Verzeichnis (später nach und nach ein 
Verzeichnisbaum) untergebracht. Das Problem weist eigentlich auf einen 
funktionalen Mangel bei LTspice hin, jedenfalls ist mir in dieser 
Hinsicht noch nichts Gescheites bekannt. Gut wäre so etwas wie ein 
Suchpfad (z.B. über eine Direktive in der Schaltung.

Gruß Dieter

[Helmut S. (helmuts)]

Hallo Dieter,
Man muss die Amplitude bei V11 so weit herunterdrehen (0.2m) bis die 
Ausgangsmosfets nicht mehr den Bereich Id=0 erreichen. Das passiert ganz 
schnell wegen den 100uF. Plotte einfach zur Kontrolle I-source der 
beiden Ausgangsmosfets. Der Source-Strom muss ideal sinusförmig sein. 
Das ist dann ein Zeichen, dass wir noch im linearen Bereich sind. Die 
.AC-Analyse geht davon aus, dass alles linear im Arbeitspunkt ist.

V11-Quelle

SINE(0 0.2m 10k)


Diese Option noch dazumachen. Die schaltet die Datenkompression ab.

.options plotwinsize=0

Wenn ich das bei 10kHz mache, dann gibt es sowohl bei .AC wie bei .TRAN 
18dB Verstärkung.

[Dieter J. (djac)]

Hallo Helmut,

das ist jetzt nicht neu, die kleine Amplitude hatte ich von vorne herein 
(siehe Bilder im 1. Beitrag) so eingestellt, nämlich 100µV sowohl bei ac 
wie bei sine. Dennoch ist das Ergebnis falsch.

Ich habe dann noch einen Versuch gemacht und die subcircuit opv-ps durch 
eine Spannungsquelle ersetzt und den Vorgang über Nacht einfach laufen 
lassen. Heute morgen fand ich vor, dass er immer noch dabei war, den 
DC-Arbeitspunkt zu finden. Beides dann abgebrochen und die Damped Pseudo 
Transient Analysis weiterlaufen lassen. Nach dem Frühstück war dann das 
Ergenis da und es ist richtig bzw. es entspricht den Erwartungen, siehe 
Bild.

Allerdings ist die Situation unbefriedigend, denn ein nachfolgender 
Versuch hat eine Rechenzeit von 10 Minuten ergeben.

Ich kenne LTspice einfach zu wenig, um dem Programm auf die Sprünge 
helfen zu können.

Gruß Dieter

[8urba (Gast)]

Dieter J. schrieb:
> Ich werde Deinen Zipfile morgen mal auspacken, um zu sehen, ob Du noch
> andere Veränderungen vorgenommen hast.

Hatte U2 verkehrt herum eingesetzt. Das Modell ad8675.spi scheint auch 
den Hauptteil der Verzögerung beim finden des OP auszumachen. Mit einem 
LT1002A (den ich ansonsten nicht auf seine Eignung geprüft habe) geht 
die Simulation relativ schnell.

Date: Mon Apr 11 16:31:15 2016 Total elapsed time: 13.259 seconds.

Die eigentliche Ursache für die seltsame Kurve mit Vorregelung dürfte 
sein, dass dieses Modell einen OP von -4V liefert (View-Place .op Data 
Label).

Eine Möglichkeit eine Neuberechnung des OP-Points zu umgehen, wäre der 
Einsatz von .savebias bzw. in weiterer Folge .loadbias, um die 
gepeicherten Daten wieder zu laden. Funktioniert aber nur, wenn man 
keine Änderungen vornimmt, die den OP verschieben.

[Dieter J. (djac)]

Ja, vielen Dank. Das mit dem OPV ist ja schon was.

Allerdings habe ich ihn mittlerweile ohnehin rausgeschmissen, weil mir 
die Stromquelle zu aufwendig konstruiert war.

Das Ergebnis in bezug auf .ac errechnet sich nun zwar schnell, aber 
leider ist es immer noch falsch.

Gruß Dieter

[8urba (Gast)]

Dieter J. schrieb:
> Das Ergebnis in bezug auf .ac errechnet sich nun zwar schnell, aber
> leider ist es immer noch falsch.

Eventuell war die Formulierung etwas verwirrend. Mit

8urba schrieb:
> Die eigentliche Ursache für die seltsame Kurve mit Vorregelung dürfte
> sein, dass dieses Modell einen OP von -4V liefert (View-Place .op Data
> Label).

meinte ich unabhängig vom verwendeten Operationsverstärker die Schaltung 
für opv-ps aus ps330-1.asc, die keine 264V sondern -4V als OP liefert.

[Dieter J. (djac)]

Das war jetzt ein Missverständnis. Ich bezog mich auf meine veränderte 
Schaltung.

Du hast völlig recht. Der Hund in Bezug auf die fehlerhaften Ergebnisse 
liegt eindeutig in ps330-1 begraben. Nur wie finden bzw. umgehen?

Gruß Dieter

[Helmut S. (helmuts)]

Dieter J. schrieb:
> Ja, vielen Dank. Das mit dem OPV ist ja schon was.
>
> Allerdings habe ich ihn mittlerweile ohnehin rausgeschmissen, weil mir
> die Stromquelle zu aufwendig konstruiert war.
>
> Das Ergebnis in bezug auf .ac errechnet sich nun zwar schnell, aber
> leider ist es immer noch falsch.
>
> Gruß Dieter

Warum sind da zwei 2N4393 in der Schaltung?
Die vertragen nur 40V aber keine 250V.

[8urba (Gast)]

Dieter J. schrieb:
> Du hast völlig recht. Der Hund in Bezug auf die fehlerhaften Ergebnisse
> liegt eindeutig in ps330-1 begraben. Nur wie finden bzw. umgehen?

Eine Sinusquelle liefert für die AC-Analyse 0V als OP. Eventuell mit 
DC=xV einen Gleichspannungspegel vorgeben. Das funktioniert aber nicht 
über die normalen Eigenschaften (rechte Maustaste) sondern nur über die 
erweiterten (Strg-Rechts).

Auch für die Simulationszeit ist es nicht förderlich.
Total elapsed time: 96.169 seconds.

[Dieter J. (djac)]

Wir scheinen an der selben Sache zu pusseln.

Bisheriges Ergebnis ist, dass die Simulation relaliv zügig und richtige 
Ergebnisse liefert, wenn man in ps330-1 die Wechselspannungsquelle mit 
den Dioden abklemmt und statt dessen dort eine 325V 
Gleichspannungsquelle mit Serienwiderstand 118Ohm anschließt.

In diesem Fall kann der Arbeitspunkt nur über die Pseudo Transient 
gefunden werden, Src stepping geht immer fehl. Die Arbeitspunkte werden 
in diesem Fall immer richtig gewählt und entsprechen den Spannungswerten 
nach einer  Transientenanalyse.

Im anderen Fall, also mit Wechselspannungsquelle, werden die 
Arbeitspunkte immer über das Src stepping gefunden und sind immer 
falsch, sowohl bei .ac wie bei .trans.

Die Transientenanalyse liefert in beiden Fällen ein ähnliches Ergebnis, 
wenn man die Sprunganwort durch den Belastungssprung am Ausgang durch 
die gepulste Stromsenke vergleicht.

Die .ac geht immer dann fehl, wenn die Arbeitspunkte falsch sind, was 
immer beim src stepping der Fall ist.

Gruß Dieter

[8urba (Gast)]

Dieter J. schrieb:
> Die .ac geht immer dann fehl, wenn die Arbeitspunkte falsch sind, was
> immer beim src stepping der Fall ist.

Das hat nichts mit der Methode zum Finden des Arbeitspunktes zu tun, 
sondern damit, dass der stationäre Betriebszustand - für den du das 
AC-Verhalten ermitteln willst - mit einer Wechselspannungsquelle eben 
erst nach einiger Zeit erreicht wird. Siehe Transienten-Analyse.

[Helmut S. (helmuts)]

In der .AC-Analyse in nichtlinearen Schaltungen sollte man zur Kontrolle 
die DC-Spannung (Ergebnis des DC-Arbeitspunktes) an wichtigen Netzen 
kontrollieren. Entweder richtig einblenden oder mit dem Maus-Cursor 
darüberfahren und unten in der Statuszeile ablesen.

[Dieter J. (djac)]

Ich habe jetzt mal die ps330-1 alleine mit .op durchgespielt. Mit 
Wechselspannungsquelle wird immer der Arbeitspunkt gleich aber extrem 
falsch bestimmt, egal mit welcher Methode er berechnet wird (man kann 
die Methoden gezielt durch die Optionen nooptiter gminsteps und srcsteps 
gezielt an und abschalten). Ersetzt man die Wechselspannungsquelle + 
Dioden durch eine Gleichspannungsquelle wird der Arbeitspunkt richtig 
berechnet, allerdings versagen alle Methoden außer damped pseudo 
transient.

In Bild 1 ist der augenblickliche Stand der Gesamtschaltung noch mal 
dargestellt.

Mit den Optionen abstol=1e-8 und reltol=0.003 kann man die Rechenzeit 
deutlich herunterdrücken, wobei die Genauigkeit nur unwesentlich leidet 
(~2%).

Warum das so ist, ist in meinen Augen ungeklärt, denn durch den 
Innenwiderstand der Gleichspannungsquelle in Verbindung mit den großen 
Kondensatoren wie aber auch der Strombegrenzung auf 70mA braucht es 
einige Zeit genauso wie bei der Wechselstromquelle bis der stationäre 
Zustand erreicht ist.

Es gibt aber noch ein anderes Problem. Das Bild 2. zeigt das 
Bodediagramm der open loop gain. Demnach hat die Schaltung keine 
Phasenreserve und müsste eigentlich schwingen. Tut sie aber nicht 
zumindest in der Simulation. Im Gegenteil, die Sprungantwort von Ua bei 
Lastwechsel (Werte siehe die Pulse Anweisung von I1) deuten vom Aussehen 
eher auf eine Phasenreserve von rund 60° hin.

Die open loop gain habe ich anders als Helmut entsprechend der 
Definition nachgebildet, nämlich V(f) = Ua/Ud mit Ud die 
Differenzeingangsspannung des OPV LTC2057. Das Vefahren nach Helmut 
ergibt auch ganz andere Kurven, die ich überhaupt nicht deuten kann, 
siehe Bild 3.

Liege ich hier irgendwo falsch oder wie ist der Widerspruch zu erklären?

Gruß Dieter

[Dieter J. (djac)]

Hier noch die zugehörige Sprungantwort in Bild 1. Ist in dieser 
Beschaltung doch weniger Phasenreserve, grob 45-30°.

In Bild 2 und 3 Bode und Sprungantwort bei einer anderen Beschaltung 
(C4). Hier so rund 60-50° Phasenreserve aber die 180° werden im 
Bodediagramm überschritten.

Gruß Dieter

[Helmut S. (helmuts)]

Wo gibt es denn die Dateien mit deiner aktuellen Schaltung?

[8urba (Gast)]

Dieter J. schrieb:
> Warum das so ist, ist in meinen Augen ungeklärt, denn durch den
> Innenwiderstand der Gleichspannungsquelle in Verbindung mit den großen
> Kondensatoren wie aber auch der Strombegrenzung auf 70mA braucht es
> einige Zeit genauso wie bei der Wechselstromquelle bis der stationäre
> Zustand erreicht ist.

Ich glaube, dass du eine falsche Vorstellung vom .OP hast. Es wird die 
Spannung zum Zeitpunkt t0 und niemals t0+x herangezogen und solange 
gerechnet, bis die Abweichungen minimal werden. Ob eine DC-Quelle zum 
Laden des Kondensators eine gewisse Zeit braucht ist in dieser Hinsicht 
belanglos.

Bei einer Sinus-Quelle ist diese Spannung per Definition 0V, solange man 
nicht am Phasenwinkel dreht (als Beispiel mit 60°).

Zu den einzelnen Methoden kann eventuell Helmut noch etwas Schlaues 
sagen - ich weis im Prinzip nur, dass es sie gibt ;)

[Dieter J. (djac)]

Hallo 8urba, Helmut,

verstehe ich nicht mit dem Zeitpunkt t0. Es geht doch bei .ac um ein 
kleines Sinussignal welches um den Gleichspannungsarbeitspunkt herum 
oszilliert. Der Arbeitspunkt wird aber wohl nur selten zum Zeitpunkt t0 
erreicht werden das verhindert schon jede Spannungsversorgung, die ihren 
stationären Wert erst nach gewisser Zeit ereicht - und damit z.B. die 
Arbeitspunkte von Transistoren.

Abei die ps330-1.asc und netzteil-250v-2.asc, Rest gleich.

Gruß Dieter

[8urba (Gast)]

Dieter J. schrieb:

> verstehe ich nicht mit dem Zeitpunkt t0. Es geht doch bei .ac um ein
> kleines Sinussignal welches um den Gleichspannungsarbeitspunkt herum
> oszilliert.
Ja.

> Der Arbeitspunkt wird aber wohl nur selten zum Zeitpunkt t0
> erreicht werden das verhindert schon jede Spannungsversorgung, die ihren
> stationären Wert erst nach gewisser Zeit ereicht - und damit z.B. die
> Arbeitspunkte von Transistoren.
Der Default bei der Berechnung des Arbeitspunktes geht vom stationären 
Zustand aus, so als ob die jeweiligen Spannungen schon unendlich lange 
anliegen würden - aber eben nur so, wie sie genau bei t0 sind.

Will man ein realistisches Einschaltverhalten nachbilden, geht das z.B. 
bei der Transientenanalyse mit der Option startup, was dazu führt, dass 
die Spannung V1 für die Berechnung des .op nicht als 10V sondern als 0V 
eingesetzt wird. Von diesem Punkt aus wird dann weitergerechnet.

[8urba (Gast)]

Für mich sieht es so aus, als ob du mit zu kleiner Referenzspannung den 
linearen Bereich verlässt, was aber zum Teil durch die unabhängige 
Vorgabe in ps330-1.asc kompensiert wird. Von oben nach unten mit 1V, 5V 
und 10V

Ich habe, abgesehen vom Einbinden der supertex.lib für den DN2530, die 
Simulation so umgebaut, dass man für die Vorregelung eine separate 
Referenz vorgeben kann, ohne direkt daran zu drehen.

Hilft ebentuell dabei, dafür zu sorgen, dass die Screenshots mit den asc 
übereinstimmen. Ich würde auch die Spannungsversorgung auf einen eigenen 
Pin geben und alle Lasten und Simulationskommandos daraus entfernen. 
Dafür dann ein eigenes asc für den Standalone-Test erstellen.

[8urba (Gast)]

Das Bild fehlte.

[Dieter J. (djac)]

Vielen Dank für die Mühe, muss das morgen aber erst mal gründlich 
studieren, ehe ich was sagen kann. Ich hatte mich heute vorwiegend mit 
dem Phasenproblem beschäftigt, bin da auch noch nicht durch.

Gruß Dieter

[Dieter J. (djac)]

Habe gerade schon mal drüber gesehen. Die Idee die Spannungsversorgung 
mit der Referencespannung herunterzuregeln ist gut und werde ich 
aufgreifen. So wie jetzt geht es aber nicht, weil ich ja auch auf 0V 
herunterregeln will. Außerdem ist bereits jetzt bei 1V der 2057 in 
netzteil.asc am negativen Anschlag. Deshalb die Verzerrungen in den 
Kurven.

Dazu sei bemerkt, das das Ganze noch etwas komplexer ist. Wenn es mal 
fertig ist, soll es ein DC-Kalibrator für Multimeter werden. Die 
Referenz ist ein eigenes Modul, welches auf dem LTC1021 aufbaut. Der 
Ausgang wird verstärkt auf 10V und sodann gefiltert mit fg=0,15Hz wegen 
Rauschen. Das ist bei der ganzen Sache ein wesentlicher Punkt, denn bei 
einem 7.5-stelligen Multimeter darf die Anzeige beim Kalibrieren nicht 
wesentlich schwanken.

Danach wird die Referenz auf einen DAC gegeben über den mittels Rechner 
die Spannung variabel eingestellt wird und dem Modul Netzteil zugeführt 
wird. Die feste 10V Referenz war für opv-ps vorgesehen und auch noch für 
die Temperaturregelung, denn die temperaturempfindlichen Teile kommen in 
ein auf eine möglichst konstante Temperatur aufgeheiztes Gehäuse wegen 
Drift.

Gruß Dieter

[Dieter J. (djac)]

Noch mal eine Rückmeldung.

Mit den jetzt gefundenen Parametern und nach dem Abklemmen der 
Wchselspannungsquelle, läuft die Simulation einigermaßen zügig.

Was die Darstellung der open loop gain in Phase und Amplitude angeht, 
ist das Problem auch gelöst. Bild 1. zeigt die Ergebnisse der .ac 
Analyse. Oben ist die Phase der open loop gain dargestellt 
V(inp)/V(inn). Zur Verifizierung sind der gleichen plane auch die Phasen 
von V(inp) und V(inn) dargestellt. Die Subtraktion ergibt eben die Phase 
der open loop gain.

In der zweiten plane die Magnitude der open loop gain und die 
Gesamtverstärkung der Schaltung. Im letzen Diagramm die openloop gain 
nur des Operationsverstärkers.

Das passt jetzt alles zusammen und ist plausibel. Die Phasenreserve 
beträgt ungefähr 35-40% bei der augenblicklichen Beschaltung. Das 
entspricht auch der Sprungantwort in Bild 2.

Vielen Dank an alle, die hier aktiv mitgeholfen haben,

Gruß Dieter