Hallo Forum, ich muss eine Projektor Halogenlampe (36V, 400W) geräuschlos dimmen. Stromversorgung ist ein Schaltnetzteil (DC). Die Halogenlampe ist ca. über 0.5m Kabel pro Pol angeschlossen. Ich steuere einen MOSFET über PWM Treiber mit 40kHz an um über der Hörgrenze zu sein. PWM Output kommt aus einem ATMEGA. Dies funktioniert soweit gut, man hört nichts und es dimmt. Durchgeschaltet bleibt der MOSFET wie zu erwarten auch ohne Kühlkörper kalt. Bei 40kHz erwärmt sich der MOSFET aber mit einem mittleren Kühlkörper (geschätzte Abwärme 2-5W) bleibt alles lauwarm. Mit dem Oszi sieht das Signal am Gate des MOSFETS sauber aus (12V zu 0V PWM) Nur leider sind schon mehrere MOSFETS gestorben = sie werden niederohmig zwischen allen Pins und der MOSFET Treiber wird danach überlastet. Dies scheint eher beim einschalten oder resetten zu passieren als im Betrieb. Denkbare Gründe: - Kaltwiderstand; dieser scheint sehr klein (<1 Ohm) aber der MOSFET hat ein 263A Silicone Limit, 583A Pulse… - Induktion: Nur 2x0.5m Zuleitung und der Gluehlampenwendel; scheint unwahrscheinlich; Werde trotzdem noch eine Freilaufdiode hinzufuegen - undefinierte Zustaende beim Einschalten, Reset etc… Dazu habe ich die Pulldown Widerstaende R1 und R2 eingebaut. Habt Ihr eine Idee was ich noch probieren, messen oder testen kann. Eventuell einen MOSFET mit noch höherer Spannungsfestigkeit nehmen? Gruss, Thom
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Freilaufdiode denke ich auch. ganz grobe Überschlagsrechnung: U= L*di/dt L = ca. 10nH /cm also bei 100cm ca. 1µH di = 400W/36V =11A dt = grob geschätzt 100ns (für mosfet eher zu langsam geschätzt) U=L*di/dt = 1µH*11A/100ns = 110V da staunt man nicht schlecht wieviel Spannung so ein Stück Leitung erzeugen kann... ---- Prometheus
Thomas L. schrieb: > - Induktion: Nur 2x0.5m Zuleitung und der Gluehlampenwendel; scheint > unwahrscheinlich; Werde trotzdem noch eine Freilaufdiode hinzufuegen Sehr wahrscheinlich... denn die Risetime des Gatetreibers liegt irgedneo im 2stelligen ns-Bereich. Der FET reißt also recht zackig am Stromfluß herum, dem das nicht sonderlich gefällt. bei ca. 11A reichen ein paar uH bei den Schaltzeiten aus um entspannt mehr als die zulässige V(DSS) zu erreichen... miß einmal ohne lange Masseclips direkt am FET wie es da aussieht. > - undefinierte Zustaende beim Einschalten, Reset etc… Dazu habe ich die > Pulldown Widerstaende R1 und R2 eingebaut. Unwahrscheinlich > > > Habt Ihr eine Idee was ich noch probieren, messen oder testen kann. > Eventuell einen MOSFET mit noch höherer Spannungsfestigkeit nehmen? > > Gruss, > Thom Wie schon gesagt - das L Deiner Verkabelung zw. FET, Lampe und Stromquelle führt beim Abschalten vom FET zu Überspannung, der Treiber schaltet ja recht hart, die Umlade und damit Schaltzeiten werden recht kurz sein. eine schnelle 10A-Freilaufdiode löst den Spuk, eine 4007 tut es nicht. Warum 10A-Diode? weil sie im Moment des Abschaltens deutlich mehr als 10A packen muß... Miwi
TK100A06N1 (habs mal hingeschrieben, braucht es niemand aus der Schaltung rauskopieren) Ich formuliers mal vorsichtig: wäre es denkbar, das der Treiber es nicht schafft, die 10nF Eingangskapazität des Fets ausreichend schnell umzuladen? oder (wahrscheinlicher): sieh Dir die Spannung über Source und Drain mit dem Oszilloskop an (Masse kurz an Source). Wird ordentlich klingeln, denk ich mal. Setz parallel zum Fet eine "fette" Supressordiode, die die Avalanche-Energie aufnehmen kann. http://www.littelfuse.de/products/tvs-diodes/leaded/5kp/5kp48a.aspx UNd: Leitungsführung Masse vom Treiber nach Source Pin vom FET beachten Der Fet und der Treiber sitzen sicher dicht beieinander, oder? Oder: einen anderen, kleineren FET verwenden? JA, ich habe nicht überlesen, das der Tod zumeist beim Einschalten, Reset oder auftritt. Machst Du uns ein Bild vom Aufbau? Masseführung etc., bitte. StromTuner
Es ist keine gute Idee, Halogenlampen überhaupt zu dimmen, da man damit das Halogenprinzip (Kreisprozess) austrickst. Die Lampe geht dabei sehr schnell kaputt: https://de.wikipedia.org/wiki/Gl%C3%BChlampe#Halogengl.C3.BChlampen_.28Wolfram-Halogen-Kreisprozess.29
Hallo Wo soll denn da eine Überspannung her kommen ? Der FET wird nicht übermäßig schnell geschaltet (10nF mit ca.4 Ohm Quellimpedanz des Treibers), die Last ist eher Ohmscher Natur mit einem brutal niedrigen Kaltwiederstand. @Thomas Laepple: Hast Du schon mal den Spannungs- und Stromverlauf (mit hinreichend schneller Stromzange am Oszi) am FET gemessen ? Gruß Ulf
jetzt konnte ich wegen Dir meinen Beitrag nicht editieren :\ StromTuner mimimimi, hehe StromTuner
Ich tippe auch noch auf lange Zuleitung im Sourcekreis, und die Gatespannung schwingt dann toll mit. Am Ausgang des Treibers siehts noch gut aus, am Mosfet, den Tastkopf direkt Gate-Source angeknüppert, wird man sein blaues Wunder erleben. StromTuner
Ulf L. schrieb: > Hallo > > Wo soll denn da eine Überspannung her kommen ? Der FET wird nicht > übermäßig schnell geschaltet (10nF mit ca.4 Ohm Quellimpedanz des > Treibers), die Last ist eher Ohmscher Natur mit einem brutal niedrigen > Kaltwiederstand. Stimmt nicht, ohmscher Natur. Ich habe auch schon mal mit einer Halogenbirne gespielt, die bringt ordentlich Induktivität mit.
Conny G. schrieb: > Ulf L. schrieb: >> Hallo >> >> Wo soll denn da eine Überspannung her kommen ? Der FET wird nicht >> übermäßig schnell geschaltet (10nF mit ca.4 Ohm Quellimpedanz des >> Treibers), die Last ist eher Ohmscher Natur mit einem brutal niedrigen >> Kaltwiederstand. > > Stimmt nicht, ohmscher Natur. Ich habe auch schon mal mit einer > Halogenbirne gespielt, die bringt ordentlich Induktivität mit. Die Wendelung ists wohl, und die Zuleitung selber. Kurt
Abgesehen davon kann es auch manchmal zu "spannenden" Effekten kommen, wenn man an ein Schaltnetzteil was anschließt, das auch getaktet ist.
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Danke für die zahlreichen Rückmeldungen. FET und Treiber sitzen sehr nahe beieinander (5mm). Foto habe ich gerade nicht aber Layout-Stück ist angehängt. Die Pull-Down Widerstaende sind noch nicht drinn; diese hatte ich dann 'manuell' dazu gelötet. Die Eingangskapazität des Fets ist es vermutlich nicht; ich hatte einen kleineren FET probiert (TK58A06N1) und die Temperaturerhöhung war innerhalb der Messgrenzen gleich wie bei dem T100... FET. (TK100A06N1 hat 10500pF Input Capacitance, TK58A06N1 hat 3400pF). Dies hat mich etwas verwundert da ich erhofft hatte durch den MOSFET Treiber noch weniger Umschaltverluste zu haben. Ich werde mal zwischen Source und Drain messen und eine Freilaufdiode ranmachen. Stromzange habe ich leider nicht. Bzgl. Supressordiode ist mir noch nicht ganz klar was die macht / ob diese anstatt der Freilaufdiode angebracht werden soll. Gruss, Thom
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Eine Freilaufdiode ist im FET schon drin. Die darf bis 100A Dauerstrom. Man könnte jetzt noch eine Diode in Sperrichtung über die Lampe legen um induzierte positive Spannungen ins NT oder einen im Schaltbild nicht ersichtlichen Pufferelko zu laden. Ich vermute aber: 1. hier einen zu langsamen Schaltvorgang, welcher den FET lokal überhitzt. SOA sagt 100us für 10A bei 40V 2. Zu geringe Stromtragfähigkeit. Eine Glühlampe hat locker einen 10fachen Einschaltstrom. Da sind die 100A des FET schon am Limit. Bei 40kHz ist der schon nahe am Dauerstrom. Zu 100A sagt SOA auch max Uds < 1V. Der Fet ist zu langsam/groß für 40kHz.
@Roland Ertelt (roland0815)
>Eine Freilaufdiode ist im FET schon drin.
Nö, das ist erstens eine parasitäre Bodydiode und zweitens sitzt die an
der falschen Stelle. Die kann NIE als Freilaufdiode arbeiten, zumindest
nicht in einer einfachen 1-Quadratenschaltunug mit einem MOSFET.
Eine Halogenlampe mit 40kHz dimmen ist auch reichlich sinnfrei. Und ein
Monster-MOSFET mit 214A ist auch Unsinn, der macht im Zweifelsfall mehr
Probleme als er löst.
Scheint schwierig zu sein, einfach mal am MOSFET Drain mit einem gescheiten Tastkopf und Scope ab 100MHz zu messen. Evt. machst Du den MOSFET durch Avalanche kaputt, da keine Clampdiode. Im Prinzip baust Du mit der Leitungsinduktivität einen Aufwärtswandler (Boost), dessen Energie im MOSFET verschwindet.
Thomas L. schrieb: > Eventuell einen MOSFET mit noch höherer Spannungsfestigkeit nehmen? Diese Projektionslampen niedriger Lebensdauer (50h) haben einen noch höheren Einschaltstrom (geringeren Kaltwiderstand) als normale Halogens, bei deinen 11A Nennstrom werdne nciht 110A sondern eher 220A Spitzenstrom fliessen können wenn das Netzteil die bringt, und die 263A des MOSFETs sind für kürzere Zeitengedacht als die Aufwärmphase der Halogenlampe. Ich tippe also auf Überlastung des MOSFETs durch den Spitzenstrom, wenn dein Netzteil leistungsstrak genug ist. Die Schaltung ist sowieso grober Humbug, denn diese Lampen halten nciht lange, sondern gehen kaputt und bilden dabei einen direkten Kurzschluss durch das PLasma in der Dampfphase des Wolframs. Es ist also zu befürchten, daß deine Schaltung sowieso jedesmal mit kaputt geht, wenn die Lampe nach 50h durchbrennt weil die keine Strombegrenzung oder Überstromerkennung beinhaltet. Es sei denn, du hast ein Netzteil, dessen Ausgangselko klein genug ist und das seinerseits eine Überstrombegrenzung hat, z.B. auf 20A. Dann wird nicht nur der Einschaltstrom durch absackende Betrioebsspannung begrenzt, sondern auch beim Durchbrennen der MOSFET durch das (schwache) Netzteil geschützt. Bau also erst mal zum Test eine Lampe niedrigere Leistung ein (150W) und schau was passiert. Die Induktion wäre dieselbe. Verringere dann die PWM auf 150Hz, das verringert die Zusatzbelastung durtch die Umschaltverluste quasi auf 0. Und modifiziere dann deine Schaltung, so daß sie auch mit einem Draht an Stelle der Lampe (also direktem Kurzschluss) zurecht kommt und nicht gleich in Rauch aufgeht. Das kann durch eine Pulsweise Strombgernzung passieren, wenn man absichtlich noch eine Drossel hinzufüht um die Ansteigsgeschwindigkeit des Stromes klein zu halten, oder eben durch ein begrenztes Netzteil, im einfachen Fall durch ein 40V Netzteil und 0.39 Ohm 50W Vorwiderstand.
Roland E. schrieb: > 2. Zu geringe Stromtragfähigkeit. Eine Glühlampe hat locker einen > 10fachen Einschaltstrom. Da sind die 100A des FET schon am Limit. Bei > 40kHz ist der schon nahe am Dauerstrom. Zu 100A sagt SOA auch max Uds < > 1V. Das ist quatsch, sobald sie glüht ist die Lampe warm und hat den nominalen Strom der 10A. Und wenn die 100A Einschaltstrom noch im Limit des Mosfet sind, dann ist alles gut. Ich bin sicher, dass es an der fehlenden Freilaufdiode liegt.
Die 150 Hz wird man hören. 10-20kHz reichen dicke. Eine Spule kann den Strom glätten. Ein Snubber parallel zum FET dürfte auch funktionieren. Beim Einbau einer Freilaufdiode auf die aufspannenden Flächen achten, d.h. Fet, Diode und Abblock-C so nahe aneinander wie möglich. Am C einspeisen und mit verdrillter Leitung zur Lampe. Schwer zu sagen, ob Strom oder Spannung schuld sind. Eine andere Möglichkeit wäre ein echter AC-Sinusdimmer, d.h. zwei Mosfets antiseriell. Suche hier im Forum, ich habe schon öfters was dazu geschrieben.
eProfi schrieb: > Die 150 Hz wird man hören Das macht ja nichts, wenn man damit nur mal testet, ob die 40kHz ein Problem sind. Mit 20kHz wird man das Problem nämlich nicht entdecken.
Michael B. schrieb: > Es ist also zu > befürchten, daß deine Schaltung sowieso jedesmal mit kaputt geht, wenn > die Lampe nach 50h durchbrennt weil die keine Strombegrenzung oder > Überstromerkennung beinhaltet. Michael B. schrieb: > Und modifiziere dann deine Schaltung, so daß sie auch mit einem Draht an > Stelle der Lampe (also direktem Kurzschluss) zurecht kommt und nicht > gleich in Rauch aufgeht. Das kann durch eine Pulsweise Strombgernzung > passieren, wenn man absichtlich noch eine Drossel hinzufüht um die > Ansteigsgeschwindigkeit des Stromes klein zu halten Michael hat völlig recht. Die Gefahr ist gegeben und mit der Strombegrenzung würde man den Einschaltstromstoß auch erledigen. Das könnte sich sogar positiv auf die Lebensdauer der Lampe auswirken.
So ne dicke Drossel halte ich für nicht zielführend. Elektrisch ja: keine Frage. Aber die Schaltung soll denk ich mal so klein bleiben, wie sie jetzt ist. Die "fette" Supressordiode parallel zum Fet war gemeint. Die nimmt dann die Avalanche-Energie auf, die der Fet nicht schafft. Wenn Du die Lampe mit kurzen IMpulsen langsam in einer Art hochfährst und bei NennDuty hältst, sollte auch der Einschaltstromstoß nicht allzu heftig werden. Meine Erfahrungen beziehen sich hier auf 12V/55Watt(KFZ) und auf 24V/250Watt(Tageslichtprojektor, ähnlich "Polylux". Die geschaltete Fläche unterm Treiber weg und diesen statt dessen großflächig an MAsse anschliessen. Der Strom muss da auch wieder weg können und nicht über EINE 0.3er Via... StromTuner
Axel R. schrieb: > Wenn Du die Lampe mit kurzen IMpulsen langsam in einer Art hochfährst > und bei NennDuty hältst, sollte auch der Einschaltstromstoß nicht allzu > heftig werden. Was soll den Strom reduzieren ? So eine Lampe hat kalt einen geringen Widerstand, z.B. 0.2 Ohm, und da fliessen dann auch 180A, egal ob dein Impuls 1us oder 1ms, es sind immer 180A bis der Draht mal warm wird. Es ist ein Irrtum zu glauben, der Strom wäre geringer. Die Verluste im Schalttransistor sind geringer wenn man langsam aufdimmt, weil der Transistor nach den 180A ja Pause hat, also vielleicht IM MITTEL 1% 180A + 99% 0A führt und damit nur 1% der Wärme entwickelt, aber der Strom bleibt bei 180A. Axel R. schrieb: > So ne dicke Drossel halte ich für nicht zielführend Eine Spule willst du ja nicht, die wäre das einzige, was den Stromansteig begrenzen könnte. Man braucht sie nicht bei einer Lampe ausser zur Störungsreduzierung, aber man bracht sie, wenn man bei Überstrom abschalten will, damit z.B. bei erkannten 25A und 1us Abschaltreaktionstzeit der Strom in der 1us nicht schon auf 220A gestiegen ist, sondern vielleicht nur 50A.
Kurt B. schrieb: > Conny G. schrieb: [...]>> >> Stimmt nicht, ohmscher Natur. Ich habe auch schon mal mit einer >> Halogenbirne gespielt, die bringt ordentlich Induktivität mit. > > Die Wendelung ists wohl, und die Zuleitung selber. > > Kurt Hallo Dann rechnet doch mal so eine eng gewickelte Luftspule aus. Da kommt irgendwas im 0,1uH bis 0,3 uH raus. Wie wäre es dann aber immer noch, wenn der TO mal Strom und Spannung am FET mißt. Dann würde das orakeln vielleicht einfacher werden ;-). Gruß Ulf
Michael B. schrieb: > Eine Spule willst du ja nicht, die wäre das einzige, was den > Stromansteig begrenzen könnte. Man braucht sie nicht bei einer Lampe > ausser zur Störungsreduzierung, aber man bracht sie, wenn man bei > Überstrom abschalten will, damit z.B. bei erkannten 25A und 1us > Abschaltreaktionstzeit der Strom in der 1us nicht schon auf 220A > gestiegen ist, sondern vielleicht nur 50A. okay, geb ich Dir recht. Fliesst ja auch ordentlich Strom delta_i delta_t... iregentwie war da was... :)
Prometheus schrieb: > U=L*di/dt = 1µH*11A/100ns = 110V Thomas L. schrieb: > - Kaltwiderstand; dieser scheint sehr klein (<1 Ohm) D.h. der Strom im kalten Zustand ist größer als 36A und damit die Spannungsspitze größer als 360V. Je nach Kaltwiderstand können es aber auch noch wesentlich mehr werden. Falls der Strom max. 100A beträgt, sollte eine einmalige Spitze durch den Avalancheeffekt geschluckt werden, da bei 1µH die Avalancheenergie deutlich unter dem Limit des Mosfets bleibt. Da aber mit 40kHz drauflos geballert wird, entsteht bei 100A eine mittlere Verlustleistung von immerhin ½·(100A)²·10µH·40kHz = 200W Besonders stark wird der Mosfet belastet, wenn das Tastverhältnis der PWM klein gewählt wird. Dadurch wird die Lampe nie richtig warm, der Mosfet aber auf Grund des Avalancheeffekts umso mehr. Man kann die Induktivität der Zuleitungen zwar verringern, indem man beide Leitungen dicht beieinander verlegt bzw. verdrillt, aber eine Freilaufdiode würde ich auf jeden Fall vorsehen. Dann kannst du auch – wie vom Laberkopp vorgschlagen – noch eine Drossel in die Leitung schalten, um den Stromanstieg zu begrenzen.
1. Schaltfrequenz: die 20kHz sollten reichen, bei 40kHz sind die Schaltverluste doppelt so hoch. Außerdem, wenn man es pfeifen hört, dann sind immer Induktivitäten am Werke... 2. Eine Freilaufdiode am FET ist in jedem Fall wichtig. Zum Testen kann mal ja mal eine 1N4148 (mit Vorwiderstand) spendieren. Wenn Spannung am Vorwiderstand anliegt, dann wird wohl ein Freilaufstrom fließen. 3. Die 36V müssen ordentlich gegen schnelle Impulse gepuffert sein (Elko + Keramik). Noch ein Varistor wäre auch nicht schlecht. 4. Dem FET würde ich auch noch ein RC-Snubber spendieren. Das entlastet den FET und die EMV freut sich.
Yalu X. schrieb: > ½·(100A)²·10µH·40kHz = 200W > > Besonders stark wird der Mosfet belastet, wenn das Tastverhältnis der > PWM klein gewählt wird. Dadurch wird die Lampe nie richtig warm, der > Mosfet aber auf Grund des Avalancheeffekts umso mehr. Aus dieser Überlegung heraus sollte man also die PWM langsam anfahren, idealweise durch messen des tatsächlichen Stroms. 100% Dutycycle solange > 20A, dann die PWM auf niedrigeren DC reduzieren. Könnte man ja mit einem Mess-Shunt machen der via Opamp einen uC Port auf high schaltet sobald eine bestimmte Stromschwelle unterschritten ist... :-)
Conny G. schrieb: > Aus dieser Überlegung heraus sollte man also die PWM langsam anfahren, > idealweise durch messen des tatsächlichen Stroms. > 100% Dutycycle solange > 20A Das funktioniert bei einer ohm'schen Last nicht, da ist der Strom sofort beim Kaltglühlampenstrom. Es funktioniert nur mit eienr Spule oder einem Motor. Da wird das auch oft gemacht.
Conny G. schrieb: >> Besonders stark wird der Mosfet belastet, wenn das Tastverhältnis der >> PWM klein gewählt wird. Dadurch wird die Lampe nie richtig warm, der >> Mosfet aber auf Grund des Avalancheeffekts umso mehr. > > Aus dieser Überlegung heraus sollte man also die PWM langsam anfahren, > idealweise durch messen des tatsächlichen Stroms. > 100% Dutycycle solange > 20A, dann die PWM auf niedrigeren DC > reduzieren. Das widerspricht sich. Gerade bei kleinen Tastverhältnissen kriegt der Mosfet auf die Mütze und du willst ihn schön langsam hochfahren. Conny G. schrieb: > Könnte man ja mit einem Mess-Shunt machen der via Opamp einen uC Port > auf high schaltet sobald eine bestimmte Stromschwelle unterschritten > ist... :-) Viel zu langsam. Man braucht wie Michael gesagt hat eine Induktivität um den STromanstieg langsam genug zu machen, daß man reagieren kann. Michael D. schrieb: > 2. Eine Freilaufdiode am FET ist in jedem Fall wichtig. > Zum Testen kann mal ja mal eine 1N4148 (mit Vorwiderstand) spendieren. Das ist jetzt ein Witz oder? Es wurde oben schon alles gesagt, nur noch nicht von jedem.
Michael B. schrieb: > Conny G. schrieb: >> Aus dieser Überlegung heraus sollte man also die PWM langsam anfahren, >> idealweise durch messen des tatsächlichen Stroms. >> 100% Dutycycle solange > 20A > > Das funktioniert bei einer ohm'schen Last nicht, da ist der Strom sofort > beim Kaltglühlampenstrom. > Es funktioniert nur mit eienr Spule oder einem Motor. Da wird das auch > oft gemacht. Die Annahme war dabei, dass der FET den Kaltstrom aushält.
gibts faustregeln für supressordioden zwischen DS? angenommen ich schalte 8A bei 12V über einen "guten" alten BUZ11 (max VDS typisch 50V), leitungslänge zum (ohmschen) verbraucher 50cm. wäre eine ~40V supressordiode noch OK, oder lieber was nehmen, das näher an 12V liegt als an der breakdown voltage des MOSFET?
> Es ist ein Irrtum zu glauben, der Strom wäre geringer. Ebenfalls ein Irrtum ist es, zu glauben, eine Halogenlampe und der gesamte Aufbau hätten keine Induktivität. Eine Drossel entlastet den Fet sehr, denn in der Off-Time liefert sie den Laststrom weiter. Die Induktivität braucht nicht groß sein, einstelliger µH-Bereich. > Die Verluste im Schalttransistor sind geringer wenn man > langsam aufdimmt, weil der Transistor nach den 180A ja Pause hat, Das rettet ihn. > also vielleicht IM MITTEL 1% 180A + 99% 0A führt und > damit nur 1% der Wärme entwickelt, aber der Strom bleibt bei 180A. Oh oh, P = I*I*R, bei einem kleinen Stromflusswinkel ist die Verlustleistung viel höher! Die Zeit ist 1%, aber die Verlustleistung ist 100*100=10000 mal so groß. Michael Demuth, danke für Deine Unterstützung meiner Thesen. > Und wenn die 100A Einschaltstrom noch im Limit des Mosfet sind, > dann ist alles gut. Ja genau, vor allem wenn der FET mit 40 kHz ein- und ausschaltet.
c.m. schrieb: > gibts faustregeln für supressordioden zwischen DS? > angenommen ich schalte 8A bei 12V über einen "guten" alten BUZ11 (max > VDS typisch 50V), leitungslänge zum (ohmschen) verbraucher 50cm. > > wäre eine ~40V supressordiode noch OK, oder lieber was nehmen, das näher > an 12V liegt als an der breakdown voltage des MOSFET? Also wenn die Spannungsversorgung für den Verbraucher (hier 36V) und der MOSFET-Drain Anschluss auf dem Board nahe bei einander liegen, dann würde ich lieber hier eine Freilaufdiode parallel zur Last legen. Die Leitungslänge zur Last ist dann (fast) irrelevant. Eine Suppressordiode periodisch im Durchbruch (d.h. mit Schaltfrequenzen im kHz Bereich) nutzen würde ich nicht machen, das geht (wie geschildert wenn die Suppressordiode die Energie ab kann) zwar aber sobald die Leitungslänge doch größer wird brauch man eine noch größere usw. Gruß DC/DC
Für mich sind die zwei Favoriten: Zu langsam einschalten oder Kaltleiter im Ausgang
Conny G. schrieb: > Roland E. schrieb: >> 2. Zu geringe Stromtragfähigkeit. Eine Glühlampe hat locker einen >> 10fachen Einschaltstrom. Da sind die 100A des FET schon am Limit. Bei >> 40kHz ist der schon nahe am Dauerstrom. Zu 100A sagt SOA auch max Uds < >> 1V. > > Das ist quatsch, sobald sie glüht ist die Lampe warm und hat den > nominalen Strom der 10A. Und wenn die 100A Einschaltstrom noch im Limit > des Mosfet sind, dann ist alles gut. > Wie lange braucht der Draht bis er glüht? 100ms? Mehr? Weniger? Schaue mal ins SOA-Diagramm nach, welche Ströme für den gewählten FET bei der gewählten Spannung zulässig sind... > Ich bin sicher, dass es an der fehlenden Freilaufdiode liegt. Zeichne doch mal die Freilaufdiode in den Schaltplan ein. Zeichne anschließend die vorhandene 100A (so viel darf sie dauernd bei dann anliegenden 1,2V) Bodydiode ein. Merkste was?
Danke für die vielen Tips und Hinweise. Ich sehe ich habe bisher zu einfach gedacht und werde fuer den operationellen Betrieb erstmal zu der alten (brummenden) Loesung, konventionelles Netzteil und davor DMX Dimmer zurueckkehren. zu Euren Fragen Das Schaltnetzteil hat eine Strombegrenzung auf 22A (bzw. eine Überstromabschaltung) und der ELKO scheint recht klein zu sein. Daher koennte es den Durchbrennfall abfedern aber ich werde mit einer Kurzschlussbruecke testen ob der MOSFET oder das Netzteil gewinnt. Bei 150Hz ist bleibt der MOSFET in der Tat kalt; aber das Netzteil brummt laut mit 150Hz. 20kHz habe ich getestet; bleibt kuehler wie erwartet, aber das scheint mit der Frequenz des Schaltnetzteils (70kHz) zu interferieren und fiept laut; Generell bin ich recht unflexibel mit den Frequenzen da ich nur ein spezielle Teiler der Quarzfrequenz als PWM Frequenz nehmen kann da der Pin zu einem 8 Bit Timer gehört. Mosfet Treiber werde ich direkt (ohne Via's) an GND anbinden auch wenn ich kaum glauben kann dass es einen grossen Unterschied macht. Bisher geht der +Pol vom Netzteil direkt zur Lampe und der -Pol einen Umweg ueber die Platine die wegen der Kuehlung etwas ausserhalb liegt (ca. 20cm weg von dem direkten Weg). Dies ist sicher nicht optimal auch bzgl. Freilaufdiode. Meine Vermutung nach dieser Diskussion ist als Grund die Freilaufdiode / Induktion, nicht die Stromtragfaehigkeit, da sich beide MOSFETs, der kleinere mit 4.4mOhm und halben MaxStrom und der grosse mit 2.2mOhm bzgl der Erwaermung gleich verhalten haben.... und dann irgendwann undefiniert abgeraucht sind. Ich werde versuchen Drain und Gate jeweils vs. Source zu messen und die Bilder reinzustellen. Gruss, Thom
Moin Hab jetzt nach der Hälfte aufgehört zu lesen... Hat sich mal einer Gedanken um die Form der GlühWENDEL gemacht. Die dürfte durch ihre Form auch eine nette zusätzliche Induktivität darstellen? Ich hatte mal einen PWMsteller mit ein paar 100Hz vor der selbstgebauten 12V 30W Fahrradbeleuchtung. Da konnte man die Birne singen hören. ichbin
Thomas L. schrieb: > Bei 150Hz ist bleibt der MOSFET in der Tat kalt Uff, endlich mal jemand, der wirklich den Vorschlägen folgt. Thomas L. schrieb: > Meine Vermutung nach dieser Diskussion ist als Grund die Freilaufdiode / > Induktion, nicht die Stromtragfaehigkeit, Ergebnis: Nicht Maximalstrom oder Überspannung, sondern deine Umschaltverluste treiben den MOSFET in den Tod. Daß er vor dem platzen heiss wird, hast du vorher nicht erzählt.
... er wird auch nicht heiss vor dem kaputt gehen... Nur kalt = 150Hz oder voll durchgeschaltet, und warm (40 Grad mit Kühlkörper) ist noch ein Unterschied
Wenn die Umschaltverluste einen FET zerstören, ist ein warmes Gehäuse das letzte was auftritt. Die Schäden im Silizium sind lokal und klein und summieren sich auf. Die thermische Zeitkonstante des Gehäuses liegt wimre bei >1s. In der Zeit wird der FET bei 40kHz bereits 40.000mal geschädigt, bevor das Gehäuse überhaupt warm würde. Je nach Bautyp (Trench, Hex oder Planar) äußert sich der Ausfall früher oder später. Fakt ist: Für die og Anwendung wird der FET zu langsam geschaltet. Die "dynamische Strombegrenzung" durch den Kaltleiter Glühwendel ist viel zu langsam. PS: Lies das Datenblatt mal bis zum Ende, und nicht nur die Schlagworte Dauerstrom und Rdson.
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Roland E. schrieb: > Zeichne doch mal die Freilaufdiode in den Schaltplan ein. Zeichne > anschließend die vorhandene 100A (so viel darf sie dauernd bei dann > anliegenden 1,2V) Bodydiode ein. Merkste was? Was soll er dabei anderes merken, als dass die Bodydiode des FETs in seiner Schaltung nicht als Freilaufdiode wirken kann? (wurde gestern schon erklärt... Beitrag "Re: MOSFET stirbt, PWM 400W, Halogen" ). Wenn du es immer noch nicht glaubst, dann mach selbst mal die Zeichnung, die du Conny G. vorschlägst. @ Thomas Laepple: ob dein FET wegen zu langsamen Umschaltens oder wegen ständig wiederholtem Durchbruch (aufgrund einer fehlenden Freilaufdiode) stattfindet, kannst du mit deiner augenblicklichen Beobachtung nicht unterscheiden: beide Effekte werden gleichermaßen um den Faktor 266 unkritischer wenn du die Umschaltfrequenz von 40kHz auf 150Hz runtersetzt. Aber mit einer supersimplen Messung kennst du die Antwort sofort, und ~80% der Rumraterei hier im Thread wären unnötig. Du hast ein Oszi (mit dem du dir schon die Gateansteuerung angschaut hast). Schau dir einfach einmal den Ausschaltvorgang an und berichte, auf welchen Wert die Drainspannung dabei (kurzzeitig) ansteigt. Nimm einen 10:1 Tastkopf, damit die Kapazität der Messleitung das Ergebnis nicht zu stark verfälscht. Steigt die Spannung ungefähr in die Region der Durchbruchspannung deines FET? Dann brauchst du eine Freilaufdiode. Bleibt sie deutlich unter der Spannungsfestigkeit deines FET? Dann ist eine Freilaufdiode unnötig und der Defekt kommt tatsächlich von der zu langsamen Schaltflanke am Gate und der damit verbundenen Schaltverluste.
Wenn der Plus für die Lampe direkt vom NT kommt (dacht' ich mir fast)ist doch die umspannte Fläche des zu schaltenen Stroms riesengroß. Immer, wenn wir hier Schaltregler diskutieren, kommt ein Layoutvorschlag, wo die Stromschleifen mit rot und/oder blau eingezeichnet wurden mit dem Hinweis, das diese sehr klein sein sollen. Da werden dann die Überspannungen durch den ESR vom Eingangselko kurzgeschschlossen und da kommt es immer auf jeden Zentimeter an. Hier hängen zwei Meter Draht drann, hier fliessen (verhältnissmäßig) hohe Ströme und hier spielt das alles auf einmal keine Rolle mehr? Meine Schlußfolgerung: Führe also den PLUS für deine Lampe mit auf die Platine und blocke dicht am FET den PLUS und den GND mit einem 4u7/100V Folie und einem Keramik und einem Elko ab. So schön dicht am FET. Bin ich ja gespannt, woran es nun wirklich lag. StromTuner
ichbin schrieb: > Die dürfte durch ihre Form auch eine nette zusätzliche Induktivität > darstellen? "nett" ist ein Wort, was in der Elektronik wenig Erkenntnisgewinn bringt. Die Induktivität einer Luftspule ist aber kein Geheimnis. > Hab jetzt nach der Hälfte aufgehört zu lesen... Dann warst du nicht geduldig genug ... Ulf L. schrieb: > Dann rechnet doch mal so eine eng gewickelte Luftspule aus. Da kommt > irgendwas im 0,1uH bis 0,3 uH raus.
Achim S. schrieb: > Roland E. schrieb: >> Zeichne doch mal die Freilaufdiode in den Schaltplan ein. Zeichne >> anschließend die vorhandene 100A (so viel darf sie dauernd bei dann >> anliegenden 1,2V) Bodydiode ein. Merkste was? > > Was soll er dabei anderes merken, als dass die Bodydiode des FETs in > seiner Schaltung nicht als Freilaufdiode wirken kann? Warum soll die Bodydiode hier nicht als Freilaufdiode wirken aber eine dazu parallel geschaltete? Gegen eine induzierte Überspannung hilft die/eine Freilaufdiode eh nicht. Dazu braucht es eine Supressordiode falls das NT nicht Rückspeisefähig ist.
Roland E. schrieb: > Warum soll die Bodydiode hier nicht als Freilaufdiode wirken aber eine > dazu parallel geschaltete? Wer sagt denn, dass die Freilaufdiode parallel zur Bodydiode geschaltet werden soll? Schau dir z.B. folgende Abbildung an https://www.mikrocontroller.net/articles/Relais_mit_Logik_ansteuern#Schaltstufe_f.C3.BCr_gro.C3.9Fe_Lasten und ersetze in Gedanken die dort gezeichnete Spule durch die parasitäre Induktivität im Aufbau des TO. Roland E. schrieb: > Gegen eine induzierte Überspannung hilft die/eine Freilaufdiode eh > nicht. Dazu braucht es eine Supressordiode falls das NT nicht > Rückspeisefähig ist. Beim Freilauf wird nichts zurückgespeist: der Strom fließt einfach weiter bis die magnetisch gespeicherte Energie in der Last (und der Diode) verheizt ist. Die entstehende Induktionsspannung ist dabei nicht höher als die Durchlassspannung der Diode.
@ Michael Bertrandt (laberkopp) >Axel R. schrieb: >> Wenn Du die Lampe mit kurzen IMpulsen langsam in einer Art hochfährst >> und bei NennDuty hältst, sollte auch der Einschaltstromstoß nicht allzu >> heftig werden. >Was soll den Strom reduzieren ? >So eine Lampe hat kalt einen geringen Widerstand, z.B. 0.2 Ohm, und da >fliessen dann auch 180A, egal ob dein Impuls 1us oder 1ms, es sind immer >180A bis der Draht mal warm wird. Warum habt Ihr immer so viel Angst vor "zu hohen" Strömen bei Mosfets. Mosfets sind wunderbar überstromfähig, solange deren "Sperrschicht" nicht zu heiß wird. In anderen Worten: es muß kurz genug sein. Praktisch jedes DB eines Schalt-Mosfet gibt ein Diagramm an, welches " Maximum Effective Transient Thermal Impedance" oder ähnlich genannt wird. Je niedriger die Einschaltzeit, bzw. je niedriger das PulsPausenverhältnis, umso mehr Strom verträgt ein Mosfet. Oder anders ausgedrückt: die Thermal Impedance geht ziemlich weit nach unten. Man kann mehr Leistung verpulvern (aktuelle Leistung, nicht mnittlere Leistung). D.h., ein fetter Halogener kann auch von einem fetten Mosfet mit niedriger PWM angesteuert werden, auch wenn der anfangs im Bereich von Id_max werkelt. Die PWM muß eben mit der Halogenlampe entsprechend mitgehen.. @ Roland Ertelt (roland0815) >Conny G. schrieb: >> Roland E. schrieb: >>> 2. Zu geringe Stromtragfähigkeit. Eine Glühlampe hat locker einen >>> 10fachen Einschaltstrom. Da sind die 100A des FET schon am Limit. Bei >>> 40kHz ist der schon nahe am Dauerstrom. Zu 100A sagt SOA auch max Uds < >>> 1V. >> >> Das ist quatsch, sobald sie glüht ist die Lampe warm und hat den >> nominalen Strom der 10A. Und wenn die 100A Einschaltstrom noch im Limit >> des Mosfet sind, dann ist alles gut. >> > >Wie lange braucht der Draht bis er glüht? 100ms? Mehr? Weniger? Schaue >mal ins SOA-Diagramm nach, welche Ströme für den gewählten FET bei der >gewählten Spannung zulässig sind... SOA? Das ist doch eher was für den Analog-Betrieb. DBs von Schalt-Mosfets habens owas schon fat gar nicht mehr. Im Schaltbetrieb dagegen gilt eher Rds_on und Id, und in Zusammenhang mit Impulsen die schon erwähnte " Maximum Effective Transient Thermal Impedance" >> Ich bin sicher, dass es an der fehlenden Freilaufdiode liegt. >Zeichne doch mal die Freilaufdiode in den Schaltplan ein. Zeichne >anschließend die vorhandene 100A (so viel darf sie dauernd bei dann >anliegenden 1,2V) Bodydiode ein. Merkste was? Ich habe den Eindruck, Du weißt nicht, was eine Freilaufdiode ist, bzw. wie diese funktioniert. Denn eine Freilaufdiode liegt nicht parallel zuMosfet (Body-Diode), sondern zum "Verbraucher". @Roland Ertelt (roland0815) >Achim S. schrieb: >> Roland E. schrieb: >>> Zeichne doch mal die Freilaufdiode in den Schaltplan ein. Zeichne >>> anschließend die vorhandene 100A (so viel darf sie dauernd bei dann >>> anliegenden 1,2V) Bodydiode ein. Merkste was? >> >> Was soll er dabei anderes merken, als dass die Bodydiode des FETs in >> seiner Schaltung nicht als Freilaufdiode wirken kann? >Warum soll die Bodydiode hier nicht als Freilaufdiode wirken aber eine >dazu parallel geschaltete? Eben weil eine Freilaufdiode nicht parallel zur Body-Diode liegt. >Gegen eine induzierte Überspannung hilft die/eine Freilaufdiode eh >nicht. Hmm - eine Freilaufdiode ist aber ausgerechnet gegen Überspannungen des Verbrauchers. Warum sol die also nicht dagegen helfen? >Dazu braucht es eine Supressordiode falls das NT nicht >Rückspeisefähig ist. ??? Ich glaube, hier fehlen Grundlagen - oder wir sind Opfer einer massiv unterschiedlichen Terminology.
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Ah, ver.... Ich hab (durch die PWM) ein Stellerdesign im Kopf gehabt. Für geschaltete Lasten ist die Diode anders. Für eine PWM braucht es hier aber eine ziemlich Dicke. Flanken, die breiter als Pikosekunden sind, sind quasi analoge Signale.
Weitere mögliche Ursache: 12v supply rampt beim einschalten zu langsam hoch. Wenn dann der Controller bereits eine PWM raushaut wird der Fet eine Weile mit zu niedriger Gate Spannung angesteuert. Und zwar ausgerechnet dann, wenn die Lampe noch kalt ist. Abhilfe: PWM erst starten, wenn die 12v auch sicher auf 12v sind. Das gleiche kann auch beim Abschalten vorkommen (12v bricht vor Abschalten der PWM ein)
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Ich halte ebenfalls die fehlende Diode für die Haupursache des Ablebens (osr64664_1.png im Vergleich zu osr64664_2.png) Allerdings kann auch auch sein, dass es zu einer unheilvollen Kombination mit der Strombegrenzung des Schaltnetzteils kommt, da zumindest die Zeit bis ein höherer Lampenwiderstand erreicht ist wesentlich verlängert wird (osr64664_1a.png). Über gegenseitiges Aufschaukeln kann man nur spekulieren. Am sinnvollsten erscheint mir daher ein Einschalten über Vorwiderstand, bis die Lampe heiß genug ist. Dadurch kann man dann die Auswahl der MOSFET bzw. der Diode wesentlich entspannter angehen (osr64664_3.png). Mittelwerte über die ersten bzw. letzten 10ms; bei R3a 500ms
1 | M2 D1 R3a |
2 | 1 1.4kW - - |
3 | 1a 166W - - |
4 | 2 6.4W 35W - |
5 | 3 800mW 3W 64J |
p.s. Ich habe mir Jim Thompsons Lampenmodell noch nicht genauer angesehen (V(u1:4) mit 16000K als Fadentemperatur scheint etwas übertrieben), sollte aber am Problem nicht viel ändern. http://www.analog-innovations.com/
@Roland Ertelt (roland0815) >Ah, ver.... >Ich hab (durch die PWM) ein Stellerdesign im Kopf gehabt. >Für geschaltete Lasten ist die Diode anders. Für eine PWM braucht es >hier aber eine ziemlich Dicke. >Flanken, die breiter als Pikosekunden sind, sind quasi analoge Signale. Naja, man muß nicht gleich übertreiben ...
Wie werden denn PWM und MOSFet-Treiber koordiniert?
Ist sichergestellt, dass am Treiber (nach allen Zeitkonstanten) 12V
bereitstehen, bevor die PWM erstmalig auf High geht? Der Treiber hat ja
keinen Unterspannungsschutz.
Unter 6V Treiberversorgung führt das Einschalten der kalten Lampe fast
sicher zum MOSFet-Tod.
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Andere Überlegungen:
Zuleitungsinduktivität: 2x0,5m > max. 1µH > max. 16,2mJ bei 180A
Mit der Vorspannung von 36V wären das max. 40,5mJ die je
"Ab"-Schaltvorgang im MOSFet landen. Single pulse avalanche energy ist
413mJ.
Bei 40 kHz aber dennoch 1,62 kW.
> evtl. Softstart
Freilaufdiode: Schadet nicht wenn sie sehr schnell ist, ich seh die
Lampeninduktivität aber nicht so groß.
Thomas L. schrieb: > Ich steuere einen MOSFET über PWM Treiber mit 40kHz an um über der > Hörgrenze zu sein. Ich stehe auf 180 Hz, leicht zu schalten und hören tut man auch nichts... Wie kommst Du auf die Idee mit der Hörfrequenz? Da ist nur ein Glühfaden...
Mani W. schrieb: > Ich stehe auf 180 Hz, leicht zu schalten und hören tut man auch > nichts... man kann ruhig noch weiter runter gehen, 100Hz sind problemlos, bei Lampen mit sehr dickem Glühfanden sind auch 20Hz noch ausreichend
Thomas L. schrieb: > Dies > scheint eher beim einschalten oder resetten zu passieren als im Betrieb. Die Gatespannung muss eine gewisse Mindestspannung haben, damit der MOSFET voll durchgesteuert wird... Das sind übliche Fehler beim Hochfahren einer Schaltung, egal ob analog oder anderes... Das heißt, die Gatespannung darf erst dann aufgeschaltet werden bzw. der Steuerausgang freigegeben werden, wenn sichergestellt ist, dass die Gatespannung mind. 8V beträgt (Bsp.)... Alles darunter heizt das Teil schneller ab als es warm wird...
andark schrieb: > Allerdings kann auch auch sein, dass es zu einer unheilvollen > Kombination mit der Strombegrenzung des Schaltnetzteils kommt Joe F. schrieb: > Weitere mögliche Ursache: 12v supply rampt beim einschalten zu langsam > hoch. Wenn dann der Controller bereits eine PWM raushaut wird der Fet > eine Weile mit zu niedriger Gate Spannung angesteuert. Und zwar > ausgerechnet dann, wenn die Lampe noch kalt ist. Abhilfe: PWM erst > starten, wenn die 12v auch sicher auf 12v sind. Guter Beitrag. Selbst wenn 12V schon 12V sind, man die PWM einschaltet, kann auf Grund der Überlastung des SNT die Spannung wieder so weit fallen, dass der MOSFET keine ausreichende Gate-Spannung bekommt, nur noch halb aufsteuert und an der Verlustleistung zu Grunde geht. Gate-Treiber mit UVLO Unterspannungsabschaltung würden das verhindern.
Mani W. schrieb: > Thomas L. schrieb: >> Ich steuere einen MOSFET über PWM Treiber mit 40kHz an um über der >> Hörgrenze zu sein. > > Ich stehe auf 180 Hz, leicht zu schalten und hören tut man auch > nichts... > > Wie kommst Du auf die Idee mit der Hörfrequenz? Da ist nur ein > Glühfaden... Ich habe in einer ähnlichen Diskussion mal gelernt, dass mit höherer Frequenz nur die elektromagnetischen Abstrahlungen größer werden und deshalb niedrigere Frequenz eigentlich besser ist. Bei einem Glühdraht ist auch alles ab 100Hz völlig ok für das Auge. Und bei mir hat bei egal welcher F nur das Netzteil gesungen. Mit einem dicken LC Filter / Puffer vor der Schaltung war dann alles gut. Ich glaube es war 1000uH/3300uF bei 12V/3A Halogenlampe.
Irgendwie ist es hier immer das gleiche wenn jemand eine PWM bauen will. Ein Haufen Leute zerbrechen sich den Kopf über völlig belanglose Dinge (Einschaltverhalten usw). Dabei fehlt in der Schaltung die Freilaufdiode (die allein nützt übrigens gar nichts wenn sie wieder über eine ewig lange Leitung angeschlossen wird) und ein Kondensator der als DC link dienen kann. Die Ergebnisse des TO zeigen ja dass es nicht an der Strombelastung des Bauteils liegt. Was passiert ist relativ offensichtlich und wurde schon mehrfach genannt, die Energie in der Zuleitungsinduktivität wandert bein Abschalten als Avalanche Energie in den MOSFET. Bei niederen Frequenzen hält der das aus, bei 40kHz nicht mehr. Vor kurzem war doch hier ein Thread zu einer Motorsteuerung mit dem gleichen Problem (bei dem sind die Kondensatoren vor einem Linearregler abgebrannt). Irgendwo sollte man hier mal eine Erklärung geben wie man eine Halbbrücke baut und wieso das ohne DC link nicht geht. Die meisten Leute bauen nämlich eine Freilaufdiode ein, lassen aber den Kondensator weg. Das hilft nur wenn die Zuleitungsinduktivität klein genug ist.
Ich glaube nicht, dass es am Avalanche liegt. Der FET hat ein Avalanche Rating und sollte das problemlos wegstecken können. 413mJ ist gewaltig, das erreicht man nicht mit einer Glühlampe. Ich tippe eher auf Spannungsspitzen am Gate. Löte eine 1,3W 12V Zenerdiode zwischen Gate und Source, am besten direkt auf den FET.
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Hallo Zusammen, angehängt nun endlich die Messung der Drainspannung. Wie von vielen vorhergesagt geht beim ausschalten die Spannung sehr hoch (ca. 90V). Da der Mosfet nur 60V darf war dies zumindest vielleicht ein Grund. An/abschalten habe ich mir auch angeschaut. Da die 24V + Logik von einem anderen Netzteil kommen und die Logik erst spaeter das PWM zuschaltet ist hier alles ok. Wie schon gesagt werde ich erstmal auf eine alte Lösung (brummende) zurückgreifen und dann das ganze neu aufbauen. Bzgl. Dimensionierung des Kondensators "DC-Link?; habt ihr hier eine Quelle oder eine Groessenordnung? Mit 100Hz und LC-Filter um das Netzteil leise zu bekommen werde ich auch probieren aber die Stroeme von 10A bei 36V und 100Hz zu puffern braucht schon dicke Bauteile. Gruss, Thom
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Marko schrieb: > Ich glaube nicht, dass es am Avalanche liegt. Dein Glaube hilft hier keinem weiter. Lies & verstehe die vorigen Beiträge und dann erübrigt sich der Rest.
Mark S. schrieb: > Marko schrieb: >> Ich glaube nicht, dass es am Avalanche liegt. > > Dein Glaube hilft hier keinem weiter. Lies & verstehe die vorigen > Beiträge und dann erübrigt sich der Rest. Ah, ein Klugscheisser, der weder rechnen noch Datenblätter lesen kann. Welche Induktivität braucht man denn, um eine Energie von 413mJ zu erreichen? Da du es anscheinend nicht hinkriegst rechne ichs dir mal vor: L=(2E)/(I^2). Das wären 6,7 MILLIHENRY. Oder andersrum: E=0.5LI^2. Bei 100uH Induktivität (unrealistisch viel, aber so zum Spass) wären das gerade mal 12mJ - gerade mal EIN SIEBENUNDSECHZIGSTEL der maximal zulässigen Avalanche-Energie. Weisst du, Bubi, ich hab schon die eine oder andere MOSFET-Schaltung im kW-Bereich mit induktiver Last aufgebaut, die im realen Leben tatsächlich funktioniert hat. Mach die Scheiss Zenerdiode ans Gate und die Schaltung wird funktionieren.
Bla schrieb: > Irgendwo sollte man hier mal eine Erklärung geben wie man > eine Halbbrücke baut und wieso das ohne DC link nicht geht. Die meisten > Leute bauen nämlich eine Freilaufdiode ein, lassen aber den Kondensator > weg. Das hilft nur wenn die Zuleitungsinduktivität klein genug ist. Dann red nicht lang herum sondern sei dieser "man sollte", schreib einen brauchbaren Artikel ins Wiki und verlinke ihn hierher. MiWi
Marko schrieb: > Ah, ein Klugscheisser, der weder rechnen noch Datenblätter lesen kann. Die 413mJ beziehen sich auf einen einzelnen Impuls. In manchen Datenblättern findet sich auch für den Avalanchebetrieb ein Diagramm des dynamischen rth. Du kannst aber davon ausgehen, das dieses nicht besser als das in Fig.9.12 für den regulären Betrieb gezeigte ist. Bei t/T=0.5 und T=25µs ergibt sich ein Faktor von 0.5 -> Der Chip wird zu heiß. btw. Keiner hat bemerkt, dass ich versehentlich den Kaltwiderstand mit 30mΩ anstatt 300mΩ eingetragen habe ;). Damit könnte der Vorwiderstand auf 2x3.3Ω 50W reduziert werden. Am Diodenproblem ändert das aber nichts Entscheidendes.
Und was soll die Zenerdiode besser können wie die Bodydioden der MIC4416 Gate Treiberausgangstufe? Die Avalanchenergie kommt hier nicht nur einmal vor, wie Du gerechnet hast sondern wiederholt sich mit Schaltfrequenz. Da kommen überschlägig zweistellige Wattbeträge heraus.
andark schrieb: > Die 413mJ beziehen sich auf einen einzelnen Impuls. Ach nee? Wie hast du das denn rausgefunden? Hat dich vielleicht die Bezeichnung "Single Pulse Avalanche Energy" draufgebracht? > In manchen > Datenblättern findet sich auch für den Avalanchebetrieb ein Diagramm des > dynamischen rth. > Du kannst aber davon ausgehen, das dieses nicht besser als das in > Fig.9.12 für den regulären Betrieb gezeigte ist. > Bei t/T=0.5 und T=25µs ergibt sich ein Faktor von 0.5 -> Der Chip wird > zu heiß. Oh mann! Du verwechselst hier die Parameter. Was hat die Dynamic Thermal Impedance mit der Avalanche-Energie zu tun? Gar nix! Du scheinst die grundlegendsten Formeln nicht zu kennen. Watt = Joule pro Sekunde, Mann! Du multiplizierst deine Avalanche-Energie mit der Schaltfrequenz und das ist die Verlustleistung! I^2*Rdson kommt natürlich noch dazu. Da der FET gar nicht heiss wurde (Kunststück, da die Avalanche-Energie sich hier im niedrigen einstelligen Millijoulebereich bewegen dürfte, komplett ohne Freilaufdiode, Snubber oder sonstwas!) hat die Verlustleistung damit nichts zu tun dass die FETs sterben. Die Lösung steht in der letzten Zeile von meinem vorherigen Post.
Christian K. schrieb: > Und was soll die Zenerdiode besser können wie die Bodydioden der > MIC4416 > Gate Treiberausgangstufe? Die sind zu weit weg. Die Zener muss direkt auf den FET gelötet werden. Nicht umsonst gibt es FETs die eine solche Zenerdiode bereits integriert haben. Lies mal hier unter "Protection Features Of Gate-To-Source Zener Diodes": http://www.st.com/content/ccc/resource/technical/document/datasheet/2b/45/44/74/73/f1/49/f8/CD00002390.pdf/files/CD00002390.pdf/jcr:content/translations/en.CD00002390.pdf > Die Avalanchenergie kommt hier nicht nur einmal vor, wie Du gerechnet > hast sondern wiederholt sich mit Schaltfrequenz. Da kommen überschlägig > zweistellige Wattbeträge heraus. Gratulation, du hast es tatsächlich geschafft eins und eins zusammenzuzählen! https://imagemacros.files.wordpress.com/2009/07/you_win_prize_downs.jpg
Naja, Wenn Du nicht mal Scope Fotos interpretieren kannst... So 85V 8A 500ns * Schaltfrequenz / 2 wenn man großzügig ist. Milliwatt sind das nicht.
Wobei Ihnen leider entgangen ist, dass die Avalanche-Energie bei 40kHz 40.000 pro Sekunde frei gesetzt werden kann. Das wurde bereits weiter oben vorgerechnet. Wer lesen kann ist klar im Vorteil gegenüber demjenigen der dumm rum pöbelt.
Wenn Du meinst, das das du/dt des Avalancheimpulses das Gateoxid zerstört dann rechne mal den Crss zu Ciss Spannungsteiler. Ciss ist zwischen 5 bis 20 mal größer als Crss siehe Seite 6 oben rechts im Datenblatt. Rechnen wir vereinfacht mal mit 10. Dann kann der 85-100V Puls das Gate kurzzeitig auf maximal 10V ziehen obwohl der Treiber das nach Low treibt. Mit Vgss +/-20V bleibt dort noch 100% Luft. Real hält das Gate noch etwas mehr. Bei Hochspannungsanwendungen wie in dem ST Datenblatt angeführten 500V MOSFET wird das ein Problem und dazu sind interne Zenerdioden sinnvoll. In der Anwendung "Millert" das Gate um seine Schwellspannung jeweils beim umschalten.
Christian K. schrieb: > Naja, > > Wenn Du nicht mal Scope Fotos interpretieren kannst... > So 85V 8A 500ns * Schaltfrequenz / 2 wenn man großzügig ist. > > Milliwatt sind das nicht. Ne, da hast du schonmal recht, denn Volt*Ampere*Sekunde gibt Joule. facepalm Was du mit dieser "Rechnung" aussagen willst wird wohl ein Geheimnis bleiben. Mark S. schrieb: > Wobei Ihnen leider entgangen ist, dass die Avalanche-Energie bei > 40kHz > 40.000 pro Sekunde frei gesetzt werden kann. > Das wurde bereits weiter oben vorgerechnet. > Wer lesen kann ist klar im Vorteil gegenüber demjenigen der dumm rum > pöbelt. Achnee. Das steht in meinem Post weiter oben. Lesen sollte man schon können wenn man mitreden will: Marko schrieb: > Du multiplizierst deine Avalanche-Energie mit der > Schaltfrequenz und das ist die Verlustleistung! OK, also die Erklärstunde ist jetzt vorbei, ihr Intelligenzminimalisten. Die Lösung steht oben. Der OP kann sie implementieren oder weiter fröhlich FETs zerschießen. Wenns noch Fragen gibt: fragt den Professor an eurer Flachhochschule oder euren Kindergärtner. Oder die Katze, die kann mindestens so gut rechnen wie der Christian.
Marko schrieb: > Mach die Scheiss Zenerdiode ans Gate und die Schaltung wird > funktionieren. Da der TO schon im ersten Beitrag schrieb Thomas L. schrieb: > Mit dem Oszi sieht das Signal am Gate des MOSFETS sauber aus (12V zu 0V > PWM) finde ich deine Theorie von Spannungsspitzen am Gate wenig überzeugend. Zumal eine Überspannung am Gate den Transistor bei 150Hz PWM genau so killen würde wie bei 40kHz PWM - was aber nach Aussage des TO nicht passiert. Thomas L. schrieb: > angehängt nun endlich die Messung der Drainspannung. Danke, das hilft sehr. Auch wenn du auf die brummende 150Hz-Lösung zurückgehst, bau bitte die Freilaufdiode ein. Christians hat richtig vorgerechnet (auch wenn Marko es nicht glauben mag), welche (unnötige) Verlustleistung du deinem FET sonst aufbrummst. Vielleicht würde ich einen Faktor 2 anders wählen als Christian (weil der Strom während der Druchbruchphase linear von 8 auf 0 A sinkt -> mittlerer Strom ist 4A) aber für die Größenordnung spielt es keine Rolle. Die parasitäre Induktivität ist laut Scope-Messung bei 5µH - was auch ganz gut mit den oben gemachten Schätzungen hinkommt.
Frequenz wird angegeben 1/Sekunde. Also sind Volt mal Ampere mal Zeit mal Frequenz Watt und nicht Joule. Oder kannst Du mit 500ns * Schaltfrequenz nichts anfangen?
Marko schrieb: > K, also die Erklärstunde ist jetzt vorbei, ihr Intelligenzminimalisten. > Die Lösung steht oben. Der OP kann sie implementieren oder weiter > fröhlich FETs zerschießen. Wenns noch Fragen gibt: fragt den Professor > an eurer Flachhochschule oder euren Kindergärtner. Oder die Katze, die > kann mindestens so gut rechnen wie der Christian. Du solltest besser deine Froschpillen nehmen.
Mark, dein Ton ist unangemessen und eines Ingenieurs unwürdig. Halte dich bitte zurück.
Marko meine ich, nicht Mark. > Da konnte man die Birne singen hören. Habe ich oft genug erlebt, auch bei einfachen Phasenanschnittsteuerungen. Die Wendeln sind sowohl Elektromagnete als auch Federn, die sich durch den Magnetismus zum Schwingen anregen lassen. Prometheus schrieb: > da staunt man nicht schlecht wie viel Spannung so ein Stück Leitung > erzeugen kann... Eine gute Teslaspule erzeugt mehr als 1 Volt pro mm Drahtlänge.
Eine weitere Ausfallmöglichkeit wäre das Überschreiten des Iar=100A < 36V/0.3Ω, da es unabhänig von der Energie und Dauer unmittelbar zur Zerstörung durch den parasitären Transistor führt.
1 | If such current is more than the IAR, the device can fail. Even if the energy associated with that event is very low, failure would be due to the activation of the MOSFET's parasitic bipolar. |
p.10 http://www.st.com/content/ccc/resource/technical/document/application_note/05/13/69/ee/aa/87/49/b6/CD00100956.pdf/files/CD00100956.pdf/jcr:content/translations/en.CD00100956.pdf
Ich dachte, wenn man die PWM hier in einen Halbbrücken-Treiber einspeisen würde, und (bei den 40kHz, waren das doch?), wie eprofi meinte, eine Serien-Induktivität im einstelligen... (...) ..."hätte sich das". (Eventuell.) Wohl doch viel komplexer (Marko is knowing it all alone, it seems...)
Thomas L. schrieb: > angehängt nun endlich die Messung der Drainspannung. > Wie von vielen vorhergesagt geht beim ausschalten die Spannung sehr hoch > (ca. 90V). Da der Mosfet nur 60V darf war dies zumindest vielleicht ein > Grund. Ist die Messungen bei völlig kalter Lampe (die ersten PWM-Pulse) oder warmer/heißer Lampe gemacht? Kannst den Strom auch erfassen? Ohne den ist das ganze reichlich vage. Wenn die Messung mit heißer Lampe war: Annahme max. Strom 20A (nur 20% PWM). Wären 18W Verlustleistung (0.45mJ*40000Hz) im Avalanche, finde ich sehr viel für Dauerbetrieb. Bei kalter Lampe (180A) wären das ca. 36mJ je Avalanche bei 4.5µs Dauer. Das ist im Peak (Iar) mehr als spezifiziert und auch in der Gesamtenergie (einige ms bis die Glühwendel über 300°C liegt) sind das PI*Daumen 4.4J (36mJ*40Pulse/ms*3ms) statt der spezifizierten 413mJ. Andersrum dauert das Ansteigen des Stromes auf 180A knapp 7µs. Bietet viel Spielraum für eine Strombegrenzung auf z.B. 50A. (Strommessung und Treiber mit Shutdown) Beim Anlaufen mit < 10% PWM hält der MOSFet vmtl. durch.
Man sieht (in älteren) Applikationen oft eine 48V-Z_diode über Drain und Gate. Bei Überschreitung der U_ds_max wird der MOSFET einfach nochmal schnell "aufgemacht". Bin mir nicht sicher, ob das was hier hilft, wollte aber trotzdem nicht unerwähnt lassen...
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