Forum: HF, Funk und Felder Berechnungsprogramme Coplanare Mikrostripleitungen mit Ground


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von Ralph B. (rberres)


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Ich bin am verzweifeln.

Mit Hilfe von Berechnungsprogrammen verschiedener Anbieter habe ich 
versucht die Impedanz einer Coplanar Mikrostripleitung mit Ground zu 
berechnen.

Ich habe drei verschiedene Ergebnisse bekommen trotz gleicher Geometrie

Nämlich   Breite der Leiterbahn 2,3mm Abstände zur Massefläche links und 
rechts 1mm Dicke der Platine 1,5mm ER 4,7 also FR4 Material


Einmal

http://chemandy.com/calculators/coplanar-waveguide-with-ground-calculator.htm 
Ergebnis 59,63 Ohm

dann

http://wcalc.sourceforge.net/cgi-bin/coplanar.cgi

Bitte hier noch  die Daten eintragen    Ergebnis 50,73Ohm

http://www.fritz.dellsperger.net/downloads.html Ergebnis 21,8 Ohm

Auch hier bitte die Daten eintragen

Sicher finde ich noch weitere Programme welche dann wieder ein anderes 
Ergebnis rausspucken.


Wen soll ich denn jetzt glauben?

Zwischen fast 60 Ohm und fast 22 Ohm  gibt es doch ein gewisser 
Unterschied.

Wer kann mir weiterhelfen und mir entweder schreiben welche Ergebnisse 
nun richtig sind, oder mir ein Programm nennen , welche die richtigen 
Ergebnisse errechnet.

von Gerhard O. (gerhard_)


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Hallo Ralph,

Lade Dir dieses Program von N.I./AWR herunter und vergleiche Deine 
vorherigen Resultate damit. Machte damit schon mit CPW gute Erfahrungen.

http://www.awrcorp.com/products/optional-products/tx-line-transmission-line-calculator

Gerhard

von Ralph B. (rberres)


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In dem Programm von Chemandy habe ich ausversehen eine Leiterbahnabstand 
von 10mm statt 1mm eingegeben. Nach Korrktur der Werte szeigt er jetzt 
eben falls 50,7 Ohm an.

Das deckt sich auch mit dem Ergebnis von 2 weiteren Programmen die ich 
gefunden habe.

Das Dellsbergerprogramm scheint falsch zu rechnen.

Jetzt suche ich noch ein Programm womit man die Abschrägung der Ecken 
bei einen Leiterbahnknick um 90° berechnen kann.

Ralph Berres

von Gerhard O. (gerhard_)


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von Hp M. (nachtmix)


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Ralph B. schrieb:
> Sicher finde ich noch weitere Programme welche dann wieder ein anderes
> Ergebnis rausspucken.

Appcad kommt mit deinen Angaben (und zusätzlich 35µm Cu-Dicke) auf 50,4 
Ohm.
Für FR-4 wird dort allerdings bei 1GHz ε=4,6 vorgeschlagen, und dann 
ergeben sich 50,9 Ohm.

Wenn ich deinen Fehler wiederhole und den Gap auf 10mm setze, ergeben 
sich 60,0 Ohm.


P.S.:
Ralph B. schrieb:
> Jetzt suche ich noch ein Programm womit man die Abschrägung der Ecken
> bei einen Leiterbahnknick um 90° berechnen kann.
Iirc kann Puff das zumindest für Microstrip-Lines. Die Formel ist auch 
im Handbuch angegeben.
Sonst eben solche Ecken vermeiden und schöne Rundungen malen.

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von Tom (Gast)


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Sowas lässt sich sehr gut mit sonnet simulieren.

von herbert (Gast)


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Ich benutze einen Online Rechner auf EEweb. Der rechnet standartmäßig 
bei FR4 mit 4. 4,7 ergibt natürlich was anderes. Kann man bei deinen 
Versionen sehen mit was der bei Fr4 rechnet? Habe schon Rechner gesehen 
da trägt man nur FR4 ein das reicht. Mit welchem Wert der dann rechnet 
ist nicht ersichtlich.

von Franz F. (franzman)


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Ich hab das mal in das Saturn PCB Toolkit reingeklopft, der kommt auf 
50,77 Ohm

mfg

von Ralph B. (rberres)


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Mittlerweile glaube ich das nur das Programm von Dellsberger falsch 
rechnet. Alle anderen Programme bringen das selbe Ergebnis.

Kann mir hier jemand mal simulieren was negatives passiert, wenn man 
eine 50 Ohm Coplanar Leitung mit Ground  2 mal mit 45° Knicke abwinkelt? 
Was anderes lässt mein Layoutprogramm nicht zu.

Ralph

von Ralph B. (rberres)


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Ich hatte jetzt mal die Gelegenheit mit dem Programm CST mal eine 
Leitung mit 90° Knick ohne Abschrägung und mit Abschrägung zu 
simulieren.

Simuliert haben wir im Frequenzbereich von 1MHz bis 5GHz.

Ergebnis in beiden Fällen

bis 5HGz steigende Dämpfung bis 0,3db

Rückflussdämpfung größer 20db .

Material war 0,8mm dickes FR4 Material.

Ich werde jetzt mal eine Musterplatine anfertigen lassen und mal bei uns 
am Netzwerkanalyzer ( Rohde&Schwarz ZVA40 ) vermessen.

So wie es aussieht scheint das Platinenmaterial und die Tatsache ob eine 
Impedanzkorrektur am Knick erfolgt ist oder auch nicht zumindest bis 
5GHz weniger kritisch zu sein als ich geglaubt habe.

Ralph Berres

von Hp M. (nachtmix)


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Ralph B. schrieb:
> bis 5HGz steigende Dämpfung bis 0,3db

Daran wird i.W. das FR4 Schuld sein.
Hst du auch mal eine gerade Leitung gleicher Länge simuliert?

von Ralph B. (rberres)


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Hp M. schrieb:
> Daran wird i.W. das FR4 Schuld sein.
> Hst du auch mal eine gerade Leitung gleicher Länge simuliert?

Nee habe ich noch nicht.

Allerdings sind eine Dämpfung von 0,3db bei 5GHz für mich durchaus 
akzeptabel.


Deswegen auf das teurere Roger Material auszuweichen ist für mich nicht 
lohnend.

Der Pegelabfall eines Era 5 in einen gemessenen Aufbau von locker 2db 
zwischen 2 und 4 GHZ ist da schon einer andere Hausnummer.

Ich will aber mal versuchen die Koppelkondensatorn von 4,7pf auf 1pF zu 
verringern. Dann bekomme ich bei 2 GHz eine Dämpfung die den Pegelabfall 
bei den 4 GHz hoffentlich entgegen wirkt.

Wenn ich nachher eine Verstärkung von 8db , die aber im Frequenzgang 
linear , erreiche , dann reicht mir das völlig.

Ich will den Ausgangspegel des ADF von 5dbm auf 13-14dbm anheben.

Ralph Berres

von Sascha (Gast)


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Hallo Ralph,
also ich nutze auch das Programm von Agilent AppCAD nicht nur um 
Leiterbahnen zu berechnen sondern auch Coaxial Rohrleitungen.
Es scheint zu stimmen, weil bis jetzt alles funktioniert hat.

Gruß Sascha

PS. FR4 schwankt von 4.3 bis 4.7 ER

von Hp M. (nachtmix)


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Ralph B. schrieb:
> Rückflussdämpfung größer 20db .

Ich habe jetzt endlich mal PUFF auf Windows10 installiert und mir das 
angesehen: Die 23dB Rückflussdämpfung bekommst du wegen des 4,7pF 
Kondensators.
Bei 1pF und 5GHz werden es nur noch 10dB sein.

von EMU (Gast)


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Hp M. schrieb:
> Bei 1pF und 5GHz werden es nur noch 10dB sein.

du solltest das Leiterplattenmaterial bei der Simulation einmal von 
1.5mm starkem FR4 in das von Ralph vorgesehene und bei der bisherigen 
Simulation verwendete 0.8mm starke Material ändern
EMU

von Ralph B. (rberres)


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Hp M. schrieb:
> Ich habe jetzt endlich mal PUFF auf Windows10 installiert und mir das
> angesehen: Die 23dB Rückflussdämpfung bekommst du wegen des 4,7pF
> Kondensators.
> Bei 1pF und 5GHz werden es nur noch 10dB sein.

Ist klar, weil bei 1pF ich ja schon einen kapazitiven Blindwiderstand 
von 63 Ohm bekomme. Da wird natürlich ein Teil der Energie reflektiert.

Das wird bei Rogers Material nicht anders sein.

Das kann ich mir aber leisten, weil davor ein Dämpfungsglied angeordnet 
ist, welches die überflüssige Verstärkung vernichtet.

Das Platinenmaterial ist bei mir übrigens nur 0,8mm dick. Sonst würden 
die Leiterbahnbreite von 1,24mm und Abstand zur Msssefläche von 0,5mm 
nicht stimmen.

Auch ist es bei mir keine Mikrostripleitung wie in Puff simuliert, 
sondern ein Coplanar mit Ground. In wie weit die sich unterschiedlich 
verhalten vermag ich aber nicht abzuschätzen.

Auch wenn sie nicht jeder lesen kann, lade ich mal eine Eagle Boarddatei 
und Schaltbild hoch, welche ein Freund von mir für mich erstellt hat.

Es handelt sich um die Leiterplatte um die es geht. Hier allerdings nur 
vom
HF Teil. Die obere freie Fläche wird durch das ADF Modul ausgefüllt.


Ralph Berres

Sascha schrieb:
> PS. FR4 schwankt von 4.3 bis 4.7 ER

Aus irgend einen Datenblatt hatte ich entnommen, das bei niedrigen 
Frequenzen das ER bei 4,7 liegt und bei 4GHZ auf 4,5 abfällt. 4,5 habe 
ich dann bei der Berechnung zu Grunde gelegt.

: Bearbeitet durch User
von Jörg W. (dl8dtl) (Moderator) Benutzerseite


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Ralph B. schrieb:
> Aus irgend einen Datenblatt hatte ich entnommen, das bei niedrigen
> Frequenzen das ER bei 4,7 liegt und bei 4GHZ auf 4,5 abfällt.

Noch schlimmer: Er schwankt innerhalb der Platine, je nachdem, ob
du direkt über einen Glasfaserbündel bist oder eher über Epox.

Wenn du es machen kannst, hilft es, alle Leiterzüge vorzugsweise
in einem Winkel von 45° relativ zum Glasfasergewebe anzuordnen.
Dann gleicht sich das über die Länge der Leiterbahn aus.

von Ralph B. (rberres)


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Jörg W. schrieb:
> Wenn du es machen kannst, hilft es, alle Leiterzüge vorzugsweise
> in einem Winkel von 45° relativ zum Glasfasergewebe anzuordnen.
> Dann gleicht sich das über die Länge der Leiterbahn aus

Da werde ich wohl keinen Einfluss nehmen können. Die Leiterplatte werde 
ich bei einen Dienstleister anfertigen lassen müssen. Schon alleine 
wegen den unzähligen Durchkontaktierungen, und weil ich an einer Stelle 
auf einen Isolationsabstand von 0,1mm runter gehen muss.
Das kann ich nicht mehr selber herstellen.

Bei dem von mir anvisierten Frequenzbereich von 2-3,5GHz wird eine 
leichte ER Schwankung sich auch nicht so nennenswert auswirken. Das hat 
eine Simulation mit CST gezeigt.

Vielleicht bin ich auch überängstlich.

Ralph Berres

von Jörg W. (dl8dtl) (Moderator) Benutzerseite


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Ralph B. schrieb:
> Das kann ich nicht mehr selber herstellen.

Du kannst sie ja im 45°-Winkel entwerfen und dann fertigen lassen. ;)

Im Ernst: manchmal hat man ja die Chance, die HF-relevanten Leitungen
tatsächlich weitgehend in 45°-Winkeln zu verlegen.  Der Rest kann ja
„normal“ aussehen.

55!

von Tom (Gast)


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Sonst bezahlbare Leiterplatten in Rogers bei Eurocircuits fertigen 
lassen.

von Ralph B. (rberres)


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Tom schrieb:
> Sonst bezahlbare Leiterplatten in Rogers bei Eurocircuits fertigen
> lassen.

Dann muss ich die Platine aber wieder komplett überarbeiten weil die 
Leiterbahngeometrien dann nicht mehr stimmen.

Dann nehme ich lieber die 0,3db Dämpfung in Kauf. Auch wenn es wegen 
ungünstiger lokaler Abweichung des ER etwas steigt, kann ich auch das 
noch verschmerzen.

Das ER wird sich ja nicht um Faktor 2 ändern.


Ralph Berres

von Hp M. (nachtmix)


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Ralph B. schrieb:
> eine Eagle Boarddatei
> und Schaltbild hoch, welche ein Freund von mir für mich erstellt hat.

Hat der auch mal ein Design Rule Check gemacht?
So würde ich das Layout jedenfalls nicht zum Platinenmacher geben.

Auf den ersten Blick schon strotzt die Gegend um IC1 vor beinahe 
Kurzschlüssen, und die Löcher in der Leiterbahn dienen wohl auch nicht 
dazu die Kapazität in den Ecken zu erniedrigen.

: Bearbeitet durch User
von Ralph B. (rberres)


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Hp M. schrieb:
> Auf den ersten Blick schon strotzt die Gegend um IC1 vor beinahe
> Kurzschlüssen,

Die Abstände mussten bis auf 0,1mm sinken um die Impedanz konstant zu 
halten.

Hp M. schrieb:
> und die Löcher in der Leiterbahn dienen wohl auch nicht
> dazu die Kapazität in den Ecken zu erniedrigen.

Die Löcher sind mittlerweile gestopft. du must die Masseflächen 
generieren dann sind die Löcher weg.

Ralph

von Jörg W. (dl8dtl) (Moderator) Benutzerseite


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Ralph B. schrieb:
> Die Abstände mussten bis auf 0,1mm sinken um die Impedanz konstant zu
> halten.

Ich glaube, das kann man sich klemmen.  Auf dem kurzen Stück stört
es nicht, wenn die Impedanz nicht genau 50 Ω ist.

100 µm kostet vermutlich bei den meisten PCB-Herstellern bereits
Aufpreis.

von Hp M. (nachtmix)


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Ralph B. schrieb:
> Die Abstände mussten bis auf 0,1mm sinken um die Impedanz konstant zu
> halten.

Selbst 0,1mm werden locker unterschritten und manchmal sogar ohne Not.
Vielleicht lohnt sich auch mal ein Blick auf die Unterseite der 
Platine...
Wie gesagt: Ich würde das so nicht abgeben.

von Ralph B. (rberres)


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Jörg W. schrieb:
> 100 µm kostet vermutlich bei den meisten PCB-Herstellern bereits
> Aufpreis.

Ich werde das auf 0,3mm Abstand ändern.

Hp M. schrieb:
> Vielleicht lohnt sich auch mal ein Blick auf die Unterseite der
> Platine...

Was meinst du damit? Auf der Unterseite ist doch fast komplett 
Massefläche.

von Hp M. (nachtmix)


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Ralph B. schrieb:
> Auf der Unterseite ist doch fast komplett
> Massefläche.

Bis auf die Masseleitungen darin ...


Dafür gibts keine Befestigungslöcher.
Bist du sicher, dass du die Platine an den SMA-Buchsen aufhängen kannst, 
oder passt die Platine genau in eine Blechschachtel, so dass du die 
Ränder verlöten kannst?

: Bearbeitet durch User
von Ralph B. (rberres)


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Die Buchsen werden sowohl an Unterseite als auch an der Oberseite mit 
Masse verlötet und auch in die Blechdose rundherum verlötet.

Ralph

von Arno H. (arno_h)


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Bei dem linken großen Lötpad sind drei Schlüsse zur Massefläche.

Arno

von Ralph B. (rberres)


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Hier die aktuallisierte Platine

Der 10 MHz Oszillator hat auch noch Platz gehabt.

Masseflächen nicht vergessen zu generieren.


Das geht jetzt so an den Dienstleister

Ralph

: Bearbeitet durch User
von Hp M. (nachtmix)


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Ralph B. schrieb:
> Das geht jetzt so an den Dienstleister

Na, wenn du meinst.

In der Ansteuerung des HMC544 gibt es im B-Pfad richtiger Weise mit R25 
einen Pullup Widerstand, aber für den A-Pfad sehe ich dergleichen nicht. 
Soll das so?

Falls nicht, wäre es evtl. einfacher das ganze Hühnerfutter dort 
wegzuwerfen und einen 74HC04 o.ä. einzubauen, so wie es im Vorschlag von 
Hittite zu sehen ist.


P.S.:
Im abgeschrägten Bereich der Leitung von Bu2 geht es immer noch höllisch 
knapp zu.

: Bearbeitet durch User
von Ralph B. (rberres)


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Hp M. schrieb:
> In der Ansteuerung des HMC544 gibt es im B-Pfad richtiger Weise mit R25
> einen Pullup Widerstand, aber für den A-Pfad sehe ich dergleichen nicht.
> Soll das so?

An R33 respektive R22 liegt eine Schaltspannung, die entweder 0V oder 
+5V ist. Aus einer niederohmigen Quelle.

Warum brauche ich zusätzlich noch einen Pullup Widerstand?

Hp M. schrieb:
> Falls nicht, wäre es evtl. einfacher das ganze Hühnerfutter dort
> wegzuwerfen und einen 74HC04 o.ä. einzubauen, so wie es im Vorschlag von
> Hittite zu sehen ist.

Hätte man machen können aber zu spät.

Hp M. schrieb:
> P.S.:
> Im abgeschrägten Bereich der Leitung von Bu2 geht es immer noch höllisch
> knapp zu.

Wo soll denn das sein?

In meinen Layout sehe ich überall 0,5mm Abstand.

Vielleicht alte Version erwischt?


Ralph

von Hp M. (nachtmix)


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Ralph B. schrieb:
> In meinen Layout sehe ich überall 0,5mm Abstand.
>
> Vielleicht alte Version erwischt?

Ja, da hatte ich wohl das alte Board erwischt :(

So sieht das schon besser aus, obwohl man diese Leitung problemlos auch 
von rechts anstatt von oben an das IC hätte heranführen können.
Dann hätte sie einen Knick weniger gehabt und wahrscheinlich wäre auch 
das Übersprechen zwischen den beiden Eingängen etwas geringer geworden.



Ralph B. schrieb:
> An R23 respektive R22 liegt eine Schaltspannung, die entweder 0V oder
> +5V ist. Aus einer niederohmigen Quelle.
>
> Warum brauche ich zusätzlich noch einen Pullup Widerstand?


Deshalb fragte ich ja.
Für mich war das nicht erkennbar, sondern ich hatte den Eindruck, dass 
diese Ansteuerung über Umwege von dem einsamen T2 kommen sollte.
Dann hätte es da irgendwo einen Pullup geben sollen.

von Ralph B. (rberres)


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Jetzt bin ich mal sehr gespannt, wie sich die Baugruppe nach dem 
bestücken tatsächlich verhält.

Es ist ja schon ein Abenteuer SMD0805 Kondensatoren zu finden, welche 
sich bei 3,6GHz auch noch wie ein Kondensator benehmen und nicht wie 
eine Induktivität.

Aus dem selben Grunde habe ich als Arbeitswiderstand für den MMIC nicht 
noch eine Drossel in Reihe geschaltet sondern das auf 2 Widerstände 
aufgeteilt.

Einen 56 Ohm direkt am MMIC Buform 0805 und einen 100 Ohm direkt in 
Reihe Bauform 1206 , wegen der Verlustleistung.

Ursprünglich war mal geplant eine Drossel in Reihe mit einen Widerstand.

Aber ich habe keine Drossel gefunden, welche bei 4GHz noch induktiv war.

Ralph Berres

von Hp M. (nachtmix)


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Ralph B. schrieb:
> Es ist ja schon ein Abenteuer SMD0805 Kondensatoren zu finden, welche
> sich bei 3,6GHz auch noch wie ein Kondensator benehmen und nicht wie
> eine Induktivität.

0805 ist ja auch riesig.
Deshalb hatte  ich mir seinerzeit auch kleinere Bauformen bei Mouser 
bestellt; z.B.:
0p5 25V COG 0201, Murata GRM0335C1ER50CA01D, mouser sep13, Gurt(100)
10p 5% 50V COG 0201 Murata GRM0335C1H100JA01D, mouser sep13, Gurt(100)
49R9, 1% 200ppm 50mW 0201 Dickfilm Panasonic ERJ-1GEF49R9C, mouser 
sep13, Gurt(100)
100R, 1% 200ppm 50mW 0201 Dickfilm Panasonic ERJ-1GNF1000C, mouser 
sep13, Gurt(100)
Ich denke, dass man eine 50 Ohm Leitung mit zwei symmetrisch 
angebrachten 100 Ohm Widerständen sauberer abschliessen kann als mit 
einem 50 Ohm-Widerstand, aber ich habe das noch nicht ausprobiert.
Die Physik macht einem da ja manchmal eine Strich durch die Rechnung, 
zumal sich an dieser Stelle gewöhnlich ja noch eine Diode oder ein 
Transistor mit parssitärem L und C befindet.

IIrc hat Mouser auch "richtige" HF-Widerstände, aber die sind dann schon 
recht teuer.
Aus Handys kannst du sicher auch die Bauform 01005 ausschlachten, aber 
gewöhnlich gibt es ja keinen Schaltplan umd die Verarbeitung solchen 
SMD-Pulvers iszt definitiv anspruchsvoll.


Ralph B. schrieb:
> ich habe keine Drossel gefunden, welche bei 4GHz noch induktiv war.

Kannst ja deine 0805 Kondensatoren nehmen ;-)

Im Ernst: Evtl. selbst wickeln.
Ich habe schon winzige Luftspulen in Koax-Filtern von Murata (vermutlich 
1,8GHz Technik) gesehen, das waren aus der Erinnerung vielleicht 5Wdg 
0,1CuL auf einen 0,3mm Dorn gewickelt. Kannst deinen Simulator ja mal 
fragen, was das für Werte ergibt.

von Ralph B. (rberres)


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Hp M. schrieb:
> 0p5 25V COG 0201, Murata GRM0335C1ER50CA01D, mouser sep13, Gurt(100)
> 10p 5% 50V COG 0201 Murata GRM0335C1H100JA01D, mouser sep13, Gurt(100)
> 49R9, 1% 200ppm 50mW 0201 Dickfilm Panasonic ERJ-1GEF49R9C, mouser
> sep13, Gurt(100)

ähm die sehe ich ja selbst mit Lupe kaum noch. Geschweige denn das ich 
sie noch von Hand auflöten kann. Da ist 0805 schon die untere Grenze die 
ich bestücken kann.



Ralph

von Jörg W. (dl8dtl) (Moderator) Benutzerseite


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Ralph B. schrieb:
> ähm die sehe ich ja selbst mit Lupe kaum noch.

Ich auch nicht, daher nehme ich auch ein Mikroskop. ;-)

Seit ich mal irgendwann festgestellt habe, dass man brauchbare
Stereomikroskope durchaus auch schon im mittleren dreistelligen
Bereich haben kann, habe ich dann nicht mehr lange zögern müssen.

Ja, 0201 ist nicht gerade das, was unbedingt Spaß macht, aber
machbar ist es schon mit dem passenden Werkzeug.

Man muss ja auch mal positiv feststellen: die SMD-Technik hat die
Grenze, ab wann man „klempnern“ muss, um gut eine Größenordnung nach
oben geschoben.  Vor 40 Jahren hat man für 70-cm-Technik noch zum
Klempnerwerkzeug gegriffen und Koaxialkreise in Blechkästen gebaut.
Heute kommst du locker bis 5 GHz mit mehr oder minder normalen
Platinen noch hin, ohne aufwändige Mechanik-Dinge wie Hohlleiter
oder sowas.

von Arno H. (arno_h)



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Von TI gibts eine interessante AN, die HF-Eigenschaften von MLCC lassen 
sich anscheinend durch seitlichen Einbau verbessern.

Arno

von Hp M. (nachtmix)


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Arno H. schrieb:
> ie HF-Eigenschaften von MLCC lassen
> sich anscheinend durch seitlichen Einbau verbessern.

Ist bekannt, aber die Verbesserung sollte man meßtechnisch nachweisen.
Ich habe z.B. mal 50 Ohm SMD-Abschlußwiderstände mit der Schicht nach 
unten eingebaut, weil ich dabei auf eine Verbesserung hoffte, aber das 
Gegenteil war der Fall.
Hinzu kommt, dass manche MLCCs einen quadratischen Querschnitt haben, so 
dass man überhaupt nicht erkennen kann, wo oben und wo die Seite ist.
Der Bestückungsautomat wird sichs merken, aber manuell hat man kaum eine 
Chance das zu erkennen.

Das sicherste Vergfahren wird wohl imer noch sein, mehrere Kondensatoren 
mit unteschiedlicheer Kapazität zu verwenden. Der kleinste davon gehört 
direkt ans Bauteil.
10pF haben z.B. bei 1GHz eine Blindwiderstand von 16 Ohm, aber selbst in 
0603 werden sie oberhalb 3GHz induktiv.
Die Hersteller habn sich des Problems angenommen und bieten inzwischen 
Kondensatoren an, die breiter als lang sind, aber man bekommt sie noch 
nicht überall. Außerdem würde ein 1,5mm breiter Kondensaztor (0306) ja 
schlecht auf eine 0,5mm breite Leiterbahn passen.

Bei hohen Frequenzen kommt man also wohl kaum an der Verwendung winziger 
Bauteile vorbei.
Jedenfalls nicht, solange man asymmetrische Konstruktionen pflegt.
Bei symmetrischem Aufbau hingegen treten keine hohen Ströem nach Masse 
auf, die man abblocken müsste.
Das wussten die Entwickler der ECL-ICs schon vor 50 Jahren ;-)

: Bearbeitet durch User

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