Hallo Leute Was muss ich bei LT-Spice eingeben wenn ich die Signallaufzeit ( nicht die Gruppenlaufzeit ) über die Frequenz aufgetragen haben will. Ich will die Laufzeit zwischen Ein und Ausgang eines mehrstufigen Allpassfilters über die Frequenz auftragen. Diese Laufzeit soll mit Hilfe des Puls Pausenverhältnisses der Spannungsquelle V4 einstellbar sein. Zum Schluss wenn mir die erste Hürde gelungen ist und die Signallaufzeit in der AC Analyse sehe will ich als nächstes eine Kurvenschar auftragen, welche die Signallaufzeit in 50ns Schritte der Einschaltdauer von 10ns bis 990nS aufträgt. Wer kann kir ein paar Tipps geben? Ralph Berres
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Ralph B. schrieb: > Zum Schluss wenn mir die erste Hürde gelungen ist und die Signallaufzeit > in der AC Analyse sehe will Mittels einer AC-Analyse wird dass nicht funktionieren. Eine Möglichkeit wäre, die Zeitdifferenz zwischen Ein- und Ausgang bei einem bestimmten Pegel des Signals mit .meas zu bestimmen. Im Beispiel der erste Nullduchgang. Als nächsten Schritt kann man dann das Puls/Pausenverhältnis z.B. über eine Hilfsspannung erzeugen, diese Hilfsspannung steppen und dann aus dem Errorlog die entsprechende Grafik erzeugen. Ganz sicher bin ich mir aber nicht, ob dieses Vorgehen deinen Vorstellungen entspricht. p.s. ich habe die Signale mal als V(in), V(out) und V(mod) benamst.
Hm. Funktioniert die Schaltung theoretisch überhaupt? Also z.B. speziell die PWM ? Die haut doch voll ins Signal rein. Was du willst, geht meines Erachtens nicht in einem Schritt in LTSpice. Du möchtest das PWM-Signal linearisieren. Das ist ne Funktion die tran brauch, aber dann willst du per AC-Analyse den Frequenzgang. Du wirst es aufteilen müssen. Erst die PWM linearisieren und dann AC laufen lassen. Da kannst du dir die Gruppenlaufzeit ansehen. Das ist dann die Gesamtlaufzeit durch die Kette. Bezogen auf die Quelle, der du die Kleinsignalquelle=1 gesetzt hast. Hast du ja gemacht. Am Ende hast du eine andere Belastung als in den einzelnen Stufen. Ist das Absicht? Wenn man sich das Ergebnis ansieht, hat man pro Stufe ne jeweils gleiche Verzögerung über den gesamten Frequenzgang bis zur Grenzfrequenz. Vielleicht kann Helmut dazu noch was sagen. Ich glaube diese Form der gemischten Analyse gibts in anderer Software, ADS oder so. Die OpAmps könntest du vereinfachen durch Einsatz des minimalistischen opamp.sub , da du ja eh nur Kleinsignalanalyse machst. Ist aber egal.
Hallo Ich wollte eigentlich tatsächlich im ersten Schritt mittels AC Analyse die Durchlaufzeit über die Frequenz auftragen. Also einen Frequenzgang bei welcher auf der Y-Achse nicht der Pegel die Phase zwischen Ein und Ausgang oder die Gruppenlaufzeit aufgetragen würd, sondern die Signallaufzeit zwischen Ein und Ausgang. Wie man dann die Einschaltdauer des Rechteckgenerators moduliert kommt in einen nächsten Schritt. Ralph
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Hallo Ralph,
Das geht mit .step und .meas
Am Ende wird das Ergenis aus dem Log-file geplottet.
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.param PW=100n
.step param PW 100n 900n 100n
.MEAS T1 FIND time WHEN V(in)=0.5
.MEAS T2 FIND time WHEN V(out)=0.5
.MEAS TD PARAM T2-T1
V-Pulsquelle
PULSE(0 5 0 10n 10n {PW} 1000n)
Das Ergebnis von MEASURE steht im Log file. Zum Glück kann man davon
auch gleich eine Grafik machen.
View -> SPICE Error Log
Rechtsklick inm Log file -> Plot stepped meas data
Ein Plotfenter geht auf. Rechtsklichk -> Add trace, td wählen.
Gruß
Helmut
Abdul K. schrieb: > Hm. Funktioniert die Schaltung theoretisch überhaupt? Also z.B. speziell > die PWM ? Die haut doch voll ins Signal rein. Ich kann in der Transientenanalyse die Zeitverschiebung zwischen Ein und Ausgang sehen. Auch das sich die Zeitverzögerung in Abhängigkeit der Einschaltdauer der Quelle V4 ändert. Das ganze soll nachher ein Phasenmodulator werden, welche die Gruppenlaufzeit nicht verbiegt, was sie auch tatsächlich nicht macht. Die Gruppenlaufzeit ändert sich nicht. Das kann man in der AC Analyse schön sehen. Aber die Signallaufzeit wprde sich ändern, wenn man sie in der AC Analyse darstellen könnte. Und diese Möglichkeit suche ich zur Zeit. Ralph
Helmut S. schrieb: > Das Ergebnis von MEASURE steht im Log file. Zum Glück kann man davon > auch gleich eine Grafik machen. > > View -> SPICE Error Log > Rechtsklick inm Log file -> Plot stepped meas data > Ein Plotfenter geht auf. Rechtsklichk -> Add trace, td wählen. Hallo Helmut Das ist zwar noch nicht genau das was ich will, aber das Ergebnis hilft mir schon mal ein Stück weiter. Ralph
Nichts gegen Helmut. Da kann man immer was lernen.
Also, ich habe meinen Gedankengang mal bei deiner Schaltung umgesetzt.
Sorry wenn ich Blödsinn erzählen sollte. Bin seit gestern morgen auf den
Beinen.
Also AC-Analyse gemacht und vorher die Spannungsquelle V4 geändert in
{PW*1e6}, so daß diese bei Vollaussteuerung Tastverhältnis ca. 1 ist.
Und dann laufen lassen zeigt sinnvolle Werte und läuft halt 100-mal
schneller als der Weg den Helmut aufzeigte.
Das ist nur ein kruder Fix, denn du modulierst ja den Minuseingang der
OpAmps nach Masse mit einem veränderlichen Widerstand. Die Wirkung der
Transe müßte man genauer bestimmen. Also letztlich das Ganze als
Stromquelle betreiben oder den Massewiderstand am OpAmp Minuseingang mit
einer passenden Formel setzen. Aber prinzipiell gehts.
Im Prinzip ist es exakt das gleiche Problem wie bei der Analyse von
Schaltreglern die Stabilität über einen Bodeplot bestimmen zu wollen.
Dazu muß der ganze Regler auch linearisiert werden.
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Ralph B. schrieb: > Das ist zwar noch nicht genau das was ich will, aber das Ergebnis hilft > mir schon mal ein Stück weiter. Dachtichmirsdoch. Unklar ist mir weiterhin, worauf genau du abzielst. Man kann in der AC-Analyse über die Phasenverschiebung und die Frequenz die Laufzeit rechnen lassen. Als Beispiel ein RC-Filter erster Ordnung mit:
1 | ph(V(out))/(360*frequency)*(1Hz*1s) |
Das funktioniert aber nur, wenn V(in) gesweept wird. Die PWM des Modulationssignals wird dabei aber nicht berücksichtigt und müsste durch eine äquivalente DC-Quelle (also mit direkter Angabe DC x, sonst funktioniert auch dass nicht) ersetzt werden.
Hm. Wenn man sich die Gruppenlaufzeit anzeigen läßt, ist deren Maximalwert auch 1us, aber die Kurve ist nach links verschoben. Wie hängen die beide Funktionen zusammen? Verstehe momentan nur Bahnhof.
Abdul K. schrieb: > Wie hängen die beide Funktionen zusammen? Verstehe momentan nur Bahnhof. Ich denke, dass bei der Darstellung Rundungsfehler eine Rolle spielen. Wenn ich mich bei der Umformung nicht vertan habe, sollte die Formel stimmen - Periodendauer T=1/f entspricht 360°. Die Verzögerung ergibt sich aus Phasenverschiebung*T/360.
Den Rechteckgenerator V4 wird in der Realität durch einen Pulsbreitenmodulator ersetzt, welche mit einen Sinussignal moduliert wird. Das ganze soll nachher in einem Lautsprecher eingesetzt werden um den Dopplereffekt zu kompensieren. Aber um das ganze zu simulieren habe ich einfach mal mit festen Tastverhältnissen für V4 gearbeitet. Ralph
Helmut S. schrieb: > View -> SPICE Error Log > Rechtsklick inm Log file -> Plot stepped meas data > Ein Plotfenter geht auf. Rechtsklichk -> Add trace, td wählen. das funktioniert bei mir auf der Dienststelle nicht. Das Spice Error Log kommt zwar noch und auch das Fenster, auch das Feld Plot step ed mes data. Aber wenn ich das anklicke kommt sofort ein leeres Grafikfenster ohne das ich was auswählen kann. Ralph
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Hallo Ralph, View -> SPICE Errorlog Rechtsklick -> Add measured data Jetzt hat man ein leeres Plotfenster. In dem leeren Plotfenster einen Rechtsklick machen. Dort "Add Traces" anklicken. Dann kommt das Auswahlfenster mit den Traces. Dort einen anwählen. Gruß Helmut
Hallo Helmut Das hat jetzt geklappt. Ich bin immer noch eine Möglichkeit am suchen, wie ich in der AC Analyse als Graf statt der Gruppenlaufzeit die Signallaufzeit darstelle. Die Gruppenlaufzeit ist in meinen Fall vollkommen unabhängig von der Einschaltdauer der Spannungsquelle V4 Aber deine Methode hilft mir immerhin schon mal ein Stück weiter. Ralph
> ie ich in der AC Analyse als Graf statt der Gruppenlaufzeit die Signallaufzeit
darstelle.
Hallo Ralph,
mir ist einfach nicht klar was du in der AC-Analyse mit Signallaufzeit
meinst, wenn nicht die Gruppenlaufzeit.
Für mich heißt AC-Analyse die .AC Simulation in SPICE.
Geht es um diese .AC-Analyse in SPICE?
Wie definierst du Signallaufzeit in der .AC Analyse?
Meinst du die Phasenverschiebung und diese dann in Zeit umrechnen?
Gruß
Helmut
Hallo Helmut Ich habe mittlerweile eine Erkenntnis geworden. Wenn man V4 statt eine Rechteckspannung eine reine Gleichspannung erzeugen lässt, so das die Widerstände entweder hart parallel geschaltet werden oder auch nicht, dannänderst sich in der AC Analyse auch die Gruppenlaufzeit welches auch dann der Signallaufzeit der Transientenanalyse entspricht. Wenn ich die Quelle V4 ein Rechtecksignal erzeugen lasse und dessen Tastverhältnis ändere um damit einen einstellbaren Widerstand zu simulieren funktioniert das in der AC Analyse nicht mehr . Ich habe dann immer die maximal mögliche Gruppenlaufzeit unabhängig vom Tastverhältnis. So gesehen ist deine aufgezeigte Methode wohl die einzig mögliche Verfahrensweise um die Abhängigkeit der Laufzeit von dem Tastverhältnis des V4 darzustellen. Momentan bin ich noch am erforschen warum die Laufzeit sich nicht linear mit dem Tastverhältnis ändert sondern einer quadratischen Funktion ähnelt. Das erschließt sich mir noch nicht ganz. Ich muss wohl erst mal verdammt tieftauchen um den mathematischen Zusammenhang zu verstehen, und eventuell eine Lösung zu finden das der Zusammenhang zwischen Tastverhältnis und Laufzeit linear wird. Ralph
Hallo Ralph,
Könnte man da nicht annehmen, dass Rx wie folgt berechenbar ist.
Rx = 1kOm/Tastverhälnis
Beispiel Tastverhälnis = 0,25 (25%)
Rx = 1kOhm/0,25 = 4kOhm
Diesen Wert dann in .AC Analyse nehmen.
Rx im Schaltplan statt 1k -> {1k/(Ton/Tper)}
Dann mit Ton in der AC-Analyse "steppen".
Ihr Zwei scheint mich nicht zu verstehen *schnief In der AC-Analyse überlegt sich SPICE den Gleichspannungswert, wenn in der Quelle nicht eine feste Frequenzangabe steht. Außerdem verlangt es offensichtlich einen Sinus. Daher wird V4 gleich Null als Arbeitspunkt und die schöne PWM ist futsch. Eventuell ging das direkt in SIMPLIS. Hab ich aber zu wenig Erfahrung mit. Hm. Vielleicht könnte man die Sache von hinten aufziehen, in dem man in V4 AC 1 setzt ?
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Ralph B. schrieb: > Ich bin immer noch eine Möglichkeit am suchen, wie ich in der AC Analyse > als Graf statt der Gruppenlaufzeit die Signallaufzeit darstelle. Das geht nicht so einfach. Bild allpass4_1a.png - Transient mit 100Hz Sinus. Die Annahme, die Widerstände R39, R24... durch enen äquivalenten Wert Rnom/Tastgrad zu ersetzten stimmt nicht exakt. Hier müßte eine Kombination der Formel für switched capacitor filter (R=1/C*f) und Festwiderstand eingesetzt werden. Diese Ersatzschaltung ist für die Verwendbarkeit in der AC-Analyse unbedingt notwendig, da Pulsspannungsquellen dabei nicht funktionieren(*). Hast du ja selber festgestellt. > Die Gruppenlaufzeit ist in meinen Fall vollkommen unabhängig von der > Einschaltdauer der Spannungsquelle V4 Bild allpass4_1b.png - AC mit Ersatzschaltung. Die im Beitrag Beitrag "Re: LT-Spice Signallaufzeit über Frequenz auftragen." vorgeschlagene Formel funktioniert hier nicht, da ich keinen Weg gefunden habe, den Phasenverlauf zu 'unwrappen' d.h. die Sprünge bei 180° bzw. 90° in einen kontinuielichen Verlauf umzuwandeln. btw: Die in der Hilfe beschriebenen Funktion
1 | atan2(y,x) Four quadrant arc tangent of y/x |
scheint für die Waveform Arihthmetic nicht mehr vorhanden zu sein, wäre aber vermutlich auch keine Hilfe. (*) es wird das Kleinsignalverhalten um den bei der .OP-Analyse erhaltenen Arbeitspunkt ermittelt - der ist bei Pulsquellen 0V.
mittlerweile habe ich rausgefunden das die Unlinearität im PWM Modulator zu suchen ist. Wenn ich einfach Festwiderstände nehme und dessen Wert ändere dann ist die Änderung der Laufzeit exakt proportional der Änderung des Widerstandes wie ich es eigentlich auch erwartet habe. Warum das nicht mehr so ist wenn ich die Widerstandsänderung durch das Pulsweitenverhältnis erzwinge, muss ich noch rausfinden. Ralph
Die BJT sind das Problem. Du brauchst ja einen R-Modulator. Ersetze sie durch JFETs mit entsprechender Gate-Vorspannung. MOSFET müßte es auch tun. Selbst ein halber PowerMOSFET wie der 2N7000 sollte gehen. Ja, die haben mehr Toleranzen.
Abdul K. schrieb: > Die BJT sind das Problem. Du brauchst ja einen R-Modulator. Ersetze sie > durch JFETs mit entsprechender Gate-Vorspannung. MOSFET müßte es auch > tun. Selbst ein halber PowerMOSFET wie der 2N7000 sollte gehen. Ja, die > haben mehr Toleranzen. Die BJTs sollten nicht als einstellbaren Widerstand dienen sondern als reinen Schalter. Der entsprechende Widerstand sollte sich durch das Verhältnis Einschaltdauer zu Ausschaltdauer einstellen, was prinzipiell auch funktioniert. Das mit dem R-Modulator ist richtig. Genau sowas benötige ich. Aber diese ganze Frickelei mit Halbleiter als steuerbaren Widerstand mit samt seinen prinzipbedingten Unlinearitäten möchte ich eigentlich nicht. Das ganze muss hochlinear sein deswegen fallen kompensation von irgendwelchen Kennlinien mit Diodenmatrixe etc schon mal raus. Als Beispiel mal ein Widerstandssweep das funktioniert einwandfrei. Warum das mit dem Pulsbreitenmodulator nicht zufriedenstellend funktioniert, verstehe ich noch nicht ganz. Ralph
Hm. Wie genau muß es denn sein? Es gibt ja noch programmierbare Potis. Was ist das denn für ne Quelle V4?
Abdul K. schrieb: > Hm. Wie genau muß es denn sein? sollte schon besser 0,1% sein. Abdul K. schrieb: > Was ist das denn für ne Quelle V4? die Quelle soll nachher ein Audiosignal im Bassbereich sein , welches bis ca 1KHz geht. Genauer gesagt soll das Signal der Auslenkung des Lautsprechers entsprechen. Ralph
Ähh, jeder Widerstand und Kondensator einzeln abgeglichen??? Naja, Ralph, entweder ich interpretiere deine Vorstellung völlig falsch oder du hast falsche Erwartungen. So genau wird das nie. Damit bin ich raus, da sinnlose Zeitverschwendung. Ich hoffe du bist nicht gekränkt.
Abdul K. schrieb: > Ähh, jeder Widerstand und Kondensator einzeln abgeglichen??? auf die Absolutwerte der Zeitverzögerung kommt es garnicht mal an sondern auf die linearität der Übertragungskurve. Da sind die Anforderungen hoch. Das ganze Konstrukt dient dazu um den Dopplereffekt bei Tieftönern zu kompensieren. Durch eine der Membranbewegung entgegengesetzte Zeitverzögerung des Signales kann man erreichen das die Membran scheinbar still steht, und somit zu keiner Frequenzmodulation der hohen Töne durch die Membranbewegung bei tiefen Tönen kommt. Immerhin sinkt die Auslenkung mit zunehmnder Frequenz mit 12db/Oktave also 40db/ Dekade das sind bei einen Frequenzunterschied zwischen tiefen und hohen Ton von Faktor 10 bereits um Faktor 100. Oder anders betrachtet. der 1KHz Ton der abgestrahlt wird wird mit dem 100Hz Ton Frequenzmoduliert, weil dessen Auslenkung der Membrane 100 mal größer ist als die des 1KHz Tones. Mag sein das ich zu hohe Anforderungen stelle und du dich nicht mehr mit der Sache befassen willst. Trotzdem vielen Dank für deine Mühe. Aber wenn man das abgestrahlte Signal nicht verschlimmbessern will muss man hohe Anforderungen an Linearität stellen. Ralph
LTC2644 Prinzip? Ich versteh dann nicht, wie man überhaupt hören kann. Die Membran im Ohr verhält sich doch dann auch so, oder?
Abdul K. schrieb: > Ich versteh dann nicht, wie man überhaupt hören kann. Die Membran im Ohr > verhält sich doch dann auch so, oder? Die Membran im Ohr macht aber viel geringere Auslenkungen. Die liegt nur im Mikrometerbereich.
Davon habe ich schonmal gehört. Stellt das die Welt auf den Kopf? Alles unlinear... Ich habe etwas rumgesucht. z.B. http://www.eevblog.com/forum/projects/voltage-to-resistance-converter/msg447887/?PHPSESSID=57f78c215e30bcd681dddd6632a45fbf#msg447887 Also 1. voltage to resistance 2. voltage-controlled resistance 3. current-controlled resistance kann einen sicherlich 2 Tage beschäftigen. Falls da was bares rauskommen würde, könnte ich das für dich gerne machen. Ist das ein Uni-Projekt oder so? Anderer Weg wäre es komplett digital zu machen.
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Meiner Meinung nach müßte man den Spannungsteiler 1:1 machen für maximalen Dynamikbereich, also R39=R3, falls die PWM 0 bis 100% gefahren wird. Ein anderes Problem ist der Fußpunkt des RC-Tiefpaß. Das ist dann jeweils der vorhergehende OpAmp-Ausgang. Folge: Das PWM Signal zeigt sich im Nutzsignal.
Also zunächst mal Es ist ein privates Projekt, welches mich aber irgendwie fesselt, dort auch ein Weg zu finden,wie man es realisieren kann. Ich habe es auch schon mal mit OTAs (LM13700 )versucht. Das funktionierte prinziepiell. Jedoch war das ein Rauschgenerator. Das Rauschen war einfach nicht akzeptabel. Man könnte es mit ziemlichen Aufwand digital lösen. Würde sich anbieten, wenn man die Frequenzweiche auch gleich digital aufbaut. Aber ich habe es mir in den Kopf gesetzt das erst mal analog zu lösen. Ich hatte es auch schon mit Gilbertzellen etc versucht. Aber es war immer das Problem, entweder zu hohes Rauschen oder zu große Unlinearität. Ralph
Abdul K. schrieb: > Meiner Meinung nach müßte man den Spannungsteiler 1:1 machen für > maximalen Dynamikbereich, also R39=R3, falls die PWM 0 bis 100% gefahren > wird. Die PWM muss garnicht mal 0-100% sein. Bei einen Tieftöner welcher sagen wir mal 1cm Hub macht,wäre das eine Laufzeitänderung von +-30uSek. Da man keine negativen Laufzeiten erzeugen kann, wird man eine Lufzeit von 40uSek wählen und diese um +-30us modulieren. also 10-70us. Das würde 2cm Hub einer Schallquelle entsprechen ( bei einer Schallgeschwindigkeit von 330m/Sek ). 2cm Hub eines Lautsprechers ist schon ordentlich. Aber gerade kleine Tieftöner erreichen diese sehr schnell. Die Übertragunskurve Steuerspannung Verzögerung wird dann schon linearer, aber noch nicht linear genug. Ralph
Die 0,1% sind einfach unrealistisch (Auch wenn sie momentan gar nicht exakt auf irgendwas bezogen sind). Wenn ich deine Kenntnisse nicht halbwegs kennen würde, würde ich das als Anfängerspinnerei abtun und unter noch eine Power-LED ohne Vorwiderstand Thread in die Rundablage stecken ;-) Schau dir mal den TDA1074A an. Das ist beschrieben wie sie es realisiert haben. Aber vielleicht 5% mit Glück... Multiplying DAC wäre noch ein Stichwort. Hast du den Modulationseffekt an der Membran mal praktisch messen können? Nachweisen? Was ich momentan gar nicht verstehe ist, warum Verstärker immer THD weit unter 0,1% haben sollen, aber die Lautsprecher locker 0,5%, und die Ohren sollen 1% haben. Wenn nun noch dieser Effekt hinzukommt, denn man wohl als THD umrechnen kann, bleiben einem ja nur In-Ear Kopflauscher, oder? Ich hatte mal einen Freund, der die Membran mit einem Laser abtasten wollte. Dann hat er eine sich bewegende Kugel als Patent für einen Lautsprecher angemeldet. Damals in meiner Ausbildungszeit waren wir gierig nach mehr Elektronik und in den Pausen besprachen wir Ideen. Das unsere Gedanken in seinem Patent landeten, bekam ich erst 20 Jahre später durch Zufall raus. Ich hatte mich nur damals gewundert, daß er auf einmal so schweigsam wurde. Tja. Hatte Freund ist wohl der richtige Status für so einen menschlichen Betrug.
Unterdrückt die Signalverarbeitung im Ohr/Gehirn diesen Effekt?
> Die Übertragunskurve Steuerspannung Verzögerung wird dann schon
linearer, aber noch nicht linear genug.
Du meinst hier die 1:1 Widerstände oder auf was bezieht sich das.
SA602 kannst du knicken. Ich habe mal deren Offsets über einige
Jahrgänge gemessen. Viel schlechter als erwartet bei einem
monolithischen Chip. Damit war mein Projekt dann auch beendet.
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Abdul K. schrieb: > Die 0,1% sind einfach unrealistisch (Auch wenn sie momentan gar nicht > exakt auf irgendwas bezogen sind). Es wird ja auch keine Abweichung von Absolutwerten mit dieser Genauigkeit verlangt, aber die Umsetzkennlinie muss so linear sein, weil sonst wieder zusätzliche Verzerrungen entstehen. Abdul K. schrieb: > Wenn ich deine Kenntnisse nicht > halbwegs kennen würde, würde ich das als Anfängerspinnerei abtun und > unter noch eine Power-LED ohne Vorwiderstand Thread in die Rundablage > stecken ;-) Vielen Dank für das Komplement. Abdul K. schrieb: > Schau dir mal den TDA1074A an. Das ist beschrieben wie sie es realisiert > haben. Aber vielleicht 5% mit Glück... Werde ich mir mal anschauen. Ist vermutlich auch eine Gilbertzelle Abdul K. schrieb: > Multiplying DAC wäre noch ein Stichwort. Hatte ich auch schon dran gedacht. Es sind bei einen 8Stufigen Allpassfilter 8 solcher DACs erforderlich. Das ist schon ziemlicher Aufwand, aber vielleicht zielführend. Abdul K. schrieb: > Hast du den Modulationseffekt an der Membran mal praktisch messen > können? Nachweisen? Ja hat man eindeutig mit einen Spektrumanalyzer sehen können. Man sieht die Seitenbänder um den Hohen Ton im Abstand mit dem tiefen Ton. Man kann es sogar höhren. Der hohe Ton wird einfach unsauberer. Abdul K. schrieb: > Was ich momentan gar nicht verstehe ist, warum Verstärker immer THD weit > unter 0,1% haben sollen, aber die Lautsprecher locker 0,5%, und die > Ohren sollen 1% haben. Wenn nun noch dieser Effekt hinzukommt, denn man > wohl als THD umrechnen kann, bleiben einem ja nur In-Ear Kopflauscher, > oder? K2 sind nicht mal das schlimmste denn sie sind harmonische Verzerrungen die von den Röhrenfans sogar als angenehm empfunden werden, da sie im Oktavabstand auftreten. K3 wird schon schlimmer , denn sie sind dissonant. Noch schlimmer wird es mit IM Verzerrungen also Summen und Differenztönen die fallen sehr schnell auf. Es hängt natürlich auch stark von der Musik ab die man hört. Bei Techno liegt die Schwelle ab der es störend wird sicherlich bei etwa 10% oder höher. Bei Klavier oder Streichkonzerte sieht es schon anders aus. Natürliche Stimmen sind auch sehr kritisch. Abdul K. schrieb: > Ich hatte mal einen Freund, der die Membran mit einem Laser abtasten > wollte. Dann hat er eine sich bewegende Kugel als Patent für einen > Lautsprecher angemeldet. Ja auch solche Versuche gab es. Der Lautsprecher von mir wird der Tief und Mitteltöner mit einen induktiven Sensor abgetastet. Der Hochtöner wird kapazitiv abgetastet. Da ich mal in den Gründerjahren bei Backes&Müller gearbeitet habe , habe ich ziemlichen Einblick in diese Regelungstechnik bekommen, und kenne diese Lautsprecher auch sehr gut. Man kann sich jetzt darüber streiten , ob es Spinnerei ist solch ein Aufwand zu treiben. Ich will auch keine Überzeugungsarbeit leisten das das das beste System überhaupt wäre. Aber ich persöhnlich höre den Unterschied schon sehr deutlich, und viele die ich kenne auch. Ralph
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Abdul K. schrieb: > Du meinst hier die 1:1 Widerstände oder auf was bezieht sich das. Ich hatte ja wie im Tread beschrieben versucht mit der PWM Methode einen Widerstand zu simullieren. Jedoch war der Zusammenhang zwischen Pulsweite und daraus generierten Widerstand eher quadratisch als linear. Ralph
Ja, da muß man eine kuriose Funktion realisieren. Sowas ähnliches gibt es als Problem bei Fadern zwischen zwei Audiokanälen. Aber da es ja nicht mechanisch gesteuert werden darf in deiner Sachlage, GROSSES Problem. Hier hat einer versucht aus JFETs das letzte rauszuholen: https://www.ee.iitb.ac.in/~spilab/papers/2014/paper_rani_indicon2014.pdf
Abdul K. schrieb: > Was du willst, geht meines Erachtens nicht in einem Schritt in LTSpice. > Du möchtest das PWM-Signal linearisieren. Das ist ne Funktion die tran > brauch, aber dann willst du per AC-Analyse den Frequenzgang. Du wirst es > aufteilen müssen. Erst die PWM linearisieren und dann AC laufen lassen. Ich habe da einen Link wo man sich über die Linearisierung schlau machen kann: https://easyeda.com/guest/Class_D_amp-vw2WQ82kC Intensiv untersucht habe ich das bislang nicht. Sieht überflogen ganz gut aus. Auf IEEE Papers findet man da noch viel mehr, oft sehr abgehoben. In LTspice mache ich sowas ähnliches um PLLs und mixed-mode Demodulatoren zu simulieren. Da allerdings ersetze ich den Taktgenerator durch eine equivalente Spannungsquelle und den digitalen Teiler durch einen Spannungsteiler. Danach forme ich die sich ergebende Spannung zu einer Frequenz um mit der Modulator-Komponente. Dadurch kann LTspice mit viel weniger Zeitauflösung laufen und wird deutlich schneller. Bei den ewig langen Sims in diesem Problembereich hilft das ein wenig. Wenn z.B. bei einer digitalen PLL der Teiler zeitabhängig gesteuert wird durch den Phasenvergleicher, dann wird das eine einfache gleitende Division. Man erspart sich eine Ummenge von Rechenzwischenschritten.
Abdul K. schrieb: > Ja, da muß man eine kuriose Funktion realisieren. Sowas ähnliches gibt > es als Problem bei Fadern zwischen zwei Audiokanälen. Aber da es ja > nicht mechanisch gesteuert werden darf in deiner Sachlage, GROSSES > Problem. Gestern habe ich die ganze Allpasskette mal simuliert ohne Pulsbreitenmodulator, sondern habe einen Parametersweep mit den Widerständen direkt gemacht. Man konnte sehen das der Zusammenhang zwischen dem Wert der Widerstände und der Signallaufzeit hochlinear ist. So das sich das Problem wirklich auf spannungssteuerbare Widerstände reduziert. Es scheint also wirklich so zu sein das wenn man einen Schalter mit einen Rechtecksignal fester Frequenz aber variabler Einschaltdauer benutzt, der dadurch synthesierte Widerstand keinen linearen Zusammenhang zur Einschaltdauer des Rechteckes hat, sondern mehr ein quadratischer ( oder doch einer E-Funktion? ) . Dieses Problem zu analysieren und eine Lösung zu finden scheint die nächste Hürde zu sein. Mal sehen was mir noch einfällt. Man könnte natürlich jetzt 8 16bit DACs welche in allen vier Quadranten arbeitet, also multiplizieren kann verwenden und diesen mit einen 16Bit ADC ansteuern. Aber dann wird der Hardwareaufwand schon gewaltig. Vielleicht mache ich das im Endeffekt doch so. Ralph
Das die Simulation sich schlecht realisieren läßt, heißt ja nicht unbedingt die Hardware geht dann auch nicht. Du willst also die Kennlinie passend verkrümmen, so daß sie im Allpaß dann linear erscheint. Das sollte mathematisch nicht sonderlich schwer sein. Ist die Frage, wie kompliziert es in Hardware ist. Bei 0,1% ;-) Tja, du teilst dein Schicksal mit mir. Hier lesen vielleicht 20 Leute mit und 5 von denen können irgendwas ergiebiges beitragen. Vielleicht in die Yahoo LTspice Gruppe rüberbringen, englischsprachige Foren oder sci.electronics.design?
Naja die Simulation klappt schon. Aber es deckt mir halt auf das es mit dem Pulsbreitenmodulator offenbar nicht so ohne weiteres geht. Ich muss halt jetzt erst mal kapieren warum das so ist. Wenn ich es kapiert habe, dann fällt mir eventuell auch eine Lösung ein mit der ich das Linearitätsproblem umschiffen kann. Was ich nicht möchte, ist mit irgendwelchen Diodenkennlinien eine entgegengesetzte Kennlinie annähern. Denn sowas geht regelmäßig schief. Es muss schon eine Lösung her, bei welcher dieses Linearitätsproblem prinzipiell erst gar nicht auftritt. Ralph
Wie wäre es mit einer Fotodiode als geregelter Widerstand? Eventuell zwei Empfänger antiparallel, so daß die extern auftretende Spannung minimiert wird. Sozusagen ein regelbares Dämpfungglied a la PIN-Diode bei HF. Also die beiden Empfängerdioden eines IL300 z.B. Nur so ne unausgegorene Idee.
Angehängte Dateien:
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current2resistance.png
12 KB
Hier der Erguß. Sieht gar nicht soooo schlecht aus. Habe ne perfekte lineare Kennlinie mit eingeblendet zum Vergleich. Ist gerade aus dem Parallelthread zu 4-ten Pin im Optokoppler entstanden. Vielleicht befruchtet das deine Fantasie?? Gruß
Falls du dich mehr für OTAs interessierst, hier gibts Theorie und einige Typennummern: http://synth.stromeko.net/diy/OTA.pdf
Thread beobachten
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