Hallo, ich habe mir einen Wechselrichter gebaut, der aus 325VDC und bis zu 400mA 230VAC 50Hz machen soll. Verwendet wird eine Vollbrücke aus IRF840 MOSFETs, die durch 2 IR2113 angesteuert wird (20kHz PWM, Sinustabelle). Als LC Ausgangsfilter habe ich erstmal 2mH und 2µF benutzt. Bei einem Test mit 11VDC ist der Sinus aber lastabhängig sehr verzerrt verglichen mit dem Artikel Wechselrichter (siehe Bilder, Belastung mit 10kOhm, 1kOhm und etwa 23Ohm). Daher die Frage an die Erfahrenen: Ist das normal? Liegt es evtl. an den Werten des Ausgangsfilters? Leider habe ich nichts anderes zur Verfügung. Mit 4µF statt 2 ändert sich das Verhalten nicht merklich. Reicht eine Sinustabelle normalerweise oder muss nachgeregelt werden? Die Gatesignale liegen trotz Lochrasteraufbau sauber an den MOSFETs an.
Leg mal ne höhere DC Spannung an (z.B. 30V oder 50V) bei 23Ohm Lastwiderstand?
Thomas W. schrieb: > Als LC Ausgangsfilter habe > ich erstmal 2mH und 2µF benutzt. Das ergibt eien Resonanzfrequenz von 2,5kHz. Welch großartige Wirkung erwartest du da bei den ersten paar Oberwellen vonn 50Hz?
Zeig uns mal bitte den Schaltplan von Endstufe und der Treiber. Es ist nämlich mit den IR2110/2113 nicht ganz trivial, eine Brückenendstufe aufzubauen, die die Ladungspumpe in den Dingern berücksichtigt. Auch hat der IRF840 für heutige Verhältnisse ganz schön viel RdsON mit 0,85 Ohm. Lass auch zuerst mal das Filter weg und belaste den puren PWM Ausgang der Endstufe für den Fall, das deine Drossel einfach keine hohen Ströme verträgt.
Ich habe es mal mit 29V probiert, ohne Veränderung. Wenn gewünscht kann ich noch ein Bild hochladen. Da die PWM-Frequenz mit 20kHz deutlich höher als 2,5kHz ist habe ich erwartet, dass es so passt. Im Artikel Wechselrichter sieht es auch nicht so aus, als wären größere Kondensatoren benutzt worden. Anbei der Schaltplan. Zum RdsON kann ich sagen, dass sich die MOSFETs selbst bei den maximalen 0,4A Eingangsstrom kaum erwärmen (ohne Kühlkörper). Die Drossel konnte ich ausschließen, sie ist für 1A ausgelegt. Durch nochmaliges Messen habe ich herausgefunden, dass die Gatespannungen auf der Highside doch nicht passen. In der 2. Hälfte der Welle ist das Gate teilweise durchgehend auf 0V (siehe Bild). Der Treiber erhält allerdings die richtigen Signale vom µC. Also muss da der Fehler liegen. Wie man im Bild rechts sieht gibt es auch Störungen auf dem Gate, allerdings sollte das ja erst bei höheren Spannungen einen Einfluss haben wenn dann der MOSFET ungewollt schaltet und einen Kurzschluss erzeugt.
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Wenn das Schaltbild dem Aufbau entspricht, ist die Verschaltung der Ladungspumpe leider völlig falsch. Der Ladekondensator muss zwischen Vb und Vs liegen (plus an Vb), und die Diode geht mit der Kathode an Vb. Dazu gibts aber auch ein Bild im Datenblatt, siehe oben.
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Tut mir leid, da war ich gerade zu schlampig. Hier ein veränderter Schaltplan.
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Thomas W. schrieb: > Hier ein veränderter Schaltplan. Das habe ich mir gedacht. Das funktioniert so aber nicht, denn die Ladungspumpe in beiden Treiber IC muss immer wieder LIN aktiviert bekommen, damit sie pumpen kann. Deswegen sinkt auch die Gatespannung in deinem Oszillogramm immer weiter ab. Zeig bitte mal Oszillogramme deiner OC1A und OC1B Signale über die Dauer eines kompletten Wellenzuges mit 40ms. Die Sache kann nur dann funktionieren, wenn du beide Signale mit komplementären Sinus PWMs beschickst. Im Prinzip wie bei meinem 3-Phasen Umrichter, nur eben mit 2 Phasen. https://www.mikrocontroller.net/articles/3-Phasen_Frequenzumrichter_mit_AVR
Ich habe erst zu spät gemerkt, dass 2µF für den Bootstrapkondensator bei 50Hz sehr wenig sind. Aber da die Spannung am Ende der Periode noch 8V beträgt, sollte das keine Auswirkungen haben, oder? Anbei die Spannungsverläufe von OC1A und OC1B. Da ich nur 2 Hände habe musste ich bei einem Tastkopf die Krokoklemme benutzen, deshalb hat das eine Signal scheinbar Störungen. Bemerkenswert ist, dass es keinen Bereich mit dauerhaft 0V gibt, wie bei den Highsidegates. Woher das kommt kann ich mir immer noch nicht erklären. Schönes Projekt der 3-Phasen Umrichter. Leider habe ich (noch ;)) keinen Drehstrommotor, sonst würde ich das mal nachbauen.
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Gast
#4580555
Thomas W. schrieb: > Aber da die Spannung am Ende der Periode noch 8V > beträgt, sollte das keine Auswirkungen haben, oder? Doch, hat es. 8V detektiert der IR2113 als Undervoltage, und der Highside-Treiber stellt die Arbeit ein. Thomas W. schrieb: > Bemerkenswert ist, dass es keinen Bereich mit dauerhaft 0V gibt, wie bei > den Highsidegates. Woher das kommt kann ich mir immer noch nicht > erklären. Na weil die Low-Sides dauerhaft mit 12V versorgt werden - kein Grund dafür, dass deren Undervoltage-Lockout anspricht.
Dagegen spricht aber, dass der IR2113 nach dem Bereich mit 0V nochmal eine Zeit lang arbeitet, ohne dass sich der Kondensator in der Zwischenzeit aufgeladen hat.
Gast
#4580622
Tja, dann hat sich halt die Schwelle für den UV-Lockout ein wenig verschoben oder es ist doch noch ein bisschen Ladung aus dem Kondensator gekrochen gekommen oder... . Jedenfalls schaltet der Treiber ab ~8V ab, und bei dir bleiben die Pulse ab ~8V aus. In meinen Augen ist der UV-Lockout die Erklärung, aber wenn du es für einen Zufall hältst kannst du natürlich gerne weiter nach anderen Erklärungen suchen.
Bei nächster Gelegenheit werde ich mal den Kondensator vergrößern und dann berichten.
So wird das nicht zuverlässig funktionieren. Ähnlich wie in meinem Projekt wirst du die Treiber mit 4 Leitungen ansteuern müssen und jede Seite der H-Brücke mit komplementären, sich nicht überlappenden PWMs ansteuern müssen. Die Signale sind 2 Sinusmodulationen, und das eine ist das invertierte andere. Nur dann ist jederzeit gewährleistet, das die Ladungspumpe nicht abrutscht und genügend Reserve für die Gates vorhanden ist. Übrigens kommt aus meinem 3-Phasen Dings auch 2-phasiger Wechselstrom raus, du kannst ja eine Phasenendstufe weglassen und zwischen den anderen 2 Phasen Wechselstrom abzapfen.
Hallo, ich habe mir auch gerade deinen Schaltplan angeschaut. Ich bin etwas verwundert über dein Ausgangsfilter am Ausgang. Ist es richtig, dass der Kondensator in Reihe zwischen den beiden Anschlüssen liegen muss? Muss der Kondensator nicht mit einem Anschluss auf Masse liegen? Oder verstehe ich den Wandler noch nicht? Gruß, Jens
Gast
#4580805
Matthias S. schrieb: > So wird das nicht zuverlässig funktionieren. Ähnlich wie in meinem > Projekt wirst du die Treiber mit 4 Leitungen ansteuern müssen und jede > Seite der H-Brücke mit komplementären, sich nicht überlappenden PWMs > ansteuern müssen. das wäre natürlich der saubere Ansatz, zumindest wenn dieser "aktive Freilauf" zu Last passt (bei kapazitiven Lasten wird es nicht so lustig). Ausprobieren würde ich es mit der Erhöhung von 2µF auf 4µF aber trotzdem auch mal ;-) Die Schaltung/Programmierung liegt ja schon vor, und man muss nur mal ein paar Caps parallel auflöten. Überschlägig gerechnet könnte es sich grade ausgehen: der Fet hat laut Datenblatt eine total Gate Charge von 63nC (in der aktuellen Beschaltung wohl etwas weniger, weil der Miller-Effekt weniger zuschlägt). Bei einer 20kHz PWM muss in den aktiven 10ms 200mal umgeladen werden -> 12,6µC. Mit einem 2µF Kondensator sinkt die Versorgung dabei um 12,6µC/2µF=6,3V (und der Treiber schaltet ziemlich sicher ab). Mit einem 4µF Kondensator sinkt die Versorgung um 12,6/4=3,2V. Am Ende der 10ms bleiben also grob gerechnet 12V-0,7V - 3,2V= 8,1V, und der Treiber könnte grade so durchhalten. "Zuverlässig funktionieren" ist natürlich was anderes ;-) Jens W. schrieb: > Ist es richtig, dass der Kondensator in Reihe zwischen den beiden > Anschlüssen liegen muss? parallel zum Kondensator musst du dir noch die Last denken. Du kannst dir den Filterkondensator auch als zwei doppelt so große Kondensatoren vorstellen, die in Serie geschaltet sind. Der Knoten zwischen den beiden liegt dann rechnerisch auch auf einem festen Potential (der halben Brückenspannung). Das ist fast dasselbe als würde die Mitte der beiden gedachten Kondensatoren auf GND liegen. Jens W. schrieb: > Oder verstehe ich den Wandler noch nicht? Na ja, es soll ja kein Spannungswandler sein sondern eine H-Brücke
Also ich habe es jetzt in die andere Richtung übertrieben und je 22µF eingelötet. Nun funktioniert auch die Highsideansteuerung, es lag also wie von Achim S. vermutet am UV-Lockout. Leider ist der Sinus dadurch nicht deutlich schöner geworden. Zusätzliche 10µF am Filter machen die Form auch nicht sinusähnlicher, im Gegenteil. Eine Ansteuerung mit 4 Leitungen ist sicherlich sauberer, aber da ich jetzt bereits einen anderen Aufbau habe, würde ich ihn ungerne ändern. Oder denkt ihr dass eine solche Ansteuerung sich stark auf den Sinus auswirkt?
Gast
#4581225
Hast du denn eine Last dranhängen, die den Filterkondensator auch mal entlädt?
Ja, wieder 1kOhm wie im Anfangspost. Bei höherer Last gibt es kaum eine Änderung. Zum Vergleich mal 68Ohm mit und ohne 10µF.
Zeig doch mal deine Sinustabelle - oder besser noch, diese zusammen mit der Kernroutine der PWM Erzeugung. Thomas W. schrieb: > Oder denkt ihr dass eine solche Ansteuerung sich stark auf den Sinus > auswirkt? Die Frage ist, wie sich die andere Seite der H-Brücke jeweils verhält. Du schaltest ja nur abwechselnd und die Gegenseite sollte dazu eigentlich genau komplementär reagieren. Das kann sie mit deiner derzeitigen Ansteuerung aber nicht. Eigentlich müssen immer beide Halbbrücken aktiv sein - wenn die eine die obere Halbwelle generiert, sollte die andere gerade die untere erzeugen usw.
Das Programm ist recht klein und sollte deshalb auch ohne Kommentare selbsterklärend sein. Der ATmega läuft mit 20MHz und dual slope PWM, somit hat die Sinustabelle 200 Einträge (eine Halbwelle) und 499 als Maximalwert. Zuerst wird die eine Halbwelle erzeugt, dann die andere. Vielleicht missverstehe ich dich, aber bei meiner Schaltung sind immer beide Halbbrücken aktiv, bei einer die Lowside und bei der anderen die Highside (siehe Schaltplan).
Der Quelltext ist soweit OK. Schau dir mal die beiden PWMs am Controller nach einem passenden RC-Tiefpass an, der sollte um die 1kHz Bandbreite haben. Ach ja, nutzt die fertigen _delay_ms() Funktionen vom avr gcc, die funktionieren so wie man es erwartet und man muss sie nicht mit mysteriösen Zahlen füttern.
Die PWMs vom µC sehen aus wie im Bilderbuch. Die MOSFET Gates übrigens auch.
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Gast
#4581327
zumindest sehen deine Kurven nicht so ganz viel anders aus, als das simulierte Einschwingverhalten bei sinusmodulierter PWM. Vielleicht hilft dir ja das asc beim Optimieren deines Systems...
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Gast
#4581344
@ thomas w. hi ich hab zu der messung von wechselspannung eine frage. kann ich dir irgendwie privat schreiben oder so? weil du dich ja eh mit wechselrichtern etc beschäftigst
Gast
#4581345
Thomas W. schrieb: > Die PWMs vom µC sehen aus wie im Bilderbuch. Die MOSFET Gates > übrigens > auch. also wenn das die tiefpass-gefilteren PWM signal sind, so wie falk es dir empfohlen hat, dann kann dein umrichter einfach keinen sauberen sinus abliefern. versuche die modulation so umzustellen, dass du vollwellen-sinus modulierst, also die PWM aus dem prozessor nach einer tiefpass-filterung den vollen sinus darstellt, und zwar U=VDD für PWM = 100%, U= VDD/2 für PWM=50% und U=0V für PWM=0%.
Gast
#4581474
ups, sorry: ich hatte beim letzten mal eine andere Simu angehängt als im Screenshot gezeigt. Deshalb nochmal zum Vergleich: In pwmsine_2steuersignale wird der aktuelle Modus vom TO gefahren. Pro Halbwelle sind nur zwei FETs aktiv per PWM angesteuert, die anderen beiden sind in der Halbwelle inaktiv. Der Sinus wird offensichtlich nicht gar zu hübsch, die "Knicke" kommen z.B. an den Stellen, bei denen die Filterinduktivitäten vom lückenden zum kontinuierlichen Stromfluss übergehen. In pwmsine_4steuersignale sind alle FETs in allen Halbwellen aktiv, wie es Matthias schon weit oben beschrieben hat. Der obere und untere FET eines Brückenzweigs werden jeweils komplementär angesteuert.
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Le_Bassiste schrieb: > also wenn das die tiefpass-gefilteren PWM signal sind, so wie falk es > dir empfohlen hat, dann kann dein umrichter einfach keinen sauberen > sinus abliefern. Das sehe ich auch so. > versuche die modulation so umzustellen, dass du vollwellen-sinus > modulierst, Richtig. Der TE hat einfach die andere Seite der Brücke vergessen. Einseitiger Sinus ist nur die Hälfte. Achim S. schrieb: > Clipboard01.png Danke Achim, das macht es gut sichtbar.
@ Thomas W. (ratos) > wechselrichter.c (1,71 KB, 25 Downloads) | Codeansicht >Das Programm ist recht klein Und eben weil das so ist und wir im Jahr 2016 leben, lohnt es sich auch nicht mehr, mit einer halben Sinustabelle und Fallunterscheidungen zu arbeiten. Speichere volle 0-2Pi und gut. Die paar hundert Byte tun keinem weh, dafür hast du eine kürzere und einfachere PWM-Ausgabe. Das könnte man bei moderneren uCs dann sogar mit DMA machen. Ach ja. Sinus Tabelle
hi schrieb: > kann ich dir irgendwie privat schreiben oder so? Klar kannst du, aber wahrscheinlich ist es zielführender, wenn du einfach im Forum nachfragst. Ich glaube, ich habe das Problem nun verstanden. Herzlichen Dank an alle für die ausführliche Hilfe und die investierte Zeit.
Gast
#4582087
bei induktiven Lasten ergibt übrigens auch deine Methode der Ansteuerung einen Sinus (im Stromverlauf): die Induktivität sorgt dort dafür, dass die von dir nicht angesteuerten FETs in der PWM-off Phase ebenfalls zum Stromfluss beitragen (über ihre Substratdiode).
Falk B. schrieb: > Ach ja. > > Sinus Tabelle Und die hier: http://www.daycounter.com/Calculators/Sine-Generator-Calculator.phtml
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